JP2014007815A - 系統連系インバータ装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】低損失効果を高めることができる系統連系インバータ装置を提供する。
【解決手段】直流電源からの電力供給を断続する第1のスイッチング素子と、前記第1のスイッチング素子のオン期間に前記直流電源から前記第1のスイッチング素子に流れる電流の経路に挿入された第1のインダクタと、前記第1のインダクタと前記第1のスイッチング素子との接続点と、前記直流電源の正極側の間に接続された、ダイオードが逆並列に接続された第2のスイッチング素子と定電圧を発生する第1の電圧源とが直列に接続された直列回路と、前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子のターンオンのときに、前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子の両端に印加される電圧がゼロ電圧となるように、前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子のターンオン・ターンオフを制御する制御回路と、を備える。
【選択図】図1
【解決手段】直流電源からの電力供給を断続する第1のスイッチング素子と、前記第1のスイッチング素子のオン期間に前記直流電源から前記第1のスイッチング素子に流れる電流の経路に挿入された第1のインダクタと、前記第1のインダクタと前記第1のスイッチング素子との接続点と、前記直流電源の正極側の間に接続された、ダイオードが逆並列に接続された第2のスイッチング素子と定電圧を発生する第1の電圧源とが直列に接続された直列回路と、前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子のターンオンのときに、前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子の両端に印加される電圧がゼロ電圧となるように、前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子のターンオン・ターンオフを制御する制御回路と、を備える。
【選択図】図1
Description
本発明は、連系する商用交流電力系統に接続される系統連系インバータ装置に関する。
従来、商用交流電力系統と連系して直流電力を交流電力に変換する系統連系インバータ装置が存在する。そして、低損失化を図るため、スイッチング素子を、その印加電圧が略ゼロである時にスイッチングするようにした系統連系インバータ装置の従来例が特許文献1に開示されている。
特許文献1に示されているインバータ装置の回路図を図4に示す。
直流電源10の直流出力は、昇圧回路20に与えられる。昇圧回路20は、直流の正負母線の正母線上に直列に挿入されたリアクトルLa及びダイオードDaと、入力側の正負母線間に接続されたコンデンサCaと、出力側の正負母線間に接続されたコンデンサCbと、リアクトルLa及びダイオードDaの連結点と直流の正負母線の負母線との間に接続されたスイッチング素子Saとを備えた昇圧チョッパである。この昇圧チョッパは、直流電源10の直流電圧を一定電圧に昇圧する。
昇圧回路20によって昇圧された直流電圧は、ゼロ電圧回路30を介して、インバータ回路40に与えられる。インバータ回路40は、正負母線の間に接続された、2つのスイッチング素子Sb、Scからなる第1のアームと、2つのスイッチング素子Sd、Seからなる第2のアームとから構成される。そして、それぞれのアームのスイッチング素子の連結点がフィルタ回路50の入力に接続される。
すなわち、インバータ回路40に与えられた直流電圧は、それぞれのスイッチング素子のオン時間幅の制御によってパルス幅変調されて、交流出力に変換される。インバータ回路40の交流出力は、フィルタ回路50を介して、商用交流電力系統60に接続される。
ゼロ電圧回路30は、インバータ回路40とを連結する直流正負母線の正母線に挿入されたスイッチング素子SW1と、直流の正負母線間に直列に接続されたスイッチング素子SW2、リアクトル、及びコンデンサが並列に接続されたスイッチング素子SW3と、直流正負母線間に接続された、互いに並列接続されたダイオード及びコンデンサとを備えている。
ゼロ電圧回路30は、インバータ回路40内のスイッチング素子のオン・オフのスイッチング時に一時的にインバータ回路40の入力電圧がゼロになるように、スイッチング素子SW1〜SW3のオン・オフを制御して、インバータ回路40のスイッチング動作ごとに共振回路を構成する。
しかしながら、図4に示したようなソフトスイッチング方式の系統連系インバータ装置では、ゼロ電圧回路30内のスイッチング素子がソフトスイッチングでない、直流正負母線のうち正母線に直列に挿入されたスイッチング素子SW1の導通損失が大きい、高周波絶縁方式の系統連系インバータ装置に適用できない、等の課題があった。
そこで、本発明は、低損失効果を高めることができる系統連系インバータ装置を提供することを目的とする。
上記目的を達成するために本発明の系統連系インバータ装置は、
直流電源からの電力供給を断続する第1のスイッチング素子と、
前記第1のスイッチング素子のオン期間に前記直流電源から前記第1のスイッチング素子に流れる電流の経路に挿入された第1のインダクタと、
前記第1のインダクタと前記第1のスイッチング素子との接続点と、前記直流電源の正極側の間に接続された、ダイオードが逆並列に接続された第2のスイッチング素子と定電圧を発生する第1の電圧源とが直列に接続された直列回路と、
前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子のターンオンのときに、前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子の両端に印加される電圧がゼロ電圧となるように、前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子のターンオン・ターンオフを制御する制御回路と、を備える構成としている。
直流電源からの電力供給を断続する第1のスイッチング素子と、
前記第1のスイッチング素子のオン期間に前記直流電源から前記第1のスイッチング素子に流れる電流の経路に挿入された第1のインダクタと、
前記第1のインダクタと前記第1のスイッチング素子との接続点と、前記直流電源の正極側の間に接続された、ダイオードが逆並列に接続された第2のスイッチング素子と定電圧を発生する第1の電圧源とが直列に接続された直列回路と、
前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子のターンオンのときに、前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子の両端に印加される電圧がゼロ電圧となるように、前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子のターンオン・ターンオフを制御する制御回路と、を備える構成としている。
このような構成によれば、第1のスイッチング素子をターンオフすることにより、第1の電圧源に入力電流が流れ、第2のスイッチング素子に並列接続されたダイオードに電流が流れる。これにより、第2のスイッチング素子の両端電圧がゼロ電圧となり、第2のスイッチング素子をターンオンすればゼロ電圧スイッチングすることができる。そして、第1の電圧源の出力電流が所望の出力電流に達したときに第2のスイッチング素子をターンオフすれば、回路共振により第1のスイッチング素子の両端電圧はゼロまで減少する。よって、第1のスイッチング素子をターンオンすればゼロ電圧スイッチングすることができる。従って、第1のスイッチング素子及び第2のスイッチング素子をゼロ電圧スイッチングすることができるので、低損失効果を高めることができる。また、定電圧を発生する第1の電圧源により、所望の出力電流を確実に出力することができ、第1のスイッチング素子を確実にゼロ電圧スイッチングすることができる。
また、上記構成において、前記制御回路は、前記第2のスイッチング素子のターンオフを、前記第2のスイッチング素子に流れる電流、又は/及び前記第1のインダクタに流れる電流に応じて制御することとしてもよい。
また、上記いずれかの構成において、前記第1の電圧源は、第2の電圧源と、前記第2の電圧源による電圧を整流平滑する整流平滑回路とを備えることとしてもよい。
また、上記構成において、前記第2の電圧源は、誘起電圧を発生する第2のインダクタであることとしてもよい。
また、上記構成において、第3のインダクタと出力コンデンサとを有し、出力側に商用電力系統が接続されるフィルタ回路を備え、
前記第2のインダクタは、前記第3のインダクタと磁気的に結合していることとしてもよい。
前記第2のインダクタは、前記第3のインダクタと磁気的に結合していることとしてもよい。
本発明の系統連系インバータ装置によると、低損失効果を高めることができる。
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明の一実施形態に係る系統連系インバータ装置の構成図を図1に示す。
直流電源1の直流出力は、インバータ回路4に与えられている。この直流電源1は、高周波絶縁方式系統連系インバータ装置における絶縁型DC−DCコンバータの出力、又はトランスレス方式系統連系インバータ装置における昇圧コンバータの出力に相当する。
インバータ回路4は、正負母線の間に接続された、2つのスイッチング素子Sb、Scからなる第1のアームと、2つのスイッチング素子Sd、Seからなる第2のアームと、インダクタエネルギー充放電回路13a、13bとを備えている。なお、各スイッチング素子Sb〜Seには、ダイオードDb〜Deが各々逆並列に接続される。
第1のアームのスイッチング素子Sc(第1のスイッチング素子)とSbの間に直列にインダクタL2(第1のインダクタ)が挿入される。スイッチング素子SbとインダクタL2との接続点と、第2アームの各スイッチング素子の連結点がそれぞれフィルタ回路5の入力に接続される。フィルタ回路5は、直列接続されたインダクタL1と出力コンデンサCoから成る。フィルタ回路5の出力側には商用交流電力系統6が接続される。
インダクタエネルギー充放電回路13aは、インダクタL2と、電圧源11(第1の電圧源)と、電流検出部12と、スイッチング素子Ssub(第2のスイッチング素子)から構成され、インダクタL2のエネルギーを充放電する回路である。
インダクタL2とスイッチング素子Scとの接続点と、直流正負母線の正母線との間に、定電圧を発生する電圧源11、電流検出部12及びスイッチング素子Ssubからなる直列回路が接続されている。スイッチング素子Ssubには、ダイオードDsubが逆並列に接続される。
なお、電流検出部12を接続する位置は図1に示す位置に限定されず、直流正負母線の正母線とスイッチング素子Ssubとの間であってもよいし、インダクタL2とスイッチング素子Scとの接続点と電圧源11との間であってもよい。
これら、インダクタL2、電圧源11、電流検出部12、及びスイッチング素子Ssubで構成されたインダクタエネルギー充放電回路13aと同様の構成からなるインダクタエネルギー充放電回路13bが、第2のアームと直流正負母線の正母線との間に接続されている。
制御回路7は、系統電圧情報(図示せず)と、インダクタL1又はスイッチング素子Sc、Seに流れる電流の情報(図示せず)と、電流検出部12の検出情報に基づきスイッチング素子Sb、Sc、Sd、Se、及びSsubをオン・オフさせる。
図2は、図1に示した本発明の一実施形態に係る系統連系インバータ装置の動作を説明するためのタイミングチャートであり、縦軸に電圧又は電流、及び横軸に時間がとられている。この図を参照して、図1に示した本発明の一実施形態に係る系統連系インバータ装置の制御方法について説明する。なお、図2において、電流に関しては、プラスからゼロへ向けて変化する場合はプラス方向の電流が減少することを示し、マイナスからゼロへ向けて変化する場合はマイナス方向の電流が減少することを示す。
まず、商用交流電力系統6の電圧Vacの極性が図1に示す方向である場合(商用周期の1/2期間)について説明する。この時、スイッチング素子Sdは常時オン、スイッチング素子Sb、Seは常時オフである。
<期間t5〜t0>
まず、ゲート信号Scgによりスイッチング素子Scがオンしている。直流電源1の正極→スイッチング素子Sd(常時オン)→商用交流電力系統6→インダクタL1→インダクタL2→スイッチング素子Sc→直流電源1の負極の経路で、スイッチング素子Scの電流SciとインダクタL1の電流L1iとインダクタL2の電流L2iが流れて、これらの電流は直線的に増加していく。このときの直線の傾きは、Vin/(L1+L2)となる(但し、Vin:直流電源1からの入力電圧Vin、L1:インダクタL1のインダクタンス、L2:インダクタL2のインダクタンス)。
まず、ゲート信号Scgによりスイッチング素子Scがオンしている。直流電源1の正極→スイッチング素子Sd(常時オン)→商用交流電力系統6→インダクタL1→インダクタL2→スイッチング素子Sc→直流電源1の負極の経路で、スイッチング素子Scの電流SciとインダクタL1の電流L1iとインダクタL2の電流L2iが流れて、これらの電流は直線的に増加していく。このときの直線の傾きは、Vin/(L1+L2)となる(但し、Vin:直流電源1からの入力電圧Vin、L1:インダクタL1のインダクタンス、L2:インダクタL2のインダクタンス)。
<期間t0〜t1>
時刻t0において、ゲート信号Scgによりスイッチング素子Scがオフされると、スイッチング素子Scの電流SciがIpから減少、スイッチング素子Scのドレイン‐ソース間電圧Scvが増加、スイッチング素子Ssubに逆並列に接続されたダイオードDsubに電流Ssubiがゼロから流れ始めてスイッチング素子Ssubのドレイン-ソース間電圧Ssubvが減少する。インダクタL1の電流L1iとインダクタL2の電流L2iはIpで維持される。
時刻t0において、ゲート信号Scgによりスイッチング素子Scがオフされると、スイッチング素子Scの電流SciがIpから減少、スイッチング素子Scのドレイン‐ソース間電圧Scvが増加、スイッチング素子Ssubに逆並列に接続されたダイオードDsubに電流Ssubiがゼロから流れ始めてスイッチング素子Ssubのドレイン-ソース間電圧Ssubvが減少する。インダクタL1の電流L1iとインダクタL2の電流L2iはIpで維持される。
<期間t1〜t2>
時刻t1で、スイッチング素子Scのドレイン‐ソース間電圧ScvがVac+V11(但し、V11:電圧源11の電圧)に達すると、Vacの負極→インダクタL1→スイッチング素子Sbに逆並列に接続されたダイオードDb→スイッチング素子Sd(常時オン)→Vacの正極の経路と、インダクタL1→インダクタL2→電圧源11→電流検出部12→スイッチング素子Ssubに逆並列に接続されたダイオードDsub→スイッチング素子Sd(常時オン)→Vacの正極の経路で電流が流れる。
時刻t1で、スイッチング素子Scのドレイン‐ソース間電圧ScvがVac+V11(但し、V11:電圧源11の電圧)に達すると、Vacの負極→インダクタL1→スイッチング素子Sbに逆並列に接続されたダイオードDb→スイッチング素子Sd(常時オン)→Vacの正極の経路と、インダクタL1→インダクタL2→電圧源11→電流検出部12→スイッチング素子Ssubに逆並列に接続されたダイオードDsub→スイッチング素子Sd(常時オン)→Vacの正極の経路で電流が流れる。
このとき、インダクタL1の電流L1iは直線的(−Vac/L1の傾き)に減少し、インダクタL2の電流L2iは直線的(−V11/L2の傾き)に減少し、スイッチング素子Ssubに逆並列に接続されたダイオードDsubに流れる電流Ssubiが直線的(V11/L2の傾き)に減少し、スイッチング素子Sbに逆並列に接続されたダイオードDbの電流Dbi(=L1i−L2i)が直線的に増加する。時刻t1〜t2の期間でゲート信号SsubgをHighレベルにしてスイッチング素子Ssubをオンとすれば、ゼロ電圧スイッチングとなる。スイッチング素子Ssubをオンした後は、電流はダイオードDsubではなく、スイッチング素子Ssubを流れる。
<期間t2〜t3>
時刻t2で、スイッチング素子Ssubに流れる電流Ssubiがゼロになると、それまでと同一の傾き(=V11/L2)でスイッチング素子Ssubに流れる電流Ssubiが増加する。
時刻t2で、スイッチング素子Ssubに流れる電流Ssubiがゼロになると、それまでと同一の傾き(=V11/L2)でスイッチング素子Ssubに流れる電流Ssubiが増加する。
<期間t3〜t4>
電流検出部12の検出結果(スイッチング素子Ssubの電流Ssubi又はインダクタL2の電流L2i)が、ゼロ電圧スイッチングに必要な所望の電流値Ithに時刻t3で達すると、ゲート信号SsubgをLowレベルにする。これにより、インダクタL2とスイッチング素子Scの出力容量とスイッチング素子Ssubの出力容量とで共振動作を開始し、スイッチング素子Scのドレイン-ソース間電圧Scvは減少し、スイッチング素子Ssubのドレイン-ソース間電圧Ssubvは増加する。
電流検出部12の検出結果(スイッチング素子Ssubの電流Ssubi又はインダクタL2の電流L2i)が、ゼロ電圧スイッチングに必要な所望の電流値Ithに時刻t3で達すると、ゲート信号SsubgをLowレベルにする。これにより、インダクタL2とスイッチング素子Scの出力容量とスイッチング素子Ssubの出力容量とで共振動作を開始し、スイッチング素子Scのドレイン-ソース間電圧Scvは減少し、スイッチング素子Ssubのドレイン-ソース間電圧Ssubvは増加する。
そして、スイッチング素子Scのドレイン-ソース間電圧Scvがゼロであり、スイッチング素子Scに逆並列に接続されたダイオードDcに電流Sciが流れている期間に、ゲート信号ScgをHighレベルにしてスイッチング素子Scをオンとすれば、ゼロ電圧スイッチングとなる。スイッチング素子Scをオンした後は、電流はダイオードDcではなく、スイッチング素子Scを流れる。
スイッチング素子Scオン後はスイッチング素子Scに流れる電流Sci、及びインダクタL2の電流L2iは直線的(Vin/L2の傾き)に減少し、ダイオードDbの電流Dbiは直線的(Vin/L2の傾き)に減少する。
<期間t4〜t5>
時刻t4で、スイッチング素子Scに流れる電流Sciがゼロになると、それまでと同一の傾き(Vin/L2)でスイッチング素子Sciに流れる電流Sciが増加する。そして、時刻t5で、L1i=L2iとなって、Dbi=0となる。
時刻t4で、スイッチング素子Scに流れる電流Sciがゼロになると、それまでと同一の傾き(Vin/L2)でスイッチング素子Sciに流れる電流Sciが増加する。そして、時刻t5で、L1i=L2iとなって、Dbi=0となる。
図2のタイミングチャートにおけるスイッチング素子Ssub(又はダイオードDsub)の電流Ssubiの波形から解るように電圧源11の入力電流と出力電流が等しくない。電圧源11が仮に単なるコンデンサであると、コンデンサの充電電流<コンデンサの放電電流ということになるので、コンデンサの充電電流=コンデンサの放電電流となるようにコンデンサの電圧は低下する。従って、所望の電流値Ith>Ipの場合は放電電流がIthに達することができないので、スイッチング素子Scのゼロ電圧スイッチングができない。しかしながら、本発明の実施形態においてはIpに依存しない電圧源11としているため出力電流がIthに達することができ、スイッチング素子Scのゼロ電圧スイッチングを実現する。
なお、商用交流電力系統6の電圧Vacの極性が図1に示す方向と逆である場合は、スイッチング素子Sbは常時オン、スイッチング素子Sc、Sdは常時オフであり、上述したスイッチング素子Sc、インダクタエネルギー充放電回路13aと同様の動作を、スイッチング素子Se、インダクタエネルギー充放電回路13bが実施して、インダクタエネルギー充放電回路13b内のスイッチング素子(図示せず)と、スイッチング素子Seのゼロ電圧スイッチングを実現する。
このように本発明の実施形態によれば、出力電流の広範囲に亘る変化にも対応して確実に各インダクタエネルギー充放電回路内のスイッチング素子、及び各アームのスイッチング素子をゼロ電圧スイッチングすることができ、低損失効果を高めることができる。
ここで、電圧源11と電流検出部12の具体的構成例を表わした本発明の一実施形態に係る系統連系インバータ装置の構成を図3に示す。
電圧源11は、インダクタL1(第3のインダクタ)と磁気結合したインダクダL3(第2の電圧源、第2のインダクタ)と、インダクタL3に並列に接続されたダイオードD2及びコンデンサC1による整流平滑回路で構成されている。
スイッチング素子Scがオン・オフすると、インダクタL3にはインダクタL1の端子間に印加される極性を有する電圧の巻数比倍の電圧が誘起される。その極性を有する誘起電圧を整流平滑することで定電圧源を実現している。従って、コンデンサC1の充電電流<コンデンサC1の放電電流となっても、インダクタL3の誘起電圧の整流平滑により不足分を補充するのでコンデンサC1の充電電圧は定電圧に維持される。このように、インダクタL3の誘起電圧を電圧源としているので、少ない部品点数で電圧源を実現することができる。
なお、図3に示す構成図では、インダクタL3はインダクタL1と磁気結合しているが、これに限定されず、電気的に接続された別のコンバータのインダクタ、トランスと磁気結合させても同様の効果が得られる。
また、図3では電流検出部12は抵抗R1で構成されている。抵抗R1の両端には(スイッチング素子Ssub又はダイオードDsubに流れる電流Ssubi)×(抵抗R1の抵抗値)の電圧が発生するので、電流Ssubiを電圧として検出することができる。
なお、電流検出部12は、抵抗で構成することに限定されず、例えばカレントトランスで構成してもよい。また、スイッチング素子Ssubのドレイン-ソース間電圧を検出することで、電流Ssubiを検出してもよい。
以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明の趣旨の範囲内であれば、実施形態は種々の変更が可能である。
1 直流電源
4 インバータ回路
5 フィルタ回路
6 商用交流電力系統
7 制御回路
11 電圧源
12 電流検出部
13a、13b インダクタエネルギー充放電回路
Sb、Sc、Sd、Se、Ssub スイッチング素子
Db、Dc、Dd、De、Dsub ダイオード
L1、L2 インダクタ
Co 出力コンデンサ
R1 抵抗
L3 インダクタ
C1 コンデンサ
D2 ダイオード
4 インバータ回路
5 フィルタ回路
6 商用交流電力系統
7 制御回路
11 電圧源
12 電流検出部
13a、13b インダクタエネルギー充放電回路
Sb、Sc、Sd、Se、Ssub スイッチング素子
Db、Dc、Dd、De、Dsub ダイオード
L1、L2 インダクタ
Co 出力コンデンサ
R1 抵抗
L3 インダクタ
C1 コンデンサ
D2 ダイオード
Claims (5)
- 直流電源からの電力供給を断続する第1のスイッチング素子と、
前記第1のスイッチング素子のオン期間に前記直流電源から前記第1のスイッチング素子に流れる電流の経路に挿入された第1のインダクタと、
前記第1のインダクタと前記第1のスイッチング素子との接続点と、前記直流電源の正極側の間に接続された、ダイオードが逆並列に接続された第2のスイッチング素子と定電圧を発生する第1の電圧源とが直列に接続された直列回路と、
前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子のターンオンのときに、前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子の両端に印加される電圧がゼロ電圧となるように、前記第1のスイッチング素子及び前記第2のスイッチング素子のターンオン・ターンオフを制御する制御回路と、
を備えることを特徴とする系統連系インバータ装置。 - 前記制御回路は、前記第2のスイッチング素子のターンオフを、前記第2のスイッチング素子に流れる電流、又は/及び前記第1のインダクタに流れる電流に応じて制御することを特徴とする請求項1に記載の系統連系インバータ装置。
- 前記第1の電圧源は、第2の電圧源と、前記第2の電圧源による電圧を整流平滑する整流平滑回路とを備えることを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の系統連系インバータ装置。
- 前記第2の電圧源は、誘起電圧を発生する第2のインダクタであることを特徴とする請求項3に記載の系統連系インバータ装置。
- 第3のインダクタと出力コンデンサとを有し、出力側に商用電力系統が接続されるフィルタ回路を備え、
前記第2のインダクタは、前記第3のインダクタと磁気的に結合していることを特徴とする請求項4に記載の系統連系インバータ装置。
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