JP2014180172A - 車両用回転電機 - Google Patents

Abstract

【課題】ダイオード整流から同期整流に移行する際の同期外れを防止し、同期外れに伴うサージ電圧の発生やスイッチング素子の破損を防止するとともに高効率の整流動作を維持することができる車両用回転電機を提供すること。
【解決手段】制御回路５４は、ＭＯＳトランジスタ５０、５１をオフしてダイオードによる整流を行うダイオード整流動作と、ＭＯＳトランジスタ５０、５１を所定期間オンした後にダイオードを介して通電する同期整流動作とともに、ダイオード整流動作から同期整流動作への移行時にＭＯＳトランジスタ５０、５１をオンする所定期間を徐々に増加させる遷移整流動作を、ＭＯＳトランジスタ５０、５１をオンオフ制御して行う。
【選択図】図２

Description

本発明は、乗用車やトラック等に搭載される車両用回転電機に関する。

従来から、ダイオード整流期間に合わせてＭＯＳトランジスタ（スイッチング素子）をオンするとともにダイオード整流期間を超えてＭＯＳトランジスタのオン状態を継続しないようにＭＯＳトランジスタをオフした後にダイオード整流期間を確保するようにした車両用回転電機が知られている（例えば、特許文献１参照。）。この車両用回転電機では、ＭＯＳトランジスタについてこのＭＯＳトランジスタをオフした後のダイオード整流期間と目標電気角との差分を算出し、この差分に補正係数を掛けた値を加算するフィードバック制御を行うことにより、着目しているＭＯＳトランジスタのオフタイミングを決定している。

特開２０１２−７０５５９号公報

ところで、特許文献１に開示された車両用回転電機等では、ダイオード整流動作中に所定の同期制御開始条件を満たしたときにＭＯＳトランジスタをオンオフして整流する同期整流動作に移行する。しかし、ダイオードとＭＯＳトランジスタのそれぞれの電圧降下が異なるため、ダイオード整流によって固定子巻線から出力を取り出すことができる期間よりも、同期整流によって固定子巻線から出力を取り出すことができる期間の方が長くなる。このため、固定子巻線と磁気回路との間や、磁気回路を共有する他相の固定子巻線との間で、相互インダクタンスによる影響をおよぼし、他相の固定子巻線における起電力減少が発生し、整流可能期間の短縮が生じる。また、影響を受ける他相の固定子巻線が同期整流中の場合には、整流可能期間が短くなると、ＭＯＳトランジスタのオフタイミングが整流可能期間の終了時点よりも遅くなる同期外れが発生し、ＭＯＳトランジスタを逆流する電流を遮断するという現象が生じる。このため、サージ発生やそれに伴うＭＯＳトランジスタの破損が生じる場合があり、整流機能の喪失につながるおそれがある。

また、ＭＯＳトランジスタを通して電流が逆流しない程度の同期外れが発生した場合であっても、ＭＯＳトランジスタをオフした後に確保されるダイオード整流期間が極端に短くなると、同期整流を終了させてダイオード整流に移行することになり、効率が低下する。

また、２組の三相巻線を用いた６相の車両用発電機では、２組の固定子巻線が磁気回路を共有している。１組の固定子巻線の各相はほぼ電圧波形が同じであるため、ダイオード整流から同期整流に移行する場合は各相がほぼ同時に移行する傾向があり、上述した相互インダクタンスの影響はさらに顕著になり、同期外れは発生しやすい。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、ダイオード整流から同期整流に移行する際の同期外れを防止し、同期外れに伴うサージ電圧の発生やスイッチング素子の破損を防止するとともに高効率の整流動作を維持することができる車両用回転電機を提供することにある。

上述した課題を解決するために、本発明の車両用回転電機は、電機子巻線とスイッチング部と制御回路とを備える。電機子巻線は、２相以上の相巻線を有する。スイッチング部は、ダイオードが並列接続されたスイッチング素子によってブリッジ回路の複数の上アームおよび下アームが構成され、電機子巻線の誘起電圧を整流する。制御回路は、スイッチング素子をオフしてダイオードによる整流を行うダイオード整流動作と、スイッチング素子を所定期間オンした後にダイオードを介して通電する同期整流動作とともに、ダイオード整流動作から同期整流動作への移行時にスイッチング素子をオンする所定期間を徐々に増加させる遷移整流動作を、スイッチング素子をオンオフ制御して行う制御回路とを備える。

ダイオード整流から同期整流に移行する際に、スイッチング素子をオンする期間を徐々に長くする遷移整流を行っているため、ダイオードとスイッチング素子のそれぞれの電圧降下に起因する整流可能期間の変化が緩やかになり、遷移整流終了後に同期整流を開始した際の同期外れを防止することができる。また、同期外れがなくなるため、同期外れに伴うサージ電圧の発生やスイッチング素子の破損を防止することができるとともに、同期外れが発生してダイオード整流に移行する頻度を減らすことにより高効率の整流動作を維持することが可能となる。

一実施形態の車両用発電機の構成を示す図である。 整流器モジュールの構成を示す図である。 制御回路の詳細構成を示す図である。 上ＭＯＳ Ｖ_DS検出部による電圧比較の具体例を示す図である。 下ＭＯＳ Ｖ_DS検出部による電圧比較の具体例を示す図である。 温度検出部による温度検出結果の具体例を示す図である。 制御部の詳細構成を示す図である。 制御部によって行う同期整流制御（同期制御）の動作タイミング図である。 車両が急加速する場合を想定した電気角の変動の様子を示す図である。 エンジン回転が変動する場合を想定した電気角の変動の様子を示す図である。 電気負荷が急激に変動する場合を想定した電気角の変動の様子を示す図である。 ドライバにおけるターンオフ遅れを想定した電気角の変動の様子を示す図である。 各種の要因の組合せを想定した電気角の変動の様子を示す図である。 同期制御開始判定を行うために必要な構成を示す図である。 ロードダンプが発生していない通常時における相電圧を示す図である。 ロードダンプが発生した後のロードダンプ保護動作時の相電圧を示す図である。 ロードダンプ保護動作時のローサイド側のＭＯＳトランジスタのドレイン・ソース間電圧を増幅した後の電圧波形を示す図である。 同期制御開始判定の動作タイミングを示す図である。 下ＭＯＳオフタイミング演算部によって設定されたオフタイミングが遅れた場合の相電圧波形の具体例を示す図である。 出力電圧変動と上アーム・オン期間および下アーム・オン期間の関係を示す図である。 同期制御停止判定を行うために必要な構成を示す図である。 遷移整流動作を含む整流動作全体の状態遷移図である。 遷移整流の説明図である。 整流器モジュールの変形例を示す図である。 制御回路の変形例を示す図である。

以下、本発明の車両用回転電機を適用した一実施形態の車両用発電機について、図面を参照しながら説明する。図１に示すように、本実施形態の車両用発電機１は、２つの固定子巻線（電機子巻線）２、３、界磁巻線４、２つの整流器モジュール群５、６、発電制御装置７を含んで構成されている。２つの整流器モジュール群５、６がスイッチング部に対応する。

一方の固定子巻線２は、多相巻線（例えばＸ相巻線、Ｙ相巻線、Ｚ相巻線からなる三相巻線）であって、固定子鉄心（図示せず）に巻装されている。同様に、他方の固定子巻線３は、多相巻線（例えばＵ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線からなる三相巻線）であって、上述した固定子鉄心に、固定子巻線２に対して電気角で３０度ずらした位置に巻装されている。本実施形態では、これら２つの固定子巻線２、３と固定子鉄心によって固定子が構成されている。

界磁巻線４は、固定子鉄心の内周側に対向配置された界磁極（図示せず）に巻装されて回転子を構成している。励磁電流を流すことにより、界磁極が磁化される。界磁極が磁化されたときに発生する回転磁界によって固定子巻線２、３が交流電圧を発生する。

一方の整流器モジュール群５は、一方の固定子巻線２に接続されており、全体で三相全波整流回路（ブリッジ回路）が構成され、固定子巻線２に誘起される交流電流を直流電流に変換する。この整流器モジュール群５は、固定子巻線２の相数に対応する数（三相巻線の場合には３個）の整流器モジュール５Ｘ、５Ｙ、５Ｚを備えている。整流器モジュール５Ｘは、固定子巻線２に含まれるＸ相巻線に接続されている。整流器モジュール５Ｙは、固定子巻線２に含まれるＹ相巻線に接続されている。整流器モジュール５Ｚは、固定子巻線２に含まれるＺ相巻線に接続されている。

他方の整流器モジュール群６は、他方の固定子巻線３に接続されており、全体で三相全波整流回路（ブリッジ回路）が構成され、固定子巻線３に誘起される交流電流を直流電流に変換する。この整流器モジュール群６は、固定子巻線３の相数に対応する数（三相巻線の場合には３個）の整流器モジュール６Ｕ、６Ｖ、６Ｗを備えている。整流器モジュール６Ｕは、固定子巻線３に含まれるＵ相巻線に接続されている。整流器モジュール６Ｖは、固定子巻線３に含まれるＶ相巻線に接続されている。整流器モジュール６Ｗは、固定子巻線３に含まれるＷ相巻線に接続されている。

発電制御装置７は、Ｆ端子を介して接続された界磁巻線４に流す励磁電流を制御する励磁制御回路であって、励磁電流を調整することにより車両用発電機１の出力電圧（各整流器モジュールの出力電圧）Ｖ_B が調整電圧Ｖreg になるように制御する。例えば、発電制御装置７は、出力電圧Ｖ_B が調整電圧Ｖreg よりも高くなったときに界磁巻線４への励磁電流の供給を停止し、出力電圧Ｖ_B が調整電圧Ｖreg よりも低くなったときに界磁巻線４に励磁電流の供給を行うことにより、出力電圧Ｖ_B が調整電圧Ｖreg になるように制御する。また、発電制御装置７は、通信端子Ｌおよび通信線を介してＥＣＵ８（外部制御装置）と接続されており、ＥＣＵ８との間で双方向のシリアル通信（例えば、ＬＩＮ（Local Interconnect Network）プロトコルを用いたＬＩＮ通信）を行い、通信メッセージを送信あるいは受信する。

本実施形態の車両用発電機１はこのような構成を有しており、次に、整流器モジュール５Ｘ等の詳細について説明する。各整流器モジュール５Ｘは、他の整流器モジュール５Ｙ、５Ｚ、６Ｕ、６Ｖ、６Ｗと同じ構成を有している。

図２に示すように、整流器モジュール５Ｘは、２つのＭＯＳトランジスタ５０、５１、制御回路５４を備えている。ＭＯＳトランジスタ５０は、ソースが固定子巻線２のＸ相巻線に接続され、ドレインが充電線１２を介して電気負荷１０やバッテリ９の正極端子に接続された上アーム（ハイサイド側）のスイッチング素子である。ＭＯＳトランジスタ５１は、ドレインがＸ相巻線に接続され、ソースがバッテリ９の負極端子（アース）に接続された下アーム（ローサイド側）のスイッチング素子である。これら２つのＭＯＳトランジスタ５０、５１からなる直列回路がバッテリ９の正極端子と負極端子の間に配置され、これら２つのＭＯＳトランジスタ５０、５１の接続点（Ｐ端子）にＸ相巻線が接続されている。また、ＭＯＳトランジスタ５０、５１のそれぞれのソース・ドレイン間にはダイオードが並列接続されている。このダイオードはＭＯＳトランジスタ５０、５１の寄生ダイオード（ボディダイオード）によって実現されるが、別部品としてのダイオードをさらに並列接続するようにしてもよい。なお、上アームおよび下アームの少なくとも一方を、ＭＯＳトランジスタ以外のスイッチング素子を用いて構成するようにしてもよい。

図３に示すように、制御回路５４は、制御部１００、出力電圧検出部１１０、上ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１２０、下ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１３０、上ＭＯＳ短絡故障確認部１４０、下ＭＯＳ Ｖ_DS増幅部１４２、通電方向判定部１４４、温度検出部１５０、電源１６０、ドライバ１７０、１７２を備えている。

電源１６０は、発電制御装置７から界磁巻線４に励磁電流が供給されるタイミングで動作を開始し、制御回路５４に含まれる各素子に動作電圧を供給するとともに、励磁電流の供給が停止されたときに動作電圧の供給を停止する。この電源１６０の起動、停止は、制御部１００からの指示に応じて行われる。

ドライバ１７０は、出力端子（Ｇ１）がハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０のゲートに接続されており、ＭＯＳトランジスタ５０をオンオフする駆動信号を生成する。同様に、ドライバ１７２は、出力端子（Ｇ２）がローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１のゲートに接続されており、ＭＯＳトランジスタ５１をオンオフする駆動信号を生成する。

出力電圧検出部１１０は、例えば差動増幅器とその出力をデジタルデータに変換するアナログ−デジタル変換器によって構成されており、車両用発電機１（あるいは整流器モジュール５Ｘ）の出力端子（Ｂ端子）の電圧Ｖ_B に対応するデータを出力する。なお、アナログ−デジタル変換器は、制御部１００側に設けるようにしてもよい。

上ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１２０は、Ｂ端子とＰ端子に接続されており、ハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０のドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSを検出し、検出したドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSを所定のしきい値と比較してその大小に応じた信号を出力する。図４において、横軸はドレイン側の出力電圧Ｖ_B を基準としたドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSを示している。また、縦軸は上ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１２０から出力される信号の電圧レベルを示している。図４に示すように、相電圧Ｖ_P が高くなって出力電圧Ｖ_B よりも０．３Ｖ以上高くなるとＶ_DSが０．３Ｖ以上になるため、上ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１２０の出力信号がローレベル（０Ｖ）からハイレベル（５Ｖ）に変化する。その後、相電圧Ｖ_P が出力電圧Ｖ_B よりも１．０Ｖ以上低くなるとＶ_DSが−１．０Ｖ以下になるため、上ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１２０の出力信号がハイレベルからローレベルに変化する。

上述した出力電圧Ｖ_B よりも０．３Ｖ高い値が図８のしきい値Ｖ１０に対応している。このしきい値Ｖ１０は、ダイオード通電期間の開始時点を確実に検出するためのものであり、出力電圧Ｖ_B にオン時のＭＯＳトランジスタ５０のドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSを加算した値よりも高く、出力電圧Ｖ_B にＭＯＳトランジスタ５０と並列接続されたダイオードの順方向電圧ＶＦを加算した値よりも低い値に設定されている。また、上述した出力電圧Ｖ_B よりも１．０Ｖ低い値が図８のしきい値Ｖ２０に対応している。このしきい値Ｖ２０は、ダイオード通電期間の終了時点を確実に検出するためのものであり、出力電圧Ｖ_B よりも低い値に設定されている。相電圧Ｖ_P がしきい値Ｖ１０に達した後にしきい値Ｖ２０に達するまでを上アームの「オン期間」としている。なお、このオン期間は、ＭＯＳトランジスタ５０がオフ状態のときに実際にダイオードに通電される「ダイオード通電期間」とは開始時点と終了時点がずれているが、本実施形態の同期制御はこのオン期間に基づいて行われる。

下ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１３０は、Ｐ端子とグランド端子（Ｅ端子）に接続されており、ローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１のドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSを検出し、検出したドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSを所定のしきい値と比較してその大小に応じた信号を出力する。図５において、横軸はドレイン側のバッテリ負極端子電圧であるグランド端子電圧Ｖ_GND を基準としたドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSを示している。また、縦軸は下ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１３０から出力される信号の電圧レベルを示している。図５に示すように、相電圧Ｖ_P が低くなってグランド電圧Ｖ_GND よりも０．３Ｖ以上低くなるとＶ_DSが−０．３Ｖ以下になるため、下ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１３０の出力信号がローレベル（０Ｖ）からハイレベル（５Ｖ）に変化する。その後、相電圧Ｖ_P がグランド電圧Ｖ_GND よりも１．０Ｖ以上高くなるとＶ_DSが１．０Ｖ以上になるため、下ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１３０の出力信号がハイレベルからローレベルに変化する。

上述したグランド電圧Ｖ_GND よりも０．３Ｖ低い値が図８のしきい値Ｖ１１に対応している。このしきい値Ｖ１１は、ダイオード通電期間の開始時点を確実に検出するためのものであり、グランド電圧Ｖ_GND からオン時のＭＯＳトランジスタ５１のドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSを減算した値よりも低く、グランド電圧Ｖ_GND からＭＯＳトランジスタ５１と並列接続されたダイオードの順方向電圧ＶＦを減算した値よりも高い値に設定されている。また、上述した出力電圧Ｖ_GND よりも１．０Ｖ高い値が図８のしきい値Ｖ２１に対応している。このしきい値Ｖ２１は、ダイオード通電期間の終了時点を確実に検出するためのものであり、グランド電圧Ｖ_GND よりも高い値に設定されている。相電圧Ｖ_P がしきい値Ｖ１１に達した後にしきい値Ｖ２１に達するまでを下アームの「オン期間」としている。なお、このオン期間は、ＭＯＳトランジスタ５１がオフ状態のときに実際にダイオードに通電される「ダイオード通電期間」とは開始時点と終了時点がずれているが、本実施形態の同期整流はこのオン期間に基づいて行われる。

温度検出部１５０は、例えばＭＯＳトランジスタ５０、５１に隣接配置された感温ダイオードの順方向電圧に基づいてＭＯＳトランジスタ５０、５１の温度を検出し、温度が高いときにハイレベル、低いときにローレベルの信号を出力する。この温度検出部１５０は、制御部１００に含ませるようにしてもよい。図６において、横軸は温度（°Ｃ）を示している。また、縦軸は温度検出部１５０から出力される信号の電圧レベルを示している。図６に示すように、温度が上昇していって２００°Ｃ以上になると、温度検出部１５０の出力信号がローレベル（０Ｖ）からハイレベル（５Ｖ）に変化する。その後、温度が低下していって１７０°Ｃよりも低くなると、温度検出部１５０の出力信号がハイレベルからローレベルに変化する。

上ＭＯＳ短絡故障確認部１４０は、ハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０のドレイン・ソース間の短絡故障が生じていないことを確認する。この短絡故障には、ＭＯＳトランジスタ５０自身が故障した場合の他に、このＭＯＳトランジスタ５０を駆動するドライバ１７０が故障してＭＯＳトランジスタ５０が常時オンされる場合も含まれる。ＭＯＳトランジスタ５０やドライバ１７０に故障が生じていない場合には、相電圧Ｖ_P は、出力電圧Ｖ_B とグランド電圧Ｖ_GND の間で周期的に変化する。一方、ＭＯＳトランジスタ５０のドレイン・ソース間が常時短絡された状態になると、相電圧Ｖ_P は、出力電圧Ｖ_B 近傍で固定される。上ＭＯＳ短絡故障確認部１４０は、相電圧Ｖ_P が周期的に変化していることを検出することにより、ＭＯＳトランジスタ５０のドレイン・ソース間の短絡故障が生じていないことを確認し、出力をローレベルとする。反対に、ＭＯＳトランジスタ５０のドレイン・ソース間の短絡故障が生じている場合には、上ＭＯＳ短絡故障確認部１４０は、出力をハイレベルにする。

下ＭＯＳ Ｖ_DS増幅部１４２は、オン時のローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１のドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSを、例えば５倍（−０．５Ｖ〜＋０．５Ｖ）に増幅する（図１５Ｃ）。通電方向判定部１４４は、下ＭＯＳ Ｖ_DS増幅部１４２によって増幅された後のドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSに基づいて、ＭＯＳトランジスタ５１に流れる電流の向きを判定する。具体的には、通電方向判定部１４４は、例えば＋０．３５Ｖに設定されたしきい値電圧と、増幅後のドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSとを比較し、しきい値電圧の方が高いとき（図１５Ｃの範囲Ｗ）にハイレベルの信号を出力し、それ以外のときにローレベルの信号を出力する。

制御部１００は、同期整流動作を開始および終了するタイミングの判定、同期整流を実施するためのＭＯＳトランジスタ５０、５１のオン／オフタイミングの設定、このオン／オフタイミングの設定に対応したドライバ１７０、１７２の駆動、ロードダンプ保護動作移行タイミングの判定および保護動作の実施などを行う。

図７に示すように、制御部１００は、回転数演算部１０１、同期制御開始処理部１０２、上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３、下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４、目標電気角設定部１０５、上ＭＯＳ・Ｔ_FB時間演算部１０６、上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７、下ＭＯＳ・Ｔ_FB時間演算部１０８、下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９、ロードダンプ保護判定部１１１、電源起動・停止判定部１１２、オフタイミング異常判定部１２１、同期制御停止判定部１２２、過熱保護部１２３を備えている。これらの各構成は、例えばメモリ等に記憶された所定の動作プログラムをＣＰＵで実行することにより実現されるが、各構成をハードウエアを用いて実現するようにしてもよい。また、各構成の具体的な動作内容については後述する。

本実施形態の整流器モジュール５Ｘ等はこのような構成を有しており、次にその動作を説明する。

（１）電源起動・停止判定
電源起動・停止判定部１１２は、Ｐ端子に接続されており、整流器モジュール５Ｘが接続された固定子巻線２のＸ相の相電圧（ピーク電圧）が所定値（例えば５Ｖ）を超えたことを検出したときに、電源１６０に起動を指示する。また、電源起動・停止判定部１１２は、この相電圧が所定値（５Ｖ）以下になった状態が所定時間（例えば１秒）継続したときに電源１６０に停止を指示する。このようにして車両用発電機１の発電時のみ整流器モジュール５Ｘ等を動作させており、発電せずに停止している場合に、必要最小限の回路しか動作させないため、暗電流を低減し、バッテリ上がりを防止することができる。

（２）同期制御動作
同期整流制御（同期制御）の動作タイミングを示す図８において、「上アーム・オン期間」は上ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１２０の出力信号を、「上ＭＯＳオン期間」はハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０のオン／オフタイミングを、「下アーム・オン期間」は下ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１３０の出力信号を、「下ＭＯＳオン期間」はローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１のオン／オフタイミングをそれぞれ示している。また、Ｔ_FB1 、Ｔ_FB2 、目標電気角、ΔＴについては後述する。

上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３は、上ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１２０の出力信号（上アーム・オン期間）を監視しており、この出力信号のローレベルからハイレベルへの立ち上がりをハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０のオンタイミングとして判定し、ドライバ１７０に指示を送る。ドライバ１７０は、この指示に応じてＭＯＳトランジスタ５０をオンする。

上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７は、ＭＯＳトランジスタ５０がオンされてから所定時間経過後をＭＯＳトランジスタ５０のオフタイミングとして判定し、ドライバ１７０に指示を送る。ドライバ１７０は、この指示に応じてＭＯＳトランジスタ５０をオフする。

このオフタイミングを決定する所定時間は、上アーム・オン期間の終了時点（上ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１２０の出力信号がハイレベルからローレベルに立ち下がる時点）よりも「目標電気角」だけ早くなるように、その都度可変設定される。

この目標電気角は、ＭＯＳトランジスタ５０を常時オフしてダイオードを通して整流を行う場合を考えたときに、このダイオード整流における通電期間の終了時点よりもＭＯＳトランジスタ５０のオフタイミングが遅くならないようにするためのマージンであり、目標電気角設定部１０５によって設定される。目標電気角設定部１０５は、回転数演算部１０１によって演算された回転数に基づいて目標電気角を設定する。この目標電気角は、回転数に関係なく一定でもよいが、より望ましくは、低回転領域および高回転領域において目標電気角を大きく、その中間領域において目標電気角を小さく設定するようにしてもよい。目標電気角の設定方法の具体例については後述する。

回転数演算部１０１は、下ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１３０の出力信号の立ち上がり周期あるいは立ち下がり周期に基づいて回転数を演算している。下ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１３０の出力信号を用いることにより、車両用発電機１の出力電圧Ｖ_B の変動に関係なく、安定した回転数検出が可能になる。

同様に、下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４は、下ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１３０の出力信号（下アーム・オン期間）を監視しており、この出力信号のローレベルからハイレベルへの立ち上がりをローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１のオンタイミングとして判定し、ドライバ１７２に指示を送る。ドライバ１７２は、この指示に応じてＭＯＳトランジスタ５１をオンする。

下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９は、ＭＯＳトランジスタ５１がオンされてから所定時間経過後をＭＯＳトランジスタ５１のオフタイミングとして判定し、ドライバ１７２に指示を送る。ドライバ１７２は、この指示に応じてＭＯＳトランジスタ５１をオフする。

このオフタイミングを決定する所定時間は、下アーム・オン期間の終了時点（下ＭＯＳ Ｖ_DS検出部１３０の出力信号がハイレベルからローレベルに立ち下がる時点）よりも「目標電気角」だけ早くなるように、その都度可変設定される。

この目標電気角は、ＭＯＳトランジスタ５１を常時オフしてダイオードを通して整流を行う場合を考えたときに、このダイオード整流における通電期間の終了時点よりもＭＯＳトランジスタ５１のオフタイミングが遅くならないようにするためのマージンであり、目標電気角設定部１０５によって設定される。

ところで、実際には、上アーム・オン期間や下アーム・オン期間の終了時点は、ＭＯＳトランジスタ５０、５１をオフする時点ではわかっていないため、上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７や下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９は、半周期前の情報をフィードバックすることにより、ＭＯＳトランジスタ５０やＭＯＳトランジスタ５１のオフタイミングの設定精度を上げている。

例えば、ハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０のオフタイミングは以下のようにして設定される。下ＭＯＳ・Ｔ_FB時間演算部１０８は、半周期前のローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオフしてから下アーム・オン期間の終了時点までの時間（電気角）Ｔ_FB2 （図８）を演算し、上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７は、このＴ_FB2 から目標電気角を差し引いたΔＴを求める。回転等が安定していればＴ_FB2 と目標電気角とが等しくなってΔＴ＝０となるはずであるが、（１）車両の加減速に伴う回転変動、（２）エンジン回転の脈動、（３）電気負荷の変動、（４）所定のプログラムを実行して制御部１００を実現する場合の動作クロック周期の変動、（５）ドライバ１７０、１８２にＭＯＳトランジスタ５０、５１をオフする指示を出してから実際にオフされるまでのターンオフ遅れ、などに伴ってΔＴが０にならないことが多い。

そこで、上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７は、半周期前に下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９で用いられた下ＭＯＳオン期間をΔＴに基づいて補正して上ＭＯＳオン期間を設定し、ＭＯＳトランジスタ５０のオフタイミングを決定している。具体的には、補正係数をαとしたときに、上ＭＯＳオン期間は、以下の式で設定される。

（上ＭＯＳオン期間）＝（半周期前の下ＭＯＳオン期間）＋ΔＴ×α
同様に、ローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１のオフタイミングは以下のようにして設定される。上ＭＯＳ・Ｔ_FB時間演算部１０６は、半周期前のハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０をオフしてから上アーム・オン期間の終了時点までの時間（電気角）Ｔ_FB1 （図８）を演算し、下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９は、このＴ_FB1 から目標電気角を差し引いたΔＴを求める。下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９は、半周期前に上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７で用いられた上ＭＯＳオン期間をΔＴに基づいて補正して下ＭＯＳオン期間を設定し、ＭＯＳトランジスタ５１のオフタイミングを決定している。具体的には、補正係数をαとしたときに、下ＭＯＳオン期間は、以下の式で設定される。

（下ＭＯＳオン期間）＝（半周期前の上ＭＯＳオン期間）＋ΔＴ×α
このようにして、ダイオード整流を行う場合と同じ周期で、ハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０とローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１が交互にオンされ、ＭＯＳトランジスタ５０、５１を用いた低損失の同期整流動作が行われる。

（３）目標電気角の設定手法
次に、目標電気角の設定手法について説明する。目標電気角は、回転数に応じた値が設定される。それは、ＭＯＳトランジスタ５０、５１をオフするタイミングが上アーム・オン期間や下アーム・オン期間の終了時点よりも遅くならないように同期制御を行うために必要な目標電気角の値（最小値）が回転数に依存するからである。具体的には、上述した上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７や下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９におけるオフタイミングの設定動作について説明したように、（Ａ）車両の加減速に伴う回転変動、（Ｂ）エンジン回転の脈動、（Ｃ）電気負荷の変動、（Ｄ）所定のプログラムをＣＰＵで実行して制御部１００を実現する場合の動作クロック周期の変動、（Ｅ）ドライバ１７０、１７２にＭＯＳトランジスタ５０、５１をオフする指示を出してから実際にオフされるまでのターンオフ遅れ、などに伴ってΔＴが０にならないのと同じ理由で、必要な目標電気角の値を回転数に応じて変化させている。

上記のＡのケースに対応する図９において、横軸は車両用発電機１の回転数を、縦軸は車両用発電機１の回転数が１秒間で２０００ｒｐｍから１６０００ｒｐｍまで上昇する回転変動が生じたときに上アーム・オン期間と下アーム・オン期間の長さがどの程度変動したかを表す電気角をそれぞれ示している。なお、図９において実線で示す特性は回転子が８極の場合に、点線で示す特性は回転子が６極の場合に対応している。

図９に示すように、回転数が低いほど電気角で表したオン期間変動の程度が大きくなり、回転数が高いほど電気角で表したオン期間変動の程度が小さくなる。この特性を反映させると、低回転域になるほど目標電気角を大きな値に設定し、高回転域になるほど目標電気角を小さな値に設定する必要があるといえる。

上記のＢのケースに対応する図１０において、横軸は車両用発電機１の回転数を、縦軸はプーリ比を２．５として上述したエンジン回転の変動が生じたときに上アーム・オン期間と下アーム・オン期間の長さがどの程度変動したかを表す電気角をそれぞれ示している。なお、図１０において実線で示す特性は回転子が８極の場合に、点線で示す特性は回転子が６極の場合に対応している。

図１０に示すように、回転数が低いほど電気角で表したオン期間変動の程度が大きくなり、回転数が高いほど電気角で表したオン期間変動の程度が小さくなる。この特性を反映させると、低回転域になるほど目標電気角を大きな値に設定し、高回転域になるほど目標電気角を小さな値に設定する必要があるといえる。

上記のＣのケースに対応する図１１において、横軸は車両用発電機１の回転数を、縦軸は５０Ａの電気負荷１０が切断されて出力電圧Ｖ_B が１３．５Ｖ〜１４．０Ｖに変更したときに上アーム・オン期間と下アーム・オン期間の長さがどの程度変動したかを表す電気角をそれぞれ示している。なお、図１１において実線で示す特性は回転子が８極の場合に、点線で示す特性は回転子が６極の場合に対応している。

図１１に示すように、回転数が低いほど電気角で表したオン期間変動の程度が大きくなり、回転数が高いほど電気角で表したオン期間変動の程度が小さくなる。この特性を反映させると、低回転域になるほど目標電気角を大きな値に設定し、高回転域になるほど目標電気角を小さな値に設定する必要があるといえる。

上記のＥのケースに対応する図１２において、横軸は車両用発電機１の回転数を、縦軸はドライバ１７０、１７２のそれぞれにオフする指示を行ってから実際にオフされるまでのターンオフ遅れを１５μ秒としたときに上アーム・オン期間と下アーム・オン期間の長さがどの程度変動したかを表す電気角をそれぞれ示している。なお、図１２において実線で示す特性は回転子が８極の場合に、点線で示す特性は回転子が６極の場合に対応している。

図１２に示すように、回転数が低いほど電気角で表したオン期間変動の程度が小さくなり、回転数が高いほど電気角で表したオン期間変動の程度が大きくなる。この特性を反映させると、低回転域になるほど目標電気角を小さな値に設定し、高回転域になるほど目標電気角を大きな値に設定する必要があるといえる。

また、上記以外では、クロック周期の変動を考慮する必要がある（上記のＤのケースに対応する）。例えば、２ＭＨｚのシステムクロックを使用する場合にその精度が±β％、すなわちβ％の変動があるものとすると、上アーム・オン期間と下アーム・オン期間の長さの変動は、高回転域ほど大きくなり、低回転域ほど小さくなる。これは、クロックの精度は回転数に関係なく一定であるが、相電圧Ｖ_P の電気角１周期分の時間は高回転域になるほど短くなるため、オン期間に占めるクロック変動分の相対的な割合が大きくなるからである。この特性を反映させると、低回転域になるほど目標電気角を小さな値に設定し、高回転域になるほど目標電気角を大きな値に設定する必要があるといえる。

上述したＡからＥのケースに対応する各種の要因の組合せを想定した電気角の変動の様子を示す図１３において、横軸は車両用発電機１の回転数を、縦軸は各種の要因に対応した電気角変動の累積値をそれぞれ示している。なお、図１３に示す特性Ｓは回転子が８極の場合の電気角変動の累積値である。

図１３に示すように、ＡからＥのケースに対応する各種の要因を組み合わせると、低速回転域と高速回転域において電気角変動の程度が大きくなり、中速回転域において電気角変動の程度が小さくなることがわかる。目標電気角設定部１０５は、この特性を反映させて、すなわち、低速回転域と高速回転域において目標電気角の値を大きく、中速回転域において目標電気角の値を小さく設定する。図１３においてＰ、Ｑで示された２種類の特性は、このようにして設定された目標電気角を示している。一方のＰで示された目標電気角は、回転数に応じて値が連続的に変化するようにしたものである。この場合には、回転数に応じて目標電気角の最小値を設定することが可能となる。また、他方のＱで示された目標電気角は、回転数に応じて値が階段状に変化するようにしてものである。この場合には、例えば回転数に応じて変化する複数の値をテーブルの形式で記憶しておけばよいため、目標電気角の可変設定に必要な構成を簡略化することができる。

本実施形態の車両用発電機１では、目標電気角の値を回転数に応じて可変設定することにより、ＭＯＳトランジスタ５０、５１がオフされてからダイオードに電流が流れる期間を確保するとともにこの期間を短くすることができるため、ダイオード整流によって生じる損失を低減し、発電効率の向上を図ることが可能となる。特に、低速回転域および高速回転域では目標電気角の値を大きく、中速回転域では目標回転角の値を小さく設定することにより、目標電気角の適切な値を回転数毎に設定することができ、損失低減および発電効率の向上を各回転域で実現することができる。

また、目標電気角を連続的に変化させることにより、回転数等に応じて目標電気角の最小値を設定することが可能となり、損失を最小限に抑えて発電効率を最大とすることができる。また、目標電気角を階段状に可変することにより、目標電気角の可変設定に必要な構成を簡略化することができる。

ところで、上述した実施形態では、目標電気角の値を回転数に応じて可変設定したが、さらに温度や出力電流を回転数と組み合わせて目標電気角の値を設定するようにしてもよい。

例えば、一般に、クロック発生器が発生するクロックの周期は温度が高くなるほど変動が大きくなる。このクロック発生器が整流器モジュール５Ｘ等に内蔵されている場合を考えると、温度検出部１５０によって検出される温度はこのクロック発生器の温度と一致すると考えることができる。目標電気角設定部１０５は、温度検出部１５０によって検出された温度が高く、かつ、回転数に対して目標電気角が増加しているときに目標電気角を大きな値に設定し、温度が低いほど目標電気角を小さな値に設定する。温度による影響を加味することにより、さらに目標電気角の適切な値を設定することができ、さらなる損失低減および発電効率向上が可能となる。

また、一般に、出力電流が多いほど相電圧Ｖ_P の上昇および下降が急峻になり、反対に出力電流が少ないほど相電圧Ｖ_P の上昇および下降がなだらかになる。上述したように、上アーム・オン期間が終了する時点と実際にＭＯＳトランジスタ５０と並列なダイオードに流れる電流が停止するタイミングとはずれており、このずれの程度は、相電圧Ｖ_P の変化がなだらかになる小出力時の方が顕著になる。目標電気角設定部１０５は、出力電流が少ないほど目標電気角を大きな値に設定し、出力電流が多いほど目標電気角を小さな値に設定する。出力電流変化による影響を加味することにより、さらに目標電気角の適切な値を設定することができ、さらなる損失低減および発電効率向上が可能となる。なお、出力電流の大小は、発電制御装置７のＦ端子から界磁巻線４に供給されるＰＷＭ信号のオンデューティを監視することにより判定することができる。あるいは、出力電流の大小は、例えば図２に示すＭＯＳトランジスタ５１のソースとバッテリ９の負極端子（アース）との間に電流検出用抵抗を挿入し、この電流検出用抵抗の両端電圧に基づいて判定するようにしてもよい。

（４）同期制御の開始判定
次に、上述した同期制御に移行するか否かの判定動作について説明する。整流器モジュール５Ｘ等が起動された直後や、何らかの異常が発生して同期制御を一旦停止した後は、所定の同期制御開始条件を満たす場合に同期制御に移行する。なお、本実施形態では、直ちに同期整流に移行するのではなく、上アーム・オン期間と下アーム・オン期間（図８）を徐々に長くする遷移整流動作を経て同期整流に移行している。遷移整流動作については後述する。

同期制御開始処理部１０２は、同期制御開始条件を満たすか否かの判定を行い、満たすと判断した場合には、遷移整流動作の制御を行った後に、同期制御開始条件を満たす旨の通知が上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３と下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４に送られる。以後、上述した同期制御が実施されて、ＭＯＳトランジスタ５０、５１が交互にオンされる。

同期制御開始条件としては、以下の（Ａ）〜（Ｆ）が用いられる。
（Ａ）上アーム・オン期間と下アーム・オン期間（図８）が上下連続して３２回発生する。なお、３２回は、８極の回転子を想定し、機械角２回転分に相当する値である。この値は、１回転に相当する値である１６や、３回転以上に相当する値、あるいは機械角１回転の整数倍に相当する値以外に変更してもよい。
（Ｂ）出力電圧Ｖ_B が正常範囲である７Ｖより高く１８Ｖよりも低い範囲に含まれる。なお、１２Ｖ系の車両システムを想定して正常範囲の下限値を７Ｖ、上限値を１８Ｖとしたが、これらの下限値および上限値は適宜変更するようにしてもよい。また、２４Ｖ系等の車両システムでは、発電電圧に合わせて下限値および上限値を変更する必要がある。
（Ｃ）ＭＯＳトランジスタ５０、５１について過熱状態の判定がなされていない。
（Ｄ）ロードダンプ保護動作中でない。
（Ｅ）出力電圧Ｖ_B の変動が０．５Ｖ／２００μ秒よりも小さい。なお、同期制御を開始したときにこの変動がどの程度許容されるかは、使用する素子やプログラムによって変化するため、この変動の許容値は、使用する素子等に応じて適宜変更するようにしてもよい。
（Ｆ）Ｔ_FB1、Ｔ_FB2がともに１５μ秒より長い。なお、これらの期間がどの程度以下になると異常といえるかは、異常の発生原因等によって変化するため、この許容値（１５μ秒）は、異常発生原因等に応じて適宜変更するようにしてもよい。また、Ｔ_FB1、Ｔ_FB2は、上ＭＯＳ・Ｔ_FB時間演算部１０６、下ＭＯＳ・Ｔ_FB時間演算部１０８によって同期制御動作中に演算されるものとして説明したが、同期制御開始前であってもこれらの演算は行われており、同期制御の開始判定に用いられる。

図１４において、ロードダンプ保護判定部１１１は、出力電圧Ｖ_B が２０Ｖを超えたときに、車両用発電機１の出力端子やバッテリ端子が外れてサージ電圧が発生するロードダンプを検出し、ドライバ１７０、１８２に指示を送ってハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０をオフするとともに、ローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオンするロードダンプ保護動作を開始する。また、ロードダンプ保護判定部１１１は、一旦２０Ｖよりも高くなった出力電圧Ｖ_B が低下して１７Ｖより低くなったときに、所定期間のオフの後再度ローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオンする。ロードダンプ保護判定部１１１は、ロードダンプ保護動作中はハイレベル、それ以外のときにローレベルとなる信号を同期制御開始処理部１０２に向けて出力する。

なお、ロードダンプ保護動作の開始あるいは終了時にＭＯＳトランジスタ５０、５１のオン／オフによって新たなサージ電圧が発生することを避けるため、ロードダンプ保護判定部１１１は、図８に示す下アーム・オン期間の間にロードダンプ保護動作の開始あるいは終了を行うようにしている。

同期制御が行われる通常時には、図１５Ａに示すように、相電圧Ｖ_P は、出力電圧Ｖ_B （バッテリ９の正極端子電圧）近傍の下限値とグランド端子電圧Ｖ_GND 近傍の上限値との間で周期的に変化している。一方、ロードダンプ発生時には、ハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０がオフされ、ローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１がオンされ、この状態が維持される。したがって、図１５Ｂに示すように、相電圧Ｖ_P は、グランド端子電圧Ｖ_GND を中心に、ＭＯＳトランジスタ５１のオン時のドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSの範囲で周期的に変化するようになる。なお、図１５Ｂに示す例では、ＭＯＳトランジスタ５１のオン時のドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSが、例えば０．１Ｖとして図示されている。但し、このドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSは、使用するＭＯＳトランジスタ５１の仕様やゲート電圧等に応じて異なる。

図３に示した下ＭＯＳ Ｖ_DS増幅部１４２は、オン時のＭＯＳトランジスタ５１のドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSを、例えば５倍（−０．５Ｖ〜＋０．５Ｖ）に増幅する（図１５Ｃ）。また、通電方向判定部１４４は、例えば＋０．３５Ｖに設定されたしきい値電圧と、増幅後のドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSとを比較し、しきい値電圧の方が高いとき（範囲Ｗ）にハイレベルの信号を出力し、それ以外のときにローレベルの信号を出力する。

図１５Ｃにおいて、Ｗで示された範囲は、通常時にローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１がオンされるタイミングにほぼ対応している。本実施形態では、このＷの範囲を、ロードダンプ保護動作を開始あるいは終了させるタイミングとしている。すなわち、このＷの範囲に含まれていれば、ロードダンプ保護動作を開始するためにローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオンしたときに、このＭＯＳトランジスタ５１に並列接続されたダイオードの順方向と同じ方向にＭＯＳトランジスタ５１を介して電流が流れることになるため、サージ電圧の発生を抑制することができる。また、このＷの範囲に含まれていれば、ロードダンプ保護動作を終了するためにローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオフする前に、このＭＯＳトランジスタ５１を介して流れる電流の向きと、オフした後に、このＭＯＳトランジスタ５１に並列接続されたダイオードを介して流れる電流の向きが同じになるため、サージ電圧の発生を抑制することができる。

なお、上述したしきい値電圧にはヒステリシス特性を持たせるようにしてもよい。例えば、ドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSの方が低い場合のしきい値電圧を＋０．３５Ｖとし、ドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSの方が高くなった後のしきい値電圧を＋０．３Ｖとする場合が考えられる。これにより、ドレイン・ソース間電圧Ｖ_DSがしきい値電圧付近で変更した場合に、通電方向判定部１４４の出力信号のレベルが頻繁に切り替わることを防止することができる。

Ｖ_B 範囲判定部１１３は、出力電圧検出部１１０によって検出された出力電圧Ｖ_B が７〜１８Ｖの範囲に含まれているか否かを判定し、含まれている場合にはローレベル、含まれていない場合（７Ｖ以下か１８Ｖ以上の場合）にはハイレベルの信号を出力する。Ｖ_B 変動判定部１１４は、出力電圧検出部１１０によって検出された出力電圧Ｖ_B の変動が０．５Ｖ／２００μ秒よりも小さいか否かを判定し、小さい場合にはローレベル、大きい場合にはハイレベルの信号を出力する。Ｔ_FB時間判定部１１５は、上ＭＯＳ・Ｔ_FB時間演算部１０６によって検出されたＴ_FB1 と、下ＭＯＳ・Ｔ_FB時間演算部１０８によって検出されたＴ_FB2 のそれぞれが１５μ秒よりも長いか否かを判定し、長い場合にはローレベル、以下の場合にハイレベルの信号を出力する。

過熱保護部１２３は、温度検出部１５０の出力信号に基づいて過熱状態発生の有無を判定するとともに、過熱状態発生時には過熱保護動作を行う。過熱状態になると、過熱保護部１２３は、その旨を示す過熱フラグをセットし、この過熱フラグに対応する出力信号をハイレベルにする。

なお、図１４では、Ｖ_B 範囲判定部１１３、Ｖ_B 変動判定部１１４、Ｔ_FB時間判定部１１５を同期制御開始処理部１０２の外部に設けたが、同期制御開始処理部１０２に内蔵するようにしてもよい。また、上述した例では、（Ａ）〜（Ｆ）の全ての条件を満たす場合に同期制御を開始する場合を想定したが、（Ｂ）〜（Ｆ）の少なくとも一つと（Ａ）とを組み合わせて同期制御開始条件としてもよい。

図１６において、「カウント値」は上アーム・オン期間と下アーム・オン期間のそれぞれの立ち上がり（開始タイミング）に同期したカウント値を、「Ｔ_FB時間フラグ」はＴ_FB時間判定部１１５の出力を、「電圧範囲フラグ」はＶ_B 範囲判定部１１３の出力を、「ＬＤフラグ」はロードダンプ保護判定部１１１の出力を、「過熱フラグ」は過熱保護部１２３の出力を、「電圧変動フラグ」はＶ_B 変動判定部１１４の出力をそれぞれ示している。

同期制御開始処理部１０２は、上アーム・オン期間と下アーム・オン期間のそれぞれの立ち上がりに同期したカウント動作を行い、このカウント動作のカウント値が「３２」に達したときに同期制御開始を示す信号（ローレベルが同期制御開始を示し、ハイレベルが同期制御停止を示している）を上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３および下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４に入力する。上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３および下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４では、同期制御開始を示す信号が入力されると、ＭＯＳトランジスタ５０、５１を交互にオンする同期制御を開始する。

ところで、同期制御開始処理部１０２は、上アーム・オン期間と下アーム・オン期間の立ち上がりの間隔が電気角で１周期以下であること、Ｔ_FB時間判定部１１５、Ｖ_B 範囲判定部１１３、ロードダンプ保護判定部１１１、過熱保護部１２３、Ｖ_B 変動判定部１１４の各出力（Ｔ_FB時間フラグ、電圧範囲フラグ、ＬＤフラグ、過熱フラグ、電圧変動フラグ）が全てローレベルであること、を条件に上述したカウント動作を継続する。反対に、同期制御開始処理部１０２は、カウント値が３２に達するまでに、上アーム・オン期間と下アーム・オン期間の立ち上がりの間隔が電気角で１周期を超えたり、Ｔ_FB時間判定部１１５、Ｖ_B 範囲判定部１１３、ロードダンプ保護判定部１１１、過熱保護部１２３、Ｖ_B 変動判定部１１４のいずれかの出力がハイレベルになった場合には、カウント値を０にリセットし、カウント動作継続の条件を満たすようになってからカウント動作を再開する。

（５）同期制御の停止判定
次に、上述した同期制御中に同期制御を停止するか否かの判定動作について説明する。同期制御停止判定部１２２は、同期制御中に所定の同期制御停止条件を満たすか否かの判定を行い、満たすと判断した場合にその旨の通知が同期制御開始処理部１０２、上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３、下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４、上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７、下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９に送られる。以後、同期制御開始処理部１０２によって同期制御が開始されるまで同期制御が停止される。

同期制御停止条件としては、以下の（ａ）〜（ｅ）が用いられる。
（ａ）下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９によって設定されたＭＯＳトランジスタ５１のオフタイミングから、相電圧Ｖ_P が上昇していって次にＭＯＳトランジスタ５０のオンタイミングを判定するために用いられたしきい値Ｖ１０に達するまでの時間が所定時間よりも短い。

この所定時間は、下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９によってオフタイミングを指示してから実際にドライバ１７２によってＭＯＳトランジスタ５１がオフされるまでの時間、具体的には、ドライバ１７２によってＭＯＳトランジスタ５１をオフする際のＭＯＳトランジスタ５１の駆動能力に応じて設定される。オフタイミング異常判定部１２１は、この条件を満たす場合（所定時間よりも短い場合）にハイレベル、それ以外のときにローレベルとなる信号を出力する。

図１７に示すように、ＭＯＳトランジスタ５１をオフするタイミングが下アーム・オン期間の終了タイミングよりも遅くなると、その時点でＭＯＳトランジスタ５１を通して流れていた電流を遮断することになるため、サージ電圧が発生する。図１７では、サージ電圧がＳで示されている。このサージ電圧は、ＭＯＳトランジスタ５１をオフした直後に発生するものである。実際に下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９によってオフタイミングが指示されてからＭＯＳトランジスタ５１がオフされるまでに要する時間をｔ０（図１７）とすると、オフタイミング遅れに伴うサージ電圧の発生を検出するために、上述した所定時間は、下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９によってオフタイミングを指示してから時間ｔ０よりもβだけ長く設定されている。このβは、時間ｔ０経過後に発生するサージ電圧が含まれる値であって、正常に同期制御を行っているとき（オフタイミング異常が発生していないとき）に、相電圧Ｖ_P が上昇していってしきい値Ｖ１０に達するまでの時間よりも短い必要がある。
（ｂ）上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７によって設定されたＭＯＳトランジスタ５０のオフタイミングから、相電圧Ｖ_P が低下していって次にＭＯＳトランジスタ５１のオンタイミングを判定するために用いられたしきい値Ｖ１１に達するまでの時間が所定時間よりも短い。

この所定時間は、上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７によってオフタイミングを指示してから実際にドライバ１７０によってＭＯＳトランジスタ５０がオフされるまでの時間、具体的には、ドライバ１７０によってＭＯＳトランジスタ５０をオフする際のＭＯＳトランジスタ５０の駆動能力に応じて設定される。オフタイミング異常判定部１２１は、この条件を満たす場合（所定時間よりも短い場合）にハイレベル、それ以外のときにローレベルとなる信号を出力する。

なお、上述した（ａ）、（ｂ）で示された所定時間は、同じ値であってもよいが、異なる値を用いるようにしてもよい。また、これらの所定時間は、主にドライバ１７０、１８２の駆動能力に応じて設定するものであるため、回転数に関係なく一定値を用いることが望ましい。
（ｃ）出力電圧Ｖ_B の変動が０．５Ｖ／２００μ秒よりも大きくなった。

なお、同期制御を継続する場合にこの変動がどの程度許容されるかは、使用する素子やプログラムによって変化するため、この同期制御の停止判定に用いられる許容値は、使用する素子等に応じて適宜変更するようにしてもよい。

例えば、出力電流が１５０Ａから１５Ａに急に減少すると、図１８に示すように、出力電圧Ｖ_B が上昇する。この出力電圧の上昇に伴って、上アーム・オン期間は、出力変動がない場合の値Ｔ１０からＴ１１、Ｔ１２（＜Ｔ１０）に変化する。下アーム・オン期間についても同様である。このように、上アーム・オン期間あるいは下アーム・オン期間自体が短くなると、それまでと同じ手順でオフタイミングを設定しても、ＭＯＳトランジスタ５０、５１のオフタイミングが上アーム・オン期間あるいは下アーム・オン期間よりも遅くなる事態が生じるため、これを回避するために上述した許容値が用いられる。同期制御開始判定でも、同様の趣旨により同じ許容値が用いられているが、この許容値は、同期制御開始判定と同期制御停止判定で異なる値を用いるようにしてもよい。
（ｄ）ロードダンプ保護動作に移行した。
（ｅ）ＭＯＳトランジスタ５０、５１の過熱状態が発生した。

図１９に示す構成は、図７に示した構成の中から同期制御停止判定に必要な構成を抜き出したものである。また、Ｖ_B 変動判定部１１４については、図１４に示された同期制御開始判定用のＶ_B 変動判定部１１４がそのまま同期制御停止判定においても用いられている。

図１９に示すように、同期制御停止判定部１２２には、オフタイミング異常判定部１２１、Ｖ_B 変動判定部１１４、ロードダンプ保護判定部１１１、過熱保護部１２３の各出力が入力されている。

オフタイミング異常判定部１２１からは、上述した同期制御停止条件（ａ）あるいは（ｂ）を満たしているときにハイレベルの信号が出力される。また、Ｖ_B 変動判定部１１４からは、出力電圧検出部１１０によって検出された出力電圧Ｖ_B の変動が０．５Ｖ／２００μ秒よりも大きく、上述した同期制御停止条件（ｃ）を満たしているときにハイレベルの信号が出力される。また、ロードダンプ保護判定部１１１からは、ロードダンプ動作中であって、上述した同期制御停止条件（ｄ）を満たしているときにハイレベルの信号が出力される。また、過熱保護部１２３からは、上述した同期制御停止条件（ｅ）を満たしているとき、具体的には、過熱状態が発生して過熱フラグがセットされたときにハイレベルの信号が出力される。

同期制御停止判定部１２２は、オフタイミング異常判定部１２１、Ｖ_B 変動判定部１１４、ロードダンプ保護判定部１１１、過熱保護部１２３の各出力信号の中で一つでもハイレベルのものが含まれている場合には、同期制御停止条件を満たしていると判断し、同期制御を停止する旨の指示が同期制御開始処理部１０２、上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３、下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４、上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７、下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９に送られる。

（６）遷移整流動作
次に、遷移整流動作について説明する。図２０に示すように、遷移整流は、ダイオード整流から同期整流に切り替わる際に実施される。具体的には、整流器モジュール５Ｘ等が動作を開始した直後は、ダイオード整流が行われる。このダイオード整流と並行して、同期制御開始処理部１０２によって、同期制御開始条件を満たすか否かが判定される。満たさない場合にはダイオード整流が継続される。また、同期制御開始条件を満たす場合には直ちに同期整流を開始するのではなく、同期制御開始処理部１０２による遷移整流が行われる。

図２１に示すように、遷移整流は、上ＭＯＳオン期間（下ＭＯＳオン期間であってもよい）を所定の初期値Ｔｓに設定することにより行われる。上ＭＯＳオン期間および下ＭＯＳオン期間は、整流動作の所定周期毎（図２１に示す例では半周期毎だが、１周期毎あるいはそれ以上の複数周期毎であってもよい）に所定の増加分ΔＴａを増加することにより、徐々に増加させている。この増加は、所定値Ｔｅに達するまで繰り返される。なお、この徐々に増加する上ＭＯＳオン期間および下ＭＯＳオン期間に合わせてＭＯＳトランジスタ５０、５１をオンオフする必要があるが、オンするタイミングは、同期整流の場合と同様に上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３、下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４によって判定され、ＭＯＳトランジスタ５０、５１がオンされる。また、オフするタイミングは、同期制御開始処理部１０２から上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７、下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９に指示される（あるいは、オフタイミングで同期制御開始処理部１０３からドライバ１７０、１７２に指示を送り、ＭＯＳトランジスタ５０、５１を直接オフするようにしてもよい）。

上述した増加分ΔＴａは、所定周期毎に増加したが、所定時間毎に増加するようにしてもよい。また、上述した初期値Ｔｓおよび増加分ΔＴａの少なくとも一方は、固定値を用いる場合の他に、回転数、発電電流、ＭＯＳトランジスタ５０、５１の温度のいずれか、あるいは、２以上の組み合わせに基づいて可変設定するようにしてもよい。なお、出力電流を検出する構成については、後述する図２２や図２３に示された構成を用いることができる。

このような遷移整流と並行して、同期制御停止判定部１２２によって、同期制御停止条件を満たすか否かが判定される。満たす場合には遷移整流が中止され、直ちにダイオード整流に移行する。また、同期制御停止条件を満たさない場合には、同期制御開始処理部１０２によって、遷移整流終了条件を満たすか否かが判定される。例えば、「上ＭＯＳオン期間あるいは下ＭＯＳオン期間が所定値Ｔｅに達した」が遷移整流終了条件として用いられる。遷移整流終了条件を満たしていない場合（上ＭＯＳオン期間等が所定値Ｔｅに達していない場合）には遷移整流が繰り返される。

また、遷移整流終了条件を満たす場合には同期整流に移行する。その後、同期整流と並行して、同期制御停止判定部１２２によって、同期制御停止条件を満たすか否かが判定される。満たさない場合には同期整流が繰り返される。また、同期制御停止条件を満たす場合には直ちにダイオード整流に移行する。

このように、本実施形態の車両用発電機１では、ダイオード整流から同期整流に移行する際に、ＭＯＳトランジスタ５０、５１をオンする期間を徐々に長くする遷移整流を行っているため、ダイオードとＭＯＳトランジスタ５０、５１のそれぞれの電圧降下に起因する整流可能期間（整流器モジュール５Ｘ等から出力端子を介して充電線１２側に電流を供給することが可能な期間）の変化が緩やかになり、遷移整流終了後に同期整流を開始した際の同期外れを防止することができる。また、同期外れがなくなるため、同期外れに伴うサージ電圧の発生やＭＯＳトランジスタ５０、５１等の破損を防止することができるとともに、同期外れが発生してダイオード整流に移行する頻度を減らすことにより高効率の整流動作を維持することが可能となる。

また、上ＭＯＳオン期間および下ＭＯＳオン期間を初期値Ｔｓから所定値Ｔｅまで所定の増加分ΔＴａを繰り返し加算して徐々に長くすることにより遷移整流を行っており、簡単な制御によって遷移整流を実現することができる。

なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内において種々の変形実施が可能である。例えば、上述した実施形態では、２つの固定子巻線２、３と２つの整流器モジュール群５、６を備えるようにしたが、一方の固定子巻線２と一方の整流器モジュール群５を備える車両用発電機についても本発明を適用することができる。

また、上述した実施形態では、各整流器モジュール５Ｘ等を用いて整流動作（発電動作）を行う場合について説明したが、ＭＯＳトランジスタ５０、５１のオン／オフタイミングを変更することにより、バッテリ９から印加される直流電流を交流電流に変換して固定子巻線２、３に供給して電動動作を行わせる車両用回転電機に本発明を適用することができる。

また、上述した実施形態では、２つの整流器モジュール群５、６のそれぞれに３つの整流器モジュールを含ませるようにしたが、整流器モジュールの数は３以外であってもよい。

また、上述した実施形態では、回転数や出力とは関係なく遷移整流を実施するようにしたが、低回転時や低出力時に遷移整流を行わずにダイオード整流から同期整流に切り替えた際に同期外れが発生しやすいことから、低回転時および低出力時の少なくとも一方において遷移整流を実施するようにしてもよい。

具体的には、同期制御開始処理部１０２は、回転数演算部１０１（回転数演算部１０１以外の回転数検出部を制御部１００の外部に設けるようにしてもよい）によって演算された回転数が所定値以下の低回転時のみに遷移制御を行うようにしてもよい。また、同期制御開始処理部１０２は、出力電流値が所定値以下の低出力時のみ遷移整流を行うようにしてもよい。あるいは、同期制御開始処理部１０２は、回転数が所定値以下の低回転時で、かつ、出力電流値が所定値以下の低出力時に遷移整流を行うようにしてもよい。

出力電流値は、発電制御装置７のＦ端子から界磁巻線４に供給されるＰＷＭ信号のオンデューティを監視することにより判定することができる。あるいは、出力電流の大小は、例えば図２に示すＭＯＳトランジスタ５１のソースとバッテリ９の負極端子（アース）との間に電流検出用抵抗を挿入し、この電流検出用抵抗の両端電圧に基づいて判定するようにしてもよい。図２２に示す構成は、図２に示した整流器モジュール５Ｘに対して、電流検出用抵抗５５を追加したものである。図２３に示す構成は、図３に示した制御回路５４に対して出力電流検出部１５２を追加したものである。この出力電流検出部１５２は、電流検出用抵抗５５の両端電圧に基づいて出力電流を検出する。なお、この場合には、整流器モジュール５ＸのＭＯＳトランジスタ５１を流れる電流値に基づいて出力電流の大小を判定することになるが、代わりに、充電線１２あるいは出力端子に流れる電流値を電流センサを用いて直接検出して出力電流の大小を判定するようにしてもよい。

上述したように、本発明によれば、ダイオード整流から同期整流に移行する際に、スイッチング素子をオンする期間を徐々に長くする遷移整流を行っているため、ダイオードとスイッチング素子のそれぞれの電圧降下に起因する整流可能期間の変化が緩やかになり、ダイオード整流終了後に同期整流を開始した際の同期外れを防止することができる。

２、３ 固定子巻線
５、６ 整流器モジュール群
５０、５１ ＭＯＳトランジスタ
５４ 制御回路
１０１ 回転数演算部
１５２ 出力電流検出部

Claims (11)

1. ２相以上の相巻線を有する電機子巻線（２、３）と、
   ダイオードが並列接続されたスイッチング素子（５０、５１）によってブリッジ回路の複数の上アームおよび下アームが構成され、前記電機子巻線の誘起電圧を整流するスイッチング部（５、６）と、
   前記スイッチング素子をオフして前記ダイオードによる整流を行うダイオード整流動作と、前記スイッチング素子を所定期間オンした後に前記ダイオードを介して通電する同期整流動作とともに、前記ダイオード整流動作から前記同期整流動作への移行時に前記スイッチング素子をオンする前記所定期間を徐々に増加させる遷移整流動作を、前記スイッチング素子をオンオフ制御して行う制御回路（５４）と、
   を備えることを特徴とする車両用回転電機。
2. 請求項１において、
   前記スイッチング素子は、ＭＯＳトランジスタであることを特徴とする車両用回転電機。
3. 請求項１または２において、
   回転数を検出する回転数検出部（１０１）をさらに備え、
   前記制御回路は、前記回転数検出部によって検出された回転数が所定値以下の低回転時に前記遷移整流動作を行うことを特徴とする車両用回転電機。
4. 請求項１または２において、
   出力電流を検出する出力電流検出部（１５２）をさらに備え、
   前記制御回路は、前記出力電流検出部によって検出された電流値が所定値以下の低出力時に前記遷移整流動作を行うことを特徴とする車両用回転電機。
5. 請求項１または２において、
   回転数を検出する回転数検出部（１０１）と、出力電流を検出する出力電流検出部（１５２）とをさらに備え、
   前記制御回路は、前記回転数検出部によって検出された回転数が所定値以下の低回転時、かつ、前記出力電流検出部によって検出された電流値が所定値以下の低出力時に前記遷移整流動作を行うことを特徴とする車両用回転電機。
6. 請求項１〜５のいずれかにおいて、
   前記制御回路は、前記遷移整流動作開始時に前記所定期間を所定の初期値に設定し、整流動作の所定周期毎に所定の増加分を加えて前記所定期間を徐々に増加させることを特徴とする車両用回転電機。
7. 請求項１〜５のいずれかにおいて、
   前記制御回路は、前記遷移整流動作開始時に前記所定期間を所定の初期値に設定し、所定時間毎に、所定の増加分を加えて前記所定期間を徐々に増加させることを特徴とする車両用回転電機。
8. 請求項６または７において、
   前記制御回路は、前記遷移整流動作開始時の前記所定期間の初期値と前記所定の増加分を回転数により変化させることを特徴とする車両用回転電機。
9. 請求項６または７において、
   前記制御回路は、前記遷移整流動作開始時の前記所定期間の初期値と前記所定の増加分を発電電流により変化させることを特徴とする車両用回転電機。
10. 請求項６または７において、
    前記制御回路は、前記遷移整流動作開始時の前記所定期間の初期値と前記所定の増加分を前記スイッチング素子の温度により変化させることを特徴とする車両用回転電機。
11. 請求項１〜１０のいずれかにおいて、
    前記電機子巻線の複数の出力端子のそれぞれに対応して設けられ、それぞれが前記スイッチング部および前記制御回路を含む複数の整流器モジュールを備えることを特徴とする車両用回転電機。

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