JP2014082925A - スイッチング電源装置およびスイッチング電源装置の回路設計方法 - Google Patents
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Abstract
【課題】大容量の平滑コンデンサを用いることなく、広範囲の入力電圧に対応できるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】スイッチング電源装置は、交流電圧を整流して整流電圧を出力するように構成された整流回路と、整流電圧を平滑化して平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、平滑電圧を変換して中間電圧を出力するように構成された第1DC−DCコンバータであって、平滑電圧に応じて、昇圧動作、昇降圧動作、降圧動作を行い、リプルを含むまたはリプルを実質的に含まない中間電圧を出力するように構成された第1DC−DCコンバータと、中間電圧を変換してリプルを実質的に含まない出力電圧を出力するように構成された第2DC−DCコンバータと、を備えたスイッチング電源装置。
【選択図】図1
【解決手段】スイッチング電源装置は、交流電圧を整流して整流電圧を出力するように構成された整流回路と、整流電圧を平滑化して平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、平滑電圧を変換して中間電圧を出力するように構成された第1DC−DCコンバータであって、平滑電圧に応じて、昇圧動作、昇降圧動作、降圧動作を行い、リプルを含むまたはリプルを実質的に含まない中間電圧を出力するように構成された第1DC−DCコンバータと、中間電圧を変換してリプルを実質的に含まない出力電圧を出力するように構成された第2DC−DCコンバータと、を備えたスイッチング電源装置。
【選択図】図1
Description
本発明は、商用電源等を入力電圧源とし、定電圧を出力するスイッチング電源装置およびスイッチング電源装置の回路設計方法に関する。特に、大容量の平滑コンデンサを用いることなく、広範囲の入力電圧に対応したスイッチング電源装置およびスイッチング電源装置の回路設計方法に関する。
近年、商用電源等の入力電圧源から所望の定電圧を得る電源装置として、スイッチング電源装置が用いられている。図9は、従来のスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。図9に示すように、スイッチング電源装置300は、整流回路310、平滑コンデンサ320、およびDC−DCコンバータ330を備えており、交流電圧源200から交流の入力電圧Vinを入力し、直流の出力電圧Voutに変換して負荷回路400に出力する。
交流電圧源200は、一般に、商用電源が用いられる。整流回路310は、例えば、ダイオードブリッジで構成することができ、平滑コンデンサ320は、電解コンデンサ等が用いられる。交流電圧源200からの入力電圧Vinは、整流回路310で全波整流され、平滑コンデンサ320によりリプル電圧が低減され、直流電圧となり、DC−DCコンバータ330に供給される。
DC−DCコンバータ330は、入力電圧Vinと出力電圧Voutとの関係により、昇圧型、降圧型、昇降圧型のうち適切な方式の回路が選択される。また、絶縁機能が要求される場合は、トランスを用いたフライバック方式、フォワード方式等の回路が用いられる。
測定器、制御機器、フィールド機器等に組み込まれるスイッチング電源装置では、想定されるあらゆる電圧入力レンジに適合させるため、例えば、交流の実効値において24〜240Vといった広範囲の入力電圧への対応が要求される場合がある。このような広範囲の入力電圧に適合するために、平滑コンデンサ320には、高電圧入力時の高耐電圧性能が要求される。さらに、入力電圧が低電圧の場合にもリプルを十分低減し、所望の出力電圧値を確保できるように大きな容量が要求される。
このように、平滑コンデンサ320は、広範囲の入力電圧に対応するために高耐電圧性能と大容量とが要求されるが、これを実現するためには、大型で高価な電解コンデンサが必要となり、スイッチング電源装置300の大型化、および高コスト化を招くことになる。
そこで、本発明の一態様のスイッチング電源装置およびスイッチング電源装置の回路設計方法において、大容量の平滑コンデンサを用いることなく、広範囲の入力電圧に対応できるようにすることを目的とする。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、第1の実効値を有する第1の交流電圧を整流して第1の整流電圧を出力し、前記第1の実効値よりも大きな第2の実効値を有する第2の交流電圧を整流して第2の整流電圧を出力し、前記第2の実効値よりも大きな第3の実効値を有する第3の交流電圧を整流して第3の整流電圧を出力するように構成された整流回路と、前記第1の整流電圧を平滑化して第1の平滑電圧を出力し、前記第2の整流電圧を平滑化して第2の平滑電圧を出力し、前記第3の整流電圧を平滑化して第3の平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、前記第1の平滑電圧を変換して第1の中間電圧を出力し、前記第2の平滑電圧を変換して第2の中間電圧を出力し、前記第3の平滑電圧を変換して第3の中間電圧を出力するように構成された第1DC−DCコンバータであって、前記第1の平滑電圧が入力された場合には、昇圧動作を行い、リプルを含む前記第1の中間電圧を出力し、前記第2の平滑電圧が入力された場合には、前記平滑電圧の変動に応じて昇降圧動作を行い、前記第1の中間電圧よりも小さなリプルを含む前記第2の中間電圧を出力し、前記第3の整流電圧が入力された場合には、降圧動作を行い、リプルを実質的に含まない前記第3の中間電圧を出力するように構成された第1DC−DCコンバータと、前記第1の中間電圧、前記第2の中間電圧、および前記第3の中間電圧を変換して、リプルを実質的に含まない出力電圧を出力するように構成された第2DC−DCコンバータと、を備える。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記交流電圧の周波数の2倍の周波数における前記第1DC−DCコンバータのオープンループゲインは、前記第2DC−DCコンバータの出力電圧に含まれるリプル含有量を、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量以下とする値を有する。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第1DC−DCコンバータが、下記式1および2を満たすオープンループゲインG*Hを有する。
Vdis/{(1+G*H)*(1+G2*H2)} < Vout_ripple_spec(式1)
Vin2_min < Vdis/(1+G*H)+Vref*G*H/(1+G*H) < Vin2_max(式2)
上記式において、
Vout_ripple_specは、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量であり、
Vdisは、前記平滑電圧および負荷電流に依存する外乱成分であり、
Vin2_minは、前記第2DC−DCコンバータの許容最小電圧であり、
Vin2_maxは、前記第2DC−DCコンバータの許容最大電圧であり、
G*Hは、前記第1DC−DCコンバータのオープンループゲインであり、
G2*H2は、前記第2DC−DCコンバータのオープンループゲインであり、
Vrefは、参照電圧である。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記交流電圧の周波数の2倍の周波数における前記第1DC−DCコンバータの前記オープンループゲインが、0から20dBである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記出力電圧が直流24Vであり、前記Vout_ripple_specが、100mVppであり、前記Vin2_minが、80Vであり、前記Vin2_maxが、120Vである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第1の交流電圧の実効値が、24〜70Vの範囲であり、前記第2の交流電圧の実効値が、70〜120Vの範囲であり、前記第3の交流電圧の実効値が、120〜240Vの範囲である。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第1の交流電圧の実効値が、24Vであり、前記第2の交流電圧の実効値が、100Vであり、前記第3の交流電圧の実効値が、240Vである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第1DC−DCコンバータは、前記第1の平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、負帰還スイッチング制御を行なわないように構成され、前記基準値以下の期間における前記第1の中間電圧の変動範囲が、前記第2DC−DCコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲内である。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、交流電圧を整流して整流電圧を出力するように構成された整流回路と、前記整流電圧を平滑化して、平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、前記平滑電圧を変換して中間電圧を出力するように構成された第1DC−DCコンバータと、前記中間電圧を変換して出力電圧を出力するように構成された第2DC−DCコンバータと、を備え、前記第1DC−DCコンバータは、前記平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、負帰還スイッチング制御を行なわないように構成され、前記基準値以下の期間における前記中間電圧の変動範囲が、前記第2DC−DCコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲内である。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記基準値は、5Vである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第2DC−DCコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲の最小値が、80Vであり、前記第2DC−DCコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲の最大値が、120Vである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第1DC−DCコンバータは、トランスと、前記トランスに接続されたスイッチと、前記スイッチに接続された制御部とを備え、前記制御部は、前記平滑電圧を検出し、前記平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、前記スイッチのオンオフの時間比率の制御を行わないように構成される。
本発明の一態様のスイッチング電源装置の回路設計方法は、交流電圧を整流して整流電圧を出力するように構成された整流回路と、前記整流電圧を平滑化して、平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、前記平滑電圧を変換して中間電圧を出力するように構成された第1DC−DCコンバータと、前記中間電圧を変換して出力電圧を出力するように構成された第2DC−DCコンバータと、を備え、前記第1DC−DCコンバータに含まれる回路が、下記式1および2を満たすオープンループゲインG*Hを有するように設計される。
Vdis/{(1+G*H)*(1+G2*H2)} < Vout_ripple_spec(式1)
Vin2_min < Vdis/(1+G*H)+Vref*G*H/(1+G*H) < Vin2_max(式2)
上記式において、
Vout_ripple_specは、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量であり、
Vdisは、前記平滑電圧および負荷電流に依存する外乱成分であり、
Vin2_minは、前記第2DC−DCコンバータの許容最小電圧であり、
Vin2_maxは、前記第2DC−DCコンバータの許容最大電圧であり、
G*Hは、前記第1DC−DCコンバータのオープンループゲインであり、
G2*H2は、前記第2DC−DCコンバータのオープンループゲインであり、
Vrefは、参照電圧である。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記交流電圧の周波数の2倍の周波数における前記第1DC−DCコンバータのオープンループゲインは、前記第2DC−DCコンバータの出力電圧に含まれるリプル含有量を、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量以下とする値を有する。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第1DC−DCコンバータが、下記式1および2を満たすオープンループゲインG*Hを有する。
Vdis/{(1+G*H)*(1+G2*H2)} < Vout_ripple_spec(式1)
Vin2_min < Vdis/(1+G*H)+Vref*G*H/(1+G*H) < Vin2_max(式2)
上記式において、
Vout_ripple_specは、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量であり、
Vdisは、前記平滑電圧および負荷電流に依存する外乱成分であり、
Vin2_minは、前記第2DC−DCコンバータの許容最小電圧であり、
Vin2_maxは、前記第2DC−DCコンバータの許容最大電圧であり、
G*Hは、前記第1DC−DCコンバータのオープンループゲインであり、
G2*H2は、前記第2DC−DCコンバータのオープンループゲインであり、
Vrefは、参照電圧である。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記交流電圧の周波数の2倍の周波数における前記第1DC−DCコンバータの前記オープンループゲインが、0から20dBである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記出力電圧が直流24Vであり、前記Vout_ripple_specが、100mVppであり、前記Vin2_minが、80Vであり、前記Vin2_maxが、120Vである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第1の交流電圧の実効値が、24〜70Vの範囲であり、前記第2の交流電圧の実効値が、70〜120Vの範囲であり、前記第3の交流電圧の実効値が、120〜240Vの範囲である。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第1の交流電圧の実効値が、24Vであり、前記第2の交流電圧の実効値が、100Vであり、前記第3の交流電圧の実効値が、240Vである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第1DC−DCコンバータは、前記第1の平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、負帰還スイッチング制御を行なわないように構成され、前記基準値以下の期間における前記第1の中間電圧の変動範囲が、前記第2DC−DCコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲内である。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、交流電圧を整流して整流電圧を出力するように構成された整流回路と、前記整流電圧を平滑化して、平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、前記平滑電圧を変換して中間電圧を出力するように構成された第1DC−DCコンバータと、前記中間電圧を変換して出力電圧を出力するように構成された第2DC−DCコンバータと、を備え、前記第1DC−DCコンバータは、前記平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、負帰還スイッチング制御を行なわないように構成され、前記基準値以下の期間における前記中間電圧の変動範囲が、前記第2DC−DCコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲内である。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記基準値は、5Vである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第2DC−DCコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲の最小値が、80Vであり、前記第2DC−DCコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲の最大値が、120Vである。
本発明の一態様のスイッチング電源装置は、前記第1DC−DCコンバータは、トランスと、前記トランスに接続されたスイッチと、前記スイッチに接続された制御部とを備え、前記制御部は、前記平滑電圧を検出し、前記平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、前記スイッチのオンオフの時間比率の制御を行わないように構成される。
本発明の一態様のスイッチング電源装置の回路設計方法は、交流電圧を整流して整流電圧を出力するように構成された整流回路と、前記整流電圧を平滑化して、平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、前記平滑電圧を変換して中間電圧を出力するように構成された第1DC−DCコンバータと、前記中間電圧を変換して出力電圧を出力するように構成された第2DC−DCコンバータと、を備え、前記第1DC−DCコンバータに含まれる回路が、下記式1および2を満たすオープンループゲインG*Hを有するように設計される。
Vdis/{(1+G*H)*(1+G2*H2)} < Vout_ripple_spec(式1)
Vin2_min < Vdis/(1+G*H)+Vref*G*H/(1+G*H) < Vin2_max(式2)
上記式において、
Vout_ripple_specは、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量であり、
Vdisは、前記平滑電圧および負荷電流に依存する外乱成分であり、
Vin2_minは、前記第2DC−DCコンバータの許容最小電圧であり、
Vin2_maxは、前記第2DC−DCコンバータの許容最大電圧であり、
G*Hは、前記第1DC−DCコンバータのオープンループゲインであり、
G2*H2は、前記第2DC−DCコンバータのオープンループゲインであり、
Vrefは、参照電圧である。
本発明の一態様によれば、スイッチング電源装置およびスイッチング電源装置の回路設計方法において、大容量の平滑コンデンサを用いることなく、広範囲の入力電圧に対応できる。
本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。図1は、本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置の構成を示すブロック図である。図1に示すように、スイッチング電源装置100は、整流回路110、平滑コンデンサ120、粗調整DC−DCコンバータ130、および高精度DC−DCコンバータ140を備えており、交流電圧源200から交流の入力電圧Vinを入力し、直流の出力電圧Voutに変換して負荷回路400に出力するように構成される。
このように、本実施形態に係るスイッチング電源装置100は、DC−DCコンバータを2段接続して用いており、前段の粗調整DC−DCコンバータ130の出力を後段の高精度DC−DCコンバータ140に入力するように構成される。
交流電圧源200は、商用電源を用いることができる。一般に、商用電源は、50Hzまたは60Hzの周波数を用いる。スイッチング電源装置100は、広範囲、例えば、交流の実行値において24V〜240Vの電圧レンジに対応可能である。なお、スイッチング電源装置100は、直流電圧源であっても動作可能である。
整流回路110は、例えば、ダイオードブリッジで構成することができる。平滑コンデンサ120は、例えば、電解コンデンサで構成することができる。
本実施形態において、平滑コンデンサ120は、想定される最大電圧に対する高耐電圧性能が要求される。整流回路110は、例えば、最大電圧である交流の実効値240Vの入力を整流し、平滑コンデンサ120に印加される339Vの直流の整流電圧を生成する。従って、平滑コンデンサ120は、この339Vの直流の整流電圧に対する高耐電圧性能が要求される。しかしながら、DC−DCコンバータを2段構成としているため、従来のような大容量は要求されない。従来のスイッチング電源装置300の平滑コンデンサ320において、低電圧時に、仕様上許容されるリプル含有量を満たすために要求される容量よりも小さい容量を、平滑コンデンサ120に用いることができる。
すなわち、平滑コンデンサ120は、平滑効果は十分でなくてもよく、小型で安価なコンデンサを用いることができる。したがって、スイッチング電源装置100の大型化、および高コスト化を防ぐことができる。
交流電圧源200からの入力電圧Vinは、整流回路110で全波整流されて整流電圧となり、平滑コンデンサ120により平滑化されて平滑電圧Vrectとなり、粗調整DC−DCコンバータ130に供給される。例えば、整流回路110は、交流の実効値240Vの入力電圧Vinを整流して339Vの直流の整流電圧を生成し、交流の実効値100Vの入力電圧Vinを整流して141Vの直流の整流電圧を生成し、および、交流の実効値24Vの入力電圧Vinを整流して34Vの直流の整流電圧を生成する。
平滑コンデンサ120が大容量を要求されないため、粗調整DC−DCコンバータ130に入力される平滑電圧Vrectは、大きなACリプルを含んだ電圧となる場合がある。特に、入力電圧Vinが低く、負荷回路400の負荷が大きい場合に、ACリプルの発生が顕著となる。逆に、入力電圧Vinが高い場合は、ACリプルは問題とならない。
粗調整DC−DCコンバータ130は、広範囲の不特定の平滑電圧Vrectを入力し、所定の中間電圧Vmidに変換する。このため、昇圧動作、降圧動作の両方を行なえる方式のコンバータを用いる。入力電圧に応じて、昇圧動作、降圧動作の両方を行なえる方式のコンバータとしては、フライバック型、SEPIC型等があげられる。本実施形態では、フライバック型を用いた場合を例に説明する。
図1に示すように、粗調整DC−DCコンバータ130は、トランス131、FET等のスイッチ132、制御部133、ダイオード134、コンデンサ135、および誤差検出部136を備えている。
制御部133がスイッチ132をスイッチングさせることで、平滑電圧Vrectが高周波の交流として、トランス131の1次側に入力され、2次側にエネルギーが伝達される。伝達された交流のエネルギーは、ダイオード134で整流され、さらにコンデンサ135で平滑化されて中間電圧Vmidとなる。
中間電圧Vmidは、誤差検出部136により、参照電圧Vrefと比較され、誤差信号が生成される。制御部133は、誤差信号に基づいてスイッチ132のオンオフの時間比率であるデューティ比を制御することにより負帰還スイッチング制御を行い、中間電圧Vmidを一定に保つように制御する。本実施形態では、PWM制御を行なうものとする。
なお、粗調整DC−DCコンバータ130は、後段の高精度DC−DCコンバータ140の出力電圧Voutが、スイッチング電源装置100の仕様上要求される性能を満たす限り、高精度は必要とされず、中間電圧Vmidのノイズ性能やレギュレーション性能を緩和することができる。したがって、部品数の少ない簡易な回路で構成することができ、実装面積を小さくすることができる。
高精度DC−DCコンバータ140は、所定の中間電圧Vmidを所定の出力電圧Voutに変換する。出力電圧Voutは、負荷回路400の要求に合わせて任意に定めることができ、中間電圧Vmidは、高精度DC−DCコンバータ140の設計の都合等に合わせて任意に定めることができる。
高精度DC−DCコンバータ140は、中間電圧Vmidと、出力電圧Voutとの関係に応じて、昇圧型、降圧型、および昇降圧型の中から適切な方式を選択することができ、一般的な回路を用いて構成することができる。
なお、高精度DC−DCコンバータ140は、複数個の負荷回路400に電圧を供給する多出力型であってもよい。また、スイッチング電源装置100の入力側と出力側とで電気的な絶縁性能が要求される場合は、粗調整DC−DCコンバータ130および高精度DC−DCコンバータ140の少なくとも一方に絶縁型コンバータを用いることで絶縁性能を実現することができる。
上述のように、平滑コンデンサ120が大容量を要求されないため、粗調整DC−DCコンバータ130に入力される平滑電圧Vrectは、入力電圧Vinが低いときに、大きなACリプルを含んだ電圧となる場合がある。
粗調整DC−DCコンバータ130を、従来の一般的な手法を用いて設計した場合、低電圧入力時の平滑電圧Vrectが大きなACリプルを含んでいると、ACリプルの底部の電圧が低くなる時点において出力電圧を上げようとしても、入力電圧不足になる場合がある。このため、制御部133の動作が不安定になったり、停止してしまい、スイッチング電源装置100の動作に悪影響を与える場合が生じる。
そこで、本実施形態では、平滑電圧Vrectが大きなACリプルを含んでいる場合であっても、粗調整DC−DCコンバータ130が動作不良を起こさずに、スイッチング電源装置100の動作に悪影響を与えないように構成されている。
(第1の手法)
そのための第1の手法について説明する。図2は、粗調整DC−DCコンバータ130を負帰還制御システムとしてモデル化したブロック線図である。本システムでは、参照電圧Vrefを入力とし、中間電圧Vmidおよび負荷電流Iloadを出力とし、平滑電圧Vrectが外乱として加わっている。伝達関数Gは、制御部、スイッチ、および出力回路の経路に該当し、帰還の伝達関数Hは、誤差検出部に該当する。
そのための第1の手法について説明する。図2は、粗調整DC−DCコンバータ130を負帰還制御システムとしてモデル化したブロック線図である。本システムでは、参照電圧Vrefを入力とし、中間電圧Vmidおよび負荷電流Iloadを出力とし、平滑電圧Vrectが外乱として加わっている。伝達関数Gは、制御部、スイッチ、および出力回路の経路に該当し、帰還の伝達関数Hは、誤差検出部に該当する。
ここで、入力電圧Vinの周波数をfacとすると、全波整流の場合、平滑電圧VrectのACリプルは周波数2*facを有する。
図9に示した従来のDC−DCコンバータ330では、リプルを抑圧するため、図3の破線に示すように、リプル周波数2*fac付近のオープンループゲイン|GH|(「ループゲイン|GH|」と称する場合もあるが、ここでは「オープンループゲイン|GH|」と称する)を十分高く設定していた。これにより、平滑電圧Vrectに含まれるACリプルを抑圧し、出力電圧にリプル周波数2*facの成分が含まれないようにしていた。
これに対し、第1の手法の粗調整DC−DCコンバータ130では、図3の実線に示すように、リプル周波数2*fac付近のオープンループゲイン|GH|を0dB近くまで下げる。これにより、周波数2*facのACリプルに対する抑圧感度が下がり、無理に出力電圧を上げようとしなくなるため、入力電圧不足による、制御部133の動作不安定や動作停止を防ぐことができる。
つまり、図9に示した従来の1段のDC−DCコンバータ330を用いる場合に、スイッチング電源装置300の出力電圧Voutで仕様上許容されるリプル含有量を満たすために設定されている周波数2*facにおけるオープンループゲインよりも低い値のオープンループゲインが周波数2*facにおいて粗調整DC−DCコンバータ130に設定されている。
一方で、粗調整DC−DCコンバータ130の周波数2*facにおけるオープンループゲインは、次段の高精度DC−DCコンバータ140の出力電圧Voutに含まれるリプル含有量を、スイッチング電源装置100の仕様上許容されるリプル含有量以下とする値であることが要求される。
第1の手法における、伝達関数G、Hのゲインの設計方法について、図4及び5を用いて詳細に説明する。図4は、図2に示された粗調整DC−DCコンバータ130の制御ループをモデル化したブロック図である。中間電圧Vmidに残留するACリプル電圧は、平滑電圧Vrectや負荷電流Iloadに依存し、粗調整DC−DCコンバータ130の制御ループに外乱として影響する。この外乱成分が関数Vdis(Vrect,Iload)として図4に示されている。図4からこの制御系の閉ループ特性を求めると、以下式1で表される。
Vmid = Vdis/(1+G*H)+Vref*G*H/(1+G*H) (式1)
Vmid = Vdis/(1+G*H)+Vref*G*H/(1+G*H) (式1)
この制御系で抑圧しきれずVmidに残留するリプル成分Vmid_rippleは、式1の第1項が相当し、以下式2で表される。
Vmid_ripple = Vdis/(1+G*H) (式2)
Vmid_ripple = Vdis/(1+G*H) (式2)
図9に示された従来の1段構成のコンバータでは、Vmid_rippleがそのまま出力電圧のリプル成分Vout_rippleになる。従って、出力リプル許容値をVout_ripple_specとすると、以下式3を満たす必要がある。
Vout_ripple = Vmid_ripple = Vdis/(1+G*H) < Vout_ripple_spec(式3)
Vout_ripple = Vmid_ripple = Vdis/(1+G*H) < Vout_ripple_spec(式3)
そのためには、図9に示した従来のDC−DCコンバータ330では、周波数2*facにおいて、G*Hを十分大きく設計するか、大容量の平滑コンデンサ320を使用して制御ループに注入されるVdis自体が小さくなるように設計する必要があった。しかしながら、G*Hを大きくとることは制御ループの安定性を低下させることにつながり、大容量のコンデンサは大きな部品実装面積や体積を必要とするため、実現を難しくしていた。
一方、第1の手法における2段構成のコンバータの場合、図5のような次段の高精度DC−DCコンバータ140のモデルを適用することで、次段の高精度DC−DCコンバータ140の出力電圧のリプル成分は、概ね1/(1+G2*H2)に抑圧される。ここで、この高精度DC−DCコンバータ140の出力電圧のリプル成分が、出力電圧リプル許容値未満であることが要求される。この関係を表すと、式4のようになる。
Vout_ripple = Vmid_ripple/(1+G2*H2) = Vdis/{(1+G*H)*(1+G2*H2)} < Vout_ripple_spec(式4)
Vout_ripple = Vmid_ripple/(1+G2*H2) = Vdis/{(1+G*H)*(1+G2*H2)} < Vout_ripple_spec(式4)
このとき前段の粗調整DC−DCコンバータ130の出力Vmidは、次段の高精度DC−DCコンバータ140の許容入力電圧範囲(最小値Vin2_min、最大値Vin2_max)に入る程度に制御されていればよい。具体的には、式5を満たすようにG、Hのゲインを決めてやればよい。
Vin2_min < Vmid = Vdis/(1+G*H)+Vref*G*H/(1+G*H) < Vin2_max (式5)
Vin2_min < Vmid = Vdis/(1+G*H)+Vref*G*H/(1+G*H) < Vin2_max (式5)
式4および式5を満たす条件下では、次段の高精度DC−DCコンバータ140は一般的なDC−DCコンバータとして設計でき、G2、H2に十分なゲインをとれることから、出力リプルを容易に抑圧できる。
例えば、出力電圧が直流24Vの場合、Vout_ripple_specとして、100mVppが設定される。また、例えば、Vin2_minとして、80Vが設定され、Vin2_maxとして、120Vが設定される。例えば、リプル周波数2*facの粗調整DC−DCコンバータのオープンループゲインとして、0から20dBが設定される。
図6A〜Cは、粗調整DC−DCコンバータ130の動作を説明する図である。本実施例では、粗調整DC−DCコンバータ130が出力する中間電圧Vmidは100Vである。また、入力電圧Vinの周波数は、facであり、平滑電圧Vrectには、周波数2*facのACリプルが含まれている。
図6Aは、入力電圧Vinが低電圧の実効値24Vの場合の例であり、粗調整DC−DCコンバータ130は昇圧動作を行なう。入力電圧Vinが低電圧のため、平滑電圧Vrectには大きなACリプルが含まれており、昇圧された中間電圧Vmidには、抑圧しきれないリプル成分が多く含まれている。ただし、このリプル成分は、次段の高精度DC−DCコンバータ140で抑圧される。このような動作を行う入力電圧Vinの実効値の範囲は、例えば、24〜70Vの範囲である。
図6Bは、入力電圧Vinが中間電圧Vmidと同程度の実効値100Vの場合の例であり、粗調整DC−DCコンバータ130は平滑電圧Vrectの変動に応じて昇降圧動作を行なう。平滑電圧Vrectに含まれるリプルは入力電圧Vinが低電圧のときよりも小さい。昇降圧された中間電圧Vmidには、リプル成分が残っているが、入力電圧Vinが実効値24Vの場合の中間電圧に含まれるリプル成分よりも少ない。このような動作を行う入力電圧Vinの実効値の範囲は、例えば、70〜120Vの範囲である。
図6Cは、入力電圧Vinが高電圧の実効値240Vの場合の例であり、粗調整DC−DCコンバータ130は降圧動作を行なう。平滑電圧Vrectに含まれるリプルはさらに小さく、降圧された中間電圧Vmidには、リプル成分は実質的に含まれない。このような動作を行う入力電圧Vinの実効値の範囲は、例えば、120〜240Vの範囲である。本明細書における、リプルを実質的に含まないとは、リプル成分が全く含まれないか、または無視出来る程度の少量のリプル成分を含むことを示す。具体的には、リプル成分が、100mVppであることを意味する。
いずれの場合も、次段の高精度DC−DCコンバータ140により、中間電圧Vmidが、許容リプル量を満たしたリプルを実質的に含まない所定の出力電圧Voutに変換され、負荷回路400に供給される。このように、第1の手法によれば、スイッチング電源装置100は、中間電圧Vmidが大きなACリプルを含んでいても正常な動作を行なえるため、大容量の平滑コンデンサを用いることなく、広範囲の入力電圧に対応できるようになる。
(第2の手法)
次に、平滑電圧Vrectが大きなACリプルを含んでいる場合であっても、粗調整DC−DCコンバータ130が、スイッチング電源装置100の動作に悪影響を与えないための第2の手法について説明する。
次に、平滑電圧Vrectが大きなACリプルを含んでいる場合であっても、粗調整DC−DCコンバータ130が、スイッチング電源装置100の動作に悪影響を与えないための第2の手法について説明する。
従来のDC−DCコンバータには負帰還制御動作が可能な入力電圧範囲があり、この範囲を外れると、発振したり制御回路が停止したりして不安定動作となり、出力電圧が大きく変動する。一方、第2の手法では、図7に示すように、制御部133−1が平滑電圧Vrectを検出するように構成される。そして、図8Aに示すように、平滑電圧Vrectが所定の基準値よりも大きい区間は、スイッチ132のデューティ比の制御を行なって負帰還スイッチング制御を行ない、平滑電圧Vrectが所定の基準値よりも小さい区間は、スイッチ132のデューティ比の制御を行なわず、負帰還スイッチング制御を停止させる。具体的には、パルス幅を所定値に固定する。固定するパルス幅の値は任意である。
詳細に説明すると、図8Aは、平滑電圧Vrectが大きなリプルを含み、リプルの制御可能な入力電圧範囲を下回る場合を示している。制御部133−1は平滑電圧Vrectを検出し、所定の基準値以下になるとスイッチ132のデューティ比を固定し、負帰還スイッチング制御を停止し、非制御状態とすることで、不安定動作になることを回避する。次に平滑電圧Vrectが上昇し所定の基準値を超えると、再び通常の負帰還スイッチング制御動作に戻る。非制御区間では、負帰還スイッチング制御が行われないことから、負荷電流Iloadによって出力電圧Vmidは変動するが、その変動範囲が次段の高精度DC−DCコンバータ140の許容入力電圧範囲(最小値Vin2_min、最大値Vin2_max)に入る範囲で非制御動作を行うように基準値を設定する。
例えば、Vin2_minとして、80Vが設定され、Vin2_maxとして、120Vが設定される。例えば、粗調整DC−DCコンバータ130は、平滑電圧が5V以下の期間は、負帰還スイッチング制御を行なわないように構成される。
制御部133−1が、デューティ比の制御を行なわないことにより、帰還制御ループが切れた状態となるため、無理に出力する中間電圧Vmidを上げようとしなくなり、入力電圧不足による、制御部133の動作不安定や動作停止を防ぐことができる。
この場合、中間電圧Vmidには、図8Bの実線に示すように、リプル成分が多く残ることになるため、次段の高精度DC−DCコンバータ140により抑圧できる範囲内において、デューティ比の制御を行なわない基準値を設定する。
以上説明したように、第2の手法により、スイッチング電源装置100は、中間電圧Vmidが大きなACリプルを含んでいても正常な動作を行なえるため、大容量の平滑コンデンサを用いることなく、広範囲の入力電圧に対応できる。
100…スイッチング電源装置、110…整流回路、120…平滑コンデンサ、130…粗調整DC−DCコンバータ、131…トランス、132…スイッチ、133、133−1…制御部、134…ダイオード、135…コンデンサ、136…誤差検出部、140…高精度DC−DCコンバータ、200…交流電圧源、300…スイッチング電源装置、310…整流回路、320…平滑コンデンサ、330…DC−DCコンバータ、400…負荷回路
Claims (13)
- 第1の実効値を有する第1の交流電圧を整流して第1の整流電圧を出力し、前記第1の実効値よりも大きな第2の実効値を有する第2の交流電圧を整流して第2の整流電圧を出力し、前記第2の実効値よりも大きな第3の実効値を有する第3の交流電圧を整流して第3の整流電圧を出力するように構成された整流回路と、
前記第1の整流電圧を平滑化して第1の平滑電圧を出力し、前記第2の整流電圧を平滑化して第2の平滑電圧を出力し、前記第3の整流電圧を平滑化して第3の平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、
前記第1の平滑電圧を変換して第1の中間電圧を出力し、前記第2の平滑電圧を変換して第2の中間電圧を出力し、前記第3の平滑電圧を変換して第3の中間電圧を出力するように構成された第1DC−DCコンバータであって、前記第1の平滑電圧が入力された場合には、昇圧動作を行い、リプルを含む前記第1の中間電圧を出力し、前記第2の平滑電圧が入力された場合には、前記平滑電圧の変動に応じて昇降圧動作を行い、前記第1の中間電圧よりも小さなリプルを含む前記第2の中間電圧を出力し、前記第3の整流電圧が入力された場合には、降圧動作を行い、リプルを実質的に含まない前記第3の中間電圧を出力するように構成された第1DC−DCコンバータと、
前記第1の中間電圧、前記第2の中間電圧、および前記第3の中間電圧を変換して、リプルを実質的に含まない出力電圧を出力するように構成された第2DC−DCコンバータと、
を備えたスイッチング電源装置。 - 前記交流電圧の周波数の2倍の周波数における前記第1DC−DCコンバータのオープンループゲインは、前記第2DC−DCコンバータの出力電圧に含まれるリプル含有量を、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量以下とする値を有する、請求項1に記載のスイッチング電源装置。
- 前記第1DC−DCコンバータが、下記式1および2を満たすオープンループゲインG*Hを有する、請求項2に記載のスイッチング電源装置。
Vdis/{(1+G*H)*(1+G2*H2)} < Vout_ripple_spec(式1)
Vin2_min < Vdis/(1+G*H)+Vref*G*H/(1+G*H) < Vin2_max(式2)
上記式において、
Vout_ripple_specは、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量であり、
Vdisは、前記平滑電圧および負荷電流に依存する外乱成分であり、
Vin2_minは、前記第2DC−DCコンバータの許容最小電圧であり、
Vin2_maxは、前記第2DC−DCコンバータの許容最大電圧であり、
G*Hは、前記第1DC−DCコンバータのオープンループゲインであり、
G2*H2は、前記第2DC−DCコンバータのオープンループゲインであり、
Vrefは、参照電圧である。 - 前記交流電圧の周波数の2倍の周波数における前記第1DC−DCコンバータの前記オープンループゲインが、0から20dBである請求項2に記載のスイッチング電源装置。
- 前記出力電圧が、直流24Vであり、
前記Vout_ripple_specが、100mVppであり、
前記Vin2_minが、80Vであり、
前記Vin2_maxが、120Vである、請求項3に記載のスイッチング電源装置。 - 前記第1の交流電圧の実効値が、24〜70Vの範囲であり、前記第2の交流電圧の実効値が、70〜120Vの範囲であり、前記第3の交流電圧の実効値が、120〜240Vの範囲である、請求項1に記載のスイッチング電源装置。
- 前記第1の交流電圧の実効値が、24Vであり、前記第2の交流電圧の実効値が、100Vであり、前記第3の交流電圧の実効値が、240Vである、請求項6に記載のスイッチング電源装置。
- 前記第1DC−DCコンバータは、前記第1の平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、負帰還スイッチング制御を行なわないように構成され、
前記基準値以下の期間における前記第1の中間電圧の変動範囲が、前記第2DC−DCコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲内である、請求項1に記載のスイッチング電源装置。 - 交流電圧を整流して整流電圧を出力するように構成された整流回路と、
前記整流電圧を平滑化して、平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、
前記平滑電圧を変換して中間電圧を出力するように構成された第1DC−DCコンバータと、
前記中間電圧を変換して出力電圧を出力するように構成された第2DC−DCコンバータと、
を備え、
前記第1DC−DCコンバータは、前記平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、負帰還スイッチング制御を行なわないように構成され、
前記基準値以下の期間における前記中間電圧の変動範囲が、前記第2DC−DCコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲内である、スイッチング電源装置。 - 前記基準値は、5Vである、請求項9に記載のスイッチング電源装置。
- 前記第2DC−DCコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲の最小値が、80Vであり、
前記第2DC−DCコンバータの入力電圧の許容入力電圧範囲の最大値が、120Vである、請求項10に記載のスイッチング電源装置。 - 前記第1DC−DCコンバータは、トランスと、前記トランスに接続されたスイッチと、前記スイッチに接続された制御部とを備え、
前記制御部は、前記平滑電圧を検出し、前記平滑電圧が所定の基準値以下の期間は、前記スイッチのオンオフの時間比率の制御を行わないように構成された、請求項9に記載のスイッチング電源装置。 - 交流電圧を整流して整流電圧を出力するように構成された整流回路と、
前記整流電圧を平滑化して、平滑電圧を出力するように構成された平滑コンデンサと、
前記平滑電圧を変換して中間電圧を出力するように構成された第1DC−DCコンバータと、
前記中間電圧を変換して出力電圧を出力するように構成された第2DC−DCコンバータと、
を備えたスイッチング電源装置の回路設計方法であって、
前記第1DC−DCコンバータに含まれる回路が、下記式1および2を満たすオープンループゲインG*Hを有するように設計される、スイッチング電源装置の回路設計方法。
Vdis/{(1+G*H)*(1+G2*H2)} < Vout_ripple_spec(式1)
Vin2_min < Vdis/(1+G*H)+Vref*G*H/(1+G*H) < Vin2_max(式2)
上記式において、
Vout_ripple_specは、前記スイッチング電源装置の仕様上許容されるリプル含有量であり、
Vdisは、前記平滑電圧および負荷電流に依存する外乱成分であり、
Vin2_minは、前記第2DC−DCコンバータの許容最小電圧であり、
Vin2_maxは、前記第2DC−DCコンバータの許容最大電圧であり、
G*Hは、前記第1DC−DCコンバータのオープンループゲインであり、
G2*H2は、前記第2DC−DCコンバータのオープンループゲインであり、
Vrefは、参照電圧である。
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