JP2014157069A - Position detector - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、モータ等の回転体の回転角度を検出するロータリエンコーダや、リニアステージ等の変位を検出するリニアエンコーダ等のエンコーダ信号の高調波成分の低減に関する。 The present invention relates to a reduction in harmonic components of an encoder signal such as a rotary encoder that detects a rotation angle of a rotating body such as a motor or a linear encoder that detects displacement of a linear stage or the like.
従来の位置検出センサーの２相信号の高調波成分を低減する位置検出装置には、この２相信号をもとに位置データ算出部によって算出される位置データを２点以上取得し、３次高調波振幅算出部にて各入力信号に重畳する３次高調波振幅を算出するものがある（例えば、特許文献１参照）。以下、従来の位置検出センサーの２相信号の高調波成分を低減する位置検出装置について図３を用いて説明する。図３において、１は、位置検出センサー２から得られる２相の周期的なアナログ信号Ｓａ，Ｓｂをデジタル信号α，βに変換するＡ／Ｄ変換器、３は位置データを算出する位置データ算出部、４は３次高調波振幅ａ３，ｂ３を検出する高調波振幅算出部、５は３次高調波振幅情報に基づいて２相デジタル信号を補正する高調波低減部である。６は演算部で、位置データ算出部３、高調波振幅算出部４および高調波低減部５から構成されている。
A position detection device that reduces the harmonic component of the two-phase signal of the conventional position detection sensor acquires two or more position data calculated by the position data calculation unit based on the two-phase signal, and obtains the third harmonic. There is one that calculates a third harmonic amplitude to be superimposed on each input signal in a wave amplitude calculator (see, for example, Patent Document 1). Hereinafter, a position detection device that reduces the harmonic component of the two-phase signal of the conventional position detection sensor will be described with reference to FIG. In FIG. 3, 1 is an A / D converter that converts two-phase periodic analog signals Sa and Sb obtained from the
次に、従来例における高調波振幅算出動作について説明する。図４は従来例における高調波振幅の算出原理を説明するための信号波形図で、センサー信号に含まれる基本波と３次高調波の関係を示す。（Ａ）は、Ａ相信号における基本波と３次高調波の関係を示し、（Ｂ）は、Ｂ相信号における基本波と３次高調波の関係を示す。 Next, the harmonic amplitude calculation operation in the conventional example will be described. FIG. 4 is a signal waveform diagram for explaining the calculation principle of the harmonic amplitude in the conventional example, and shows the relationship between the fundamental wave and the third harmonic included in the sensor signal. (A) shows the relationship between the fundamental wave and the third harmonic in the A phase signal, and (B) shows the relationship between the fundamental wave and the third harmonic in the B phase signal.
センサー信号Ｓａ（ｃｏｓ信号）およびＳｂ（ｓｉｎ信号）に３次高調波が重畳している場合、基本波と３次高調波は図に示すような位相関係を有し、Ａ／Ｄ変換後のデジタル信号αおよびβは、基本波の振幅をａ１，ｂ１、３次高調波の振幅をａ３，ｂ３とすると次の式で表される。ただし、θは位置である。
α ＝ａ１・ｃｏｓθ＋ａ３・ｃｏｓ３θ
β ＝ｂ１・ｓｉｎθ−ｂ３・ｓｉｎ３θ
When the third harmonic is superimposed on the sensor signals Sa (cos signal) and Sb (sin signal), the fundamental wave and the third harmonic have a phase relationship as shown in FIG. The digital signals α and β are expressed by the following equations when the amplitude of the fundamental wave is a1, b1, and the amplitude of the third harmonic is a3, b3. However, (theta) is a position.
α = a1 · cos θ + a3 · cos 3θ
β = b1 · sin θ−b3 · sin 3θ
位置データ算出部３では、２相のデジタル信号から逆正接演算（ｔａｎ−１）を用いて位置データθ（ｎ）を算出する。
The position
高調波振幅算出部４では、Ａ相、Ｂ相のデジタル信号において、それぞれ２点以上の位置について、位置データθ（ｎ）を算出すると共に、この位置におけるデジタルデータα（ｎ），β（ｎ）を取得する。このデジタルデータα（ｎ），β（ｎ）は、位置データθ（ｎ）を用いて次の式で表される。
ａ１・ｃｏｓ（θ（ｎ））＋ａ３・ｃｏｓ（３・θ（ｎ） ）＝ α（ｎ）
ｂ１・ｓｉｎ（θ（ｎ）） −ｂ３・ｓｉｎ（３・θ（ｎ））＝ β（ｎ）
The harmonic amplitude calculation unit 4 calculates position data θ (n) for two or more positions in the A-phase and B-phase digital signals, and digital data α (n) and β (n ) To get. The digital data α (n) and β (n) are expressed by the following equation using the position data θ (n).
a1 · cos (θ (n)) + a3 · cos (3 · θ (n)) = α (n)
b1 · sin (θ (n)) − b3 · sin (3 · θ (n)) = β (n)
Ａ相の関係式の未知数はａ１，ａ３、Ｂ相の関係式は未知数はｂ１，ｂ３でＡ相の関係式もＢ相の関係式も未知数は２つであるため最低２点分のデータを取得すればａ１，ａ３およびｂ１，ｂ３は求めることができる。 The unknowns in the A phase relational expression are a1 and a3, the B phase relational expression is b1 and b3, and there are two unknowns in both the A phase relational expression and the B phase relational expression. If acquired, a1, a3 and b1, b3 can be obtained.
デジタルデータα（ｎ），β（ｎ）と位置データθ（ｎ）における、任意位置のある時点の２点のデータα１，β１，θ１，α２，β２，θ２から３次高調波振幅ａ３，ｂ３を算出する場合は、次の式を用いる。
ａ３＝ （α１・ｃｏｓ（θ２）− α２・ｃｏｓ（θ１））／（ｃｏｓ（３・θ１）・ｃｏｓ（θ２）− ｃｏｓ（３・θ２）・ｃｏｓ（θ１））
ｂ３＝ （β１・ｓｉｎ（θ２）− β２・ｓｉｎ（θ１））／（ｓｉｎ（３・θ２）・ｓｉｎ（θ１）− ｓｉｎ（３・θ１）・ｓｉｎ（θ２））
Third-order harmonic amplitudes a3, b3 from digital data α (n), β (n) and position data θ (n) from two points of data α1, β1, θ1, α2, β2, θ2 at an arbitrary position. Is used, the following equation is used.
a3 = (α1 · cos (θ2) −α2 · cos (θ1)) / (cos (3 · θ1) · cos (θ2) −cos (3 · θ2) · cos (θ1))
b3 = (β1 · sin (θ2) −β2 · sin (θ1)) / (sin (3 · θ2) · sin (θ1) −sin (3 · θ1) · sin (θ2))
次に、高調波成分の低減動作について説明する。高調波低減部５では、高調波振幅算出部４によって算出されたＡ相の３次高調波振幅ａ３およびＢ相の３次高調波振幅ｂ３を使用して２相のデジタル信号を以下の演算により補正する。
α’（ｎ） ＝ α（ｎ）−ａ３・ｃｏｓ（３・θ’）
β’（ｎ） ＝ β（ｎ）＋ｂ３・ｓｉｎ（３・θ’）
ただし、α（ｎ），β（ｎ）は補正前のセンサー信号Ｓａ，Ｓｂのデジタル信号、θ’は、位置データ算出部３によって算出される位置データθの前回値である。このように本実施例ではセンサー信号に重畳した３次高調波歪を検出し、これらの歪を除去することができるため高精度な位置データの算出が可能となる。
Next, the operation of reducing harmonic components will be described. The
α ′ (n) = α (n) −a3 · cos (3 · θ ′)
β ′ (n) = β (n) + b3 · sin (3 · θ ′)
However, α (n) and β (n) are digital signals of the sensor signals Sa and Sb before correction, and θ ′ is the previous value of the position data θ calculated by the position
また、従来の位置検出センサーの２相信号の２次高調波成分を低減する位置検出装置には、２相信号から半径Ｒを算出し、その半径Ｒを高速フーリエ変換することで、２相信号の２次高調波成分を算出するものがある（例えば、特許文献２参照）。 Further, in a position detection device that reduces the second harmonic component of the two-phase signal of the conventional position detection sensor, the radius R is calculated from the two-phase signal, and the radius R is fast Fourier transformed to obtain the two-phase signal. There is one that calculates the second harmonic component of (see, for example, Patent Document 2).
以下、この位置検出装置について図５、図６を用いて説明する。位置検出センサーが１回転すると、２相信号が１サイクル動き、この範囲を波長λとする。半径演算器１８は、２相信号α（ｎ），β（ｎ）を、それぞれ２乗した値の和の平方根を示す数値Ｒ（Ｒ＝（α（ｎ）２＋β（ｎ）２）１／２）を出力する。ＦＦＴ処理部１９は、前回の位置信号θ’の変化から１／３２・λごとに信号Ｒをサンプリングし、位置検出センサーがλ分可動するたびに３２ポイントの信号Ｒについて高速フーリエ変換を行なう。また、ＦＦＴ処理部１９では、３次成分の余弦成分を０次成分の自乗で除算した数値ａ２と、３次成分の正弦成分を０次成分の自乗で除算した数値ｂ２を出力する。
Hereinafter, this position detection apparatus will be described with reference to FIGS. When the position detection sensor rotates once, the two-phase signal moves for one cycle, and this range is defined as the wavelength λ. The
なお、３次成分の余弦成分の半分の値と３次成分の正弦成分の半分の値は、数値α（ｎ）と数値β（ｎ）に含まれる２次高調波量とほぼ等しいことが知られている。また、０次成分はλ分可動した時の数値α（ｎ），β（ｎ）の平均振幅で２相信号の振幅ａ１，ｂ１とほぼ等しい。以上から、数値ａ２，ｂ２は、数値α（ｎ），β（ｎ）に含まれる２次高調波量の２倍の数を振幅ａ１，ｂ１の自乗で割った数値と同じ値となる。移動量検出器２０は、位置信号θ’の変化から位置検出センサーがλ分可動するたびに記憶器３１へ記憶指令ＳＥＴを出力する。記憶器３１は、それぞれ数値ａ２，ｂ２を記憶指令ＳＥＴが入力されるごとに記憶する。記憶器３１が記憶した数値ａ２，ｂ２は、高調波低減部５に入力される。
It is known that the half value of the cosine component of the third order component and the half value of the sine component of the third order component are substantially equal to the amount of the second harmonic contained in the numerical value α (n) and the numerical value β (n). It has been. The zeroth-order component is the average amplitude of the numerical values α (n) and β (n) when moved by λ and is approximately equal to the amplitudes a1 and b1 of the two-phase signal. From the above, the numerical values a2 and b2 are the same as the numerical values obtained by dividing the number of the second harmonics contained in the numerical values α (n) and β (n) by the square of the amplitudes a1 and b1. The
高調波低減部５では、数値α（ｎ），β（ｎ）の自乗演算により、信号α（ｎ），β（ｎ）に同期した２次高調波に相当する数値ＤＣＢ２，ＤＳＢ２をそれぞれ出力する。乗算器３５，４５では、記憶器３１が記憶する数値ａ２，ｂ２とそれぞれ乗算され、信号α（ｎ），β（ｎ）に含まれる２次高調波とほぼ等しい数値ＤＣ２，ＤＳ２に振幅調整される。減算器３６，４６では、数値α（ｎ），β（ｎ）からそれぞれ数値ＤＣ２，ＤＳ２が除去され、数値α’（ｎ），β’（ｎ）として出力される。数値α（ｎ），β（ｎ）は、位置データ算出部３により、位置検出センサーの高精密な位置データθに変換される。
The
特許文献１の従来例では、位置検出センサーの信号には、２次高調波が含まれており、これにより発生する位置検出誤差や、これが温度により変化するために発生する位置検出誤差が、高精度な位置の検出の妨げになるという問題がある。従来技術では３次高調波は検出、低減できるが、この２次高調波を検出、低減することはできない。
In the conventional example of
特許文献２に記載されている半径Ｒより、２次高調波を検出する方法では、フーリエ解析を行うために波長λピッチ内で２のｎ乗分の１の位置変化ごとの半径Ｒに相当する値を、算出しなければならない。そのため、Ａ／Ｄサンプル周期あたり、２のｎ乗分のλ以上位置が変化する速度では、フーリエ解析を行うことが出来ないため、オフセット成分を抽出することが出来ないという問題がある。
In the method of detecting the second harmonic from the radius R described in
上記問題を解決するため、本発明の位置検出装置は、相対変位する２つの物体の位置に応じてセンサー信号検出部から得られる周期的なＡ相およびＢ相の２相の正弦波状のアナログ信号をそれぞれデジタル信号に変換し、前記デジタル信号から位置データを算出し、前記位置データから前記物体の位置を得る位置検出装置において、前記デジタル信号を入力し２次高調波を抽出するための演算を行う乗算器と、前記乗算器の出力を入力し２次のローパスフィルタ処理を行うことで前記デジタル信号の２次高調波の振幅を算出するローパスフィルタと、前記位置データから速度算出する速度変換器と、速度が一定になった後、前記ローパスフィルタの時定数に比例した時間待ってから、記憶有効信号をＯＮにし、速度が変化した時は、記憶有効信号をＯＦＦにする高調波設定手段と、前記記憶有効信号がＯＮの時のみに、ローパスフィルタの出力である２次高調波の振幅を記憶する記憶器と、記憶器が記憶している２次高調波の振幅に従って前記デジタル信号の２次高調波成分を低減する高調波低減部と、前記２次高調波成分を低減した前記デジタル信号から位置データを算出することを特徴とする。 In order to solve the above problem, the position detection apparatus of the present invention is a periodic A-phase and B-phase two-phase sinusoidal analog signal obtained from the sensor signal detection unit in accordance with the positions of two relatively displaced objects. Are converted into digital signals, position data is calculated from the digital signals, and a position detection device that obtains the position of the object from the position data performs operations for inputting the digital signals and extracting second harmonics. A multiplier for performing, a low-pass filter for calculating the amplitude of the second harmonic of the digital signal by inputting the output of the multiplier and performing a second-order low-pass filter processing, and a speed converter for calculating the velocity from the position data After the speed becomes constant, after waiting for a time proportional to the time constant of the low-pass filter, the memory valid signal is turned ON. Harmonic setting means for turning off the signal, a memory for storing the amplitude of the second harmonic, which is the output of the low-pass filter, only when the memory valid signal is ON, and the secondary stored in the memory A harmonic reduction unit that reduces a second harmonic component of the digital signal in accordance with an amplitude of the harmonic, and position data is calculated from the digital signal in which the second harmonic component is reduced.
好適な態様では、前記センサー信号検出の順番をｎ、前記デジタル信号をα（ｎ），β（ｎ）とした場合、前記乗算器は、Ａ（ｎ）＝α（ｎ）３／０．７５、Ｂ（ｎ）＝β（ｎ）３／０．７５を算出し、２次高調波の抽出値Ａ（ｎ）、Ｂ（ｎ）を出力する。 In a preferred aspect, when the sensor signal detection order is n and the digital signal is α (n), β (n), the multiplier is A (n) = α (n) 3 /0.75. , B (n) = β (n) 3 /0.75 is calculated, and second harmonic extraction values A (n) and B (n) are output.
位置検出センサーの信号の２次高調波や、温度等でこの信号の２次高調波が変化しても、２次高調波の検出、低減を行うことで、高精度な位置検出が可能な位置検出装置が実現できる。またＡＤ変換器のサンプル周期あたり、２のｎ乗分のλ以上位置が変化する回転速度の場合でも高精度に２次高調波を同定することが可能である。したがって、高速回転でも２次高調波の経時変化を、正確に同定し、かつ精度悪化成分を除去し、内挿精度を大幅に向上させることが可能である。これによって、位置検出装置の高精度化と高速化を両立させることができる。 A position where high-accuracy position detection is possible by detecting and reducing the second harmonic even if the second harmonic of the signal of the position detection sensor or the second harmonic of this signal changes due to temperature, etc. A detection device can be realized. In addition, it is possible to identify the second harmonic with high accuracy even in the case of a rotational speed at which the position changes by more than λ corresponding to 2 n power per sample period of the AD converter. Accordingly, it is possible to accurately identify the temporal change of the second harmonic even at high speed, remove the accuracy deterioration component, and greatly improve the interpolation accuracy. As a result, both high accuracy and high speed of the position detection device can be achieved.
以下、図面に基づいて本発明の実施形態を説明する。図１は本発明の位置検出装置の実施形態を示す。図１は、図３に対応させて示すブロック図であり、図３と同じ機能のものは、同じ符号とし、その説明を省略する。乗算器７およびローパスフィルタ（ＬＰＦ）８は、２次高調波の振幅を算出する演算手段として機能する。乗算器７には、デジタル信号α（ｎ），β（ｎ）が入力される。乗算器７は、２次高調波を抽出するため、以下の演算を行い、Ａ（ｎ），Ｂ（ｎ）をローパスフィルタに出力する。このＡ（ｎ），Ｂ（ｎ）が、ローパスフィルタにより積分される被積分値となる。ただし、ｎは、自然数で、センサー信号検出の順番を示す。また、被積分値とは、積分した場合に、２次高調波の振幅２ａのみが残る値である。
Ａ（ｎ）＝α（ｎ）３／０．７５
Ｂ（ｎ）＝β（ｎ）３／０．７５
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 shows an embodiment of the position detection apparatus of the present invention. FIG. 1 is a block diagram corresponding to FIG. 3, and components having the same functions as those in FIG. The
A (n) = α (n) 3 /0.75
B (n) = β (n) 3 /0.75
ここから、Ａ（ｎ），Ｂ（ｎ）を求める式がどのように導き出されたか説明する。Ａ相信号α（ｎ）は、振幅が１となるようにゲイン調整されている。このときの、２次高調波成分をａ２、位置をθ（ｎ）とすると、Ａ相信号α（ｎ）の３乗は
α（ｎ）３＝（ｃｏｓ（θ（ｎ））＋ａ２・ｃｏｓ（２・θ（ｎ）））３
＝ｃｏｓ（θ（ｎ））３
＋３・ａ２・ｃｏｓ（θ（ｎ））２・ｃｏｓ（２・θ（ｎ））
＋３・ａ２２・ｃｏｓ（θ（ｎ））・ｃｏｓ（２・θ（ｎ））２
＋ａ２３・ｃｏｓ（２・θ（ｎ））３
となる。
From here, how the equations for obtaining A (n) and B (n) were derived will be described. The gain of the A phase signal α (n) is adjusted so that the amplitude is 1. In this case, if the second harmonic component is a2 and the position is θ (n), the third power of the A-phase signal α (n) is α (n) 3 = (cos (θ (n)) + a2 · cos ( 2 · θ (n))) 3
= Cos (θ (n)) 3
+ 3 · a2 · cos (θ (n)) 2 · cos (2 · θ (n))
+ 3 · a2 2 · cos (θ (n)) · cos (2 · θ (n)) 2
+ A2 3 · cos (2 · θ (n)) 3
It becomes.
高速回転時、この各項は、ローパスフィルタを通過、つまり積分すると、第１項の［ｃｏｓ（θ（ｎ））３］と、第３項の［３・ａ２２・ｃｏｓ（θ（ｎ））・ｃｏｓ（２・θ（ｎ））２］は、ゼロとなる。また、ａ２は、一般に数％以下と小さいため、３乗されると、第４項の［ａ２３・ｃｏｓ（２・θ（ｎ））３］も、ゼロに近似できる。残りの第２項の［３・ａ２・ｃｏｓ（θ（ｎ））２・ｃｏｓ（２・θ（ｎ））］のうち、［３・ｃｏｓ（θ（ｎ））２・ｃｏｓ（２・θ（ｎ））］の部分の積分値は、０．７５となる。従って、α（ｎ）３／０．７５をローパスフィルタ通過させると、２次高調波の振幅成分ａ２が求まる。Ｂ相信号β（ｎ）は、Ａ相信号と９０°位相がずれているだけなので、同様にして計算できる。この計算は前回位置θ’を用いないため、高速でも演算誤差が小さいという特徴がある。 When rotating at high speed, each term passes through a low-pass filter, that is, when integrated, [cos (θ (n)) 3 ] of the first term and [3 · a2 2 · cos (θ (n)) of the third term ) · Cos (2 · θ (n)) 2 ] is zero. Further, since a2 is generally as small as several percent or less, when it is raised to the third power, [a2 3 · cos (2 · θ (n)) 3 ] of the fourth term can be approximated to zero. Of the remaining second term [3 · a2 · cos (θ (n)) 2 · cos (2 · θ (n))], [3 · cos (θ (n)) 2 · cos (2 · θ The integrated value of the portion (n))] is 0.75. Therefore, when α (n) 3 / 0.75 is passed through the low-pass filter, the amplitude component a2 of the second harmonic is obtained. Since the B phase signal β (n) is only 90 ° out of phase with the A phase signal, it can be calculated in the same manner. Since this calculation does not use the previous position θ ′, the calculation error is small even at high speed.
なお、この計算は以下のようにしても求めることができる。この場合においても、Ａ（ｎ），Ｂ（ｎ）を積分すると、２次高調波の振幅値ａ２が求まる。
Ａ（ｎ）＝α（ｎ）・ＣＯＳ（２・θ’）・２
Ｂ（ｎ）＝β（ｎ）・ＣＯＳ（２・θ’＋π）・２
This calculation can also be obtained as follows. Even in this case, if A (n) and B (n) are integrated, the amplitude value a2 of the second harmonic is obtained.
A (n) = α (n) · COS (2 · θ ′) · 2
B (n) = β (n) · COS (2 · θ ′ + π) · 2
ＬＰＦ８は、乗算器の出力Ａ（ｎ），Ｂ（ｎ）を以下の演算により、２次のローパスフィルタ処理を行う。
Ａ１（ｎ）＝Ａ１（ｎ−１）＋（Ａ（ｎ）−Ａ１（ｎ−１））／ｋ
Ｂ１（ｎ）＝Ｂ１（ｎ−１）＋（Ｂ（ｎ）−Ｂ１（ｎ−１））／ｋ
Ａ２（ｎ）＝Ａ２（ｎ−１）＋（Ａ１（ｎ）−Ａ２（ｎ−１））／ｋ
Ｂ２（ｎ）＝Ｂ２（ｎ−１）＋（Ｂ１（ｎ）−Ｂ２（ｎ−１））／ｋ
The
A1 (n) = A1 (n-1) + (A (n) -A1 (n-1)) / k
B1 (n) = B1 (n-1) + (B (n) -B1 (n-1)) / k
A2 (n) = A2 (n-1) + (A1 (n) -A2 (n-1)) / k
B2 (n) = B2 (n-1) + (B1 (n) -B2 (n-1)) / k
ｋはローパスフィルタの時定数を決める定数、Ａ１（ｎ），Ｂ１（ｎ）は１回目のローパスフィルタの算出値、Ａ２（ｎ），Ｂ２（ｎ）は２回目のローパスフィルタの算出値である。このような演算を行うことで、デジタル信号α（ｎ），β（ｎ）の２次高調波の振幅Ａ２（ｎ），Ｂ２（ｎ）を求めることができる。速度変換器１０は、前回の位置θ’と前々回の記憶した位置から速度Ｖを求める。高調波設定手段１１は、速度Ｖが一定になった後、ＬＰＦ８の時定数ｋに比例した時間待ってから、記憶有効信号ＳをＯＮにする。この時、ローパスフィルタの算出値Ａ２（ｎ），Ｂ２（ｎ）は、既に収束して、一定値ａ２，ｂ２になっている。また、速度Ｖが変化した時は、記憶有効信号ＳをＯＦＦにする。記憶器９は、記憶有効信号がＯＮの時のみに、ＬＰＦ８の出力である、収束し一定値となった２次高調波振幅Ａ２（ｎ），Ｂ２（ｎ）をａ２，ｂ２として記憶を更新する。
k is a constant that determines the time constant of the low-pass filter, A1 (n) and B1 (n) are calculated values of the first low-pass filter, and A2 (n) and B2 (n) are calculated values of the second low-pass filter. . By performing such calculation, the amplitudes A2 (n) and B2 (n) of the second harmonics of the digital signals α (n) and β (n) can be obtained. The
次に、高調波成分の低減動作について説明する。高調波低減部５では、記憶器９のＡ相の２次高調波振幅ａ２およびＢ相の２次高調波振幅ｂ２を使用して２相のデジタル信号を以下の演算により補正する。
α’（ｎ）＝α（ｎ）−ａ２・ｃｏｓ（２・θ）
＝α（ｎ）−ａ２・（ｃｏｓθ２・２−１）
ここで、α（ｎ）＝ｃｏｓθ＋ａ２・ｃｏｓ（２・θ）なので、ｃｏｓθ＝α（ｎ）−ａ２・ｃｏｓ（２・θ）となり、α（ｎ）に比べ［ａ２・ｃｏｓ（２・θ）］が十分小さいので、ｃｏｓθ≒α（ｎ）となり、これを代入すると
α’（ｎ）＝α（ｎ）−ａ２・（α（ｎ）２・２−１）
となる。同様にして、
β’（ｎ）＝β（ｎ）−ｂ２・（β（ｎ）２・２−１）
となる。
Next, the operation of reducing harmonic components will be described. The
α ′ (n) = α (n) −a2 · cos (2 · θ)
= Α (n) −a2 · (cos θ 2 · 2-1)
Here, since α (n) = cos θ + a2 · cos (2 · θ), cos θ = α (n) −a2 · cos (2 · θ), which is [a2 · cos (2 · θ) compared to α (n). ] Is sufficiently small, so that cos θ≈α (n), and if this is substituted, α ′ (n) = α (n) −a2 · (α (n) 2 · 2-1)
It becomes. Similarly,
β ′ (n) = β (n) −b2 · (β (n) 2 · 2-1)
It becomes.
なお、この計算は以下のようにしても求めることができる。
α’（ｎ）＝α（ｎ）−ａ２・ＣＯＳ（２・θ’）
β’（ｎ）＝β（ｎ）−ｂ２・ＣＯＳ（２・θ’＋π）
ただし、α（ｎ），β（ｎ）は低減前のセンサー信号Ｓａ，Ｓｂのデジタル信号、θ’は、位置データ算出部３によって算出される位置データθの前回値である。
This calculation can also be obtained as follows.
α ′ (n) = α (n) −a2 · COS (2 · θ ′)
β ′ (n) = β (n) −b2 · COS (2 · θ ′ + π)
However, α (n) and β (n) are digital signals of the sensor signals Sa and Sb before reduction, and θ ′ is the previous value of the position data θ calculated by the position
図２は、本実施例における高調波振幅の算出原理を説明するための信号波形図で、センサー信号に含まれる基本波と２次高調波の関係を示す。（Ａ）はＡ相信号における基本波と２次高調波の関係を示し、（Ｂ）はＢ相信号における基本波と２次高調波の関係を示す。２次高調波成分の検出、低減において、位相成分を必要としないのは、位置検出センサーの対称性により、基本波と２次高調波の位相関係が図２のように固定した関係になっているためである。 FIG. 2 is a signal waveform diagram for explaining the calculation principle of the harmonic amplitude in this embodiment, and shows the relationship between the fundamental wave and the second harmonic contained in the sensor signal. (A) shows the relationship between the fundamental wave and the second harmonic in the A phase signal, and (B) shows the relationship between the fundamental wave and the second harmonic in the B phase signal. The reason why the phase component is not required in the detection and reduction of the second harmonic component is that the phase relationship between the fundamental wave and the second harmonic component is fixed as shown in FIG. 2 due to the symmetry of the position detection sensor. Because it is.
このように構成することで、位置検出センサーの信号の２次高調波や、温度等でこの信号の２次高調波が変化しても、２次高調波成分の検出、低減ができるため、高精度な位置検出ができる。 With this configuration, even if the second harmonic of the signal of the position detection sensor or the second harmonic of the signal changes due to temperature or the like, the second harmonic component can be detected and reduced. Accurate position detection is possible.
１ Ａ／Ｄ変換器、２ 位置検出センサー、３ 位置データ算出部、４ 高調波振幅算出部、５ 高調波低減部、６ 演算部、７，３５，４５ 乗算器、８ ローパスフィルタ、９，３１，３３，４３ 記憶器、１０ 速度変換器、１１ 高調波設定手段、１８ 半径演算器、１９ ＦＦＴ処理部、２０ 移動量検出部、３２，４２ 自乗器、３４，４４，３６，４６ 減算器。 1 A / D converter, 2 position detection sensor, 3 position data calculation unit, 4 harmonic amplitude calculation unit, 5 harmonic reduction unit, 6 calculation unit, 7, 35, 45 multiplier, 8 low-pass filter, 9, 31 , 33, 43 Memory, 10 Speed converter, 11 Harmonic setting means, 18 Radius calculator, 19 FFT processor, 20 Movement detector, 32, 42 Squarer, 34, 44, 36, 46 Subtractor.
Claims (2)
前記デジタル信号を入力し２次高調波を抽出するための演算を行う乗算器と、
前記乗算器の出力を入力し２次のローパスフィルタ処理を行うことで前記デジタル信号の２次高調波の振幅を算出するローパスフィルタと、
前記位置データから速度算出する速度変換器と、
速度が一定になった後、前記ローパスフィルタの時定数に比例した時間待ってから、記 憶有効信号をＯＮにし、速度が変化した時は、記憶有効信号をＯＦＦにする高調波設定手段と、
前記記憶有効信号がＯＮの時のみに、ローパスフィルタの出力である２次高調波の振幅を記憶する記憶器と、
記憶器が記憶している２次高調波の振幅に従って前記デジタル信号の２次高調波成分を低減する高調波低減部と、
前記２次高調波成分を低減した前記デジタル信号から位置データを算出することを特徴とした高調波を低減する位置検出装置。 The A-phase and B-phase two-phase sinusoidal analog signals obtained from the sensor signal detector according to the positions of the two objects that are relatively displaced are converted into digital signals, respectively, and position data is obtained from the digital signals. In the position detection device that calculates and obtains the position of the object from the position data,
A multiplier for inputting the digital signal and performing an operation for extracting a second harmonic;
A low-pass filter that inputs the output of the multiplier and performs second-order low-pass filter processing to calculate the amplitude of the second-order harmonic of the digital signal;
A speed converter for calculating a speed from the position data;
After the speed becomes constant, after waiting for a time proportional to the time constant of the low-pass filter, the storage valid signal is turned ON, and when the speed changes, the harmonic setting means for turning the storage valid signal OFF,
A memory that stores the amplitude of the second harmonic that is the output of the low-pass filter only when the memory valid signal is ON;
A harmonic reduction unit that reduces the second harmonic component of the digital signal in accordance with the amplitude of the second harmonic stored in the memory;
A position detection apparatus for reducing harmonics, wherein position data is calculated from the digital signal in which the second harmonic component is reduced.
前記乗算器は、
Ａ（ｎ）＝α（ｎ）３／０．７５
Ｂ（ｎ）＝β（ｎ）３／０．７５
を算出し、２次高調波の抽出値Ａ（ｎ）、Ｂ（ｎ）を出力する、
ことを特徴とする請求項１に記載の２次高調波成分を低減する位置検出装置。 When the sensor signal detection order is n and the digital signal is α (n), β (n),
The multiplier is
A (n) = α (n) 3 /0.75
B (n) = β (n) 3 /0.75
And the second harmonic extraction values A (n) and B (n) are output.
The position detection device for reducing the second harmonic component according to claim 1.
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