JP2014180118A

JP2014180118A - Digital control charger

Info

Publication number: JP2014180118A
Application number: JP2013051964A
Authority: JP
Inventors: Katsunori Imai; 克憲今井
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2013-03-14
Filing date: 2013-03-14
Publication date: 2014-09-25

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce overshoot and undershoot which occur in the output voltage upon sudden change in the DC input voltage on the non-contact power supply side, when performing contact power supply and non-contact power supply while sharing one digital control circuit.SOLUTION: When performing contact power supply and non-contact power supply while sharing one digital control circuit 5, switching means digitally switches the control method of a power factor improvement circuit so that the digital control circuit 5 is operated as a power factor improvement circuit and controls an input current sinusoidally during contact power supply, and operated as a step-up converter circuit and accelerates feedback during contact power supply.

Description

本発明は、充電器の非接触充電部と接触充電部を共用した際、力率改善回路の制御方法をデジタル的に切り替える事に関するものである。 The present invention relates to digitally switching a control method of a power factor correction circuit when a non-contact charging unit and a contact charging unit of a charger are shared.

従来の非接触充電部と接触充電部は、お互いを共用として運用した場合、制御回路も共用化しており、非接触充電時と接触充電時に制御も共用するのが一般的である。このように制御回路を共用して、接触給電と非接触給電の両方に対応する場合、力率改善回路の制御回路を接触給電と非接触給電の両方の回路方式に適用している。ただし、後述のように、出力の過渡応答が著しく悪いということが問題となっている。 When the conventional non-contact charging unit and the contact charging unit are operated in common with each other, the control circuit is also shared, and control is generally shared during non-contact charging and contact charging. In this way, when the control circuit is shared and both the contact power supply and the non-contact power supply are supported, the control circuit of the power factor correction circuit is applied to both the contact power supply and the non-contact power supply circuit system. However, as described later, the problem is that the output transient response is extremely poor.

図２は、従来の接触給電における、アナログ制御型充電器１６の回路図であり、力率改善回路１７については具体的に示してある。図２に示すように、接触給電においては制御回路は力率改善回路１７として構成することで最適化されている。力率改善回路１７は、接触給電動作時に駆動回路を力率改善回路として動作させることで、商用電源３の交流入力電流を正弦波状に制御することができる。 FIG. 2 is a circuit diagram of the analog control type charger 16 in the conventional contact power feeding, and the power factor correction circuit 17 is specifically shown. As shown in FIG. 2, in contact power feeding, the control circuit is optimized by being configured as a power factor correction circuit 17. The power factor improvement circuit 17 can control the AC input current of the commercial power supply 3 in a sine wave shape by operating the drive circuit as a power factor improvement circuit during the contact power supply operation.

図２の回路について説明する。従来の接触給電によるアナログ制御型充電器１６は、商用電源３、整流回路４４、力率改善回路１７、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６、蓄電装置７から構成される。整流回路４４は、商用電源３からの交流電圧を全波整流し全波交流電圧を得て力率改善回路１７に入力される。力率改善回路１７からの直流出力は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６に入力され絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６の制御回路によって制御され、制御回路の指示にしたがって、調整された直流電圧により蓄電装置７を充電する。 The circuit of FIG. 2 will be described. The conventional analog control type charger 16 by contact power feeding includes a commercial power source 3, a rectifier circuit 44, a power factor correction circuit 17, an insulated DC / DC converter 6, and a power storage device 7. The rectifier circuit 44 performs full-wave rectification on the AC voltage from the commercial power supply 3 to obtain a full-wave AC voltage, which is input to the power factor correction circuit 17. The direct current output from the power factor correction circuit 17 is input to the insulation type DC / DC converter 6 and controlled by the control circuit of the insulation type DC / DC converter 6, and the power storage device uses the adjusted direct current voltage according to the instruction of the control circuit. 7 is charged.

図２において、力率改善回路１７について詳細に説明する。力率改善回路１７は、力率改善回路１７への交流入力電圧をＲＣのローパスフィルタ１８で平均化し２乗する２乗回路１９、力率改善回路１７からの直流出力電圧を定電圧源９で設定した内部基準電圧Ｖｒｅｆと誤差増幅器２０で比較して定電圧制御する定電圧制御回路２１、定電圧制御回路２１からの出力を２乗回路１９からの出力で除算する除算回路２２、除算回路２２からの出力を入力電流波形と乗算する乗算回路２３、乗算回路２３からの出力を過電流時に遮断する過電流保護回路２４、過電流保護回路２４からの出力を発振器２５と比較してパルス幅制御（ＰＷＭ）を行って出力するための比較器２６を有する。この力率改善回路１７である制御回路は、商用周波数の入力電流波形を歪ませない為に２乗回路１９と定電圧制御回路２１に商用周波数以下のフィルタ１８、２７を設定している。 2, the power factor correction circuit 17 will be described in detail. The power factor improving circuit 17 averages the AC input voltage to the power factor improving circuit 17 by the RC low-pass filter 18 and squares it, and the DC output voltage from the power factor improving circuit 17 by the constant voltage source 9. A constant voltage control circuit 21 that performs constant voltage control by comparing the set internal reference voltage Vref with the error amplifier 20, a division circuit 22 that divides the output from the constant voltage control circuit 21 by the output from the squaring circuit 19, and a division circuit 22 The multiplication circuit 23 that multiplies the output from the input current waveform, the overcurrent protection circuit 24 that shuts off the output from the multiplication circuit 23 in the case of an overcurrent, and the pulse width control by comparing the output from the overcurrent protection circuit 24 with the oscillator 25 It has a comparator 26 for performing (PWM) and outputting. The control circuit which is the power factor correction circuit 17 sets filters 18 and 27 below the commercial frequency in the squaring circuit 19 and the constant voltage control circuit 21 so as not to distort the input current waveform at the commercial frequency.

図３は、従来の非接触給電における、アナログ制御型充電器２８の回路図である。図３に示すように非接触給電においては、制御回路は昇圧コンバータ回路２９として構成することで最適化されている。また、非接触給電動作時の制御回路は、入力電圧が直流電圧であり、出力電圧が一定になるように制御を行う為、駆動回路のオン時間は固定値であり、結果的に通常の昇圧回路と同様の動作となる。 FIG. 3 is a circuit diagram of the analog control type charger 28 in the conventional non-contact power feeding. As shown in FIG. 3, in the non-contact power feeding, the control circuit is optimized by being configured as the boost converter circuit 29. In addition, the control circuit during non-contact power supply operation is controlled so that the input voltage is a DC voltage and the output voltage is constant, so the on-time of the drive circuit is a fixed value, resulting in normal boosting. The operation is the same as that of the circuit.

図４ａと図４ｂは、接触給電時と非接触給電時の動作波形を説明するためのイメージ図である。図４ａは、接触給電時における制御回路が力率改善回路として動作している様子を示しており、横軸は時間であり縦軸は出力である。それに対して図４ｂは、非接触給電時における制御回路が昇圧コンバータ回路として動作している様子を示しており、図の見方は図４ａと同じである。入力電圧とはアナログ制御型充電器１６、２８への入力電圧であり、入力電流とはアナログ制御型充電器１６、２８への入力電流であり、ドレイン電圧とは駆動回路１３が駆動しているＭＯＳ−ＦＥＴのドレインソース間電圧であり、ドレイン電流とは駆動回路１３が駆動しているＭＯＳ−ＦＥＴのドレイン電流である。 4A and 4B are image diagrams for explaining operation waveforms at the time of contact power supply and at the time of non-contact power supply. FIG. 4a shows a state in which the control circuit at the time of contact power supply operates as a power factor correction circuit, where the horizontal axis is time and the vertical axis is output. On the other hand, FIG. 4b shows a state in which the control circuit at the time of non-contact power supply operates as a boost converter circuit, and the way of viewing the figure is the same as FIG. 4a. The input voltage is an input voltage to the analog control chargers 16 and 28, the input current is an input current to the analog control chargers 16 and 28, and the drain voltage is driven by the drive circuit 13. The drain-source voltage of the MOS-FET, and the drain current is the drain current of the MOS-FET driven by the drive circuit 13.

図４ａにより、接触給電時における制御回路が力率改善回路として動作している時にはオン時間が常時変化している。オン時間とは駆動回路１３が駆動しているＭＯＳ−ＦＥＴがオン状態になっている期間のことである。整流回路４４の出力電圧が大きい時にはオン時間を小さく、整流回路４４の出力電圧が小さい時にはオン時間を大きくすることで、等価的に入力電流の振幅が大きい時には電流の変化率を小さくして電流の傾きを緩やかにし、入力電流の振幅が小さい時には電流の変化率を大きくして電流の傾きを急にするように制御する。これによって、入力電流が正弦波状になるように追従して制御されるため、力率が改善されることになる。 According to FIG. 4a, the on-time constantly changes when the control circuit at the time of contact power supply operates as a power factor correction circuit. The on-time is a period during which the MOS-FET driven by the drive circuit 13 is in the on state. When the output voltage of the rectifier circuit 44 is large, the on-time is shortened. When the output voltage of the rectifier circuit 44 is small, the on-time is increased. Is controlled so that when the amplitude of the input current is small, the rate of change of the current is increased to make the current slope steep. As a result, the input current is controlled so as to be sinusoidal, so that the power factor is improved.

これに対し、図４ｂにより、非接触給電時における制御回路が昇圧コンバータ回路として動作している時にはオン時間が固定されている。オン時間が固定されているということは入力電圧と出力電圧が固定されていることであり、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６の巻数比と入力電圧、出力電圧と回路方式で決まる単純な昇圧コンバータとして動作することを示す。一般的に入力電圧をＶｉｎ、出力電圧をＶｏｕｔ、オン時間を時比率で表してＤ（１００％＝１）とすると、Ｖｏｕｔは、Ｖｏｕｔ＝Ｖｉｎ／（１−Ｄ）と表される。 On the other hand, according to FIG. 4b, the on-time is fixed when the control circuit at the time of non-contact power supply is operating as a boost converter circuit. The fixed on-time means that the input voltage and the output voltage are fixed. As a simple boost converter determined by the turn ratio of the isolated DC / DC converter 6, the input voltage, the output voltage, and the circuit system. Indicates that it works. In general, when the input voltage is Vin, the output voltage is Vout, and the ON time is expressed as a time ratio as D (100% = 1), Vout is expressed as Vout = Vin / (1-D).

図３において、昇圧コンバータ回路２９について説明する。図３において、非接触給電部２について、給電側の１次側回路を構成する１次給電コイル３０から電磁誘導あるいは、磁気共鳴等で伝送された交流電力を受電側の２次側回路を構成する２次受電コイル３１で受電する。２次受電コイル３１で受電した交流電圧は、整流平滑回路３２によって整流平滑され直流電圧となって昇圧コンバータ回路２９に入力される。 The boost converter circuit 29 will be described with reference to FIG. In FIG. 3, for the non-contact power feeding unit 2, a secondary circuit on the power receiving side is configured to receive AC power transmitted from the primary power feeding coil 30 constituting the primary circuit on the power feeding side by electromagnetic induction or magnetic resonance. The secondary power receiving coil 31 receives power. The AC voltage received by the secondary power receiving coil 31 is rectified and smoothed by the rectifying and smoothing circuit 32 to be input to the boost converter circuit 29 as a DC voltage.

図３において、昇圧コンバータ制御回路３３の部分について説明する。昇圧コンバータ制御回路３３へは、昇圧コンバータ回路２９の直流出力電圧と定電圧源９で設定した内部基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。昇圧コンバータ制御回路３３は、直流出力電圧と内部基準電圧Ｖｒｅｆを誤差増幅器３４で比較して定電圧制御する定電圧回路３５や、定電圧出力と発振器２５を比較してＰＷＭ出力する比較器２６を有する。ところで、この昇圧コンバータ回路２９である制御回路は、非絶縁ＤＣ／ＤＣコンバータ用に特化しておりこのまま使用するのであれば、昇圧コンバータ回路２９からの出力電圧のオーバーシュートやアンダーシュートを比較的小さく抑えることができるという優れた点を有している。しかしながら、力率改善機能は無いため接触給電用として、力率改善回路用には適用できない。 In FIG. 3, the boost converter control circuit 33 will be described. The boost converter control circuit 33 receives the DC output voltage of the boost converter circuit 29 and the internal reference voltage Vref set by the constant voltage source 9. The boost converter control circuit 33 includes a constant voltage circuit 35 that performs constant voltage control by comparing the DC output voltage and the internal reference voltage Vref by an error amplifier 34, and a comparator 26 that performs PWM output by comparing the constant voltage output and the oscillator 25. Have. By the way, the control circuit which is the boost converter circuit 29 is specialized for the non-isolated DC / DC converter, and if used as it is, the overshoot and undershoot of the output voltage from the boost converter circuit 29 are relatively small. It has an excellent point that it can be suppressed. However, since there is no power factor correction function, it cannot be applied to a power factor correction circuit as a contact power supply.

図２や図３のように、従来の接触給電と非接触給電におけるアナログ制御回路を別々に構成することでそれぞれの回路を最適化できるがそれぞれ別々の回路構成をとらなければならず、共用化するときに制御回路の切替が容易ではない。 As shown in Fig. 2 and Fig. 3, each circuit can be optimized by separately configuring analog control circuits for conventional contact power supply and non-contact power supply. However, each circuit must be configured separately and shared. When doing so, it is not easy to switch the control circuit.

特許文献１には、電動車両用のアナログ充電システムとして車両が複数の充電手段を有する場合のユーザーの利便性の向上について記載されている。特許文献１のアナログ充電システムは、非接触給電と接触給電で同一のアナログ制御回路を使っている。 Patent Document 1 describes improvement in user convenience when a vehicle has a plurality of charging means as an analog charging system for an electric vehicle. The analog charging system of Patent Document 1 uses the same analog control circuit for non-contact power feeding and contact power feeding.

しかし、１つのアナログ制御回路を用いて複数の充電手段をユーザーの利便性の向上の為に切り替えるだけでは、ＤＣ／ＤＣコンバータへの入力の際に、接触給電の商用の５０Ｈｚ、６０Ｈｚの正弦波交流電圧入力と、非接触給電の直流電圧入力を、同じ制御回路で制御する為に制御回路の最適化ができない。 However, by simply switching a plurality of charging means to improve the user's convenience using one analog control circuit, a commercial 50 Hz or 60 Hz sine wave for contact power supply is used when inputting to the DC / DC converter. Since the AC voltage input and the DC voltage input for contactless power feeding are controlled by the same control circuit, the control circuit cannot be optimized.

具体的には、接触給電で５０Ｈｚ、６０Ｈｚの商用周波数で入力する交流電流が歪まないように制御する力率改善回路動作と、非接触給電で入力する直流電圧を昇圧する昇圧コンバータ動作の両方を１つの制御回路で動作させた場合、接触給電の制御回路の動作応答は、入力電圧が５０Ｈｚや６０Ｈｚの正弦波の為に入力電圧を確定するまでに、５０Ｈｚの場合２０ｍｓｅｃが必要となり、これよりも早く応答させようとしても物理的に入力電圧の検出ができないため、接触給電の制御回路の動作応答を５０Ｈｚ以下に遅くする必要がある。 Specifically, both the power factor correction circuit operation for controlling the AC current input at a commercial frequency of 50 Hz and 60 Hz by contact power supply to be distorted and the boost converter operation for boosting the DC voltage input by non-contact power supply. When operating with one control circuit, the operation response of the contact power supply control circuit requires 20 msec in the case of 50 Hz until the input voltage is determined due to a sine wave of 50 Hz or 60 Hz. Even if an attempt is made to respond as soon as possible, the input voltage cannot be physically detected. Therefore, it is necessary to delay the operation response of the contact power supply control circuit to 50 Hz or less.

一方、非接触給電の制御回路の動作応答の場合は、入力が直流なので入力電圧はどれほど早く読み込んでも制限は無いのであるが制御回路を共用して且つ１つの制御回路で動作させるためには、応答の遅い接触給電側に応答を合わせなければ発振してしまうという問題があり、動作応答を商用の交流電圧に合わせて遅らせなければならない。 On the other hand, in the case of the operation response of the contactless power supply control circuit, since the input is DC, there is no limit to how fast the input voltage is read, but in order to share the control circuit and operate with one control circuit, There is a problem that oscillation will occur unless the response is matched with the contact power feeding side having a slow response, and the operation response must be delayed according to the commercial AC voltage.

接触給電と非接触給電を１つのアナログ制御回路を用いて共用して行う場合、従来は、元々交流であるため応答性の遅い接触給電側に合わせて、非接触給電側を更に遅くした制御回路を搭載するようにしていた。車載用充電器に限らず、力率改善回路を搭載した電源機器は、入力電流の高調波を防止する為に力率改善回路の制御フィルタを応答性の遅い商用周波数以下に抑える必要がある。 In the case where contact power supply and non-contact power supply are shared by using one analog control circuit, conventionally, since the current is alternating current, a control circuit that further slows down the non-contact power supply side in accordance with the contact power supply side with slow response. Was supposed to be installed. Power supply devices equipped with a power factor correction circuit as well as an in-vehicle charger need to suppress the control filter of the power factor correction circuit below a commercial frequency with a slow response in order to prevent harmonics of the input current.

接触給電における入力電流の高調波対策のための力率改善回路に設ける制御フィルタを商用周波数以下に設定しなかった場合、入力電流が正弦波状にならないばかりか制御不安定で発振する恐れが高く、インフラ側の電源ラインに悪影響を及ぼす恐れがある。その為、力率改善回路に搭載する制御フィルタは商用周波数以下にすることが必須であり、力率改善回路によって入力電流を正弦波状に制御することによって、高調波電流規制値を満足させることが一般的であった。しかし、元々交流なので応答の遅い接触給電側に合わせた非接触給電側の制御回路で非接触給電側の直流入力回路を動作させた場合、元々昇圧コンバータなので極端なオーバーシュートやアンダーシュートは発生しなかったのであるが、共用化にあたり非接触給電側の応答を遅くしてしまったために非接触給電側の出力にオーバーシュートやアンダーシュートを引き起こすという問題が生じてしまった。 If the control filter provided in the power factor improvement circuit for countermeasures against harmonics of the input current in contact power supply is not set below the commercial frequency, the input current does not become sinusoidal and there is a high risk of oscillation due to unstable control. There is a risk of adversely affecting the power line on the infrastructure side. Therefore, the control filter mounted on the power factor correction circuit must be below the commercial frequency, and the harmonic current regulation value can be satisfied by controlling the input current in a sine wave form by the power factor correction circuit. It was general. However, if the DC input circuit on the non-contact power supply side is operated by the control circuit on the non-contact power supply side that matches the contact power supply side that is slow because it is an alternating current, it is an original boost converter and extreme overshoot and undershoot will occur. However, there was a problem of causing overshoot and undershoot in the output of the non-contact power supply side because the response of the non-contact power supply side was delayed in sharing.

また、アナログ制御回路を用いた場合、制御回路の切り離しや切り替えが電流検出等のローインピーダンス回路から電圧検出等のハイインピーダンス回路に及ぶ為、切替動作時に誤動作する可能性があるという問題もあって、接触給電と非接触給電の共有化の実現が事実上難しかった。 In addition, when an analog control circuit is used, the control circuit is disconnected or switched from a low impedance circuit such as current detection to a high impedance circuit such as voltage detection. Therefore, it has been practically difficult to realize common use of contact power supply and non-contact power supply.

ところで、特許文献２には、従来の接触型のデジタル制御充電器について開示されている。また、特許文献３には、非接触型のデジタル制御通信システムについて開示されており、二次電池への充電についても記載されている。このように、接触型や非接触型の充電装置についてはすでに知られている。以下に、基本的な従来のデジタル制御型充電器について説明する。 By the way, Patent Document 2 discloses a conventional contact-type digital control charger. Patent Document 3 discloses a non-contact digital control communication system, and also describes charging of a secondary battery. Thus, contact-type and non-contact-type charging devices are already known. A basic conventional digitally controlled charger will be described below.

図５は、従来の接触給電における、デジタル制御型充電器３９の回路図であり、力率改善回路４０について具体的に示してある。図５に示すように、接触給電においては、制御回路４０は力率改善回路として動作させることが好ましい。 FIG. 5 is a circuit diagram of the digital control type charger 39 in the conventional contact power feeding, and specifically shows the power factor correction circuit 40. As shown in FIG. 5, in contact power feeding, the control circuit 40 is preferably operated as a power factor correction circuit.

図５において、力率改善回路４０について説明する。まず、入力電圧、出力電圧、入力電流をＡ／Ｄコンバータ８Ａ、８Ｂ、８Ｃにそれぞれ入力してデジタル値を得る。出力電圧デジタル値であるＡ／Ｄコンバータ８Ａからの出力は、比較器１０Ａにおいて、定電圧源９で設定した基準電圧Ｖｒｅｆに応じたデジタル値と比較される。その比較出力はデジタルフィルタ１１Ａで処理される。このデジタルフィルタ１１Ａで処理された比較出力は、Ａ／Ｄコンバータ８Ｂからの出力に乗算器１０Ｂにおいて入力電圧デジタル値Ｖｉｎに利得Ｇを乗じた値と乗算される。一方でＡ／Ｄコンバータ８Ｂへの入力電圧デジタル値は、デジタルフィルタ１１Ｂで処理された後に２乗回路１０Ｃで２乗処理され、乗算器１０Ｂにおいて乗算された乗算出力を、２乗回路１０Ｃで２乗処理された２乗出力で除算器１０Ｄによって除算する。その除算出力は、Ａ／Ｄコンバータ８Ｃへの入力電流デジタル値と比較器１０Ｅで比較処理され、比較出力がデジタルフィルタ１１Ｃ処理後に駆動回路１３に伝達される。この制御一連の動作は、ソフトウェアで記述されており、上記回路動作は、力率改善回路４０に特化されている。 The power factor correction circuit 40 will be described with reference to FIG. First, an input voltage, an output voltage, and an input current are input to the A / D converters 8A, 8B, and 8C, respectively, to obtain digital values. The output from the A / D converter 8A, which is an output voltage digital value, is compared with a digital value corresponding to the reference voltage Vref set by the constant voltage source 9 in the comparator 10A. The comparison output is processed by the digital filter 11A. The comparison output processed by the digital filter 11A is multiplied by the output from the A / D converter 8B by a value obtained by multiplying the input voltage digital value Vin by the gain G in the multiplier 10B. On the other hand, the input voltage digital value to the A / D converter 8B is processed by the digital filter 11B, then squared by the squaring circuit 10C, and the multiplication output multiplied by the multiplier 10B is converted to 2 by the squaring circuit 10C. Dividing is performed by the divider 10D by the squared output subjected to the multiplication process. The division output is compared with the input current digital value to the A / D converter 8C by the comparator 10E, and the comparison output is transmitted to the drive circuit 13 after the digital filter 11C processing. This series of operations of control is described by software, and the circuit operation is specialized for the power factor correction circuit 40.

図６は、従来の非接触給電における、デジタル制御型充電器４１の回路図である。図６に示すように非接触給電においては、制御回路は昇圧コンバータ回路４２として動作させることが好ましい。 FIG. 6 is a circuit diagram of the digitally controlled charger 41 in the conventional non-contact power feeding. As shown in FIG. 6, in the non-contact power feeding, the control circuit is preferably operated as the boost converter circuit 42.

図６において、昇圧コンバータ回路４２について説明する。出力電圧と入力電流をそれぞれＡ／Ｄコンバータ４３Ａ、４３Ｂに入力してデジタル値を得る。出力電圧デジタル値は、定電圧源９で設定した基準電圧Ｖｒｅｆに応じたデジタル値と比較され、デジタルフィルタ１１処理後に入力電流値と比較され駆動回路１３に送られる。ところで、この昇圧コンバータ回路４２である制御回路は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６用に特化しておりこのまま使用するのであれば、出力電圧のオーバーシュートやアンダーシュートを比較的小さく抑えることができるという優れた点を有している。しかしながら、力率改善機能は無いため接触給電用として力率改善回路用には適用できない。 The boost converter circuit 42 will be described with reference to FIG. The output voltage and the input current are respectively input to the A / D converters 43A and 43B to obtain digital values. The output voltage digital value is compared with a digital value corresponding to the reference voltage Vref set by the constant voltage source 9, compared with the input current value after processing of the digital filter 11, and sent to the drive circuit 13. By the way, the control circuit which is the step-up converter circuit 42 is specialized for the isolated DC / DC converter 6 and can be used to keep the output voltage overshoot and undershoot relatively small if used as they are. It has an excellent point. However, since there is no power factor correction function, it cannot be applied to a power factor correction circuit for contact power feeding.

従来の接触給電と非接触給電を共用化する場合において、図２や図３のように、アナログ制御回路では物理的に制御回路を切り替えなければならないが、図５や図６のように、デジタル制御回路を適用する場合は、制御回路を算術式で定義する為、接触給電と非接触給電における制御回路の切替に要する時間が殆どかからないので、理論的に切替は容易になる。また、上述したようなアナログ制御回路による諸問題は発生しないはずである。 In the case of sharing the conventional contact power supply and non-contact power supply, the analog control circuit must physically switch the control circuit as shown in FIGS. 2 and 3, but the digital control as shown in FIGS. When the control circuit is applied, since the control circuit is defined by an arithmetic expression, it takes almost no time for switching between the control circuit in the contact power supply and the non-contact power supply. In addition, the problems caused by the analog control circuit as described above should not occur.

特開２０１１−０１５５４８号公報JP 2011-015548 A 特開２００４−１４７３７１号公報JP 2004-147371 A 特開２０１０−２８４０５８号公報JP 2010-284058 A

接触給電と非接触給電を共用化し、接触給電で５０Ｈｚ、６０Ｈｚの商用周波数で入力する交流電圧が歪まないように制御する力率改善回路動作と、非接触給電で入力する交流電圧を昇圧する昇圧コンバータ動作の両方を１つのアナログ制御回路で動作させた場合、非接触側を接触側に合わせるように遅くする必要があるため、非接触給電側の制御回路の動作応答を商用の交流周波数に合わせて遅らせなければならない。この為、非接触給電で直流電圧を急変する場合には、非接触給電側の制御回路の動作応答遅れから過大な出力電圧であるオーバーシュートや過小な出力電圧であるアンダーシュートを引き起こすという問題を生じてしまう。 Contact power supply and non-contact power supply are shared, power factor correction circuit operation to control the AC voltage input at 50 Hz and 60 Hz commercial frequency with contact power supply is not distorted, and boosting to boost the AC voltage input with non-contact power supply When both converter operations are operated with one analog control circuit, it is necessary to slow down the non-contact side to match the contact side, so the operation response of the control circuit on the non-contact power supply side is adjusted to the commercial AC frequency. I have to delay it. For this reason, when the DC voltage is suddenly changed by non-contact power supply, there is a problem of causing an overshoot that is an excessive output voltage or an undershoot that is an excessive output voltage due to a delay in the operation response of the control circuit on the non-contact power supply side. It will occur.

例えば、非接触給電の場合に昇圧コンバータ制御回路の動作をする場合、出力電圧を内部基準電圧Ｖｒｅｆと誤差増幅器で比較して定電圧制御する定電圧回路や、前記定電圧出力と発振器を比較してＰＷＭ出力する比較器を有しているのであるが、このアナログ制御回路は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ用に特化しており、図８にあるように、そのまま使用するのであれば、出力電圧のオーバーシュートやアンダーシュートを比較的小さく抑えることができるという優れた点を有している。すなわち、接触給電と非接触給電を共用化した場合に理想とする波形の状態である。 For example, when the boost converter control circuit is operated in the case of non-contact power supply, the output voltage is compared with the internal reference voltage Vref and an error amplifier to control the constant voltage, or the constant voltage output and the oscillator are compared. This analog control circuit is specialized for an isolated DC / DC converter, and if it is used as it is as shown in FIG. The overshoot and undershoot can be kept relatively small. That is, it is an ideal waveform state when contact power supply and non-contact power supply are shared.

それに対し、図７は、１つのアナログ制御回路を用いて接触給電と非接触給電を共用化したときに、上述のような、非接触給電側の制御回路の動作応答遅れから過大な出力電圧であるオーバーシュートや過小な出力電圧であるアンダーシュートが発生してしまった波形を示している。また、デジタル制御回路で共用した場合にも、非接触給電側の入力直流電圧が急変した場合に発生するオーバーシュートやアンダーシュートによりこのような波形となってしまう。 On the other hand, in FIG. 7, when contact power feeding and non-contact power feeding are shared by using one analog control circuit, an excessive output voltage is generated from the operation response delay of the control circuit on the non-contact power feeding side as described above. A waveform in which an overshoot or an undershoot that is an excessive output voltage has occurred is shown. Further, even when the digital control circuit is shared, such a waveform is generated due to overshoot or undershoot that occurs when the input DC voltage on the non-contact power supply side suddenly changes.

上述のように、接触給電と非接触給電を共用化して１つのアナログ制御回路で制御しようとした場合に、接触給電にあわせて、非接触給電側の制御回路の動作応答を遅くした結果、非接触給電側で出力電圧に発生するオーバーシュートやアンダーシュートの問題があり、１つのアナログ制御回路をデジタル制御回路へ変更することで、接触給電の場合の力率改善回路の動作安定性を確保しながら、非接触給電時に制御回路の動作応答遅れの問題を、改善することで、出力電圧に発生するオーバーシュートやアンダーシュートの問題の改善を図ることができると考えていたが、デジタル制御回路に変更しても非接触給電側の入力直流電圧が急変した場合にはオーバーシュートやアンダーシュートが発生してしまった。 As described above, when the contact power supply and the non-contact power supply are shared and control is performed with one analog control circuit, the operation response of the control circuit on the non-contact power supply side is delayed in accordance with the contact power supply. There is a problem of overshoot or undershoot that occurs in the output voltage on the contact power supply side. By changing one analog control circuit to a digital control circuit, the operation stability of the power factor correction circuit in the case of contact power supply is secured. However, it was thought that by improving the response delay of the control circuit during non-contact power supply, the problem of overshoot and undershoot generated in the output voltage could be improved. If the input DC voltage on the non-contact power supply side changed suddenly even after changing, overshoot or undershoot occurred.

上述のデジタル制御回路の説明で述べたように、接触給電と非接触給電を共用化して１つのデジタル制御回路で制御しようとした場合に、接触給電の場合のデジタル制御による力率改善回路の動作時に、まず、入力電圧、出力電圧、入力電流をＡ／Ｄコンバータにそれぞれ入力してデジタル値を得る。そして、その出力電圧デジタル値は基準電圧Ｖｒｅｆに応じたデジタル値と比較され、比較出力はデジタルフィルタ処理され入力電圧デジタル値に利得を乗じた値と乗算される。一方で入力電圧デジタル値はデジタルフィルタ処理された後に２乗回路で２乗処理され乗算出力を２乗出力で除算する。除算出力は、入力電流デジタル値と比較処理され、比較出力がデジタルフィルタ処理後に駆動回路に伝達される。また、非接触給電の場合のデジタル制御による昇圧コンバータ回路の動作をする場合には、出力電圧と入力電流をそれぞれＡ／Ｄコンバータに入力してデジタル値を得るのであるが、出力電圧デジタル値は、基準電圧Ｖｒｅｆに応じたデジタル値と比較されデジタルフィルタ処理後に入力電流値と比較され駆動回路に送られる。 As described in the above description of the digital control circuit, the operation of the power factor correction circuit by digital control in the case of contact power supply when the contact power supply and the non-contact power supply are shared and controlled by one digital control circuit. Sometimes, first, an input voltage, an output voltage, and an input current are each input to an A / D converter to obtain a digital value. The output voltage digital value is compared with a digital value corresponding to the reference voltage Vref, and the comparison output is digital-filtered and multiplied by a value obtained by multiplying the input voltage digital value by a gain. On the other hand, the input voltage digital value is digital-filtered and then squared by a squaring circuit to divide the multiplied output by the squared output. The division output is compared with the input current digital value, and the comparison output is transmitted to the drive circuit after the digital filter processing. When the boost converter circuit is operated by digital control in the case of non-contact power feeding, the output voltage digital value is obtained by inputting the output voltage and the input current to the A / D converter. The digital value corresponding to the reference voltage Vref is compared with the input current value after the digital filter process and sent to the drive circuit.

この制御一連の動作はソフトウェアで記述されており、この回路動作は力率改善回路に特化されている。デジタルフィルタ処理で商用周波数よりも低い周波数のフィルタリング処理を行っている為に、アナログ制御による力率改善回路同様に非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、出力電圧はアナログ制御と同じ応答になってしまう。 This series of operations of control is described by software, and this circuit operation is specialized for a power factor correction circuit. Since digital filter processing is performed at a frequency lower than the commercial frequency, if the DC input voltage on the non-contact power supply side changes abruptly like the power factor improvement circuit by analog control, the output voltage will have the same response as analog control Become.

従って、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、接触給電と同じ応答速度になってしまい応答が遅くなるので、非接触給電時は入力電圧の急変時等はオーバーシュートやアンダーシュートを減らすために出力応答を上げる必要がある。 Therefore, when the DC input voltage on the non-contact power supply side changes suddenly, the response speed becomes the same as that of contact power supply and the response becomes slow. Therefore, during non-contact power supply, overshoot and undershoot are reduced when the input voltage changes suddenly. Therefore, it is necessary to increase the output response.

本発明は、以上の点を考慮してなされたものであって、接触給電と非接触給電を１つのデジタル制御回路で共用して行う場合、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、非接触給電の場合に昇圧回路として動作する場合の出力電圧に発生するオーバーシュートやアンダーシュートを低減させることを目的とする。 The present invention has been made in consideration of the above points. When contact power supply and non-contact power supply are shared by one digital control circuit, when the DC input voltage on the non-contact power supply side changes suddenly, An object of the present invention is to reduce overshoot and undershoot generated in the output voltage when operating as a booster circuit in the case of non-contact power supply.

本発明は、接触給電部である商用電源と、非接触給電部と、整流回路と、共用制御回路と、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、蓄電装置を備え、前記共用制御回路は、接触給電の場合は力率改善回路の動作を行い、非接触給電の場合は昇圧コンバータ回路の動作を行い、前記非接触給電部への直流入力電圧が急変した場合に、前記共用制御回路において、第１のＡ／Ｄコンバータに入力された交流電圧はデジタル値に変換されて、比較の基準として設定された基準電圧と、比較器で比較され、その比較出力は第１のデジタルフィルタで処理され、前記共用制御回路は、前記第１のデジタルフィルタで処理された前記比較出力が、接触給電の場合は、第１の利得選択器で利得Ｇと入力電圧デジタル値Ｖｉｎを乗じられた値ＧＶｉｎと乗算器において乗算されるが、非接触充電では、固定利得１と乗算され、前記共用制御回路は、前記乗算器において乗算された乗算出力を、接触給電の場合には、第２のデジタルフィルタで処理され２乗回路で２乗処理された２乗出力で、除算器によって除算されるが、非接触給電では、前記第２のデジタルフィルタで処理された結果に依らず第２の利得選択回路で固定値１が選択され、前記固定値１により前記除算器によって除算されることを特徴とするデジタル制御型充電器である。 The present invention includes a commercial power source that is a contact power supply unit, a non-contact power supply unit, a rectifier circuit, a shared control circuit, an insulation type DC / DC converter, and a power storage device. In the case of non-contact power supply, the boost converter circuit is operated, and when the DC input voltage to the non-contact power supply section suddenly changes, the shared control circuit The AC voltage input to the A / D converter is converted into a digital value and compared with a reference voltage set as a reference for comparison by a comparator, and the comparison output is processed by a first digital filter, and the common use When the comparison output processed by the first digital filter is a contact power supply, the control circuit uses a value GVin obtained by multiplying the gain G and the input voltage digital value Vin by the first gain selector and a multiplier. In the case of non-contact charging, the multiplication is multiplied by a fixed gain of 1, and the shared control circuit processes the multiplication output multiplied in the multiplier by a second digital filter in the case of contact feeding. A square output that has been squared by the multiplier circuit is divided by a divider. However, in non-contact power feeding, a fixed value 1 is obtained by the second gain selection circuit regardless of the result processed by the second digital filter. Is selected, and is divided by the divider by the fixed value 1.

このようなデジタル制御回路の構成にすることで、アナログ制御回路では事実上不可能であった、入力源によって制御回路の動作を変更する事によって、接触給電と非接触給電を共用化し、それぞれの力率改善回路、昇圧コンバータ回路の動作モードでの最適動作が実現可能となる。その結果、接触給電時は力率改善回路として動作し、入力電流を正弦波状に制御することで、高力率、低歪率を得ることができ、非接触給電時には昇圧コンバータ回路として動作し、フィードバックを高速化することで、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合においても、出力電圧のオーバーシュートやアンダーシュートを抑制することができる。 By adopting such a digital control circuit configuration, contact power supply and non-contact power supply can be shared by changing the operation of the control circuit depending on the input source, which was practically impossible with analog control circuits. Optimal operation in the operation mode of the power factor correction circuit and boost converter circuit can be realized. As a result, it operates as a power factor correction circuit at the time of contact power supply, and by controlling the input current in a sine wave shape, a high power factor and a low distortion factor can be obtained, and at the time of non-contact power supply, it operates as a boost converter circuit, By speeding up the feedback, overshoot and undershoot of the output voltage can be suppressed even when the DC input voltage on the non-contact power supply side suddenly changes.

本発明により、接触給電と非接触給電を１つのデジタル制御回路で共用して行う場合、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、非接触給電の場合に昇圧回路として動作する場合の出力電圧に発生するオーバーシュートやアンダーシュートを低減させることを可能とする。 According to the present invention, when contact power supply and contactless power supply are shared by one digital control circuit, when the DC input voltage on the contactless power supply side changes suddenly, output when operating as a booster circuit in the case of contactless power supply It is possible to reduce overshoot and undershoot generated in the voltage.

実施形態のデジタル制御共用型充電器の回路図である。It is a circuit diagram of the digital control sharing type charger of the embodiment. 従来の接触給電におけるアナログ制御型充電器の回路図である。It is a circuit diagram of the analog control type charger in the conventional contact power feeding. 従来の非接触給電におけるアナログ制御型充電器の回路図である。It is a circuit diagram of the analog control type charger in the conventional non-contact power feeding. 接触給電時の制御回路が力率改善回路として動作している波形の様子を示すイメージ図である。It is an image figure which shows the mode of the waveform in which the control circuit at the time of contact electric power supply is operate | moving as a power factor improvement circuit. 非接触給電時の制御回路が昇圧コンバータ回路として動作している波形の様子を示すイメージ図である。It is an image figure which shows the mode of the waveform in which the control circuit at the time of non-contact electric power supply is operate | moving as a step-up converter circuit. 従来の接触給電におけるデジタル制御型充電器の回路図である。It is a circuit diagram of the digital control type charger in the conventional contact electric power feeding. 従来の非接触給電におけるデジタル制御型充電器の回路図である。It is a circuit diagram of the digital control type charger in the conventional non-contact electric power feeding. アナログ制御共用型充電器で接触給電の場合に力率改善回路の動作をする場合の波形を示した図である。It is the figure which showed the waveform in the case of operating a power factor improvement circuit in the case of contact electric power feeding with an analog control shared type charger. アナログ制御共用型充電器で非接触給電の場合に昇圧コンバータ回路の動作をする場合の波形を示した図である。It is the figure which showed the waveform in the case of performing operation | movement of a step-up converter circuit in the case of non-contact electric power feeding with an analog control shared type charger.

以下、図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明する。なお、本発明は以下の実施形態に限定されるものではない。また以下に記載した構成要素には、当業者が容易に想定できるもの、実質的に同一のものが含まれる。さらに以下に記載した構成要素は、適宜組み合わせることができる。また、本発明の要旨を逸脱しない範囲で構成要素の種々の省略、置換又は変更を行うことができる。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In addition, this invention is not limited to the following embodiment. The constituent elements described below include those that can be easily assumed by those skilled in the art and those that are substantially the same. Furthermore, the constituent elements described below can be appropriately combined. In addition, various omissions, substitutions, or changes of components can be made without departing from the scope of the present invention.

図１は、本実施形態の、接触給電と非接触給電を１つのデジタル制御回路で共用する場合のデジタル制御共用型充電器１の回路図である。その際に制御式のパラメータを変更することで制御回路を共用するものである。 FIG. 1 is a circuit diagram of a digital control shared charger 1 in the case where contact power feeding and contactless power feeding are shared by one digital control circuit. At that time, the control circuit is shared by changing the parameter of the control expression.

デジタル制御共用型充電器１は、交流の商用電源３と非接触給電部２で、入力電圧部を共用する構成になっている。また、非接触給電部２と接触給電部（商用電源）３を切り替えて使用するように構成することが一般的である。接触給電部３は、整流回路４、共用制御回路５、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６、から構成されている。本実施形態には、車両ＥＣＵや制御回路との通信方法、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６、蓄電装置７に対する記載がないが、本実施形態は、共用制御回路５の制御方法によるものであり、これらに対して何らかの影響を受けるものではない。ちなみに、車両ＥＣＵとは、エンジンコントロールユニット（ＥｎｇｉｎｅＣｏｎｔｒｏｌＵｎｉｔ）と呼ばれ、エンジンの運転における制御を電子制御された補助装置を用いて行う際に、それらを総合的に制御するマイクロコントローラ、コントロールユニットのことである。 The digitally controlled shared charger 1 is configured to share an input voltage unit between an AC commercial power source 3 and a non-contact power feeding unit 2. Moreover, it is common to comprise so that the non-contact electric power feeding part 2 and the contact electric power feeding part (commercial power supply) 3 may be switched and used. The contact power supply unit 3 includes a rectifier circuit 4, a common control circuit 5, and an insulation type DC / DC converter 6. Although this embodiment does not describe the communication method with the vehicle ECU or the control circuit, the insulated DC / DC converter 6, and the power storage device 7, the present embodiment is based on the control method of the common control circuit 5. They are not affected in any way. Incidentally, the vehicle ECU is called an engine control unit (Engine Control Unit), and when a control in the operation of the engine is performed using an electronically controlled auxiliary device, a microcontroller and a control unit that comprehensively control them. That is.

まず、接触給電として動作し、共用制御回路５が力率改善回路として動作する場合について説明する。まず、入力電圧、出力電圧、入力電流をＡ／Ｄコンバータ８Ａ、８Ｂ、８Ｃにそれぞれ入力してデジタル値を得る。第１のＡ／Ｄコンバータ８Ａからの出力電圧デジタル値は、定電圧源９で設定した基準電圧Ｖｒｅｆに応じたデジタル値と、比較器１０Ａで比較され、その比較出力は第１のデジタルフィルタ１１Ａで処理される。 First, the case where it operates as contact power feeding and the shared control circuit 5 operates as a power factor correction circuit will be described. First, an input voltage, an output voltage, and an input current are input to the A / D converters 8A, 8B, and 8C, respectively, to obtain digital values. The output voltage digital value from the first A / D converter 8A is compared with the digital value corresponding to the reference voltage Vref set by the constant voltage source 9 by the comparator 10A, and the comparison output is the first digital filter 11A. Is processed.

第１のデジタルフィルタ１１Ａで処理された比較出力は、第２のＡ／Ｄコンバータ８Ｂへの入力電圧デジタル値に第１の利得選択器１２で利得Ｇを乗じて出てきた値ＧＶｉｎと、乗算器１０Ｂで乗算される。 The comparison output processed by the first digital filter 11A is multiplied by the value GVin obtained by multiplying the input voltage digital value to the second A / D converter 8B by the gain G by the first gain selector 12. Multiply by the device 10B.

また、乗算器１０Ｂで乗算された乗算出力は、第２のＡ／Ｄコンバータ８Ｂへの入力電圧デジタル値が第２のデジタルフィルタ１１Ｂで処理された後に２乗回路１０Ｃで２乗処理された２乗出力で、除算器１０Ｄによって除算される。その除算出力は、第３のＡ／Ｄコンバータ８Ｃへの入力電流デジタル値と比較器１０Ｅで比較処理され、その比較出力が第３のデジタルフィルタ１１Ｃ処理後に駆動回路１３に伝達される。 Further, the multiplication output multiplied by the multiplier 10B is subjected to squaring processing by the squaring circuit 10C after the input voltage digital value to the second A / D converter 8B is processed by the second digital filter 11B. It is divided by the divider output 10D by the squared output. The divided output is compared with the input current digital value to the third A / D converter 8C by the comparator 10E, and the comparison output is transmitted to the drive circuit 13 after the third digital filter 11C processing.

次に、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、非接触給電として動作し、共用制御回路５が昇圧コンバータ回路として動作する場合について説明する。まず、入力電圧、出力電圧、入力電流をＡ／Ｄコンバータ８Ａ、８Ｂ、８Ｃにそれぞれ入力してデジタル値を得る。第１のＡ／Ｄコンバータ８Ａからの出力電圧デジタル値は、定電圧源９で設定した基準電圧Ｖｒｅｆに応じたデジタル値と、比較器１０Ａで比較され、その比較出力は第１のデジタルフィルタ１１Ａで処理される。 Next, a case where the DC input voltage on the non-contact power supply side suddenly changes operates as non-contact power supply and the common control circuit 5 operates as a boost converter circuit will be described. First, an input voltage, an output voltage, and an input current are input to the A / D converters 8A, 8B, and 8C, respectively, to obtain digital values. The output voltage digital value from the first A / D converter 8A is compared with the digital value corresponding to the reference voltage Vref set by the constant voltage source 9 by the comparator 10A, and the comparison output is the first digital filter 11A. Is processed.

第１のデジタルフィルタ１１Ａで処理された比較出力は、第２のＡ／Ｄコンバータ８Ｂへの入力電圧デジタル値が第２の利得選択器１４によって固定利得１を選択して出てきた値と、乗算器１０Ｂで乗算される。 The comparison output processed by the first digital filter 11A is a value obtained by selecting the fixed gain 1 by the second gain selector 14 as the input voltage digital value to the second A / D converter 8B. Multiplication is performed by the multiplier 10B.

その乗算出力は、第２のＡ／Ｄコンバータ８Ｂへの入力電圧デジタル値が第２のデジタルフィルタ１１Ｂで処理された後に第３の利得選択器１５によって固定値１が選択され、この固定値１で除算器１０Ｄで除算される。その除算出力は、第３のＡ／Ｄコンバータ８Ｃへの入力電流デジタル値と比較器１０Ｅで比較処理され、その比較出力が第３のデジタルフィルタ１１Ｃを通って駆動回路１３に伝達される。 As the multiplication output, the fixed value 1 is selected by the third gain selector 15 after the digital value input to the second A / D converter 8B is processed by the second digital filter 11B. Is divided by the divider 10D. The division output is compared with the input current digital value to the third A / D converter 8C by the comparator 10E, and the comparison output is transmitted to the drive circuit 13 through the third digital filter 11C.

デジタルフィルタ１１Ａとデジタルフィルタ１１Ｂは、非接触充電時には高速で応答させる為に、デジタルフィルタの遮断周波数を駆動周波数と位相マージンや利得マージンからなるべく高く設定することで高速に動作させることができる。加えて、利得選択器１２の固定利得１と利得選択回路１５の固定値１を適用できるので、乗算や除算処理が不要となり制御応答を高速化させることができる。また、２乗回路は不要であるためこの部分の演算を省いて高速化が可能である。 The digital filter 11A and the digital filter 11B can be operated at high speed by setting the cut-off frequency of the digital filter as high as possible from the drive frequency, the phase margin, and the gain margin in order to respond at high speed during non-contact charging. In addition, since the fixed gain 1 of the gain selector 12 and the fixed value 1 of the gain selection circuit 15 can be applied, multiplication or division processing becomes unnecessary, and the control response can be speeded up. In addition, since a squaring circuit is unnecessary, it is possible to increase the speed by omitting this part of the calculation.

この制御回路は、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ用に特化されている。デジタルフィルタ処理を位相余裕と利得余裕のある範囲で発振周波数に近づけることで、力率改善回路に特化したフィルタ処理よりも高速に応答させることができる。また、力率改善回路では、２乗処理、乗算処理、除算処理が発生するが、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータでは、この処理を全て１で行うか、条件分岐でバイパスすることができる為、マイコン内部の処理も高速化が可能である。 This control circuit is specialized for boost DC / DC converters. By making the digital filter process close to the oscillation frequency within a range with a phase margin and a gain margin, it is possible to respond faster than the filter process specialized for the power factor correction circuit. In addition, the power factor correction circuit generates square processing, multiplication processing, and division processing. However, in the step-up DC / DC converter, all of this processing can be performed by 1 or can be bypassed by a conditional branch. This process can also be speeded up.

このような構成をとることで、同一制御回路構成で非接触給電と接触給電両方に対応することが可能となる。この内部処理は全てソフトウェアで行われるため、ハードウェア上の変更は必要ない。 By adopting such a configuration, it is possible to cope with both non-contact power feeding and contact power feeding with the same control circuit configuration. Since all the internal processing is performed by software, no hardware change is required.

図１において、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６への入力電圧、入力電力、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６からの出力電圧、出力電流と絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６の内部の半導体スイッチ電流を、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６で検出し、例えば、図示してはいないが、外部の車両バッテリーの状況をバッテリマネジメントシステムで判断して、その情報がコントロールユニットである車両ＥＣＵにいき、車両ＥＣＵから共用制御装置５への通信手段指示が行われ、共用制御装置５によって制御される。 In FIG. 1, the isolated DC / DC converter 6 includes an input voltage and input power to the isolated DC / DC converter 6, an output voltage and output current from the isolated DC / DC converter 6, and the isolated DC / DC converter 6. The semiconductor switch current inside is detected by the isolated DC / DC converter 6 and, for example, although not shown, the status of the external vehicle battery is judged by the battery management system, and the information is the control unit. Going to the vehicle ECU, a communication means instruction is issued from the vehicle ECU to the common control device 5 and controlled by the common control device 5.

通信手段は、ＵＡＲＴ、ＣＡＮ、ＬＩＮなどが知られているが、特にこの構成を制限するものではない。この結果、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力電圧が蓄電装置７に接続され、デジタル制御共用型充電器１として動作する。 As communication means, UART, CAN, LIN, and the like are known, but this configuration is not particularly limited. As a result, the output voltage of the insulated DC / DC converter 6 is connected to the power storage device 7 and operates as the digital control shared charger 1.

図１において、本実施形態の第１の特徴は、接触充電では、第１のデジタルフィルタ１１Ａ処理した後に出てきた出力が、第１の利得選択器１２において利得ＧＶｉｎを乗じられた値と、乗算器１０Ｂにおいて乗算されるが、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、非接触充電では、第１のデジタルフィルタ１１Ａで処理した後に出てきた出力が、第２の利得選択器１４において固定利得１と、乗算器１０Ｂにおいて乗算される点にある。 In FIG. 1, the first feature of the present embodiment is that, in contact charging, the output obtained after processing the first digital filter 11 </ b> A is multiplied by the gain GVin in the first gain selector 12. When the DC input voltage on the non-contact power supply side suddenly changes, the output that is output after processing by the first digital filter 11A is the second gain selector 14 when multiplied by the multiplier 10B. 1 is multiplied by the fixed gain 1 and the multiplier 10B.

第２の特徴は、接触給電では、乗算器１０Ｂにおいて乗算された乗算出力を、第２のデジタルフィルタ１１Ｂで処理され２乗回路１０Ｃで２乗処理された２乗出力で、除算器１０Ｄによって除算されるが、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、非接触給電では、乗算器１０Ｂにおいて乗算された乗算出力を、第２のデジタルフィルタ１１Ｂで処理され第３の利得選択回路１５で固定値１で、除算器１０Ｄによって除算される点である。上記手段は、ソフトウェア上で条件分岐をすることなく、パラメータ値だけを入れ替えることで対応可能となる。 A second feature is that, in contact power feeding, the multiplication output multiplied by the multiplier 10B is a square output processed by the second digital filter 11B and squared by the squaring circuit 10C, and is divided by the divider 10D. However, when the DC input voltage on the non-contact power supply side changes suddenly, in the non-contact power supply, the multiplication output multiplied by the multiplier 10B is processed by the second digital filter 11B and the third gain selection circuit 15 This is a point to be divided by a divider 10D with a fixed value of 1. The above means can be dealt with by replacing only the parameter values without performing conditional branching on the software.

第３の特徴は、定電圧の第１のデジタルフィルタ１１Ａの遮断周波数を接触給電時と非接触給電時で変更することである。接触給電時は、商用周波数の２倍のリップル成分が出力に現れる為、この成分による影響が高調波歪に影響を与えないようにする必要があり、この時、遮断周波数は数Ｈｚから数十Ｈｚになる。一方で非接触給電時には、できるだけ応答速度を上昇させるため、遮断周波数は接触給電に比べて高く設定するが、設定点は、位相マージンと利得マージンと動作周波数から決定する。なお、ここで言う遮断周波数とは、ローパスフィルタに設定されたシステム応答の限界値を示す周波数である。 A third feature is that the cutoff frequency of the first digital filter 11A having a constant voltage is changed between contact power feeding and non-contact power feeding. When contact power is supplied, a ripple component twice the commercial frequency appears in the output. Therefore, it is necessary to prevent the influence of this component from affecting the harmonic distortion. At this time, the cutoff frequency ranges from several Hz to several tens of Hz. Hz. On the other hand, in order to increase the response speed as much as possible during non-contact power feeding, the cutoff frequency is set to be higher than that of contact power feeding, but the set point is determined from the phase margin, gain margin, and operating frequency. The cutoff frequency referred to here is a frequency indicating the limit value of the system response set in the low-pass filter.

本実施形態のデジタル制御共用型充電器１の回路構成にすることで、アナログ制御回路では事実上不可能であった、入力源によって制御回路の動作を変更する事によって、それぞれの動作モードでの最適動作が実現可能となる。結果、接触給電時は、力率改善回路として動作し、入力電流を正弦波状に制御することで、高力率、低歪率を得ることができ、非接触給電時には、昇圧コンバータ回路として動作し、非接触給電側の直流入力電圧が急変した場合、フィードバックを高速化することで、出力電圧のオーバーシュートやアンダーシュートを防止できる。 By adopting the circuit configuration of the digital control shared charger 1 of the present embodiment, the operation of the control circuit is changed by the input source, which is practically impossible with the analog control circuit. Optimal operation can be realized. As a result, during contact power supply, it operates as a power factor improvement circuit, and by controlling the input current in a sine wave shape, a high power factor and low distortion can be obtained, and during non-contact power supply, it operates as a boost converter circuit. When the DC input voltage on the non-contact power supply side suddenly changes, output voltage overshoot and undershoot can be prevented by speeding up the feedback.

本実施形態では、位相補償や、制御変更部分について、入力源によるパラメータを追加することで接触給電と非接触給電とを同一制御回路で最適化できる。異常動作時のマージン確保や回路保護の観点から有用であると考えられる。 In the present embodiment, the contact power supply and the non-contact power supply can be optimized by the same control circuit by adding parameters according to the input source for the phase compensation and the control change part. It is thought to be useful from the viewpoint of securing margin and circuit protection during abnormal operation.

１デジタル制御共用型充電器
２非接触給電部
３商用電源（接触給電部）
４、４４整流回路
５共用制御回路
６絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ
７蓄電装置
８Ａ、８Ｂ、８Ｃ、４３Ａ、４３ＢＡ／Ｄコンバータ
９定電圧源
１０Ａ、１０Ｅ、２６比較器
１０Ｂ乗算器
１０Ｄ除算器
１１、１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃデジタルフィルタ
１２、１４、１５利得選択器
１３駆動回路
１６接触給電によるアナログ制御型充電器
１７、３７、４０力率改善回路
１８、２７ローパスフィルタ
１９２乗回路
２０、３４誤差増幅器
２１定電圧制御回路
２２除算回路
２３乗算回路
２４過電流保護回路
２５発振器
２８非接触給電によるアナログ制御型充電器
２９、４２昇圧コンバータ回路
３０１次給電コイル
３１２次給電コイル
３２整流平滑回路
３３昇圧コンバータ制御回路
３５定電圧回路
３６アナログ制御共用型充電器
３８制御回路
３９デジタル制御型充電器
４１非接触給電によるデジタル制御型充電器

1 Digital control shared charger 2 Non-contact power supply 3 Commercial power supply (contact power supply)
4, 44 Rectifier circuit 5 Shared control circuit 6 Insulated DC / DC converter 7 Power storage devices 8A, 8B, 8C, 43A, 43B A / D converter 9 Constant voltage source 10A, 10E, 26 Comparator 10B Multiplier 10D Divider 11 , 11A, 11B, 11C Digital filter 12, 14, 15 Gain selector 13 Drive circuit 16 Analog control type charger 17, 37, 40 Power factor improvement circuit 18, 27 Low-pass filter 19 Square circuit 20, 34 Error Amplifier 21 Constant voltage control circuit 22 Division circuit 23 Multiplication circuit 24 Overcurrent protection circuit 25 Oscillator 28 Analog control type chargers 29 and 42 by non-contact power supply Boost converter circuit 30 Primary power supply coil 31 Secondary power supply coil 32 Rectification smoothing circuit 33 Step-up converter control circuit 35 Constant voltage circuit 36 Analog control shared charger 38 control Control circuit 39 Digitally controlled charger 41 Digitally controlled charger with non-contact power supply

Claims

接触給電部である商用電源と、非接触給電部と、整流回路と、共用制御回路と、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータと、蓄電装置を備え、
前記共用制御回路は、接触給電の場合は力率改善回路の動作を行い、非接触給電の場合は昇圧コンバータ回路の動作を行い、
前記非接触給電部への直流入力電圧が急変した場合に、
前記共用制御回路において、第１のＡ／Ｄコンバータに入力された交流電圧はデジタル値に変換されて、比較の基準として設定された基準電圧と比較器で比較され、その比較出力は第１のデジタルフィルタで処理され、
前記共用制御回路は、前記第１のデジタルフィルタで処理された前記比較出力が、接触給電の場合は第１の利得選択器で利得Ｇと入力電圧デジタル値Ｖｉｎを乗じられた値ＧＶｉｎと乗算器において乗算されるが、非接触充電では固定利得１と乗算され、
前記共用制御回路は、前記乗算器において乗算された乗算出力を、接触給電の場合には第２のデジタルフィルタで処理され２乗回路で２乗処理された２乗出力で除算器によって除算されるが、非接触給電では前記第２のデジタルフィルタで処理された結果に依らず第２の利得選択回路で固定値１が選択され、前記固定値１により前記除算器によって除算されることを特徴とするデジタル制御型充電器。

A commercial power source that is a contact power supply unit, a non-contact power supply unit, a rectifier circuit, a shared control circuit, an insulated DC / DC converter, and a power storage device,
The common control circuit operates the power factor correction circuit in the case of contact power supply, operates the boost converter circuit in the case of non-contact power supply,
When the DC input voltage to the non-contact power supply section changes suddenly,
In the common control circuit, the AC voltage input to the first A / D converter is converted into a digital value and compared with a reference voltage set as a reference for comparison by a comparator. Processed by digital filter,
In the common control circuit, when the comparison output processed by the first digital filter is contact feeding, a value GVin multiplied by a gain G and an input voltage digital value Vin by a first gain selector is used. Is multiplied by a fixed gain of 1 for contactless charging,
The common control circuit divides the multiplication output multiplied in the multiplier by a divider by the square output processed by the second digital filter and squared by the square circuit in the case of contact power feeding. However, in the non-contact power supply, the fixed value 1 is selected by the second gain selection circuit regardless of the result processed by the second digital filter, and is divided by the divider by the fixed value 1. Digitally controlled charger.