JP2014176130A - Synchronous rectifier controller - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a synchronous rectifier controller capable of reducing the switching noise of a switching element, and also capable of improving the efficiency during synchronous rectification.SOLUTION: A synchronous rectifier controller (1A, 1B) comprises: a plurality of bridge-connected switching elements provided between an inductive load (2A, 2B) and a DC power source (3); a plurality of diodes for performing rectification, each connected in parallel to the switching elements; and a control device (7) for controlling the electrical continuity and cutoff states of the switching elements by applying a control voltage to the control electrodes of the switching elements, the control device (7) making the rising and falling edges of the control voltage applied to the control electrodes during synchronous rectification steeper than during switching of an electrical continuity pattern in one cycle of the electrical continuity pattern for controlling the drive of the inductive load (2A, 2B).

Description

本発明は、同期整流器の制御装置に関する。   The present invention relates to a control device for a synchronous rectifier.

同期整流器の制御装置の一例として、特許文献１および２に記載の発明が挙げられる。特許文献１に記載の発明では、トランスおよびカレントトランスに設けられる電界効果トランジスタを段階的に動作させることにより、電界効果トランジスタのターンオン時間を高速化して、同期整流時の効率向上を図ろうとしている。   Examples of the control device for the synchronous rectifier include the inventions described in Patent Documents 1 and 2. In the invention described in Patent Document 1, the field effect transistors provided in the transformer and the current transformer are operated in stages, thereby increasing the turn-on time of the field effect transistor and improving the efficiency during synchronous rectification. .

また、特許文献２に記載の発明では、発電電動機の回転数に応じて抵抗値の異なる２つのゲート抵抗器を切り替えて、スイッチング素子のゲート電極に印加される状態遷移波形を変更している。そして、発電電動機の始動時には、抵抗値の大きいゲート抵抗器を選択して状態遷移波形を鈍らせ、始動時のスイッチングノイズを抑制しようとしている。一方、発電電動機の高速回転時には、抵抗値の小さいゲート抵抗器を選択して状態遷移波形を急峻化させ、スイッチング素子のスイッチング遅れによる逆流を防止するとともに、同期整流時の効率向上を図ろうとしている。   In the invention described in Patent Document 2, the state transition waveform applied to the gate electrode of the switching element is changed by switching two gate resistors having different resistance values according to the rotational speed of the generator motor. At the time of starting the generator motor, a gate resistor having a large resistance value is selected to blunt the state transition waveform to suppress switching noise at the time of starting. On the other hand, when the generator motor is rotating at high speed, a gate resistor with a low resistance value is selected to sharpen the state transition waveform, preventing backflow due to switching delay of the switching element and trying to improve efficiency during synchronous rectification Yes.

特開２００２−６４９７８号公報JP 2002-64978 A 特開２００５−６５４６０号公報JP 2005-65460 A

しかしながら、特許文献１に記載の発明では、トランスおよびカレントトランスに複数の電界効果トランジスタを備え、電界効果トランジスタを段階的に動作させるので、回路構成が複雑になる。また、電界効果トランジスタのターンオン時間を高速化することにより、同期整流時の効率が向上するもののスイッチングノイズが大きくなる。特許文献２に記載の発明では、抵抗値の小さいゲート抵抗器を選択して状態遷移波形を急峻化させると、同期整流時の効率が向上するものの発電電動機の相切り替え時にスイッチングノイズが大きくなる。   However, in the invention described in Patent Document 1, a plurality of field effect transistors are provided in the transformer and the current transformer, and the field effect transistors are operated stepwise, so that the circuit configuration is complicated. Further, by increasing the turn-on time of the field effect transistor, the efficiency at the time of synchronous rectification is improved, but the switching noise is increased. In the invention described in Patent Document 2, if a gate resistor having a small resistance value is selected to sharpen the state transition waveform, the efficiency at the time of synchronous rectification is improved, but the switching noise increases at the time of phase switching of the generator motor.

本発明は、このような事情に鑑みて為されたものであり、スイッチング素子のスイッチングノイズを低減させるとともに、同期整流時の効率を向上させることが可能な同期整流器制御装置を提供することを課題とする。   The present invention has been made in view of such circumstances, and it is an object of the present invention to provide a synchronous rectifier control device capable of reducing switching noise of a switching element and improving efficiency during synchronous rectification. And

請求項１に記載の同期整流器制御装置は、誘導性負荷と直流電源との間に設けられブリッジ接続された複数のスイッチング素子と、前記スイッチング素子にそれぞれ並列接続された整流動作を行う複数のダイオードと、前記スイッチング素子の制御電極に制御電圧を印加して前記スイッチング素子の導通状態および遮断状態を制御する制御装置と、を備え、前記制御装置は、前記誘導性負荷を駆動制御する通電パターンの１周期中において、同期整流時に前記制御電極に印加する前記制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、前記通電パターンの切り替え時と比べて急峻にする。   The synchronous rectifier control device according to claim 1, wherein a plurality of switching elements provided between an inductive load and a DC power source and bridge-connected, and a plurality of diodes performing a rectifying operation respectively connected in parallel to the switching elements And a control device that controls a conduction state and a cutoff state of the switching element by applying a control voltage to a control electrode of the switching element, and the control device has an energization pattern for driving and controlling the inductive load. During one period, the rise and fall of the control voltage applied to the control electrode at the time of synchronous rectification are made steeper than at the time of switching the energization pattern.

同期整流時にスイッチング素子に印加される電圧は、スイッチング素子に並列接続されるダイオードの順方向電圧相当である。そのため、スイッチング素子の制御電極に印加する制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを急峻にしても、スイッチング素子のスイッチングによるノイズの影響は少ない。また、制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを急峻にすることにより、スイッチング素子における損失および発熱を低減させることができるので、同期整流時の効率を向上させることができる。一方、通電パターンの切り替え時にスイッチング素子に印加される電圧は、同期整流時と比べてはるかに大きくなる。そのため、スイッチング素子の制御電極に印加する制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、同期整流時と比べて緩やかにすることにより、スイッチング素子のスイッチングノイズを低減させることができる。   The voltage applied to the switching element during synchronous rectification is equivalent to the forward voltage of a diode connected in parallel to the switching element. Therefore, even if the rise and fall of the control voltage applied to the control electrode of the switching element are steep, the influence of noise due to switching of the switching element is small. Further, by making the rise and fall of the control voltage steep, loss and heat generation in the switching element can be reduced, so that the efficiency during synchronous rectification can be improved. On the other hand, the voltage applied to the switching element at the time of switching the energization pattern is much larger than that at the time of synchronous rectification. Therefore, the switching noise of the switching element can be reduced by making the rise and fall of the control voltage applied to the control electrode of the switching element gentler than in the synchronous rectification.

請求項２に記載の同期整流器制御装置は、請求項１に記載の同期整流器制御装置において、前記制御装置と前記制御電極との間には、第１抵抗器と、前記第１抵抗器と比べて抵抗値の大きい第２抵抗器とが選択可能に配置されており、前記制御装置は、前記同期整流時に前記第１抵抗器を介して前記制御電極に前記制御電圧を印加し、前記通電パターンの切り替え時に前記第２抵抗器を介して前記制御電極に前記制御電圧を印加する。そのため、第１抵抗器および第２抵抗器を切り替えることにより、制御電圧の急峻化および緩慢化を容易に行うことができ、回路構成を簡素化することができる。   The synchronous rectifier control device according to claim 2 is the synchronous rectifier control device according to claim 1, wherein the first resistor and the first resistor are compared between the control device and the control electrode. A second resistor having a large resistance value is selectably arranged, and the control device applies the control voltage to the control electrode via the first resistor during the synchronous rectification, and the energization pattern The control voltage is applied to the control electrode via the second resistor at the time of switching. Therefore, by switching between the first resistor and the second resistor, the control voltage can be easily sharpened and slowed down, and the circuit configuration can be simplified.

請求項３に記載の同期整流器制御装置は、請求項１または２に記載の同期整流器制御装置において、前記制御装置は、前記同期整流を行わない側の前記スイッチング素子の前記制御電極に印加する前記制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、前記同期整流時と比べて緩やかにする。同期整流を行わない側のスイッチング素子は、通電パターンの切り替えのみである。そのため、同期整流を行わない側のスイッチング素子の制御電極に印加する制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、同期整流時と比べて緩やかにすることにより、スイッチング素子のスイッチングノイズを低減させることができる。   The synchronous rectifier control device according to claim 3 is the synchronous rectifier control device according to claim 1 or 2, wherein the control device applies the control electrode of the switching element on a side where the synchronous rectification is not performed. The rise and fall of the control voltage are made gradual compared with the synchronous rectification. The switching element on the side where synchronous rectification is not performed is only switching of the energization pattern. Therefore, the switching noise of the switching element can be reduced by making the rise and fall of the control voltage applied to the control electrode of the switching element on the non-synchronous rectifying side gentler than that at the time of synchronous rectification.

請求項４に記載の同期整流器制御装置は、請求項１〜３のいずれか一項に記載の同期整流器制御装置において、前記誘導性負荷は、発電機および電動機のうちの少なくとも一方の機能を有する交流機である。そのため、同期整流を行う交流機駆動装置において、スイッチング素子のスイッチングノイズを低減させつつ、同期整流時の効率を向上させることができる。   The synchronous rectifier control device according to claim 4 is the synchronous rectifier control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the inductive load has a function of at least one of a generator and an electric motor. It is an alternator. Therefore, in the AC machine drive device that performs synchronous rectification, the efficiency during synchronous rectification can be improved while reducing the switching noise of the switching element.

請求項５に記載の同期整流器制御装置は、請求項１〜３のいずれか一項に記載の同期整流器制御装置において、前記誘導性負荷は、４個の前記ダイオードおよび４個の前記スイッチング素子がＨ型に配置されたＨ型ブリッジ回路に設けられるソレノイドである。そのため、同期整流を行うソレノイド駆動装置において、スイッチング素子のスイッチングノイズを低減させつつ、同期整流時の効率を向上させることができる。   The synchronous rectifier control device according to claim 5 is the synchronous rectifier control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the inductive load includes four diodes and four switching elements. It is a solenoid provided in the H type bridge circuit arranged in the H type. Therefore, in the solenoid drive device that performs synchronous rectification, the efficiency during synchronous rectification can be improved while reducing the switching noise of the switching element.

第１実施形態に係り、同期整流器制御装置の構成を模式的に示す構成図である。It is a block diagram which shows typically the structure of a synchronous rectifier control apparatus concerning 1st Embodiment. ブリッジ回路により交流機の通電状態および非通電状態を制御する方法を説明する説明図である。It is explanatory drawing explaining the method to control the energization state and non-energization state of an AC machine by a bridge circuit. 図２に示す制御により各相端子に発生する電圧波形の一例を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows an example of the voltage waveform which generate | occur | produces in each phase terminal by control shown in FIG. 第１抵抗器および第２抵抗器を選択する手順の一例を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows an example of the procedure which selects a 1st resistor and a 2nd resistor. 発電動作時にスイッチング素子の制御電極に印加される制御電圧と相端子に発生する電圧波形の一例を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows an example of the voltage waveform which generate | occur | produces in the control voltage applied to the control electrode of a switching element at the time of an electric power generation, and a phase terminal. 第２実施形態に係り、同期整流器制御装置の構成を模式的に示す構成図である。It is a block diagram which concerns on 2nd Embodiment and shows the structure of a synchronous rectifier control apparatus typically.

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。なお、各実施形態について、共通する箇所には共通の符号を付して対応させることにより、重複する説明を省略する。また、各図は概念図であり、細部構造の寸法まで規定するものではない。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In addition, about each embodiment, the common code | symbol is attached | subjected to a common location, and the overlapping description is abbreviate | omitted. Each figure is a conceptual diagram and does not define the dimensions of the detailed structure.

＜第１実施形態＞
（同期整流器制御装置１Ａの構成）
図１は、同期整流器制御装置１Ａの構成を模式的に示す構成図である。同図に示すように、本実施形態の同期整流器制御装置１Ａは、誘導性負荷である交流機２Ａと直流電源３との間に設けられるブリッジ回路４Ａと、交流機２Ａのロータ位置を検出する検出回路５Ａと、ブリッジ回路４Ａのスイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗを駆動させるスイッチング素子駆動回路６Ａと、スイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗの導通状態および遮断状態を制御する制御装置７とを備えている。 <First Embodiment>
(Configuration of Synchronous Rectifier Control Device 1A)
FIG. 1 is a configuration diagram schematically showing the configuration of the synchronous rectifier control device 1A. As shown in the figure, the synchronous rectifier control device 1A of the present embodiment detects a bridge circuit 4A provided between an AC machine 2A that is an inductive load and a DC power supply 3, and a rotor position of the AC machine 2A. A detection circuit 5A, a switching element drive circuit 6A for driving the switching elements 42U to 42W and 43U to 43W of the bridge circuit 4A, and a control device 7 for controlling the conduction state and the cutoff state of the switching elements 42U to 42W and 43U to 43W It has.

交流機２Ａは、発電機および電動機のうちの少なくとも一方の機能を有する回転電機であり、例えば、公知の交流電動機、交流発電機、発電機および電動機の機能を併せもつ発電電動機を用いることができる。本実施形態では、交流機２Ａは発電電動機であり、３相の電機子巻線２１１、２１２、２１３がΔ結線されたステータ２１と、図示しないロータとを備えている。なお、３相の電機子巻線２１１、２１２、２１３は、Ｙ結線にすることもできる。   The AC machine 2A is a rotating electric machine having at least one function of a generator and an electric motor. For example, a known AC electric motor, an AC generator, a generator / motor having the functions of an electric generator and an electric motor can be used. . In the present embodiment, the AC machine 2A is a generator motor, and includes a stator 21 in which three-phase armature windings 211, 212, and 213 are Δ-connected, and a rotor (not shown). The three-phase armature windings 211, 212, and 213 can be Y-connected.

ステータ２１には、Ｕ相端子２２Ｕ、Ｖ相端子２２ＶおよびＷ相端子２２Ｗが設けられており、Ｕ相端子２２ＵとＶ相端子２２Ｖの間にはＵ相Ｖ相間の電機子巻線２１１が接続され、Ｖ相端子２２ＶとＷ相端子２２Ｗの間にはＶ相Ｗ相間の電機子巻線２１２が接続され、Ｗ相端子２２ＷとＵ相端子２２Ｕの間にはＷ相Ｕ相間の電機子巻線２１３が接続されている。なお、交流機２Ａは、ロータに界磁巻線を有する界磁巻線方式やロータに永久磁石を有する永久磁石方式等を用いることができる。また、ステータ２１の極数やロータの磁極数に特段の制約はない。   The stator 21 is provided with a U-phase terminal 22U, a V-phase terminal 22V, and a W-phase terminal 22W, and an armature winding 211 between the U-phase and V-phase is connected between the U-phase terminal 22U and the V-phase terminal 22V. The armature winding 212 between the V phase and the W phase is connected between the V phase terminal 22V and the W phase terminal 22W, and the armature winding between the W phase and the U phase terminal 22U is connected between the W phase terminal 22W and the U phase terminal 22U. Line 213 is connected. The AC machine 2A can use a field winding method having a field winding in the rotor, a permanent magnet method having a permanent magnet in the rotor, or the like. There are no particular restrictions on the number of poles of the stator 21 or the number of magnetic poles of the rotor.

直流電源３は、直流電力を供給する電源装置であり、例えば、公知の鉛蓄電池（バッテリ）、リチウムイオン電池、電気二重層コンデンサなどを用いることができる。なお、直流電源３には、図示しない平滑コンデンサが並列接続されており、リプル電圧が低減されている。   The DC power supply 3 is a power supply device that supplies DC power. For example, a known lead storage battery (battery), a lithium ion battery, an electric double layer capacitor, or the like can be used. Note that a smoothing capacitor (not shown) is connected in parallel to the DC power source 3 to reduce the ripple voltage.

ブリッジ回路４Ａは、交流機２Ａと直流電源３との間に設けられ、交流機２Ａの発電動作時に交流機２Ａの発電電力を整流して直流電源３に給電し、交流機２Ａの電動動作時に直流電源３から給電された直流電力を交流電力に変換して交流機２Ａに給電する交直変換回路である。具体的には、ブリッジ回路４Ａは３相ブリッジ回路であり、ブリッジ接続された６つのスイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗと、スイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗにそれぞれ並列接続された整流動作を行う６つのダイオード４４Ｕ〜４４Ｗ、４５Ｕ〜４５Ｗとを有している。   The bridge circuit 4A is provided between the AC machine 2A and the DC power source 3, and rectifies the power generated by the AC machine 2A during power generation operation of the AC machine 2A and supplies the DC power source 3 with power. This is an AC / DC converter circuit that converts DC power supplied from the DC power source 3 into AC power and supplies power to the AC machine 2A. Specifically, the bridge circuit 4A is a three-phase bridge circuit, and rectifying operations are connected in parallel to the six switching elements 42U to 42W and 43U to 43W and the switching elements 42U to 42W and 43U to 43W that are bridge-connected. There are six diodes 44U to 44W and 45U to 45W for performing the above.

スイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗは、例えば、公知の電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）や絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いることができる。本明細書では、一例として、金属酸化膜半導体の構造をもつ電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を用いて説明する。また、ダイオード４４Ｕ〜４４Ｗ、４５Ｕ〜４５Ｗは、整流動作を行う半導体素子であり、本実施形態では、スイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗのボディダイオード（寄生ダイオード）を用いている。なお、ダイオード４４Ｕ〜４４Ｗ、４５Ｕ〜４５Ｗは、整流動作を行うダイオードを別途設けて、スイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗにそれぞれ並列接続することもできる。   As the switching elements 42U to 42W and 43U to 43W, for example, a known field effect transistor (FET) or an insulated gate bipolar transistor (IGBT) can be used. In this specification, a field effect transistor (MOSFET) having a metal oxide semiconductor structure is described as an example. The diodes 44U to 44W and 45U to 45W are semiconductor elements that perform a rectifying operation. In the present embodiment, body diodes (parasitic diodes) of the switching elements 42U to 42W and 43U to 43W are used. The diodes 44U to 44W and 45U to 45W may be separately connected to the switching elements 42U to 42W and 43U to 43W by separately providing a diode that performs a rectifying operation.

同図に示すように、入力端子４１と接地端子４Ｅとの間に、Ｕ相電源側のスイッチング素子４２ＵとＵ相接地側のスイッチング素子４３Ｕとが直列接続され、スイッチング素子４２Ｕ、４３Ｕの間にＵ相出力端子４８Ｕが設けられている。同様に、Ｖ相電源側のスイッチング素子４２ＶとＶ相接地側のスイッチング素子４３Ｖとの間にＶ相出力端子４８Ｖが設けられ、Ｗ相電源側のスイッチング素子４２ＷとＷ相接地側のスイッチング素子４３Ｗとの間にＷ相出力端子４８Ｗが設けられている。各スイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗは、スイッチング素子駆動回路６Ａにより導通状態または遮断状態に切り替えられる。なお、Ｕ相出力端子４８Ｕは、電力線４９Ｕによりステータ２１のＵ相端子２２Ｕに接続され、Ｖ相出力端子４８Ｖは、電力線４９Ｖによりステータ２１のＶ相端子２２Ｖに接続され、Ｗ相出力端子４８Ｗは、電力線４９Ｗによりステータ２１のＷ相端子２２Ｗに接続されている。   As shown in the figure, a switching element 42U on the U-phase power supply side and a switching element 43U on the U-phase ground side are connected in series between the input terminal 41 and the ground terminal 4E, and between the switching elements 42U and 43U. Is provided with a U-phase output terminal 48U. Similarly, a V-phase output terminal 48V is provided between the switching element 42V on the V-phase power supply side and the switching element 43V on the V-phase ground side, and the switching element 42W on the W-phase power supply side and the switching on the W-phase ground side are provided. A W-phase output terminal 48W is provided between the element 43W. The switching elements 42U to 42W and 43U to 43W are switched to a conductive state or a cut-off state by the switching element drive circuit 6A. The U-phase output terminal 48U is connected to the U-phase terminal 22U of the stator 21 by the power line 49U, the V-phase output terminal 48V is connected to the V-phase terminal 22V of the stator 21 by the power line 49V, and the W-phase output terminal 48W is The power line 49W is connected to the W-phase terminal 22W of the stator 21.

ブリッジ回路４Ａのスイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗの導通状態または遮断状態により、ステータ２１の各相端子２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗは３つの状態をとる。３つの状態は各相で同様であるので、Ｕ相端子２２Ｕを例に説明する。Ｕ相端子２２Ｕは、Ｕ相電源側のスイッチング素子４２Ｕが導通状態でＵ相接地側のスイッチング素子４３Ｕが遮断状態のとき電源電圧Ｖｃｃに拘束され、Ｕ相電源側のスイッチング素子４２Ｕが遮断状態でＵ相接地側のスイッチング素子４３Ｕが導通状態のときゼロ電圧に拘束され、Ｕ相電源側のスイッチング素子４２ＵおよびＵ相接地側のスイッチング素子４３Ｕがともに遮断状態のときハイインピーダンス状態になる。   Each phase terminal 22U, 22V, 22W of the stator 21 takes three states by the conduction | electrical_connection state or interruption | blocking state of the switching elements 42U-42W and 43U-43W of the bridge circuit 4A. Since the three states are the same in each phase, the U-phase terminal 22U will be described as an example. The U-phase terminal 22U is constrained by the power supply voltage Vcc when the switching element 42U on the U-phase power supply side is in a conductive state and the switching element 43U on the U-phase ground side is in a cutoff state, and the switching element 42U on the U-phase power supply side is in a cutoff state Thus, when the switching element 43U on the U-phase ground side is in the conductive state, it is constrained to zero voltage, and when the switching element 42U on the U-phase power supply side and the switching element 43U on the U-phase ground side are both in the cut-off state, .

ハイインピーダンス状態のＵ相端子２２Ｕには、誘起電圧ＶＵｉが誘起される。Ｕ相誘起電圧ＶＵｉは、Ｕ相端子２２Ｕに接続されたＵ相Ｖ相間の電機子巻線２１１およびＷ相Ｕ相間の電機子巻線２１３に、ロータ磁極からの磁束が鎖交することで発生する。したがって、Ｕ相誘起電圧ＶＵｉは、Ｕ相Ｖ相間の電機子巻線２１１およびＷ相Ｕ相間の電機子巻線２１３とロータとの相対的な位置関係に基づいて変化し、ロータ位置を検出する指標となる。なお、Ｕ相電源側のスイッチング素子４２ＵおよびＵ相接地側のスイッチング素子４３Ｕがともに導通状態になる制御は、デッドタイムを設けることにより禁止されており、直流電源３の短絡故障が防止されている。   An induced voltage VUi is induced at the U-phase terminal 22U in the high impedance state. The U-phase induced voltage VUi is generated when the magnetic flux from the rotor magnetic poles is linked to the armature winding 211 between the U-phase and V-phase connected to the U-phase terminal 22U and the armature winding 213 between the W-phase and U-phase. To do. Therefore, the U-phase induced voltage VUi changes based on the relative positional relationship between the armature winding 211 between the U phase and the V phase, the armature winding 213 between the W phase and the U phase, and the rotor, and detects the rotor position. It becomes an indicator. It should be noted that control in which the switching element 42U on the U-phase power supply side and the switching element 43U on the U-phase ground side are both in a conductive state is prohibited by providing a dead time, and a short-circuit failure of the DC power supply 3 is prevented. Yes.

検出回路５Ａは、三相の合成抵抗５１Ｕ、５１Ｖ、５１Ｗおよび比較器５２を有しており、交流機２Ａのロータ位置を検出する。三相の合成抵抗５１Ｕ、５１Ｖ、５１Ｗは、抵抗値が等しく、それぞれ各相の電力線４９Ｕ、４９Ｖ、４９Ｗと共通の合成点５３との間に接続されている。つまり、三相の合成抵抗５１Ｕ、５１Ｖ、５１ＷはＹ結線され、合成点５３はＹ結線の中性点になっている。合成点５３には、ステータ２１の各相端子２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗの誘起電圧ＶＵｉ、ＶＶｉ、ＶＷｉを合成した合成電圧が発生する。合成点５３は、比較器５２の正側入力端子（＋）に接続されており、比較器５２の正側入力端子（＋）に合成電圧が入力される。   The detection circuit 5A includes three-phase combined resistors 51U, 51V, 51W and a comparator 52, and detects the rotor position of the AC machine 2A. The three-phase combined resistors 51U, 51V, 51W have the same resistance value, and are connected between the power lines 49U, 49V, 49W of the respective phases and the common combined point 53, respectively. That is, the three-phase combined resistors 51U, 51V, 51W are Y-connected, and the combined point 53 is a neutral point of the Y-connection. At the combination point 53, a combined voltage is generated by combining the induced voltages VUi, VVi, and VWi of the phase terminals 22U, 22V, and 22W of the stator 21. The composite point 53 is connected to the positive input terminal (+) of the comparator 52, and the composite voltage is input to the positive input terminal (+) of the comparator 52.

比較器５２の負側入力端子（−）には、直流電源３の電源電圧Ｖｃｃを抵抗値の等しい２つの抵抗器で分圧した中間レベル値（＝Ｖｃｃ／２）が基準電圧として入力されている。比較器５２は、正側入力端子（＋）に入力された合成電圧を負側入力端子（−）の中間レベル値と大小比較してロータ位置信号を出力する。つまり、比較器５２の出力端子５４で、合成電圧が中間レベル値よりも小さい場合に、ロータ位置信号はローレベルＬとなり、合成電圧が中間レベル値以上の場合に、ロータ位置信号はハイレベルＨになる。比較器５２の出力端子５４は、制御装置７に接続されており、制御装置７の位置検出部７１Ａにロータ位置信号が入力される。なお、検出回路５Ａを設ける代わりに、交流機２Ａのロータ位置を検出する検出器（例えば、レゾルバやホールセンサなど）を設けて、交流機２Ａのロータ位置を検出することもできる。   An intermediate level value (= Vcc / 2) obtained by dividing the power supply voltage Vcc of the DC power supply 3 by two resistors having the same resistance value is input to the negative input terminal (−) of the comparator 52 as a reference voltage. Yes. The comparator 52 compares the composite voltage input to the positive input terminal (+) with the intermediate level value of the negative input terminal (−), and outputs a rotor position signal. That is, at the output terminal 54 of the comparator 52, when the combined voltage is smaller than the intermediate level value, the rotor position signal is at the low level L, and when the combined voltage is equal to or higher than the intermediate level value, the rotor position signal is at the high level H. become. The output terminal 54 of the comparator 52 is connected to the control device 7, and the rotor position signal is input to the position detection unit 71 </ b> A of the control device 7. Instead of providing the detection circuit 5A, a detector (for example, a resolver or a hall sensor) that detects the rotor position of the AC machine 2A may be provided to detect the rotor position of the AC machine 2A.

スイッチング素子駆動回路６Ａは、スイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗを駆動させる駆動回路であり、スイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗの制御電極（順に制御電極４６Ｕ〜４６Ｗ、４７Ｕ〜４７Ｗとする。）と制御装置７との間に配置されている。スイッチング素子駆動回路６Ａは、所定抵抗値を有する第１抵抗器６１と、第１抵抗器６１と比べて抵抗値の大きい第２抵抗器６２とを有しており、第１抵抗器６１または第２抵抗器６２を介して、スイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗの制御電極４６Ｕ〜４６Ｗ、４７Ｕ〜４７Ｗに制御電圧を印加することができる。例えば、第１抵抗器６１は、数十Ω〜百Ω程度の抵抗器を用いることができ、第２抵抗器６２は、数百Ω〜数ｋΩ程度の抵抗器を用いることができる。   The switching element driving circuit 6A is a driving circuit for driving the switching elements 42U to 42W and 43U to 43W, and is referred to as control electrodes of the switching elements 42U to 42W and 43U to 43W (control electrodes 46U to 46W and 47U to 47W in this order). ) And the control device 7. The switching element drive circuit 6A includes a first resistor 61 having a predetermined resistance value, and a second resistor 62 having a larger resistance value than the first resistor 61. The first resistor 61 or the first resistor 61 A control voltage can be applied to the control electrodes 46U to 46W and 47U to 47W of the switching elements 42U to 42W and 43U to 43W via the two resistors 62. For example, the first resistor 61 can use a resistor of about several tens of Ω to hundred Ω, and the second resistor 62 can use a resistor of about several hundred Ω to several kΩ.

制御装置７のＵ相電源側第１ポート６３Ｕ１と、スイッチング素子４２Ｕの制御電極４６Ｕとの間には、第１抵抗器６１が設けられており、制御装置７のＵ相電源側第２ポート６３Ｕ２と、スイッチング素子４２Ｕの制御電極４６Ｕとの間には、第２抵抗器６２が設けられている。制御装置７は、Ｕ相電源側第１ポート６３Ｕ１またはＵ相電源側第２ポート６３Ｕ２のいずれか一方に所定電圧を出力し、他方をハイインピーダンス状態にすることにより、所定電圧を出力した側の抵抗器を介して、スイッチング素子４２Ｕの制御電極４６Ｕに制御電圧を印加することができる。   A first resistor 61 is provided between the U-phase power supply side first port 63U1 of the control device 7 and the control electrode 46U of the switching element 42U, and the U-phase power supply side second port 63U2 of the control device 7 is provided. And the second resistor 62 is provided between the control electrode 46U of the switching element 42U. The control device 7 outputs a predetermined voltage to one of the U-phase power supply side first port 63U1 and the U-phase power supply side second port 63U2, and sets the other to a high impedance state, whereby the control device 7 outputs the predetermined voltage. A control voltage can be applied to the control electrode 46U of the switching element 42U via a resistor.

制御装置７のＵ相接地側第１ポート６４Ｕ１と、スイッチング素子４３Ｕの制御電極４７Ｕとの間には、第１抵抗器６１が設けられており、制御装置７のＵ相接地側第２ポート６４Ｕ２と、スイッチング素子４３Ｕの制御電極４７Ｕとの間には、第２抵抗器６２が設けられている。Ｕ相電源側のスイッチング素子４２Ｕの場合と同様にして、制御装置７は、所定電圧を出力した側の抵抗器を介して、スイッチング素子４３Ｕの制御電極４７Ｕに制御電圧を印加することができる。なお、Ｖ相およびＷ相についても同様である。   A first resistor 61 is provided between the U-phase ground side first port 64U1 of the control device 7 and the control electrode 47U of the switching element 43U, and the U-phase ground side second port of the control device 7 is provided. A second resistor 62 is provided between the port 64U2 and the control electrode 47U of the switching element 43U. Similarly to the case of the switching element 42U on the U-phase power supply side, the control device 7 can apply the control voltage to the control electrode 47U of the switching element 43U via the resistor on the side that outputs the predetermined voltage. The same applies to the V phase and the W phase.

制御装置７は、スイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗの制御電極４６Ｕ〜４６Ｗ、４７Ｕ〜４７Ｗに制御電圧を印加してスイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗの導通状態および遮断状態を制御する。制御装置７は、制御ブロックとして捉えると、位置検出部７１Ａ、ＰＷＭ生成部７２およびスイッチング素子駆動部７３を有している。   The control device 7 applies a control voltage to the control electrodes 46U to 46W and 47U to 47W of the switching elements 42U to 42W and 43U to 43W to control the conduction state and the cutoff state of the switching elements 42U to 42W and 43U to 43W. The control device 7 includes a position detection unit 71A, a PWM generation unit 72, and a switching element driving unit 73 when viewed as a control block.

位置検出部７１Ａは、検出回路５Ａの比較器５２のロータ位置信号を入力として、ローレベルＬとハイレベルＨの変化タイミングでロータの基準回転位置を検出する。また、複数個の基準回転位置を検出した時間差に基づいて、ロータの回転速度（ロータ回転数）を検出することができる。なお、ロータの基準回転位置および回転速度からロータ位置を検出することができる。   The position detector 71A receives the rotor position signal of the comparator 52 of the detection circuit 5A, and detects the reference rotational position of the rotor at the change timing between the low level L and the high level H. Further, the rotational speed of the rotor (rotor rotational speed) can be detected based on the time difference at which a plurality of reference rotational positions are detected. The rotor position can be detected from the reference rotational position and rotational speed of the rotor.

ＰＷＭ生成部７２は、矩形波のパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を生成する。ＰＷＭ信号のＰＷＭ周波数は、固定値であっても可変に制御されてもよい。ＰＷＭ信号のデューティ比は、外部装置からの指示に基づいて設定することもでき、ロータ回転数とデューティ比との関係に基づいて算出することもできる。ロータ回転数とデューティ比の関係は、予めマップ、テーブル、関係式などによって、制御装置７のメモリに記憶しておくことができる。ＰＷＭ信号は、スイッチング素子駆動部７３に送出される。   The PWM generator 72 generates a rectangular wave pulse width modulation signal (PWM signal). The PWM frequency of the PWM signal may be a fixed value or variably controlled. The duty ratio of the PWM signal can be set based on an instruction from an external device, or can be calculated based on the relationship between the rotor speed and the duty ratio. The relationship between the rotor speed and the duty ratio can be stored in advance in the memory of the control device 7 using a map, table, relational expression, or the like. The PWM signal is sent to the switching element driving unit 73.

スイッチング素子駆動部７３は、位置検出部７１Ａで検出したロータの基準回転位置およびロータの回転速度を取得し、ＰＷＭ生成部７２からＰＷＭ信号を取得する。そして、スイッチング素子駆動部７３は、取得した情報に基づいて、スイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗの制御電極４６Ｕ〜４６Ｗ、４７Ｕ〜４７Ｗに制御電圧を印加して、スイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗの導通状態および遮断状態を制御する。   The switching element driving unit 73 acquires the reference rotational position of the rotor and the rotational speed of the rotor detected by the position detection unit 71A, and acquires a PWM signal from the PWM generation unit 72. And the switching element drive part 73 applies a control voltage to the control electrodes 46U-46W and 47U-47W of the switching elements 42U-42W and 43U-43W based on the acquired information, and switching elements 42U-42W, 43U Controls the conduction state and blocking state of ˜43W.

（電動動作）
図２は、ブリッジ回路４Ａにより交流機２Ａの通電状態および非通電状態を制御する方法を説明する説明図である。同図に示すように、スイッチング素子駆動部７３は、６つの期間Ｔ１〜期間Ｔ６に分けて、各相端子２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗの状態制御を行う。期間Ｔ１〜期間Ｔ６における交流機２Ａの通電状態を、順に通電パターンＷＰ１１〜ＷＰ１６とする。同図は、該当する期間における各相端子２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗの状態を示しており、「Ｈｉ−Ｚ」はハイインピーダンス状態を示し、「Ｌ」はゼロ電圧に拘束された状態を示し、「ＰＷＭ」はＰＷＭ制御状態を示している。 (Electric operation)
FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining a method of controlling the energized state and the de-energized state of the AC machine 2A by the bridge circuit 4A. As shown in the figure, the switching element driving unit 73 performs state control of the phase terminals 22U, 22V, and 22W in six periods T1 to T6. The energization states of the AC machine 2A in the period T1 to the period T6 are sequentially referred to as energization patterns WP11 to WP16. The figure shows the state of each phase terminal 22U, 22V, 22W in the corresponding period, “Hi-Z” shows a high impedance state, “L” shows a state restrained by zero voltage, “ “PWM” indicates a PWM control state.

例えば、期間Ｔ１において、Ｕ相端子の欄は「Ｈｉ−Ｚ」であり、ブリッジ回路４ＡのＵ相電源側のスイッチング素子４２ＵおよびＵ相接地側のスイッチング素子４３Ｕの両方が遮断状態にされており、Ｕ相端子２２Ｕがハイインピーダンス状態であることを示している。また、Ｖ相端子の欄は「Ｌ」であり、ブリッジ回路４ＡのＶ相電源側のスイッチング素子４２Ｖが遮断状態とされＶ相接地側のスイッチング素子４３Ｖが導通状態とされて、Ｖ相端子２２Ｖがゼロ電圧に拘束されていることを示している。   For example, in the period T1, the column of the U phase terminal is “Hi-Z”, and both the switching element 42U on the U phase power supply side and the switching element 43U on the U phase ground side of the bridge circuit 4A are cut off. This shows that the U-phase terminal 22U is in a high impedance state. The column of the V-phase terminal is “L”, the switching element 42V on the V-phase power supply side of the bridge circuit 4A is cut off, the switching element 43V on the V-phase ground side is turned on, and the V-phase terminal 22V is bound to zero voltage.

また、Ｗ相端子の欄は「ＰＷＭ」であり、ブリッジ回路４ＡのＷ相接地側のスイッチング素子４３Ｗが遮断状態とされＷ相電源側のスイッチング素子４２Ｗが指令されたＰＷＭ周波数およびデューティ比で導通状態または遮断状態に切り替え制御されることを示している。これにより、Ｗ相端子２２Ｗには、電源電圧Ｖｃｃとゼロ電圧に振動する矩形波が発生する。したがって、Ｗ相端子２２ＷとＶ相端子２２Ｖの間に接続されたＶ相Ｗ相間の電機子巻線２１２がＰＷＭ制御により通電される。なお、期間Ｔ１はＵ相端子２２Ｕの非通電時間帯であり、Ｕ相誘起電圧ＶＵｉの検知が可能になっている。   The column of the W-phase terminal is “PWM”, and the switching element 43W on the W-phase ground side of the bridge circuit 4A is cut off, and the switching element 42W on the W-phase power supply side is instructed by the PWM frequency and duty ratio. It shows that switching control is performed to a conduction state or a cutoff state. As a result, a rectangular wave that oscillates to the power supply voltage Vcc and the zero voltage is generated at the W-phase terminal 22W. Therefore, the armature winding 212 between the V phase and the W phase connected between the W phase terminal 22W and the V phase terminal 22V is energized by PWM control. The period T1 is a non-energization time zone of the U-phase terminal 22U, and the U-phase induced voltage VUi can be detected.

次に、期間Ｔ２において、Ｕ相端子の欄は「ＰＷＭ」であり、Ｕ相端子２２Ｕには指令されたＰＷＭ周波数およびデューティ比で電源電圧Ｖｃｃとゼロ電圧に振動する矩形波が発生する。また、Ｖ相端子の欄は「Ｌ」であり、Ｖ相端子２２Ｖのゼロ電圧への拘束が継続することを示している。また、Ｗ相端子の欄は「Ｈｉ−Ｚ」であり、Ｗ相端子２２Ｗがハイインピーダンス状態であることを示している。これにより、Ｕ相端子２２ＵとＶ相端子２２Ｖの間に接続されたＵ相Ｖ相間の電機子巻線２１１がＰＷＭ制御により通電される。また、期間Ｔ２はＷ相端子２２Ｗの非通電時間帯であり、Ｗ相誘起電圧ＶＷｉの検知が可能になっている。   Next, in the period T2, the column of the U-phase terminal is “PWM”, and the U-phase terminal 22U generates a rectangular wave that oscillates to the power supply voltage Vcc and the zero voltage at the commanded PWM frequency and duty ratio. The column of the V-phase terminal is “L”, which indicates that the constraint on the zero voltage of the V-phase terminal 22V is continued. The column of the W-phase terminal is “Hi-Z”, which indicates that the W-phase terminal 22W is in a high impedance state. Thereby, the armature winding 211 between the U phase and V phase connected between the U phase terminal 22U and the V phase terminal 22V is energized by PWM control. The period T2 is a non-energization time zone of the W-phase terminal 22W, and the W-phase induced voltage VWi can be detected.

以下同様に、期間Ｔ３〜Ｔ６でそれぞれ、順に各相端子２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗの状態、通電される電機子巻線および誘起電圧の検知が可能な相端子が変更制御される。なお、期間Ｔ１〜Ｔ６の制御状態は繰り返される。また、期間Ｔ１〜Ｔ６はそれぞれ電気角の６０°に相当し、期間Ｔ１から始まり期間Ｔ６を経て再び期間Ｔ１の状態になるまでの期間は電気角の１周期に相当する。つまり、電気角の１周期は、通電パターンＷＰ１１〜ＷＰ１６の１周期に相当する。   Similarly, in the period T3 to T6, the state of each phase terminal 22U, 22V, 22W, the armature winding to be energized, and the phase terminal capable of detecting the induced voltage are changed and controlled in order. Note that the control state in the periods T1 to T6 is repeated. Each of the periods T1 to T6 corresponds to an electrical angle of 60 °, and the period from the period T1 to the state T1 again after the period T6 corresponds to one cycle of the electrical angle. That is, one cycle of the electrical angle corresponds to one cycle of the energization patterns WP11 to WP16.

図３は、図２に示す制御により各相端子２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗに発生する電圧波形の一例を示す波形図である。図２に示すように、交流機２Ａの通電時間帯および非通電時間帯を制御すると、図３に示す電圧波形が発生する。図３の横軸は共通の時間軸であり、期間Ｔ１〜Ｔ６は図２に対応している。また、電圧波形は、上から順にＵ相端子電圧ＶＵ（実線Ｌ１１）、Ｖ相端子電圧ＶＶ（実線Ｌ１２）、Ｗ相端子電圧ＶＷ（実線Ｌ１３）を示している。図中のＵ相端子電圧ＶＵにおいて、期間Ｔ２および期間Ｔ３に発生している矩形波の繰り返しは、ＰＷＭ制御による通電時間帯を示し、期間Ｔ５および期間Ｔ６は、ゼロ電圧に拘束された通電時間帯を示している。また、Ｕ相端子電圧ＶＵにおいて、期間Ｔ１に発生している増加する電圧波形および期間Ｔ４に発生している減少する電圧波形は、非通電時間帯の誘起電圧ＶＵｉを示している。図中のＶ相端子電圧ＶＶおよびＷ相端子電圧ＶＷについても、期間Ｔ１〜Ｔ６が異なることを除いて同様である。   FIG. 3 is a waveform diagram showing an example of voltage waveforms generated at the phase terminals 22U, 22V, and 22W by the control shown in FIG. As shown in FIG. 2, when the energization time zone and the non-energization time zone of AC machine 2A are controlled, the voltage waveform shown in FIG. 3 is generated. The horizontal axis in FIG. 3 is a common time axis, and the periods T1 to T6 correspond to FIG. Further, the voltage waveforms indicate the U-phase terminal voltage VU (solid line L11), the V-phase terminal voltage VV (solid line L12), and the W-phase terminal voltage VW (solid line L13) in order from the top. In the U-phase terminal voltage VU in the figure, the repetition of the rectangular wave generated in the period T2 and the period T3 indicates an energization time zone by PWM control, and the period T5 and the period T6 are energization times restricted to zero voltage. The band is shown. In the U-phase terminal voltage VU, the increasing voltage waveform generated in the period T1 and the decreasing voltage waveform generated in the period T4 indicate the induced voltage VUi in the non-energization time zone. The same applies to the V-phase terminal voltage VV and the W-phase terminal voltage VW in the figure except that the periods T1 to T6 are different.

また、各相端子電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷには、各スイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ、４３Ｕ〜４３Ｗの開閉による逆起電力Ｚが発生しており、各期間Ｔ１〜Ｔ６の境界に重畳されている。図中で逆起電力Ｚは所定の時間幅をもって記載しているが、実際には瞬間的な波形である。したがって、逆起電力Ｚにより、通電時間帯および非通電時間帯の始点および終点を検知することができる。   Further, in each phase terminal voltage VU, VV, VW, a back electromotive force Z is generated by opening / closing each switching element 42U-42W, 43U-43W, and is superimposed on the boundary of each period T1-T6. Although the back electromotive force Z is shown with a predetermined time width in the figure, it is actually an instantaneous waveform. Therefore, the start point and end point of the energization time zone and the non-energization time zone can be detected by the back electromotive force Z.

検出回路５Ａの合成点５３には、各相の誘起電圧ＶＵｉ、ＶＶｉ、ＶＷｉを合成した合成電圧が発生する。合成電圧は、各相の誘起電圧ＶＵｉ、ＶＶｉ、ＶＷｉが増加および減少する波形に、逆起電力Ｚが重畳した波形となる。図３に示す波形例では、合成電圧は、期間Ｔ１のＵ相誘起電圧ＶＵｉの増加、期間Ｔ２のＷ相誘起電圧ＶＷｉの減少、期間Ｔ３のＶ相誘起電圧ＶＶｉの増加、期間Ｔ４のＵ相誘起電圧ＶＵｉの減少、期間Ｔ５のＷ相誘起電圧ＶＷｉの増加および期間Ｔ６のＶ相誘起電圧ＶＶｉの減少が連なり、各期間Ｔ１〜Ｔ６の境界に逆起電力Ｚが重畳した波形となる。   A combined voltage obtained by combining the induced voltages VUi, VVi, and VWi of the respective phases is generated at the combining point 53 of the detection circuit 5A. The combined voltage has a waveform in which the counter electromotive force Z is superimposed on a waveform in which the induced voltages VUi, VVi, and VWi of each phase increase and decrease. In the waveform example shown in FIG. 3, the composite voltage includes an increase in the U-phase induced voltage VUi in the period T1, a decrease in the W-phase induced voltage VWi in the period T2, an increase in the V-phase induced voltage VVi in the period T3, and a U-phase in the period T4. A decrease in the induced voltage VUi, an increase in the W-phase induced voltage VWi in the period T5, and a decrease in the V-phase induced voltage VVi in the period T6 result in a waveform in which the counter electromotive force Z is superimposed on the boundary between the periods T1 to T6.

合成電圧は、検出回路５Ａの比較器５２の正側入力端子（＋）に入力される。比較器５２の出力端子５４では、合成電圧の波形が中間レベル値と交差するタイミングで、ロータ位置信号のローレベルＬとハイレベルＨが切り替わる。位置検出部７１Ａは、ローレベルＬとハイレベルＨが切り替わるタイミング、すなわち、図３で誘起電圧ＶＵｉ〜ＶＷｉの波形が中間レベル値と交差する点Ｐ１〜Ｐ６で、ロータの基準回転位置を検出する。点Ｐ１〜Ｐ６は、順に、電気角の３０°、９０°、１５０°２１０°、２７０°および３３０°である。なお、点Ｐ１〜Ｐ６の発生時間間隔からロータの回転速度を検出することができる。   The combined voltage is input to the positive side input terminal (+) of the comparator 52 of the detection circuit 5A. At the output terminal 54 of the comparator 52, the low level L and the high level H of the rotor position signal are switched at the timing when the waveform of the composite voltage intersects the intermediate level value. The position detector 71A detects the reference rotational position of the rotor at the timing when the low level L and the high level H are switched, that is, at points P1 to P6 where the waveforms of the induced voltages VUi to VWi intersect the intermediate level values in FIG. . Points P1 to P6 are, in order, electrical angles of 30 °, 90 °, 150 ° 210 °, 270 °, and 330 °. Note that the rotational speed of the rotor can be detected from the generation time intervals of the points P1 to P6.

（発電動作）
交流機２Ａの発電電圧が直流電源３に給電可能な電圧になると、ブリッジ回路４Ａは、交流機２Ａの発電電力を整流して直流電源３に給電する。ステータ２１の各相端子２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗには、図３に示す電圧波形と同様に変化する誘起電圧ＶＵｉ〜ＶＷｉが発生し、位置検出部７１Ａによってロータの基準回転位置、回転速度が検出されてロータ位置を検出することができる。 (Power generation operation)
When the generated voltage of the AC machine 2A becomes a voltage that can supply power to the DC power source 3, the bridge circuit 4A rectifies the generated power of the AC machine 2A and supplies power to the DC power source 3. Induced voltages VUi to VWi that change similarly to the voltage waveforms shown in FIG. 3 are generated at the phase terminals 22U, 22V, and 22W of the stator 21, and the reference rotational position and rotational speed of the rotor are detected by the position detector 71A. Thus, the rotor position can be detected.

制御装置７のスイッチング素子駆動部７３は、電源側のスイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗのうち、誘起電圧ＶＵｉ〜ＶＷｉが直流電源３の電源電圧Ｖｃｃと比べて大きいスイッチング素子を導通状態にし、接地側のスイッチング素子４３Ｕ〜４３Ｗのうち、誘起電圧ＶＵｉ〜ＶＷｉが直流電源３の接地電圧（接地端子４Ｅの電圧）と比べて小さいスイッチング素子を導通状態にする。本実施形態では、電源側のスイッチング素子４２Ｕ〜４２ＷでＰＷＭ制御を行い、接地側のスイッチング素子４３Ｕ〜４３Ｗで同期整流を行うが、電源側のスイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗで同期整流を行い、接地側のスイッチング素子４３Ｕ〜４３ＷでＰＷＭ制御を行うこともできる。   The switching element drive unit 73 of the control device 7 switches the switching elements 42U to 42W on the power supply side to the conduction state by switching the switching elements whose induced voltages VUi to VWi are higher than the power supply voltage Vcc of the DC power supply 3 to the ground side. Among the elements 43U to 43W, switching elements whose induced voltages VUi to VWi are smaller than the ground voltage of the DC power supply 3 (the voltage of the ground terminal 4E) are made conductive. In the present embodiment, PWM control is performed by the switching elements 42U to 42W on the power supply side, and synchronous rectification is performed by the switching elements 43U to 43W on the ground side, but synchronous rectification is performed on the switching elements 42U to 42W on the power supply side, The PWM control can also be performed by the switching elements 43U to 43W.

本実施形態では、制御装置７のスイッチング素子駆動部７３は、通電パターンＷＰ１１〜ＷＰ１６の１周期中において、同期整流時にスイッチング素子４３Ｕ〜４３Ｗの制御電極４７Ｕ〜４７Ｗに印加する制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、通電パターンＷＰ１１〜ＷＰ１６の切り替え時と比べて急峻にする。   In the present embodiment, the switching element driving unit 73 of the control device 7 starts and rises the control voltage applied to the control electrodes 47U to 47W of the switching elements 43U to 43W during the synchronous rectification in one cycle of the energization patterns WP11 to WP16. The descending is made steep compared to when switching the energization patterns WP11 to WP16.

具体的には、スイッチング素子駆動部７３は、通電パターンＷＰ１１〜ＷＰ１６の１周期中（交流機２Ａの電気角１周期中）において、同期整流時に第１抵抗器６１を介してスイッチング素子４３Ｕ〜４３Ｗの制御電極４７Ｕ〜４７Ｗに制御電圧を印加し、通電パターンＷＰ１１〜ＷＰ１６の切り替え時（交流機２Ａの相切り替え時）に第２抵抗器６２を介してスイッチング素子４３Ｕ〜４３Ｗの制御電極４７Ｕ〜４７Ｗに制御電圧を印加すると好適である。図４は、第１抵抗器６１および第２抵抗器６２を選択する手順の一例を示すフローチャートである。   Specifically, the switching element driving unit 73 performs the switching elements 43U to 43W via the first resistor 61 during synchronous rectification during one cycle of the energization patterns WP11 to WP16 (one cycle of the electrical angle of the AC machine 2A). A control voltage is applied to the control electrodes 47U to 47W, and the control electrodes 47U to 47W of the switching elements 43U to 43W are switched via the second resistor 62 when the energization patterns WP11 to WP16 are switched (when the phase of the AC machine 2A is switched). It is preferable to apply a control voltage to. FIG. 4 is a flowchart showing an example of a procedure for selecting the first resistor 61 and the second resistor 62.

まず、スイッチング素子駆動部７３は、同期整流時であるか否かを判断する（ステップＳ１０１）。同期整流時の場合（Ｙｅｓの場合）は、ステップＳ１０２に進み、同期整流時でない場合（Ｎｏの場合）は、ステップＳ１０３に進む。ステップＳ１０２では、スイッチング素子駆動部７３は、第１抵抗器６１および第２抵抗器６２のうち、抵抗値の小さい第１抵抗器６１を選択する。一方、ステップＳ１０３では、スイッチング素子駆動部７３は、第１抵抗器６１および第２抵抗器６２のうち、抵抗値の大きい第２抵抗器６２を選択する。そして、一旦、本ルーチンを終了する。なお、第１抵抗器６１および第２抵抗器６２の選択は、発電動作時に所定間隔で繰り返し実行される。   First, the switching element drive unit 73 determines whether or not it is during synchronous rectification (step S101). In the case of synchronous rectification (in the case of Yes), the process proceeds to step S102. In the case of not synchronous rectification (in the case of No), the process proceeds to step S103. In step S <b> 102, the switching element driving unit 73 selects the first resistor 61 having a small resistance value among the first resistor 61 and the second resistor 62. On the other hand, in step S <b> 103, the switching element driving unit 73 selects the second resistor 62 having a large resistance value among the first resistor 61 and the second resistor 62. And this routine is once complete | finished. The selection of the first resistor 61 and the second resistor 62 is repeatedly performed at predetermined intervals during the power generation operation.

例えば、Ｕ相接地側のスイッチング素子４３Ｕの制御電極４７Ｕに制御電圧を印加する場合を考える。ステップＳ１０２では、第１抵抗器６１が選択されるので、スイッチング素子駆動部７３は、第１抵抗器６１が設けられているＵ相接地側第１ポート６４Ｕ１に所定電圧を出力する。これにより、制御装置７は、第１抵抗器６１を介して、スイッチング素子４３Ｕの制御電極４７Ｕに制御電圧を印加することができる。一方、ステップＳ１０３では、第２抵抗器６２が選択されるので、スイッチング素子駆動部７３は、第２抵抗器６２が設けられているＵ相接地側第２ポート６４Ｕ２に所定電圧を出力する。これにより、制御装置７は、第２抵抗器６２を介して、スイッチング素子４３Ｕの制御電極４７Ｕに制御電圧を印加することができる。   For example, consider a case where a control voltage is applied to the control electrode 47U of the switching element 43U on the U-phase ground side. In step S102, since the first resistor 61 is selected, the switching element driving unit 73 outputs a predetermined voltage to the U-phase ground side first port 64U1 in which the first resistor 61 is provided. Accordingly, the control device 7 can apply a control voltage to the control electrode 47U of the switching element 43U via the first resistor 61. On the other hand, in step S103, since the second resistor 62 is selected, the switching element driving unit 73 outputs a predetermined voltage to the U-phase ground side second port 64U2 in which the second resistor 62 is provided. Accordingly, the control device 7 can apply a control voltage to the control electrode 47U of the switching element 43U via the second resistor 62.

第１抵抗器６１は、第２抵抗器６２と比べて抵抗値が小さいので、第１抵抗器６１を介してスイッチング素子４３Ｕの制御電極４７Ｕに制御電圧を印加すると、第２抵抗器６２を介して制御電圧を印加する場合と比べて、制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを急峻にすることができる。これは、第１抵抗器６１と、スイッチング素子４３Ｕの寄生容量とによりローパスフィルタが構成されることによる。第２抵抗器６２についても同様である。   Since the first resistor 61 has a smaller resistance value than the second resistor 62, when a control voltage is applied to the control electrode 47 U of the switching element 43 U via the first resistor 61, the first resistor 61 passes through the second resistor 62. As compared with the case where the control voltage is applied, the rise and fall of the control voltage can be made steep. This is because a low-pass filter is configured by the first resistor 61 and the parasitic capacitance of the switching element 43U. The same applies to the second resistor 62.

同期整流時にスイッチング素子４３Ｕに印加される電圧は、スイッチング素子４３Ｕに並列接続されるダイオード４５Ｕの順方向電圧相当である。そのため、スイッチング素子４３Ｕの制御電極４７Ｕに印加する制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを急峻にしても、スイッチング素子４３Ｕのスイッチングによるノイズの影響は少ない。また、制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを急峻にすることにより、スイッチング素子４３Ｕにおける損失および発熱を低減させることができるので、同期整流時の効率を向上させることができる。   The voltage applied to the switching element 43U at the time of synchronous rectification corresponds to the forward voltage of the diode 45U connected in parallel to the switching element 43U. Therefore, even if the rise and fall of the control voltage applied to the control electrode 47U of the switching element 43U are steep, the influence of noise due to switching of the switching element 43U is small. Further, by making the rise and fall of the control voltage steep, loss and heat generation in the switching element 43U can be reduced, so that the efficiency during synchronous rectification can be improved.

一方、第２抵抗器６２を介してスイッチング素子４３Ｕの制御電極４７Ｕに制御電圧を印加すると、第１抵抗器６１を介して制御電圧を印加する場合と比べて、制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを緩やかにすることができる。通電パターンＷＰ１１〜ＷＰ１６の切り替え時（交流機２Ａの相切り替え時）にスイッチング素子４３Ｕに印加される電圧は、同期整流時と比べてはるかに大きくなる。そのため、スイッチング素子４３Ｕの制御電極４７Ｕに印加する制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、同期整流時と比べて緩やかにすることにより、スイッチング素子４３Ｕのスイッチングノイズを低減させることができる。以上のことは、他のスイッチング素子４３Ｖ、４３Ｗについても同様であり、電源側のスイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗにおいて同期整流を行う場合についても同様である。   On the other hand, when the control voltage is applied to the control electrode 47U of the switching element 43U via the second resistor 62, the control voltage rises and falls compared to the case where the control voltage is applied via the first resistor 61. It can be relaxed. The voltage applied to the switching element 43U when switching the energization patterns WP11 to WP16 (when switching the phase of the AC machine 2A) is much larger than that during synchronous rectification. Therefore, the switching noise of the switching element 43U can be reduced by making the rising and falling of the control voltage applied to the control electrode 47U of the switching element 43U gentler than that at the time of synchronous rectification. The same applies to the other switching elements 43V and 43W, and the same applies to the case where synchronous rectification is performed in the switching elements 42U to 42W on the power supply side.

また、スイッチング素子駆動部７３は、同期整流を行わない側のスイッチング素子（本実施形態では、電源側のスイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗ）の制御電極４６Ｕ〜４６Ｗに印加する制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、同期整流時と比べて緩やかにすると好適である。具体的には、同期整流を行わない側のスイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗの制御電極４６Ｕ〜４６Ｗには、第２抵抗器６２を介して制御電圧を印加すると好ましい。   In addition, the switching element driving unit 73 rises and falls the control voltage applied to the control electrodes 46U to 46W of the switching element on the side where the synchronous rectification is not performed (in this embodiment, the switching elements 42U to 42W on the power source side). It is preferable to make the speed moderate compared with the synchronous rectification. Specifically, it is preferable to apply a control voltage via the second resistor 62 to the control electrodes 46U to 46W of the switching elements 42U to 42W on the side where the synchronous rectification is not performed.

例えば、Ｕ相電源側のスイッチング素子４２Ｕの制御電極４６Ｕに制御電圧を印加する場合を考える。この場合、スイッチング素子駆動部７３は、第２抵抗器６２が設けられているＵ相電源側第２ポート６３Ｕ２に所定電圧を出力する。これにより、制御装置７は、第２抵抗器６２を介して、スイッチング素子４２Ｕの制御電極４６Ｕに制御電圧を印加することができる。   For example, consider a case where a control voltage is applied to the control electrode 46U of the switching element 42U on the U-phase power supply side. In this case, the switching element driving unit 73 outputs a predetermined voltage to the U-phase power supply side second port 63U2 in which the second resistor 62 is provided. Accordingly, the control device 7 can apply a control voltage to the control electrode 46U of the switching element 42U via the second resistor 62.

同期整流を行わない側のスイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗは、通電パターンＷＰ１１〜ＷＰ１６の切り替え（交流機２Ａの相切り替え）のみである。そのため、同期整流を行わない側のスイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗの制御電極４６Ｕ〜４６Ｗに印加する制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、同期整流時と比べて緩やかにすることにより、スイッチング素子４２Ｕ〜４２Ｗのスイッチングノイズを低減させることができる。   The switching elements 42U to 42W on the side where the synchronous rectification is not performed are only switching of the energization patterns WP11 to WP16 (phase switching of the AC machine 2A). Therefore, by making the rise and fall of the control voltage applied to the control electrodes 46U to 46W of the switching elements 42U to 42W on the side where the synchronous rectification is not performed gentler than that at the time of the synchronous rectification, the switching elements 42U to 42W Switching noise can be reduced.

図５は、発電動作時にスイッチング素子４２Ｕ、４３Ｕの制御電極４６Ｕ、４７Ｕに印加される制御電圧とＵ相端子２２Ｕに発生する電圧波形の一例を示す波形図である。同図の横軸は時間軸であり、波形は、上から順にＵ相電源側スイッチング信号（実線Ｌ２１）、Ｕ相接地側スイッチング信号（実線Ｌ２２）、スイッチング素子４２Ｕの制御電極４６Ｕに印加される制御電圧（実線Ｌ２３）、スイッチング素子４３Ｕの制御電極４７Ｕに印加される制御電圧（実線Ｌ２４）およびＵ相端子電圧ＶＵ（実線Ｌ２５）を示している。また、同図では、破線Ｌ２０で囲まれる部分を拡大した各波形（実線Ｌ２６〜Ｌ３０）を併せて図示している。実線Ｌ２６〜Ｌ３０は、順に実線Ｌ２１〜Ｌ２５に対応している。   FIG. 5 is a waveform diagram showing an example of the control voltage applied to the control electrodes 46U and 47U of the switching elements 42U and 43U and the voltage waveform generated at the U-phase terminal 22U during the power generation operation. The horizontal axis in the figure is the time axis, and the waveforms are applied to the U-phase power supply side switching signal (solid line L21), the U-phase ground side switching signal (solid line L22), and the control electrode 46U of the switching element 42U in order from the top. The control voltage (solid line L23), the control voltage (solid line L24) applied to the control electrode 47U of the switching element 43U, and the U-phase terminal voltage VU (solid line L25) are shown. Moreover, in the same figure, each waveform (solid line L26-L30) which expanded the part enclosed with the broken line L20 is shown in figure. The solid lines L26 to L30 correspond to the solid lines L21 to L25 in order.

時刻ｔ１０において、Ｕ相接地側スイッチング信号は導通状態から遮断状態に遷移し（実線Ｌ２２）、これに伴ってスイッチング素子４３Ｕの制御電極４７Ｕに印加される制御電圧は、ハイレベルＨからローレベルＬに遷移している（実線Ｌ２４）。このとき、Ｕ相端子電圧ＶＵには、逆起電力Ｚが発生している（実線Ｌ２５）。通電パターンＷＰ１１〜ＷＰ１６の切り替え時（交流機２Ａの相切り替え時）には、スイッチング素子駆動部７３は、第１抵抗器６１および第２抵抗器６２のうち、抵抗値が大きい第２抵抗器６２を介して制御電圧を印加する。そのため、第１抵抗器６１を介して制御電圧を印加する場合と比べて、制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを緩やかにすることができる。よって、スイッチング素子４３Ｕの制御電極４７Ｕに印加される制御電圧は同期整流時と比べて緩やかに変化し、スイッチング素子４３Ｕのスイッチングノイズを低減させることができる。   At time t10, the U-phase ground side switching signal transitions from the conductive state to the cut-off state (solid line L22), and accordingly, the control voltage applied to the control electrode 47U of the switching element 43U changes from the high level H to the low level. Transition to L (solid line L24). At this time, the counter electromotive force Z is generated in the U-phase terminal voltage VU (solid line L25). At the time of switching the energization patterns WP11 to WP16 (at the time of phase switching of the AC machine 2A), the switching element driving unit 73 is the second resistor 62 having the larger resistance value among the first resistor 61 and the second resistor 62. A control voltage is applied via. Therefore, compared to the case where the control voltage is applied via the first resistor 61, the rising and falling of the control voltage can be moderated. Therefore, the control voltage applied to the control electrode 47U of the switching element 43U changes more slowly than during synchronous rectification, and switching noise of the switching element 43U can be reduced.

時刻ｔ２０〜時刻ｔ４０までの期間は、Ｕ相電源側のスイッチング素子４２ＵはＰＷＭ制御を行い、Ｕ相接地側のスイッチング素子４３Ｕは同期整流を行う。時刻ｔ２１でＵ相電源側のスイッチング素子４２Ｕが導通状態から遮断状態に遷移すると（実線Ｌ２６）、図１に示すＵ相電源側のスイッチング素子４２Ｕ、Ｕ相端子２２Ｕ、Ｕ相Ｖ相間の電機子巻線２１１、Ｖ相接地側のスイッチング素子４３ＶおよびＵ相接地側のスイッチング素子４３Ｕを経路とする還流電流が発生する。このとき、Ｕ相接地側のスイッチング素子４３Ｕが遮断状態であると、還流電流は、ダイオード４５Ｕを介して流れる。そのため、ダイオード４５Ｕの順方向電圧と還流電流との乗算値が電力損失となり、発熱および効率低下の要因になる。   During a period from time t20 to time t40, the switching element 42U on the U-phase power supply side performs PWM control, and the switching element 43U on the U-phase ground side performs synchronous rectification. When the switching element 42U on the U-phase power supply side changes from the conductive state to the cutoff state at time t21 (solid line L26), the armature between the switching element 42U on the U-phase power supply side, the U-phase terminal 22U, and the U-phase V-phase shown in FIG. A return current is generated through winding 211, switching element 43V on the V-phase ground side, and switching element 43U on the U-phase ground side. At this time, if the switching element 43U on the U-phase ground side is in the cut-off state, the return current flows through the diode 45U. For this reason, the product of the forward voltage of the diode 45U and the return current becomes a power loss, which causes heat generation and efficiency reduction.

そこで、時刻ｔ２２において、Ｕ相接地側のスイッチング素子４３Ｕを遮断状態から導通状態にする（実線Ｌ２７）。スイッチング素子の導通状態における抵抗は、一般に、数ｍΩ〜十数ｍΩであり、電力損失は少ない。さらに、スイッチング素子駆動部７３は、同期整流時に、第１抵抗器６１および第２抵抗器６２のうち、抵抗値が小さい第１抵抗器６１を介して制御電圧を印加する。そのため、第２抵抗器６２を介して制御電圧を印加する場合と比べて、制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを急峻にすることができる。よって、スイッチング素子４３Ｕにおける損失および発熱を低減させることができ、同期整流時の効率を向上させることができる。   Therefore, at time t22, the switching element 43U on the U-phase ground side is changed from the cutoff state to the conductive state (solid line L27). The resistance of the switching element in the conductive state is generally several mΩ to several tens mΩ, and power loss is small. Further, the switching element driving unit 73 applies a control voltage via the first resistor 61 having a small resistance value among the first resistor 61 and the second resistor 62 at the time of synchronous rectification. Therefore, compared to the case where the control voltage is applied via the second resistor 62, the rising and falling of the control voltage can be made steep. Therefore, loss and heat generation in the switching element 43U can be reduced, and the efficiency during synchronous rectification can be improved.

なお、同期整流を行わないスイッチング素子４２Ｕに対しては、スイッチング素子駆動部７３は、第１抵抗器６１および第２抵抗器６２のうち、抵抗値が大きい第２抵抗器６２を介して制御電圧を印加する。そのため、第１抵抗器６１を介して制御電圧を印加する場合と比べて、制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを緩やかにすることができる。実際、図５に示すように、スイッチング素子４２Ｕの制御電極４６Ｕに印加される制御電圧は、スイッチング素子４３Ｕの制御電極４７Ｕに印加される制御電圧と比べて、制御電圧の立ち上がりは緩やかになっている（実線Ｌ２８、Ｌ２９）。なお、時刻ｔ２３〜ｔ２４における制御電圧の立ち下りについても同様であり、時刻ｔ２５〜ｔ２８および時刻ｔ２９〜ｔ３２において、制御電圧の立ち上がり及び立ち下りが繰り返されている。また、図５では、Ｕ相を例に説明したが、Ｖ相およびＷ相についても同様である。   For the switching element 42U that does not perform synchronous rectification, the switching element driving unit 73 controls the control voltage via the second resistor 62 having a larger resistance value among the first resistor 61 and the second resistor 62. Apply. Therefore, compared to the case where the control voltage is applied via the first resistor 61, the rising and falling of the control voltage can be moderated. In fact, as shown in FIG. 5, the control voltage applied to the control electrode 46U of the switching element 42U has a gentle rise in control voltage compared to the control voltage applied to the control electrode 47U of the switching element 43U. (Solid lines L28, L29). The same applies to the fall of the control voltage at times t23 to t24, and the rise and fall of the control voltage are repeated at times t25 to t28 and times t29 to t32. In FIG. 5, the U phase has been described as an example, but the same applies to the V phase and the W phase.

本実施形態では、制御装置７のスイッチング素子駆動部７３は、通電パターンＷＰ１１〜ＷＰ１６の１周期中において、同期整流時に第１抵抗器６１を介してスイッチング素子４３Ｕ〜４３Ｗの制御電極４７Ｕ〜４７Ｗに制御電圧を印加し、通電パターンＷＰ１１〜ＷＰ１６の切り替え時に第１抵抗器６１と比べて抵抗値の大きい第２抵抗器６２を介してスイッチング素子４３Ｕ〜４３Ｗの制御電極４７Ｕ〜４７Ｗに制御電圧を印加する。そのため、スイッチング素子駆動部７３は、第１抵抗器６１および第２抵抗器６２を切り替えることにより、制御電圧の急峻化および緩慢化を容易に行うことができ、回路構成を簡素化することができる。   In the present embodiment, the switching element driving unit 73 of the control device 7 applies the control electrodes 47U to 47W of the switching elements 43U to 43W via the first resistor 61 during synchronous rectification during one cycle of the energization patterns WP11 to WP16. A control voltage is applied, and the control voltage is applied to the control electrodes 47U to 47W of the switching elements 43U to 43W via the second resistor 62 having a larger resistance value than that of the first resistor 61 when the energization patterns WP11 to WP16 are switched. To do. Therefore, the switching element driving unit 73 can easily make the control voltage sharp and slow by switching the first resistor 61 and the second resistor 62, and can simplify the circuit configuration. .

＜第２実施形態＞
図６は、同期整流器制御装置１Ｂの構成を模式的に示す構成図である。本実施形態は、第１実施形態と比べて、交流機２Ａ、ブリッジ回路４Ａおよび検出回路５Ａが異なる。また、ブリッジ回路４Ａの構成が異なるので、スイッチング素子駆動回路６Ａの第１抵抗器６１、第２抵抗器６２の数および接続状態が異なる。さらに、検出回路５Ａの構成が異なるので、制御装置７は、位置検出部７１Ａの代わりに電流検出部７１Ｂを備えている。 Second Embodiment
FIG. 6 is a configuration diagram schematically showing the configuration of the synchronous rectifier control device 1B. This embodiment is different from the first embodiment in the AC machine 2A, the bridge circuit 4A, and the detection circuit 5A. Further, since the configuration of the bridge circuit 4A is different, the numbers and connection states of the first resistors 61 and the second resistors 62 of the switching element drive circuit 6A are different. Furthermore, since the configuration of the detection circuit 5A is different, the control device 7 includes a current detection unit 71B instead of the position detection unit 71A.

本実施形態では、誘導性負荷は公知のソレノイド２Ｂであり、ブリッジ回路４Ａの代わりに、ブリッジ回路４Ｂを備えている。ブリッジ回路４Ｂは、ブリッジ接続された４つのスイッチング素子４２Ｆ、４２Ｂ、４３Ｆ、４３Ｂと、スイッチング素子４２Ｆ、４２Ｂ、４３Ｆ、４３Ｂにそれぞれ並列接続された整流動作を行う４つのダイオード４４Ｆ、４４Ｂ、４５Ｆ、４５Ｂとを有している。   In the present embodiment, the inductive load is a known solenoid 2B, and includes a bridge circuit 4B instead of the bridge circuit 4A. The bridge circuit 4B includes four switching elements 42F, 42B, 43F, and 43B that are bridge-connected, and four diodes 44F, 44B, and 45F that perform rectification operations connected in parallel to the switching elements 42F, 42B, 43F, and 43B, respectively. 45B.

第１実施形態と同様に、ダイオード４４Ｆ、４４Ｂ、４５Ｆ、４５Ｂは、スイッチング素子４２Ｆ、４２Ｂ、４３Ｆ、４３Ｂのボディダイオード（寄生ダイオード）を用いている。なお、ダイオード４４Ｆ、４４Ｂ、４５Ｆ、４５Ｂは、整流動作を行うダイオードを別途設けて、スイッチング素子４２Ｆ、４２Ｂ、４３Ｆ、４３Ｂにそれぞれ並列接続することもできる。   Similarly to the first embodiment, the diodes 44F, 44B, 45F, and 45B use body diodes (parasitic diodes) of the switching elements 42F, 42B, 43F, and 43B. The diodes 44F, 44B, 45F, and 45B may be separately connected to the switching elements 42F, 42B, 43F, and 43B by separately providing a diode that performs a rectifying operation.

同図に示すように、ブリッジ回路４Ｂは、入力端子４１と接地端子４Ｅとの間に、正方向電源側のスイッチング素子４２Ｆと逆方向接地側のスイッチング素子４３Ｂとが直列接続され、スイッチング素子４２Ｆ、４３Ｂの間に正方向端子４８Ｆが設けられている。また、逆方向電源側のスイッチング素子４２Ｂと正方向接地側のスイッチング素子４３Ｆとが直列接続され、スイッチング素子４２Ｂ、４３Ｆの間に逆方向端子４８Ｂが設けられている。スイッチング素子４２Ｆ、４２Ｂ、４３Ｆ、４３Ｂは、スイッチング素子駆動回路６Ｂにより導通状態または遮断状態に切り替えられる。また、ソレノイド２Ｂの一端側は電力線４９Ｆにより正方向端子４８Ｆに接続され、ソレノイド２Ｂの他端側は電力線４９Ｂにより逆方向端子４８Ｂに接続されている。   As shown in the figure, in the bridge circuit 4B, a switching element 42F on the positive direction power supply side and a switching element 43B on the reverse direction ground side are connected in series between the input terminal 41 and the ground terminal 4E. , 43B, a positive terminal 48F is provided. Further, the switching element 42B on the reverse power supply side and the switching element 43F on the positive ground side are connected in series, and the reverse terminal 48B is provided between the switching elements 42B and 43F. The switching elements 42F, 42B, 43F, and 43B are switched to a conductive state or a cut-off state by the switching element driving circuit 6B. One end side of the solenoid 2B is connected to the forward direction terminal 48F by a power line 49F, and the other end side of the solenoid 2B is connected to the reverse direction terminal 48B by a power line 49B.

正方向電源側のスイッチング素子４２Ｆおよび正方向接地側のスイッチング素子４３Ｆを導通状態にすると、ソレノイド２Ｂには、正方向端子４８Ｆから逆方向端子４８Ｂの方向に駆動電流（正方向の駆動電流という。）が流れる。一方、逆方向電源側のスイッチング素子４２Ｂおよび逆方向接地側のスイッチング素子４３Ｂを導通状態にすると、ソレノイド２Ｂには、逆方向端子４８Ｂから正方向端子４８Ｆの方向に駆動電流（逆方向の駆動電流という。）が流れる。よって、駆動電流の流れる方向によって、ソレノイド２Ｂの駆動方向を制御することができる。   When the switching element 42F on the positive direction power supply side and the switching element 43F on the positive direction ground side are turned on, the solenoid 2B has a drive current (referred to as a positive direction drive current) in the direction from the positive direction terminal 48F to the reverse direction terminal 48B. ) Flows. On the other hand, when the switching element 42B on the reverse power supply side and the switching element 43B on the reverse ground side are turned on, the solenoid 2B has a drive current (reverse drive current) in the direction from the reverse terminal 48B to the forward terminal 48F. ) Flows. Therefore, the driving direction of the solenoid 2B can be controlled by the direction in which the driving current flows.

また、例えば、正方向電源側のスイッチング素子４２ＦをＰＷＭ制御して、正方向接地側のスイッチング素子４３Ｆを導通状態にすることにより、駆動電流の供給量を制御することができる。なお、正方向接地側のスイッチング素子４３ＦでＰＷＭ制御をすることもでき、逆方向電源側のスイッチング素子４２Ｂおよび逆方向接地側のスイッチング素子４３Ｂについても同様にＰＷＭ制御をすることができる。   Further, for example, the amount of drive current supplied can be controlled by PWM-controlling the switching element 42F on the positive direction power supply side and bringing the switching element 43F on the positive direction ground side into a conductive state. The PWM control can be performed by the switching element 43F on the forward ground side, and the PWM control can be similarly performed on the switching element 42B on the reverse power supply side and the switching element 43B on the reverse ground side.

本実施形態では、検出回路５Ａの代わりに検出回路５Ｂを備えており、検出回路５Ｂは、電流検出用の抵抗器５１Ｂを有している。抵抗器５１Ｂのブリッジ回路４Ｂ側の端子５４Ｂは、スイッチング素子４３Ｆ、４３Ｂに接続されており、抵抗器５１Ｂの他端側は接地されている。検出回路５Ｂは、抵抗器５１Ｂの端子５４Ｂ側電圧を検出する。端子５４Ｂは、制御装置７に接続されており、制御装置７の電流検出部７１Ｂに抵抗器５１Ｂの端子５４Ｂ側電圧が入力される。電流検出部７１Ｂは、抵抗器５１Ｂの端子５４Ｂ側電圧に基づいて、ソレノイド２Ｂに流れる電流を算出することができる。   In the present embodiment, a detection circuit 5B is provided instead of the detection circuit 5A, and the detection circuit 5B includes a resistor 51B for current detection. The terminal 54B on the bridge circuit 4B side of the resistor 51B is connected to the switching elements 43F and 43B, and the other end side of the resistor 51B is grounded. The detection circuit 5B detects the terminal 54B side voltage of the resistor 51B. The terminal 54B is connected to the control device 7, and the voltage on the terminal 54B side of the resistor 51B is input to the current detection unit 71B of the control device 7. The current detection unit 71B can calculate the current flowing through the solenoid 2B based on the terminal 54B side voltage of the resistor 51B.

また、本実施形態では、スイッチング素子駆動回路６Ａの代わりにスイッチング素子駆動回路６Ｂを備えている。スイッチング素子駆動回路６Ｂは、スイッチング素子４２Ｆ、４２Ｂ、４３Ｆ、４３Ｂを駆動させる駆動回路であり、スイッチング素子駆動回路６Ｂは、スイッチング素子４２Ｆ、４２Ｂ、４３Ｆ、４３Ｂの制御電極（順に、制御電極４６Ｆ、４６Ｂ、４７Ｆ、４７Ｂとする。）と制御装置７との間に配置されている。   In the present embodiment, a switching element driving circuit 6B is provided instead of the switching element driving circuit 6A. The switching element drive circuit 6B is a drive circuit that drives the switching elements 42F, 42B, 43F, and 43B. The switching element drive circuit 6B includes control electrodes of the switching elements 42F, 42B, 43F, and 43B (in order, the control electrode 46F, 46B, 47F, 47B) and the control device 7.

スイッチング素子駆動回路６Ｂは、所定抵抗値を有する第１抵抗器６１と、第１抵抗器６１と比べて抵抗値の大きい第２抵抗器６２とを有しており、第１抵抗器６１または第２抵抗器６２を介して、スイッチング素子４２Ｆ、４２Ｂ、４３Ｆ、４３Ｂの制御電極４６Ｆ、４６Ｂ、４７Ｆ、４７Ｂに制御電圧を印加することができる。第１抵抗器６１および第２抵抗器６２の抵抗値は、第１実施形態と同様に設定することができる。   The switching element drive circuit 6B includes a first resistor 61 having a predetermined resistance value, and a second resistor 62 having a larger resistance value than the first resistor 61. The first resistor 61 or the first resistor 61 A control voltage can be applied to the control electrodes 46F, 46B, 47F, 47B of the switching elements 42F, 42B, 43F, 43B via the two resistors 62. The resistance values of the first resistor 61 and the second resistor 62 can be set similarly to the first embodiment.

制御装置７の正方向電源側第１ポート６３Ｆ１と、スイッチング素子４２Ｆの制御電極４６Ｆとの間には、第１抵抗器６１が設けられており、制御装置７の正方向電源側第２ポート６３Ｆ２と、スイッチング素子４２Ｆの制御電極４６Ｆとの間には、第２抵抗器６２が設けられている。制御装置７は、正方向電源側第１ポート６３Ｆ１または正方向電源側第２ポート６３Ｆ２のいずれか一方に所定電圧を出力し、他方をハイインピーダンス状態にすることにより、所定電圧を出力した側の抵抗器を介して、スイッチング素子４２Ｆの制御電極４６Ｆに制御電圧を印加することができる。   A first resistor 61 is provided between the positive direction power supply side first port 63F1 of the control device 7 and the control electrode 46F of the switching element 42F, and the positive direction power supply side second port 63F2 of the control device 7 is provided. And the second resistor 62 is provided between the control element 46F of the switching element 42F. The control device 7 outputs a predetermined voltage to one of the positive direction power supply side first port 63F1 or the positive direction power supply side second port 63F2 and sets the other to a high impedance state, thereby causing the control unit 7 to output the predetermined voltage. A control voltage can be applied to the control electrode 46F of the switching element 42F via a resistor.

制御装置７の正方向接地側第１ポート６４Ｆ１と、スイッチング素子４３Ｆの制御電極４７Ｆとの間には、第１抵抗器６１が設けられており、制御装置７の正方向接地側第２ポート６４Ｆ２と、スイッチング素子４３Ｆの制御電極４７Ｆとの間には、第２抵抗器６２が設けられている。正方向電源側のスイッチング素子４２Ｆの場合と同様にして、制御装置７は、所定電圧を出力した側の抵抗器を介して、スイッチング素子４３Ｆの制御電極４７Ｆに制御電圧を印加することができる。なお、逆方向電源側のスイッチング素子４２Ｂおよび逆方向接地側のスイッチング素子４３Ｂについても同様である。   A first resistor 61 is provided between the positive direction ground side first port 64F1 of the control device 7 and the control electrode 47F of the switching element 43F, and the positive direction ground side second port 64F2 of the control device 7 is provided. And the second resistor 62 is provided between the control electrode 47F of the switching element 43F. Similarly to the case of the switching element 42F on the positive power supply side, the control device 7 can apply the control voltage to the control electrode 47F of the switching element 43F via the resistor on the side that outputs the predetermined voltage. The same applies to the switching element 42B on the reverse power supply side and the switching element 43B on the reverse ground side.

制御装置７は、スイッチング素子４２Ｆ、４２Ｂ、４３Ｆ、４３Ｂの制御電極４６Ｆ、４６Ｂ、４７Ｆ、４７Ｂに制御電圧を印加してスイッチング素子４２Ｆ、４２Ｂ、４３Ｆ、４３Ｂの導通状態および遮断状態を制御する。制御装置７は、制御ブロックとして捉えると、電流検出部７１Ｂ、ＰＷＭ生成部７２およびスイッチング素子駆動部７３を有している。   The control device 7 applies a control voltage to the control electrodes 46F, 46B, 47F, 47B of the switching elements 42F, 42B, 43F, 43B to control the conduction state and the cutoff state of the switching elements 42F, 42B, 43F, 43B. The control device 7 includes a current detection unit 71B, a PWM generation unit 72, and a switching element driving unit 73 when viewed as a control block.

電流検出部７１Ｂは、検出回路５Ｂの抵抗器５１Ｂの端子５４Ｂ側電圧に基づいて、ソレノイド２Ｂに流れる電流を算出する。抵抗器５１Ｂの端子５４Ｂ側電圧とソレノイド２Ｂに流れる電流値との関係は、予めマップ、テーブル、関係式などによって、制御装置７のメモリに記憶しておくことができる。また、ＰＷＭ生成部７２は、第１実施形態と同様にして、矩形波のパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）を生成する。ＰＷＭ信号は、スイッチング素子駆動部７３に送出される。   The current detection unit 71B calculates the current flowing through the solenoid 2B based on the terminal 54B side voltage of the resistor 51B of the detection circuit 5B. The relationship between the voltage on the terminal 54B side of the resistor 51B and the current value flowing through the solenoid 2B can be stored in advance in the memory of the control device 7 using a map, table, relational expression, or the like. The PWM generation unit 72 generates a rectangular wave pulse width modulation signal (PWM signal) in the same manner as in the first embodiment. The PWM signal is sent to the switching element driving unit 73.

スイッチング素子駆動部７３は、電流検出部７１Ｂで算出したソレノイド２Ｂに流れる電流値を取得し、ＰＷＭ生成部７２からＰＷＭ信号を取得する。そして、スイッチング素子駆動部７３は、取得した情報に基づいて、スイッチング素子４２Ｆ、４２Ｂ、４３Ｆ、４３Ｂの制御電極４６Ｆ、４６Ｂ、４７Ｆ、４７Ｂに制御電圧を印加してスイッチング素子４２Ｆ、４２Ｂ、４３Ｆ、４３Ｂの導通状態および遮断状態を制御する。   The switching element drive unit 73 acquires the value of the current flowing through the solenoid 2B calculated by the current detection unit 71B, and acquires the PWM signal from the PWM generation unit 72. Based on the acquired information, the switching element driving unit 73 applies a control voltage to the control electrodes 46F, 46B, 47F, and 47B of the switching elements 42F, 42B, 43F, and 43B, and switches the switching elements 42F, 42B, 43F, and 43B is controlled in a conduction state and a cutoff state.

スイッチング素子駆動部７３が正方向電源側のスイッチング素子４２ＦをＰＷＭ制御し、正方向接地側のスイッチング素子４３Ｆを導通状態にすると、ソレノイド２Ｂには、正方向の駆動電流が流れる。この状態を通電パターンＷＰ２１とする。次に、スイッチング素子駆動部７３が正方向電源側のスイッチング素子４２Ｆおよび正方向接地側のスイッチング素子４３Ｆを遮断状態にすると、ソレノイド２Ｂには正方向の還流電流が流れる。   When the switching element driving unit 73 performs PWM control of the switching element 42F on the positive direction power supply side and makes the switching element 43F on the positive direction ground side conductive, a driving current in the positive direction flows through the solenoid 2B. This state is referred to as an energization pattern WP21. Next, when the switching element driving unit 73 turns off the switching element 42F on the positive direction power supply side and the switching element 43F on the positive direction ground side, a positive direction return current flows through the solenoid 2B.

還流電流は、逆方向接地側のスイッチング素子４３Ｂおよび逆方向電源側のスイッチング素子４２Ｂが遮断状態であると、スイッチング素子４３Ｂに並列接続されるダイオード４５Ｂと、スイッチング素子４２Ｂに並列接続されるダイオード４４Ｂとを介して直流電源３に還流される。還流電流がダイオード４５Ｂ、４４Ｂを介して流れると、電力損失が大きくなり、発熱および効率低下の要因になる。そこで、第１実施形態と同様に、逆方向電源側のスイッチング素子４２ＢでＰＷＭ制御を行い、逆方向接地側のスイッチング素子４３Ｂで同期整流を行う。この状態を通電パターンＷＰ２２とする。   When the switching element 43B on the reverse ground side and the switching element 42B on the reverse power supply side are in the cut-off state, the return current is divided into the diode 45B connected in parallel to the switching element 43B and the diode 44B connected in parallel to the switching element 42B. To the DC power source 3 via the. When the return current flows through the diodes 45B and 44B, the power loss increases, causing heat generation and efficiency reduction. Therefore, similarly to the first embodiment, PWM control is performed by the switching element 42B on the reverse power supply side, and synchronous rectification is performed by the switching element 43B on the reverse ground side. This state is referred to as an energization pattern WP22.

本実施形態では、制御装置７のスイッチング素子駆動部７３は、通電パターンＷＰ２１〜ＷＰ２４（通電パターンＷＰ２３、ＷＰ２４については後述する）の１周期中において、同期整流時にスイッチング素子４３Ｂの制御電極４７Ｂに印加する制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、通電パターンＷＰ２１〜ＷＰ２４の切り替え時と比べて急峻にする。具体的には、スイッチング素子駆動部７３は、通電パターンＷＰ２１〜ＷＰ２４の１周期中において、同期整流時に第１抵抗器６１を介してスイッチング素子４３Ｂの制御電極４７Ｂに制御電圧を印加し、通電パターンＷＰ２１〜ＷＰ２４の切り替え時に第１抵抗器６１と比べて抵抗値の大きい第２抵抗器６２を介してスイッチング素子４３Ｂの制御電極４７Ｂに制御電圧を印加すると好適である。これにより、第１実施形態で既述の効果と同様の効果を得ることができる。   In the present embodiment, the switching element driving unit 73 of the control device 7 applies to the control electrode 47B of the switching element 43B during synchronous rectification during one cycle of the energization patterns WP21 to WP24 (the energization patterns WP23 and WP24 will be described later). The rising and falling of the control voltage to be performed is made steep compared to when the energization patterns WP21 to WP24 are switched. Specifically, the switching element driving unit 73 applies a control voltage to the control electrode 47B of the switching element 43B via the first resistor 61 during the synchronous rectification in one cycle of the energization patterns WP21 to WP24, and the energization pattern. When switching between WP21 to WP24, it is preferable to apply a control voltage to the control electrode 47B of the switching element 43B via the second resistor 62 having a resistance value larger than that of the first resistor 61. As a result, the same effects as those already described in the first embodiment can be obtained.

スイッチング素子駆動部７３は、第１抵抗器６１が設けられている逆方向接地側第１ポート６４Ｂ１に所定電圧を出力する。これにより、制御装置７は、第１抵抗器６１を介して、スイッチング素子４３Ｂの制御電極４７Ｂに制御電圧を印加することができ、第２抵抗器６２を介して制御電圧を印加する場合と比べて、制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを急峻にすることができる。よって、スイッチング素子４３Ｂにおける損失および発熱を低減させることができ、同期整流時の効率を向上させることができる。   The switching element driving unit 73 outputs a predetermined voltage to the reverse ground side first port 64B1 in which the first resistor 61 is provided. Thereby, the control device 7 can apply the control voltage to the control electrode 47B of the switching element 43B via the first resistor 61, compared with the case where the control voltage is applied via the second resistor 62. Thus, the rise and fall of the control voltage can be made steep. Therefore, loss and heat generation in the switching element 43B can be reduced, and the efficiency during synchronous rectification can be improved.

また、スイッチング素子駆動部７３は、同期整流を行わない側のスイッチング素子４２Ｂの制御電極４６Ｂに印加する制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、同期整流時と比べて緩やかにすると好適である。具体的には、同期整流を行わない側のスイッチング素子４２Ｂの制御電極４６Ｂには、第２抵抗器６２を介して制御電圧を印加すると好ましい。この場合、スイッチング素子駆動部７３は、第２抵抗器６２が設けられている逆方向電源側第２ポート６３Ｂ２に所定電圧を出力する。これにより、制御装置７は、第２抵抗器６２を介して、スイッチング素子４２Ｂの制御電極４６Ｂに制御電圧を印加することができる。   In addition, it is preferable that the switching element driving unit 73 makes the rising and falling of the control voltage applied to the control electrode 46B of the switching element 42B on the side where the synchronous rectification is not performed moderate compared to the synchronous rectification. Specifically, it is preferable to apply a control voltage via the second resistor 62 to the control electrode 46B of the switching element 42B on the side where synchronous rectification is not performed. In this case, the switching element driving unit 73 outputs a predetermined voltage to the reverse power supply side second port 63B2 in which the second resistor 62 is provided. Thereby, the control device 7 can apply the control voltage to the control electrode 46B of the switching element 42B via the second resistor 62.

同期整流を行わないスイッチング素子４２Ｂは、通電パターンＷＰ２１〜ＷＰ２４の切り替えのみである。そのため、同期整流を行わないスイッチング素子４２Ｂの制御電極４６Ｂに印加する制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、同期整流時と比べて緩やかにすることにより、スイッチング素子４２Ｂのスイッチングノイズを低減させることができる。   The switching element 42B that does not perform synchronous rectification is only switching between the energization patterns WP21 to WP24. Therefore, the switching noise of the switching element 42B can be reduced by making the rise and fall of the control voltage applied to the control electrode 46B of the switching element 42B that does not perform synchronous rectification gentler than that during synchronous rectification. .

次に、スイッチング素子駆動部７３が逆方向電源側のスイッチング素子４２ＢをＰＷＭ制御し、逆方向接地側のスイッチング素子４３Ｂを導通状態にすると、ソレノイド２Ｂには、逆方向の駆動電流が流れる。この状態を通電パターンＷＰ２３とする。そして、スイッチング素子駆動部７３が逆方向電源側のスイッチング素子４２Ｂおよび逆方向接地側のスイッチング素子４３Ｂを遮断状態にすると、ソレノイド２Ｂには逆方向の還流電流が流れる。このとき、通電パターンＷＰ２２の場合と同様にして、正方向電源側のスイッチング素子４２ＦでＰＷＭ制御を行い、正方向接地側のスイッチング素子４３Ｆで同期整流を行う。この状態を通電パターンＷＰ２４とする。   Next, when the switching element driving unit 73 performs PWM control of the switching element 42B on the reverse power supply side and makes the switching element 43B on the reverse ground side conductive, a reverse driving current flows through the solenoid 2B. This state is referred to as an energization pattern WP23. When the switching element driving unit 73 turns off the switching element 42B on the reverse power supply side and the switching element 43B on the reverse ground side, a reverse current in the reverse direction flows through the solenoid 2B. At this time, similarly to the case of the energization pattern WP22, PWM control is performed by the switching element 42F on the positive power supply side, and synchronous rectification is performed by the switching element 43F on the positive ground side. This state is referred to as an energization pattern WP24.

本実施形態では、通電パターンＷＰ２１〜ＷＰ２４の制御状態が繰り返される。スイッチング素子駆動部７３は、通電パターンＷＰ２１〜ＷＰ２４の１周期中において、通電パターンＷＰ２１〜ＷＰ２４の切り替え時にスイッチング素子４３Ｆ、４３Ｂの制御電極４７Ｆ、４７Ｂに印加する制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、同期整流時と比べて緩やかにする。通電パターンＷＰ２１〜ＷＰ２４の切り替えは、例えば、電流検出部７１Ｂによって算出されたソレノイド２Ｂに流れる電流値に基づいて行うことができる。   In the present embodiment, the control states of the energization patterns WP21 to WP24 are repeated. The switching element driving unit 73 synchronizes the rising and falling of the control voltage applied to the control electrodes 47F and 47B of the switching elements 43F and 43B during switching of the energization patterns WP21 to WP24 during one cycle of the energization patterns WP21 to WP24. Be gentle compared to rectification. Switching between the energization patterns WP21 to WP24 can be performed based on, for example, the value of the current flowing through the solenoid 2B calculated by the current detection unit 71B.

通電パターンＷＰ２１〜ＷＰ２４の切り替え時にスイッチング素子４３Ｆ、４３Ｂに印加される電圧は、同期整流時と比べてはるかに大きくなる。そのため、スイッチング素子４３Ｆ、４３Ｂの制御電極４７Ｆ、４７Ｂに印加する制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、同期整流時と比べて緩やかにすることにより、スイッチング素子４３Ｆ、４３Ｂのスイッチングノイズを低減させることができる。   The voltage applied to the switching elements 43F and 43B at the time of switching between the energization patterns WP21 to WP24 is much larger than that at the time of synchronous rectification. Therefore, the switching noise of the switching elements 43F and 43B can be reduced by making the rise and fall of the control voltage applied to the control electrodes 47F and 47B of the switching elements 43F and 43B gentler than those at the time of synchronous rectification. it can.

＜その他＞
本発明は上記し且つ図面に示した実施形態のみに限定されるものではなく、要旨を逸脱しない範囲内で適宜変更して実施することができる。例えば、本実施形態では、スイッチング素子駆動部７３は、抵抗値の異なる２つの抵抗器を切り替えることにより、制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを急峻化または緩慢化しているが、制御電圧を急峻化または緩慢化させる方法は、限定されない。 <Others>
The present invention is not limited to the embodiment described above and shown in the drawings, and can be implemented with appropriate modifications within a range not departing from the gist. For example, in the present embodiment, the switching element driving unit 73 switches the two resistors having different resistance values to sharpen or slow the rise and fall of the control voltage. The method of slowing down is not limited.

例えば、電圧の異なる２つの定電圧源を設けて、トランジスタ等により制御電極に印加する電圧を切り替えることもできる。この場合、定電圧源は、例えば、電源電圧Ｖｃｃを抵抗器等で分圧することにより簡単に生成することができる。また、抵抗値の異なる２つの抵抗器を切り替えることは、制御電極に流入出する電流を切り替えることでもある。つまり、スイッチング素子駆動部７３は、スイッチング素子の制御電極に印加する電圧、制御電極に流入出する電流および制御電極の入力抵抗のうちのいずれかを切り替えることにより、制御電極に印加される制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを急峻化または緩慢化することができる。   For example, two constant voltage sources having different voltages can be provided, and the voltage applied to the control electrode can be switched by a transistor or the like. In this case, the constant voltage source can be easily generated, for example, by dividing the power supply voltage Vcc with a resistor or the like. Further, switching between two resistors having different resistance values is also switching current flowing into and out of the control electrode. That is, the switching element driving unit 73 switches the control voltage applied to the control electrode by switching one of the voltage applied to the control electrode of the switching element, the current flowing into and out of the control electrode, and the input resistance of the control electrode. The rise and fall of can be made steep or slow.

なお、誘導性負荷は、交流機２Ａやソレノイド２Ｂに限定されるものではなく、リアクトルやトランスをはじめとした種々の誘導性負荷に適用することができる。また、本発明の同期整流器制御装置は、同期整流を行う交流機駆動装置、ソレノイド駆動装置、スイッチング電源装置をはじめとした種々の同期整流器の制御装置として用いることができる。   The inductive load is not limited to the AC machine 2A and the solenoid 2B, and can be applied to various inductive loads including a reactor and a transformer. The synchronous rectifier control device of the present invention can be used as a control device for various synchronous rectifiers including an AC machine drive device, a solenoid drive device, and a switching power supply device that perform synchronous rectification.

１Ａ，１Ｂ：同期整流器制御装置、
２Ａ：交流機（誘導性負荷）、２Ｂ：ソレノイド（誘導性負荷）、
３：直流電源、
４２Ｕ〜４２Ｗ，４３Ｕ〜４３Ｗ，４２Ｆ，４２Ｂ，４３Ｆ，４３Ｂ：スイッチング素子、
４４Ｕ〜４４Ｗ，４５Ｕ〜４５Ｗ，４４Ｆ，４４Ｂ，４５Ｆ，４５Ｂ：ダイオード、
４６Ｕ〜４６Ｗ，４７Ｕ〜４７Ｗ，４６Ｆ，４６Ｂ，４７Ｆ，４７Ｂ：制御電極、
６１：第１抵抗器、６２：第２抵抗器、
７：制御装置 1A, 1B: synchronous rectifier control device,
2A: AC machine (inductive load), 2B: Solenoid (inductive load),
3: DC power supply,
42U-42W, 43U-43W, 42F, 42B, 43F, 43B: switching element,
44U to 44W, 45U to 45W, 44F, 44B, 45F, 45B: diodes,
46U-46W, 47U-47W, 46F, 46B, 47F, 47B: control electrode,
61: 1st resistor, 62: 2nd resistor,
7: Control device

Claims (5)

誘導性負荷と直流電源との間に設けられブリッジ接続された複数のスイッチング素子と、
前記スイッチング素子にそれぞれ並列接続された整流動作を行う複数のダイオードと、
前記スイッチング素子の制御電極に制御電圧を印加して前記スイッチング素子の導通状態および遮断状態を制御する制御装置と、
を備え、
前記制御装置は、前記誘導性負荷を駆動制御する通電パターンの１周期中において、同期整流時に前記制御電極に印加する前記制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、前記通電パターンの切り替え時と比べて急峻にする同期整流器制御装置。 A plurality of switching elements provided between the inductive load and the DC power source and connected in a bridge;
A plurality of diodes for performing a rectification operation, each connected in parallel to the switching element;
A control device that applies a control voltage to a control electrode of the switching element to control a conduction state and a cutoff state of the switching element;
With
In one cycle of the energization pattern for driving and controlling the inductive load, the control device causes the rise and fall of the control voltage applied to the control electrode during synchronous rectification to be steeper than when switching the energization pattern. Synchronous rectifier control device. 前記制御装置と前記制御電極との間には、第１抵抗器と、前記第１抵抗器と比べて抵抗値の大きい第２抵抗器とが選択可能に配置されており、
前記制御装置は、前記同期整流時に前記第１抵抗器を介して前記制御電極に前記制御電圧を印加し、前記通電パターンの切り替え時に前記第２抵抗器を介して前記制御電極に前記制御電圧を印加する請求項１に記載の同期整流器制御装置。 Between the control device and the control electrode, a first resistor and a second resistor having a larger resistance value than the first resistor are arranged to be selectable,
The control device applies the control voltage to the control electrode via the first resistor during the synchronous rectification, and applies the control voltage to the control electrode via the second resistor during switching of the energization pattern. The synchronous rectifier control device according to claim 1 to be applied. 前記制御装置は、前記同期整流を行わない側の前記スイッチング素子の前記制御電極に印加する前記制御電圧の立ち上がり及び立ち下りを、前記同期整流時と比べて緩やかにする請求項１または２に記載の同期整流器制御装置。   3. The control device according to claim 1, wherein the control device makes a rise and a fall of the control voltage applied to the control electrode of the switching element on the side where the synchronous rectification is not performed gentler than that during the synchronous rectification. Synchronous rectifier control device. 前記誘導性負荷は、発電機および電動機のうちの少なくとも一方の機能を有する交流機である請求項１〜３のいずれか一項に記載の同期整流器制御装置。   The synchronous rectifier control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the inductive load is an AC machine having a function of at least one of a generator and an electric motor. 前記誘導性負荷は、４個の前記ダイオードおよび４個の前記スイッチング素子がＨ型に配置されたＨ型ブリッジ回路に設けられるソレノイドである請求項１〜３のいずれか一項に記載の同期整流器制御装置。   The synchronous rectifier according to any one of claims 1 to 3, wherein the inductive load is a solenoid provided in an H-type bridge circuit in which the four diodes and the four switching elements are arranged in an H-type. Control device.
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