JP2014060851A

JP2014060851A - Dc-dc converter

Info

Publication number: JP2014060851A
Application number: JP2012204346A
Authority: JP
Inventors: Sari Maekawa; 佐理前川
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2012-09-18
Filing date: 2012-09-18
Publication date: 2014-04-03

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a DC-DC converter capable of performing a transformation operation on the basis of a current detected by one current sensor.SOLUTION: In a DC-DC converter comprising an N (≥2)-phase bridge circuit, a single current sensor is arranged between an output terminal of the N-phase bridge circuit and a smoothing capacitor. The center phases of respective sections obtained by dividing the control cycle into N sections by using a carrier having a frequency N times as large as a PWM control frequency are used as starting points for generating pulses of respective phase PWM signals, and a width of the pulses is increased from each starting point in both phase directions to generate an N-phase PWM signal. Current separation and extraction means separates and extracts currents individually flowing in respective N phase reactors from values obtained by sampling a current detected by the current sensor a plurality of times at timings synchronized with the carrier within one control cycle of the PWM signal. A PWM command value is generated on the basis of a current command value and the respective phase reactor currents extracted by the current separation and extraction means.

Description

本発明の実施形態は、ブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子をスイッチング制御することで、入力される直流電源電圧を変圧して出力するＤＣＤＣコンバータに関する。 Embodiments described herein relate generally to a DCDC converter that transforms and outputs an input DC power supply voltage by switching control of a plurality of switching elements that form a bridge circuit.

バッテリなどの直流電圧を昇圧して出力するＤＣＤＣコンバータには、複数個のチョッパ回路部（ブリッジ回路の各相アーム部）を備えたものがある。そして、各チョッパ回路部におけるスイッチング素子のオン状態からオフ状態への切り替えタイミングを、チョッパ回路部間で互いにずらすことで、スイッチングの状態を切り替えるタイミングを等間隔とするものが提案されている（例えば特許文献１，非特許文献１参照）。 Some DCDC converters that boost and output a DC voltage such as a battery include a plurality of chopper circuit sections (each phase arm section of a bridge circuit). And the thing which makes the timing which switches a switching state equal intervals by shifting the switching timing from the ON state of the switching element in each chopper circuit part to an OFF state mutually between chopper circuit parts (for example, is proposed) (See Patent Literature 1 and Non-Patent Literature 1).

このように、スイッチング状態の切り替えタイミングが等間隔になると、チョッパ回路部のコイルを流れる電流の増加及び減少の周期が互いに同一で、且つ、この電流の周期的な増加及び減少が等間隔に生じるようになる。また、前記電流がピークとなるタイミングも等間隔で生じるようになる。これにより、ＤＣＤＣコンバータ内のリップル電流を低減することが可能となり、リアクトルや平滑コンデンサを小型にしてコンバータ全体の小型化を図ることができる。 As described above, when the switching timing of the switching state is equally spaced, the increase and decrease periods of the current flowing through the coil of the chopper circuit unit are the same, and the periodic increase and decrease of this current occur at equal intervals. It becomes like this. Further, the timing when the current peaks is generated at equal intervals. As a result, the ripple current in the DCDC converter can be reduced, and the reactor and the smoothing capacitor can be downsized to reduce the size of the entire converter.

特開２００８−２４５３４８号公報JP 2008-245348 A

「三相トランスリンク形マルチフェーズ方式昇圧チョッパ回路における安定制御設計の実機による評価」，桂健志郎，中村祐太，山本真義（島根大学），平成２４年電気学会全国大会予稿集，第４分冊，Ｐ８〜Ｐ９"Evaluation of stable control design in a three-phase translink type multi-phase step-up chopper circuit using actual equipment", Kenshiro Katsura, Yuta Nakamura, Masayoshi Yamamoto (Shimane University), 2012 Annual Conference of the Institute of Electrical Engineers of Japan, 4th volume, P8-P9

しかしながら、上記のような多相構成のコンバータについては、各相毎の素子のばらつき等によって通電する電流が均等にならないという問題がある。そのため、制御精度を向上させるには、各相毎に電流センサを配置し、検出した相電流に基づき各相を個別に制御する必要がある。すると、その分だけ回路が大型化することになり、コンバータを多相構成にすることのメリットを十分に享受できなくなってしまう。
そこで、１個の電流センサにより検出された電流に基づいて変圧動作を行うことができるＤＣＤＣコンバータを提供する。 However, the converter having the multi-phase configuration as described above has a problem that currents to be supplied are not uniform due to variations in elements for each phase. Therefore, in order to improve the control accuracy, it is necessary to arrange a current sensor for each phase and control each phase individually based on the detected phase current. As a result, the circuit becomes larger by that amount, and the advantage of having a multi-phase converter cannot be fully enjoyed.
Therefore, a DCDC converter capable of performing a transformation operation based on a current detected by one current sensor is provided.

実施形態によれば、Ｎ（≧２）相ブリッジ回路を備えるＤＣＤＣコンバータにおいて、Ｎ相ブリッジ回路の出力端子の何れか一方と平滑コンデンサとの間に単一の電流センサを配置する。ＰＷＭ信号生成手段は、ＰＷＭ制御周波数のＮ倍の周波数となるキャリアを用い、制御周期をＮ等分した区間の中心位相を、各相ＰＷＭ信号のパルスを発生させる起点とし、前記パルスの幅をそれぞれの起点より両位相方向に増加させてＮ相ＰＷＭ信号を生成し、Ｎ相ブリッジ回路を構成する各スイッチング素子に出力する。 According to the embodiment, in a DCDC converter including an N (≧ 2) phase bridge circuit, a single current sensor is disposed between any one of the output terminals of the N phase bridge circuit and the smoothing capacitor. The PWM signal generation means uses a carrier having a frequency N times the PWM control frequency, uses the central phase of the section obtained by equally dividing the control period as N as a starting point for generating a pulse of each phase PWM signal, and sets the width of the pulse to An N-phase PWM signal is generated by increasing in both phase directions from the respective starting points, and is output to each switching element constituting the N-phase bridge circuit.

電流分離抽出手段は、電流センサによって検出される電流を、ＰＷＭ信号の１制御周期内に、前記キャリアに同期したタイミングで複数回サンプリングして得られた値から、Ｎ相リアクトルのそれぞれに個別に流れる電流を分離して抽出する。そして、ＰＷＭ指令値生成手段は、電流指令値と電流分離抽出手段によって抽出された各相リアクトル電流とに基づいて、ＰＷＭ信号生成手段に出力するＰＷＭ指令値を生成する。 The current separation / extraction means individually detects each of the N-phase reactors from a value obtained by sampling the current detected by the current sensor a plurality of times at a timing synchronized with the carrier within one control cycle of the PWM signal. The current that flows is separated and extracted. The PWM command value generation unit generates a PWM command value to be output to the PWM signal generation unit based on the current command value and each phase reactor current extracted by the current separation extraction unit.

第１実施形態であり、ＤＣＤＣコンバータの構成を示す図The figure which is 1st Embodiment and shows the structure of a DCDC converter 制御部の内部機能を示すブロック図Block diagram showing the internal functions of the controller 単相ＤＣＤＣコンバータの回路構成を示す図The figure which shows the circuit structure of a single phase DCDC converter 図３の回路において電流センサにより検出される電流波形を示す図The figure which shows the current waveform detected by the current sensor in the circuit of FIG. ＰＷＭ信号の１制御周期のタイミングチャート（電流検出パターン１）Timing chart of one control cycle of PWM signal (current detection pattern 1) 図５相当図（電流検出パターン２）Fig. 5 equivalent (current detection pattern 2) 各電流検出パターンでそれぞれ検出可能なＤＵＴＹ領域をす図Diagram showing DUTY area that can be detected by each current detection pattern （１１）式における係数αがＤＵＴＹに応じて変化する状態を示す図The figure which shows the state from which coefficient (alpha) in (11) changes according to DUTY. ＰＷＭ信号生成処理を示す図５相当図（その１）FIG. 5 equivalent diagram showing PWM signal generation processing (part 1) ＰＷＭ信号生成処理を示す図５相当図（その２）FIG. 5 equivalent diagram showing PWM signal generation processing (part 2) ＰＷＭ信号生成処理を示す図５相当図（その３）FIG. 5 equivalent diagram showing PWM signal generation processing (part 3) 実際のＤＣＤＣコンバータの動作波形を示す図The figure which shows the operation waveform of an actual DCDC converter 制御部によりＰＷＭ制御周期毎に実行される処理内容を示すフローチャートThe flowchart which shows the processing content performed for every PWM control period by a control part. 電流抽出処理の詳細を示すフローチャートFlow chart showing details of current extraction process ＤＵＴＹリミット処理の詳細を示すフローチャートFlow chart showing details of DUTY limit processing ＰＷＭ信号処理の詳細を示すフローチャート（その１）Flowchart showing details of PWM signal processing (part 1) ＰＷＭ信号処理の詳細を示すフローチャート（その２）Flow chart showing details of PWM signal processing (part 2) 第２実施形態を示す図１相当図FIG. 1 equivalent view showing the second embodiment 図２相当図2 equivalent diagram 図５相当図Figure equivalent to FIG. 図６相当図6 equivalent diagram 図７相当図7 equivalent diagram

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１ないし図１７を参照して説明する。図１は、ＤＣＤＣコンバータの構成を示すものである。バッテリ電源１（直流電源）の正側端子は、一端が共通に接続された３相リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗを介して、スイッチング回路（３相ブリッジ回路，Ｎ＝３）３の各相入力端子４Ｕ，４Ｖ，４Ｗにそれぞれ接続されている。スイッチング回路３は、６個のＩＧＢＴ（スイッチング素子）５Ｕ，５Ｖ，５Ｗ及び５Ｘ，５Ｙ，５Ｚを３相ブリッジ接続して構成されており、ＩＧＢＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗのエミッタが各相入力端子４Ｕ，４Ｖ，４Ｗとなっている。また、ＩＧＢＴのコレクタ，エミッタ間にはフリーホイールダイオードが接続されている。 (First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 1 shows the configuration of a DCDC converter. The positive side terminal of the battery power source 1 (DC power source) is an input terminal for each phase of the switching circuit (three-phase bridge circuit, N = 3) 3 via the three-phase reactors 2U, 2V, 2W connected at one end in common. Connected to 4U, 4V, and 4W, respectively. The switching circuit 3 is configured by connecting six IGBTs (switching elements) 5U, 5V, 5W and 5X, 5Y, 5Z in a three-phase bridge, and the emitters of the IGBTs 5U, 5V, 5W are connected to the phase input terminals 4U, 4V and 4W. A free wheel diode is connected between the collector and emitter of the IGBT.

バッテリ電源１の負側端子は、基準電源線６を介してＩＧＢＴ５Ｘ，５Ｙ，５Ｚのエミッタに接続されている。また、ＩＧＢＴ５Ｕ，５Ｖ，５Ｗのコレクタは、出力電源線７に接続されている。そして、出力電源線７と基準電源線６との間には、平滑コンデンサ８及び負荷９の並列回路が接続されている。負荷９については抵抗素子のシンボルで示しているが、負荷９は、例えばインバータ回路を介して駆動されるモータ等である。 The negative terminal of the battery power supply 1 is connected to the emitters of the IGBTs 5X, 5Y, and 5Z via the reference power supply line 6. The collectors of the IGBTs 5U, 5V, 5W are connected to the output power supply line 7. A parallel circuit of a smoothing capacitor 8 and a load 9 is connected between the output power supply line 7 and the reference power supply line 6. Although the load 9 is indicated by a symbol of a resistance element, the load 9 is, for example, a motor driven via an inverter circuit.

ＩＧＢＴ５Ｗのコレクタと平滑コンデンサ８との間を接続する出力電源線７の部分には電流センサ１０（例えば、電流トランス等）が介挿されており、平滑コンデンサ８と負荷９との間を接続する出力電源線７の部分には電圧センサ１１が配置されている。そして、電流センサ１０及び電圧センサ１１の出力端子は、それぞれ制御部１２の異なる入力端子に接続されている。制御部１２は、電流センサ信号と、電圧センサ信号から各相のスイッチング信号，すなわち３相ＰＷＭ信号を生成して、スイッチング回路３を構成する各ＩＧＢＴ５のゲートに出力する。 A current sensor 10 (for example, a current transformer) is inserted in the portion of the output power supply line 7 that connects between the collector of the IGBT 5W and the smoothing capacitor 8, and connects between the smoothing capacitor 8 and the load 9. A voltage sensor 11 is disposed at the output power line 7. The output terminals of the current sensor 10 and the voltage sensor 11 are connected to different input terminals of the control unit 12, respectively. The control unit 12 generates a switching signal of each phase, that is, a three-phase PWM signal, from the current sensor signal and the voltage sensor signal, and outputs the switching signal to the gate of each IGBT 5 constituting the switching circuit 3.

図２は、制御部１２の内部機能を示すブロック図であり、制御部１２は、電圧制御部１３，電流制御部１４（ＰＷＭ指令値生成手段），ＤＵＴＹリミット部１５（ＰＷＭ指令値制限手段），ＰＷＭ生成部１６（ＰＷＭ信号生成手段），電流抽出部１７（電流分離抽出手段）等で構成されている。 FIG. 2 is a block diagram showing internal functions of the control unit 12. The control unit 12 includes a voltage control unit 13, a current control unit 14 (PWM command value generation unit), and a DUTY limit unit 15 (PWM command value limit unit). , A PWM generation unit 16 (PWM signal generation unit), a current extraction unit 17 (current separation extraction unit), and the like.

電圧制御部１３は、電圧センサ１１により検出されたＤＣＤＣコンバータの出力電圧と、負荷９の運転状態等に応じて決定される電圧指令値とに基づいてＰＩ（Proportional Integral）制御を行い、電流指令値を算出する。電流制御部１４は、電圧制御部１３で生成された電流指令値と電流抽出部１７で検出された各相電流値（各相リアクトル電流）に基づいて各相毎にＰＩ制御を行い、各相のＤＵＴＹ（デューティ）指令値を算出する。尚、各相の電流指令値は、電流を均一化する場合には、入力される電流指令値の１／３に設定する。 The voltage control unit 13 performs PI (Proportional Integral) control based on the output voltage of the DCDC converter detected by the voltage sensor 11 and the voltage command value determined according to the operating state of the load 9, and the like. Calculate the value. The current control unit 14 performs PI control for each phase based on the current command value generated by the voltage control unit 13 and each phase current value (each phase reactor current) detected by the current extraction unit 17. DUTY (duty) command value is calculated. The current command value for each phase is set to 1/3 of the input current command value when the current is made uniform.

ＤＵＴＹリミット部１５は、電流制御部１４において生成された各相ＤＵＴＹ指令値に所定の制限を加えて出力するが、その詳細については後述する。ＰＷＭ生成部１６は、ＤＵＴＹリミット部１５を介して入力されたＤＵＴＹ指令値から各相のＰＷＭ信号を生成する。このとき、各相毎に出力するＰＷＭ信号に所定の位相差を付与するが、３相ＰＷＭ信号の場合は位相差を１２０度とする。電流抽出部１７は、電流センサ１０により検出された電流値を、ＰＷＭ生成部１６より入力されるＰＷＭキャリア及びＤＵＴＹリミット部１５より入力されるリミット後の各相ＤＵＴＹ指令値に基づいて、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相電流を分離抽出する。以上が、ＤＣＤＣコンバータ２０を構成している。 The DUTY limit unit 15 adds and outputs a predetermined limit to each phase DUTY command value generated in the current control unit 14, and details thereof will be described later. The PWM generation unit 16 generates a PWM signal for each phase from the DUTY command value input via the DUTY limit unit 15. At this time, a predetermined phase difference is given to the PWM signal output for each phase. In the case of a three-phase PWM signal, the phase difference is set to 120 degrees. The current extraction unit 17 calculates the current value detected by the current sensor 10 based on the PWM carrier input from the PWM generation unit 16 and each phase DUTY command value after the limit input from the DUTY limit unit 15. Separately extract V and W phase currents. The above constitutes the DCDC converter 20.

次に、本実施形態の作用について、図３ないし図１６を参照して説明する。図１３ないし図１６は、制御部１２により実行される処理内容を示すフローチャートである。図１３は、ＰＷＭ制御周期毎に実行される処理であり、図２に示す機能ブロックによる処理の流れに対応している。先ず、電流抽出部１７が電流抽出処理を行い（Ｓ１）、電圧制御部１３がＰＩ制御を行うことで電流指令値を生成する（Ｓ２）。次に、電流制御部１４がＰＩ制御を行うことで各相のＰＷＭＤＵＴＹ指令を生成すると（Ｓ３）、ＤＵＴＹリミット部１５においてＤＵＴＹ制限処理が行われる（Ｓ４）。 Next, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS. FIG. 13 to FIG. 16 are flowcharts showing processing contents executed by the control unit 12. FIG. 13 shows processing executed for each PWM control cycle, and corresponds to the processing flow by the functional blocks shown in FIG. First, the current extraction unit 17 performs current extraction processing (S1), and the voltage control unit 13 performs PI control to generate a current command value (S2). Next, when the current control unit 14 performs PI control to generate a PWM DUTY command for each phase (S3), the DUTY limit unit 15 performs a DUTY limiting process (S4).

＜電流抽出処理＞
先ず、ステップＳ１の電流抽出処理、すなわち単一の電流センサ１０を用いて、３相のリアクトル２Ｕ，２Ｖ，２Ｖにそれぞれ流れる電流を個別に検出する手法について説明する。図３は、単相のＤＣＤＣコンバータ（昇圧）の回路構成であり、２つのスイッチング素子のオンオフにより出力電圧が変化する。昇圧回路として動作させる場合、上アーム側（上側）のスイッチング素子は、フリーホイールダイオードがあるので原理的にスイッチングは不要だが、スイッチング素子をオンすればダイオードに通電することで損失が発生することを回避できる（いわゆる同期整流方式）。 <Current extraction process>
First, the current extraction process in step S1, that is, a method of individually detecting currents flowing through the three-phase reactors 2U, 2V, and 2V using the single current sensor 10 will be described. FIG. 3 shows a circuit configuration of a single-phase DCDC converter (boost), and the output voltage changes depending on on / off of two switching elements. When operating as a booster circuit, the switching element on the upper arm side (upper side) has a freewheel diode, so switching is not necessary in principle. However, if the switching element is turned on, it will cause a loss by energizing the diode. Can be avoided (so-called synchronous rectification method).

この昇圧回路の出力電圧Ｖout及びリアクトル電流ＩLは，下アーム側（下側）スイッチング素子のＤＵＴＹをＤ（＜１），入力側のバッテリ電圧をＶin，出力側の負荷抵抗をＲとすると、（１）式で表される。したがって、リアクトル電流を検出し、下側スイッチング素子のオンＤＵＴＹ＿Ｄを調整すれば所望の出力電圧を得ることができる。 The output voltage Vout and the reactor current IL of this booster circuit are expressed as follows, assuming that the DUTY of the lower arm side (lower side) switching element is D (<1), the battery voltage on the input side is Vin, and the load resistance on the output side is R. 1) It is represented by the formula. Therefore, a desired output voltage can be obtained by detecting the reactor current and adjusting the ON DUTY_D of the lower switching element.

Ｖout＝Ｖin×１／（１−Ｄ）
＝Ｒ・（１−Ｄ）・ＩL …（１）
スイッチング回路がスイッチングを行っている場合、図３中のリアクトルに流れる電流は連続するため、図４に示すように下側スイッチング素子のオン時には下降し、上側スイッチング素子のオン時には上昇する波形を繰り返す。これに対して、スイッチング回路と出力部のコンデンサ間に設けられた電流センサにおいては、同図に示すように、リアクトル電流が流れる期間と電流がゼロになる期間とが周期的に繰り返される。 Vout = Vin × 1 / (1-D)
= R. (1-D) .IL (1)
When the switching circuit is switching, since the current flowing through the reactor in FIG. 3 is continuous, the waveform decreases when the lower switching element is on and rises when the upper switching element is on as shown in FIG. . On the other hand, in the current sensor provided between the switching circuit and the capacitor of the output unit, as shown in the figure, the period in which the reactor current flows and the period in which the current becomes zero are periodically repeated.

つまり、電流センサには、上側スイッチング素子がオンしている期間のみリアクトルの電流が流れる。このため、上側スイッチング素子のオンタイミングに同期して電流センサの信号をサンプリングすれば、波形振幅が下降中のリアクトル電流が得られる。制御として必要なリアクトル電流は、上昇と下降とを繰り返す状態の平均値であるため、この方式でも問題なく制御可能である。 That is, the reactor current flows through the current sensor only during the period when the upper switching element is on. For this reason, if the signal of the current sensor is sampled in synchronization with the on-timing of the upper switching element, a reactor current whose waveform amplitude is decreasing can be obtained. Since the reactor current necessary for control is an average value in a state where the rise and fall are repeated, control can be performed without any problem even with this method.

次に、この回路を図１に示す３相構成のＤＣＤＣコンバータ２０に拡張する。尚、電流抽出処理の詳細を示すフローチャートは図１４である。図５は、ＰＷＭ制御の１周期期間であり、各相の上側ＤＵＴＹが３０％程度の場合のスイッチング状態と、電流センサ１０により検出される電流を示している。尚、説明を簡単にするため下側の信号は省略している。また、本実施形態における各相ＰＷＭ信号のＰＷＭパルス（ハイレベルＤＵＴＹパルス）は、ＰＷＭ制御周期を３つの区間に分けて、各区間の中間位相を各相パルスの発生起点としている。 Next, this circuit is extended to a DCDC converter 20 having a three-phase configuration shown in FIG. FIG. 14 is a flowchart showing details of the current extraction process. FIG. 5 shows one cycle period of PWM control, and shows the switching state and the current detected by the current sensor 10 when the upper DUTY of each phase is about 30%. For simplicity, the lower signal is omitted. Further, in the PWM pulse (high level DUTY pulse) of each phase PWM signal in this embodiment, the PWM control cycle is divided into three sections, and the intermediate phase of each section is set as the starting point of each phase pulse.

図５では、１周期を６等分したタイミングを電流検出タイミングＩ１〜Ｉ６としており、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相パルスの発生起点はそれぞれＩ２，Ｉ４，Ｉ６となっている。そして、各相パルスは、それぞれの発生起点を中心として両位相方向にパルス幅を拡げるようにして生成される。このような各相パルスの生成方式については後述する。 In FIG. 5, timings obtained by dividing one cycle into six equal parts are current detection timings I1 to I6, and the generation start points of the U, V, and W phase pulses are I2, I4, and I6, respectively. Each phase pulse is generated in such a manner that the pulse width is expanded in both phase directions centering on the respective generation starting points. A method for generating each phase pulse will be described later.

＜電流検出パターン１＞
図５に示すＰＷＭ信号の発生パターンでは、各相のＰＷＭパルスが重複しない発生パターンとなっている。したがって、各相の上側ＩＧＢＴ５がオンしているときに、出力電流センサ１０には、スイッチングしている相と同じ相のリアクトル２の電流が流れる。よって、図中の検出タイミングＩ２，Ｉ４，Ｉ６で電流センサ信号をサンプリングすれば、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが抽出できる（Ｓ１２）。 <Current detection pattern 1>
The PWM signal generation pattern shown in FIG. 5 is a generation pattern in which the PWM pulses of each phase do not overlap. Therefore, when the upper IGBT 5 of each phase is ON, the current of the reactor 2 having the same phase as the phase being switched flows through the output current sensor 10. Therefore, if the current sensor signal is sampled at the detection timings I2, I4, and I6 in the figure, the phase currents Iu, Iv, and Iw can be extracted (S12).

＜電流検出パターン２＞
図６は、上側のＤＵＴＹがより大きく８０％程度である場合を示すが、各相のＰＷＭパルスがオーバーラップするため、単一の相のみがオンしている期間はない。この場合は、２相が同時にオンしている状態に着目する。２相がオンしている状態では、電流センサ１０にはそれら２相の合計電流が流れている。したがって、２相の合計電流を３種類サンプリングすれば各相電流を抽出できる。図中の検出タイミングＩ１，Ｉ３，Ｉ５の検出値から、次式により３相電流を演算する（Ｓ１４）。
Ｉｕ２＝（Ｉ３−Ｉ５＋Ｉ１）／２ …（２）
Ｉｖ２＝（Ｉ５−Ｉ１＋Ｉ３）／２ …（３）
Ｉｗ２＝（Ｉ１−Ｉ３＋Ｉ５）／２ …（４） <Current detection pattern 2>
FIG. 6 shows a case where the upper DUTY is larger and about 80%, but since the PWM pulses of each phase overlap, there is no period in which only a single phase is on. In this case, attention is paid to a state in which two phases are simultaneously turned on. In the state where the two phases are on, the current of the two phases flows through the current sensor 10. Therefore, each phase current can be extracted by sampling three kinds of two-phase total currents. From the detected values of detection timings I1, I3, and I5 in the figure, a three-phase current is calculated by the following equation (S14).
Iu2 = (I3-I5 + I1) / 2 (2)
Iv2 = (I5-I1 + I3) / 2 (3)
Iw2 = (I1-I3 + I5) / 2 (4)

（２）式の右辺は、Ｉ１，Ｉ３，Ｉ５を図中の２相合計値に置き換えると次式となり、Ｉｕが抽出できることが判る。
（Ｉ３−Ｉ５＋Ｉ１）／２＝（Ｉｕ＋Ｉｖ−Ｉｖ−Ｉｗ＋Ｉｕ＋Ｉｗ）／２
＝Ｉｕ …（５）
同様に（３），（４）式からは、それぞれＩｖ，Ｉｗが抽出できる。
（Ｉ５−Ｉ１＋Ｉ３）／２＝（Ｉｖ＋Ｉｗ−Ｉｕ−Ｉｗ＋Ｉｕ＋Ｉｖ）／２
＝Ｉｖ …（６）
（Ｉ１−Ｉ３＋Ｉ５）／２＝（Ｉｕ＋Ｉｗ−Ｉｕ−Ｉｖ＋Ｉｖ＋Ｉｗ）／２
＝Ｉｗ …（７）
このように検出方法を変えることで、ＰＷＭパルスがオーバーラップする状態でも３相電流が検出できる。 The right side of equation (2) becomes the following equation when I1, I3, and I5 are replaced with the two-phase total values in the figure, and it can be seen that Iu can be extracted.
(I3-I5 + I1) / 2 = (Iu + Iv-Iv-Iw + Iu + Iw) / 2
= Iu (5)
Similarly, Iv and Iw can be extracted from the equations (3) and (4), respectively.
(I5-I1 + I3) / 2 = (Iv + Iw-Iu-Iw + Iu + Iv) / 2
= Iv (6)
(I1-I3 + I5) / 2 = (Iu + Iw-Iu-Iv + Iv + Iw) / 2
= Iw (7)
By changing the detection method in this way, a three-phase current can be detected even when the PWM pulses overlap.

＜電流検出パターン３＞
図６はＤＵＴＹが８０％程度の場合であるが、ＤＵＴＹが１００％になると、３相の合計電流のみが電流センサ１０の検出値に現れるため各相電流は抽出できない。しかし、ＤＣＤＣコンバータとして考えると、上側ＤＵＴＹが１００％すなわち、下側ＤＵＴＹが０％の時は（入力電圧）＝（出力電圧）であり、昇圧制御していない状態となる。しかし、制御の連続性の面から各相電流を保持しておきたい場合、ＤＵＴＹが１００％付近の場合は、次式のように３相電流が均一であるとして近似的に求める（Ｓ１６）。
Ｉｕ３＝（Ｉ２＋Ｉ４＋Ｉ６）／９ …（８）
Ｉｖ３＝Ｉｕ３ …（９）
Ｉｗ３＝Ｉｕ３ …（１０）
また、上側ＤＵＴＹが０％付近の場合は、検出できる電流が無くなってしまうため、後述するＤＵＴＹリミット部１５の動作によって電流検出が可能となる状態を確保する。 <Current detection pattern 3>
FIG. 6 shows a case where the DUTY is about 80%. However, when the DUTY is 100%, only the total current of the three phases appears in the detection value of the current sensor 10, so that each phase current cannot be extracted. However, when considered as a DCDC converter, when the upper DUTY is 100%, that is, when the lower DUTY is 0%, (input voltage) = (output voltage), and the boost control is not performed. However, when it is desired to maintain each phase current from the viewpoint of control continuity, when DUTY is near 100%, the three-phase current is approximately determined as shown in the following equation (S16).
Iu3 = (I2 + I4 + I6) / 9 (8)
Iv3 = Iu3 (9)
Iw3 = Iu3 (10)
Further, when the upper DUTY is close to 0%, there is no current that can be detected, so a state in which current detection is possible is ensured by the operation of the DUTY limit unit 15 described later.

図７は、上述した３つの電流検出パターンでそれぞれ検出可能なＤＵＴＹ領域を示したもので、各パターンに対応する領域は以下のようになる（但し、３３％≒１００／３％，６６％≒２００／３％）。
パターン１：ＤＵＴＹ＜６６％（各相の電流を即値で検出）
パターン２：３３％＜ＤＵＴＹ＜１００％（２相合計値×３から算出）
パターン３：６６％＜ＤＵＴＹ（３相合計値から算出）
尚、実際には、ＩＧＢＴ５におけるスイッチングの遅れやデッドタイムの関係から、上記３３％，６６％の数値は多少増減する。 FIG. 7 shows DUTY areas that can be detected by the three current detection patterns described above. The areas corresponding to the patterns are as follows (however, 33% ≈100 / 3%, 66% ≈ 200/3%).
Pattern 1: DUTY <66% (current of each phase is detected as an immediate value)
Pattern 2: 33% <DUTY <100% (calculated from 2 phase total value × 3)
Pattern 3: 66% <DUTY (calculated from the total value of the three phases)
Actually, the values of 33% and 66% slightly increase or decrease due to switching delay and dead time in the IGBT 5.

検出パターン１，２から得られた検出電流をそれぞれＩｕ１，Ｉｕ２とすると、制御に用いる検出電流Ｉｕは、次式のように算出する（Ｓ１９）。
Ｉｕ＝Ｉｕ１×α＋Ｉｕ２×（１−α） …（１１）
α：０〜１（ＤＵＴＹに応じて変化させる）
つまり、パターン１，２で得られた検出値の加重平均として求める。理論的には、パターン１，２で得られた検出値は一致するはずだが、実際には上述したスイッチングの遅れやデッドタイムの影響を受けるため、一致しない場合がある。そこで、このように演算することでスムーズな検出値の切替えが行われ、制御の連続性が維持される。αは、ＤＵＴＹに応じて「０」から「１」まで線形に変化させる（図８参照，Ｓ１８）。ＤＵＴＹ＿ＳとＤＵＴＹ＿Ｅは、図７に示すように検出パターン１，２の両方で検出できるＤＵＴＹ区間（猶予領域）に設定する（例えば４０％，６０％など）。 Assuming that the detection currents obtained from the detection patterns 1 and 2 are Iu1 and Iu2, respectively, the detection current Iu used for the control is calculated by the following equation (S19).
Iu = Iu1 × α + Iu2 × (1−α) (11)
α: 0 to 1 (change according to DUTY)
That is, it is obtained as a weighted average of detection values obtained in patterns 1 and 2. Theoretically, the detection values obtained in patterns 1 and 2 should match, but in reality, they may not match because of the influence of the switching delay and dead time described above. Thus, by performing the calculation in this way, smooth detection value switching is performed, and continuity of control is maintained. α is linearly changed from “0” to “1” according to DUTY (see FIG. 8, S18). As shown in FIG. 7, DUTY_S and DUTY_E are set to DUTY sections (grace areas) that can be detected by both detection patterns 1 and 2 (for example, 40%, 60%, etc.).

ここで、図１４に示すステップＳ１７において、「パターン１ＯＫ」，「パターン２ＯＫ」となっているのは、ステップＳ１２，Ｓ１４においてパターン１検出フラグ，パターン２検出フラグが「１」にセットされたことを「ＯＫ」としている。そして、パターン１で検出できたが、パターン２で検出できなかった（ＮＧ）場合は（Ｓ２０：ＹＥＳ）、各相電流をパターン１で得られたＩｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１とする（Ｓ２１）。また、パターン１では検出できず、パターン２で検出できた場合は（Ｓ２２：ＹＥＳ）、各相電流をパターン２で得られたＩｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２とする（Ｓ２３）。 Here, in Step S17 shown in FIG. 14, “Pattern 1OK” and “Pattern 2OK” indicate that the Pattern 1 detection flag and the Pattern 2 detection flag are set to “1” in Steps S12 and S14. Is “OK”. If the pattern 1 can be detected but the pattern 2 cannot be detected (NG) (S20: YES), each phase current is set to Iu1, Iv1, Iw1 obtained in the pattern 1 (S21). If the pattern 1 cannot be detected and the pattern 2 can be detected (S22: YES), the phase currents are set to Iu2, Iv2, and Iw2 obtained in the pattern 2 (S23).

更に、パターン１，２では検出できず、パターン３で検出できた場合は（Ｓ２５：ＹＥＳ）、各相電流をパターン３で得られたＩｕ３，Ｉｖ３，Ｉｗ３とする（Ｓ２６）。また、ステップＳ２５で「ＮＯ」と判断された場合はステップＳ４に移行して、以下に説明するＤＵＴＹリミット処理を行うことになる。 Furthermore, if the pattern 1 or 2 cannot be detected but the pattern 3 can be detected (S25: YES), each phase current is set to Iu3, Iv3, and Iw3 obtained in the pattern 3 (S26). If “NO” is determined in the step S25, the process proceeds to a step S4 to perform a DUTY limit process described below.

＜ＤＵＴＹリミット処理＞
次にＤＵＴＹリミット部１５の動作について説明する。対応するフローチャートを図１５に示す。ＤＵＴＹリミット部１５は、各相の電流制御の結果であるＤＵＴＹ指令値に制限を付加する。ＤＵＴＹを制限する目的は２つあり、（Ａ）ＤＣＤＣコンバータ２０の制御を安定させるためと、（Ｂ）電流の検出率を向上させるためである。例えば昇圧回路として動作する場合、出力電圧は（１）式で示したようにＤＵＴＹに応じて変化する。このため、電流制御部１４の出力を下側ＤＵＴＹ指令とすることで、フィードバックループが機能する。 <DUTY limit processing>
Next, the operation of the DUTY limit unit 15 will be described. A corresponding flowchart is shown in FIG. The DUTY limit unit 15 adds a limit to the DUTY command value that is a result of the current control of each phase. There are two purposes for limiting DUTY: (A) to stabilize the control of the DCDC converter 20, and (B) to improve the current detection rate. For example, when operating as a booster circuit, the output voltage changes according to DUTY as shown by the equation (1). For this reason, the feedback loop functions by setting the output of the current control unit 14 to the lower DUTY command.

しかし、下側ＤＵＴＹが大きくなり過ぎ１００％になると（１）式が成立せず、入力電圧がリアクトル２でグランドに短絡された状態となってしまう。このため、下側ＤＵＴＹが１００％に達しないようリミットを設ける。それに伴い、上側ＤＵＴＹも０％にならないようリミットがかかる（Ｓ３１〜Ｓ３４）。このリミットを０％以上とすることで、パターン１の電流検出方法が完全に機能する。つまり、上側ＤＵＴＹの最小リミットは、上記（Ａ），（Ｂ）双方の要求によるリミットとなる。最小リミットの具体数値例はＤＣＤＣコンバータの出力規模にもよるが、例えば１０ｋＷ〜１００ｋＷ程度の比較的大規模なものについては、例えば１５％〜２５％程度が妥当と思われる。 However, if the lower DUTY becomes too large and reaches 100%, the expression (1) is not satisfied, and the input voltage is shorted to the ground by the reactor 2. For this reason, a limit is provided so that the lower DUTY does not reach 100%. Accordingly, the upper DUTY is also limited so that it does not become 0% (S31 to S34). By setting this limit to 0% or more, the current detection method of pattern 1 functions completely. That is, the minimum limit of the upper side DUTY is a limit according to both the requests (A) and (B). A specific numerical example of the minimum limit depends on the output scale of the DCDC converter, but for a relatively large scale of about 10 kW to 100 kW, for example, about 15% to 25% seems appropriate.

次に、（Ｂ）のみに寄与するリミットとして「相差リミット」（制限値）を定義する。これは、３相の各相間のＤＵＴＹ差を最大Ｘ％に制限するものである。例えば、３相の上側ＤＵＴＹがＵ：２０％，Ｖ：５０％，Ｗ：７０％である場合を考える。このとき、図７の条件から、パターン１の条件は３相ＤＵＴＹが６６％未満、パターン２は３相ＤＵＴＹが３３％以上であるため、どちらのパターンでも検出ができなくなってしまう。 Next, a “phase difference limit” (limit value) is defined as a limit that contributes only to (B). This limits the DUTY difference between each of the three phases to a maximum of X%. For example, consider a case where the upper DUTY of the three phases is U: 20%, V: 50%, W: 70%. At this time, from the condition of FIG. 7, the pattern 1 condition is less than 66% for the three-phase DUTY, and the pattern 2 is more than 33% for the three-phase DUTY, so that it is impossible to detect either pattern.

このような状況を回避するために各相毎のＤＵＴＹ差を演算し、相差リミットとの大小関係を比較した結果に応じて制限をかける。先ず、３相のＤＵＴＹについて最大，中間，最小となる相を決定する（Ｓ３５）。そして、最大，中間のＤＵＴＹの差が相差リミットを超えていれば（Ｓ３６：ＹＥＳ）、
（最大ＤＵＴＹ）＝（中間ＤＵＴＹ）＋（相差リミット）…（１２）
で制限する（Ｓ３７）。
また、中間，最小のＤＵＴＹの差が相差リミットを超えていれば（Ｓ３８：ＹＥＳ）、
（最小ＤＵＴＹ）＝（中間ＤＵＴＹ）−（相差リミット）…（１３）
で制限する（Ｓ３９）。
相差リミットは、例えば３３％／２である１６％程度、或いはそれ未満が妥当である。例えば１６％とした場合、上記の具体数値例では上側ＤＵＴＹがＵ：３４％，Ｖ：５０％，Ｗ：６６％に制限される。 In order to avoid such a situation, the DUTY difference for each phase is calculated, and the restriction is applied according to the result of comparing the magnitude relationship with the phase difference limit. First, the maximum, middle, and minimum phases of the three-phase DUTY are determined (S35). If the difference between the maximum and intermediate DUTY exceeds the phase difference limit (S36: YES),
(Maximum DUTY) = (intermediate DUTY) + (phase difference limit) (12)
(S37).
If the difference between the middle and minimum DUTY exceeds the phase difference limit (S38: YES),
(Minimum DUTY) = (Intermediate DUTY) − (Phase difference limit) (13)
(S39).
The phase difference limit is, for example, about 16%, which is 33% / 2, or less. For example, in the case of 16%, the upper DUTY is limited to U: 34%, V: 50%, and W: 66% in the above specific numerical example.

本実施形態のようなマルチフェーズ型のＤＣＤＣコンバータ２０では、３相のばらつき（要因は、リアクトルのインダクタンス成分，抵抗成分，スイッチング素子のオンオフ遅れの特性など）がゼロであれば、各相の電流を均一に制御するための各相ＤＵＴＹは完全に同じ値となるため、上記のような制限を設けても実際の運用上で問題となることは少ない。 In the multi-phase DCDC converter 20 as in the present embodiment, if the three-phase variation (factors are the inductance component, resistance component of the reactor, the ON / OFF delay characteristics of the switching element, etc.) is zero, the current of each phase Since each phase DUTY for uniformly controlling the DUTY has the same value, even if the above limitation is provided, there is little problem in actual operation.

＜ＰＷＭ信号生成処理＞
次に、ＰＷＭ生成部１６で生成される図５，図６に示すような位相差をもつ各相のＰＷＭパルスを生成する方法について説明する。対応するフローチャートを図１６及び図１７に示す。説明のため、各相ＰＷＭの制御周期を１００μｓとする。先ず、生成するＰＷＭ信号の制御周波数の３倍となる周波数の三角波キャリアを設定する。図９〜図１１にタイミングチャートを示すが、３倍キャリア振幅の山，谷に区切られた区間によって制御周期は６つの区間に分割される。例えば、Ｖ相ＰＷＭ信号については、区間３，４の境界（キャリア振幅の谷）をパルス発生の起点とする。 <PWM signal generation processing>
Next, a method for generating PWM pulses of each phase having a phase difference as shown in FIGS. 5 and 6 generated by the PWM generator 16 will be described. Corresponding flowcharts are shown in FIGS. For explanation, the control period of each phase PWM is assumed to be 100 μs. First, a triangular wave carrier having a frequency that is three times the control frequency of the PWM signal to be generated is set. 9 to 11 show timing charts, and the control cycle is divided into six sections by sections divided into peaks and valleys of triple carrier amplitude. For example, for the V-phase PWM signal, the boundary between the sections 3 and 4 (the valley of the carrier amplitude) is set as the starting point of pulse generation.

尚、図１６に示すステップＳ４１〜Ｓ４４に示す処理では「周期カウンタ」を使用しているが、この周期カウンタは、上記の６つの区間の何れに対応するかを判定するために使用される。すなわち、図１６に示す処理は、３倍キャリア振幅の山，谷のタイミングで実行される。 In the process shown in steps S41 to S44 shown in FIG. 16, a “period counter” is used. This period counter is used to determine which of the above six sections corresponds. That is, the process shown in FIG. 16 is executed at the timing of the peak and valley of the triple carrier amplitude.

＜ＤＵＴＹ指令値が３３％未満の場合（図９）＞
区間１，２，５，６ではＰＷＭパルスをフルオフとする（Ｓ４６１，Ｓ４６２，Ｓ４６５，Ｓ４６６）。区間３，４ではＤＵＴＹ指令値を三角波と比較し、（ＤＵＴＹ指令値）＞（三角波）の場合にハイレベルのパルスを出力する（Ｓ４６３，Ｓ４６４）。 <When DUTY command value is less than 33% (FIG. 9)>
In intervals 1, 2, 5, and 6, the PWM pulse is fully turned off (S461, S462, S465, and S466). In sections 3 and 4, the DUTY command value is compared with a triangular wave, and a high level pulse is output when (DUTY command value)> (triangular wave) (S463, S464).

＜ＤＵＴＹ指令値が３３％以上６６％未満の場合（図１０）＞
区間１，６はフルオフとして（Ｓ４８１，Ｓ４８６）、区間３，４はフルオンし（Ｓ４８３，Ｓ４８４）、区間２，５は（１４）式により決定する。
（出力ＤＵＴＹ）＝１００―｛（ＤＵＴＹ指令値）−３３）｝…（１４）
そして、（出力ＤＵＴＹ）＜（三角波）の場合にハイパルスを出力する（Ｓ４８２，Ｓ４８５）。 <When DUTY command value is 33% or more and less than 66% (FIG. 10)>
The sections 1 and 6 are set to full off (S481, S486), the sections 3 and 4 are fully turned on (S483, S484), and the sections 2 and 5 are determined by the equation (14).
(Output DUTY) = 100 − {(DUTY command value) −33)} (14)
When (output DUTY) <(triangular wave), a high pulse is output (S482, S485).

＜出力ＤＵＴＹが６６％以上の場合（図１１）＞
区間２〜５はフルオン（Ｓ４９２〜Ｓ４９５）。区間１，６は、
（出力ＤＵＴＹ）＝（ＤＵＴＹ指令値）−６６ …（１５）
そして、（出力ＤＵＴＹ）＞（三角波）の場合にハイパルスを出力する（Ｓ４９１，Ｓ４９６）。 <When output DUTY is 66% or more (FIG. 11)>
Sections 2 to 5 are full on (S492 to S495). Sections 1 and 6 are
(Output DUTY) = (DUTY command value) −66 (15)
A high pulse is output when (output DUTY)> (triangular wave) (S491, S496).

以上はＶ相についてＰＷＭ信号の生成方法を述べたが、Ｖ相に対して１２０度、２４０度位相がシフトしたＷ，Ｕ相は、ＰＷＭの始点位置を区間５，６の中間、区間１，２の中間とすることで生成可能である（Ｓ５０１〜Ｓ５０６，Ｓ５１１〜Ｓ５１６）。この結果、３相の位相を１２０度シフトさせたＰＷＭ信号が生成できる。また、電流抽出部で述べたＩ１〜Ｉ６の検出タイミングは、図９〜１１で述べた区間１〜６の各境界に対応する。 The method for generating the PWM signal for the V phase has been described above. The W and U phases whose phases are shifted by 120 degrees and 240 degrees with respect to the V phase have the PWM start point positions in the middle of the sections 5 and 6, section 1, 2 can be generated (S501 to S506, S511 to S516). As a result, a PWM signal in which the phases of the three phases are shifted by 120 degrees can be generated. Further, the detection timings of I1 to I6 described in the current extraction unit correspond to the boundaries of the sections 1 to 6 described in FIGS.

図１２は、昇圧動作において上側ＤＵＴＹが５０％付近となる場合の、実際のＤＣＤＣコンバータの動作波形を示す。３相の位相シフトさせたＰＷＭ信号に応じて、３相電流のリップルが観測できる（電流センサの波形は正負逆転しているため、下側のスイッチング素子がオンしている状態で上昇している）。中央の電流センサ検出値では、各相のＰＷＭ信号パターンに応じて、単一の電流が発生する区間と２相合計値が発生する区間が切り替わっており、これらをサンプリングすることで各相電流が抽出できる。 FIG. 12 shows an actual operation waveform of the DCDC converter when the upper DUTY is close to 50% in the step-up operation. Ripple of three-phase current can be observed according to the PWM signal shifted in phase by three phases (since the waveform of the current sensor is reversed between positive and negative, it rises with the lower switching element turned on. ). In the current sensor detection value in the center, the section in which a single current is generated and the section in which a two-phase total value is generated are switched according to the PWM signal pattern of each phase. Can be extracted.

以上のように本実施形態によれば、３相のスイッチング回路３を備えるＤＣＤＣコンバータ２０において、スイッチング回路３の出力端子と平滑コンデンサ８との間に単一の電流センサ１０を配置する。ＰＷＭ信号生成部１６は、ＰＷＭ制御周波数の３倍の周波数となるキャリアを用い、制御周期を３等分した区間の中心位相を、各相ＰＷＭ信号のパルスを発生させる起点する。そして、前記パルスの幅をそれぞれの起点より両位相方向に増加させて３相ＰＷＭ信号を生成すると、スイッチング回路３を構成する各ＩＧＢＴ５に出力する。 As described above, according to the present embodiment, in the DCDC converter 20 including the three-phase switching circuit 3, the single current sensor 10 is disposed between the output terminal of the switching circuit 3 and the smoothing capacitor 8. The PWM signal generation unit 16 uses a carrier having a frequency that is three times the PWM control frequency and starts generating a pulse of each phase PWM signal at the center phase of the section obtained by dividing the control period into three equal parts. Then, when the three-phase PWM signal is generated by increasing the width of the pulse in both phase directions from the respective starting points, it is output to each IGBT 5 constituting the switching circuit 3.

電流抽出部１７は、電流センサ１０によって検出される電流を、ＰＷＭ信号の１制御周期内に、前記キャリアに同期したタイミングで３回サンプリングして得られた値から、３相リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗのそれぞれに流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを分離して抽出する。そして、電流制御部１４は、電流指令値と電流抽出部１７によって抽出された各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとに基づいて、ＰＷＭ生成部１６に出力するＤＵＴＹ指令値を生成するようにした。したがって、必要となる電流センサの数を削減してＤＣＤＣコンバータ２０を小型に構成できる。 The current extraction unit 17 calculates a current detected by the current sensor 10 from a value obtained by sampling three times at a timing synchronized with the carrier within one control period of the PWM signal, and the three-phase reactors 2U, 2V, The currents Iu, Iv, and Iw flowing through 2 W are separated and extracted. The current control unit 14 generates a DUTY command value to be output to the PWM generation unit 16 based on the current command value and the phase currents Iu, Iv, and Iw extracted by the current extraction unit 17. Therefore, the number of necessary current sensors can be reduced and the DCDC converter 20 can be made compact.

また、電流抽出部１７は、各相ＰＷＭ信号のＤＵＴＹが６６％に達する直前までは、前記各相ＰＷＭ信号パルスの発生起点をトリガとするタイミングでそれぞれ検出電流をサンプリングして、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを即値で取得する。したがって、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを容易に取得できる。
また、電流抽出部１７は、ＤＵＴＹが３３％を超えて、且つ１００％に達する直前までは、各相ＰＷＭ信号の起点間の中間位相のそれぞれで検出電流をサンプリングし、サンプリングした電流値を演算することで、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを取得する。したがって、各相のＰＷＭ信号パルスがオーバーラップする期間がある場合でも、各相電流を演算により取得できる。 Further, the current extraction unit 17 samples the detection current at a timing triggered by the generation start point of each phase PWM signal pulse until the DUTY of each phase PWM signal reaches 66%, and each phase current Iu. , Iv, Iw are acquired as immediate values. Therefore, each phase current Iu, Iv, Iw can be easily acquired.
Further, the current extraction unit 17 samples the detected current at each intermediate phase between the starting points of each phase PWM signal and calculates the sampled current value until DUTY exceeds 33% and immediately before reaching 100%. Thus, the phase currents Iu, Iv, and Iw are acquired. Therefore, even when there is a period in which the PWM signal pulses of each phase overlap, the current of each phase can be obtained by calculation.

この場合、電流抽出部１７は、ＤＵＴＹが３３％を超えて、且つ６６％に達する直前の範囲よりも狭い範囲内に、各相電流を即値で取得する第１パターンより、演算して取得する第２パターンに移行するＤＵＴＹ区間を設定し、そのＤＵＴＹ区間内では、第１パターンで取得した各相リアクトル電流と、第２パターンで取得した各相リアクトル電流との加重平均値を求めるようにした。したがって、スイッチングの遅れやデッドタイム，回路定数などのばらつきの影響により、第１，第２夫々のパターンで取得される電流値にずれがある場合でも、制御の信頼性を向上させることができる。
また、電流抽出部１７は、ＤＵＴＹが６６％を超えて、且つ１００％に達するまでは、各相ＰＷＭ信号の起点をトリガとするタイミングでそれぞれ検出電流をサンプリングし、サンプリングした電流値の合計を、１／９を乗じた値を各相電流とする。したがって、ＤＵＴＹが大きい領域での各相電流を簡単に取得できる。 In this case, the current extraction unit 17 calculates and acquires each phase current from the first pattern in which the DUTY exceeds 33% and is narrower than the range immediately before reaching 66% from the first pattern. A DUTY section that transitions to the second pattern is set, and within the DUTY section, a weighted average value of each phase reactor current acquired in the first pattern and each phase reactor current acquired in the second pattern is obtained. . Therefore, the reliability of control can be improved even when there is a deviation in the current values acquired in the first and second patterns due to the effects of variations in switching delay, dead time, circuit constants, and the like.
Further, the current extraction unit 17 samples the detected current at a timing triggered by the starting point of each phase PWM signal until DUTY exceeds 66% and reaches 100%, and the total of the sampled current values is calculated. , 1/9 is used as each phase current. Therefore, each phase current in a region where DUTY is large can be easily obtained.

そして、ＤＵＴＹリミット部１５は、電流制御部１４により生成された各相のＰＷＭ指令値について、最大，中間，最小となる指令値を特定し、最大指令値，最小指令値と前記中間指令値との差をそれぞれ得ると、前記差の値が、予め定めた相差リミットを超えていれば、中間指令値に相差リミットを加算及び／又は減算した値にＰＷＭ指令値を制限してＰＷＭ生成部１６に出力する。これにより、３相電流が確実に検出可能となる。
また、スイッチング回路３により昇圧制御を行うため、平均的なオンＤＵＴＹについては、上側ＩＧＢＴ５の方が下側ＩＧＢＴ５よりも大きくなっている。したがって、電流センサ１０を出力電源線７側に配置することで、電流を検出するための機会をより多くすることができる。 Then, the DUTY limit unit 15 specifies the maximum, intermediate, and minimum command values for the PWM command value of each phase generated by the current control unit 14, and determines the maximum command value, the minimum command value, and the intermediate command value. If the difference value exceeds a predetermined phase difference limit, the PWM command value is limited to a value obtained by adding and / or subtracting the phase difference limit to the intermediate command value. Output to. As a result, the three-phase current can be reliably detected.
Further, since the boosting control is performed by the switching circuit 3, the upper IGBT 5 is larger than the lower IGBT 5 with respect to the average on-duty. Therefore, by arranging the current sensor 10 on the output power supply line 7 side, more opportunities for detecting the current can be increased.

（第２実施形態）
図１８ないし図２２は第２実施形態であり、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異な部分について説明する。第２実施形態では、スイッチング回路が２相構成である場合を示す。すなわち、第２実施形態のＤＣＤＣコンバータ２１は、ＤＣＤＣコンバータ２０における３相のスイッチング回路３を２相のスイッチング回路２２（２相ブリッジ回路）に置き換え、３相リアクトル２Ｕ，２Ｖ，２Ｗを２相リアクトル２Ｕ，２Ｖにしている。また、制御部２３は制御部１２に替わるものである。 (Second Embodiment)
18 to 22 show a second embodiment. The same parts as those of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Hereinafter, different parts will be described. The second embodiment shows a case where the switching circuit has a two-phase configuration. That is, the DCDC converter 21 of the second embodiment replaces the three-phase switching circuit 3 in the DCDC converter 20 with a two-phase switching circuit 22 (two-phase bridge circuit), and replaces the three-phase reactors 2U, 2V, and 2W with a two-phase reactor. 2U, 2V. Further, the control unit 23 replaces the control unit 12.

図１９に示す制御部２３の内部構成については、電圧制御部１３を除いて、各信号を２相で扱う電流制御部２４（ＰＷＭ指令値生成手段），ＤＵＴＹリミット部２５，ＰＷＭ生成部２６（ＰＷＭ信号生成手段），電流抽出部２７（電流分離抽出手段）に置き換えられている。 As for the internal configuration of the control unit 23 shown in FIG. 19, except for the voltage control unit 13, a current control unit 24 (PWM command value generation unit) that handles each signal in two phases, a DUTY limit unit 25, and a PWM generation unit 26 ( PWM signal generation means) and current extraction unit 27 (current separation extraction means).

次に、第２実施形態の作用について図２０ないし図２２を参照して説明する。単一の電流センサ１０によって２相電流Ｉｕ，Ｉｖを抽出する場合は、図２０のタイミングチャートに示すように、生成するＰＷＭ信号の制御周波数の２倍となる周波数の三角波キャリアを設定する。そして、２倍キャリア振幅の山，谷に区切られた区間により、制御周期は４つの区間に分割される。また、上記の山，谷に同期した４つの電流検出タイミングＩ１〜Ｉ４で検出電流をサンプリングする。Ｕ，Ｖ各相のＰＷＭパルスの発生起点は、上記タイミングＩ２，Ｉ４となる。 Next, the operation of the second embodiment will be described with reference to FIGS. When the two-phase currents Iu and Iv are extracted by the single current sensor 10, a triangular wave carrier having a frequency that is twice the control frequency of the PWM signal to be generated is set as shown in the timing chart of FIG. The control cycle is divided into four sections by sections divided into peaks and valleys of double carrier amplitude. Further, the detection current is sampled at the four current detection timings I1 to I4 synchronized with the peaks and valleys. The generation start points of the PWM pulses of the U and V phases are the timings I2 and I4.

図２０に示すように、各相のＤＵＴＹが５０％未満であれば、２相ＰＷＭパルスの発生起点，すなわちタイミングＩ２，Ｉ４でそれぞれ検出電流をサンプリングすれば（１制御周期で２回）、各相の電流を抽出できる。図２１は、ＤＵＴＹがより大きい場合のタイミングチャートである。２相の場合は、ＤＵＴＹが１００％未満であれば、各相の電流が即値で検出できるため、検出方式を図２０の場合と変える必要はない。尚、２相の合計電流は、各相ＤＵＴＹが５０％以上の場合は、タイミングＩ１，Ｉ３での電流をサンプリングすることで検出可能である。 As shown in FIG. 20, if the DUTY of each phase is less than 50%, the detection current is sampled at the starting point of the two-phase PWM pulse, that is, the timings I2 and I4 (twice in one control cycle). Phase current can be extracted. FIG. 21 is a timing chart when DUTY is larger. In the case of two phases, if the DUTY is less than 100%, the current of each phase can be detected as an immediate value, and therefore the detection method does not need to be changed from the case of FIG. The total current of the two phases can be detected by sampling the currents at the timings I1 and I3 when each phase DUTY is 50% or more.

このような検出ルールに基づく場合、ＤＵＴＹによる検出方法をまとめると図２２となり、単独電流を検出する方式をＤＵＴＹ１００％未満まで採用するとともに、１００％付近のみ２相合計電流を検出する方式を加えることが望ましい。すなわち、第２実施形態のようにスイッチング回路２２が２相構成の場合は、第１実施形態における＜電流検出パターン１，３＞に対応する２パターンのみとなる。 Based on such a detection rule, the detection method by DUTY is summarized as shown in FIG. 22, and a method of detecting a single current is used up to less than 100% and a method of detecting a two-phase total current only in the vicinity of 100% is added. Is desirable. That is, when the switching circuit 22 has a two-phase configuration as in the second embodiment, there are only two patterns corresponding to <current detection patterns 1 and 3> in the first embodiment.

ＤＵＴＹリミット部２５の動作であるが、３相ＤＣＤＣコンバータ２０の際に説明した“相差リミット”は不要となる。単独電流の検出がＤＵＴＹ１００％未満まで可能であるため、２相間にＤＵＴＹ差があっても、それぞれが１００％未満であれば各相電流を個別に検出できるからである。このため、ＤＵＴＹリミット部２５の動作としては、下側ＤＵＴＹを１００％以下（上側ＤＵＴＹを０％以上）とする最小リミット動作のみとなる。 Although the operation of the DUTY limit unit 25, the “phase difference limit” described in the case of the three-phase DCDC converter 20 is not necessary. This is because the single current can be detected to less than DUTY less than 100%, so that even if there is a DUTY difference between the two phases, each phase current can be detected individually if each is less than 100%. For this reason, the operation of the DUTY limit unit 25 is only the minimum limit operation in which the lower DUTY is 100% or less (the upper DUTY is 0% or more).

ＰＷＭのシフトについては、２相の場合は、図２０，図２１で示したように１８０度位相差を持たせる必要があるが、この場合は、３相の場合と同様に出力するＰＷＭ周波数の２倍の周波数の三角波キャリアに基づきＤＵＴＹを設定すれば良い。
以上のように第２実施形態によれば、２相構成のＤＣＤＣコンバータ２１についても、１つの電流センサで各相の電流を検出できる。 As for the PWM shift, in the case of two phases, it is necessary to have a phase difference of 180 degrees as shown in FIGS. 20 and 21. In this case, the output PWM frequency is the same as in the case of three phases. DUTY may be set based on a triangular wave carrier having a double frequency.
As described above, according to the second embodiment, the current of each phase can be detected by one current sensor even for the DCDC converter 21 having the two-phase configuration.

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。 Although several embodiments of the present invention have been described, these embodiments have been presented by way of example and are not intended to limit the scope of the invention. These novel embodiments can be implemented in various other forms, and various omissions, replacements, and changes can be made without departing from the scope of the invention. These embodiments and modifications thereof are included in the scope and gist of the invention, and are included in the invention described in the claims and the equivalents thereof.

ＩＧＢＴ５と平滑コンデンサ８との間の出力電源線７側に電流センサを設けたが、これに替えて基準電源線６側に電流センサを設けても良い。
電流検出パターン１，２の切り替えについては、必ずしも加重平均を求める必要はなく、例えば双方の検出パターンが重複している領域内に設定した閾値に応じてパターン１からパターン２に切り替えても良い。
スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限ることなく、バイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
ＰＷＭ生成部をハードロジックで構成しても良い。
ＤＵＴＹを制限する構成については、必要に応じて設ければ良い。
４相以上のブリッジ回路を備えるＤＣＤＣコンバータに適用しても良い。 Although a current sensor is provided on the output power supply line 7 side between the IGBT 5 and the smoothing capacitor 8, a current sensor may be provided on the reference power supply line 6 side instead.
Regarding the switching of the current detection patterns 1 and 2, it is not always necessary to obtain a weighted average. For example, the switching from the pattern 1 to the pattern 2 may be performed according to a threshold value set in a region where both detection patterns overlap.
The switching element is not limited to the IGBT, and a bipolar transistor or a MOSFET may be used.
The PWM generator may be configured with hard logic.
What is necessary is just to provide the structure which restrict | limits DUTY as needed.
You may apply to a DCDC converter provided with a bridge circuit of four phases or more.

図面中、１はバッテリ電源（直流電源）、２はリアクトル、３はスイッチング回路（Ｎ相ブリッジ回路）、５はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、８は平滑コンデンサ、１０は電流センサ、１４は電流制御部（ＰＷＭ指令値生成手段）、１５はＤＵＴＹリミット部（ＰＷＭ指令値制限手段）、１６はＰＷＭ生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、１７は電流抽出部（電流分離抽出手段）、２０，２１はＤＣＤＣコンバータ、２２はスイッチング回路（２相ブリッジ回路）、２４は電流制御部（ＰＷＭ指令値生成手段）、２６はＰＷＭ生成部（ＰＷＭ信号生成手段）、２７は電流抽出部（電流分離抽出手段）を示す。 In the drawings, 1 is a battery power supply (DC power supply), 2 is a reactor, 3 is a switching circuit (N-phase bridge circuit), 5 is an IGBT (switching element), 8 is a smoothing capacitor, 10 is a current sensor, and 14 is a current control unit. (PWM command value generating means), 15 is a DUTY limit section (PWM command value limiting means), 16 is a PWM generating section (PWM signal generating means), 17 is a current extracting section (current separation extracting means), and 20 and 21 are DCDC. Converter, 22 is a switching circuit (two-phase bridge circuit), 24 is a current control unit (PWM command value generation unit), 26 is a PWM generation unit (PWM signal generation unit), and 27 is a current extraction unit (current separation extraction unit). Show.

Claims

複数のスイッチング素子をＮ（Ｎは３以上の自然数）相ブリッジ接続して構成されたＮ相ブリッジ回路を備え、前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御することで入力される直流電源電圧を変圧して出力するＤＣＤＣコンバータにおいて、
前記直流電源と、前記Ｎ相ブリッジ回路の各相入力端子との間に接続されるＮ相リアクトルと、
前記Ｎ相ブリッジ回路の出力端子間に接続される平滑コンデンサと、
前記Ｎ相ブリッジ回路の出力端子の何れか一方と前記平滑コンデンサとの間に配置される単一の電流センサと、
前記Ｎ相ブリッジ回路を構成する各スイッチング素子に、Ｎ相ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を出力するため、前記ＰＷＭ信号の制御周波数のＮ倍の周波数となるキャリアを用い、前記ＰＷＭ信号の制御周期をＮ等分した区間の中心位相を、各相ＰＷＭ信号のパルスを発生させる起点とし、前記パルスの幅をそれぞれの起点より両位相方向に増加させて前記Ｎ相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記電流センサによって検出される電流（以下、検出電流と称す）を、前記ＰＷＭ信号の１制御周期内に、前記キャリアに同期したタイミングで複数回サンプリングして得られた値から、前記Ｎ相リアクトルのそれぞれに個別に流れる電流を分離して抽出する電流分離抽出手段と、
電流指令値と、前記電流分離抽出手段によって抽出された各相リアクトル電流とに基づいて、前記ＰＷＭ信号生成手段に出力するＰＷＭ指令値を生成するＰＷＭ指令値生成手段とを備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。 An N-phase bridge circuit configured by connecting a plurality of switching elements to N (N is a natural number of 3 or more) phase bridge, and transforming a DC power supply voltage input by switching the plurality of switching elements. In the output DCDC converter,
An N-phase reactor connected between the DC power source and each phase input terminal of the N-phase bridge circuit;
A smoothing capacitor connected between output terminals of the N-phase bridge circuit;
A single current sensor disposed between any one of the output terminals of the N-phase bridge circuit and the smoothing capacitor;
In order to output an N-phase PWM (Pulse Width Modulation) signal to each switching element constituting the N-phase bridge circuit, a carrier having a frequency N times the control frequency of the PWM signal is used, and a control cycle of the PWM signal PWM signal generation for generating the N-phase PWM signal by setting the center phase of the section divided into N equal to N as a starting point for generating a pulse of each phase PWM signal and increasing the width of the pulse in both phase directions from each starting point Means,
From the value obtained by sampling a current detected by the current sensor (hereinafter referred to as a detected current) a plurality of times at a timing synchronized with the carrier within one control period of the PWM signal, the N-phase reactor is obtained. Current separation and extraction means for separating and extracting the current flowing individually in each of
PWM command value generating means for generating a PWM command value to be output to the PWM signal generating means based on a current command value and each phase reactor current extracted by the current separation extracting means. DCDC converter.

前記電流分離抽出手段は、前記各相ＰＷＭ信号のＤＵＴＹが２００／Ｎ％に達する直前までは、前記各相ＰＷＭ信号の起点をトリガとするタイミングでそれぞれ前記検出電流をサンプリングすることで、各相リアクトル電流を即値で取得することを特徴とする請求項１記載のＤＣＤＣコンバータ。 The current separation / extraction means samples each detected current at a timing triggered by the starting point of each phase PWM signal until just before the DUTY of each phase PWM signal reaches 200 / N%, The DCDC converter according to claim 1, wherein the reactor current is obtained as an immediate value.

前記電流分離抽出手段は、前記ＤＵＴＹが１００／Ｎ％を超えて、且つ１００％に達する直前までは、前記各相ＰＷＭ信号の起点間の中間位相のそれぞれで前記検出電流をサンプリングし、サンプリングした電流値を演算することで、各相リアクトル電流を取得することを特徴とする請求項１又は２記載のＤＣＤＣコンバータ。 The current separation and extraction unit samples and samples the detection current at each of the intermediate phases between the starting points of the phase PWM signals until the DUTY exceeds 100 / N% and immediately before reaching 100%. The DCDC converter according to claim 1, wherein each phase reactor current is obtained by calculating a current value.

前記電流分離抽出手段は、前記ＤＵＴＹが１００／Ｎ％を超えて、且つ２００／Ｎ％に達する直前の範囲よりも狭い範囲内に、前記各相リアクトル電流を即値で取得する第１パターンより、演算して取得する第２パターンに移行する猶予領域を設定し、
前記猶予領域内では、前記第１パターンで取得した各相リアクトル電流と、前記第２パターンで取得した各相リアクトル電流との加重平均値を求めることを特徴とする請求項３記載のＤＣＤＣコンバータ。 From the first pattern, the current separation and extraction means acquires the phase reactor currents as immediate values within a range narrower than the range immediately before the DUTY exceeds 100 / N% and reaches 200 / N%. Set the grace area to move to the second pattern obtained by calculation,
4. The DCDC converter according to claim 3, wherein a weighted average value of each phase reactor current acquired in the first pattern and each phase reactor current acquired in the second pattern is obtained in the grace region.

前記電流分離抽出手段は、前記ＤＵＴＹが２００／Ｎ％を超えて、且つ１００％に達するまでは、前記各相ＰＷＭ信号の起点をトリガとするタイミングでそれぞれ前記検出電流をサンプリングし、サンプリングした電流値の合計を、１／Ｎ^２を乗じた値を各相リアクトル電流とすることを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載のＤＣＤＣコンバータ。 The current separation and extraction means samples the detected current at a timing triggered by the starting point of each phase PWM signal until the DUTY exceeds 200 / N% and reaches 100%. 5. The DCDC converter according to claim 1, wherein a value obtained by multiplying the sum of values by 1 / N ² is used as a reactor current for each phase. 6.

前記ＰＷＭ指令値生成手段により生成された各相のＰＷＭ指令値について、最大，中間，最小となる指令値を特定し（以下、それぞれ最大指令値，中間指令値，最小指令値と称す）、
前記最大指令値，前記最小指令値と前記中間指令値との差をそれぞれ得ると、前記差の値が、予め定めた制限値を超えていれば、前記中間指令値に前記制限値を加算及び／又は減算した値に前記ＰＷＭ指令値を制限して前記ＰＷＭ信号生成手段に出力するＰＷＭ指令値制限手段を備えることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載のＤＣＤＣコンバータ。 For the PWM command value of each phase generated by the PWM command value generating means, the maximum, middle and minimum command values are specified (hereinafter referred to as the maximum command value, the intermediate command value and the minimum command value, respectively)
When the difference between the maximum command value, the minimum command value, and the intermediate command value is obtained, if the difference value exceeds a predetermined limit value, the limit value is added to the intermediate command value and 6. The DCDC converter according to claim 1, further comprising: a PWM command value limiting unit that limits the PWM command value to a subtracted value and outputs the PWM command value to the PWM signal generation unit.

４つのスイッチング素子を２相ブリッジ接続して構成された２相ブリッジ回路を備え、前記４つのスイッチング素子をスイッチング制御することで入力される直流電源電圧を昇圧して出力するＤＣＤＣコンバータにおいて、
前記直流電源と、前記２相ブリッジ回路の各相入力端子との間に接続される２相リアクトルと、
前記２相ブリッジ回路の出力端子間に接続される平滑コンデンサと、
前記２相ブリッジ回路の出力端子の何れか一方と前記平滑コンデンサとの間に配置される単一の電流センサと、
前記２相ブリッジ回路を構成する各スイッチング素子に、２相ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を出力するため、前記ＰＷＭ信号の制御周波数の２倍の周波数となるキャリアを用い、前記ＰＷＭ信号の制御周期を２等分した区間の中心位相を、各相ＰＷＭ信号のパルスを発生させる起点とし、前記パルスの幅をそれぞれの起点より両位相方向に増加させて前記２相ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成手段と、
前記電流センサによって検出される電流（以下、検出電流と称す）を、前記ＰＷＭ信号の１制御周期内に、前記キャリアに同期したタイミングで複数回サンプリングして得られた値から、前記２相リアクトルのそれぞれに個別に流れる電流を分離して抽出する電流分離抽出手段と、
電流指令値と、前記電流分離抽出手段によって抽出された各相リアクトル電流とに基づいて、前記ＰＷＭ信号生成手段に出力するＰＷＭ指令値を生成するＰＷＭ指令値生成手段とを備えることを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。 In a DCDC converter comprising a two-phase bridge circuit configured by connecting four switching elements in a two-phase bridge, boosting and outputting a DC power supply voltage input by switching control of the four switching elements,
A two-phase reactor connected between the DC power source and each phase input terminal of the two-phase bridge circuit;
A smoothing capacitor connected between output terminals of the two-phase bridge circuit;
A single current sensor disposed between any one of the output terminals of the two-phase bridge circuit and the smoothing capacitor;
In order to output a two-phase PWM (Pulse Width Modulation) signal to each switching element constituting the two-phase bridge circuit, a carrier having a frequency twice the control frequency of the PWM signal is used, and the control cycle of the PWM signal PWM signal generation for generating the two-phase PWM signal by setting the center phase of the section divided into two as the starting point for generating the pulse of each phase PWM signal and increasing the width of the pulse in both phase directions from each starting point Means,
From the value obtained by sampling a current detected by the current sensor (hereinafter referred to as a detected current) a plurality of times at a timing synchronized with the carrier within one control period of the PWM signal, the two-phase reactor is obtained. Current separation and extraction means for separating and extracting the current flowing individually in each of
PWM command value generating means for generating a PWM command value to be output to the PWM signal generating means based on a current command value and each phase reactor current extracted by the current separation extracting means. DCDC converter.

前記電流分離抽出手段は、前記各相ＰＷＭ信号のＤＵＴＹが１００％を超えるまでは、前記各相ＰＷＭ信号の起点をトリガとするタイミングでそれぞれ前記検出電流をサンプリングすることで、各相リアクトル電流を即値で取得することを特徴とする請求項７記載のＤＣＤＣコンバータ。 The current separation and extraction means samples each detected current at a timing triggered by the starting point of each phase PWM signal until the DUTY of each phase PWM signal exceeds 100%, thereby obtaining each phase reactor current. 8. The DCDC converter according to claim 7, wherein the DCDC converter is obtained as an immediate value.

前記電流分離抽出手段は、前記ＤＵＴＹが５０％を超えて、且つ１００％に達するまでは、前記各相ＰＷＭ信号の起点をトリガとするタイミングでそれぞれ前記検出電流をサンプリングし、サンプリングした電流値の合計に、１／４を乗じた値を各相リアクトル電流とすることを特徴とする請求項７又は８記載のＤＣＤＣコンバータ。 The current separation and extraction means samples the detected current at a timing triggered by the starting point of each phase PWM signal until the DUTY exceeds 50% and reaches 100%. The DCDC converter according to claim 7 or 8, wherein a value obtained by multiplying the sum by 1/4 is a reactor current for each phase.

前記電流センサを、前記ブリッジ回路の上側，下側アームを構成するスイッチング素子のうち、平均的なオン時間が長い方のアーム側の出力端子に配置することを特徴とする請求項１ないし９の何れかに記載のＤＣＤＣコンバータ。 10. The current sensor according to claim 1, wherein the current sensor is arranged at an output terminal on an arm side having a longer average on-time among switching elements constituting upper and lower arms of the bridge circuit. DCDC converter in any one.