JP2014072742A - Synchronization system and receiving device including the same, communication system including the receiving device and synchronization method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、通信におけるベースバンド信号の同期確立を行う同期システムとそれを備えた受信装置、同装置を備えた通信システム、及び同期方法に関する。 The present invention relates to a synchronization system that establishes synchronization of baseband signals in communication, a receiving apparatus including the same, a communication system including the apparatus, and a synchronization method.
一般的な無線通信は、送信器と受信器が互いに異なるクロックで動作しているため、非同期通信となる。そのため、受信器は、送信器からの信号をどのタイミングで受信した場合でも対応可能なように、受信したベースバンド信号の１シンボルに対して複数のサンプリングを行うオーバサンプリングをし、シンボルを検出できる最適なタイミングを抽出する必要がある。そのような抽出処理は、シンボル同期処理と称される。また、通信に使用される信号の基本単位はフレームであり、フレーム中のヘッダ又はデータ等の始まりを識別する必要がある。そのような識別処理は、フレーム同期処理と称される。一般的な無線通信用の受信装置は、少なくとも、上記のシンボル同期及びフレーム同期を確立する同期システムを有している。 General wireless communication is asynchronous communication because the transmitter and the receiver operate with different clocks. Therefore, the receiver can detect symbols by performing oversampling that performs a plurality of samplings on one symbol of the received baseband signal so as to be able to cope with any timing when the signal from the transmitter is received. It is necessary to extract the optimal timing. Such extraction processing is called symbol synchronization processing. The basic unit of a signal used for communication is a frame, and it is necessary to identify the beginning of a header or data in the frame. Such identification processing is called frame synchronization processing. A general wireless communication receiver has at least a synchronization system that establishes the symbol synchronization and frame synchronization.
従来のシンボル同期確立の手法としては、ゼロクロス検出方法が広く知られている。このゼロクロス検出方法においては、ベースバンド信号の先頭に、１と０とを交互に繰り返す信号（１０１０１０…と続く信号）が配置されている。受信装置において、このベースバンド信号はオーバサンプリングされ、１と０とを繰り返す信号の符号反転タイミング、すなわち、ゼロクロスのタイミングが読み取られる。そして、その読み取られたゼロクロスのタイミングを基に、シンボルの正確な検出が可能なサンプリングタイミングが求められ、そのサンプリングタイミングがシンボル同期タイミングに設定される。例えば、ゼロクロスと次のゼロクロスの中間に最も近いサンプリングタイミングがシンボル同期タイミングに設定される。 As a conventional technique for establishing symbol synchronization, a zero cross detection method is widely known. In this zero-cross detection method, a signal that repeats 1 and 0 alternately (a signal following 101010...) Is arranged at the head of the baseband signal. In the receiving apparatus, the baseband signal is oversampled, and the sign inversion timing of the signal repeating 1 and 0, that is, the zero cross timing is read. Then, based on the read zero-cross timing, a sampling timing capable of accurately detecting the symbol is obtained, and the sampling timing is set as the symbol synchronization timing. For example, the sampling timing closest to the middle between the zero cross and the next zero cross is set as the symbol synchronization timing.
次に、シンボル同期の取れたベースバンド信号について、従来のフレーム同期を確立する手法を図３０に示す。元々、シンボル同期確立処理において、ベースバンド信号をオーバサンプリングして得た値、すなわち、ベースバンド信号のサンプル値は量子化されている。従来のフレーム同期を確立する手法では、シンボル同期タイミングに設定されたサンプリングタイミングのサンプル値列について、上記のように量子化された値が、２値化閾値を基準に弁別され、２値に置き換えられる（Ｓ１０１）。そして、そのサンプル値列と、同じく２値である既知のフレーム同期用ビット列との相関値が算出される（Ｓ１０２）。そして、その算出された相関値が予め設定された相関閾値以上であれば（Ｓ１０３でＹｅｓ）、上記サンプル値列とフレーム同期用ビット列とが一致したと判断され、それらが一致したタイミングがフレーム同期タイミングに設定される。そのようにしてフレーム同期が確立される（Ｓ１０４）。 Next, FIG. 30 shows a conventional technique for establishing frame synchronization for a baseband signal with symbol synchronization. Originally, in the symbol synchronization establishment process, the value obtained by oversampling the baseband signal, that is, the sample value of the baseband signal is quantized. In the conventional method of establishing frame synchronization, the value quantized as described above is discriminated based on the binarization threshold value and replaced with the binary value for the sample value sequence at the sampling timing set at the symbol synchronization timing. (S101). Then, a correlation value between the sample value sequence and a known bit synchronization bit sequence that is also binary is calculated (S102). If the calculated correlation value is equal to or greater than a preset correlation threshold value (Yes in S103), it is determined that the sample value sequence matches the frame synchronization bit sequence, and the timing at which they match is determined by frame synchronization. Set to timing. In this way, frame synchronization is established (S104).
ところで、無線通信システムにおいては、マルチパスフェージングに起因した受信信号波形の歪みが課題の一つとして挙げられる。この波形歪みの現象は、送信信号が、複数の異なる経路（マルチパス）を経て各々異なる遅延時間を持って受信アンテナに到来し、それらが受信アンテナで足し合わされることに因る。マルチパス環境では、送信アンテナから直接到来する直接波と障害物や地表で反射された間接波とが受信アンテナに入力されたり、直接波が無く複数の経路を経た複数の間接波のみが受信アンテナに伝わったりする。 Incidentally, in a wireless communication system, distortion of a received signal waveform caused by multipath fading is one of the problems. This phenomenon of waveform distortion is due to the fact that the transmitted signal arrives at the receiving antenna through different paths (multipaths) with different delay times, and these are added together by the receiving antenna. In a multipath environment, direct waves coming directly from the transmitting antenna and indirect waves reflected by obstacles or the ground surface are input to the receiving antenna, or only indirect waves that have passed through multiple paths without direct waves are received by the receiving antenna. It is transmitted to.
このような現象が生じた場合、受信信号波形が歪んでしまうことがある。受信信号波形は、信号の伝送速度が速いほど、歪み易い傾向にある。その理由について、図３１を用いて説明する。同図に示されるように、信号の伝送速度が速いと、信号のシンボル長が短くなることから、シンボル長に対する上記遅延時間の相対的な比率は高くなる。そのため、例えば、異なる経路を経た２つ信号があり、一方の信号に対し他方の信号がマルチパスに因り遅延し、信号のシンボル長がその遅延時間に近い場合、一方の信号の１番目のシンボルと他方の信号の０番目のシンボルとの重なり部分が長くなる。その結果、シンボル長に対する受信信号波形の歪みが相対的に大きくなってしまう。同図では、２つの信号だけを取り上げたが、実際には、遅延量の異なる多数のマルチパルス信号が足し合わされるので、上記の歪みはさらに大きくなり得る。このように歪みが大きくなると、上記のシンボル同期確立処理において、本来のゼロクロスのタイミングを検出できず、従って、安定したシンボル同期が得られないという問題が生じ、その結果、上記のフレーム同期確立処理の同期精度にも影響が及ぶことがある。 When such a phenomenon occurs, the received signal waveform may be distorted. The received signal waveform tends to be more easily distorted as the signal transmission speed is higher. The reason will be described with reference to FIG. As shown in the figure, when the signal transmission rate is high, the symbol length of the signal is shortened, so that the relative ratio of the delay time to the symbol length is high. Therefore, for example, when there are two signals that have passed through different paths, the other signal is delayed due to multipath with respect to one signal, and the symbol length of the signal is close to the delay time, the first symbol of one signal And the overlapping portion of the other signal with the 0th symbol becomes longer. As a result, the distortion of the received signal waveform with respect to the symbol length becomes relatively large. In the figure, only two signals are taken up. However, in practice, a large number of multi-pulse signals having different delay amounts are added, so that the distortion can be further increased. When the distortion becomes large in this way, in the above symbol synchronization establishment process, the original zero cross timing cannot be detected, and thus there is a problem that stable symbol synchronization cannot be obtained. As a result, the above frame synchronization establishment process The synchronization accuracy may also be affected.
また、仮に、受信信号波形の歪みが大きい状態で、シンボル同期を正確に確立できたとしても、フレーム同期確立処理の同期精度に影響が及ぶことがある。その理由について、図３２（ａ）〜（ｃ）を参照して説明する。図３２（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ、理想的なフレーム同期用ビット列の信号波形と、検波後でかつ２値化される前の受信信号波形と、２値化後のフレーム同期用ビット列の信号波形とを例示する。図示のように、受信信号波形の歪みにより信号波形が歪んでしまうと、フレーム同期用ビット列中の１つのビットの理想値が例えば１であっても、その値であるはずの信号値Ｓ１が２値化閾値Ｓｔ未満になり、２値化時に誤って０に丸められることがある。その結果、２値化後のフレーム同期用ビット列は送信時とは異なったビット列となることがある。そうなると、フレーム同期用ビット列の相関値が本来とは異なる値になってしまい、フレーム同期用ビット列の相関値と、その他のビット列の相関値との間で、差が少なくなって、誤同期が生じ、雑音に弱くなる虞がある。 Even if the symbol synchronization can be established accurately in a state where the distortion of the received signal waveform is large, the synchronization accuracy of the frame synchronization establishment process may be affected. The reason will be described with reference to FIGS. 32A to 32C respectively show an ideal signal waveform of a frame synchronization bit string, a received signal waveform after detection and before binarization, and a frame synchronization bit string after binarization. The signal waveform is illustrated. As shown in the figure, when the signal waveform is distorted due to the distortion of the received signal waveform, even if the ideal value of one bit in the frame string for frame synchronization is 1, for example, the signal value S1 that should be the value is 2 It may be less than the threshold value St, and may be rounded to 0 by mistake during binarization. As a result, the bit string for frame synchronization after binarization may be a bit string different from that at the time of transmission. As a result, the correlation value of the frame synchronization bit string becomes different from the original value, and the difference between the correlation value of the frame synchronization bit string and the correlation value of the other bit strings decreases, resulting in false synchronization. There is a risk that it will be vulnerable to noise.
そこで、マルチパスフェージングの影響を解消する代表的な方策としては、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）等のマルチキャリア伝送技術（例えば、特許文献１参照）がある。これは、伝送する情報を分割して複数のキャリア（サブキャリア）で並列に送信し各キャリアの伝送速度を落とすことにより、通信速度を維持しつつもマルチパスフェージングの影響を低減することを可能にした技術である。この技術では、各キャリアの伝送速度を遅くすることによりシンボル長が長くされ、図３３に示されるように、マルチパスに起因するシンボルあたりの遅延がシンボル長よりも相対的に十分に短くされる。従って、マルチパスフェージングの影響を受けたとしても、シンボル長に対する受信信号波形の歪みが相対的に小さくなり、従って、シンボル同期が確立し易くなり、また、フレーム同期も安定して確立することができる。 Thus, as a typical measure for eliminating the influence of multipath fading, there is a multicarrier transmission technique such as OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) (see, for example, Patent Document 1). It is possible to reduce the influence of multipath fading while maintaining the communication speed by dividing the information to be transmitted and transmitting in parallel on multiple carriers (subcarriers) and reducing the transmission speed of each carrier. Technology. In this technique, the symbol length is lengthened by slowing the transmission rate of each carrier, and as shown in FIG. 33, the delay per symbol due to multipath is relatively sufficiently shorter than the symbol length. Therefore, even if affected by multipath fading, the distortion of the received signal waveform with respect to the symbol length becomes relatively small. Therefore, symbol synchronization can be easily established, and frame synchronization can be established stably. it can.
しかしながら、マルチキャリア伝送では、フーリエ逆変換及びフーリエ変換により周波数軸と時間軸とを変換して処理する複雑な構成が必要になり、回路規模が増大してしまうので、回路の小型化が困難であるという欠点がある。 However, multi-carrier transmission requires a complicated configuration for processing by transforming the frequency axis and the time axis by inverse Fourier transform and Fourier transform, which increases the circuit scale and makes it difficult to reduce the size of the circuit. There is a drawback of being.
本発明は、この問題を解決するためになされたものである。本発明は、受信装置に設けられた場合、マルチパスフェージング環境下においても、伝送速度を落とすことなく小規模回路で同期を高精度に確立できる同期システムとそれを備えた受信装置、同装置を備えた通信システム、及び同期方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve this problem. The present invention provides a synchronization system capable of establishing synchronization with high accuracy in a small-scale circuit without reducing the transmission speed even in a multipath fading environment when provided in a receiving apparatus, and a receiving apparatus and the apparatus including the same. It is an object of the present invention to provide a communication system and a synchronization method.
上記目的を達成するために本発明の同期システムは、ベースバンド信号を１シンボルにつき複数のサンプリングタイミングでサンプリングして検波し、その検波されたままの値の前記ベースバンド信号のサンプル値列と所定の同期用ビット列との相関値を前記サンプリングタイミング毎に算出し、その算出された相関値を基にシンボル同期とフレーム同期とを確立することを特徴とする。 In order to achieve the above object, the synchronization system of the present invention samples and detects a baseband signal at a plurality of sampling timings per symbol and detects a sample value sequence of the baseband signal as it is and a predetermined value. A correlation value with the synchronization bit string is calculated at each sampling timing, and symbol synchronization and frame synchronization are established based on the calculated correlation value.
この発明において、ベースバンド信号を１シンボルにつき複数のサンプリングタイミングでサンプリングし、かつＭ（Ｍ：２以上の整数）ビットで量子化するオーバサンプリング部と、前記オーバサンプリング部により量子化されたサンプル値列を検波する検波部と、前記検波部により検波されたサンプル値列について、量子化されたサンプル値を２値に置き換えることなく、そのままの値で用いて、前記複数のサンプリングタイミングのサンプル値列と所定の同期用ビット列との相関値をサンプリングタイミング毎に算出し、その算出された相関値に基づいてシンボル同期とフレーム同期とを確立する同期確立部と、を備えることが好ましい。 In the present invention, an oversampling unit that samples a baseband signal at a plurality of sampling timings per symbol and quantizes with M (M: integer of 2 or more) bits, and a sample value quantized by the oversampling unit A detection unit for detecting a sequence, and a sample value sequence detected by the detection unit, the quantized sample values are used as they are without being replaced with binary values, and sample value sequences of the plurality of sampling timings are used. And a synchronization establishing unit that establishes symbol synchronization and frame synchronization based on the calculated correlation value for each sampling timing.
この発明において、前記同期確立部は、前記算出された相関値が相関閾値以上であれば、その相関値のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングに設定し、該相関値が相関閾値以上となったタイミングをフレーム同期タイミングに設定することが好ましい。 In the present invention, if the calculated correlation value is equal to or greater than the correlation threshold, the synchronization establishing unit sets the sampling timing of the correlation value as the symbol synchronization timing, and sets the timing when the correlation value is equal to or greater than the correlation threshold. It is preferable to set the frame synchronization timing.
この発明において、前記同期確立部は、前記複数のサンプリングタイミングのうち、全てのサンプリングタイミングのサンプル値列について前記相関値を算出することが好ましい。 In this invention, it is preferable that the synchronization establishing unit calculates the correlation value for sample value sequences of all sampling timings among the plurality of sampling timings.
この発明において、前記同期確立部は、前記相関閾値以上である相関値を抽出する相関値抽出部と、その抽出された相関値の中から最大相関値を抽出する最大相関値抽出部と、を有し、その抽出された最大相関値のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングに設定し、該相関値が最大相関値となったタイミングをフレーム同期タイミングに設定することが好ましい。 In this invention, the synchronization establishment unit includes: a correlation value extraction unit that extracts a correlation value that is equal to or greater than the correlation threshold; and a maximum correlation value extraction unit that extracts a maximum correlation value from the extracted correlation values. Preferably, the sampling timing of the extracted maximum correlation value is set as the symbol synchronization timing, and the timing when the correlation value becomes the maximum correlation value is preferably set as the frame synchronization timing.
この発明において、前記同期システムに入力される入力信号のレベルを正規化する正規化部をさらに備えることが好ましい。 In the present invention, it is preferable to further include a normalization unit that normalizes the level of an input signal input to the synchronization system.
この発明において、前記同期確立部は、前記同期システムに入力される入力信号の移動平均値を算出する平均値算出部を有し、その算出された移動平均値を基に前記相関閾値を設定することが好ましい。 In this invention, the synchronization establishment unit has an average value calculation unit that calculates a moving average value of an input signal input to the synchronization system, and sets the correlation threshold based on the calculated moving average value. It is preferable.
また、本発明の受信装置は、前記同期システムを備える。 The receiving device of the present invention includes the synchronization system.
また、本発明の通信システムは、前記受信装置と、前記受信装置にベースバンド信号をアップコンバートして得られたＲＦ信号を送信する送信装置と、を備え、前記受信装置は、前記送信装置から送信されたＲＦ信号を受信する受信部と、前記受信部により受信されたＲＦ信号をダウンコンバートしてベースバンド信号を得るダウンコンバート部と、をさらに有することを特徴とする。 The communication system of the present invention includes the receiving device and a transmitting device that transmits an RF signal obtained by up-converting a baseband signal to the receiving device, and the receiving device includes: The apparatus further includes a receiving unit that receives the transmitted RF signal, and a down-converting unit that obtains a baseband signal by down-converting the RF signal received by the receiving unit.
この発明において、前記送信装置は、前記同期用ビット列であるユニークワードを定期的に送信し、前記同期確立部は、前記ユニークワードの最後のシンボルを検出した時からの経過時間をカウントする第１のカウンタを有し、前記第１のカウンタによるカウント時間が前記ユニークワードの最後のシンボルが検出される時から次のユニークワード入力時までの既知期間以内である間は、前記シンボル同期及びフレーム同期の確立動作を停止することが好ましい。 In the present invention, the transmitting device periodically transmits a unique word that is the synchronization bit string, and the synchronization establishing unit counts an elapsed time from when the last symbol of the unique word is detected. The counter of the symbol synchronization and the frame synchronization are within a known period from when the last symbol of the unique word is detected to when the next unique word is input. It is preferable to stop the establishing operation.
この発明において、前記同期確立部は、前記ユニークワードの最後のシンボルを検出した時からの経過時間をカウントし、その最大カウント時間が前記既知期間と前記ユニークワードの長さとの合計よりも長く設定された第２のカウンタを有し、前記第２のカウンタによるカウント時間が前記最大カウント時間に達したとき、前記同期確立停止機能を強制的にオフすることが好ましい。 In the present invention, the synchronization establishment unit counts an elapsed time from when the last symbol of the unique word is detected, and the maximum count time is set longer than the sum of the known period and the length of the unique word. It is preferable that the synchronization establishment stop function is forcibly turned off when the count time by the second counter reaches the maximum count time.
この発明において、前記送信装置は、前記同期用ビット列であるユニークワードを、前記サンプリングタイミングの数のｍ（ｍ：整数）倍だけ連続して送信し、前記同期システムは、前記相関値を算出するサンプリングタイミングを、１ユニークワードのｍ倍の長さ毎に切り替えるタイミング設定部をさらに備えることが好ましい。 In this invention, the transmission device continuously transmits the unique word, which is the synchronization bit string, by m (m: integer) times the number of sampling timings, and the synchronization system calculates the correlation value. It is preferable to further include a timing setting unit that switches the sampling timing every m times the length of one unique word.
また、本発明の同期方法は、ベースバンド信号を１シンボルにつき複数のサンプリングタイミングでサンプリングして検波し、その検波されたままの値の前記ベースバンド信号のサンプル値列と所定の同期用ビット列との相関値を前記サンプリングタイミング毎に算出し、その算出された相関値を基にシンボル同期とフレーム同期とを確立することを特徴とする。 In the synchronization method of the present invention, a baseband signal is sampled and detected at a plurality of sampling timings per symbol, and a sample value sequence of the baseband signal having the detected value and a predetermined synchronization bit sequence are detected. The correlation value is calculated for each sampling timing, and symbol synchronization and frame synchronization are established based on the calculated correlation value.
この発明において、ベースバンド信号を１シンボルにつき複数のサンプリングタイミングでオーバサンプリングし、かつＭビットで量子化するサンプリングステップと、前記サンプリングステップにより量子化されたサンプル値列を検波する検波ステップとを備え、前記検波ステップにより検波されたサンプル値列について、量子化されたサンプル値を２値に置き換えることなく、そのままの値で用いて、前記複数のサンプリングタイミングのサンプル値列と所定の同期用ビット列との相関値をサンプリングタイミング毎に算出し、その算出された相関値に基づいてシンボル同期とフレーム同期とを確立する同期確立ステップと、を有することが好ましい。 The present invention comprises a sampling step of oversampling a baseband signal at a plurality of sampling timings per symbol and quantizing with M bits, and a detection step of detecting a sample value sequence quantized by the sampling step. The sample value sequence detected by the detection step is used as it is without replacing the quantized sample value with a binary value, and the sample value sequence of the plurality of sampling timings and a predetermined synchronization bit sequence It is preferable to include a synchronization establishing step of calculating the correlation value of each at each sampling timing and establishing symbol synchronization and frame synchronization based on the calculated correlation value.
本発明によれば、検波後のベースバンド信号のサンプル値列について、サンプル値はそのままの値で用いられ、相関値が算出される。従って、受信装置に設けられた場合、マルチパスフェージングの影響により受信ベースバンド信号波形が歪んだとしても、従来のようにサンプル値を２値化してから相関値を算出する場合と比べ２値化時の丸め込みによる相関値の誤差が無くなる。そのため、その相関値に基づいてなされる同期確立の精度を向上することができる。また、同期確立の精度向上に必要な処理は、ＯＦＤＭ方式等のマルチキャリア技術と比べて簡単で済み、従って、回路規模を小さくすることができる。 According to the present invention, for the sample value sequence of the baseband signal after detection, the sample value is used as it is, and the correlation value is calculated. Therefore, when provided in the receiving apparatus, even if the received baseband signal waveform is distorted due to the influence of multipath fading, it is binarized compared to the case where the correlation value is calculated after binarizing the sample value as in the prior art. The error of the correlation value due to rounding of time is eliminated. Therefore, the accuracy of synchronization establishment based on the correlation value can be improved. Further, the processing necessary for improving the accuracy of establishment of synchronization is simpler than multi-carrier techniques such as OFDM, and therefore the circuit scale can be reduced.
図１は、本発明の一実施形態に係る通信システムの構成を示す。その通信システム１は、無線方式で通信する送信装置２と受信装置３とで構成される。送信装置２は、ベースバンド信号をアップコンバートして得られたＲＦ信号を無線送信する。ベースバンド信号は、通信データを変調して成るシンボル列であり、所定データ長のフレーム単位で伝送される。フレームのデータ長は、複数パターンあってもよい。受信装置３は、送信装置２から送信されたＲＦ信号を受信し、その受信されたＲＦ信号をダウンコンバートしてベースバンド信号を得る。
FIG. 1 shows a configuration of a communication system according to an embodiment of the present invention. The
無線式である通信システム１において、当初、受信装置３は、送信装置２から送信されるタイミングを知得できていないので、非同期の状態にある。そのため、上記ベースバンド信号から通信データを読み取るためには、ベースバンド信号を検波するだけでなく、送信装置２と受信装置３との間でシンボル同期及びフレーム同期を確立する必要がある。そこで、図２に示されるように、フレーム２１の先頭には、シンボル同期確立及びフレーム同期確立のためのユニークワード２２が付加されており、その後ろに、通信データ２３が含められている。ユニークワード２２は、所定の同期用ビット列であり、この同期用ビット列を用いてシンボル同期もフレーム同期も確立される。本実施形態では、ベースバンド信号がオーバサンプリングされ、複数のサンプリングタイミング（図３参照）の中から、シンボル値を正確に捉え得るサンプリングタイミングが検出されてシンボル同期タイミングに設定され、それにより、シンボル同期が確立される。
In the
受信装置３は、ＲＦ信号を受信アンテナ３０を介して受信してダウンコンバートする受信回路３１（受信部、ダウンコンバート部）と、ＲＦ信号をダウンコンバートして得られたベースバンド信号との間で同期を確立する同期システム３２とを備える。また、受信装置３は、同期システム３２により同期が確立されたベースバンド信号の誤り訂正を行う誤り訂正回路３６を備える。誤り訂正回路３６は、受信装置３に必ずしも設けられていなくてもよい。
The receiving
同期システム３２は、ＡＤコンバータ回路３３、フィルタ回路３４、及び同期確立回路３５を有する。ＡＤコンバータ回路３３（オーバサンプリング部）は、受信回路３１から出力されたベースバンド信号をＡＤ変換し、シンボル周波数以上のサンプリング周波数でオーバサンプリングする。シンボル周波数は、１秒間に伝送されるシンボルの数のことである。また、ＡＤコンバータ回路３３は、そのサンプリング処理により得られたベースバンド信号のサンプル値を、Ｍ（Ｍ：２以上の整数）ビットで量子化する。フィルタ回路３４は、ＡＤコンバータ回路３３から出力された信号のうち、ベースバンド信号の成分だけを通過させ、ノイズ成分を除去する。同期確立回路３５（同期確立部）は、フィルタ回路３４を通過したベースバンド信号を検波し、シンボル同期及びフレーム同期を確立する。以下、単に同期と称する場合は、シンボル同期及びフレーム同期を総じて指すものとする。
The
図３に示すように、ＡＤコンバータ回路３３は、ベースバンド信号を１シンボルＳｂにつき複数のサンプリングタイミングでサンプリング（オーバサンプリング）する。ＡＤコンバータ回路３３は、ベースバンド信号の信号値を、１シンボルＳｂにつき、例えば４つのサンプリングタイミング（０）〜（３）でサンプリングする（４倍サンプリング）。それらのサンプリングタイミング（０）〜（３）は時間的に等間隔にずれており、４倍サンプリングの場合、その間隔はシンボル周期の１／４であり、すなわち、シンボル周波数の４倍の周波数でサンプリングが実施される。サンプリングタイミングの数は、上記４つに限定されず、複数であればよい。
As shown in FIG. 3, the
同期確立回路３５は、検波回路３５ａ、ビット列抽出回路（以下、抽出回路という）３５ｂ、同期用ビット列記憶回路（以下、記憶回路という）３５ｃ、相関値算出回路（以下、算出回路という）３５ｄ、閾値設定回路３５ｅ、及び比較回路３５ｆを有する。検波回路３５ａ（検波部）は、ＡＤコンバータ回路３３により量子化されフィルタ回路３４を通過した、ベースバンド信号のサンプル値列を遅延検波等により検波（復号）する。抽出回路３５ｂは、検波回路３５ａにより検波されたサンプル値列から、各サンプリングタイミング（０）〜（３）のサンプル値列をサンプリングタイミング毎に抽出する。抽出されるサンプル値列のサンプル値の数は、記憶回路３５ｃに記憶されているユニークワード２２（図２参照）のビット数に相当する。記憶回路３５ｃは、既知のユニークワード２２を予め記憶している。算出回路３５ｄは、抽出回路３５ｂにより抽出されたサンプル値列と、記憶回路３５ｃに予め記憶されているユニークワード２２との相関値をサンプリングタイミング毎に算出する。このとき、算出回路３５ｄは、抽出回路３５ｂにより抽出されたサンプル値列について、Ｍビットで量子化されたサンプル値を０又は１の２値に置き換えることなく、そのままの値で用いて、相関値を算出する。この算出処理では、量子化されたサンプル値がそのまま用いられることから、検波されたベースバンド信号を軟判定した結果、すなわち、当該信号が上記２値のいずれであるかについての確かさがそのまま用いられる。相関値は、サンプル値列がユニークワード２２のビット列に近づくほど、高くなる。閾値設定回路３５ｅは、同期確立の判断基準となる相関閾値を予め設定する。比較回路３５ｆは、その設定された相関閾値と、上記算出された複数のサンプリングタイミングでの相関値とをサンプリングタイミング毎に比較し、算出された相関値が相関閾値以上であるか否かを判断する。
The
記憶回路３５ｃに記憶されているユニークワード２２の各ビットの値は、０又は１の２値で構成される理想値である。この２値の０と１とは、それぞれ、算出回路３５ｄにおける所定の信号処理にて、絶対値が同じで正負の符号が異なる２値、例えば−１と＋１と同じ扱いになるように変換される。この変換処理のなされた値がビットの値として算出回路３５ｄによる相関値算出処理に用いられる。
The value of each bit of the
算出回路３５ｄは、抽出回路３５ｂにより抽出されたサンプル値列と、記憶回路３５ｃに記憶されているユニークワード２２とにおいて、時系列順で同じ順番のサンプル値とビットの値とを乗算し、それらの乗算結果の総和を算出し相関値とする。このとき、実際の演算においては、上記サンプル値列と上記ユニークワード２２との乗算に相当する信号処理が実行される。
The
閾値設定回路３５ｅは、不図示の操作部又はインタフェース部からの入力に基づき、相関閾値を予め設定している。その相関閾値は、取り得る最大の相関値（理想相関値）の絶対値に１以下の係数、例えば０．７を乗じた値となるように信号処理で制御される。相関閾値をそのような値とする理由は、受信信号波形が歪んで相関値が小さくなったとしても、相関閾値は、受信信号中のユニークワード２２の相関値とノイズの相関値との区別が可能なレベルであれば、理想相関値と完全に一致していなくてもよいからである。
The
また、同期確立回路３５は、同期検出回路３５ｇ及び同期設定回路３５ｈをさらに有する。同期検出回路３５ｇは、算出回路３５ｄにより算出された各サンプリングタイミングの相関値のいずれかが、比較回路３５ｆにより、相関閾値以上であると判断されれば、その相関値のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングとして検出する。また、同期検出回路３５ｇは、相関値が相関閾値以上と判断されたタイミングをフレーム同期タイミングとして検出する。同期設定回路３５ｈは、同期検出回路３５ｇによりシンボル同期タイミングとして検出されたサンプリングタイミングを、検波回路３５ａにより検波されたベースバンド信号のシンボル同期タイミングに設定する。また、同期設定回路３５ｈは、同期検出回路３５ｇによりフレーム同期タイミングとして検出されたタイミングを、検波回路３５ａにより検波されたベースバンド信号のフレーム同期タイミングに設定する。このようにして、同期設定回路３５ｈは、算出回路３５ｄにより算出された各サンプリングタイミングの相関値に基づいてシンボル同期タイミング及びフレーム同期タイミングを設定し、同期を確立する。
The
同期設定回路３５ｈは、同期確立後、シンボル同期タイミングに設定されたサンプリングタイミングのサンプル値（例：０．５、−０．７、０．９）を、検波後のベースバンド信号の各シンボル値（例：１、−１、１）として抜き出し、出力する。例えば、サンプリングタイミング（０）〜（３）のうち、サンプリングタイミング（１）がシンボル同期タイミングに設定された場合、同期設定回路３５ｈは、サンプリングタイミング（１）でサンプリングされるサンプル値を、各シンボル値として出力する。従って、同期設定回路３５ｈから出力される信号は、検波後のベースバンド信号をシンボル周波数の１倍の周波数でサンプリングしたサンプル値列（ベースバンド信号を１倍サンプリングしたサンプル値列）となる。同期設定回路３５ｈは、他のサンプリングタイミングのサンプル値列、上記の例においてはサンプリングタイミング（０）、（２）、（３）のサンプル値列については出力しない。
The
次に、同期システム３２の各回路の連携による同期処理の手順について、図１と図３に加えて図４を参照して説明する。ここで、ユニークワード２２のビット数をＮとする。
Next, the procedure of synchronization processing by cooperation of each circuit of the
受信回路３１は、ＲＦ信号が入力されたとき、そのＲＦ信号をダウンコンバートしてベースバンド信号に変換する（Ｓ１）。ＡＤコンバータ回路３３は、ベースバンド信号をサンプリングタイミング（０）〜（３）でサンプリングし（Ｓ２；オーバサンプリングステップ）、かつ量子化する。検波回路３５ａは、そのサンプリングされ、かつ量子化されたベースバンド信号がフィルタ回路３４を通過した後、そのベースバンド信号を検波する（Ｓ３；検波ステップ）。
When an RF signal is input, the receiving
抽出回路３５ｂは、検波後のベースバンド信号Ｂ１から、各サンプリングタイミング（０）〜（３）につき、Ｎビットのサンプル値列を順次抽出する（Ｓ４）。算出回路３５ｄは、抽出回路３５ｂにより抽出されたサンプル値列と、記憶回路３５ｃに記憶されているユニークワード２２との相関値を算出する（Ｓ５）。相関値の算出はサンプリングタイミング毎になされる。
The
比較回路３５ｆは、Ｓ５で算出された相関値と、閾値設定回路３５ｅにより予め設定された相関閾値とを比較し（Ｓ６）、その算出された相関値が相関閾値以上であるか否かをサンプリングタイミング毎に判断する。
The
Ｓ５で算出された相関値が相関閾値以上と判断されたとき（Ｓ７でＹｅｓ）、同期検出回路３５ｇは、その相関値のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングとして検出する。また同時に、同期検出回路３５ｇは、相関値が相関閾値以上と判断されたタイミングをフレーム同期タイミングとして検出する（Ｓ８）。同期設定回路３５ｈは、検波回路３５ａにより検波されたベースバンド信号Ｂ１に対して、Ｓ８で検出された同期タイミングを設定する（Ｓ９；同期確立ステップ）。Ｓ５で算出された相関値が相関閾値未満と判断されたときには（Ｓ７でＮｏ）、Ｓ１の処理に戻る。
When it is determined that the correlation value calculated in S5 is equal to or greater than the correlation threshold (Yes in S7), the
本実施形態における算出回路３５ｄの演算手法を説明する。この演算手法では、抽出されたサンプル値列について、Ｍビットで量子化されたサンプル値を２値に置き換えることなく、そのままの値で用いて、サンプル値列とユニークワード２２との相関値が算出される。
A calculation method of the
ここで、上記演算手法の比較対象として、従来のようにサンプル値を、２値化閾値を０として１又は−１の２値に置き換えてから算出した相関値の例を２つ、図５（ａ）（ｂ）に示す。これらの例において、ユニークワード２２は１、−１、１の３ビットとする。ユニークワード２２の各ビットの値及びビット数はこれに限定されない。以下、サンプル値を２値に置き換えて相関値を算出する方法を２値化演算手法と呼ぶこととする。
Here, as an object to be compared with the above calculation method, two examples of correlation values calculated after replacing a sample value with a binary threshold value of 0 or 1 or -1 as in the past are shown in FIG. a) Shown in (b). In these examples, the
図５（ａ）は、抽出されたサンプル値列がユニークワード２２を示す受信信号のサンプル値列であって、例えば０．８、−０．３、−０．１であった場合を示す。この場合において、上記サンプル値−０．１は、理想値が１であり、理想値と比べて符号が反転しているが、２値化閾値との差は０．１だけである。しかしながら、サンプル値−０．１は、０を２値化閾値とした−１もしくは１への２値化により−１に丸め込まれて、２値化閾値との差は１と見なされる。その結果、抽出されたサンプル値列の相関値は１．０になる。
FIG. 5A shows a case where the extracted sample value sequence is a sample value sequence of the received signal indicating the
一方、図５（ｂ）は、抽出されたサンプル値列がユニークワード２２ではない他のビット列を示す受信信号のサンプル値であって、例えば０．８、−０．３、−０．７であった場合を示す。この場合の相関値も１．０になる。
On the other hand, FIG. 5B is a sample value of a received signal indicating another bit string whose extracted sample value string is not the
これらの結果に示されるように、２値化演算手法では、ユニークワード２２を示す信号を受信したときの相関値と、他のビット列を示す信号を受信したときの相関値との差が小さくなることがあり、上記の例が示す通り、時には０になる。従って、受信信号においてユニークワード２２と他のビット列とを識別し難いことがあり、誤同期の生じる虞がある。
As shown in these results, in the binarization calculation method, the difference between the correlation value when the signal indicating the
これに対して、本実施形態の演算手法では、図５（ａ）（ｂ）と同じ条件であっても、図５（ｃ）（ｄ）に示されるように、相関値は、それぞれ、１．０、０．４となり、それぞれの場合の相関値の差が０．６になる。この結果に表されるように、本実施形態の演算手法では、ユニークワード２２を示す信号を受信したときの相関値と、他のビット列を示す信号を受信したときの相関値との差が大きくなる。そのため、受信信号においてユニークワード２２と他のビット列とを識別し易くなり、同期精度が高くなる。
On the other hand, in the calculation method of the present embodiment, even if the conditions are the same as those in FIGS. 5A and 5B, the correlation values are 1 as shown in FIGS. 0.0 and 0.4, and the difference between the correlation values in each case is 0.6. As shown in this result, in the calculation method of the present embodiment, the difference between the correlation value when the signal indicating the
ところで、２値化演算手法においては、図６（ａ）（ｂ）に示されるように、サンプル値が例えば０．８、−０．３、０．１であっても、又は０．９、−０．９、０．９であっても、相関値は３．０になり、同じになる。相関閾値を例えば２．０とした場合、図６（ａ）（ｂ）のサンプリングタイミングでは共に相関値が相関閾値以上となることから、いずれのサンプリングタイミングが良いかを判断できない。後者のサンプリングタイミングのサンプル値列の方がユニークワード２２に近いので、そのサンプル値列が抽出されたタイミングを同期タイミングに設定する方がより適切である。しかしながら、両者のサンプル値列の相関値が等しいので、それは難しい。
By the way, in the binarization calculation method, as shown in FIGS. 6A and 6B, even if the sample value is 0.8, −0.3, 0.1, or 0.9, Even if −0.9 and 0.9, the correlation value is 3.0, which is the same. For example, when the correlation threshold value is 2.0, the correlation value is equal to or greater than the correlation threshold value at the sampling timings in FIGS. 6A and 6B, and therefore it cannot be determined which sampling timing is good. Since the sample value sequence at the latter sampling timing is closer to the
一方、本実施形態の演算手法においては、図６（ｃ）（ｄ）に示されるように、上記２例の場合の相関値はそれぞれ、１．２、２．７になり、いずれのサンプリングタイミングを選択すれば良いかを判断することができる。このように、本実施形態の演算手法では、サンプル値列に応じて、細かく相関値が算出されるので、その相関値を基に、より適切なタイミングを同期タイミングとして設定でき、従って、同期精度がさらに高くなる。 On the other hand, in the calculation method of the present embodiment, as shown in FIGS. 6C and 6D, the correlation values in the above two examples are 1.2 and 2.7, respectively. Can be determined. As described above, in the calculation method according to the present embodiment, since the correlation value is calculated in detail according to the sample value string, it is possible to set a more appropriate timing as the synchronization timing based on the correlation value. Is even higher.
なお、上記の図６（ａ）（ｃ）はそれぞれ、図５（ａ）（ｃ）において−０．１のサンプル値が、代わりに、０．１であって、より理想値１に近かった場合を示している。図６（ａ）に示されるように、２値化演算手法の場合、サンプル値が０．２だけしか理想値に近づいていないにも係らず、相関値は、２．０（＝３．０−１．０）も増える。一方、図６（ｃ）に示されるように、本実施形態の演算手法の場合には、相関値が１．２になり、相関値の増加分は０．２（＝１．２−１．０）にとどまる。
Note that in FIGS. 6A and 6C, the sample value of −0.1 in FIGS. 5A and 5C is 0.1 instead of 0.1, which is closer to the
この２例を比べて分かるように、２値化演算手法では、サンプル値が２値化閾値付近で少し変わるだけで、相関値が大幅に上昇することがあり、そのため、それほど適切でないタイミングが同期タイミングに設定されてしまい、同期精度が低下する虞がある。一方、本実施形態の演算手法では、サンプル値に応じて適正に相関値が算出されることから、より適切なタイミングを同期タイミングに設定することができ、同期精度がさらに向上する。 As can be seen from the comparison between the two examples, in the binarization calculation method, the correlation value may increase significantly even if the sample value changes slightly in the vicinity of the binarization threshold. The timing may be set, and the synchronization accuracy may be reduced. On the other hand, in the calculation method of the present embodiment, since the correlation value is appropriately calculated according to the sample value, a more appropriate timing can be set as the synchronization timing, and the synchronization accuracy is further improved.
本実施形態においては、検波後のベースバンド信号のサンプル値列について、Ｍビットで量子化されたサンプル値は２値化されずにそのままの値で用いられ、相関値が算出される。従って、マルチパスフェージングに起因して受信ベースバンド信号波形が歪んだとしても、従来のように量子化されたサンプル値を２値に変換してから相関値を算出する場合と比べ、２値化時の丸め込みによる相関値の誤差が無くなる。従って、相関値に基づいてなされる同期確立の精度を向上することができる。また、同期確立の精度向上に必要な処理は、ＯＦＤＭ方式等のマルチキャリア技術と比べて簡単で済み、従って、回路規模を小さくすることができ、また、回路の低コスト化を図ることができる。 In the present embodiment, for the sample value sequence of the baseband signal after detection, the sample value quantized with M bits is used as it is without being binarized, and the correlation value is calculated. Therefore, even if the received baseband signal waveform is distorted due to multipath fading, it is binarized compared to the case where the correlation value is calculated after converting the quantized sample value to binary as in the prior art. The error of the correlation value due to rounding of time is eliminated. Therefore, it is possible to improve the accuracy of establishing synchronization based on the correlation value. Further, the processing necessary for improving the accuracy of establishing synchronization is simpler than multi-carrier techniques such as OFDM, and therefore the circuit scale can be reduced and the cost of the circuit can be reduced. .
また、シンボル同期を確立するのに、ベースバンド信号の先頭に、１と０とを交互に繰り返す信号を配置してゼロクロスを検出する必要がなくなる。従って、１と０とを交互に繰り返す信号が不要になると共に、ゼロクロス検出回路を設けなくて済む。 Further, in order to establish symbol synchronization, it is not necessary to detect a zero cross by arranging a signal that repeats 1 and 0 alternately at the head of the baseband signal. Therefore, a signal that repeats 1 and 0 alternately becomes unnecessary and a zero-cross detection circuit is not required.
また、サンプリングタイミング（０）〜（３）のうち、いずれかのサンプリングタイミングの相関値が相関閾値以上になれば、そのサンプリングタイミングがシンボル同期タイミングに設定される。また、相関値が相関閾値以上になったタイミングがフレーム同期タイミングに設定される。従って、シンボル同期もフレーム同期も同時に確立することができ、それらの同期確立に必要な時間を短縮することができ、処理を高速化することができる。 Also, if the correlation value at any of the sampling timings (0) to (3) is equal to or greater than the correlation threshold, the sampling timing is set as the symbol synchronization timing. Also, the timing at which the correlation value is equal to or greater than the correlation threshold is set as the frame synchronization timing. Therefore, both symbol synchronization and frame synchronization can be established at the same time, the time required for establishing these synchronizations can be shortened, and the processing speed can be increased.
次に、上記実施形態の各種変形例について図面を参照して説明する。なお、上記実施形態と相違する構成及び処理についてのみ説明し、他は省略する。
（第１の変形例）
図７は、第１の変形例の同期確立回路の構成を示す。その同期確立回路３５を構成する算出回路３５ｄは、全サンプリングタイミング選択回路（以下、選択回路という）３５ｉを有し、選択回路３５ｉは、サンプリングタイミング（０）〜（３）（図３参照）のうち、全てのサンプリングタイミングのサンプル値を選択する。
Next, various modifications of the above embodiment will be described with reference to the drawings. Only the configuration and processing different from the above embodiment will be described, and the others will be omitted.
(First modification)
FIG. 7 shows the configuration of the synchronization establishment circuit of the first modification. The
図８は、本変形例の同期システムによる同期処理の手順を示す。その同期処理は、図４に示した同期処理において、Ｓ５の処理をＳ２１、Ｓ２２の処理に変更し、他の処理は同じとしたものである。上記同期処理においては、選択回路３５ｉが、全サンプリングタイミング（０）〜（３）を選択する（Ｓ２１）。その後、算出回路３５ｄが、上記選択された全サンプリングタイミング（０）〜（３）のサンプル値と、ユニークワード２２の理想値列との相関値を、サンプリングタイミング毎に算出する（Ｓ２２）。
FIG. 8 shows a procedure of synchronization processing by the synchronization system of the present modification. In the synchronization process shown in FIG. 4, the process of S5 is changed to the processes of S21 and S22, and the other processes are the same. In the synchronization process, the
本変形例においては、全サンプリングタイミング（０）〜（３）について相関値が算出される。そのため、サンプリングタイミング（０）〜（３）のうちの一部についてだけ相関値を算出する場合と比べて、算出された相関値を基に、より正確にシンボル値を検出できるサンプリングタイミングを検出することが可能になる。従って、シンボル同期精度をさらに向上することができ、シンボル同期精度に依存するフレーム同期精度をさらに高精度にすることができる。 In this modification, correlation values are calculated for all sampling timings (0) to (3). Therefore, compared to the case where the correlation value is calculated only for a part of the sampling timings (0) to (3), the sampling timing that can detect the symbol value more accurately is detected based on the calculated correlation value. It becomes possible. Therefore, the symbol synchronization accuracy can be further improved, and the frame synchronization accuracy depending on the symbol synchronization accuracy can be further increased.
（第２の変形例）
図９は、第２の変形例の同期確立回路の構成を示す。その同期確立回路３５は、サンプリングタイミング（０）〜（３）（図３参照）にそれぞれ対応付けられた４つのタイミング別相関値算出回路（以下、算出回路という）３５ｊを有する。算出回路３５ｊは、互いに並列に配置されており、各算出回路３５ｊは、抽出回路３５ｂ、記憶回路３５ｃ及び算出回路３５ｄにより構成される。抽出回路３５ｂは、サンプリングタイミング（０）〜（３）のうち、算出回路３５ｊに対応付けられたサンプリングタイミングのサンプル値列だけを抽出する。算出回路３５ｊは、その抽出されたサンプル値列と、ユニークワード２２の理想値列との相関値を算出する。この理想値列は、記憶回路３５ｃに記憶されたユニークワード２２に所定の信号処理を施して得られるビット列である。記憶回路３５ｃは、図示のように、各算出回路３５ｊにそれぞれ設けられていてもよいし、１つの記憶回路３５ｃをそれらの算出回路３５ｊで共用されていてもよい。
(Second modification)
FIG. 9 shows the configuration of the synchronization establishment circuit of the second modification. The
図１０は、本変形例の同期システムによる同期処理の手順を示す。その同期処理は、図４に示した同期処理において、Ｓ４、Ｓ５の処理をＳ３１、Ｓ３２の処理に変更し、他の処理は同じとしたものである。上記同期処理においては、４つの抽出回路３５ｂが、サンプリングタイミング（０）〜（３）について並列的に、Ｎビットのサンプル値列を順次抽出する（Ｓ３１）。そして、４つの算出回路３５ｄが、各サンプリングタイミングのサンプル値とユニークワード２２の理想値列との相関値をサンプリングタイミング毎に並列的に算出する（Ｓ３２）。
FIG. 10 shows a procedure of synchronization processing by the synchronization system of this modification. In the synchronization process shown in FIG. 4, the processes of S4 and S5 are changed to the processes of S31 and S32, and the other processes are the same. In the synchronization process, the four
本変形例においては、相関値算出処理が各サンプリングタイミング毎に独立してなされるので、処理のアルゴリズムをシンプル化することができ、開発が容易になる。また、相関値算出処理が各サンプリングタイミング毎に並列的になされるので、全サンプリングタイミングの相関値算出に要する時間を短縮することができ、処理全体の高速化を図ることができる。 In this modification, the correlation value calculation process is performed independently for each sampling timing, so that the processing algorithm can be simplified and development is facilitated. Further, since the correlation value calculation process is performed in parallel at each sampling timing, the time required for calculating the correlation value at all sampling timings can be shortened, and the entire process can be speeded up.
（第３の変形例）
図１１は、第３の変形例の受信装置の構成を示す。その受信装置３の同期確立回路３５は、図９に示された上記第２の変形例の構成に、相関値抽出回路３５ｋと、最大相関値抽出回路３５ｌとを追加した回路である。相関値抽出回路３５ｋ（相関値抽出部）は、算出回路３５ｊにより算出されたサンプリングタイミング（０）〜（３）（図３参照）の相関値の中から、比較回路３５ｆにより相関閾値以上と判定された相関値を抽出する。最大相関値抽出回路３５ｌ（最大相関値抽出部）は、相関値抽出回路３５ｋにより抽出された相関値の中から最大相関値を抽出する。この抽出処理においては、相関値が相関閾値以上と判定されたときから所定の期間内で最大の相関値が抽出される。
(Third Modification)
FIG. 11 shows the configuration of the receiving apparatus of the third modification. The
図１２は、本変形例の同期システムによる同期処理の手順を示す。その同期処理は、図１０に示された上記第２の変形例の処理において、Ｓ７とＳ８の処理との間にＳ４１、Ｓ４２の処理を追加し、他の処理は同じとしたものである。上記同期処理においては、相関値抽出回路３５ｋが、サンプリングタイミング（０）〜（３）の相関値のうち、Ｓ７の処理で相関閾値以上と判定された相関値を抽出してメモリに一時的に記憶する（Ｓ４１）。そして、最大相関値抽出回路３５ｌが、その抽出された相関値のうち最大の相関値を抽出する（Ｓ４２）。その後、Ｓ８の処理において、同期検出回路３５ｇは、その抽出された最大相関値のサンプリングタイミングをシンボル同期タイミングとして検出し、相関値が最大相関値となったタイミングをフレーム同期タイミングとして検出する。
FIG. 12 shows a procedure of synchronization processing by the synchronization system of the present modification. The synchronization process is the same as the process of the second modification shown in FIG. 10 except that the processes of S41 and S42 are added between the processes of S7 and S8. In the synchronization process, the correlation
本変形例においては、サンプリングタイミング（０）〜（３）のうち、複数のサンプリングタイミングで相関値が相関閾値以上になった場合、シンボル値検出精度が最も高いサンプリングタイミングがシンボル同期タイミングに設定される。そのため、同期確立精度の向上を図ることができる。 In the present modification, when the correlation value is equal to or higher than the correlation threshold at a plurality of sampling timings among the sampling timings (0) to (3), the sampling timing with the highest symbol value detection accuracy is set as the symbol synchronization timing. The As a result, the synchronization establishment accuracy can be improved.
（第４の変形例）
図１３は、第４の変形例の同期システムの構成を示す。その同期システム３２は、当該システムに入力される入力信号を正規化する正規化回路３７（正規化部）をさらに備える。正規化回路３７は、いわゆるノーマライザであり、フィルタ回路３４と同期確立回路３５との間に挿入されているが、その他の箇所に設けられていてもよい。正規化回路３７は、上記入力信号、詳しくは、同期システム３２にＲＦ信号として入力されフィルタ回路３４を通過したベースバンド信号の受信レベルを調整して正規化し、同期確立回路３５に送出する。つまり、正規化回路３７は、同期確立回路３５の入力信号のレベルを一定化し、安定化させる。
(Fourth modification)
FIG. 13 shows the configuration of the synchronization system of the fourth modification. The
図１４は、本変形例の同期システム３２による同期処理の手順を示す。その同期処理は、図１２に示された上記第３の変形例の処理において、Ｓ２とＳ３の処理との間にＳ５１の処理を追加し、他の処理は同じとしたものである。上記同期処理においては、正規化回路３７が、Ｓ２の処理でサンプリングされたバースバンド信号を正規化する（Ｓ５１）。
FIG. 14 shows a procedure of synchronization processing by the
本変形例においては、通信環境等の変化に起因して入力信号のレベルが激しく変動するときであっても、同期確立前に信号が正規化されて信号のレベル変動が抑制されるので、安定して同期を確立することができる。 In this modification, even when the level of the input signal fluctuates significantly due to changes in the communication environment, etc., the signal is normalized before the synchronization is established and the signal level fluctuation is suppressed. And synchronization can be established.
（第５の変形例）
図１５は、第５の変形例の同期確立回路の構成を示す。その同期確立回路３５は、図１１に示された上記第３の変形例の構成に、同期確立回路３５（同期システムを構成）に入力される入力信号の移動平均値を算出する平均値算出回路３５ｍ（平均値算出部）を追加したものである。本変形例の閾値設定回路３５ｅは、その算出された移動平均値を基に、相関閾値を設定する。本変形例の同期確立回路３５においては、平均値算出回路３５ｍ、閾値設定回路３５ｅ及び比較回路３５ｆが４つの算出回路３５ｊの各々に設けられている。４つの平均値算出回路３５ｍは、同じ入力信号について移動平均値を算出し、算出結果は同じになる。４つの閾値設定回路３５ｅも互いに、同じ算出移動平均値を基に同じアルゴリズムで相関閾値を求める。
(Fifth modification)
FIG. 15 shows the configuration of the synchronization establishment circuit of the fifth modification. The
平均値算出回路３５ｍは、上記入力信号、詳しくは、同期確立回路３５にベースバンド信号として入力され検波回路３５ａにより検波された信号の移動平均値を算出する。平均値算出回路３５ｍは各算出回路３５ｊに設けられている。平均値算出回路３５ｍは、４つの算出回路３５ｊで共用されていてもよい。
The average
閾値設定回路３５ｅは、例えば、算出された移動平均値が小さくなれば相関閾値を連続的又は段階的に下げ、移動平均値が上がれば相関閾値を連続的又は段階的に上げる。移動平均値が所定値よりも低くなったときには、誤同期をより起こり難くするため、閾値設定回路３５ｅは、相関閾値を下げず、特定の値に維持してもよい。
For example, the
図１６は、本変形例の同期システムによる同期処理の手順を示す。その同期処理は、図１２に示された上記第３の変形例の処理において、Ｓ３とＳ３１の処理との間にＳ６１の処理を追加し、さらに、Ｓ６の処理をＳ６２、Ｓ６３の処理に変更し、他の処理は同じとしたものである。上記同期処理においては、平均値算出回路３５ｍが、Ｓ３の処理で検波されたベースバンド信号の移動平均値を算出する（Ｓ６１）。そして、閾値設定回路３５ｅが、その算出された移動平均値を基に相関閾値を設定する（Ｓ６２）。その後、４つの算出回路３５ｊにおいて、比較回路３５ｆが、その設定された相関閾値と算出回路３５ｄにより算出された相関値とを比較し、それにより相関閾値と各サンプリングタイミング（０）〜（３）（図３参照）の相関値とが並列的に比較される（Ｓ６３）。
FIG. 16 shows a procedure of synchronization processing by the synchronization system of this modification. The synchronization process is the same as the process of the third modification shown in FIG. 12, except that the process of S61 is added between the processes of S3 and S31, and the process of S6 is changed to the processes of S62 and S63. The other processes are the same. In the synchronization process, the average
本変形例においては、通信環境等の変化に起因して入力信号のレベルが激しく変動したとしても、入力信号の移動平均値を基に算出された相関閾値はその変動に連動する。従って、相関値と相関閾値との比較結果に基づくシンボル同期確立は通信環境変化等に対応したものになる。そのため、安定したシンボル同期、延いては安定したフレーム同期を確立することができる。しかも、入力信号のレベル変動の対応に必要な回路は、上記第４の変形例の正規化回路３７のように複雑な構成の回路ではなく、検波されたベースバンド信号の移動平均値を算出する平均算出回路だけで済むので、上記第４の変形例と比べ、規模が小さくて済む。
In this modification, even if the level of the input signal fluctuates significantly due to a change in the communication environment or the like, the correlation threshold calculated based on the moving average value of the input signal is linked to the fluctuation. Therefore, the symbol synchronization establishment based on the comparison result between the correlation value and the correlation threshold corresponds to the communication environment change or the like. Therefore, it is possible to establish stable symbol synchronization, and thus stable frame synchronization. In addition, the circuit necessary for dealing with the level fluctuation of the input signal is not a circuit having a complicated configuration like the
（第６の変形例）
図１７は、第６の変形例に係る通信システムの構成を示す。その通信システム１の同期確立回路３５は、図１１に示された上記第３の変形例の構成に、第１カウンタ３５ｎを追加したものである。
(Sixth Modification)
FIG. 17 shows a configuration of a communication system according to a sixth modification. The
送信装置２は、図１８に示す構成の信号を送信する。送信装置２は、フレーム２１を定期的に送信する。各フレーム２１はユニークワード２２を含む。フレーム２１のフレーム長は予め設定されている。
The
同期検出回路３５ｇは、ユニークワード２２の最後のシンボルを検出した時からの経過時間を第１カウンタ３５ｎにカウントさせる。同期検出回路３５ｇは、シンボル同期タイミング及びフレーム同期タイミングを検出したとき、ユニークワード２２の最後のシンボルを検出したとみなす。同期検出回路３５ｇは、第１カウンタ３５ｎによるカウント時間が上記ユニークワード２２の最後のシンボルが検出される時から次のユニークワード２２入力時までの既知期間以内である間は、誤同期を防ぐため、同期検出動作を停止する。この同期検出動作とは、シンボル同期タイミング及びフレーム同期タイミングを検出する動作のことである。この同期検出動作の停止により、同期設定回路３５ｈの同期確立動作は停止する。同期検出回路３５ｇは、電源投入後、最初のユニークワード２２の最後のシンボルを検出した時を、シンボル同期タイミング及びフレーム同期タイミングの検出を基に検知し、その検知をトリガとして、第１カウンタ３５ｎに上記動作を開始させる。以下、上記の既知期間を同期検出禁止期間と呼ぶこととし、同期検出が可能とされるユニークワード２２の入力期間（長さ）を同期検出許可期間と呼ぶこととする。
The
図１９は、本変形例の同期システムによる同期処理の手順を示し、図２０は、その同期システムにおける同期検出禁止期間及び同期検出許可期間を示す。図２０に示されるように、同期検出禁止期間は、ユニークワード２２を受信し終えた時から次のユニークワード２２の先頭を受信するまでの既知期間である。ここで、その期間を第１カウンタ３５ｎによりタイムカウントしたときのカウント値をＡとする。また、上記既知期間にユニークワード２２の入力期間を足した期間のタイムカウント値をＢ（Ｂ＞Ａ）とする。この期間は、同期検出禁止期間と同期検出許可期間とを足し合わせた期間である。この期間には、さらに、例えば数ビットの伝送期間がマージンとして足されていてもよい。
FIG. 19 shows the procedure of the synchronization processing by the synchronization system of this modification, and FIG. 20 shows the synchronization detection prohibition period and the synchronization detection permission period in the synchronization system. As shown in FIG. 20, the synchronization detection prohibition period is a known period from when the
本変形例の同期処理（図１９参照）は、図１６に示された上記第５の変形例の処理において、Ｓ１０の処理以後にＳ７１〜Ｓ７６の処理を追加し、他の処理は同じとしたものである。Ｓ１０以前の処理については図示を省略する。上記同期処理においては、電源投入後の最初のユニークワード２２を基にＳ１０までの処理が初めて実行されたとき、それをトリガとして、第１カウンタ３５ｎはカウント値を一旦リセットし（Ｓ７１）、タイムカウントを開始する（Ｓ７２）。カウント値がＡ以上Ｂ以下である間に（Ｓ７３でＹｅｓ；図２０の同期検出許可期間）、同期検出回路３５ｇは、同期検出処理を実行する。その同期検出処理において、シンボル同期タイミング及びフレーム同期タイミングが検出されたとする（Ｓ７４でＹｅｓ）。すなわち、ユニークワード２２の最後のシンボルが検出されたとする。このとき、同期設定回路３５ｈは、検出されたシンボル同期タイミング及びフレーム同期タイミングを、検波回路３５ａにより検波されたベースバンド信号のシンボル同期タイミング及びフレーム同期タイミングを設定し（Ｓ７５）、処理はＳ７１に戻る。カウント値がＡ以上Ｂ以下である間にシンボル同期タイミング及びフレーム同期タイミングが検出されない場合（Ｓ７４でＮｏ）、処理はＳ７３に戻る。
The synchronization process of this modification (see FIG. 19) is the same as the process of the fifth modification shown in FIG. 16 except that the processes of S71 to S76 are added after the process of S10. Is. The illustration of the processes before S10 is omitted. In the synchronous processing, when the processing up to S10 is executed for the first time based on the first
カウント値がＡ未満である間（Ｓ７３でＮｏ、Ｓ７６でＮｏ；図２０の同期検出禁止期間）、同期検出回路３５ｇは、同期検出処理を停止し、処理はＳ７３に戻り、カウントが継続される。カウント値がＢよりも多い場合（Ｓ７３でＮｏ、Ｓ７６でＹｅｓ）、処理はＳ７１に戻る。
While the count value is less than A (No in S73, No in S76; synchronization detection prohibition period in FIG. 20), the
本変形例においては、ユニークワード２２以外の受信信号を基に同期が確立されることはない。従って、ユニークワード２２の受信からその次のユニークワード２２の受信までの間にユニークワード２２と一致し又は近似する信号が偶発的に発生したとしても、その信号を基に同期は確立されない。そのため、誤同期を防いで同期エラーの発生を抑制することができる。
In this modification, synchronization is not established based on received signals other than the
（第７の変形例）
第７の変形例に係る通信システムは、上記第６の変形例が持つ課題を解決するように構成されている。まず、その課題について図２１を参照して説明する。図２１は、上記第６の変形例の同期システムにおいて、正規のタイミングからずれてしまった同期検出禁止期間及び同期検出許可期間を示す。そのずれは、同図に示すように、例えば電源投入後の最初のユニークワード２２で同期を確立しそこない、次のユニークワード２２の受信前にデータや雑音によって同期が誤って確立された場合等に生じ得る。上記第６の変形例では、正規のタイミングで同期が確立されるか確立されないかに係らず、電源投入後の最初のユニークワード２２での同期確立をトリガとして、同期検出禁止期間と同期検出許可期間とが一定周期で繰り返される。従って、上記のように最初に正規のタイミングで同期が確立されないと、誤ったタイミングで同期検出禁止期間と同期検出許可期間とが繰り返される。そして、例えば、同期検出禁止期間中にユニークワード２２が受信されて同期検出許可期間中に通信データ２３を受信することになり、いつまでも同期を確立できない。
(Seventh Modification)
The communication system according to the seventh modification is configured to solve the problems of the sixth modification. First, the problem will be described with reference to FIG. FIG. 21 shows a synchronization detection prohibition period and a synchronization detection permission period that deviate from the regular timing in the synchronization system of the sixth modified example. As shown in the figure, for example, when the first
そこで、この課題を解決可能とした第７の変形例に係る通信システムの構成を図２２に示す。その通信システム１の同期確立回路３５の構成は、上記第６の変形例の構成に、第２カウンタ３５ｏを追加したものである。本変形例の送信装置２は、上記第６の変形例と同様に、フレーム２１（図２０参照）を定期的に送信しており、同期検出回路３５ｇは、ユニークワード２２の最後のシンボルを検出した時からの経過時間を第２カウンタ３５ｏにカウントさせる。その最大カウント時間、すなわち、カウント可能な最長限度の期間は、同期検出禁止期間（既知期間）と同期検出許可期間（ユニークワード２２の入力期間）との合計よりも長く設定されている。最大カウント時間は、例えば、上記合計の期間の整数倍とする。第２カウンタ３５ｏによるカウント時間が上記最大カウント時間に達したとき、同期検出回路３５ｇは、第１カウンタ３５ｎのカウント値をＡに固定し、同期確立停止機能を強制的にオフして、その後の期間を同期検出許可期間とする。
Therefore, FIG. 22 shows a configuration of a communication system according to a seventh modification that can solve this problem. The configuration of the
図２３は、本変形例の同期システムによる同期処理の手順を示し、図２４は、その同期システムにおける同期検出禁止期間及び同期検出許可期間を示す。本変形例の同期処理は、図１６に示された上記第５の変形例の処理において、Ｓ１０の処理以後にＳ８１〜Ｓ８５の処理を追加し、他の処理は同じとしたものである。Ｓ１０以前の処理については図示を省略する。 FIG. 23 shows the procedure of the synchronization processing by the synchronization system of this modification, and FIG. 24 shows the synchronization detection prohibition period and the synchronization detection permission period in the synchronization system. In the synchronization process of this modification, the processes of S81 to S85 are added after the process of S10 in the process of the fifth modification shown in FIG. 16, and the other processes are the same. The illustration of the processes before S10 is omitted.
上記同期処理においては、電源投入後、ユニークワードを基にＳ１０までの処理が初めて実行されたとき、それをトリガとして、第２カウンタ３５ｏは動作を開始し、タイムカウントを行う（Ｓ８１）。第２カウンタ３５ｏによるカウント値が最大カウント時間Ｃ（Ｃ＞Ｂ）未満で（Ｓ８２でＹｅｓ）、同期タイミングが検出されない間は（Ｓ８３でＮｏ）、Ｓ８１の処理が継続され、カウントが続く。他方、上記カウント値が最大カウント時間Ｃ未満の間に、同期タイミングが検出された場合（Ｓ８３でＹｅｓ）、同期検出回路３５ｇは、第２カウンタのカウント値をリセットし（Ｓ８４）、処理はＳ８１に戻る。
In the synchronous process, when the process up to S10 is executed for the first time based on the unique word after the power is turned on, the second counter 35o starts the operation and counts the time (S81). While the count value by the second counter 35o is less than the maximum count time C (C> B) (Yes in S82) and the synchronization timing is not detected (No in S83), the process of S81 is continued and the count continues. On the other hand, when the synchronization timing is detected while the count value is less than the maximum count time C (Yes in S83), the
そして、第２カウンタ３５ｏによるカウント値が最大カウント時間Ｃを超えたとき（Ｓ８２でＮｏ）、同期検出回路３５ｇは、第１カウンタのカウント値をＡに固定する（Ｓ８５）。それにより、同期検出回路３５ｇは、以後の時間を同期検出許可期間とする。
When the count value by the second counter 35o exceeds the maximum count time C (No in S82), the
本変形例においては、上記第６の変形例で電源投入後、最初に、誤ったタイミングで同期が確立されてしまったとしても、その後の同期検出禁止期間はなくなる。そのため、正規のタイミングからずれた同期検出禁止期間が本来同期を確立すべきユニークワード２２を受信するタイミングと重なることがなくなる。従って、同期確立可能な状態に復旧することができ、信頼性の向上を図ることができる。しかも、復旧を容易にすることができる。
In this modification, even if synchronization is first established at an incorrect timing after the power is turned on in the sixth modification, the subsequent synchronization detection prohibition period is eliminated. For this reason, the synchronization detection prohibition period deviated from the regular timing does not overlap with the timing of receiving the
（第８の変形例）
図２５は、第８の変形例に係る通信システムの構成を示す。その通信システム１の同期確立回路３５は、図１に示された上記実施形態の構成に、タイミング設定回路（以下、設定回路という）３５ｐ（タイミング設定部）を追加した構成を有する。その設定回路３５ｐは、本変形例の送信装置２から送信される信号に関係して動作する。
(Eighth modification)
FIG. 25 shows a configuration of a communication system according to an eighth modification. The
送信装置２は、図２６に示す構成の信号を送信する。その送信装置２は、１フレーム２１につき、ユニークワード２２をサンプリングタイミング（０）〜（３）（図３参照）の数だけフレーム２１に挿入し、それらのユニークワード２２を連続して送信する。１シンボルＳｂあたりのサンプリングタイミングの数をｎ（ｎ：２以上の整数）とすると、ｎ個のユニークワード２２が１つのフレーム２１に挿入される。
The
設定回路３５ｐは、サンプリングタイミング（０）〜（３）のうち、抽出回路３５ｂによりサンプル値を抽出するサンプリングタイミングを、１ユニークワード２２の長さ毎に順に切り替える。この長さは、１ユニークワード２２の送信に掛かる期間である。また、設定回路３５ｐは、算出回路３５ｄにより相関値を算出するサンプリングタイミングを上記長さ毎に切り替える。
The
図２７は、本変形例の同期システムによる同期処理の手順を示す。その同期処理は、図４に示された上記実施形態の処理において、Ｓ１の処理の前にＳ９１の処理を追加し、Ｓ４〜Ｓ７の処理をそれぞれＳ９２〜Ｓ９５の処理に変更し、さらに、Ｓ９の処理後にＳ９６、Ｓ９７の処理を加えたものである。 FIG. 27 shows a procedure of synchronization processing by the synchronization system of the present modification. The synchronization process is the same as the process of the above embodiment shown in FIG. 4 except that the process of S91 is added before the process of S1, the processes of S4 to S7 are changed to the processes of S92 to S95, respectively, and S9 The processes of S96 and S97 are added after the above process.
設定回路３５ｐは、サンプリングタイミングを変数ｉとし、ｉ＝０に設定する（Ｓ９１）。抽出回路３５ｂは、サンプリングタイミング（ｉ）のＮビットのサンプル値列を順次抽出する（Ｓ９２）。算出回路３５ｄは、その抽出したサンプリングタイミング（ｉ）のサンプル値列と理想的なユニークワード２２との相関値を算出する（Ｓ９３）。比較回路３５ｆは、そのサンプリングタイミング（ｉ）の相関値と相関閾値とを比較し（Ｓ９４）、その相関値が相関閾値以上であれば（Ｓ９５でＹｅｓ）、処理はＳ９に移行する。他方、上記相関値が相関閾値未満であり（Ｓ９５でＮｏ）、かつ変数ｉが２以下であれば（Ｓ９６でＹｅｓ）、設定回路３５ｐは、変数ｉをインクリメントし（Ｓ９７）、処理はＳ１に戻る。変数ｉが３になれば、Ｓ９１の処理に戻り、変数ｉはゼロクリアされる。サンプリングタイミングの数をｎとすると、変数ｉが（ｎ−２）以下のとき、Ｓ９７の処理が実行され、その後、処理はＳ１に戻り、変数ｉが（ｎ−１）になれば、処理はＳ９１に戻る。
The
本変形例においては、サンプリングタイミング（０）〜（３）と同じ数だけ受信するユニークワード２２から、それぞれ、異なるサンプリングタイミング（０）〜（３）のサンプル値列を抽出することができる。従って、抽出されたサンプル値列から同期確立に必要な相関値を算出する算出回路３５ｄは、サンプリングタイミングの数だけ設ける必要はなく、１つで済む。そのため、回路規模を小さくすることができ、また、製造コストの低減を図ることができる。
In this modification, sample value sequences having different sampling timings (0) to (3) can be extracted from the
（第９の変形例）
第９の変形例の通信システムは、図２６に示される上記第８の変形例と同じ構成部材を有しており、本変形例の通信システムの構成については図２６を流用して説明する。
(Ninth Modification)
The communication system according to the ninth modification has the same components as those of the eighth modification shown in FIG. 26, and the configuration of the communication system according to this modification will be described with reference to FIG.
図２８は、本変形例の送信装置２から送信される信号の構成を示す。送信装置２は、１フレーム２１につき、ユニークワード２２をサンプリングタイミング（０）〜（３）（図３参照）の数のｍ（ｍ：整数、例えば２）倍だけフレーム２１に挿入し、それらのユニークワード２２を連続して送信する。
FIG. 28 shows a configuration of a signal transmitted from the
本変形例の設定回路３５ｐは、サンプリングタイミング（０）〜（３）のうち、抽出回路３５ｂによりサンプル値を抽出するサンプリングタイミングを、１ユニークワード２２のｍ倍の長さ毎に順に切り替える。また、設定回路３５ｐは、算出回路３５ｄにより相関値を算出するサンプリングタイミングを上記長さ毎に切り替える。
The
本変形例においては、上記第８の変形例と同様に、回路規模を縮小し、製造コストを低減する効果が得られる。さらに、図２９に示されるように、ユニークワード２２の受信タイミングがずれても、少なくとも１つのユニークワード２２を、サンプリングタイミング毎に確実に検出することができる。従って、同期確立の精度向上を図ることができる。
In the present modification, as in the eighth modification, an effect of reducing the circuit scale and reducing the manufacturing cost can be obtained. Furthermore, as shown in FIG. 29, even if the reception timing of the
なお、本発明は、上記実施形態及び各種変形例の構成に限定されるものでなく、使用目的に応じ、様々な変形が可能である。例えば、上記各種変形例のうちのいずれかの特徴的な構成を他のいずれかの構成と組み合わせてもよい。 In addition, this invention is not limited to the structure of the said embodiment and various modifications, A various deformation | transformation is possible according to the intended purpose. For example, any characteristic configuration of the above-described various modifications may be combined with any other configuration.
１ 通信システム
２ 送信装置
２３ フレーム
３ 受信装置
３１ 受信回路（受信部、ダウンコンバート部）
３２ 同期システム（同期部）
３３ ＡＤコンバータ回路（オーバサンプリング部）
３５ 同期確立回路（同期確立部）
３５ａ 検波回路（検波部）
３５ｋ 相関値抽出回路（相関値抽出部）
３５ｌ 最大相関値抽出回路（最大相関値抽出部）
３５ｍ 平均値算出回路（平均値算出部）
３５ｎ 第１カウンタ
３５ｏ 第２カウンタ
３５ｐ タイミング設定回路（タイミング設定部）
３７ 正規化回路（正規化部）
DESCRIPTION OF
32 Synchronization system (synchronization unit)
33 AD converter circuit (oversampling unit)
35 Synchronization establishment circuit (synchronization establishment unit)
35a Detection circuit (detection unit)
35k correlation value extraction circuit (correlation value extraction unit)
35l Maximum correlation value extraction circuit (maximum correlation value extraction unit)
35m average value calculation circuit (average value calculation unit)
35n First counter 35o
37 Normalization circuit (normalization part)
Claims (14)
前記受信装置に、ベースバンド信号をアップコンバートして得られたＲＦ信号を送信する送信装置と、を備え、
前記受信装置は、前記送信装置から送信されたＲＦ信号を受信する受信部と、前記受信部により受信されたＲＦ信号をダウンコンバートしてベースバンド信号を得るダウンコンバート部と、をさらに有することを特徴とする通信システム。 A receiving device according to claim 8;
A transmitter for transmitting an RF signal obtained by up-converting a baseband signal to the receiver;
The receiving device further includes a receiving unit that receives an RF signal transmitted from the transmitting device, and a down-converting unit that obtains a baseband signal by down-converting the RF signal received by the receiving unit. A featured communication system.
前記同期確立部は、前記ユニークワードの最後のシンボルを検出した時からの経過時間をカウントする第１のカウンタを有し、前記第１のカウンタによるカウント時間が前記ユニークワードの最後のシンボルが検出される時から次のユニークワード入力時までの既知期間以内である間は、前記シンボル同期及びフレーム同期の確立動作を停止することを特徴とする請求項９に記載の通信システム。 The transmitter periodically transmits a unique word that is the synchronization bit string,
The synchronization establishing unit has a first counter that counts an elapsed time from when the last symbol of the unique word is detected, and the count time by the first counter is detected by the last symbol of the unique word 10. The communication system according to claim 9, wherein the symbol synchronization and frame synchronization establishment operation is stopped during a known period from the time when the next unique word is input until the next unique word is input.
前記同期システムは、前記相関値を算出するサンプリングタイミングを、１ユニークワードのｍ倍の長さ毎に切り替えるタイミング設定部をさらに備えることを特徴とする請求項９に記載の通信システム。 The transmitter continuously transmits a unique word that is the synchronization bit string by m (m: integer) times the number of the sampling timings,
The communication system according to claim 9, wherein the synchronization system further includes a timing setting unit that switches a sampling timing for calculating the correlation value every m times the length of one unique word.
前記オーバサンプリングステップにより量子化されたサンプル値列を検波する検波ステップと、
前記検波ステップにより検波されたサンプル値列について、量子化されたサンプル値を２値に置き換えることなく、そのままの値で用いて、前記複数のサンプリングタイミングのサンプル値列と所定の同期用ビット列との相関値をサンプリングタイミング毎に算出し、その算出された相関値に基づいてシンボル同期とフレーム同期とを確立する同期確立ステップと、を有することを特徴とする請求項１３に記載の同期方法。 An oversampling step of oversampling the baseband signal at a plurality of sampling timings per symbol and quantizing with M (M: an integer of 2 or more) bits;
A detection step of detecting the sample value sequence quantized by the oversampling step;
For the sample value sequence detected by the detection step, the quantized sample value is used as it is without replacing it with a binary value, and the sample value sequence of the plurality of sampling timings and a predetermined synchronization bit sequence are used. The synchronization method according to claim 13, further comprising: a synchronization establishing step of calculating a correlation value at each sampling timing and establishing symbol synchronization and frame synchronization based on the calculated correlation value.
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