JP2014161140A

JP2014161140A - Motor drive system

Info

Publication number: JP2014161140A
Application number: JP2013029787A
Authority: JP
Inventors: Koichiro Nagata; 浩一郎永田; Yoshitoshi Akita; 佳稔秋田; Hirokazu Nagura; 寛和名倉
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2013-02-19
Filing date: 2013-02-19
Publication date: 2014-09-04
Anticipated expiration: 2033-02-19
Also published as: JP5986013B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a motor drive system capable of eliminating degradation in controllability even when the system is limited by an output voltage.SOLUTION: The motor drive system, converting a DC voltage into an AC voltage and driving a motor, is configured to delay a phase of an AC voltage for the motor having such a condition as to cancel a magnetic flux of the motor when an input voltage of the motor is limited by a predetermined value.

Description

本発明は、電動機を駆動する電力変換器を含む電動機駆動システムに係り、特に電力変換器の出力電圧が飽和したときでも、電動機を安定に駆動することができる電動機駆動システムに関する。 The present invention relates to an electric motor drive system including a power converter that drives an electric motor, and more particularly to an electric motor drive system that can stably drive an electric motor even when an output voltage of the power converter is saturated.

電力変換器で電動機を可変速駆動し、ファン、ポンプ、圧縮機などの回転機器を運転する電動機駆動システムは、電力消費を抑制する省エネシステムとして使用ニーズが増加している。また出力電圧が３ｋＶ以上の高圧電動機駆動システムにおいては、電動機として誘導電動機（ＩＭ）や巻線型同期電動機（ＳＭ）が主流であったが、近年では効率のよい永久磁石（ＰＭ）電動機の適用も広がっている。これらの電動機を駆動する際、電力変換器から所望の周波数、所望の大きさの交流電圧を出力するが、出力できる電圧の大きさにはそのスペックによって制限がある。 An electric motor drive system that drives a rotating device such as a fan, a pump, and a compressor by driving an electric motor with a power converter at a variable speed has been increasingly used as an energy saving system that suppresses power consumption. In high-voltage motor drive systems with an output voltage of 3 kV or higher, induction motors (IM) and wound synchronous motors (SM) have been mainstream as motors, but in recent years, efficient permanent magnet (PM) motors have also been applied. It has spread. When these electric motors are driven, an AC voltage having a desired frequency and a desired magnitude is output from the power converter, but the magnitude of the voltage that can be output is limited depending on its specifications.

このため、従来では、出力電圧の大きさが制限値を超えることが予想される場合は、予めその制限値を越えないように電圧の大きさを抑制する方式が取られている。例えば、永久磁石電動機をベクトル制御する際、磁束に平行な成分であるｄ軸電圧指令Ｖｄ^＊と、磁束に９０度進んだ成分であるｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ ^＊は（１）式のように演算される。 For this reason, conventionally, when the magnitude of the output voltage is expected to exceed the limit value, a method of suppressing the voltage magnitude in advance so as not to exceed the limit value has been taken. For example, when vector control of a permanent magnet motor is performed, a d-axis voltage command Vd ^* that is a component parallel to the magnetic flux and a q-axis voltage command V _q ^* that is a component advanced by 90 degrees to the magnetic flux are Calculated.

ここで、「＊」は設定値（指令値）を示し、Ｒ_ｄ ^＊、Ｒ_ｑ ^＊、Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊、Ｌ_ｄ ^＊、Ｌ_ｑ ^＊、ω^＊、Ｋ_ｅ ^＊は各々、ｄ軸抵抗、ｑ軸抵抗、ｄ軸電流、ｑ軸電流、ｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンス、回転速度、発電定数の指令値をそれぞれ示している。 Here, “*” indicates a set value (command value), and R _d ^* , R _q ^* , I _d ^* , I _q ^* , L _d ^* , L _q ^* , ω ^* , and K _e ^* are d respectively. Command values for axis resistance, q-axis resistance, d-axis current, q-axis current, d-axis inductance, q-axis inductance, rotation speed, and power generation constant are shown.

（１）式の演算によれば、速度指令値ω^＊が大きくなるに従い、ｄ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ ^＊の絶対値が大きくなり、出力できる制限値を越える場合がある。言いかえれば、回転する電動機が発生する回転機電力（電圧）が電動機速度ωと電動機磁束Φの積に比例するため、出力できる制限値を越える場合には、上記の電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊を大きくして釣り合わせる必要がある。 According to the calculation of equation (1), as the speed command value ω ^* increases, the absolute values of the d-axis voltage command V _d ^* and the q-axis voltage command V _q ^* increase, which may exceed the limit value that can be output. is there. In other words, since the rotating machine power (voltage) generated by the rotating motor is proportional to the product of the motor speed ω and the motor magnetic flux Φ, the voltage command value V _d ^* , V _q ^* needs to be increased and balanced.

これに対し、これらの電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊は、別途演算した位相指令値による座標変換により、交流電圧指令値となり、電動機に印加される交流電圧を電力変換器によって生成される。通常、電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊は位相指令θを用いた（２）式により２相の交流電圧指令値Ｖ_α、Ｖ_βに変換されたのち、さらに（３）式により３相交流電圧指令Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊に変換される。 On the other hand, these voltage command values V _d ^* and V _q ^* are converted into AC voltage command values by coordinate conversion using separately calculated phase command values, and an AC voltage applied to the motor is generated by the power converter. . Normally, the voltage command values V _d ^* and V _q ^* are converted into two-phase AC voltage command values V _α and V _β by the equation (2) using the phase command θ, and then the three-phase by the equation (3). It is converted into AC voltage commands V _u ^* , V _v ^* , V _w ^* .

また、電動機磁束Φについてはｄ軸が主な磁束軸であり、ｄ軸電動機磁束Φ_ｄは、電動機の発電係数Ｋ_ｅと、ｄ軸インダクタンスＬ_ｄと，ｄ軸電流Ｉ_ｄにより、（４）式のように表現することができる。 In addition, the d-axis motor flux Φ _d is the main magnetic flux axis for the motor flux Φ, and the d-axis motor flux Φ _d is expressed by (4) by the motor power generation coefficient K _e , d-axis inductance L _d , and d-axis current I _d. It can be expressed as an expression.

従来では、出力電圧が制限値を超える場合、電動機磁束を低減する（弱め界磁）方法がとられていた。例えば、特許文献１では、出力電圧が制限された場合、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊とｑ軸電流検出値Ｉ_ｑの偏差から位相誤差を演算し、位相指令θに位相誤差を補正する事で電圧指令値を再演算する。上記従来例では、弱め界磁をするように位相補正が行われる。これを言いかえると、（２）式において、位相指令θを以下のように、回転速度指令値ω^＊による成分と固定値の成分Δθに分ける。ｔは時間を表わす。 Conventionally, when the output voltage exceeds the limit value, a method of reducing the motor magnetic flux (field weakening) has been used. For example, in Patent Document 1, when the output voltage is limited, the phase error is calculated from the deviation between the q-axis current command value I _q ^* and the q-axis current detection value I _q , and the phase error is corrected to the phase command θ. Then recalculate the voltage command value. In the above conventional example, phase correction is performed so as to make the field weakening. In other words, in the equation (2), the phase command θ is divided into a component based on the rotational speed command value ω ^* and a fixed value component Δθ as follows. t represents time.

これにより、（２）式の２相交流電圧指令Ｖ_α、Ｖ_βは、（６）式に示すように本来の交流成分（（６）式の第１項）と、新たにＶ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊が変換された直流成分（（６）式の第２項）に分けられる。 As a result, the two-phase AC voltage commands V _α and V _β in the equation (2) are _replaced with the original AC component (the first term in the equation (6)) and a new V _d ^* , as shown in the equation (6). V _q ^* is divided into the converted DC component (the second term in equation (6)).

（６）式における新たな直流成分（（６）式の第２項）をＶ_ｄ ^＊＊、Ｖ_ｑ ^＊＊と置くと以下の（７）式のようになる。 When a new DC component (the second term of the equation (6)) in the equation (6) is set as V _d ^** and V _q ^** , the following equation (7) is obtained.

弱め界磁の場合、Δθ（位相指令θの固定値の成分）が正（位相を進める）となり、電圧は図７に示すような関係になる。図７は直交する２軸で示す制御軸（制御軸ｑｃと制御磁束軸ｄｃ）上に弱め界磁実行前後の電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊を図示したものである。なお、図７には電動機軸（電動機軸ｑと電動機磁束軸ｄ）も併せて示している。図示の例では弱め界磁実行前の電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊は、それぞれ正の値と負の値をとっており、その合成された合成電圧指令がＶ_１ ^＊として表示されている。 In the case of the field weakening, Δθ (a component of the fixed value of the phase command θ) is positive (the phase is advanced), and the voltage has a relationship as shown in FIG. FIG. 7 illustrates the voltage command values V _d ^* and V _q ^* before and after execution of the field weakening on the control axes (control axis qc and control magnetic flux axis dc) indicated by two orthogonal axes. FIG. 7 also shows the motor shaft (the motor shaft q and the motor magnetic flux axis d). In the illustrated example, the voltage command values V _d ^* and V _q ^* before execution of the field weakening have a positive value and a negative value, respectively, and the combined voltage command is displayed as V ₁ ^*. Yes.

係る弱め界磁実行前の電圧指令Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊とその合成電圧指令Ｖ_１ ^＊に対し、Δθ＞０の座標変換を行った場合、電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊、合成電圧指令Ｖ_１ ^＊は、それぞれ図７のＶ_ｄ ^＊＊、Ｖ_ｑ ^＊＊、Ｖ_１ ^＊＊のようになる。これにより、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊は減少（負側に増加；Ｖ_ｄ ^＊＊）し、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊も減少（Ｖ_ｑ ^＊＊）する。 When coordinate transformation of Δθ> 0 is performed on the voltage commands V _d ^* , V _q ^* and the combined voltage command V ₁ ^* before execution of the field weakening, the voltage command values V _d ^* , V _q ^* , The voltage command V ₁ ^* becomes V _d ^** , V _q ^** , and V ₁ ^** in FIG. 7, respectively. As a result, the d-axis voltage command value V _d ^* decreases (increases negatively; V _d ^** ), and the q-axis voltage command value V _q ^* also decreases (V _q ^** ).

ここで、出力電圧が制限された場合、理想的な制御ができなくなり、図７のように、制御軸（制御軸ｑｃと制御磁束軸ｄｃ）に対して電動機軸（電動機軸ｑと電動機磁束軸ｄ）がずれるが、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊の減少に伴い、電動機磁束軸ｄ上の成分であるＶ_ｄも減少（負に増加）する。電動機電流Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑは電動機電圧Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑに対し、以下の（８）（９）式のような関係を満たす。ｓは微分演算子を示す。 Here, when the output voltage is limited, ideal control cannot be performed, and the motor shaft (the motor shaft q and the motor magnetic flux shaft) is controlled with respect to the control shaft (the control shaft qc and the control magnetic flux shaft dc) as shown in FIG. Although d) shifts, as the q-axis voltage command value V _d ^* decreases, the component V _d on the motor magnetic flux axis _d also decreases (increases negatively). The motor currents I _d and I _q satisfy the relations of the following equations (8) and (9) with respect to the motor voltages V _d and V _q . s represents a differential operator.

このため、Ｖ_ｄが負に増加すると、Ｉ_ｄも負に大きくなっていき、（４）式から磁束成分が弱まる弱め界磁となる。これにより、出力電圧飽和の影響を抑え、安定化する事が出来る。 Therefore, when V _d is increased in the negative, will become larger in the negative even I _d, the field weakening weakened magnetic flux component from the equation (4). Thereby, the influence of output voltage saturation can be suppressed and stabilized.

また、特許文献２では、電圧指令Ｖ_１ ^＊相当が制限値を越えた場合、電流指令演算に用いる位相指令を進める。これにより、弱め界磁を行う旨の記載がある。 Further, in Patent Document 2, when the voltage command V ₁ ^* equivalent exceeds the limit value, the phase command used for the current command calculation is advanced. Accordingly, there is a description that the field weakening is performed.

特許第４８８１６３５号Patent No. 4881635 特開２０１２−９０４９４号公報JP 2012-90494 A

従来技術においては、出力電圧が制限値を越えた場合、弱め界磁を行う事を提案している。しかしながら従来技術によれば、電動機の定数によっては、界磁弱めが強くなり過ぎ、本来、永久磁石や界磁巻線で作られる磁束を全て打ち消し、制御性が損なわれる恐れがある。出力電圧が制限された場合の電動機の挙動について説明する。 In the prior art, it has been proposed to perform field weakening when the output voltage exceeds a limit value. However, according to the prior art, depending on the constant of the electric motor, the field weakening becomes too strong, and all the magnetic flux originally produced by the permanent magnet and the field winding may be canceled out, and the controllability may be impaired. The behavior of the motor when the output voltage is limited will be described.

電動機発生トルクτ_ｍと負荷トルクτ_Ｌが一致している場合、以下の（１０）式が成り立つ。Ｐ_ｍは電動機の極対数を示す。さらに永久磁石電動機の場合は、以下の（１１）式のように書き換えられる。 When the motor generated torque τ _m and the load torque τ _L match, the following equation (10) is established. P _m represents the number of pole pairs of the electric motor. Furthermore, in the case of a permanent magnet motor, it can be rewritten as the following equation (11).

また、電圧が制限値Ｖ_１ｍａｘに制限されている場合、Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑは以下の（１２）式のようになる。 When the voltage is limited to the limit value V _1max , V _d and V _q are expressed by the following equation (12).

（８）、（９）、（１２）式から、Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑを各々Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑの関数で表わした定常解を考え、（１１）式を満たすＶ_ｄ、Ｖ_ｑをプロットしたものを図８に示す。併せてシミュレーションを行った結果も併記する。 From the equations (8), (9), and (12), a steady solution in which I _d and I _q are expressed by functions of V _d and V _q is considered, and V _d and V _q that satisfy equation (11) are plotted. This is shown in FIG. The results of the simulation are also shown.

図８右側にはｑ軸電動機電圧Ｖ_ｑ，左側にはｄ軸電動機電圧Ｖ_ｄを表記している。各グラフの横軸は負荷の大きさで、定格値を１００％とし、７０％から１３０％の範囲を表記している。縦軸は電圧Ｖ_ｑ，Ｖ_ｄの大きさであり、制限値を１００％とした。但し、ｑ軸電動機電圧Ｖ_ｑについては、５０％から−３０％の範囲を示し、ｄ軸電動機電圧Ｖ_ｄについては、−８０％から−１１０％の範囲を示している。 The right side of FIG. 8 shows the q-axis motor voltage V _q , and the left side shows the d-axis motor voltage V _d . The horizontal axis of each graph represents the magnitude of the load. The rated value is 100%, and the range from 70% to 130% is shown. The vertical axis represents the magnitudes of the voltages V _q and V _d , and the limit value was 100%. However, the q-axis motor voltage V _q indicates a range of 50% to −30%, and the d-axis motor voltage V _d indicates a range of −80% to −110%.

なお、図８には理論値を実線で、シミュレーションによる値を破線で示しているが、いずれの場合にも負荷に対する電圧の変動傾向は同じ傾向を示している。右側のｑ軸電動機電圧Ｖ_ｑは負荷増大に伴い正の値から負の値に向かって減少し、左側のｄ軸電動機電圧Ｖ_ｄは負荷が増大しても１００％近傍に制限されている。 In FIG. 8, the theoretical value is indicated by a solid line and the simulation value is indicated by a broken line. In either case, the fluctuation tendency of the voltage with respect to the load shows the same tendency. The right q-axis motor voltage V _q decreases from a positive value to a negative value as the load increases, and the left d-axis motor voltage V _d is limited to around 100% even when the load increases.

図８の解析を行った電動機は１ＭＷ／３ｋＶクラスの永久磁石電動機であり、回転速度（インバータ周波数）は２００Ｈｚクラスである。この結果から、電圧が制限を受けた場合、今回の電動機では、ｄ軸電動機電圧Ｖ_ｄは負荷１００％近くで負の値で制限値に収束し、ｑ軸電動機電圧Ｖ_ｑは負荷の増加に伴い、０から負の値に減少していく。ｄ軸電動機電圧Ｖ_ｄが負の最大値に収束するため、永久磁石電動機の場合、磁石自身による磁束が打ち消されてしまう。このため、これ以上弱め界磁をする事が難しくなり、逆に弱め界磁をすることで、制御性がより悪くなる恐れがある。制御性が悪化すると、予期せぬ電圧変動などの際に容易に脱調をしてしまう可能性が高まる。 The electric motor which analyzed FIG. 8 is a 1 MW / 3 kV class permanent magnet electric motor, and a rotational speed (inverter frequency) is a 200 Hz class. From this result, when the voltage is limited, in the present motor, the d-axis motor voltage V _d converges to a limit value at a negative value near the load of 100%, and the q-axis motor voltage V _q increases to the load. Along with this, it decreases from 0 to a negative value. Since the d-axis motor voltage V _d converges to a negative maximum value, in the case of a permanent magnet motor, the magnetic flux by the magnet itself is canceled out. For this reason, it becomes difficult to make the field weaker any more, and conversely, the controllability may be worsened by making the field weak. If the controllability deteriorates, the possibility of stepping out easily in the event of unexpected voltage fluctuations increases.

本発明では、出力電圧の制限を受けた場合でも、制御性を損なわない電動機駆動システムを提供する事を目的とする。 An object of the present invention is to provide an electric motor drive system that does not impair controllability even when the output voltage is limited.

以上のことから本発明においては、直流電圧を交流電圧に変換し、電動機を駆動する電動機駆動システムにおいて、電動機の入力電圧が所定値に制限された場合、電動機の磁束を打ち消すような条件をもつ電動機に対し、交流電圧の位相を遅らせることを特徴とする。 From the above, in the present invention, in the motor drive system that converts the DC voltage into the AC voltage and drives the motor, the condition is such that the magnetic flux of the motor is canceled when the input voltage of the motor is limited to a predetermined value. It is characterized in that the phase of the AC voltage is delayed with respect to the electric motor.

具体的には例えば、電動機磁束に平行な電圧成分を制御するｄ軸電圧と、ｄ軸電圧から９０度進んだｑ軸電圧に基づいた合成電圧によって、交流電動機をベクトル制御する電動機駆動システムにおいて、ｄ軸電圧とｑ軸電圧の合成電圧が所定値に制限された場合、ｄ軸電圧が負の定格電圧近くの値で収束し、電動機磁束を打ち消すような条件を持つ電動機に対し、ｄ軸電圧とｑ軸電圧に各々正の値の補正を行う事により、交流電圧の位相を遅らせることを特徴とする。 Specifically, for example, in a motor drive system that vector-controls an AC motor by a combined voltage based on a d-axis voltage that controls a voltage component parallel to the motor magnetic flux and a q-axis voltage advanced by 90 degrees from the d-axis voltage. When the combined voltage of the d-axis voltage and the q-axis voltage is limited to a predetermined value, the d-axis voltage is applied to an electric motor having a condition that the d-axis voltage converges at a value close to a negative rated voltage and cancels the motor magnetic flux. The phase of the AC voltage is delayed by correcting each of the positive and negative q-axis voltages with positive values.

本発明によれば、電動機駆動のための電力変換器の出力電圧が制限された場合において、電動機の界磁が弱まりすぎる事による制御性の劣化を防止し、ファン、ポンプ、圧縮機などの回転機器を安定して運転する電動機駆動システムを、簡単な制御系で実現することができる。 According to the present invention, when the output voltage of the power converter for driving the motor is limited, deterioration of controllability due to the field of the motor being too weak is prevented, and rotation of the fan, pump, compressor, etc. An electric motor drive system that stably operates equipment can be realized with a simple control system.

実施例１の電動機駆動システムの全体構成を示す図。1 is a diagram illustrating an overall configuration of an electric motor drive system according to a first embodiment. 実施例１における電圧の動作を表すためのベクトル図。FIG. 3 is a vector diagram for illustrating a voltage operation in the first embodiment. 実施例１における効果を示したシミュレーション波形図。FIG. 6 is a simulation waveform diagram showing the effect in the first embodiment. 実施例２の電動機駆動システムの全体構成を示す図。The figure which shows the whole structure of the electric motor drive system of Example 2. 実施例３の電動機駆動システムの全体構成を示す図。The figure which shows the whole structure of the electric motor drive system of Example 3. 実施例４の電動機駆動システムの全体構成を示す図。The figure which shows the whole motor drive system structure of Example 4. FIG. 従来技術に係る、電動機への印加電圧が制限された場合のベクトル関係図。The vector relationship figure when the applied voltage to the electric motor based on a prior art is restrict | limited. 従来技術に係る、電動機への印加電圧が制限された場合の、電動機電圧の収束値を示した図。The figure which showed the convergence value of the electric motor voltage when the voltage applied to the electric motor based on a prior art was restrict | limited. 実施例１から実施例４における検出要素、判断条件、処理内容、最終結果の関係を纏めて示した図。The figure which showed collectively the relationship between the detection element in Example 1-Example 4, a judgment condition, the processing content, and a final result.

以下本発明の実施例について図面を用いながら説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

なお、電圧制限となった場合に弱め界磁側に制御するが、本発明においてはこの場合にも強め側に界磁を保持した状態に制御する。電圧制限時の弱め界磁制御においては進み位相制御を実施するが、所定位相分は遅れ位相側に引き戻す制御を実施する。以下の本発明の実施例の説明においては、係る制御を実現する上で電圧制限の検出条件、強め側に界磁を制御する時の具体手法などに幾つかの変更例、代案例があることから、各実施例の中でこれら事例を説明することにする。 Note that when the voltage is limited, the field is controlled to the field weakening side. However, in the present invention, the field is controlled to be held on the strong side even in this case. In the field weakening control when the voltage is limited, the advance phase control is performed, but the control for returning the predetermined phase to the delayed phase side is performed. In the following description of the embodiments of the present invention, there are some modified examples and alternative examples in terms of voltage limit detection conditions and a specific method for controlling the field on the stronger side in order to realize such control. Therefore, these examples will be described in each example.

本発明の実施例１の電動機駆動システムについて、図１から図３を用いて説明する。図１は一般的な電動機駆動システムの全体構成を示す。図２は本実施例における電圧指令値の動作を示す。図３は本実施例の効果を示したシミュレーション波形である。 The electric motor drive system of Example 1 of this invention is demonstrated using FIGS. 1-3. FIG. 1 shows an overall configuration of a general motor drive system. FIG. 2 shows the operation of the voltage command value in this embodiment. FIG. 3 is a simulation waveform showing the effect of this embodiment.

まず図１の電動機駆動システムの全体構成では、交流電源１により電力変換器である直流変換部２に電力が供給され、直流電圧を生成する。交流変換部３は直流電圧を交流電圧に変換し、電動機４を駆動する。電動機４には負荷機５が接続され、これを運転する。 First, in the overall configuration of the motor drive system of FIG. 1, electric power is supplied from an AC power source 1 to a DC converter 2 that is a power converter to generate a DC voltage. The AC converter 3 converts the DC voltage into an AC voltage and drives the electric motor 4. A load machine 5 is connected to the electric motor 4 and is operated.

一般的に上記のように主回路構成される電動機駆動システムに対して、その制御は以下のように実施される。電動機駆動システムに対する制御は、交流変換部３の制御により実施される。 In general, the motor drive system configured as described above is controlled as follows. Control of the motor drive system is performed by control of the AC conversion unit 3.

交流変換部３の制御のために、まず電圧指令演算部１０では、速度指令ω^＊、電流指令Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊に基づいて、（１）式により電圧指令Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊を生成する。電圧指令リミッタ部１１では、Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊が所定値Ｖ_１ｍａｘよりも大きい場合は、その値に制限する。例えば、Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊の合成電圧Ｖ_１ ^＊＝√（Ｖ_ｄ ^＊２＋Ｖ_ｑ ^＊２）がＶ_１ｍａｘよりも大きくならないように、Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊に所定値をかけて制限する。所定値としては、例えばＶ_１ｍａｘ／Ｖ_１ ^＊とすることで、Ｖ_１ ^＊をＶ_１ｍａｘに一致させる。 In order to control the AC conversion unit 3, the voltage command calculation unit 10 first determines the voltage commands V _d ^* and V _q ^* according to the equation (1) based on the speed command ω ^* and the current commands I _d ^* and I _q ^* ^. Is generated. In the voltage command limiter unit 11, when V _d ^* and V _q ^* are larger than a predetermined value V _1max , the voltage command limiter unit 11 limits the value to that value. For example, a predetermined value is applied to V _d ^* and V _q ^{* so that} the combined voltage V ₁ ^* = √ (V _d ^{* 2} + V _q ^{* 2} ) of V _d ^* and V _q ^* does not become larger than V _1max. Restrict. The predetermined value is, for example, V _1max / V ₁ ^* so that V ₁ ^* matches V _1max .

Ｖ_１ｍａｘは、交流変換部３で出力できる最大電圧に相当し、例えば、２レベルインバータの場合、直流変換部２により生成された直流電圧Ｅｄが交流変換部３から相電圧最大値として出力されるため、Ｖ_１ｍａｘは上記Ｅｄもしくは、その実効値相当としてＥｄ／√２など、Ｖ_１ ^＊と同じ次元のものに設定すればよい。なお、この制限をかけずとも、結果的に電動機４に印加される電圧は上記出力最大電圧で制限されるが、予め制限しておくことで、位相制御等もやりやすくなる。 V _1max corresponds to the maximum voltage that can be output by the AC converter 3. For example, in the case of a two-level inverter, the DC voltage Ed generated by the DC converter 2 is output from the AC converter 3 as the phase voltage maximum value. Therefore, V _1max may be set to the same dimension as V ₁ ^* , such as Ed or the effective value thereof, such as Ed / √2. Even if this restriction is not applied, the voltage applied to the electric motor 4 as a result is restricted by the maximum output voltage. However, by restricting in advance, phase control and the like can be easily performed.

座標変換部１２では、位相指令θを用いた（２）、（３）式のような座標変換により三相交流電圧指令Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊を演算し、ＰＷＭ制御パルス生成部１３によって、交流変換部３に内蔵されるスイッチング素子を制御するゲートパルスに変換され、交流変換部３に送られる。 The coordinate conversion unit 12 calculates the three-phase AC voltage commands V _u ^* , V _v ^* , V _w ^* by coordinate conversion as shown in equations (2) and (3) using the phase command θ, and generates a PWM control pulse. By the unit 13, it is converted into a gate pulse for controlling a switching element built in the AC conversion unit 3 and sent to the AC conversion unit 3.

なお図１の制御装置構成において、電圧指令演算部１０、電圧指令リミッタ部１１、座標変換部１２は、電動機駆動システムの一般的な制御装置構成が備えるものである。これに加え、本実施例では、強め界磁制御部１００が追加されており、強め界磁制御部１００は、電圧飽和判定部２０と位相補正値演算部２１で構成されている。 In the control device configuration of FIG. 1, the voltage command calculation unit 10, the voltage command limiter unit 11, and the coordinate conversion unit 12 are provided in a general control device configuration of an electric motor drive system. In addition, in the present embodiment, a strong field controller 100 is added, and the strong field controller 100 includes a voltage saturation determination unit 20 and a phase correction value calculation unit 21.

このうち電圧飽和判定部２０において、Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊による合成電圧Ｖ_１が所定の閾値Ｖ_ｔｈよりも大きいかどうかを判定する。位相補正値演算部２１では、電圧飽和判定部２０で上記合成電圧Ｖ_１がＶ_ｔｈよりも大きいと判定された場合、負の位相補正値Δθを演算し、座標変換部１２に出力する。なお、電圧飽和演算部２０では、図示はしていないが、電圧指令演算部１０からの出力Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊ではなく、最終的な電圧指令となる座標変換部１２の出力である交流電圧指令Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊から合成電圧Ｖ_１を演算し、それとＶ_ｔｈとの比較を行ってもよい。 Among these, the voltage saturation determination unit 20 determines whether or not the combined voltage V ₁ based on V _d ^* and V _q ^* is greater than a predetermined threshold value V _th . When the voltage saturation determination unit 20 determines that the combined voltage V ₁ is greater than V _th , the phase correction value calculation unit 21 calculates a negative phase correction value Δθ and outputs it to the coordinate conversion unit 12. Although not shown in the voltage saturation calculation unit 20, it is not the outputs V _d ^* and V _q ^* from the voltage command calculation unit 10, but an AC that is the output of the coordinate conversion unit 12 that becomes the final voltage command. * the voltage command _^V ^_{_u,} _V v _*, synthetic voltages _{V 1} calculated from _V ^{w *,} the same may be carried out compared with the _{V th.}

座標変換部１２では、位相指令θとΔθの和の位相を用いて座標変換を行う。この場合のベクトル関係を、直交する２軸で示す制御軸（制御軸ｑｃと制御磁束軸ｄｃ）上で説明する。なお、図２は図７と同じ座標軸であり、その概略説明は図７で行ったものとおなじである。 The coordinate conversion unit 12 performs coordinate conversion using the phase of the sum of the phase commands θ and Δθ. The vector relationship in this case will be described on control axes (control axis qc and control magnetic flux axis dc) indicated by two orthogonal axes. Note that FIG. 2 has the same coordinate axes as FIG. 7, and the schematic explanation thereof is the same as that performed in FIG.

この場合には、Δθが負であり（７）式でΔθ＜０の場合、図２に示すように、電圧Ｖ_１ ^＊の位相が遅れ、Ｖ_ｄ ^＊が増加（正側に補正：Ｖ_ｄ ^＊＊）され、Ｖ_ｑ ^＊も増加（Ｖ_ｑ ^＊＊）する。また、電動機軸（電動機軸ｑと電動機磁束軸ｄ）が制御軸（制御軸ｑｃと制御磁束軸ｄｃ）に対してずれていた場合、Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑは共に正側に増加する事になる。これは従来例とは異なる動きであり、強め界磁の動作となる。 In this case, if Δθ is negative and Δθ <0 in equation (7), the phase of voltage V ₁ ^* is delayed and V _d ^* increases (corrected to the positive side: V _d as shown in FIG. 2). ^** ) and V _q ^* also increases (V _q ^** ). Further, when the motor shaft (the motor shaft q and the motor magnetic flux axis d) is deviated from the control shaft (the control shaft qc and the control magnetic flux axis dc), both V _d and V _q increase to the positive side. . This is a movement different from the conventional example, and is a strong field operation.

このため、図８に示した事例のようにｄ軸電動機電圧Ｖ_ｄが−１００％、ｑ軸電動機電圧Ｖ_ｑが負に収束するような場合において、Ｖ_ｄ ^＊を−１００％から少し正側に戻すことで、ｄ軸電動機電圧Ｖ_ｄ、ｑ軸電動機電圧Ｖ_ｑの低下を抑制する事が出来る。例えば図２に示すように、Ｖ_ｄ ^＊は０に位相補正（Ｖ_ｄ ^＊＊＝０）をし、結果的にＶ_ｑ ^＊のみ値を持つ（Ｖ_ｑ ^＊＊＝Ｖ_１ ^＊）ようにしてもよい。その場合、Ｖ_ｄ ^＊＊＝０となるように、Δθを以下の（１３）式のように設定する。 Therefore, in the case where the d-axis motor voltage V _d converges to −100% and the q-axis motor voltage V _q converges negatively as in the example shown in FIG. 8, V _d ^* is slightly positive from −100%. By returning to, a decrease in the d-axis motor voltage V _d and the q-axis motor voltage V _q can be suppressed. For example, as shown in FIG. 2, V _d ^* is phase-corrected to 0 (V _d ^** = 0), and as a result, only V _q ^* has a value (V _q ^** = V ₁ ^* ). Also good. In that case, Δθ is set as in the following equation (13) so that V _d ^** = 0.

またＶ_ｔｈはＶ_１ｍａｘ以下とし、例えばＶ_ｔｈはＶ_１ｍａｘの８０％以上１００％未満の値で設定しておく事で、実際に電圧が制限されるよりも早めに位相補正を効かせる。これにより電圧制限による弱め界磁が発生するよりも早めに少し増磁しておく事で、動作を安定化させる。 Further, V _th is set to V _1max or less, for example, V _th is set to a value of 80% or more and less than 100% of V _1max , so that phase correction is applied earlier than the voltage is actually limited. As a result, the operation is stabilized by increasing the magnetism slightly before the field weakening due to voltage limitation occurs.

図３に実施例１を適用した場合と、適用しなかった場合の動作を示したシミュレーション結果を示す。図３左が実施例１の制御がない場合で、図３右が実施例１の制御がある場合である。各図は上から、電動機磁束（ｄ軸電動機磁束Φ_ｄ、ｑ軸電動機磁束Φ_ｑ、合成磁束Φ１）、ｄ軸電圧（Ｖ_ｄ、Ｖ_ｄ ^＊）、ｑ軸電圧（Ｖ_ｑ、Ｖ_ｑ ^＊、合成電圧Ｖ_１ ^＊）、電動機速度（ω^＊、実速度ω）で、全て定格値を１００％としている。横軸は時間（ｓ）である。 FIG. 3 shows simulation results showing the operation when Example 1 is applied and when it is not applied. The left side of FIG. 3 is a case where there is no control of the first embodiment, and the right side of FIG. 3 is a case where the control of the first embodiment is performed. Each figure shows from the top the motor flux (d-axis motor flux Φ _d , q-axis motor flux Φ _q , combined flux Φ 1), d-axis voltage (V _d , V _d ^* ), q-axis voltage (V _q , V _q ^* , Combined voltage V ₁ ^* ), motor speed (ω ^* , actual speed ω), all rated values are 100%. The horizontal axis is time (s).

図３のシミュレーション結果では、横軸の時間として５秒から７．５秒の範囲での各量の変動を示している。この間で、最下段の電動機速度（ω^＊、実速度ω）を５０％から１００％に上昇（５秒から６秒の間）させ、以後１００％速度としている。なおこの図３では、定格速度で運転中の時刻７．０秒のタイミングで電動機４にかかる電圧を強制的に８０％に低減させ、０．５秒後の時刻７．５秒に元に戻した電圧外乱を模擬している。 In the simulation result of FIG. 3, the variation of each quantity in the range from 5 seconds to 7.5 seconds is shown as the time on the horizontal axis. During this time, the lowermost motor speed (ω ^* , actual speed ω) is increased from 50% to 100% (between 5 seconds and 6 seconds), and thereafter is set to 100% speed. In FIG. 3, the voltage applied to the motor 4 is forcibly reduced to 80% at the time of 7.0 seconds during operation at the rated speed, and is restored to the original time 7.5 seconds after 0.5 seconds. Simulate voltage disturbance.

係る一連の模擬運転状態に対し、従来の制御では図３左に示すように、速度の増加（５秒から６秒の間）に伴い、ｑ軸電動機磁束Φ_ｑが増加して１００％超となり、ｄ軸電動機磁束Φ_ｄが減少して、定格速度では概ね０％（（６秒以降）となる。次にｄ軸電圧（Ｖ_ｄ、Ｖ_ｄ ^＊）は、速度の増加（５秒から６秒の間）に伴い減少（負に増加）し、定格速度に至る時刻（６秒）よりも前の時刻ですでに実際のｄ軸電圧Ｖ_ｄは−１００％以下に収束している。ｑ軸電圧Ｖ_ｑ ^＊と合成電圧Ｖ_１ ^＊は、速度の増加（５秒から６秒の間）に伴い増加するが、ｑ軸電圧Ｖ_ｑ ^＊は７０％程度までしか上昇しない。実ｑ軸電圧Ｖｑは減少し、定格速度に至る時刻（６秒）よりも前の時刻で実際のｑ軸電圧Ｖ_ｑは０から負の値になっている。このため、７秒の時刻で電圧外乱が発生するとトルクが十分に出ず、電動機実速度ωが下がる脱調が起きている。 To a series of simulated driving conditions according, as shown in the left 3 in the conventional control, with increasing velocity (between 5 seconds and 6 seconds), more than 100% next to increase the q-axis electric motor flux [Phi _q The d-axis motor magnetic flux Φ _d decreases and becomes approximately 0% ((after 6 seconds) at the rated speed. Next, the d-axis voltage (V _d , V _d ^* ) increases from 5 seconds to 6 seconds. The actual d-axis voltage V _d has already converged to −100% or less at a time before the time (6 seconds) until the rated speed is reached (q). The axial voltage V _q ^* and the combined voltage V ₁ ^* increase with an increase in speed (between 5 seconds and 6 seconds), but the q-axis voltage V _q ^* increases only to about 70%. Vq is reduced and the actual q-axis voltage V _q in time before the time (6 seconds) to reach the rated speed has from 0 to a negative value. Therefore, 7 When a voltage disturbance occurs at the time of seconds, there is a step-out in which the torque is not sufficiently produced and the actual motor speed ω is reduced.

これに対し実施例１での応答を示す図３左では、速度の増加（５秒から６秒の間）段階の応答は概ね従来のそれと同じであるが、この場合には定格速度に至る直前の状態でｑ軸電圧Ｖ_ｑ ^＊を合成電圧Ｖ_１相当の大きさに補正しており、１００％程度の値とされている。この設定変更を受けて実際のｑ軸電圧Ｖ_ｑは、正の値を保つ。 On the other hand, in the left of FIG. 3 showing the response in the first embodiment, the response of the speed increase (between 5 seconds and 6 seconds) stage is almost the same as that of the conventional one, but in this case, immediately before reaching the rated speed. In this state, the q-axis voltage V _q ^* is corrected to a magnitude corresponding to the combined voltage V ₁ and is set to a value of about 100%. In response to this setting change, the actual q-axis voltage V _q maintains a positive value.

またｄ軸電圧Ｖｄ^＊は減少の途中（定格速度に至る直前の時刻）から増加して０になり、実際のｄ軸電圧Ｖｄ^＊は増加している。またｄ軸電動機磁束Φ_ｄが正の値になっている。この時、電動機実電圧Ｖｄは−１００％から少し正側に戻り、Ｖｑは正の値を持っている。このため、電圧外乱に対しても、電動機は安定して回転を継続している。 Further, the d-axis voltage Vd ^* increases from the middle of the decrease (time immediately before reaching the rated speed) to zero, and the actual d-axis voltage Vd ^* increases. The d-axis motor flux [Phi _d becomes a positive value. At this time, the actual motor voltage Vd returns slightly from -100% to the positive side, and Vq has a positive value. For this reason, the electric motor continues to rotate stably even against a voltage disturbance.

なお図３の表示において、指令値Ｖｄ^＊、Ｖｑ^＊と実値Ｖｄ、Ｖｑが一致していないのは、電圧制限により、制御軸と電動機軸が図２のようにずれているためである。しかし、位相を負側に動かすことで、電動機軸上の電圧も同一方向（Ｖｄ、Ｖｑ共に正側）に動くため、制御できる。 In the display of FIG. 3, the command values Vd ^* and Vq ^* and the actual values Vd and Vq do not coincide with each other because the control shaft and the motor shaft are displaced as shown in FIG. However, by moving the phase to the negative side, the voltage on the motor shaft also moves in the same direction (both Vd and Vq are on the positive side) and can therefore be controlled.

以上により、本実施例では、出力電圧が制限された場合において、位相を遅らせる（負に補正する）事により、弱め界磁が強すぎる状態を緩和し、外乱が生じても安定した制御を可能にする。 As described above, in this embodiment, when the output voltage is limited, the phase is delayed (corrected to be negative) to alleviate the state where the field weakening is too strong, and stable control is possible even if disturbance occurs. To.

図９は、本発明における処理を実施例ごとに整理した図であり、ここには検出要素、判断条件、処理内容、最終結果にわけて記述している。この区分によれば実施例１は、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊から計算した合成電圧Ｖ_１を検出要素としている。あるいは合成電圧Ｖ_１は、最終的な電圧指令となる座標変換部１２の出力である交流電圧指令Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊から求めてもよい。判断条件では、合成電圧Ｖ_１が所定の閾値Ｖ_ｔｈよりも大きいことを判定し、合成電圧Ｖ_１がＶ_ｔｈよりも大きいと判定された場合、負の位相補正値Δθを演算する。処理内容では、座標変換部１２においてθ−Δθを求め出力する。この最終結果としては、Δθに相当する強め界磁を実行することになる。 FIG. 9 is a diagram in which the processing according to the present invention is organized for each embodiment. Here, detection elements, determination conditions, processing contents, and final results are described. According to this classification, the first embodiment uses the combined voltage V ₁ calculated from the d-axis voltage command value V _d ^* and the q-axis voltage command value V _q ^* as a detection element. Alternatively, the combined voltage V ₁ may be obtained from the AC voltage commands V _u ^* , V _v ^* , and V _w ^* , which are the outputs of the coordinate conversion unit 12 as final voltage commands. The determination condition, the composite voltage V ₁ is determined to be greater than a predetermined threshold V _th, when the combined voltage V ₁ is determined to be greater than V _th, it calculates the negative of the phase correction value [Delta] [theta]. In the processing content, the coordinate conversion unit 12 calculates and outputs θ−Δθ. As a final result, a strong field corresponding to Δθ is executed.

次に、本発明の実施例２に係る図４の電動機駆動システムの全体構成について説明する。図４の電力主回路構成及び主要な制御回路として電圧指令演算部１０、電圧指令リミッタ部１１、座標変換部１２は、図１のそれらと同じである。図１とは、強め界磁制御部１００の構成が相違している。図４の強め界磁制御部１００は、電圧飽和判定部２０と電圧補正値演算部２３と電圧補正部２４で構成されている。 Next, the overall configuration of the motor drive system of FIG. 4 according to Embodiment 2 of the present invention will be described. The voltage command calculation unit 10, the voltage command limiter unit 11, and the coordinate conversion unit 12 as the power main circuit configuration and the main control circuit in FIG. 4 are the same as those in FIG. The configuration of the strong field control unit 100 is different from FIG. The strong field control unit 100 of FIG. 4 includes a voltage saturation determination unit 20, a voltage correction value calculation unit 23, and a voltage correction unit 24.

図４に示した実施例２の電圧飽和判定部２２では、実施例１と同じ考え方で、合成電圧Ｖ_１がＶ_ｔｈよりも大きいことを判定する。つまり、合成電圧Ｖ_１をＶ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊から求め、もしくは、座標変換部１２の出力である最終交流電圧指令Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊から合成電圧Ｖ_１を算出し、これが閾値Ｖ_ｔｈ以上かどうかの判定を行う。 The voltage saturation determination unit 22 according to the second embodiment illustrated in FIG. 4 determines that the combined voltage V ₁ is greater than V _{th based} on the same concept as the first embodiment. That is, the composite voltage V ₁ is obtained from V _d ^* , V _q ^* , or the composite voltage V ₁ is calculated from the final AC voltage commands V _u ^* , V _v ^* , V _w ^* which are the outputs of the coordinate converter 12. Then, it is determined whether or not this is greater than or _equal to the threshold value _Vth .

閾値Ｖ_ｔｈ以上の場合、電圧補正値演算部２３では、Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊を増加させるための補正値ΔＶ_ｄ ^＊、ΔＶ_ｑ ^＊を演算する。例えば図２に示したように、Ｖ_ｄ ^＊を０、Ｖ_ｑ ^＊を制限値Ｖ_１ｍａｘに補正する場合、現行のＶ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊に対し、ΔＶ_ｄ ^＊は０−Ｖ_ｄ ^＊とし、ΔＶ_ｑ ^＊はＶ_１ｍａｘ−Ｖ_ｑ ^＊とすればよい。 When the threshold value _Vth is equal to or higher than the threshold value _Vth , the voltage correction value calculation unit 23 calculates correction values ΔV _d ^* and ΔV _q ^* for increasing V _d ^* and V _q ^* . For example, as shown in FIG. 2, when V _d ^* is corrected to 0 and V _q ^* is corrected to the limit value V _1max , ΔV _d ^* is 0−V _d ^* with _respect to the current V _d ^* and V _q ^*. , ΔV _q ^* may be V _1max −V _q ^* .

これらΔＶ_ｄ ^＊、ΔＶ_ｑ ^＊は電圧補正部２４でＶ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊に追加演算加算され、新しい電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊＊、Ｖ_ｑ ^＊＊を演算し、座標変換部１２、ＰＷＭ制御パルス生成部１３を介して交流変換部３を制御する。実施例１では位相を制御してＶ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊を補正したが、本実施例では、Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊を直接補正する。これにより、実施例１と同様の効果を得る事が出来る。 These ΔV _d ^* and ΔV _q ^* are added and added to V _d ^* and V _q ^* by the voltage correction unit 24 to calculate new voltage command values V _d ^** and V _q ^** , and the coordinate conversion unit 12, PWM The AC converter 3 is controlled via the control pulse generator 13. In the first embodiment, V _d ^* and V _q ^* are corrected by controlling the phase, but in this embodiment, V _d ^* and V _q ^* are directly corrected. Thereby, the same effect as Example 1 can be acquired.

先に説明した図９には、実施例２における検出要素、判断条件、処理内容、最終結果の関係を記述している。この区分によれば実施例２では、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ ^＊から計算した合成電圧Ｖ_１を検出要素としている。あるいは合成電圧Ｖ_１は、最終的な電圧指令となる座標変換部１２の出力である交流電圧指令Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊から求めてもよい。この部分は実施例１と同じである。 FIG. 9 described above describes the relationship among detection elements, determination conditions, processing contents, and final results in the second embodiment. According to this classification, in Example 2, the combined voltage V ₁ calculated from the d-axis voltage command value V _d ^* and the q-axis voltage command value V _q ^* is used as a detection element. Alternatively, the combined voltage V ₁ may be obtained from the AC voltage commands V _u ^* , V _v ^* , and V _w ^* , which are the outputs of the coordinate conversion unit 12 as final voltage commands. This part is the same as in the first embodiment.

判断条件では、合成電圧Ｖ_１が所定の閾値Ｖ_ｔｈよりも大きいことを判定し、合成電圧Ｖ_１がＶ_ｔｈよりも大きいと判定された場合、Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊を増加させるための補正値ΔＶ_ｄ ^＊、ΔＶ_ｑ ^＊を演算する。処理内容では、Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊にΔＶ_ｄ ^＊、ΔＶ_ｑ ^＊を加演算して新しい電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊＊、Ｖ_ｑ ^＊＊を得る。この最終結果としては、ΔＶ_ｄ ^＊、ΔＶ_ｑ ^＊に相当する強め界磁を実行することになる。 The determination condition, the composite voltage _{V 1} is determined to be greater than a predetermined threshold _{V th,} when the combined voltage _{V 1} is determined to be greater than _{V _th,} ^V d _*, in order to increase the _V ^{q *} Correction values ΔV _d ^* and ΔV _q ^* are calculated. The processing _{_contents, ^V} d _^*, ^V ^q * to ΔV _d ^{^*,} ΔV _q ^* pressurized operation on new voltage command value _V ^d _**, obtain ^{V q **.} As a final result, a strong field corresponding to ΔV _d ^* and ΔV _q ^* is executed.

次に、本発明の実施例３に係る図５の電動機駆動システムの全体構成について説明する。図４の電力主回路構成及び主要な制御回路として電圧指令演算部１０、電圧指令リミッタ部１１、座標変換部１２は、図１、図４と同じである。 Next, the overall configuration of the motor drive system of FIG. 5 according to Embodiment 3 of the present invention will be described. The voltage command calculation unit 10, the voltage command limiter unit 11, and the coordinate conversion unit 12 as the power main circuit configuration and the main control circuit in FIG. 4 are the same as those in FIGS.

図１、図４とは強め界磁制御部１００の構成が相違している。図５の強め界磁制御部１００は、電圧飽和判定部２０と電圧補正値演算部２３と電圧補正部２４で構成されているが、電圧飽和判定部２０の入力信号が実施例１、実施例２とは相違している。 The structure of the strong field control unit 100 is different from those in FIGS. The strong field control unit 100 of FIG. 5 includes a voltage saturation determination unit 20, a voltage correction value calculation unit 23, and a voltage correction unit 24. The input signal of the voltage saturation determination unit 20 is the same as in the first and second embodiments. Is different.

図５では、出力電圧検出部２４から電動機４に印加する３相の電圧Ｖ_ＦＢを検出し、電圧飽和判定部２０で、その合成電圧Ｖ_１ＦＢを演算する。なお合成電圧Ｖ_１ＦＢ、の導出は、前述の（３）式、（２）式を逆方向に実施すればよい。具体的には、検出した３相の電圧Ｖ_ＦＢ（＝Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）から直交する２相の電圧Ｖ_α、Ｖ_βを求め、さらに位相θを用いてｄ、ｑ軸電圧Ｖ_ｄ，Ｖ_ｑを算出し、その合成電圧としてＶ_１ＦＢを得る。 In FIG. 5, the three-phase voltage _VFB applied to the motor 4 is detected from the output voltage detection unit 24, and the combined voltage V _1FB is calculated by the voltage saturation determination unit 20. In _order to derive the combined voltage V _1FB , the above-described equations (3) and (2) may be performed in the reverse direction. Specifically, two-phase voltages V _α and V _β that are orthogonal to the detected three-phase voltage V _FB (= V _u , V _v , V _w ) are obtained, and d and q-axis voltages are further obtained using the phase θ. V _d and V _q are calculated, and V _1FB is obtained as the combined voltage.

また電圧飽和判定部２０では、座標変換部１２の出力である交流電圧指令Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊からその合成電圧Ｖ_１ ^＊＊を演算する。合成電圧Ｖ_１ ^＊＊の導出過程は、上記と同じである。Ｖ_１ ^＊＊は最終的な電圧指令の大きさであり、交流電圧指令からではなく、最終的なｄ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊とｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ ^＊から演算してもよい。電圧飽和判定部２０では、電圧変動推定値αを、α＝Ｖ_１ＦＢ／Ｖ_１ ^＊＊として演算する。電源電圧等に変動がない場合、α＝１であるが、変動がある場合はα≒１となる。 Further, the voltage saturation determination unit 20 calculates the combined voltage V ₁ ^** from the AC voltage commands V _u ^* , V _v ^* , and V _w ^* that are outputs of the coordinate conversion unit 12. The process of deriving the composite voltage V ₁ ^** is the same as described above. V ₁ ^** is the magnitude of the final voltage command, and may be calculated from the final d-axis voltage command V _d ^* and the q-axis voltage command V _q ^* instead of from the AC voltage command. The voltage saturation determination unit 20 calculates the voltage fluctuation estimated value α as α = V _1FB / V ₁ ^** . When there is no change in the power supply voltage or the like, α = 1, but when there is a change, α≈1.

このため、電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊に対し、Ｖ_ｄ ^＊／α、Ｖ_ｑ ^＊／αとすることで、出力電圧を一定に保つ補正方式がとられる場合がある。本実施例では、この補正方式の有無に拘わらずＶ_ｄ ^＊／α、Ｖ_ｑ ^＊／αの合成電圧Ｖ_１ ^＊／αが電圧閾値Ｖ_ｔｈを越えたかどうかの判定を行う。Ｖ_ｔｈを越えた場合、実施例２と同様に、電圧補正値演算部２６でＶ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊を共に増加させるような補正値を演算し、電圧補正部２７で加算補正を行う。もしくは、図５には示していないが、実施例１と同様な位相指令の補正を行ってもよい。本実施例では、電源電圧変動があった場合も含め、増磁側に電圧指令値を補正する。これにより、電源電圧変動時を含め、実施例１及び実施例２と同様の効果がある。 For this reason, a correction method for keeping the output voltage constant may be taken by setting V _d ^* / α and V _q ^* / α to the voltage command values V _d ^* and V _q ^* . In the present embodiment, it is determined whether or not the combined voltage V ₁ ^* / α of V _d ^* / α and V _q ^* / α exceeds the voltage threshold V _th regardless of the presence or absence of this correction method. When _Vth is _exceeded , as in the second embodiment, the voltage correction value calculation unit 26 calculates a correction value that increases both V _d ^* and V _q ^* , and the voltage correction unit 27 performs addition correction. Alternatively, although not shown in FIG. 5, the same phase command correction as in the first embodiment may be performed. In this embodiment, the voltage command value is corrected on the magnetizing side, including when the power supply voltage fluctuates. As a result, the same effects as those of the first and second embodiments are obtained including when the power supply voltage fluctuates.

先に説明した図９には、実施例３における検出要素、判断条件、処理内容、最終結果の関係を記述している。この区分によれば実施例３では、３相の電圧Ｖ_ＦＢから求めた合成電圧Ｖ_１ＦＢと、交流電圧指令Ｖ_ｕ ^＊、Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊から求めた合成電圧Ｖ_１ ^＊＊の比αを検出要素としている。なおＶ_１ ^＊＊は、最終的なｄ軸電圧指令Ｖ_ｄ ^＊とｑ軸電圧指令Ｖ_ｑ ^＊から演算してもよい。 FIG. 9 described above describes the relationship among detection elements, determination conditions, processing contents, and final results in the third embodiment. According to this classification, in Example 3, the _{ratio of} the synthesized voltage V _1FB obtained from the three-phase voltage V _FB to the synthesized voltage V ₁ ^** obtained from the AC voltage commands V _u ^* , V _v ^* , and V _w ^*. α is a detection element. V ₁ ^** may be calculated from the final d-axis voltage command V _d ^* and the q-axis voltage command V _q ^* .

判断条件では、合成電圧Ｖ_１ ^＊／αが所定の閾値Ｖ_ｔｈよりも大きいことを判定し、合成電圧Ｖ_１ ^＊／αがＶ_ｔｈよりも大きいと判定された場合、Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊を増加させるための補正値ΔＶ_ｄ ^＊、ΔＶ_ｑ ^＊を演算する。 In the determination condition, it is determined that the combined voltage V ₁ ^* / α is larger than a predetermined threshold value V _th , and when it is determined that the combined voltage V ₁ ^* / α is larger than V _th , V _d ^* , V _q ^* correction value [Delta] V _d ^* to increase, and calculates the [Delta] V _q ^*.

処理内容では、例えばＶ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊にΔＶ_ｄ ^＊、ΔＶ_ｑ ^＊を加演算して新しい電圧指令値Ｖ_ｄ ^＊＊、Ｖ_ｑ ^＊＊を得る。これは位相を補正することであってもよい。この最終結果としては、ΔＶ_ｄ ^＊、ΔＶ_ｑ ^＊に相当する強め界磁を実行することになる。 The processing contents to obtain, for example, _V ^_d _^*, _ΔV ^d * to _V ^{_q ^*,} _ΔV ^{q *} pressurized operation on new voltage command value _V ^d _**, the ^{V q **.} This may be to correct the phase. As a final result, a strong field corresponding to ΔV _d ^* and ΔV _q ^* is executed.

次に、本発明の実施例４に係る図６の電動機駆動システムの全体構成について説明する。図６の電力主回路構成及び主要な制御回路として電圧指令演算部１０、電圧指令リミッタ部１１、座標変換部１２は、図１、図４、図５と同じである。 Next, the overall configuration of the motor drive system of FIG. 6 according to Embodiment 4 of the present invention will be described. The voltage command calculation unit 10, the voltage command limiter unit 11, and the coordinate conversion unit 12 as the power main circuit configuration and the main control circuit in FIG. 6 are the same as those in FIGS.

図１、図４、図５とは強め界磁制御部１００の構成が相違している。図６の強め界磁制御部１００は、電圧飽和判定部２０と位相補正値演算部２１を備えており、この部分は図１と同じ構成である。実施例４ではさらに速度指令補正値演算部３０と、速度指令補正部２９を追加設置している。 The configuration of the strong field controller 100 is different from that of FIGS. 1, 4, and 5. The strong field control unit 100 of FIG. 6 includes a voltage saturation determination unit 20 and a phase correction value calculation unit 21, and this part has the same configuration as FIG. In the fourth embodiment, a speed command correction value calculation unit 30 and a speed command correction unit 29 are additionally provided.

図１、図４、図５で示した実施例１、実施例２、実施例３と異なる機能として、図６では、電流検出部２８により３相の電動機電流Ｉ_ＦＢを検出する。速度指令補正値演算部３０では、電流検出値Ｉ_ＦＢから合成電流の大きさＩ_１を演算し、合成電流の大きさＩ_１に応じて速度補正値Δωを演算する。 As a function different from the first embodiment, the second embodiment, and the third embodiment shown in FIGS. 1, 4, and 5, the three-phase motor current _IFB is detected by the current detection unit 28 in FIG. 6. The speed command correction value calculation unit 30 calculates the combined current magnitude I ₁ from the detected current value I _FB and calculates the speed correction value Δω according to the combined current magnitude I ₁ .

なお、３相電流Ｉ_ＦＢから合成電流Ｉ_１を求める手法について、これは先に説明した３相電圧Ｖ_ＦＢから合成電圧Ｖ_１を求めたと同じ演算により実現が可能であることは言うまでもない。また合成電流の大きさＩ_１に応じて速度補正値Δωを演算することに関して、Ｉ_１が大きくなるに従って、Δωを０から減少（負に増加）させるように決定する。 Needless to say, the method for _{obtaining the} combined current I ₁ from the three-phase current I _FB can be realized by the same calculation as that for _{obtaining the} combined voltage V ₁ from the three-phase voltage V _FB described above. Further, regarding the calculation of the speed correction value Δω according to the magnitude of the combined current I ₁ , it is determined to decrease Δω from 0 (increase negatively) as I ₁ increases.

そして、電圧飽和判定部２０により、電圧指令値Ｖ_ｔが閾値Ｖ_ｔｈ２より大きい場合、速度指令補正値演算部３０からΔωを速度指令補正部２９に出力する。速度指令補正部２９では、速度指令ω^＊にΔωを加算し、速度指令値を低減補正する。この新しい速度指令値を用いて、電圧指令演算部１０で電圧指令Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊を演算し、電圧飽和判定部２０で、電圧指令値がＶ_ｔｈを越えた場合、実施例１のような位相補正を行い、Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊を増加させる。閾値Ｖ_ｔｈ２は閾値Ｖ_ｔｈと同じでもよいが、速度の大幅な低下が許されない場合は、Ｖ_ｔｈ２＞Ｖ_ｔｈとして、速度指令の低減よりも電圧指令の補正を先に行うのがよい。また、上記位相補正ではなく、実施例２のように、電圧指令値を直接補正してもよい。以上より、実施例４では、実施例１から３のようなＶ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊の増加補正に加えて、速度指令値を低減補正する事により、速度×磁束で決まる電圧成分を抑え、出力電圧の制限の影響を抑える事で、より安定化できる効果がある。 Then, when the voltage command value V _t is larger than the threshold value V _th2 , the voltage saturation determination unit 20 outputs Δω from the speed command correction value calculation unit 30 to the speed command correction unit 29. The speed command correction unit 29 adds Δω to the speed command ω ^* to reduce and correct the speed command value. Using this new speed command value, the voltage command calculation unit 10 calculates the voltage commands V _d ^* and V _q ^* , and the voltage saturation determination unit 20 determines that the voltage command value exceeds V _th . Such phase correction is performed to increase V _d ^* and V _q ^* . The threshold value V _th2 may be the same as the threshold value V _th , but when a significant decrease in speed is not permitted, it is preferable that V _th2 > V _th and that the voltage command be corrected before the reduction of the speed command. Further, instead of the above phase correction, the voltage command value may be corrected directly as in the second embodiment. As described above, in the fourth embodiment, in addition to the increase correction of V _d ^* and V _q ^* as in the first to third embodiments, the voltage command determined by the speed × magnetic flux is suppressed by correcting the speed command value to be reduced, Suppressing the influence of the output voltage limitation has the effect of further stabilizing.

実施例４における検出要素、判断条件、処理内容、最終結果の内容も図９に図示されているが、ここでは実施例１から実施例３の機能要素に追加された部分のみを記述している。 The detection elements, determination conditions, processing contents, and final result contents in the fourth embodiment are also shown in FIG. 9, but only the portions added to the functional elements in the first to third embodiments are described here. .

検出要素としては、３相の電動機電流Ｉ_ＦＢを検出する。判断条件はＶ_ｔ＞Ｖｔｈ_２であり、処理内容はω^＊＋Δωであり、最終結果は強め界磁を実現することである。 As a detection element, a three-phase motor current _IFB is detected. The determination condition is V _t > Vth ₂ , the processing content is ω ^* + Δω, and the final result is to realize a strong field.

最後に、以上の説明に使用した（１）（８）（９）式や従来例は、共に永久磁石電動機に係るものであるが、本発明は、永久磁石電動機のみでなく、同じ同期電動機であっても、外部からの界磁による巻線型同期電動機にも適用できる。また、誘導電動機についても、出力電圧が制限されるような条件においては、弱め界磁を行っており、これにも同様の限界条件がある。よって、本実施例では、永久磁石電動機のみならず、巻線型同期電動機誘導電動機についても、出力電圧が制限された場合に、増磁制御をする事で安定化できる効果がある。 Lastly, the equations (1), (8), (9) and the conventional examples used in the above description all relate to permanent magnet motors. However, the present invention is not limited to permanent magnet motors, but the same synchronous motors. Even if it exists, it is applicable also to the winding type synchronous motor by the field from the outside. The induction motor also performs field weakening under conditions where the output voltage is limited, which also has the same limit condition. Therefore, in this embodiment, not only the permanent magnet motor but also the wound synchronous motor induction motor can be stabilized by performing the magnetizing control when the output voltage is limited.

なお図９には実施例１から実施例４における検出要素、判断条件、処理内容、最終結果の関係を纏めて示しているが、要するに本発明において実現したいことは、電圧制限によって弱め界磁制御が実行される状態において、弱め界磁制御を限界まで実行するのではなく、その手前の状態に引き戻すべく所定の強め界磁を行っておくものである。これにより系統の電圧変動が生じたときの制御可能範囲を確保し、安定制御性を維持しておくものである。 FIG. 9 collectively shows the relationship among the detection elements, judgment conditions, processing contents, and final results in the first to fourth embodiments. In short, what is desired to be realized in the present invention is that the field-weakening control is executed by voltage limitation. In this state, the field-weakening control is not executed to the limit, but a predetermined field-strengthening is performed in order to return to the previous state. This ensures a controllable range when voltage fluctuations in the system occur, and maintains stable controllability.

本発明の安定性確保では、結果的には電圧制限運転状態において強制的な位相遅れ制御を実施し、強め界磁を実現する。実施例では、強制的な位相遅れ制御あるいは強め界磁を実現する具体的な実現手法を縷々述べているが、本発明ではこの実現手法に拘わらずその基本思想に則り、多様な実現策が採用可能である。 In securing the stability of the present invention, as a result, forcible phase delay control is performed in the voltage-limited operation state, and a strong field is realized. In the embodiment, specific implementation methods for realizing forced phase delay control or strong field are often described, but the present invention adopts various implementation methods according to the basic idea regardless of this implementation method. Is possible.

１：交流電源
２：直流変換部
３：交流変換部
４：電動機
５：負荷器
１０：電圧指令演算部
１１：電圧指令リミッタ部
１２：座標変換部
１３：ＰＷＭ制御パルス生成部
２０：電圧飽和判定部
２１：位相補正値演算部
２３：電圧補正値演算部
２４：電圧補正部
２８：電流検出部
２９：速度指令補正部
３０：速度指令補正値演算部 1: AC power supply 2: DC conversion unit 3: AC conversion unit 4: Electric motor 5: Load device 10: Voltage command calculation unit 11: Voltage command limiter unit 12: Coordinate conversion unit 13: PWM control pulse generation unit 20: Voltage saturation determination Unit 21: Phase correction value calculation unit 23: Voltage correction value calculation unit 24: Voltage correction unit 28: Current detection unit 29: Speed command correction unit 30: Speed command correction value calculation unit

Claims

直流電圧を交流電圧に変換し、電動機を駆動する電動機駆動システムにおいて、前記電動機の入力電圧が所定値に制限された場合、前記電動機の磁束を打ち消すような条件をもつ電動機に対し、前記交流電圧の位相を遅らせることを特徴とする電動機駆動システム。 In the motor drive system that converts a DC voltage into an AC voltage and drives the motor, the AC voltage is applied to the motor having a condition that cancels the magnetic flux of the motor when the input voltage of the motor is limited to a predetermined value. An electric motor drive system characterized by delaying the phase of the motor.

電動機磁束に平行な電圧成分を制御するｄ軸電圧と、該ｄ軸電圧から９０度進んだｑ軸電圧に基づいた合成電圧によって、交流電動機をベクトル制御する請求項１に記載の電動機駆動システムにおいて、
前記ｄ軸電圧と前記ｑ軸電圧の合成電圧が所定値に制限された場合、ｄ軸電圧が負の定格電圧近くの値で収束し、電動機磁束を打ち消すような条件を持つ電動機に対し、前記ｄ軸電圧と前記ｑ軸電圧に各々正の値の補正を行う事により、前記交流電圧の位相を遅らせることを特徴とする電動機駆動システム。 2. The motor drive system according to claim 1, wherein the AC motor is vector-controlled by a d-axis voltage that controls a voltage component parallel to the motor magnetic flux and a synthesized voltage based on a q-axis voltage advanced by 90 degrees from the d-axis voltage. ,
When the combined voltage of the d-axis voltage and the q-axis voltage is limited to a predetermined value, the d-axis voltage converges at a value close to a negative rated voltage, and the motor has a condition that cancels the motor magnetic flux. A motor drive system characterized in that the phase of the AC voltage is delayed by correcting each of the d-axis voltage and the q-axis voltage with positive values.

電圧指令値と位相指令値から演算された交流電圧指令値に基づいて、交流電動機を駆動する請求項１に記載の電動機駆動システムにおいて、
前記電圧指令値が電圧閾値以上になった場合は、前記位相指令値に対し、負の値の補正を行う事により、前記交流電圧の位相を遅らせることを特徴とする電動機駆動システム。 The motor drive system according to claim 1, wherein the AC motor is driven based on an AC voltage command value calculated from the voltage command value and the phase command value.
When the voltage command value is equal to or higher than a voltage threshold value, the phase of the AC voltage is delayed by correcting a negative value with respect to the phase command value.

電動機磁束に平行な電圧成分を制御するｄ軸電圧指令値と、該ｄ軸電圧指令値から９０度進んだｑ軸電圧指令値と、位相指令値から演算された交流電圧指令値に基づいて、交流電動機をベクトル制御する請求項１に記載の電動機駆動システムにおいて、
前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値の合成電圧指令値が電圧閾値以上になった場合は、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値に各々正の値の補正を行う事により、前記交流電圧の位相を遅らせることを特徴とする電動機駆動システム。 Based on the d-axis voltage command value for controlling the voltage component parallel to the motor magnetic flux, the q-axis voltage command value advanced by 90 degrees from the d-axis voltage command value, and the AC voltage command value calculated from the phase command value, The motor drive system according to claim 1, wherein the AC motor is vector-controlled.
When the combined voltage command value of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value is equal to or greater than a voltage threshold value, the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value are respectively corrected to positive values. The motor drive system characterized by delaying the phase of the AC voltage.

電動機磁束に平行な電圧成分を制御するｄ軸電圧指令値と、該ｄ軸電圧指令値から９０度進んだｑ軸電圧指令値と、位相指令値から演算された交流電圧指令値に基づいて、交流電動機をベクトル制御する請求項１に記載の電動機駆動システムにおいて、
前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値の合成電圧指令値と電圧検出値の比となる電圧変動推定値を演算し、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値に対し前記電圧変動推定値で割った各電圧指令値の合成電圧が電圧閾値以上になった場合は、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値に各々正の値の補正を行うか、前記位相指令値に負の補正を行う事により、前記交流電圧の位相を遅らせることを特徴とする電動機駆動システム。 Based on the d-axis voltage command value for controlling the voltage component parallel to the motor magnetic flux, the q-axis voltage command value advanced by 90 degrees from the d-axis voltage command value, and the AC voltage command value calculated from the phase command value, The motor drive system according to claim 1, wherein the AC motor is vector-controlled.
A voltage fluctuation estimated value that is a ratio of a combined voltage command value of the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value and a voltage detection value is calculated, and the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value are When the combined voltage of each voltage command value divided by the estimated voltage fluctuation value is equal to or greater than the voltage threshold, the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value are each corrected to a positive value, or the phase An electric motor drive system characterized by delaying the phase of the AC voltage by negatively correcting the command value.

請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の電動機駆動システムにおいて、
前記交流電圧の位相を遅らせるとともに、電動機回転速度を低減する事を特徴とする電動機駆動システム。 In the motor drive system according to any one of claims 1 to 5,
An electric motor drive system characterized by delaying the phase of the AC voltage and reducing the rotational speed of the electric motor.

請求項６に記載の電動機駆動システムにおいて、
前記電動機回転速度を低減する大きさは電動機の電流値に基づいて演算する事を特徴とする電動機駆動システム。 The motor drive system according to claim 6, wherein
The motor drive system characterized in that the magnitude of the motor rotation speed reduction is calculated based on the current value of the motor.

請求項３に記載の電動機駆動システムにおいて、
前記電圧が所定値以上になった場合、前記位相を遅らせるための位相補正値は、ａｔａｎ（前記ｄ軸電圧指令値／前記ｑ軸電圧指令値）とする事を特徴とする電動機駆動システム。 In the electric motor drive system according to claim 3,
When the voltage becomes equal to or higher than a predetermined value, the phase correction value for delaying the phase is atan (the d-axis voltage command value / the q-axis voltage command value).

請求項４に記載の電動機駆動システムにおいて、
前記合成電圧指令値が前記電圧閾値以上になった場合、前記ｄ軸電圧指令値はゼロ、前記ｑ軸電圧指令値は前記電圧閾値以上に設定する事を特徴とする電動機駆動システム。 In the motor drive system according to claim 4,
When the composite voltage command value is equal to or higher than the voltage threshold value, the d-axis voltage command value is set to zero, and the q-axis voltage command value is set to be equal to or higher than the voltage threshold value.