JP2014107668A - 移動通信端末用送受信モジュール、及び移動通信端末 - Google Patents
移動通信端末用送受信モジュール、及び移動通信端末 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2014107668A JP2014107668A JP2012258559A JP2012258559A JP2014107668A JP 2014107668 A JP2014107668 A JP 2014107668A JP 2012258559 A JP2012258559 A JP 2012258559A JP 2012258559 A JP2012258559 A JP 2012258559A JP 2014107668 A JP2014107668 A JP 2014107668A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transmission
- circuit
- reception
- signal
- filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Transceivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
【課題】チューナブルフィルタとキャンセラを組み合わせたチューナブル対応のデュプレクサは、一般的なデュプレクサと同等以上の送信−受信間アイソレーション特性を示す。さらに、アンテナインピーダンスが変動した場合、十分な送信−受信間アイソレーション特性を得ることが望まれる。
【解決手段】キャンセラが受信系に漏洩した送信信号レベルを検波する検波器と、インピーダンス変換器の入力側容量と出力側容量を調整する制御部を備え、送信信号レベルが所定値を上回った場合には送信信号レベルが低下するよう、制御部が入力側容量と出力側容量を調整することにより、アンテナインピーダンスが変動した場合の送信−受信間アイソレーションを向上させる。
【選択図】図1
【解決手段】キャンセラが受信系に漏洩した送信信号レベルを検波する検波器と、インピーダンス変換器の入力側容量と出力側容量を調整する制御部を備え、送信信号レベルが所定値を上回った場合には送信信号レベルが低下するよう、制御部が入力側容量と出力側容量を調整することにより、アンテナインピーダンスが変動した場合の送信−受信間アイソレーションを向上させる。
【選択図】図1
Description
本発明は移動通信端末用送受信モジュール、及び移動通信端末に関する。特に、例えばWCDMA(Wideband Code Division Multiple Access)方式やLTE(Long Term Evolution)方式等のワイヤレス通信システムに対応した移動通信端末用送受信モジュール、及び移動通信端末に関する。
携帯電話ではWCDMA方式、LTE方式が既に実用化されており、送受信同時動作のため、送信周波数と受信周波数はそれぞれ異なる帯域を使用している。これらの方式においては送受信帯域を分離するデュプレクサが用いられる。
非特許文献1にはデュプレクサの帯域外抑圧不足を補うため、受信帯の熱雑音をキャンセルする方法の記載がある。送信信号はノッチフィルタを用いて除去される。送信回路が発生する受信帯の熱雑音は振幅と位相が調整された後、デュプレクサとアンテナ端の間で合成される。これによって送信信号に与える影響を小さく抑えながら、受信帯の熱雑音をキャンセルしている。
非特許文献1にはデュプレクサの帯域外抑圧不足を補うため、受信帯の熱雑音をキャンセルする方法の記載がある。送信信号はノッチフィルタを用いて除去される。送信回路が発生する受信帯の熱雑音は振幅と位相が調整された後、デュプレクサとアンテナ端の間で合成される。これによって送信信号に与える影響を小さく抑えながら、受信帯の熱雑音をキャンセルしている。
WCDMA方式やLTE方式は複数の周波数Bandがあり、良好な高周波特性を得るために、携帯電話向けフロントエンドモジュール内にはそれぞれの周波数Bandごとにデュプレクサを備えている。更にLTE方式は、高速化を実現するMIMO(Multiple Input Multiple Output)技術を採用しているため、受信回路はアンテナの数だけ必要となる。よって今後の高速化に伴う受信回路規模増大が予想されるため、特許文献1にあるように、デュプレクサをチューナブルに切り替える技術が必要とされる。
特許文献1には、デュプレクサをチューナブルに切り替えるためのチューナブルフィルタ技術とキャンセラ技術の記載がある。複数の周波数バンドを選択的に通過させる可変特性を有するチューナブルフィルタの帯域外信号抑圧量不足を補償する技術としてキャンセラ技術がある。キャンセラは、チューナブルフィルタから出力される受信信号に含まれる送信信号の漏洩成分と受信帯の熱雑音の漏洩成分をキャンセルする。
特許文献1には、デュプレクサをチューナブルに切り替えるためのチューナブルフィルタ技術とキャンセラ技術の記載がある。複数の周波数バンドを選択的に通過させる可変特性を有するチューナブルフィルタの帯域外信号抑圧量不足を補償する技術としてキャンセラ技術がある。キャンセラは、チューナブルフィルタから出力される受信信号に含まれる送信信号の漏洩成分と受信帯の熱雑音の漏洩成分をキャンセルする。
Adaptive Duplexer Implemented Using Single−Path and Multipath Feedforward Techniques With BST Phase Shifters ; IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 53, NO. 1 (JANUARY 2005)
3GPP TS 36.101 V9.6.0 (2010−12)
チューナブルフィルタの送信−受信間アイソレーション特性は、一般的なデュプレクサに対して劣るが、チューナブルフィルタとキャンセラを組み合わせたチューナブル対応のデュプレクサは、一般的なデュプレクサと同等以上の送信−受信間アイソレーション特性を示す。しかしながらアンテナインピーダンスが変動した場合、十分な送信−受信間アイソレーション特性を得ることが困難といった課題がある。
そこで本発明は、アンテナインピーダンスが変動した場合であっても十分な送信−受信間アイソレーション性能が得られる、チューナブル対応のデュプレクサを用いた移動通信端末用送受信モジュール、及び移動通信端末を提供することを目的とする。
そこで本発明は、アンテナインピーダンスが変動した場合であっても十分な送信−受信間アイソレーション性能が得られる、チューナブル対応のデュプレクサを用いた移動通信端末用送受信モジュール、及び移動通信端末を提供することを目的とする。
上記課題を解決するため本発明の一実施例においては、受信系に漏洩した送信信号レベルを検波する検波器と、キャンセラが有するインピーダンス変換器の入力側容量と出力側容量を調整する制御部を備え、受信系に漏洩した送信信号レベルが所定値を上回った場合には当該送信信号レベルが低減するよう、制御部が前記入力側容量と出力側容量を調整することにより、送信−受信間アイソレーションを向上させることを特徴としている。
本発明によれば、アンテナインピーダンスが変動した場合であっても、十分な送信−受信間アイソレーション性能を得ることができ、移動通信端末用送受信モジュール及びそれを用いた移動通信端末の基本性能を向上させることができるという効果がある。
以下、本発明の実施の形態について説明する。
図1は、第1の実施例における移動通信端末用送受信モジュールの構成例を示すブロック図である。本実施例の構成は、例えばWCDMA方式やLTE方式の移動通信端末用送受信モジュールを対象としているが、送信周波数と受信周波数にそれぞれ異なる帯域を割り当てて送受信同時動作する移動通信端末用送受信モジュールであれば、これに限定されるものではない。
チューナブルデュプレクサ7は、チューナブルフィルタ2、キャンセラ8、結合器3、検波回路4、制御部5、記憶部9で構成される。
チューナブルデュプレクサ7は、チューナブルフィルタ2、キャンセラ8、結合器3、検波回路4、制御部5、記憶部9で構成される。
まずチューナブルフィルタ2、キャンセラ8の構成、送信信号と受信信号の流れについて説明する。続いて制御部5を用いたキャンセラ8の動作原理、アンテナインピーダンスが変動した場合であっても送信−受信間アイソレーション(以下Tx−Rxアイソレーションと表記)性能を得るための仕組みについて結合器3、検波回路4、制御部5および記憶部9を用いて説明する。
チューナブルフィルタ2はアンテナ端子、送信端子(以下Tx端子と表記)、Rx端子(以下Rx端子と表記)の3端子を備えており、Txフィルタ22とRxフィルタ21で構成される。Tx端子はTxフィルタ22の入力端子に相当し、Rx端子はRxフィルタ21の出力端子に相当し、アンテナ端子はTxフィルタ22の出力端子およびRxフィルタ21の入力端子に相当する。
チューナブルフィルタ2はアンテナ端子、送信端子(以下Tx端子と表記)、Rx端子(以下Rx端子と表記)の3端子を備えており、Txフィルタ22とRxフィルタ21で構成される。Tx端子はTxフィルタ22の入力端子に相当し、Rx端子はRxフィルタ21の出力端子に相当し、アンテナ端子はTxフィルタ22の出力端子およびRxフィルタ21の入力端子に相当する。
一方、キャンセラ8はRxフィルタ21と同等の周波数特性を示すRxフィルタ83、インピーダンス変換器82、Txフィルタ22と同等の周波数特性を示すTxフィルタ81で構成される。Rxフィルタ83の入力端子はTxフィルタ22の入力端子と、Txフィルタ81の出力端子はRxフィルタ21の出力端子とそれぞれ接続される。
続いて送信信号と受信信号の流れについて説明する。RFIC6から出力される送信信号は、送信回路の一部であるPA (Power Amplifier)62に入力され、所定の信号レベルまで増幅された後、チューナブルフィルタ2に入力される。チューナブルフィルタ2内のTxフィルタ22では受信帯熱雑音は抑圧され、送信信号は低損失で通過する。チューナブルフィルタ2より出力された送信信号は、アンテナ1より外部へ放射される。
続いて送信信号と受信信号の流れについて説明する。RFIC6から出力される送信信号は、送信回路の一部であるPA (Power Amplifier)62に入力され、所定の信号レベルまで増幅された後、チューナブルフィルタ2に入力される。チューナブルフィルタ2内のTxフィルタ22では受信帯熱雑音は抑圧され、送信信号は低損失で通過する。チューナブルフィルタ2より出力された送信信号は、アンテナ1より外部へ放射される。
一方、アンテナ1より受信した受信信号は、チューナブルフィルタ2に入力される。チューナブルフィルタ2内のRxフィルタ21では、送信信号の漏れ込みは抑圧され、受信信号は低損失で通過する。チューナブルフィルタ2より出力された受信信号は、受信回路の一部であるLNA(Low Noise Amplifier)61を通過してRFIC6に入力される。尚、LNA61は低雑音特性を有する増幅器であって、微弱な受信信号を所定値まで増幅させる。一方、PA62は大振幅の信号を低歪みで出力する特性を有する増幅器であって、RFIC6から出力される信号を所定値まで増幅させる。
続いて制御部5を用いたキャンセラ8の動作原理について説明する。
キャンセラ8は受信系に漏洩する送信信号と受信帯雑音をキャンセルするため、受信系に漏洩する送信信号と受信帯雑音に対して同振幅・逆位相となるよう、キャンセラ8が有するRxフィルタ83から出力される信号に対して信号処理を施して、受信信号と合成するようにしている。
キャンセラ8は受信系に漏洩する送信信号と受信帯雑音をキャンセルするため、受信系に漏洩する送信信号と受信帯雑音に対して同振幅・逆位相となるよう、キャンセラ8が有するRxフィルタ83から出力される信号に対して信号処理を施して、受信信号と合成するようにしている。
図2は、第1の実施例におけるインピーダンス変換器82の回路図である。図2に示すように、キャンセラ8が有するインピーダンス変換器82はキャパシタ804と可変抵抗805を有する帰還回路と、インダクタ802、可変容量801および803を有する入力側整合回路820と、可変容量810および811を有する出力側整合回路830と、バイアス回路806と、MOS808と、MOS808のソース端子とGND間のインダクタ809と、MOS808のドレイン端子と電源間のインダクタ807で構成される。
制御部5は、RFIC6から入手した非特許文献2に記載の周波数Band情報、あるいは周波数チャネル情報に基づいて、チューナブルフィルタ2とキャンセラ8の設定を行う。具体的には、通過帯域と抑圧帯域が周波数Bandあるいは周波数チャネルに対応するよう、チューナブルフィルタ2が有するTxフィルタ22およびRxフィルタ21、キャンセラ8が有するRxフィルタ83およびTxフィルタ81の設定を行う。例えばTxフィルタ22、Rxフィルタ21、Rxフィルタ83およびTxフィルタ81が可変容量部を備えるならば、周波数Bandあるいは周波数チャネルに対応した容量値に設定すれば良い。
またTx−Rxアイソレーションが周波数Bandあるいは周波数チャネル毎に最大となるよう、キャンセラ8が有するインピーダンス変換器82の入力側整合回路820と出力側整合回路830の定数設定を行う。具体的には、最適なインピーダンス条件となるよう、入力側整合回路820が有する可変容量801あるいは803、出力側整合回路830が有する可変容量810あるいは811を調整する。
インピーダンス変換器82特有のばらつき(素子ばらつき、電源電圧、温度)によるTx−Rxアイソレーション性能の劣化を抑えるため、記憶部9に格納したキャリブレーションデータを読み出し、可変抵抗805、バイアス回路806の出力電圧、可変容量801、803、810および811を調整すると良い。
インピーダンス変換器82特有のばらつき(素子ばらつき、電源電圧、温度)によるTx−Rxアイソレーション性能の劣化を抑えるため、記憶部9に格納したキャリブレーションデータを読み出し、可変抵抗805、バイアス回路806の出力電圧、可変容量801、803、810および811を調整すると良い。
尚、入力側整合回路820と出力側整合回路830の構成は一例であって、これに限定されるものではない。
携帯電話等の移動通信端末では、通話時の端末の握り方あるいは机の上に配置する等の利用シーンによってアンテナインピーダンスが変動することは一般的に知られており、アンテナインピーダンスが変動した場合、チューナブルデュプレクサのTx−Rxアイソレーション性能が劣化し、課題となる。
携帯電話等の移動通信端末では、通話時の端末の握り方あるいは机の上に配置する等の利用シーンによってアンテナインピーダンスが変動することは一般的に知られており、アンテナインピーダンスが変動した場合、チューナブルデュプレクサのTx−Rxアイソレーション性能が劣化し、課題となる。
そこでアンテナインピーダンスが変動した場合であってもTx−Rxアイソレーション性能を得るための仕組みについて結合器3、検波回路4、制御部5および記憶部9を用いて説明する。アンテナインピーダンスが変動した場合、インピーダンス変換器82の入力側整合回路820と出力側整合回路830のインピーダンス条件が最適でなくなるため、Tx−Rxアイソレーション性能が劣化する。そのため、受信系に漏洩する送信信号と受信帯熱雑音のうち、送信信号レベルが所定値以上となり、非特許文献2に記載の妨害波試験時にLNA61の出力端子において受信帯域に3次歪みが発生し、受信性能が劣化する可能性がある。インピーダンス条件が最適であるとは、Rxフィルタ21から出力される(受信系に漏洩する)送信信号と受信帯雑音に対して、同振幅・逆位相となる信号をTxフィルタ81が出力するために、インピーダンス変換器82の入力インピーダンスと出力インピーダンスが所定値に設定され、Tx−Rxアイソレーションが最大となることを指す。
結合器3と検波回路4を用いて、Rxフィルタ21から出力される送信信号と受信帯雑音のうち、送信信号の信号レベルを検波し、制御部5は取得した信号レベルの情報を記憶部9に格納し、送信信号の信号レベルが所定値以上であるかどうか判定を行い、所定値以上である場合には信号レベルが低下するよう、インピーダンス変換器82の入力側整合回路820と出力側整合回路830のキャリブレーションを行う。具体的には入力側整合回路820が有する可変容量801あるいは803、出力側整合回路830が有する可変容量810あるいは811を調整する。調整とは、可変容量の容量値を所定値に設定することであって、例えば固定容量とMOSスイッチの組み合わせが複数並んだ容量バンクに外部から直流電圧を印加してMOSスイッチをON/OFFすることにより、所定の容量値を得ることができる。尚、記憶部9は複数の記憶領域を有しており、制御部5は取得した情報を、必要に応じて複数の記憶領域に振り分けて格納する。
図3は、第1の実施例におけるアンテナインピーダンス変動対策キャリブレーションのフローチャートである。アンテナインピーダンス変動用キャリブレーションを開始(A301)するにあたって、まず制御部5は検波回路4の電源をONにする(A302)。続いて、検波回路4は受信系に漏洩する送信信号の信号レベルを取得し(A303)、制御部5は取得した信号レベルの情報を記憶部9の記憶領域1に格納し(A304)、記憶領域1に格納した信号レベルの情報と規定値を比較する(A305)。制御部5は、信号レベルの情報が規定値を上回った場合は(図中のYES)インピーダンス変換器82の入力側整合回路820が有する可変容量801あるいは803を調整し(A306)、信号レベルの情報が規定値を下回った場合は(図中のNO)アンテナインピーダンス変動用キャリブレーションを終了する(A327)。
処理A306の後、検波回路4は受信系に漏洩する送信信号の信号レベルを取得し(A307)、制御部5は取得した信号レベルの情報を記憶部9の記憶領域2に格納し(A308)、記憶領域2に格納した信号レベルの情報と記憶領域1に格納した信号レベルの情報を比較する(A309)。制御部5は、記憶領域2に格納した信号レベルの情報が記憶領域1に格納した信号レベルの情報を上回った場合は(図中のNO)処理A306に戻り、記憶領域2に格納した信号レベルの情報が記憶領域1に格納した信号レベルの情報を下回った場合は(図中のYES)記憶領域1に格納した信号レベルの情報を削除し、記憶領域2に格納した信号レベルの情報を記憶領域1に格納する(A310)。
続いて、制御部5はインピーダンス変換器82の入力側整合回路820が有する可変容量801あるいは803を調整し(A311)、検波回路4は受信系に漏洩する送信信号の信号レベルを取得し(A312)、制御部5は取得した信号レベルの情報を記憶部9の記憶領域2に格納し(A313)、記憶領域2に格納した信号レベルの情報と記憶領域1に格納した信号レベルの情報を比較する(A314)。制御部5は、記憶領域2に格納した信号レベルの情報が記憶領域1に格納した信号レベルの情報を下回った場合(図中のYES)、インピーダンス変換器82の入力側整合回路820がさらに良好な状態となる可能性があるので、記憶領域2に格納した信号レベルの情報を記憶領域1に格納して(A315)、処理A311に戻る。一方、記憶領域2に格納した信号レベルの情報が記憶領域1に格納した信号レベルの情報を上回った場合(図中のNO)は、この時点でのインピーダンス変換器82の入力側整合回路820が最も良好な状態とされたので、A316に到る。
次いで処理A316で、制御部5は出力側整合回路830が有する可変容量810あるいは811を調整する。その後、検波回路4は受信系に漏洩する送信信号の信号レベルを取得し(A317)、制御部5は取得した信号レベルの情報を記憶部9の記憶領域3に格納し(A318)、記憶領域3に格納した信号レベルの情報と記憶領域1に格納した信号レベルの情報を比較する(A319)。制御部5は、記憶領域3に格納した信号レベルの情報が記憶領域1に格納した信号レベルの情報を上回った場合は(図中のNO)処理A316に戻り、記憶領域3に格納した信号レベルの情報が記憶領域1に格納した信号レベルの情報を下回った場合は(図中のYES)記憶領域1に格納した信号レベルの情報を削除し、記憶領域3に格納した信号レベルの情報を記憶領域1に格納する(A320)。
続いて、制御部5はインピーダンス変換器82の出力側整合回路830が有する可変容量810あるいは811を調整し(A321)、検波回路4は受信系に漏洩する送信信号の信号レベルを取得し(A322)、制御部5は取得した信号レベルの情報を記憶部9の記憶領域3に格納し(A323)、記憶領域3に格納した信号レベルの情報と記憶領域1に格納した信号レベルの情報を比較する(A324)。制御部5は、記憶領域3に格納した信号レベルの情報が記憶領域1に格納した信号レベルの情報を下回った場合(図中のYES)、インピーダンス変換器82の出力側整合回路830がさらに良好な状態となる可能性があるので、記憶領域3に格納した信号レベルの情報を記憶領域1に格納して(A325)、処理A321に戻る。一方、記憶領域3に格納した信号レベルの情報が記憶領域1に格納した信号レベルの情報を上回った場合(図中のNO)、この時点でのインピーダンス変換器82の出力側整合回路830が最も良好な状態とされたので、制御部5は記憶領域1に格納した信号レベルの情報と規定値を比較する(A326)。制御部5は、信号レベルの情報が規定値を上回った場合は(図中のYES)、目標としたアイソレーション特性を得られなかったので、処理A306に戻り、信号レベルの情報が規定値を下回った場合は(図中のNO)、目標としたアイソレーション特性を得たため、アンテナインピーダンス変動用キャリブレーションを終了する(A327)。
続いてアンテナインピーダンス変動が無い場合(アンテナインピーダンス50Ω)とアンテナインピーダンス変動がある場合(VSWR=1.5)のTx−Rxアイソレーション特性について説明し、アンテナインピーダンス変動によるチューナブルフィルタ2のTx端子およびRx端子のインピーダンス変化、アンテナインピーダンス変動対策キャリブレーション処理後のTx−Rxアイソレーション特性について説明する。
まずアンテナインピーダンス変動が無い(アンテナインピーダンス50Ω)場合のTx−Rxアイソレーション特性について図4Aと図4Bを用いて説明する。
図4Aは、第1の実施例におけるアンテナインピーダンス変動が無い場合の送信−受信間アイソレーション特性を示す図である。
図4Bは、図4Aにおける送信−受信間アイソレーションを示す図である。
非特許文献2に記載のBand17の送信帯域と受信帯域は、それぞれ704MHz〜716MHz(B101)と734MHz〜746MHz(B102)となっており、一方で最大チャネル帯域幅は10MHzとなっているため、送信帯チャネル帯域704MHz〜714MHz(B103)と受信帯チャネル帯域734MHz〜744MHz(B104)において性能を確認すると、チューナブルデュプレクサ7のTx−Rxアイソレーション(B106)は送信帯チャネル帯域では64.8dB以上、受信帯チャネル帯域では59.7dB以上となっている。尚、縦軸のGainはマイナス値となっているが、チャネル帯域の両端の周波数のうち、縦軸のGainが大きい方を読み取り、その絶対値をTx−Rxアイソレーションとしている。送信帯チャネル帯域では714MHzにおいて、受信帯チャネル帯域では744MHzにおいてGainが最大となる。一方、チューナブルフィルタ2のTx−Rxアイソレーション特性(B105)は送信帯チャネル帯域では39.6dB以上、受信帯チャネル帯域では41.7dB以上となっており、チューナブルフィルタ2のTx−Rxアイソレーション特性は、一般的なデュプレクサに対して劣るが、チューナブルフィルタ2とキャンセラ8を組み合わせたチューナブルデュプレクサ7は、デュプレクサと同等以上のTx−Rxアイソレーション特性を示すことがわかる。
図4Aは、第1の実施例におけるアンテナインピーダンス変動が無い場合の送信−受信間アイソレーション特性を示す図である。
図4Bは、図4Aにおける送信−受信間アイソレーションを示す図である。
非特許文献2に記載のBand17の送信帯域と受信帯域は、それぞれ704MHz〜716MHz(B101)と734MHz〜746MHz(B102)となっており、一方で最大チャネル帯域幅は10MHzとなっているため、送信帯チャネル帯域704MHz〜714MHz(B103)と受信帯チャネル帯域734MHz〜744MHz(B104)において性能を確認すると、チューナブルデュプレクサ7のTx−Rxアイソレーション(B106)は送信帯チャネル帯域では64.8dB以上、受信帯チャネル帯域では59.7dB以上となっている。尚、縦軸のGainはマイナス値となっているが、チャネル帯域の両端の周波数のうち、縦軸のGainが大きい方を読み取り、その絶対値をTx−Rxアイソレーションとしている。送信帯チャネル帯域では714MHzにおいて、受信帯チャネル帯域では744MHzにおいてGainが最大となる。一方、チューナブルフィルタ2のTx−Rxアイソレーション特性(B105)は送信帯チャネル帯域では39.6dB以上、受信帯チャネル帯域では41.7dB以上となっており、チューナブルフィルタ2のTx−Rxアイソレーション特性は、一般的なデュプレクサに対して劣るが、チューナブルフィルタ2とキャンセラ8を組み合わせたチューナブルデュプレクサ7は、デュプレクサと同等以上のTx−Rxアイソレーション特性を示すことがわかる。
アンテナインピーダンスが変動し、例としてVSWR(Voltage Standing Wave Ratio)が1から1.5に変化した場合のTx−Rxアイソレーション特性について図5Aと図5Bを用いて説明する。
図5Aは、第1の実施例におけるアンテナインピーダンス変動が有る場合の送信−受信間アイソレーション特性を示す図である。
図5Bは、図5Aにおける抑圧量と送信−受信間アイソレーションを示す図である。
まずVSWRと特性インピーダンスについて説明し、続いてアンテナインピーダンス変動による特性への影響について説明する。VSWRは伝送線路における進行波と反射波の関係を示す数値であって、数式(1)のように定義される。
VSWR=(1+|ρ|)/(1−|ρ|) ・・・・・・・・(1)
ρ=( Z−Z0 )/( Z+Z0 )=V2 / V1・・・・・(2)
伝送線路の特性インピーダンスZ0とアンテナインピーダンスZが一致した場合にVSWRは1となる。一方、アンテナインピーダンスが変動し、特性インピーダンスと一致しない場合には、伝送線路を逆向きに進行する反射波が発生する。進行波の電圧振幅V1と反射の電圧振幅V2の比をとったものが反射係数ρであって、反射係数ρは数式(2)のように定義される。また特性インピーダンスZ0は伝送線路上に発生する電圧と電流の比を指す。
図5Aは、第1の実施例におけるアンテナインピーダンス変動が有る場合の送信−受信間アイソレーション特性を示す図である。
図5Bは、図5Aにおける抑圧量と送信−受信間アイソレーションを示す図である。
まずVSWRと特性インピーダンスについて説明し、続いてアンテナインピーダンス変動による特性への影響について説明する。VSWRは伝送線路における進行波と反射波の関係を示す数値であって、数式(1)のように定義される。
VSWR=(1+|ρ|)/(1−|ρ|) ・・・・・・・・(1)
ρ=( Z−Z0 )/( Z+Z0 )=V2 / V1・・・・・(2)
伝送線路の特性インピーダンスZ0とアンテナインピーダンスZが一致した場合にVSWRは1となる。一方、アンテナインピーダンスが変動し、特性インピーダンスと一致しない場合には、伝送線路を逆向きに進行する反射波が発生する。進行波の電圧振幅V1と反射の電圧振幅V2の比をとったものが反射係数ρであって、反射係数ρは数式(2)のように定義される。また特性インピーダンスZ0は伝送線路上に発生する電圧と電流の比を指す。
アンテナインピーダンスが変動し、VSWRが1.5となった場合の送信帯チャネル帯域704MHz〜714MHz(B103)と受信帯チャネル帯域734MHz〜744MHz(B104)において性能を確認すると、チューナブルデュプレクサ7のTx端子−アンテナ端子間特性(B108)では受信帯チャネル帯域の抑圧量46.2dB、アンテナ端子−Rx端子間特性(B109)では送信帯チャネル帯域の抑圧量40.4dBであるのに対して、Tx−Rxアイソレーション(B107)は送信帯チャネル帯域では56.3dB以上、受信帯チャネル帯域では56.5dB以上である。図4A及び図4Bで示したアンテナインピーダンス変動が無い場合と比較して、送信帯チャネル帯域では8.5dB、受信帯チャネル帯域では3.2dBだけTx−Rxアイソレーションが劣化する。この劣化はアンテナインピーダンス変動により、チューナブルフィルタ2のTx端子とRx端子におけるインピーダンスが変動することに起因する。
チューナブルフィルタ2のTx端子およびRx端子のインピーダンス変動について図6Aと図6Bを用いて説明する。
図6Aは、第1の実施例におけるアンテナインピーダンス変動によるTx(送信)端子のインピーダンス変化を示す図である。
図6Bは、第1の実施例におけるアンテナインピーダンス変動によるRx(受信)端子のインピーダンス変化を示す図である。
図6Aと図6Bにおいては、704MHzから744MHzの周波数におけるTx端子およびRx端子のインピーダンスを示している。上半円は誘導性領域、下半円は容量性領域を指し、インピーダンスの虚数成分(リアクタンス)が正の場合は誘導性領域、負の場合は容量性領域にいることを意味する。誘導性領域から容量性領域へシフトさせる場合は、容量を直列接続すれば良い。この容量は、インピーダンス変換器82の入力側整合回路820が有する可変容量801と出力側整合回路830が有する可変容量811が直列接続された容量に相当する。
図6Aは、第1の実施例におけるアンテナインピーダンス変動によるTx(送信)端子のインピーダンス変化を示す図である。
図6Bは、第1の実施例におけるアンテナインピーダンス変動によるRx(受信)端子のインピーダンス変化を示す図である。
図6Aと図6Bにおいては、704MHzから744MHzの周波数におけるTx端子およびRx端子のインピーダンスを示している。上半円は誘導性領域、下半円は容量性領域を指し、インピーダンスの虚数成分(リアクタンス)が正の場合は誘導性領域、負の場合は容量性領域にいることを意味する。誘導性領域から容量性領域へシフトさせる場合は、容量を直列接続すれば良い。この容量は、インピーダンス変換器82の入力側整合回路820が有する可変容量801と出力側整合回路830が有する可変容量811が直列接続された容量に相当する。
アンテナインピーダンス変動が無い(アンテナインピーダンス50Ω)場合のTx端子のインピーダンス(C101;破線)と、アンテナインピーダンス変動が有る(VSWR=1.5)場合のTx端子のインピーダンス(C102;実線)を714MHzの周波数において比較した場合(図6A)、リアクタンスが約7.4(C104、C103)、容量性領域から誘導性領域へシフトしている。そのため、インピーダンス変換器82の入力側整合回路820が有する可変容量801の容量値を小さくすることにより、容量性領域に戻す必要がある。一方、アンテナインピーダンス変動が無い(アンテナインピーダンス50Ω)場合のRx端子のインピーダンス(C105;破線)と、アンテナインピーダンス変動が有る(VSWR=1.5)場合のTx端子のインピーダンス(C106;実線)を734MHzの周波数において比較した場合(図6B)、リアクタンスが約5.6(C107、C108)、容量性領域から誘導性領域へシフトしている。そのため、インピーダンス変換器82の出力側整合回路830が有する可変容量811の容量値を小さくすることにより、容量性領域に戻す必要がある。
アンテナインピーダンス変動によるチューナブルフィルタ2のTx端子とRx端子におけるインピーダンス変動を、図3に示すキャリブレーションフローを用いて補償した場合の特性を図7Aと図7Bに示す。
図7Aは、第1の実施例におけるアンテナインピーダンス変動が有る場合にキャリブレーション処理された後の送信−受信間アイソレーション特性を示す図である。
図7Bは、図7Aにおける抑圧量と送信−受信間アイソレーションを示す図である。
チューナブルデュプレクサ7のTx端子−アンテナ端子間特性(B111)では受信帯チャネル帯域の抑圧量45.3dB、アンテナ端子−Rx端子間特性(B112)では送信帯チャネル帯域の抑圧量40.3dBであるのに対して、Tx−Rxアイソレーション(B110)は送信帯チャネル帯域では65.5dB以上、受信帯チャネル帯域では61.8dB以上である。キャリブレーション実施前(図5A、図5B)と比較して、送信帯チャネル帯域では9.2dB、受信帯チャネル帯域では5.3dBだけTx−Rxアイソレーションが改善することがわかる。
図7Aは、第1の実施例におけるアンテナインピーダンス変動が有る場合にキャリブレーション処理された後の送信−受信間アイソレーション特性を示す図である。
図7Bは、図7Aにおける抑圧量と送信−受信間アイソレーションを示す図である。
チューナブルデュプレクサ7のTx端子−アンテナ端子間特性(B111)では受信帯チャネル帯域の抑圧量45.3dB、アンテナ端子−Rx端子間特性(B112)では送信帯チャネル帯域の抑圧量40.3dBであるのに対して、Tx−Rxアイソレーション(B110)は送信帯チャネル帯域では65.5dB以上、受信帯チャネル帯域では61.8dB以上である。キャリブレーション実施前(図5A、図5B)と比較して、送信帯チャネル帯域では9.2dB、受信帯チャネル帯域では5.3dBだけTx−Rxアイソレーションが改善することがわかる。
本実施例を移動通信端末に適用したブロック図を図8に示す。
図8は、第1の実施例における移動通信端末の構成例を示すブロック図である。
移動通信端末19は、アンテナ1、チューナブルデュプレクサモジュール700、RFIC6、LNA705、PA706、制御部707、変復調部14、CPU15、メモリ16、入力部17、出力部18より構成される。
チューナブルデュプレクサモジュール700は、チューナブルフィルタ701、キャンセラ702で構成され、制御部707より制御される。
図8は、第1の実施例における移動通信端末の構成例を示すブロック図である。
移動通信端末19は、アンテナ1、チューナブルデュプレクサモジュール700、RFIC6、LNA705、PA706、制御部707、変復調部14、CPU15、メモリ16、入力部17、出力部18より構成される。
チューナブルデュプレクサモジュール700は、チューナブルフィルタ701、キャンセラ702で構成され、制御部707より制御される。
マルチバンドの例として非特許文献2に記載のBand1、4、7、17、5、8を受信する場合、便宜上1700M〜2600MHz帯のBand1、4、7をHigh Band 、700M〜900MHz帯のBand17、5、8をLow Bandと定義する。High BandであるBand1、4、7の送信帯域はそれぞれ1920MHz−1980MHz、1710MHz−1755MHz、2500MHz−2570MHz、受信帯域はそれぞれ2110MHz−2170MHz、2110MHz−2155MHz、2620MHz−2690MHz、最大チャネル帯域幅は全て20MHzである。一方、Low BandであるBand17、5、8の送信帯域はそれぞれ704MHz−716MHz、824MHz−849MHz、880MHz−915MHz、受信帯域はそれぞれ734MHz−746MHz、869MHz−894MHz、925MHz−960MHz、最大チャネル帯域幅はBand17では10MHz、Band5とBand8では20MHzである。
High Band利用時にはチューナブルフィルタ701のTx−Rxアイソレーションが良好であるのに対して、Low Band利用時にはチューナブルフィルタ701のTx−Rxアイソレーションが不足する場合がある。これはチューナブルフィルタ2に使用するインダクタのQ値がLow Band利用時に低下することに起因する。インダクタのQ値は数式(3)のように表されるため、High Band利用時はQ値が高く、急峻なフィルタ特性を得ることにより、Tx−Rxアイソレーションが良好であっても、例えばBand17のように低い周波数帯ではQ値が低下し、急峻なフィルタ特性を得ることが困難となる。
Q=ωL/R ・・・・・・・(3)
そこでLow Band利用時にはチューナブルフィルタ701のTx−Rxアイソレーション不足を補償するキャンセラ702が必要となる。
Q=ωL/R ・・・・・・・(3)
そこでLow Band利用時にはチューナブルフィルタ701のTx−Rxアイソレーション不足を補償するキャンセラ702が必要となる。
携帯電話のように低消費電流化が望まれる移動通信端末では、良好なTx−Rxアイソレーションが得られるHigh Band利用時にはキャンセラの電源をOFF、Tx−Rxアイソレーションが不足するLow Band利用時にはキャンセラの電源をONするといった運用が有効である。
以上のように、受信系に漏洩した送信信号レベルを検波する検波回路4と、インピーダンス変換器82の入力側容量と出力側容量を調整する制御部5を備え、受信信号に含まれる送信信号のレベルが所定値を上回った場合には、送信信号レベルが低減するよう、制御部5が入力側容量と出力側容量を調整することにより、アンテナインピーダンス変動に伴うTx−Rxアイソレーションの劣化を補償することができる。
以上のように、受信系に漏洩した送信信号レベルを検波する検波回路4と、インピーダンス変換器82の入力側容量と出力側容量を調整する制御部5を備え、受信信号に含まれる送信信号のレベルが所定値を上回った場合には、送信信号レベルが低減するよう、制御部5が入力側容量と出力側容量を調整することにより、アンテナインピーダンス変動に伴うTx−Rxアイソレーションの劣化を補償することができる。
図9は、第2の実施例における移動通信端末用送受信モジュールの構成例を示すブロック図である。実施例1の図1との差異は2点あり、それは、検波回路32が受信系に漏洩する送信信号ではなく、チューナブルフィルタ2のアンテナ端子における送信信号の進行波と反射波を検波している点と、キャンセラ8がLNA88の入力段において、受信系に漏洩する送信信号と受信帯雑音に対して同振幅・逆位相の信号を合成するのではなく、同振幅・同位相の信号を合成する点である。
チューナブルデュプレクサモジュール7は、チューナブルフィルタ2、キャンセラ8、制御部5および記憶部9で構成される。
チューナブルデュプレクサモジュール7は、チューナブルフィルタ2、キャンセラ8、制御部5および記憶部9で構成される。
まずチューナブルフィルタ2、キャンセラ8の構成、送信信号と受信信号の流れについて説明する。続いて制御部5を用いたキャンセラ8の動作原理、アンテナインピーダンスが変動した場合であってもTx−Rxアイソレーション劣化を補償するための仕組みについて結合器31、検波回路32、キャンセラ整合回路33、制御部5、記憶部9を用いて説明する。
チューナブルフィルタ2はアンテナ端子、Tx端子、Rx端子の3端子を備えており、Txフィルタ22とRxフィルタ21で構成される。Tx端子はTxフィルタ22の入力端子に相当し、Rx端子はRxフィルタ21の出力端子に相当し、アンテナ端子はTxフィルタ22の出力端子およびRxフィルタ21の入力端子に相当する。
チューナブルフィルタ2はアンテナ端子、Tx端子、Rx端子の3端子を備えており、Txフィルタ22とRxフィルタ21で構成される。Tx端子はTxフィルタ22の入力端子に相当し、Rx端子はRxフィルタ21の出力端子に相当し、アンテナ端子はTxフィルタ22の出力端子およびRxフィルタ21の入力端子に相当する。
一方、キャンセラ8はRxフィルタ21と同等の周波数特性を示すRxフィルタ83、Txフィルタ22と同等の周波数特性を示すTxフィルタ81、キャンセラ整合回路33、差動増幅器88で構成される。Rxフィルタ83の入力端子はTxフィルタ22の入力端子と接続される。Txフィルタ81の出力端子とRxフィルタ21の出力端子は、それぞれLNA88の二つの入力端子に別個に接続される。
続いて送信信号と受信信号の流れについて説明する。RFIC6から出力される送信信号は、PA (Power Amplifier)62に入力され、所定の信号レベルまで増幅された後、チューナブルフィルタ2に入力される。チューナブルフィルタ2内のTxフィルタ22では受信帯熱雑音は抑圧され、送信信号は低損失で通過する。チューナブルフィルタ2より出力された送信信号は、アンテナ1より外部へ放射される。
続いて送信信号と受信信号の流れについて説明する。RFIC6から出力される送信信号は、PA (Power Amplifier)62に入力され、所定の信号レベルまで増幅された後、チューナブルフィルタ2に入力される。チューナブルフィルタ2内のTxフィルタ22では受信帯熱雑音は抑圧され、送信信号は低損失で通過する。チューナブルフィルタ2より出力された送信信号は、アンテナ1より外部へ放射される。
一方、アンテナ1より受信した受信信号は、チューナブルフィルタ2に入力される。チューナブルフィルタ2内のRxフィルタ21では、送信信号の漏れ込みは抑圧され、受信信号は低損失で通過する。チューナブルフィルタ2より出力された受信信号は、差動増幅器88を通過してRFIC6に入力される。
続いてキャンセラ8の動作原理について説明する。
続いてキャンセラ8の動作原理について説明する。
キャンセラ8は受信系に漏洩する送信信号と受信帯雑音をキャンセルするため、受信系に漏洩する送信信号と受信帯雑音に対して同振幅・同位相となるよう、キャンセラ整合回路33のインピーダンスが、アンテナ整合回路30とアンテナ1のインピーダンスを合成したインピーダンスとなるように調整している。そのため差動増幅器であるLNA88の2つの入力端には、それぞれ同振幅・同位相の信号が入力されることになり、受信系に漏洩する送信信号と受信帯雑音をキャンセルすることができる。
続いてアンテナインピーダンス変動がある場合のTx−Rxアイソレーション劣化を補償するための動作について説明する。
続いてアンテナインピーダンス変動がある場合のTx−Rxアイソレーション劣化を補償するための動作について説明する。
アンテナインピーダンス変動により、送信信号の反射波が増加する。まず結合器31と検波回路32は送信信号の進行波と反射波を検波し、検波した結果に基づいて制御部5はアンテナインピーダンスを算出し、算出したアンテナインピーダンスの情報を記憶部9に格納する。PA62とアンテナ1の間は特性インピーダンスZ0になるよう、結合器31とアンテナ整合回路30が設計されていることが望ましい。続いて制御部5は、結合器31からアンテナ側を見た場合のインピーダンスが所定のアンテナインピーダンスとなるよう、記憶部9に格納したアンテナインピーダンス情報に基づいてアンテナ整合回路30を調整する。この場合の調整とは、例えば可変容量素子の容量値を所定値に設定することである。
続いて制御部5は、Rxフィルタ83の出力端(Txフィルタ81の入力端)におけるインピーダンスが所定のアンテナインピーダンスとなるよう、記憶部9に格納したアンテナインピーダンス情報に基づいてキャンセラ整合回路33を調整する。この場合の調整とは、アンテナ整合回路30と同様に、例えば可変容量素子の容量値を所定値に設定することである。アンテナ整合回路30とキャンセラ整合回路33の調整により、アンテナインピーダンス変動が有る場合であっても、結合器31からアンテナ側を見た場合のインピーダンスが所定のアンテナインピーダンスに設定することができ、Rxフィルタ83の出力端(Txフィルタ81の入力端)におけるインピーダンスが所定のアンテナインピーダンスになる。このため、差動増幅器88の2つの入力端にはそれぞれ同振幅・同位相の信号が入力されることになり、受信系に漏洩する送信信号と受信帯雑音をキャンセルすることができる。
続いて制御部5は、Rxフィルタ83の出力端(Txフィルタ81の入力端)におけるインピーダンスが所定のアンテナインピーダンスとなるよう、記憶部9に格納したアンテナインピーダンス情報に基づいてキャンセラ整合回路33を調整する。この場合の調整とは、アンテナ整合回路30と同様に、例えば可変容量素子の容量値を所定値に設定することである。アンテナ整合回路30とキャンセラ整合回路33の調整により、アンテナインピーダンス変動が有る場合であっても、結合器31からアンテナ側を見た場合のインピーダンスが所定のアンテナインピーダンスに設定することができ、Rxフィルタ83の出力端(Txフィルタ81の入力端)におけるインピーダンスが所定のアンテナインピーダンスになる。このため、差動増幅器88の2つの入力端にはそれぞれ同振幅・同位相の信号が入力されることになり、受信系に漏洩する送信信号と受信帯雑音をキャンセルすることができる。
以上のように、送信信号の進行波と反射波を検波するための結合器31および検波回路32と、検波した信号からアンテナインピーダンスを算出し、結合器31からアンテナ側を見た場合のインピーダンスと、Rxフィルタ83の出力端(Txフィルタ81の入力端)におけるインピーダンスが所定のアンテナインピーダンスとなるよう、アンテナ整合回路30とキャンセラ整合回路33を調整する制御部5を備えることにより、アンテナインピーダンス変動に伴うTx−Rxアイソレーションの劣化を補償することができる。
1:アンテナ、2,701:チューナブルフィルタ、21,83:Rxフィルタ、22,81:Txフィルタ、8,702:キャンセラ、82:インピーダンス変換器、5,707:制御部、6:RFIC、7,700:チューナブルデュプレクサモジュール、9:記憶部、14:変復調部、15:CPU、16:メモリ、17:入力部、18:出力部、19:移動通信端末、61,705:LNA、62,706:PA、802,807,809:インダクタ、804:キャパシタ、801,803,810,811:可変キャパシタ、805:可変抵抗、806:バイアス回路、808:NMOSトランジスタ。
Claims (11)
- 通信規格に基づく複数の周波数帯から選択された周波数帯の送信信号が、接続された送信回路から入力されて当該送信信号を接続されたアンテナに出力し、当該アンテナから前記通信規格に基づく複数の周波数帯から選択された周波数帯の受信信号が入力されて、接続された受信回路に出力する移動通信端末用送受信モジュールであって、
前記送信回路から入力された送信信号が供給され前記複数の周波数帯の信号を選択的に通過させて前記アンテナに出力するTx(送信)フィルタと、当該アンテナから入力された受信信号が供給され前記複数の周波数帯の信号を選択的に通過させて前記受信回路に出力するRx(受信)フィルタとを有するチューナブルフィルタと、
前記受信回路に出力する受信信号に含まれる前記送信信号成分を検波する検波回路と、
前記送信回路から入力された送信信号が供給されて当該送信信号を処理した後に前記受信回路に出力する受信信号と合成し、前記検波回路において検波した前記送信信号成分に基づき入力側容量と出力側容量を調整して入出力インピーダンス変換するインピーダンス変換器を有するキャンセラ回路と、
前記検波回路において検波した前記送信信号成分に基づき前記キャンセラ回路を、送信側から受信側に漏れ込む送信信号を低減するよう制御する制御部
を有することを特徴とする移動通信端末用送受信モジュール。 - 請求項1に記載の移動通信端末用送受信モジュールにおいて、
前記制御部は、前記アンテナのインピーダンスが変動した際に前記キャンセラ回路が有する前記入力側容量又は出力側容量の値を調整する
ことを特徴とする移動通信端末用送受信モジュール。 - 請求項1に記載の移動通信端末用送受信モジュールにおいて、
前記キャンセラ回路は、
前記送信回路から供給された送信信号から前記受信信号における複数の周波数帯の信号成分を選択的に通過させ、前記チューナブルフィルタが有するRxフィルタと周波数特性が同等であるRxフィルタと、
当該Rxフィルタが出力した前記送信信号が供給されて当該送信信号を処理して出力するキャンセル部と、
当該キャンセル部が出力した送信信号から当該送信信号における複数の周波数帯の信号成分を選択的に通過させて前記受信回路に出力する受信信号と合成する、前記チューナブルフィルタが有するTxフィルタと周波数特性が同等であるTxフィルタ
を有することを特徴とする移動通信端末用送受信モジュール。 - 通信規格に基づく複数の周波数帯から選択された周波数帯の送信信号が、接続された送信回路から入力されて当該送信信号を接続されたアンテナに出力し、当該アンテナから前記通信規格に基づく複数の周波数帯から選択された周波数帯の受信信号が入力されて、接続された受信回路に出力する移動通信端末用送受信モジュールであって、
前記送信回路から入力された送信信号が供給され前記複数の周波数帯の信号を選択的に通過させて前記アンテナに出力するTxフィルタと、当該アンテナから入力された受信信号が供給され前記複数の周波数帯の信号を選択的に通過させて前記受信回路に出力するRxフィルタとを有するチューナブルフィルタと、
当該チューナブルフィルタと前記アンテナとを仲介する、インピーダンス可変機能を有するアンテナ整合回路と、
当該チューナブルフィルタと前記アンテナとを仲介し、当該アンテナに出力された送信信号を検出する結合器と、
当該結合器が検出した送信信号に含まれる進行波成分と反射波成分を検波する検波回路と、
前記送信回路から入力された送信信号が供給されて当該送信信号を処理した後、前記受信回路に出力する受信信号と合成する、インピーダンス可変機能を有するキャンセラ回路と、
前記検波回路において検波された前記送信信号の進行波成分と反射波成分に基づき前記アンテナ整合回路と前記キャンセラ回路のインピーダンスを制御し、送信側から受信側に漏れ込む送信信号を低減するよう制御する制御部
を有することを特徴とする移動通信端末用送受信モジュール。 - 請求項4に記載の移動通信端末用送受信モジュールにおいて、
前記キャンセラ回路は、
前記送信回路から供給された送信信号から前記受信信号における複数の周波数帯の信号成分を選択的に通過させ、前記チューナブルフィルタが有するRxフィルタと周波数特性が同等であるRxフィルタと、
当該Rxフィルタが出力した送信信号から当該送信信号における複数の周波数帯の信号成分を選択的に通過させて前記受信回路に出力する受信信号と合成する、前記チューナブルフィルタが有するTxフィルタと周波数特性が同等であるTxフィルタと、
前記Rxフィルタと前記Txフィルタの接続部におけるインピーダンスを変化させるキャンセラ整合回路
を有することを特徴とする移動通信端末用送受信モジュール。 - 請求項5に記載の移動通信端末用送受信モジュールにおいて、
前記制御部は、
前記結合器における前記アンテナのインピーダンスが所定のアンテナインピーダンスであるよう前記アンテナ整合回路を制御し、
前記Rxフィルタと前記Txフィルタの接続部におけるインピーダンスが前記所定のアンテナインピーダンスであるよう前記キャンセラ回路のキャンセル整合回路を制御する
ことを特徴とする移動通信端末用送受信モジュール。 - 通信規格に基づく複数の周波数帯から選択された周波数帯の送信信号を送信し、前記通信規格に基づく複数の周波数帯から選択された周波数帯の受信信号を受信する移動通信端末であって、
前記送信信号を送信し受信信号を受信するためのアンテナと、
前記送信信号を生成する送信回路と、
前記受信信号を処理する受信回路と、
前記送信回路で生成された送信信号が供給され前記複数の周波数帯の信号を選択的に通過させて前記アンテナに出力するTxフィルタと、前記アンテナから入力された受信信号が供給され前記複数の周波数帯の信号を選択的に通過させて前記受信回路に出力するRxフィルタとを有するチューナブルフィルタと、
前記受信回路に出力する受信信号に含まれる前記送信信号成分を検波する検波回路と、
前記送信回路から入力された送信信号が供給されて当該送信信号を処理した後に前記受信回路に出力する受信信号と合成し、前記検波回路において検波した送信信号成分に基づき入力側容量と出力側容量を調整して入出力インピーダンス変換するインピーダンス変換器を有するキャンセラ回路と、
前記検波回路において検波した送信信号成分に基づき前記キャンセラ回路を、送信側から受信側に漏れ込む送信信号を低減するよう制御する制御部
を有することを特徴とする移動通信端末。 - 請求項7に記載の移動通信端末であって、
前記制御部は、前記アンテナのインピーダンスが変動した際に送信側から受信側に漏れ込む送信信号を低減するよう前記キャンセラ回路が有する前記入力側容量又は出力側容量を調整する
ことを特徴とする移動通信端末。 - 通信規格に基づく複数の周波数帯から選択された周波数帯の送信信号を送信し、前記通信規格に基づく複数の周波数帯から選択された周波数帯の受信信号を受信する移動通信端末であって、
前記送信信号を送信し受信信号を受信するためのアンテナと、
前記送信信号を生成する送信回路と、
前記受信信号を処理する受信回路と、
前記送信回路で生成された送信信号が供給され前記複数の周波数帯の信号を選択的に通過させて前記アンテナに出力するTxフィルタと、前記アンテナから入力された受信信号が供給され前記複数の周波数帯の信号を選択的に通過させて前記受信回路に出力するRxフィルタとを有するチューナブルフィルタと、
当該チューナブルフィルタと前記アンテナとを仲介する、インピーダンス可変機能を有するアンテナ整合回路と、
当該チューナブルフィルタと前記アンテナとを仲介し、当該アンテナに出力された送信信号を検出する結合器と、
当該結合器が検出した送信信号に含まれる進行波成分と反射波成分を検波する検波回路と、
前記送信回路から入力された送信信号が供給されて当該送信信号を処理した後、前記受信回路に出力する受信信号と合成する、インピーダンス可変機能を有するキャンセラ回路と、
前記検波回路において検波された送信信号の進行波成分と反射波成分に基づき前記アンテナ整合回路と前記キャンセラ回路のインピーダンスを制御し、送信側から受信側に漏れ込む送信信号を低減するよう制御する制御部
を有することを特徴とする移動通信端末。 - 請求項9に記載の移動通信端末であって、
前記キャンセラ回路は、
前記送信回路から供給された送信信号から前記受信信号における複数の周波数帯の信号成分を選択的に通過させ、前記チューナブルフィルタが有するRxフィルタと周波数特性が同等であるRxフィルタと、
当該Rxフィルタが出力した送信信号から当該送信信号における複数の周波数帯の信号成分を選択的に通過させて前記受信回路に出力する受信信号と合成する、前記チューナブルフィルタが有するTxフィルタと周波数特性が同等であるTxフィルタと、
前記Rxフィルタと前記Txフィルタの接続部におけるインピーダンスを変化させるキャンセラ整合回路
を有し、
前記制御部は、
前記結合器における前記アンテナのインピーダンスが所定のアンテナインピーダンスであるよう前記アンテナ整合回路を制御し、
前記Rxフィルタと前記Txフィルタの接続部におけるインピーダンスが前記所定のアンテナインピーダンスであるよう前記キャンセラ回路のキャンセル整合回路を制御する
ことを特徴とする移動通信端末。 - 請求項7又は請求項9に記載の移動通信端末において、
前記制御部は、
前記送信信号又は受信信号の周波数帯が所定の周波数よりも低い場合に、送信側から受信側に漏れ込む送信信号を低減するよう制御する
ことを特徴とする移動通信端末。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012258559A JP2014107668A (ja) | 2012-11-27 | 2012-11-27 | 移動通信端末用送受信モジュール、及び移動通信端末 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012258559A JP2014107668A (ja) | 2012-11-27 | 2012-11-27 | 移動通信端末用送受信モジュール、及び移動通信端末 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2014107668A true JP2014107668A (ja) | 2014-06-09 |
Family
ID=51028816
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012258559A Pending JP2014107668A (ja) | 2012-11-27 | 2012-11-27 | 移動通信端末用送受信モジュール、及び移動通信端末 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2014107668A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN115395966A (zh) * | 2018-12-14 | 2022-11-25 | 株式会社村田制作所 | 收发模块 |
-
2012
- 2012-11-27 JP JP2012258559A patent/JP2014107668A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN115395966A (zh) * | 2018-12-14 | 2022-11-25 | 株式会社村田制作所 | 收发模块 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
TWI645685B (zh) | 旁通路徑之損失減少 | |
CN111800179B (zh) | 一种分集接收机及终端 | |
US8265571B2 (en) | Circuit arrangement with improved decoupling | |
US20130242809A1 (en) | Mobile communication terminal module and mobile communication terminal | |
EP3185427B9 (en) | Architecture and control of hybrid coupler based analog self-interference cancellation | |
US20110134810A1 (en) | Module for use in mobile communication terminal and mobile communication terminal applying the same therein | |
US20120163245A1 (en) | Module for mobile communication terminal and mobile communication terminal | |
US20140376419A1 (en) | Passive leakage cancellation networks for duplexers and coexisting wireless communication systems | |
US8774747B2 (en) | Radio frequency receiver | |
US10476531B2 (en) | High-frequency front-end circuit | |
WO2011119659A1 (en) | Adaptive antenna neutralization network | |
WO2015123668A1 (en) | Hybrid-based cancellation in presence of antenna mismatch | |
US9100109B2 (en) | Apparatus for wirelessly transmitting information, communication terminal for wirelessly transmitting information and impedance matching method | |
KR20170093252A (ko) | 무선 주파수 디바이스에서 집적된 cmos 송/수신 스위치 | |
US10958408B2 (en) | Transmit-and-receive module | |
US11996869B2 (en) | Radio frequency module and communication device | |
US20160352494A1 (en) | Radio frequency front-end circuit | |
CN108880570B (zh) | 具有接收频带可变滤波功能的多频带射频发送器 | |
JP2014107668A (ja) | 移動通信端末用送受信モジュール、及び移動通信端末 | |
EP3465922B1 (en) | Duplexing apparatus, transceiver apparatus and method of compensating for signal leakage | |
US20160352365A1 (en) | High-frequency front end circuit | |
US20090010317A1 (en) | Nullification of transmitter noise at receive signal frequency | |
WO2024126746A1 (en) | Improved n-plexer | |
NL2005607C2 (en) | A configurable communication device. | |
US9343807B2 (en) | Antenna system for receiving and transmitting wireless signals |