JP2013255218A - Signal conversion device and transmitter - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To minimize an effect of baseband channel coding on an analog signal of a sideband transmission system while applying a baseband channel coding technique to a 1-bit quantized signal representing the analog signal of the sideband transmission system.SOLUTION: A signal conversion device 70 includes a converter 25 for outputting a 1-bit quantized signal representing an analog signal of a sideband transmission system, and a coding section 71 for executing a baseband channel coding process on the 1-bit quantized signal. The baseband channel coding process is a process of frequency conversion on the analog signal and is also a baseband channel coding process of coding the 1-bit quantized signal such that two types of bit values are different in the frequency of occurrence.

Description

本発明は、信号変換装置及び送信機に関するものである。   The present invention relates to a signal conversion device and a transmitter.

アナログ波形を表現する１ｂｉｔのパルス列（1 bit plus train）を生成する技術として、例えば、ΔΣ変調（Delta Sigma Modulation）がある（非特許文献１参照）。   As a technique for generating a 1-bit pulse train (1 bit plus train) representing an analog waveform, for example, there is ΔΣ modulation (Delta Sigma Modulation) (see Non-Patent Document 1).

ΔΣ変調は、オーバサンプリング変調の一種である。ΔΣ変調器は、ループフィルタと量子化器とを備えて構成される。量子化器は、量子化信号として１ｂｉｔのパルス列を出力することができる。   ΔΣ modulation is a type of oversampling modulation. The ΔΣ modulator includes a loop filter and a quantizer. The quantizer can output a 1-bit pulse train as a quantized signal.

ΔΣ変調器から出力された１ｂｉｔのパルス列は、アナログフィルタを通過するだけで、元のアナログ波形となる。つまり、ΔΣ変調器から出力された１ｂｉｔのパルス列は、デジタル信号であるが、アナログ波形を表現したものとなっており、デジタル信号としての性質とアナログ信号としての性質を両方有している。   The 1-bit pulse train output from the ΔΣ modulator simply passes through the analog filter and becomes the original analog waveform. In other words, the 1-bit pulse train output from the ΔΣ modulator is a digital signal, but represents an analog waveform, and has both a digital signal property and an analog signal property.

和保 孝雄、安田 明 監訳（原著者 Richard Schreier, Gabor C. Temes）ΔΣ型アナログ／デジタル変換器入門（Understanding Delta-Sigma Data Converters）、丸善株式会社、２００７，ｐｐ１−１７Takao Wabo, Akira Yasuda (original author Richard Schreier, Gabor C. Temes) Introduction to ΔΣ analog / digital converters (Understanding Delta-Sigma Data Converters), Maruzen Co., Ltd., 2007, pp1-17

１ｂｉｔ量子化信号は、０又は１の値をとるパルス列となる。１ｂｉｔのパルス列において、連続した０の直後に１が出力される場合又は連続した１の直後に０が出力される場合と、０，１を交互に出力する場合とで、パルス波形が異なることがある。ここで、連続する０又は１の数をランレングスという。   The 1-bit quantized signal is a pulse train that takes a value of 0 or 1. In a 1-bit pulse train, when 1 is output immediately after a continuous 0, or when 0 is output immediately after a continuous 1 and when 0 and 1 are output alternately, the pulse waveform may be different. is there. Here, the number of consecutive 0s or 1s is called a run length.

ランレングスが大きくなると、パルス波形を生成するデジタル回路内の寄生容量や、回路間のＡＣ結合コンデンサー等に充電が行われる。このため、連続した０又は１の後に、別の信号（１又は０）を出力しようとした瞬間に放電が始まり、０，１が交互に変化する場合とは異なった電流の流れが生じる。このため、連続した０又は１の後に別の信号が発生すると、通常とは異なった波形歪が発生する。
したがって、パルスの波形歪を抑える観点からは、ランレングスが小さいのが好ましい。 When the run length increases, the parasitic capacitance in the digital circuit that generates the pulse waveform, the AC coupling capacitor between the circuits, and the like are charged. For this reason, after continuous 0 or 1, discharge starts at the moment when another signal (1 or 0) is to be output, and a current flow different from the case where 0 and 1 change alternately occurs. For this reason, when another signal is generated after the continuous 0 or 1, a waveform distortion different from the normal waveform is generated.
Therefore, it is preferable that the run length is small from the viewpoint of suppressing pulse waveform distortion.

ランレングスが大きい場合のパルス波形の歪の発生の問題は、搬送波を用いないベースバンド伝送方式では、従来から知られているものである。ベースバンド伝送方式では、このような問題に対しては、ベースバンド伝送路符号化技術によって対策が施される。   The problem of the distortion of the pulse waveform when the run length is large is conventionally known in a baseband transmission system that does not use a carrier wave. In the baseband transmission system, countermeasures are taken against such problems by the baseband transmission line coding technique.

しかし、搬送波を用いる帯域伝送方式のアナログ信号（変調波）を表現する１ｂｉｔ量子化信号において、パルスの波形の歪が問題となるのか否かについて、これまで考慮されたことが無かった。   However, in the 1-bit quantized signal that expresses the analog signal (modulated wave) of the band transmission system using the carrier wave, there has never been taken into consideration whether or not the distortion of the pulse waveform becomes a problem.

本発明者は、搬送波を用いる帯域伝送方式のアナログ信号（変調波）を表現する１ｂｉｔ量子化信号において、パルスの波形の歪が、アナログ信号の信号特性に影響していることを初めて見出した。
そこで本発明者は、帯域伝送方式のアナログ信号（変調波）を表現する１ｂｉｔ量子化信号においても、パルスの波形の歪を抑えるために、ベースバンド伝送路符号化技術の適用が好ましいであろうとの知見を得た。しかし、ベースバンド伝送路符号化が帯域伝送方式のアナログ信号に与える影響をできるだけ抑えることも望まれる。 The inventor of the present invention has found for the first time that the distortion of a pulse waveform affects the signal characteristics of an analog signal in a 1-bit quantized signal representing an analog signal (modulated wave) of a band transmission system using a carrier wave.
Therefore, the present inventor would prefer to apply the baseband transmission line encoding technique in order to suppress distortion of the pulse waveform even in the 1-bit quantized signal representing the analog signal (modulated wave) of the band transmission system. I got the knowledge. However, it is also desired to suppress as much as possible the influence of baseband transmission line coding on analog signals of the band transmission system.

そこで、本発明は、帯域伝送方式のアナログ信号を表現する１ｂｉｔ量子化信号において、ベースバンド伝送路符号化技術を適用しつつも、ベースバンド伝送路符号化が帯域伝送方式のアナログ信号に与える影響をできるだけ抑えることを目的とする。   Therefore, the present invention has an effect of baseband transmission path coding on a band transmission system analog signal while applying a baseband transmission path coding technique to a 1-bit quantized signal representing a band transmission system analog signal. The purpose is to suppress as much as possible.

（１）第１の観点からみた本発明は、帯域伝送方式のアナログ信号を表現する１ｂｉｔ量子化信号を出力する変換器と、前記１ｂｉｔ量子化信号に対するベースバンド伝送路符号化処理を実行する符号化部と、を備え、前記ベースバンド伝送路符号化処理は、前記アナログ信号に対する周波数変換となる処理であるとともに、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のｂｉｔ値の出現頻度が異なるように符号化されるベースバンド伝送路符号化処理であることを特徴とする信号変換装置である。 (1) A first aspect of the present invention is a converter that outputs a 1-bit quantized signal that represents an analog signal of a band transmission system, and a code that performs baseband transmission path coding processing on the 1-bit quantized signal. And the baseband transmission line encoding process is a process for performing frequency conversion on the analog signal, and performs encoding so that the appearance frequency of two types of bit values in the 1-bit quantized signal is different. The signal conversion apparatus is characterized in that the baseband transmission path encoding process is performed.

上記本発明によれば、帯域伝送方式のアナログ信号を表現する１ｂｉｔ量子化信号に対してベースバンド伝送路符号化処理が実行される。ベースバンド伝送路符号化処理は、前記アナログ信号に対する周波数変換となる処理であることで、前記アナログ信号の周波数が変換されるだけで、スペクトラムは保存される。また、１ｂｉｔ量子化信号における２種類のｂｉｔ値の出現頻度が異なるように符号化されることで、アナログ信号のＤＣ成分を含む低周波成分が抑制されることが防止される。   According to the present invention, the baseband transmission path encoding process is performed on the 1-bit quantized signal representing the band transmission system analog signal. The baseband transmission line encoding process is a process for converting the frequency of the analog signal, and the spectrum is preserved only by converting the frequency of the analog signal. Further, by encoding so that the appearance frequencies of the two types of bit values in the 1-bit quantized signal are different from each other, it is possible to prevent the low-frequency component including the DC component of the analog signal from being suppressed.

（２）前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号に対する第１ベースバンド伝送路符号化処理及び前記１ｂｉｔ量子化信号に対する第２ベースバンド伝送路符号化処理を、選択的に切り替えて実行可能であり、前記第１ベースバンド伝送路符号化処理は、前記アナログ信号に対する周波数変換となる処理であるとともに、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のｂｉｔ値の出現頻度が異なるように符号化されるベースバンド伝送路符号化処理であり、前記第２ベースバンド伝送路符号化処理は、前記アナログ信号に対する周波数変換となる処理であるとともに、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のｂｉｔ値の出現頻度が同じになるように符号化されるベースバンド伝送路符号化処理であるのが好ましい。 (2) The encoding unit can selectively execute a first baseband transmission path encoding process for the 1-bit quantized signal and a second baseband transmission path encoding process for the 1-bit quantized signal. In addition, the first baseband transmission line encoding process is a process that is a frequency conversion for the analog signal, and is encoded so that the appearance frequencies of two types of bit values in the 1-bit quantized signal are different. A band transmission path encoding process, wherein the second baseband transmission path encoding process is a process for frequency conversion of the analog signal, and the appearance frequencies of two types of bit values in the 1-bit quantized signal are the same. It is preferable that the baseband transmission path encoding process is performed so that

出現頻度が同じになるように符号化される第２ベースバンド伝送路符号化処理では、出力の大きさが周波数によって異なる。したがって、１ｂｉｔ量子化信号における２種類のｂｉｔ値の出現頻度が異なるように符号化される第１ベースバンド伝送路符号化処理と、前記第２ベースバンド伝送路符号化処理とを選択的に切り替えて実行することで、符号化部からの出力の大きさを変化させることができる。   In the second baseband transmission path encoding process that is encoded so that the appearance frequencies are the same, the output size varies depending on the frequency. Accordingly, the first baseband transmission path encoding process that is encoded so that the appearance frequencies of two types of bit values in the 1-bit quantized signal are different and the second baseband transmission path encoding process are selectively switched. As a result, the magnitude of the output from the encoding unit can be changed.

（３）前記符号化部は、前記第１ベースバンド伝送路符号化処理及び前記第２ベースバンド伝送路符号化処理を、前記アナログ信号の周波数に応じて選択的に切り替えて実行するのが好ましい。この場合、周波数に応じて適切なベースバンド伝送路符号化処理を選択することができる。 (3) It is preferable that the encoding unit selectively executes the first baseband transmission path encoding process and the second baseband transmission path encoding process according to the frequency of the analog signal. . In this case, an appropriate baseband transmission path encoding process can be selected according to the frequency.

（４）前記第１ベースバンド伝送路符号化処理は、ＲＺ符号化処理であるのが好ましい。ＲＺ符号化処理は、アナログ信号に対する周波数変換となる処理であるとともに、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のｂｉｔ値の出現頻度が異なるように符号化されるベースバンド伝送路符号化処理である。 (4) It is preferable that the first baseband transmission path encoding process is an RZ encoding process. The RZ encoding process is a process that becomes frequency conversion for an analog signal, and is a baseband transmission line encoding process that is encoded so that the appearance frequencies of two types of bit values in the 1-bit quantized signal are different.

（５）前記第２ベースバンド伝送路符号化処理は、マンチェスタ符号化処理であるのが好ましい。マンチェスタ符号化処理は、前記アナログ信号に対する周波数変換となる処理であるとともに、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のｂｉｔ値の出現頻度が同じになるように符号化されるベースバンド伝送路符号化処理である。 (5) It is preferable that the second baseband transmission line encoding process is a Manchester encoding process. The Manchester encoding process is a process that is a frequency conversion for the analog signal, and a baseband transmission line encoding process that is encoded so that the appearance frequencies of two types of bit values in the 1-bit quantized signal are the same. It is.

（６）前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに応じた伝送路符号化値を規定したルックアップテーブルを有し、前記ルックアップテーブルに基づいて、ベースバンド伝送路符号化処理を実行するのが好ましい。この場合、ルックアップテーブルに基づいて符号化処理を容易に行うことができる。 (6) The encoding unit includes a lookup table that defines transmission path encoding values corresponding to two types of bit values in the 1-bit quantized signal, and baseband transmission based on the lookup table. It is preferable to perform a path encoding process. In this case, the encoding process can be easily performed based on the lookup table.

（７）前記変換器は、前記１ｂｉｔ量子化信号を、パラレル出力するよう構成され、前記符号化部は、パラレルの前記１ｂｉｔ量子化信号に対して、ベースバンド伝送路符号化処理を実行するよう構成されているとともに、ベースバンド伝送路符号化処理されたパラレルの信号をシリアルに変換して出力するパラレル−シリアル変換部を備えているのが好ましい。この場合、ベースバンド伝送路符号化処理をパラレルに行うことができる。 (7) The converter is configured to output the 1-bit quantized signal in parallel, and the encoding unit performs baseband transmission path encoding processing on the parallel 1-bit quantized signal. A parallel-serial conversion unit configured to convert a parallel signal subjected to baseband transmission path encoding processing into a serial signal and output the same is preferable. In this case, the baseband transmission path encoding process can be performed in parallel.

（８）前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに応じた伝送路符号化値を規定したルックアップテーブルを有し、前記ルックアップテーブルは、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに対して複数の伝送路符号化値が規定されており、前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに対して規定された複数の伝送路符号化値のいずれかを選択して、ベースバンド伝送路符号化処理を実行するのが好ましい。この場合、ルックアップテーブルには、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに対して複数の伝送路符号化値が規定されているため、前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに対して規定された複数の伝送路符号化値のいずれかを選択して、ベースバンド伝送路符号化処理を実行することができる。 (8) The encoding unit includes a look-up table that defines transmission path encoding values corresponding to two types of bit values in the 1-bit quantized signal, and the look-up table includes the 1-bit quantized signal. A plurality of transmission channel coding values are defined for each of the two types of bit values in the signal, and the encoding unit transmits a plurality of transmissions defined for each of the two types of bit values in the 1-bit quantized signal. It is preferable to select one of the path encoding values and execute the baseband transmission path encoding process. In this case, in the lookup table, a plurality of transmission channel encoded values are defined for each of the two types of bit values in the 1-bit quantized signal. The baseband transmission path encoding process can be executed by selecting one of a plurality of transmission path encoding values defined for each of the two types of bit values.

（９）他の観点からみた本発明は、帯域伝送方式のアナログ信号を表現する１ｂｉｔ量子化信号を出力する変換器と、前記１ｂｉｔ量子化信号に対するベースバンド伝送路符号化処理を実行する符号化部と、を備え、前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに応じた伝送路符号化値を規定したルックアップテーブルを有し、前記ルックアップテーブルに基づいて、ベースバンド伝送路符号化処理を実行することを特徴とする信号変換装置である。
上記本発明によれば、ルックアップテーブルに基づいて符号化処理を容易に行うことができる。 (9) From another viewpoint, the present invention provides a converter that outputs a 1-bit quantized signal that represents an analog signal of a band transmission system, and an encoding that performs baseband transmission path coding processing on the 1-bit quantized signal And the encoding unit has a lookup table that defines transmission channel encoding values corresponding to two types of bit values in the 1-bit quantized signal, and based on the lookup table, A signal conversion apparatus that performs baseband transmission line encoding processing.
According to the present invention, the encoding process can be easily performed based on the lookup table.

（１０）他の観点からみた本発明は、帯域伝送方式のアナログ信号を表現する１ｂｉｔ量子化信号を出力する変換器と、前記１ｂｉｔ量子化信号に対するベースバンド伝送路符号化処理を実行する符号化部と、を備え、前記変換器は、前記１ｂｉｔ量子化信号を、パラレル出力するよう構成され、前記符号化部は、パラレルの前記１ｂｉｔ量子化信号に対して、ベースバンド伝送路符号化処理を実行するよう構成されているとともに、ベースバンド伝送路符号化処理されたパラレルの信号をシリアルに変換して出力するパラレル−シリアル変換部を備えていることを特徴とする信号変換装置である。
上記本発明によれば、ベースバンド伝送路符号化処理をパラレルに行うことができる。 (10) From another viewpoint, the present invention provides a converter that outputs a 1-bit quantized signal that represents an analog signal of a band transmission system, and an encoding that performs baseband transmission path coding processing on the 1-bit quantized signal. And the converter is configured to output the 1-bit quantized signal in parallel, and the encoding unit performs baseband transmission line encoding processing on the parallel 1-bit quantized signal. A signal conversion apparatus comprising: a parallel-serial conversion unit configured to execute and convert a parallel signal subjected to baseband transmission path encoding processing into a serial signal.
According to the present invention, the baseband transmission path encoding process can be performed in parallel.

（１１）前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに応じた伝送路符号化値を規定したルックアップテーブルを有し、前記ルックアップテーブルは、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに対して複数の伝送路符号化値が規定されており、前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに対して規定された複数の伝送路符号化値のいずれかを選択して、ベースバンド伝送路符号化処理を実行するのが好ましい。この場合、ルックアップテーブルには、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに対して複数の伝送路符号化値が規定されているため、前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに対して規定された複数の伝送路符号化値のいずれかを選択して、ベースバンド伝送路符号化処理を実行することができる。 (11) The encoding unit includes a lookup table that defines transmission path encoding values corresponding to two types of bit values in the 1-bit quantized signal, and the lookup table includes the 1-bit quantized signal. A plurality of transmission channel coding values are defined for each of the two types of bit values in the signal, and the encoding unit transmits a plurality of transmissions defined for each of the two types of bit values in the 1-bit quantized signal. It is preferable to select one of the path encoding values and execute the baseband transmission path encoding process. In this case, in the lookup table, a plurality of transmission channel encoded values are defined for each of the two types of bit values in the 1-bit quantized signal. The baseband transmission path encoding process can be executed by selecting one of a plurality of transmission path encoding values defined for each of the two types of bit values.

（１２）他の観点からみた本発明は、前記（１）〜（１１）のいずれか１項に記載の信号変換装置を備え、前記ベースバンド伝送路符号化処理が施された前記１ｂｉｔ量子化信号を送信することを特徴とする送信機である。 (12) From another viewpoint, the present invention includes the signal conversion device according to any one of (1) to (11), and the 1-bit quantization subjected to the baseband transmission line encoding processing. It is a transmitter characterized by transmitting a signal.

信号変換装置を備えたシステム（送信機）の構成図である。It is a block diagram of the system (transmitter) provided with the signal converter. ΔΣ変調器の構成図である。It is a block diagram of a ΔΣ modulator. １次ローパス型ΔΣ変調器である。This is a primary low-pass type ΔΣ modulator. １次ローパス型ΔΣ変調器から変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器である。This is a secondary band-pass ΔΣ modulator obtained by converting from a primary low-pass ΔΣ modulator. シミュレーション用の装置の構成図である。It is a block diagram of the apparatus for simulation. 対称波形の波形図である。It is a wave form diagram of a symmetrical waveform. 非対称波形の波形図である。It is a wave form diagram of an asymmetrical waveform. シミュレーションパラメータの説明図である。It is explanatory drawing of a simulation parameter. 対称波形のパワースペクトラムである。It is a power spectrum with a symmetrical waveform. 非対称波形のパワースペクトラムである。It is a power spectrum of an asymmetric waveform. 実測結果を示す図である。It is a figure which shows a measurement result. ＲＺ符号と周波数変換の説明図である。It is explanatory drawing of a RZ code | symbol and frequency conversion. マンチェスタ符号と周波数変換の説明図である。It is explanatory drawing of Manchester code | symbol and frequency conversion. ミキサの説明図である。It is explanatory drawing of a mixer. （ａ）はバンドパス型ΔΣ変調器の出力のスペクトラムであり、（ｂ）は、バンドパス型ΔΣ変調器の出力をＲＺ符号化した信号のスペクトラムであり、（ｃ）は、バンドパス型ΔΣ変調器の出力をマンチェスタ符号化した信号のスペクトラムである。(A) is the spectrum of the output of the bandpass ΔΣ modulator, (b) is the spectrum of the signal obtained by RZ encoding the output of the bandpass ΔΣ modulator, and (c) is the bandpass ΔΣ. It is the spectrum of the signal which Manchester-encoded the output of the modulator. 符号化部の第１例を示す図である。It is a figure which shows the 1st example of an encoding part. 符号化部の第２例を示す図である。It is a figure which shows the 2nd example of an encoding part. 符号化部の第３例を示す図である。It is a figure which shows the 3rd example of an encoding part. 符号化部の第４例を示す図である。It is a figure which shows the 4th example of an encoding part.

以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。   Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

［１．システム構成］
図１は、実施形態に係る信号変換装置（信号変換部）７０を備えたシステム１を示している。このシステム１は、信号変換装置７０を備えたデジタル信号処理部２１と、アナログフィルタ３２と、を有している。 [1. System configuration]
FIG. 1 shows a system 1 including a signal conversion device (signal conversion unit) 70 according to the embodiment. The system 1 includes a digital signal processing unit 21 including a signal conversion device 70 and an analog filter 32.

デジタル信号処理部２１は、帯域伝送方式のアナログ信号（変調波）であるＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を表現するデジタル信号（１ｂｉｔ量子化信号；１ｂｉｔパルス列）を出力する。ＲＦ信号は、無線波として空間に放射されるべき信号であり、例えば、移動体通信のためのＲＦ信号、テレビ／ラジオなどの放送サービスのためのＲＦ信号である。   The digital signal processing unit 21 outputs a digital signal (1-bit quantized signal; 1-bit pulse train) representing an RF (Radio Frequency) signal that is an analog signal (modulated wave) of a band transmission system. The RF signal is a signal to be radiated to the space as a radio wave, for example, an RF signal for mobile communication and an RF signal for broadcasting services such as television / radio.

デジタル信号処理部２１から出力されたＲＦ信号は、アナログフィルタ（バンドパスフィルタ又はローパスフィルタ）３２に与えられる。１ｂｉｔパルス列が表現するアナログ信号は、ＲＦ信号以外のノイズ成分も含んでいる。そのノイズ成分は、アナログフィルタによって除去される。
１ｂｉｔパルス列は、アナログフィルタ３２を通過するだけで、純粋なアナログ信号となる。 The RF signal output from the digital signal processing unit 21 is given to an analog filter (bandpass filter or lowpass filter) 32. The analog signal expressed by the 1-bit pulse train includes noise components other than the RF signal. The noise component is removed by the analog filter.
The 1-bit pulse train simply passes through the analog filter 32 and becomes a pure analog signal.

このように、デジタル信号処理部２１では、デジタル信号処理で１ｂｉｔパルス列（１ｂｉｔ量子化信号）を生成することで、実質的に、ＲＦ信号を生成することができる。したがって、ＲＦ信号を表現している１ｂｉｔパルス列を、ＲＦ信号を処理する回路（例えば、無線通信機、テレビ受信機などのＲＦ信号受信機）に与えれば、その回路は、１ｂｉｔパルス列をアナログ信号として処理することができる。なお、この場合、アナログフィルタ３２は、ＲＦ信号を処理する回路に備わっていればよい。   As described above, the digital signal processing unit 21 can substantially generate an RF signal by generating a 1-bit pulse train (1-bit quantized signal) by digital signal processing. Therefore, if a 1-bit pulse train representing an RF signal is given to a circuit that processes the RF signal (for example, an RF signal receiver such as a wireless communication device or a television receiver), the circuit uses the 1-bit pulse train as an analog signal. Can be processed. In this case, the analog filter 32 may be provided in a circuit that processes the RF signal.

アナログフィルタ３２として、バンドパスフィルタを用いるか、ローパスフィルタを用いるかは、ＲＦ信号の周波数によって、適宜決定される。
なお、信号変換装置７０が、バンドパス型ΔΣ変調によって信号変換を行う場合には、アナログフィルタ３２としてバンドパスフィルタが用いられ、ローパス型ΔΣ変調によって信号変換を行う場合には、アナログフィルタ３２としてローパスフィルタが用いられる。 Whether the analog filter 32 is a band-pass filter or a low-pass filter is appropriately determined depending on the frequency of the RF signal.
Note that when the signal conversion device 70 performs signal conversion by band-pass ΔΣ modulation, a band-pass filter is used as the analog filter 32, and when signal conversion by the low-pass ΔΣ modulation is performed, the analog filter 32 A low pass filter is used.

デジタル信号処理部２１とアナログフィルタ３２との間の信号伝送路４は、回路基板に形成された信号配線であってもよいし、光ファイバー又は電気ケーブルなどの伝送線路であってもよい。また、信号伝送路４は、１ｂｉｔパルス列を送信するための専用線である必要は無く、インターネットなどのパケット通信を行う通信ネットワークであってもよい。パケット通信を行う通信ネットワークを信号伝送路４として用いる場合、送信側（デジタル信号処理部２１側）は、１ｂｉｔパルス列を、ビット列に変換して、信号伝送路４に送信し、受信側（アナログフィルタ３２側）が、受信したビット列を元の１ｂｉｔパルス列に復元すればよい。   The signal transmission path 4 between the digital signal processing unit 21 and the analog filter 32 may be a signal wiring formed on a circuit board, or a transmission line such as an optical fiber or an electric cable. The signal transmission path 4 does not have to be a dedicated line for transmitting a 1-bit pulse train, and may be a communication network that performs packet communication such as the Internet. When a communication network that performs packet communication is used as the signal transmission path 4, the transmission side (digital signal processing unit 21 side) converts a 1-bit pulse string into a bit string, transmits it to the signal transmission path 4, and receives it on the reception side (analog filter). 32 side) may restore the received bit string to the original 1-bit pulse string.

デジタル信号処理部２１は、信号伝送路４に対して、１ｂｉｔパルス列を送信する送信機とみなすことができる。この場合、アナログフィルタ３２を有する装置は、ＲＦ信号の受信機となる。
また、システム１全体が送信機１であってもよい。例えば、送信機１は、デジタル信号処理部２１から出力された信号を増幅器にて増幅し、アンテナから出力するよう構成されていてもよい。この場合、アナログフィルタ３２は、デジタル信号処理部２１からアンテナの間に設けても良いし、アンテナがアナログフィルタ３２として機能してもよい。 The digital signal processing unit 21 can be regarded as a transmitter that transmits a 1-bit pulse train to the signal transmission path 4. In this case, the device having the analog filter 32 becomes an RF signal receiver.
Further, the entire system 1 may be the transmitter 1. For example, the transmitter 1 may be configured to amplify the signal output from the digital signal processing unit 21 with an amplifier and output the signal from an antenna. In this case, the analog filter 32 may be provided between the digital signal processing unit 21 and the antenna, or the antenna may function as the analog filter 32.

デジタル信号処理部２１は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、デジタル直交変調などの処理を行う処理部２４と、信号変換装置（信号変換部）７０と、制御部３５と、を備えている。   The digital signal processing unit 21 includes a baseband unit 23 that outputs a baseband signal (IQ signal) that is a transmission signal, a processing unit 24 that performs processing such as digital quadrature modulation, and a signal conversion device (signal conversion unit) 70. And a control unit 35.

ベースバンド部２３は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
処理部２４は、ＩＱベースバンド信号に対してデジタル直交変調などの処理を行う。したがって、処理部２４からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の信号が出力される。
なお、処理部２４における変調は、直交変調に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調であってもよい。 The baseband unit 23 outputs IQ baseband signals (I signal and Q signal) as digital data.
The processing unit 24 performs processing such as digital quadrature modulation on the IQ baseband signal. Therefore, the processing unit 24 outputs a signal in a digital signal format expressed by multi-bit digital data (discrete values).
The modulation in the processing unit 24 is not limited to quadrature modulation, and may be modulation of another method for generating a modulated wave.

処理部２４は、直交変調のほか、ＤＰＤ(Digital Pre-distortion)、ＣＦＲ(Crest Factor Reduction)、ＤＵＣ(Digital Up Conversion)などの様々なデジタル信号処理を施す。処理部２４からは、上述のような各種のデジタル信号処理によって生成されたＲＦ信号が出力される。   The processing unit 24 performs various digital signal processing such as DPD (Digital Pre-distortion), CFR (Crest Factor Reduction), and DUC (Digital Up Conversion) in addition to quadrature modulation. The processing unit 24 outputs an RF signal generated by various digital signal processing as described above.

処理部２４から出力されたデジタルＲＦ信号は、信号変換部７０に与えられる。本実施形態の信号変換部７０は、バンドパス型ΔΣ変調器（変換器２５）と、符号化部７１と、を有して構成されている。なお、変換器２５は、ローパス型ΔΣ変調器であってもよいし、ＰＷＭ変調器であってもよい。   The digital RF signal output from the processing unit 24 is given to the signal conversion unit 70. The signal conversion unit 70 according to the present embodiment includes a band-pass ΔΣ modulator (converter 25) and an encoding unit 71. Note that the converter 25 may be a low-pass type ΔΣ modulator or a PWM modulator.

ΔΣ変調器２５は、入力信号であるＲＦ信号に対して、ΔΣ変調を行って１ｂｉｔの量子化信号（１ｂｉｔパルス列）を出力する。ΔΣ変調器２５から出力された１ｂｉｔパルス列は、デジタル信号であるが、アナログＲＦ信号を表現したものとなっている。ΔΣ変調器２５から出力された１ｂｉｔパルス列は、符号化部７１に与えられる。   The ΔΣ modulator 25 performs ΔΣ modulation on the input RF signal and outputs a 1-bit quantized signal (1-bit pulse train). The 1-bit pulse train output from the ΔΣ modulator 25 is a digital signal, but represents an analog RF signal. The 1-bit pulse train output from the ΔΣ modulator 25 is given to the encoding unit 71.

符号化部７１は、後述のようにアナログ信号における周波数変換機能を有している。符号化部７１は、符号化によって、ＲＦ信号の周波数変換を行う。したがって、符号化部７１から出力される１ｂｉｔ量子化信号（１ｂｉｔパルス列）は、周波数変換されたアナログＲＦ信号を表現したものとなる。   The encoding unit 71 has a frequency conversion function for analog signals as described later. The encoding unit 71 performs frequency conversion of the RF signal by encoding. Therefore, the 1-bit quantized signal (1-bit pulse train) output from the encoding unit 71 represents an analog RF signal subjected to frequency conversion.

符号化部７１から出力された１ｂｉｔパルス列は、デジタル信号処理部２１の出力信号として、デジタル信号処理部２１から信号伝送路４へ出力される。   The 1-bit pulse train output from the encoding unit 71 is output from the digital signal processing unit 21 to the signal transmission path 4 as an output signal of the digital signal processing unit 21.

制御部３５は、周波数の制御などの制御機能を有しており、デジタル信号処理部２１における各部、及びアナログフィルタ３２を制御する。   The control unit 35 has a control function such as frequency control, and controls each unit in the digital signal processing unit 21 and the analog filter 32.

［２．ΔΣ変調］
図２に示すように、ΔΣ変調器２５は、ループフィルタ２７と、量子化器２８と、を備えている（非特許文献１参照）。
図２に示すΔΣ変調器２５は、入力（本実施形態では、ＲＦ信号）Ｕが、ループフィルタ２７に与えられる。ループフィルタ２７の出力Ｙは、量子化器（１ｂｉｔ量子化器）２８に与えられる。量子化器２８の出力（量子化信号）Ｖは、ループフィルタ２７への他の入力として与えられる。 [2. ΔΣ modulation]
As shown in FIG. 2, the ΔΣ modulator 25 includes a loop filter 27 and a quantizer 28 (see Non-Patent Document 1).
In the ΔΣ modulator 25 shown in FIG. 2, an input U (RF signal in the present embodiment) U is given to the loop filter 27. The output Y of the loop filter 27 is given to a quantizer (1 bit quantizer) 28. The output (quantized signal) V of the quantizer 28 is given as another input to the loop filter 27.

ΔΣ変調器２５の特性は、信号伝達関数（ＳＴＦ；Ｓｉｇｎａｌ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）及び雑音伝達関数（ＮＴＦ；Ｎｏｉｓｅ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）によって表すことができる。
つまり、ΔΣ変調器２５の入力をＵとし、ΔΣ変調器２５の出力をＶとし、量子化雑音をＥとしたときに、ΔΣ変調器２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
The characteristic of the delta-sigma modulator 25 can be represented by a signal transfer function (STF) and a noise transfer function (NTF; Noise Transfer Function).
That is, when the input of the ΔΣ modulator 25 is U, the output of the ΔΣ modulator 25 is V, and the quantization noise is E, the characteristics of the ΔΣ modulator 25 are expressed in the z region as follows. is there.

したがって、所望のＮＴＦとＳＴＦとが与えられると、ループフィルタ２７の伝達関数を得ることができる。   Therefore, given the desired NTF and STF, the transfer function of the loop filter 27 can be obtained.

図３は、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の線形ｚ領域モデルのブロック図を示している。符号１２７がループフィルタの部分を示し、符号１２８が量子化器を示している。このΔΣ変調器１２５への入力をＵ（ｚ）とし、出力をＶ（ｚ）とし、量子化雑音をＥ（ｚ）としたときに、ΔΣ変調器１２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
Ｖ（ｚ）＝Ｕ（ｚ）＋（１−ｚ−１）Ｅ（ｚ） FIG. 3 shows a block diagram of the linear z-domain model of the first-order low-pass ΔΣ modulator 125. Reference numeral 127 represents a loop filter portion, and reference numeral 128 represents a quantizer. When the input to the ΔΣ modulator 125 is U (z), the output is V (z), and the quantization noise is E (z), the characteristics of the ΔΣ modulator 125 are expressed in the z region. It is as follows.
V (z) = U (z) + (1-z −1 ) E (z)

つまり、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５において、信号伝達関数ＳＴＦ（ｚ）＝１であり、雑音伝達関数ＮＴＦ（ｚ）＝１−ｚ−１である。 That is, in the first-order low-pass ΔΣ modulator 125 shown in FIG. 3, the signal transfer function STF (z) = 1 and the noise transfer function NTF (z) = 1−z −1 .

非特許文献１によれば、ローパス型ΔΣ変調器に対して、以下の変換を行うことで、ローパス型ΔΣ変調器を、バンドパス型ΔΣ変調器に変換できる。
According to Non-Patent Document 1, a low pass type ΔΣ modulator can be converted into a band pass type ΔΣ modulator by performing the following conversion on the low pass type ΔΣ modulator.

上記変換式に従って、ローパス型ΔΣ変調器１２５のｚ領域モデルにおけるｚを、ｚ’＝−ｚ２に置き換えることでバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。 By replacing z in the z region model of the low-pass ΔΣ modulator 125 with z ′ = − z 2 in accordance with the above conversion formula, a band-pass ΔΣ modulator can be obtained.

上記変換式を用いると、ｎ次のローパス型ΔΣ変調器（ｎは１以上の整数）を、２ｎ次のバンドパス型Σ変調器に変換できる。   Using the above conversion equation, an n-order low-pass ΔΣ modulator (n is an integer of 1 or more) can be converted to a 2n-order band-pass Σ modulator.

本発明者は、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ０（θ＝θ０）を、中心周波数ｆ０として持つバンドパス型ΔΣ変調器を得るための変換式を見出した。当該変換式は、例えば、次の式（３）に示す通りである。

ここで、
θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ） ｆｓはΔΣ変調器のサンプリング周波数 The inventor has found a conversion formula for obtaining a bandpass type ΔΣ modulator having a desired frequency f 0 (θ = θ 0 ) as a center frequency f 0 from a low pass type ΔΣ modulator. The conversion formula is as shown in the following formula (3), for example.

here,
θ 0 = 2π × (f 0 / fs) fs is the sampling frequency of the ΔΣ modulator

式（２）の変換式では、特定の周波数θ０＝π／２に関するものであったが、式（３）の変換式では、任意の周波数（θ０）に一般化されている。 The conversion formula of Formula (2) relates to a specific frequency θ 0 = π / 2, but the conversion formula of Formula (3) is generalized to an arbitrary frequency (θ 0 ).

図４は、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器２５を示している。
なお、図３から図４への変換では、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ０とおいた下記の変換式を用いた。
FIG. 4 shows a second-order band-pass ΔΣ modulator 25 obtained by converting the first-order low-pass ΔΣ modulator 125 shown in FIG. 3 using the conversion equation (3).
In the conversion from FIG. 3 to FIG. 4, for the convenience of notation, the following conversion equation with a = cos θ 0 in Equation (3) was used.

なお、バンドパス型ΔΣ変調器への変換は、その他の高次ローパス型ΔΣ変調器（例えば、非特許文献１記載のＣＩＦＢ構造、ＣＲＦＦ構造、ＣＩＦＦ構造など）に対しても適用できる。   The conversion to the band-pass type ΔΣ modulator can be applied to other high-order low-pass type ΔΣ modulators (for example, the CIFB structure, the CRFF structure, the CIFF structure, etc. described in Non-Patent Document 1).

ΔΣ変調器２５は、前述の式（３）に基づいて、ｚの値が変換可能となっている。つまり、ΔΣ変調器３０７は、量子化雑音阻止帯域の中心周波数を変更可能となっている。換言すると、量子化雑音阻止帯域が変更可能となっている。   The ΔΣ modulator 25 can convert the value of z based on the above equation (3). That is, the ΔΣ modulator 307 can change the center frequency of the quantization noise stop band. In other words, the quantization noise stop band can be changed.

制御部３５は、ΔΣ変調器２５に入力される信号の中心周波数（上述の搬送周波数ｆ０）に応じて、前述の式（３）に基づいてΔΣ変調器２５のｚを変換することにより、任意の周波数の信号に対して、バンドパスΔΣ変調が行える。
このように、ＲＦ信号の搬送周波数ｆ０に応じて、上記変換式（３）におけるｃｏｓθ０（係数ａ）を変更することで、サンプリング周波数ｆｓを変更することなく、任意の周波数ｆ０に対応したバンドパスΔΣ変調が行える。ｃｏｓθ０を変更すると、式（１）に示すＮＴＦの係数が変更されたことになるが、式の次数は維持される。このため、ＲＦ信号の搬送波周波数ｆ０に応じて、バンドパス型ΔΣ変調器２５の構成を変化させても、式の複雑度（次数）は変化せず、したがって、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷も変化しない。 The control unit 35 converts z of the ΔΣ modulator 25 based on the above equation (3) according to the center frequency of the signal input to the ΔΣ modulator 25 (the carrier frequency f 0 described above). Bandpass ΔΣ modulation can be performed on a signal having an arbitrary frequency.
In this manner, by changing cos θ 0 (coefficient a) in the above conversion equation (3) according to the carrier frequency f 0 of the RF signal, it corresponds to an arbitrary frequency f 0 without changing the sampling frequency fs. Bandpass ΔΣ modulation can be performed. When cos θ 0 is changed, the coefficient of NTF shown in Expression (1) is changed, but the order of the expression is maintained. Therefore, even if the configuration of the bandpass ΔΣ modulator 25 is changed in accordance with the carrier frequency f 0 of the RF signal, the complexity (order) of the equation does not change. Therefore, the bandpass ΔΣ modulator 25 is not changed. The signal processing load in the case does not change.

このように本実施形態では、搬送波周波数ｆ０を変化させても、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷が変化しないため有利である。本実施形態において、バンドパス型ΔΣ変調器２５における信号処理負荷は、ナイキストの定理により、信号帯域幅によって決定されるサンプリング周波数ｆｓに依存するが、搬送波周波数ｆ０を変化させても信号帯域幅が変化するわけではないためサンプリング周波数ｆｓを変更する必要はない。なお、ΔΣ変調器がローパス型である場合、搬送波周波数ｆ０の変化に対応するには、サンプリング周波数ｆｓを変更する必要があり、この点において、バンドパス型が有利である。 As described above, the present embodiment is advantageous because the signal processing load in the band-pass ΔΣ modulator 25 does not change even when the carrier frequency f 0 is changed. In the present embodiment, the signal processing load in the band-pass ΔΣ modulator 25 depends on the sampling frequency fs determined by the signal bandwidth according to the Nyquist theorem, but the signal bandwidth even when the carrier frequency f 0 is changed. Therefore, it is not necessary to change the sampling frequency fs. When the ΔΣ modulator is a low-pass type, it is necessary to change the sampling frequency fs in order to cope with a change in the carrier frequency f 0 , and in this respect, the band-pass type is advantageous.

また、式（３）を利用すると、ΔΣ変調器２５を任意の周波数（ｆ０）に対応できるバンドパス型ΔΣ変調器として利用できるだけでなく、ローパス型ΔΣ変調器として利用することもできる。つまり、ΔΣ変調器２５は、ローパス型とバンドパス型とに切り替え可能となっている。 Further, by using the expression (3), the ΔΣ modulator 25 can be used not only as a bandpass type ΔΣ modulator that can cope with an arbitrary frequency (f 0 ) but also as a low pass type ΔΣ modulator. That is, the ΔΣ modulator 25 can be switched between a low pass type and a band pass type.

また、制御部３５は、処理部２４を制御することによって、処理部２４から出力されるＲＦ信号の周波数を任意の周波数に変更してΔΣ変調器２５に与えることができる。   In addition, the control unit 35 can control the processing unit 24 to change the frequency of the RF signal output from the processing unit 24 to an arbitrary frequency and provide it to the ΔΣ modulator 25.

後述のように、符号化部７１では、信号の周波数変換（周波数シフト）がなされるため、処理部２４から出力されるＲＦ信号の周波数は、符号化部７１からＲＦ信号として出力したい周波数から、符号化部７１による周波数シフト量が考慮された周波数とすればよい。
制御部３５は、符号化部７１からＲＦ信号として出力したい周波数を決定するとともに、決定した周波数に応じて、処理部２４から出力されるＲＦ信号の周波数を変更するように制御する。
また、制御部３５は、符号化部７１から出力したいＲＦ信号の周波数に適合するように、符号化部７１を制御するとともに、及びアナログフィルタ３２の中心周波数、及び通過帯域を制御する。 As will be described later, since the encoding unit 71 performs frequency conversion (frequency shift) of the signal, the frequency of the RF signal output from the processing unit 24 is determined from the frequency to be output as the RF signal from the encoding unit 71. The frequency may be set in consideration of the frequency shift amount by the encoding unit 71.
The control unit 35 determines a frequency to be output as an RF signal from the encoding unit 71 and controls to change the frequency of the RF signal output from the processing unit 24 according to the determined frequency.
Further, the control unit 35 controls the encoding unit 71 so as to match the frequency of the RF signal to be output from the encoding unit 71, and also controls the center frequency and pass band of the analog filter 32.

［３．信号特性と１ｂｉｔパルス列波形との間の関係］
図５は、ΔΣ変調器（変換器）２５から出力された１ｂｉｔパルス列が表現するＲＦ信号の信号特性と、その１ビットパルス列のアナログ波形と、の関係を検討するために用いた装置構成を示している。
図１に示す実際のバンドパス型ΔΣ変調器２５は、量子化信号をパルスとして出力するため、フリップフロップなどのハードウェアを、少なくとも一部に有することになる。 [3. Relationship between signal characteristics and 1-bit pulse train waveform]
FIG. 5 shows an apparatus configuration used for examining the relationship between the signal characteristic of the RF signal expressed by the 1-bit pulse train output from the ΔΣ modulator (converter) 25 and the analog waveform of the 1-bit pulse train. ing.
The actual band-pass ΔΣ modulator 25 shown in FIG. 1 has at least a part of hardware such as a flip-flop in order to output a quantized signal as a pulse.

ただし、図５のΔΣ変調器としては、ソフトウェアで構成したバンドパス型ΔΣ変調器２５ａを用いた。ソフトウェアで構成されたバンドパス型ΔΣ変調器２５ａから出力された量子化信号ｄｋは、パルスパターン生成器（ＰＰＧ；Pulse Pattern Generator）２５ｂに与えられる。パルスパターン生成器２５ｂは、量子化信号ｄｋに基づき、理想的な波形（完全な矩形波）に対して任意の形状に歪んだ１ｂｉｔパルス列Ｓｏｕｔ（ｔ）を出力することができる。歪んだ１ｂｉｔパルス列Ｓｏｕｔ（ｔ）は、実際のバンドパス型ΔΣ変調器２５から出力される１ｂｉｔパルス列に相当する。 However, as the ΔΣ modulator of FIG. 5, a band-pass type ΔΣ modulator 25a configured by software is used. The quantized signal d k output from the bandpass ΔΣ modulator 25a configured by software is supplied to a pulse pattern generator (PPG) 25b. The pulse pattern generator 25b can output a 1-bit pulse train S out (t) distorted into an arbitrary shape with respect to an ideal waveform (perfect rectangular wave) based on the quantized signal d k . The distorted 1-bit pulse train S out (t) corresponds to a 1-bit pulse train output from the actual bandpass type ΔΣ modulator 25.

また、パルスパターン生成器２５ｂの出力回路は、理想的な波形とみなすことができる波形を生成できるように、十分な高速応答性能を有している。したがって、パルスパターン生成器２５ｂは、理想的な波形の１ｂｉｔパルス列Ｓｏｕｔ（ｔ）を出力することもできる。 Further, the output circuit of the pulse pattern generator 25b has sufficient high-speed response performance so that a waveform that can be regarded as an ideal waveform can be generated. Therefore, the pulse pattern generator 25b can also output a 1-bit pulse train S out (t) having an ideal waveform.

パルスパターン生成器２５ｂから出力された信号は、アナログバンドパスフィルタ３２を通過し、測定器２５ｃに与えられる。   The signal output from the pulse pattern generator 25b passes through the analog bandpass filter 32 and is provided to the measuring device 25c.

パルスパターン生成器２５ｂの出力Ｓｏｕｔ（ｔ）は、下記式（Ａ）のように定義される。
The output S out (t) of the pulse pattern generator 25b is defined as the following formula (A).

式（Ａ）の第１項であるＳｉｄｅａｌは、量子化信号ｄｋ（＝±１）を理想的な矩形波で表現したものであり、式（Ｂ）のように定義される。量子化信号ｄｋは、パルスのＨｉｇｈレベルに対応した値として＋１をとり、パルスのＬｏｗレベルに対応した値として−１をとる。Ｕ（ｔ）は、単位ステップ関数である。
S ideal , which is the first term in equation (A), represents the quantized signal d k (= ± 1) with an ideal rectangular wave, and is defined as equation (B). The quantized signal d k takes +1 as a value corresponding to the high level of the pulse, and takes −1 as a value corresponding to the low level of the pulse. U (t) is a unit step function.

式（Ａ）の第２項は、実際の波形に相当するＳｏｕｔ（ｔ）と、理想的な波形Ｓｉｄｅａｌとの差を示している。第２項におけるｆ（ｔ−ｋｔ）は、下記式（Ｃ）のように定義される。Ｓｉｎｇは、符号関数である。

The second term of the equation (A) indicates the difference between S out (t) corresponding to the actual waveform and the ideal waveform S ideal . F (t−kt) in the second term is defined as the following formula (C). Sing is a sign function.

式（Ｃ）において、（Ｃ−１）は、ある量子化信号の値ｄｋと時間的に一つ前の量子化信号の値ｄｋ−１との差分を示す値の符号がプラスである場合、すなわち、量子化信号ｄｋが、パルスの立ち上がりとなる場合である。
（Ｃ−２）は、ある量子化信号の値ｄｋと時間的に一つ前の量子化信号の値ｄｋ−１との差分を示す値の符号がマイナスである場合、すなわち、量子化信号ｄｋが、パルスの立ち下がりとなる場合である。
（Ｃ−３）は、ある量子化信号の値ｄｋと時間的に一つ前の量子化信号の値ｄｋ−１との差分を示す値がゼロである場合、すなわち、パルスの値に変化がない場合である。 In formula (C), (C-1 ) , the sign of the value that indicates the difference between the value d k-1 value d k and temporally previous quantized signal is quantized signal is plus This is the case where the quantized signal d k is the rising edge of a pulse.
(C-2), if the sign of the value that indicates the difference between the value d k-1 value d k and temporally previous quantized signal is quantized signal is negative, i.e., quantization This is a case where the signal d k is the falling edge of the pulse.
(C-3) is a case where a value indicating a difference between a quantized signal value d k and a temporally previous quantized signal value d k−1 is zero, that is, a pulse value. This is the case when there is no change.

ｆｒｉｓｅ（ｔ）とｆｆａｌｌ（ｔ）は、それぞれ、立ち上がり波形と立ち下がり波形である。立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）は、シミュレーションのため、任意の形状に設定される。 f rise (t) and f fall (t) are a rising waveform and a falling waveform, respectively. The rising waveform f rise (t) and the falling waveform f fall (t) are set to arbitrary shapes for simulation.

さらに、ｆｒｉｓｅ（ｔ）とｆｆａｌｌ（ｔ）は、式（Ｄ）に示すように、対称成分ｆｓｙｍ（ｔ）と非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）に分解することができる。
非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）は、式（Ｄ）より、下記式（Ｅ）によって求めることができる。
Furthermore, f rise (t) and f fall (t) can be decomposed into a symmetric component f sym (t) and an asymmetric component f Asym (t), as shown in equation (D).
The asymmetric component f Asym (t) can be obtained from the following formula (E) from the formula (D).

式（Ｅ）は、立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）とが、下記式Ｆ）の関係を有している場合に、非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）が無くなることを示している。
Equation (E) shows that the asymmetric component f Asym (t) disappears when the rising waveform f rise (t) and the falling waveform f fall (t) have the relationship of the following equation F). Show.

式（Ｆ）を満たす場合、立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）とは、時間軸に対して線対称となる。つまり、式（Ｆ）を満たすパルス波形をアイパターンで示した場合、そのアイパターンは時間軸に対して線対称となる。 When Expression (F) is satisfied, the rising waveform f rise (t) and the falling waveform f fall (t) are axisymmetric with respect to the time axis. That is, when the pulse waveform satisfying the formula (F) is represented by an eye pattern, the eye pattern is line symmetric with respect to the time axis.

図６は、式（Ｆ）を満たすパルス波形（対称波形）を示している。図６（ａ）は、対称波形Ｓｏｕｔ（ｔ）のアイパターンを示している。このアイパターンは、時間軸に対して線対称となっている。なお、時間軸は、パルスのＬｏｗレベル（−１）とＨｉｇｈレベル（＋１）の中間（０）にあるものとする（以下、同様）。
また、図６（ｂ）は、対称波形Ｓｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示し、図６（ｃ）は、対称波形についての理想的な波形ＳＩｄｅａｌ（ｔ）を示し、図６（ｄ）は、対称波形における立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆｓｙｍ（ｔ）を示し、図６（ｅ）は、対称波形における立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）を示している。 FIG. 6 shows a pulse waveform (symmetric waveform) that satisfies the equation (F). FIG. 6A shows an eye pattern of a symmetric waveform S out (t). This eye pattern is line-symmetric with respect to the time axis. It is assumed that the time axis is in the middle (0) between the low level (−1) and the high level (+1) of the pulse (the same applies hereinafter).
FIG. 6B shows a time axis waveform of the symmetric waveform S out (t), FIG. 6C shows an ideal waveform S Ideal (t) for the symmetric waveform, and FIG. ) Shows the rising waveform f rise (t) in the symmetric waveform and the symmetric component f sym (t) in the falling waveform f fall (t), and FIG. 6E shows the rising waveform f rise (t) in the symmetric waveform. And an asymmetric component f Asym (t) in the falling waveform f fall (t).

図６に示すように、対称波形は、理想的な波形ＳＩｄｅａｌ（ｔ）に対して歪んでおり、歪成分を有する。具体的には、パルスの立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）に歪成分（第１の歪成分）を有するとともに、パルスの立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）に歪成分（第２の歪成分）を有する。 As shown in FIG. 6, the symmetrical waveform is distorted with respect to the ideal waveform S Ideal (t) and has a distortion component. Specifically, the pulse rising waveform f rise (t) has a distortion component (first distortion component), and the pulse falling waveform f fall (t) has a distortion component (second distortion component). .

式（Ｆ）を満たす場合、歪成分は、対称成分ｆｓｙｍ（ｔ）を有しているが（図６（ｄ）参照）、非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）は有していない（図６（ｅ）参照）。 When Expression (F) is satisfied, the distortion component has a symmetric component f sym (t) (see FIG. 6D ), but does not have an asymmetric component f Asym (t) (FIG. 6 ( e)).

対称波形において、立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）とを、アイパターンのように、立ち上がり開始時点と立ち下がり開始時点とを時間軸上で一致させて重ねた場合、立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）とは、遷移時間（立ち上がり時間、立ち下がり時間）が同一であるため、時間軸に対して線対称となる。
換言すると、立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）における歪成分（第１歪成分）と、立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）における歪成分（第２歪成分）とは、時間軸に対して線対称となっており、非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）はゼロとなる。 In the symmetrical waveform, when the rising waveform f rise (t) and the falling waveform f fall (t) are overlapped with the rising start time and the falling start time matched on the time axis like an eye pattern, Since the rising waveform f rise (t) and the falling waveform f fall (t) have the same transition time (rise time, fall time), they are symmetrical with respect to the time axis.
In other words, the distortion component (first distortion component) in the rising waveform f rise (t) and the distortion component (second distortion component) in the falling waveform f fall (t) are axisymmetric with respect to the time axis. The asymmetric component f Asym (t) is zero.

図７は、式（Ｆ）を満たさないパルス波形（非対称波形）を示している。図７（ａ）は、非対称波形Ｓｏｕｔ（ｔ）のアイパターンを示している。このアイパターンは、時間軸に対して非対称となっている。具体的には、図７に示す非対称波形は、パルスの立ち上がり時間よりも、パルスの立ち下がり時間の方が長い波形となっている。 FIG. 7 shows a pulse waveform (asymmetric waveform) that does not satisfy Formula (F). FIG. 7A shows an eye pattern of the asymmetric waveform S out (t). This eye pattern is asymmetric with respect to the time axis. Specifically, the asymmetric waveform shown in FIG. 7 is a waveform in which the pulse fall time is longer than the pulse rise time.

図７（ｂ）は、非対称波形Ｓｏｕｔ（ｔ）の時間軸波形を示し、図６（ｃ）は、対称波形についての理想的な波形ＳＩｄｅａｌ（ｔ）を示し、図６（ｄ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）における対称成分ｆｓｙｍ（ｔ）を示し、図６（ｅ）は、非対称波形における立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）における非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）を示している。 7B shows a time axis waveform of the asymmetric waveform S out (t), FIG. 6C shows an ideal waveform S Ideal (t) for the symmetric waveform, and FIG. FIG. 6E shows the symmetric component f sym (t) in the rising waveform f rise (t) and the falling waveform f fall (t) in the asymmetric waveform, and FIG. 6E shows the rising waveform f rise (t) in the asymmetric waveform and the rising waveform f rise (t). The asymmetric component f Asym (t) in the falling waveform f fall (t) is shown.

図７に示すように、非対称波形も、理想的な波形ＳＩｄｅａｌ（ｔ）に対して歪んでおり、歪成分を有する。具体的には、パルスの立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）に歪成分（第１の歪成分）を有するとともに、パルスの立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）に歪成分（第２の歪成分）を有する。 As shown in FIG. 7, the asymmetric waveform is also distorted with respect to the ideal waveform S Ideal (t) and has a distortion component. Specifically, the pulse rising waveform f rise (t) has a distortion component (first distortion component), and the pulse falling waveform f fall (t) has a distortion component (second distortion component). .

式（Ｆ）を満たさない場合、歪成分は、対称成分ｆｓｙｍ（ｔ）とともに、非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）を有する（図７（ｄ）、図７（ｅ）参照）。 When Expression (F) is not satisfied, the distortion component has an asymmetric component f Asym (t) together with a symmetric component f sym (t) (see FIGS. 7D and 7E ).

［３．２ 非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）の信号特性への影響］
パルスの波形が、アナログ信号としての信号特性（ＡＣＬＲ）へ与える影響を調べるため、シミュレーションを行った。その結果を、以下に示す。
このシミュレーションでは、ΔΣ変調器２５として、６次のＣＲＦＢ構造のバンドパス型ΔΣ変調器を用いた。バンドパス型ΔΣ変調器２５に入力される試験信号は、ＬＴＥ（Long Term Evolution）のＲＦ信号であり、搬送波周波数８００ＭＨｚ、帯域５ＭＨｚ、４キャリアである。つまり、ＲＦ信号としての全帯域は、２０ＭＨｚである。
[3.2 Effect of Asymmetric Component f Asym (t) on Signal Characteristics]
In order to investigate the influence of the pulse waveform on the signal characteristics (ACLR) as an analog signal, a simulation was performed. The results are shown below.
In this simulation, a bandpass type ΔΣ modulator having a 6th-order CRFB structure was used as the ΔΣ modulator 25. The test signal input to the bandpass ΔΣ modulator 25 is an LTE (Long Term Evolution) RF signal, which has a carrier frequency of 800 MHz, a band of 5 MHz, and four carriers. That is, the entire band as the RF signal is 20 MHz.

シミュレーションでは、パルス波形として、遷移時間（立ち上がり時間α及び立ち下り時間βがゼロである理想波形”Ｉｄｅａｌ”、立ち上がり波形及び立ち下がり波形が指数関数である波形”ｅｘｐ（ｘ）”、立ち上がり波形及び立下り波形が双曲線正接関数である波形”ｔａｎｈ（ｘ）”を用いた。   In the simulation, as the pulse waveform, the transition time (ideal waveform “Ideal” in which the rising time α and the falling time β are zero, the waveform “exp (x)” in which the rising waveform and the falling waveform are exponential functions, the rising waveform, and A waveform “tanh (x)” whose falling waveform is a hyperbolic tangent function was used.

ｅｘｐ（ｘ）及びｔａｎｈ（ｘ）については、立ち上がり波形と立下り波形とが、時間軸に対して線対称である対称波形（Ｓｙｍｍ．）と、時間軸に対して非線対称である非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）を用いた。   For exp (x) and tanh (x), a rising waveform and a falling waveform are symmetrical with respect to the time axis (Symm.), and an asymmetric waveform with non-linear symmetry with respect to the time axis. (Asymm.) Was used.

線対称である波形については、立ち上がり時間α及び立ち下り時間βを同一にし（α＝β）、α＝β＝０．２の場合、及び、α＝β＝０．４の場合の２つのケースについてシミュレーションを行った。
非線対称である波形については、立ち上がり時間α及び立ち下り時間βを異ならせ（α≠β）、α＝０．２，β＝０．４の場合、及び、α＝０．４，β＝０．２の場合の２つのケースについてシミュレーションを行った。 For waveforms that are line symmetric, the rise time α and the fall time β are the same (α = β), and α = β = 0.2 and α = β = 0.4. A simulation was performed.
For non-axisymmetric waveforms, the rise time α and fall time β are made different (α ≠ β), and α = 0.2, β = 0.4, and α = 0.4, β = Simulations were performed for two cases of 0.2.

図８において、シミュレーションパラメータ（波形と遷移時間α，β）の定義を、図８に示す。図８において、ｅｘｐ（ｘ）の立ち上がり波形及び立ち下がり波形は、実線で示し、ｔａｎｈ（ｘ）の立ち上がり波形及び立ち下がり波形は、点線で示した。
遷移時間α，βは、単位区間（ＵＩ；unit interval）に対する割合で表される。単位区間は、一つの量子化信号に対応する１パルスの区間であり、その長さは、１／ｆｓである。
立ち上がり時間は、パルスのＬｏｗレベル（−１）からＨｉｇｈレベル（＋１）に至るまでの時間であり、立ち下り時間は、パルスのＨｉｇｈレベル（＋１）からＬｏｗレベル（−１）に至るまでの時間である。 In FIG. 8, the definitions of the simulation parameters (waveforms and transition times α, β) are shown in FIG. In FIG. 8, the rising waveform and falling waveform of exp (x) are indicated by solid lines, and the rising waveform and falling waveform of tanh (x) are indicated by dotted lines.
The transition times α and β are expressed as a ratio to a unit interval (UI). The unit section is a section of one pulse corresponding to one quantized signal, and its length is 1 / fs.
The rise time is the time from the pulse low level (−1) to the high level (+1), and the fall time is the time from the pulse high level (+1) to the low level (−1). It is.

表１のシミュレーション結果において、ＡＣＬＲ１は、隣接チャネル漏洩電力比を示し、ＡＣＬＲ２は、次隣接チャネル漏洩電力比を示す。ＡＣＬＲ１’，ＡＣＬＲ２’は、それぞれ、非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）から、非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）を除去した場合の隣接チャネル漏洩電力比及び次隣接チャネル漏洩電力比である。 In the simulation results of Table 1, ACLR1 indicates the adjacent channel leakage power ratio, and ACLR2 indicates the next adjacent channel leakage power ratio. ACLR1 ′ and ACLR2 ′ are the adjacent channel leakage power ratio and the next adjacent channel leakage power ratio when the asymmetric component f Asym (t) is removed from the asymmetric waveform (Asymm.), Respectively .

表１のシミュレーション結果によれば、対称波形（Ｓｙｍｍ．）については、理想波形ではないｅｘｐ（ｘ），ｔａｎｈ（ｘ）についても、理想波形と同様のＡＣＬＲ１，ＡＣＲＬ２が得られた。また、対称波形（Ｓｙｍｍ．）において、遷移時間α、βの違いは、ＡＣＬＲ１，ＡＣＲＬ２に影響がなかった。
したがって、遷移時間α，βの長短は、信号特性ＡＣＬＲ１，２）にとって重要ではないと考えられる。すなわち、パルス波形が理想波形から歪んでいても、対称波形である限りは、ＡＣＬＲ１，ＡＣＲＬ２は低下しないため、パルス波形に歪成分が含まれること自体は、信号特性に悪影響を与えないと考えられる。 According to the simulation results in Table 1, ACLR1 and ACRL2 similar to the ideal waveform were obtained for exp (x) and tanh (x) which are not ideal waveforms for the symmetric waveform (Symm.). Further, in the symmetric waveform (Symm.), The difference between the transition times α and β had no effect on ACLR1 and ACRL2.
Therefore, it is considered that the lengths of the transition times α and β are not important for the signal characteristics ACLR1, 2). That is, even if the pulse waveform is distorted from the ideal waveform, as long as it is a symmetrical waveform, ACLR1 and ACRL2 do not decrease. Therefore, it is considered that the distortion itself in the pulse waveform does not adversely affect the signal characteristics. .

一方、非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）については、いずれも、対称波形（Ｓｙｍｍ．）の場合よりも、ＡＣＬＲ１，ＡＣＬＲ２が低下した。しかし、それぞれの非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）から、非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）を除去した場合、ＡＣＬＲ１’，ＡＣＬＲ２’は、対称波形（Ｓｙｍｍ．）のＡＣＬＲ１，ＡＣＬＲ２と同じになった。
したがって、ＡＣＬＲ１，ＡＣＬＲ２の劣化は、非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）が原因であることがわかる。 On the other hand, in the case of the asymmetric waveform (Asymm.), ACLR1 and ACLR2 were lower than in the case of the symmetric waveform (Symm.). However, when the asymmetric component f Asym (t) was removed from each asymmetric waveform (Asymm.), ACLR1 ′ and ACLR2 ′ became the same as ACLR1 and ACLR2 of the symmetrical waveform (Symm.).
Therefore, it can be seen that the deterioration of ACLR1 and ACLR2 is caused by the asymmetric component f Asym (t).

図９は、パルス波形”ｅｘｐ（ｘ）”を対称波形（Ｓｙｍｍ．）とした場合のパワースペクトラムを示し、図１０は、パルス波形”ｅｘｐ（ｘ）”を非対称波形（Ａｓｙｍｍ．）とした場合のパワースペクトラムを示している。   9 shows a power spectrum when the pulse waveform “exp (x)” is a symmetric waveform (Symm.), And FIG. 10 shows a case where the pulse waveform “exp (x)” is an asymmetric waveform (Asymm.). Shows the power spectrum.

図９（ａ）は、α＝β＝０．２の１ｂｉｔパルス列Ｓｏｕｔ（ｔ）のパワースペクトルを示し、図９（ｂ）は、α＝β＝０（理想波形）の１ｂｉｔパルス列Ｓｏｕｔ（ｔ）のパワースペクトルを示している。図９によれば、α＝β＝０．２の場合も、α＝β＝０（理想波形）の場合も、パワースペクトラムはほぼ同じである。つまり、α＝β＝０．２にしても、α＝β＝０（理想波形）からの劣化は認められない。   FIG. 9A shows the power spectrum of a 1-bit pulse train Sout (t) with α = β = 0.2, and FIG. 9B shows a 1-bit pulse train Sout (t) with α = β = 0 (ideal waveform). The power spectrum is shown. According to FIG. 9, the power spectrum is almost the same both when α = β = 0.2 and when α = β = 0 (ideal waveform). That is, even when α = β = 0.2, no deterioration from α = β = 0 (ideal waveform) is observed.

図１０（ａ）は、α＝０．２，β＝０．３であるパルス波形”ｅｘｐ（ｘ）”のパワースペクトラムを示し、図１０（ｂ）は、α＝０．２，β＝０．３であるパルス波形”ｅｘｐ（ｘ）”から、非対称成分を除去した場合のパワースペクトラムを示している。   FIG. 10A shows the power spectrum of the pulse waveform “exp (x)” where α = 0.2 and β = 0.3, and FIG. 10B shows α = 0.2 and β = 0. 3 shows the power spectrum when the asymmetric component is removed from the pulse waveform “exp (x)” of .3.

非対称成分を除去する前（図１０（ａ）のパワースペクトラム）では、ＲＦ信号の帯域（７９０ＭＨｚ〜８１０ＭＨｚ）外では、漏洩電力が認められる。一方、非対称成分を除去すると（図１０（ｂ）のパワースペクトラム）では、帯域外の漏洩電力が低下しており、図９（ｂ）と同様のパワースペクトルが得られている。   Before removing the asymmetric component (power spectrum in FIG. 10A), leakage power is recognized outside the RF signal band (790 MHz to 810 MHz). On the other hand, when the asymmetric component is removed (power spectrum in FIG. 10B), the leakage power outside the band is reduced, and the same power spectrum as in FIG. 9B is obtained.

なお、ｔａｈｎ（ｘ）についても、図９及び図１０と同様の測定結果が得られた。
また、ｅｘｐ（ｘ）及びｔａｈｎ（ｘ）以外の他の波形についても確認したところ、同様の結果が得られた。 For tahn (x), the same measurement results as in FIGS. 9 and 10 were obtained.
Further, when other waveforms other than exp (x) and tahn (x) were also confirmed, similar results were obtained.

シミュレーション結果によると、完全な矩形波である理想波形であれば、ＡＣＬＲ１，ＡＣＬＲ２は良好な値が得られる。しかし、より完全な矩形波を生成しようとすると、装置のコスト高を招く。また、矩形波は、多くの高調波成分を有するため好ましくなく、消費電力も増大させる。
したがって、実際の信号変換部７９（ΔΣ変調器２５）としては、完全な矩形波である理想波形ではなく、歪成分を有するパルス波形を出力するものとして構成できれば、好適である。 According to the simulation result, good values can be obtained for ACLR1 and ACLR2 if the waveform is an ideal waveform that is a perfect rectangular wave. However, an attempt to generate a more complete rectangular wave increases the cost of the device. Further, the rectangular wave is not preferable because it has many harmonic components, and power consumption is also increased.
Therefore, it is preferable that the actual signal conversion unit 79 (ΔΣ modulator 25) can be configured to output a pulse waveform having a distortion component instead of an ideal waveform that is a complete rectangular wave.

この点に関し、シミュレーション結果によれば、パルス波形が、歪成分を有していても、時間軸に対して線対称であれば、つまり、非対称成分がなければ、信号特性の劣化を生じさせない。   In this regard, according to the simulation results, even if the pulse waveform has a distortion component, the signal characteristics are not deteriorated if the pulse waveform is line symmetric with respect to the time axis, that is, if there is no asymmetric component.

なお、歪成分が、時間軸に対して実質的に線対称であるとは、完全に線対称である必要はない、という意味である。例えば、ＡＣＬＲ（隣接チャネル漏洩電力比）が４５［ｄＢ］以上となるように歪成分に線対称性があればよい。より好ましくは、４６［ｄＢ］以上となるように、さらに好ましくは、４８［ｄＢ］以上となるように、さらに好ましくは、５０［ｄＢ］以上となるように、さらに好ましくは５５［ｄＢ］以上となるように、さらに好ましくは６０［ｄＢ］以上となるように、歪成分に線対称性があればよい。   Note that that the distortion component is substantially line symmetric with respect to the time axis means that the distortion component does not need to be completely line symmetric. For example, it is sufficient that the distortion component has line symmetry so that ACLR (adjacent channel leakage power ratio) is 45 [dB] or more. More preferably, it is 46 [dB] or more, more preferably 48 [dB] or more, still more preferably 50 [dB] or more, still more preferably 55 [dB] or more. It is sufficient that the distortion component has line symmetry so that it is more preferably 60 [dB] or more.

また、歪成分の対称性は、単位区間（ＵＩ）分の個々のパルスに着目して考える必要はなく、多数の単位区間（ＵＩ）における歪成分の平均で考えれば足りる。   Further, it is not necessary to consider the symmetry of the distortion component by paying attention to individual pulses for the unit interval (UI), and it is sufficient to consider the distortion component average in a large number of unit intervals (UI).

図１１は、図１のΔΣ変調器２５から出力された１ｂｉｔパルス列を実測した結果を示している。図１１（ａ）は実測したアイパターンであり、図１１（ｂ）は実測したパワースペクトラムである。実測したパルス波形（図１１（ａ）のアイパターン）には、非対称成分が含まれており、ＡＣＬＲは４６．１［ｄＢ］であった。   FIG. 11 shows the result of actual measurement of the 1-bit pulse train output from the ΔΣ modulator 25 of FIG. FIG. 11A shows an actually measured eye pattern, and FIG. 11B shows an actually measured power spectrum. The actually measured pulse waveform (eye pattern in FIG. 11A) contains an asymmetric component, and the ACLR was 46.1 [dB].

図１１（ａ）のアイパターンの軌道を数値化して、立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）とを抽出した。抽出した立ち上がり波形ｆｒｉｓｅ（ｔ）と立ち下がり波形ｆｆａｌｌ（ｔ）とから、式（Ｅ）に基づいて、非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）を算出した。
実測したパルス波形から、算出した非対称成分ｆＡｓｙｍ（ｔ）を取り除いて、ＡＣＬＲを再計算すると、ＡＣＬＲは、５２．３［ｄＢ］に改善した。 The trajectory of the eye pattern in FIG. 11A was digitized to extract a rising waveform f rise (t) and a falling waveform f fall (t). From the extracted rising waveform f rise (t) and falling waveform f fall (t), an asymmetric component f Asym (t) was calculated based on the equation (E).
When the calculated asymmetric component f Asym (t) was removed from the measured pulse waveform and the ACLR was recalculated, the ACLR was improved to 52.3 [dB].

［４．符号化部］
図１に示す符号化部７１は、ΔΣ変調器２５から出力される１ｂｉｔパルス列における歪成分及び歪成分の非対称性を抑制する抑制部として機能する。
符号化部７１は、ΔΣ変調器２５から出力された１ｂｉｔパルス列に対して、符号化（ベースバンド伝送路符号化）の処理を実行する。符号化部７１は、ΔΣ変調器２５から出力された１ｂｉｔパルス列において、Ｈｉｇｈ（１）が連続して生じることによる遷移時間のゆらぎを防止するものである。
ΔΣ変調器２５がパルス出力のために有する回路（フリップフロップなど）において、Ｈｉｇｈを出力するためのスイッチング素子（ＭＯＳ−ＦＥＴなど）は、Ｈｉｇｈ（１）が連続している間、常時、ＯＮとなり、当該スイッチング素子を流れる電流によって温度が上昇する。このような状態で、当該スイッチング素子がＯＦＦとなっても、Ｈｉｇｈ（１）からＬｏｗ（−１又は０）に遷移しようとしても、遷移に時間がかかり、立ち下がり遅延時間βが長くなる。その結果、立ち下がり時間βが、立ち上がり時間αよりも長くなり、非対称成分が生じる。 [4. Encoding unit]
The encoding unit 71 illustrated in FIG. 1 functions as a suppression unit that suppresses the distortion component and the asymmetry of the distortion component in the 1-bit pulse train output from the ΔΣ modulator 25.
The encoding unit 71 performs encoding (baseband transmission line encoding) processing on the 1-bit pulse train output from the ΔΣ modulator 25. The encoding unit 71 prevents fluctuations in transition time due to continuous generation of High (1) in the 1-bit pulse train output from the ΔΣ modulator 25.
In a circuit (such as a flip-flop) that the ΔΣ modulator 25 has for pulse output, a switching element (such as a MOS-FET) that outputs High is always ON while High (1) continues. The temperature rises due to the current flowing through the switching element. In such a state, even if the switching element is turned OFF, even if an attempt is made to transition from High (1) to Low (−1 or 0), the transition takes time, and the falling delay time β becomes longer. As a result, the fall time β becomes longer than the rise time α, and an asymmetric component is generated.

そこで、図１に示す符号化部７１は、１ｂｉｔパルス列において連続するＨｉｇｈ（１）を防止する伝送路符号による符号化を行う。
本実施形態の符号化部７１は、ＲＺ（Return Zero）符号による符号化処理を行う。本発明者は、様々なベースバンド伝送路符号化処理のうち、ＲＺ符号化とマンチェスタ符号化であれば、１ｂｉｔパルス列が表現する信号の周波数が変換されるだけで、１ｂｉｔパルス列が表現するアナログ信号のスペクトラムの保存が可能であること実験的に見出した。 Therefore, the encoding unit 71 illustrated in FIG. 1 performs encoding using a transmission line code that prevents high (1) that is continuous in a 1-bit pulse train.
The encoding unit 71 of the present embodiment performs an encoding process using an RZ (Return Zero) code. The inventor of the present invention is an analog signal expressed by a 1-bit pulse train only by converting the frequency of a signal expressed by a 1-bit pulse train if RZ encoding and Manchester encoding among various baseband transmission path encoding processes. It was experimentally found that it is possible to preserve the spectrum.

ＲＺ符号による符号化では、図１２に示すように、０（Ｌｏｗ）が”００”に、１（Ｈｉｇｈ）が”１０”に変換される。ＲＺ符号によって符号化することで、ΔΣ変調器２５の出力（１ｂｉｔパルス列）に１（Ｈｉｇｈ）が連続しても、ＲＺ符号では、１（Ｈｉｇｈ）と０（Ｌｏｗ）の繰り返しとなる。
したがって、ΔΣ変調器２５の出力（１ｂｉｔパルス列）に１（Ｈｉｇｈ）が連続しても、符号化部７１の出力（１ｂｉｔパルス列）には、連続する１（Ｈｉｇｈ）の発生が抑えられる。
その結果、ΔΣ変調器２５では、連続する１（Ｈｉｇｈ）によるフリップフロップの発熱というΔΣ変調器２５内の内部要因によって、歪成分に非対称性が生じても、符号化部７１から出力される１ｂｉｔパルス列では、連続する１（Ｈｉｇｈ）が抑えられているため、歪成分の非対称性も抑えられる。 In the encoding by the RZ code, as shown in FIG. 12, 0 (Low) is converted to “00” and 1 (High) is converted to “10”. By encoding with the RZ code, even if 1 (High) continues to the output (1-bit pulse train) of the ΔΣ modulator 25, the RZ code repeats 1 (High) and 0 (Low).
Therefore, even if 1 (High) continues to the output (1-bit pulse train) of the ΔΣ modulator 25, generation of continuous 1 (High) is suppressed in the output (1 bit pulse train) of the encoding unit 71.
As a result, the ΔΣ modulator 25 outputs 1 bit output from the encoding unit 71 even if an asymmetry occurs in the distortion component due to an internal factor in the ΔΣ modulator 25 such as heat generation of the flip-flop due to continuous 1 (High). In the pulse train, since continuous 1 (High) is suppressed, the asymmetry of the distortion component is also suppressed.

マンチェスタ符号による符号化では、図１３に示すように、０（Ｌｏｗ）が”０１”に、１（Ｈｉｇｈ）が”１０”に変換される。マンチェスタ符号によって符号化することで、ΔΣ変調器２５の出力（１ｂｉｔパルス列）に１（Ｈｉｇｈ）が連続しても、マンチェスタ符号では、１（Ｈｉｇｈ）と０（Ｌｏｗ）の繰り返しとなる。   In the encoding by the Manchester code, as shown in FIG. 13, 0 (Low) is converted to “01” and 1 (High) is converted to “10”. By encoding with the Manchester code, even if 1 (High) continues to the output (1-bit pulse train) of the ΔΣ modulator 25, the Manchester code repeats 1 (High) and 0 (Low).

したがって、ΔΣ変調器２５の出力（１ｂｉｔパルス列）に１（Ｈｉｇｈ）が連続しても、符号化部７１の出力（１ｂｉｔパルス列）には、連続する１（Ｈｉｇｈ）の発生が抑えられる。
その結果、ΔΣ変調器２５では、連続する１（Ｈｉｇｈ）によるフリップフロップの発熱というΔΣ変調器２５内の内部要因によって、歪成分に非対称性が生じても、符号化部７１から出力される１ｂｉｔパルス列では、連続する１（Ｈｉｇｈ）が抑えられているため、歪成分の非対称性も抑えられる。 Therefore, even if 1 (High) continues to the output (1-bit pulse train) of the ΔΣ modulator 25, generation of continuous 1 (High) is suppressed in the output (1 bit pulse train) of the encoding unit 71.
As a result, the ΔΣ modulator 25 outputs 1 bit output from the encoding unit 71 even if an asymmetry occurs in the distortion component due to an internal factor in the ΔΣ modulator 25 such as heat generation of the flip-flop due to continuous 1 (High). In the pulse train, since continuous 1 (High) is suppressed, the asymmetry of the distortion component is also suppressed.

図１２に示すように、パルスのＨｉｇｈ（１）とＬｏｗ（０）を、＋１［Ｖ］と０［Ｖ］とで表現する場合、ΔΣ変調器２５の出力ｄに対してＲＺ符号化処理（ΔΣ変調器出力ｄとクロックＣＬＫとの論理積（ｄ ＡＮＤ ＣＬＫ））を実行した結果と、ΔΣ変調器２５の出力ｄとクロックＣＬＫとの算術積（ｄ×ＣＬＫ）と、が一致する。   As shown in FIG. 12, when High (1) and Low (0) of a pulse are expressed by +1 [V] and 0 [V], an RZ encoding process ( A result obtained by executing a logical product (d AND CLK) of the ΔΣ modulator output d and the clock CLK coincides with an arithmetic product (d × CLK) of the output d of the ΔΣ modulator 25 and the clock CLK.

また、図１３に示すように、パルスのＨｉｇｈ（１）とＬｏｗ（０）を、＋１［Ｖ］と−１［Ｖ］で表現する場合、ΔΣ変調器２５の出力ｄに対してマンチェスタ符号化処理を実行した結果と、ΔΣ変調器の出力ｄとクロックＣＬＫとの算術積（ｄ×ＣＬＫ）と、は、０，１が反転していることを除き、一致する。なお、マンチェスタ符号化処理は、ΔΣ変調器出力ｄとクロックＣＬＫとの排他的論理和（ｄ ＸＯＲ ＣＬＫ）を反転したものに対応する。   As shown in FIG. 13, when High (1) and Low (0) of a pulse are expressed by +1 [V] and −1 [V], Manchester encoding is performed on the output d of the ΔΣ modulator 25. The result of the processing and the arithmetic product (d × CLK) of the output d of the ΔΣ modulator and the clock CLK coincide with each other except that 0 and 1 are inverted. The Manchester encoding process corresponds to the inverse of the exclusive OR (d XOR CLK) of the ΔΣ modulator output d and the clock CLK.

図１４に示すように、アナログ信号において、周波数ｆ１（ｄ）の信号と周波数ｆ２（ＣＬＫ）との算術積は、周波数ｆ１＋ｆ２及びｆ１−ｆ２への周波数変換となる。
したがって、ΔΣ変調器２５から出力されるパルスに対するＲＺ符号化及びマンチェスタ符号化は、アナログ信号としては、周波数変換を行っていることになる。 As shown in FIG. 14, in the analog signal, the arithmetic product of the signal of frequency f1 (d) and frequency f2 (CLK) is frequency conversion to frequencies f1 + f2 and f1-f2.
Therefore, the RZ encoding and the Manchester encoding for the pulse output from the ΔΣ modulator 25 perform frequency conversion as an analog signal.

図１５に、ΔΣ変調器２５の出力（１ｂｉｔパルス列）、ΔΣ変調器２５の出力をＲＺ符号化したもの、ΔΣ変調器２５の出力をマンチェスタ符号化したもの、それぞれのスペクトラムを示す。図１５より、ＲＺ符号化・マンチェスタ符号化のいずれにおいても、周波数変換（周波数シフト）がされているだけで、スペクトラムは保存されている。   FIG. 15 shows the spectrums of the output of the ΔΣ modulator 25 (1-bit pulse train), the output of the ΔΣ modulator 25 that is RZ-encoded, the output of the ΔΣ modulator 25 that is Manchester-encoded, and the respective spectra. From FIG. 15, in both RZ encoding and Manchester encoding, the spectrum is preserved only by the frequency conversion (frequency shift).

ただし、ＲＺ符号では、どの周波数においても、ほぼ同一レベルで出力されるのに対し、マンチェスタ符号では、ＤＣ成分（周波数＝０）が無くなっており、低周波成分が抑制される一方、高周波成分が強調され、全体としてＶ字状のスペクトラムとなっている。
これは、マンチェスタ符号では、０（Ｌｏｗ）が”０１”に、１（Ｈｉｇｈ）が”１０”に変換されるため、ΔΣ変調器２５からどのような信号が出力されても、０と１（２種類のｂｉｔ値）が同頻度で発生することになるため、ＤＣ成分を含む低周波成分が減少し、しかも、０と１の変化が高頻度で起きるため高周波成分が増加しているものと考えられる。
これに対し、ＲＺ符号では、０と１（２種類のｂｉｔ値）の頻度は、異なるため、マンチェスタ符号のように低周波成分が抑制されることはない。なお、ＲＺ符号では、符号化前よりも、連続する０が増加するため、ＤＣ成分は増加する。 However, while the RZ code outputs at almost the same level at any frequency, the Manchester code eliminates the DC component (frequency = 0) and suppresses the low frequency component, while the high frequency component is reduced. As a whole, the spectrum is V-shaped.
This is because, in Manchester code, 0 (Low) is converted to “01” and 1 (High) is converted to “10”. Therefore, no matter what signal is output from the ΔΣ modulator 25, 0 and 1 ( 2 types of bit values) are generated at the same frequency, so that the low frequency component including the DC component is reduced, and the change between 0 and 1 occurs frequently, so that the high frequency component is increased. Conceivable.
On the other hand, in the RZ code, since the frequencies of 0 and 1 (two types of bit values) are different, the low frequency component is not suppressed as in the Manchester code. Note that, in the RZ code, since consecutive 0s increase compared to before encoding, the DC component increases.

このように、マンチェスタ符号では、低周波側において比較的小さな出力しか得られず不利であり、この観点からは、ＲＺ符号のほうが有利である。
また、符号化部７１からマンチェスタ符号を出力しようとすると、より高い周波数の信号を扱う必要があるため、符号化部７１を含む信号変換部７０及びデジタル信号処理部２１は、ＲＺ符号を出力する場合に比べて、より高速に動作しなければならない。一方、符号化部７１からＲＺ符号を出力する場合には、より低速に動作するものでよいため、符号化部７１を含む信号変換部７０及びデジタル信号処理部２１に要求される性能を緩和することができる。 Thus, the Manchester code is disadvantageous because only a relatively small output can be obtained on the low frequency side. From this point of view, the RZ code is more advantageous.
Further, when the Manchester code is to be output from the encoding unit 71, it is necessary to handle a signal having a higher frequency. Therefore, the signal conversion unit 70 and the digital signal processing unit 21 including the encoding unit 71 output the RZ code. Compared to the case, it must operate faster. On the other hand, when the RZ code is output from the encoding unit 71, it may be operated at a lower speed. Therefore, the performance required for the signal conversion unit 70 and the digital signal processing unit 21 including the encoding unit 71 is reduced. be able to.

図１６は、ＲＺ符号化処理を行う符号化部７１の構成例を示している。図１６において符号化部７１は、ＡＮＤ回路７１１として構成されている。ＡＮＤ回路７１１の入力には、ΔΣ変調器２５の出力（サンプリング周波数ｆｓ）と、クロック（ｆｓの２倍の周波数の矩形パルス）とが与えられる。なお、クロックは、ｆｓのｎ倍（ｎは２以上の整数）の周波数であってもよい。ｎを変化させることで、周波数変換量を変化させることができる。クロックの周波数は、ΔΣ変調器２５の出力の周波数に応じて、制御部３５にて決定される。
なお、符号化部７１がマンチェスタ符号化処理を行う場合には、ＡＮＤ回路７１１に代えて、ＸＯＲ回路およびＮＯＴ回路を採用すればよい。 FIG. 16 illustrates a configuration example of the encoding unit 71 that performs the RZ encoding process. In FIG. 16, the encoding unit 71 is configured as an AND circuit 711. The input of the AND circuit 711 is supplied with the output of the ΔΣ modulator 25 (sampling frequency fs) and the clock (rectangular pulse having a frequency twice as high as fs). The clock may have a frequency n times fs (n is an integer of 2 or more). By changing n, the amount of frequency conversion can be changed. The frequency of the clock is determined by the control unit 35 according to the frequency of the output of the ΔΣ modulator 25.
When the encoding unit 71 performs Manchester encoding processing, an XOR circuit and a NOT circuit may be employed instead of the AND circuit 711.

図１７（ａ）は、符号化処理を行う符号化部７１の他の構成例を示している。図１７（ａ）の符号化部７１は、ルックアップテーブル７１２を有している。符号化部７１は、ルックアップテーブル７１２を参照して、符号化処理を行うため、論理回路（ＡＮＤ回路）を用いた処理よりも高速化が可能である。   FIG. 17A illustrates another configuration example of the encoding unit 71 that performs the encoding process. The encoding unit 71 in FIG. 17A has a lookup table 712. Since the encoding unit 71 performs an encoding process with reference to the lookup table 712, the encoding unit 71 can be faster than a process using a logic circuit (AND circuit).

図１７（ｂ）に示すように、ルックアップテーブル７１２には、ΔΣ変調器２５の出力における２種類のビット値（０と１）それぞれに応じた伝送路符号化値を規定している。ＲＺ符号の場合、ΔΣ変調器２５の出力が”０”であれば、ＲＺ符号化値は”００”であり、ΔΣ変調器２５の出力が”１”であれば、ＲＺ符号化値は”０１”である。   As shown in FIG. 17B, the look-up table 712 defines transmission line coded values corresponding to two types of bit values (0 and 1) in the output of the ΔΣ modulator 25. In the case of the RZ code, if the output of the ΔΣ modulator 25 is “0”, the RZ encoded value is “00”, and if the output of the ΔΣ modulator 25 is “1”, the RZ encoded value is “ 01 ”.

また、ルックアップテーブル７１２には、ＲＺ符号化値だけでなく、マンチェスタ符号化値も格納されている。
マンチェスタ符号の場合、ΔΣ変調器２５の出力が”０”であれば、マンチェスタ符号化値は”０１”であり、ΔΣ変調器２５の出力が”１”であれば、マンチェスタ符号化値は”１０”である。
符号化部７１が、ＲＺ符号化値を参照するか、マンチェスタ符号化値を参照するかは、制御部３５からの制御信号に応じて決定される。
なお、ルックアップテーブル７１２には、ＲＺ符号化値だけを格納していてもよい。また、マンチェスタ符号化値だけを格納することも可能である。 The lookup table 712 stores not only the RZ encoded value but also the Manchester encoded value.
In the case of Manchester code, if the output of the ΔΣ modulator 25 is “0”, the Manchester encoded value is “01”, and if the output of the ΔΣ modulator 25 is “1”, the Manchester encoded value is “ 10 ″.
Whether the encoding unit 71 refers to the RZ encoded value or the Manchester encoded value is determined according to a control signal from the control unit 35.
Note that the lookup table 712 may store only the RZ encoded value. It is also possible to store only the Manchester encoded value.

前述のように、マンチェスタ符号は、低周波側では出力が小さくなるものの、高周波側において大きな出力を得られる。したがって、高周波側では、ＲＺ符号よりもマンチェスタ符号を用いたほうが大きな出力を得ることができる。逆に、低周波側では、マンチェスタ符号よりもＲＺ符号のほうが大きな出力を得ることができる。
そこで、出力する周波数によって、符号化処理を切り替えて実行することが好ましい。制御部３５は、最終的に出力されるＲＦ信号の周波数を決定するとともに、その周波数に応じて、符号化部７１において実行される符号化処理の種類を決定し、符号化処理の種類を指定する制御信号を符号化部７１に与える。符号化部７１は、制御信号に応じて、符号化処理を切り替えて実行することができる。 As described above, the Manchester code has a small output on the low frequency side, but can obtain a large output on the high frequency side. Therefore, on the high frequency side, a larger output can be obtained by using the Manchester code than the RZ code. Conversely, on the low frequency side, the RZ code can obtain a larger output than the Manchester code.
Therefore, it is preferable to switch and execute the encoding process according to the output frequency. The control unit 35 determines the frequency of the RF signal to be finally output, determines the type of encoding process executed in the encoding unit 71 according to the frequency, and designates the type of encoding process A control signal to be transmitted is supplied to the encoding unit 71. The encoding unit 71 can switch and execute the encoding process according to the control signal.

複数の符号化処理を選択的に切り替えて実行する場合、図１７（ｂ）に示すようにルックアップテーブル７１２において複数の種類の符号化値を規定しておくことで、符号化部７１では、複数の異なる伝送路符号化処理を実行するのが容易となる。
例えば、複数の符号化処理それぞれに対応した複数の論理回路（ＡＮＤ回路及びＸＯＲ回路）を用意しておき、複数の論理回路を使い分けようとした場合、回路規模が大きくなる。これに対し、ルックアップテーブル７１２において複数の種類の符号化値を規定する場合には、符号化処理によってルックアップテーブル７１２の内容が異なるだけで、符号化部７１としての回路構成は共通化できる。 When a plurality of encoding processes are selectively switched and executed, by defining a plurality of types of encoded values in the lookup table 712 as shown in FIG. It becomes easy to execute a plurality of different transmission path encoding processes.
For example, when a plurality of logic circuits (AND circuit and XOR circuit) corresponding to each of a plurality of encoding processes are prepared and a plurality of logic circuits are used properly, the circuit scale increases. On the other hand, when a plurality of types of encoded values are defined in the lookup table 712, the circuit configuration as the encoding unit 71 can be shared only by changing the contents of the lookup table 712 depending on the encoding process. .

なお、ルックアップテーブル７１２に規定する符号化値としては、ΔΣ変調器２５の出力”０”に対して、”１０”、ΔΣ変調器２５の出力”１”に対して、”０１”であってもよい。
また、ルックアップテーブル７１２に規定する他の符号化値としては、ΔΣ変調器２５の出力”０”に対して、”１１”、ΔΣ変調器２５の出力”１”に対して、”０１”であってもよい。
さらに、ルックアップテーブル７１２に規定する他の符号化値としては、ΔΣ変調器２５の出力”０”に対して、”００”、ΔΣ変調器２５の出力”１”に対して、”０１”であってもよい。 Note that the encoded values defined in the lookup table 712 are “10” for the output “0” of the ΔΣ modulator 25 and “01” for the output “1” of the ΔΣ modulator 25. May be.
Other encoded values defined in the lookup table 712 include “11” for the output “0” of the ΔΣ modulator 25 and “01” for the output “1” of the ΔΣ modulator 25. It may be.
Further, other encoded values defined in the lookup table 712 include “00” for the output “0” of the ΔΣ modulator 25 and “01” for the output “1” of the ΔΣ modulator 25. It may be.

さらに、ルックアップテーブル７１２に規定する符号化値は、２ｂｉｔである必要はなく、それ以上のビット数であってもよい。
例えば、ルックアップテーブル７１２に規定する他の符号化値としては、ΔΣ変調器２５の出力”０”に対して、”０１０１”、ΔΣ変調器２５の出力”１”に対して、”１０１０”であってもよい。 Furthermore, the encoded value defined in the look-up table 712 does not need to be 2 bits, and may have a larger number of bits.
For example, other encoded values defined in the lookup table 712 include “0101” for the output “0” of the ΔΣ modulator 25 and “1010” for the output “1” of the ΔΣ modulator 25. It may be.

これらいずれの符号化値であっても、符号化処理は、ＲＦ信号に対する周波数変換となる。   For any of these encoded values, the encoding process is frequency conversion for the RF signal.

図１８は、ΔΣ変調器２５及び符号化部７１の他の構成例を示している。図１８において、ΔΣ変調器２５は、量子化器２８のシリアル出力（１ｂｉｔ量子化信号）を、パラレルに変換するシリアル−パラレル変換部２９を有している。図１８のシリアル−パラレル変換部２９は、４ｂｉｔパラレル信号に変換するものであるが、パラレル信号のビット数は特に限定されるものではなく、例えば，８ｂｉｔパラレルであってもよい。
パラレル出力となった１ｂｉｔ量子化信号は、信号速度が低速となるため、信号の取り扱いが容易となる。
なお、ΔΣ変調器２５は、シリアル−パラレル変換部２９を備えることで、パラレル出力をするように構成するほか、量子化器２８自体が、パラレルの量子化信号を出力するよう構成されていてもよい。 FIG. 18 illustrates another configuration example of the ΔΣ modulator 25 and the encoding unit 71. In FIG. 18, the ΔΣ modulator 25 has a serial-parallel conversion unit 29 that converts the serial output (1-bit quantized signal) of the quantizer 28 into parallel. The serial-parallel converter 29 in FIG. 18 converts the signal into a 4-bit parallel signal, but the number of bits of the parallel signal is not particularly limited, and may be, for example, 8-bit parallel.
Since the signal speed of the 1-bit quantized signal that has become a parallel output is low, the signal can be easily handled.
Note that the ΔΣ modulator 25 includes the serial-parallel converter 29 so as to perform parallel output, and the quantizer 28 itself may be configured to output a parallel quantized signal. Good.

ΔΣ変調器２５から出力されたパラレルの１ｂｉｔ量子化信号は、符号化部７１に与えられる。
符号化部７１は、ΔΣ変調器２５から出力されたパラレルの１ｂｉｔ量子化信号（４ｂｉｔ）それぞれに、並列的に０信号を追加するよう構成されているとともに、０信号が追加された８ｂｉｔのパラレル信号をシリアル信号に変換するパラレル−シリアル変換部７１３を備えている。 The parallel 1-bit quantized signal output from the ΔΣ modulator 25 is provided to the encoding unit 71.
The encoding unit 71 is configured to add a 0 signal in parallel to each of the parallel 1-bit quantized signals (4 bits) output from the ΔΣ modulator 25, and an 8-bit parallel to which the 0 signal is added. A parallel-serial conversion unit 713 that converts a signal into a serial signal is provided.

符号化部７１において、０信号を並列的に追加することは、パラレルでのＲＺ符号化処理に相当する。０信号を追加するだけでよいため、ＲＺ符号化処理を容易に行える。
そして、パラレルでのＲＺ符号化処理が施された８ｂｉｔパラレル信号を、パラレル−シリアル変換部７１３にてシリアル信号に変換することで、符号化処理が施された１ｂｉｔ量子化信号のシリアル信号が得られる。 In the encoding unit 71, adding the 0 signal in parallel corresponds to RZ encoding processing in parallel. Since only the 0 signal needs to be added, the RZ encoding process can be performed easily.
Then, the serial signal of the 1-bit quantized signal subjected to the encoding process is obtained by converting the 8-bit parallel signal subjected to the parallel RZ encoding process into a serial signal by the parallel-serial conversion unit 713. It is done.

図１９は、符号化部７１のさらに他の構成例を示している。なお、図１９のΔΣ変調器２５は、図１８のΔΣ変調器２５と同様に、１ｂｉｔ量子化信号をパラレル出力するよう構成されている。   FIG. 19 shows still another configuration example of the encoding unit 71. The ΔΣ modulator 25 in FIG. 19 is configured to output a 1-bit quantized signal in parallel, similarly to the ΔΣ modulator 25 in FIG.

図１９の符号化部７１は、図１８の符号化図７１と同様に、パラレル−シリアル変換部７１３を備えているほか、ルックアップテーブル７１４ａ〜７１４ｄを備えている。これらのルックアップテーブル７１４ａ〜７１４ｄそれぞれは、図１７のルックアップテーブル７１２と同様のものである。
符号化部７１は、制御部３５からの制御信号によって、ルックアップテーブル７１４ａ〜７１４ｄのＲＺ符号化値を参照するか、マンチェスタ符号化値を参照するかを決定し、符号化処理を行う。パラレル信号それぞれについて、ルックアップテーブル７１４ａ〜７１４ｄを参照した符号化処理によって、４ｂｉｔパラレルの１ｂｉｔ量子化信号が、８ｂｉｔパラレルの信号となる。８ｂｉｔパラレルの信号は、パラレル−シリアル変換部７１３にてシリアル信号に変換され、符号化処理が施された１ｂｉｔ量子化信号のシリアル信号が得られる。
パラレル信号に対して符号化処理を行うことで、ルックアップテーブル７１４ａ〜７１４ｄを参照して行われる符号化処理を低速で行うことができ有利である。 The encoding unit 71 in FIG. 19 includes the parallel-serial conversion unit 713 and the lookup tables 714a to 714d as in the encoding FIG. 71 in FIG. Each of these lookup tables 714a to 714d is the same as the lookup table 712 in FIG.
The encoding unit 71 determines whether to refer to the RZ encoded value of the lookup tables 714a to 714d or the Manchester encoded value based on the control signal from the control unit 35, and performs the encoding process. With respect to each parallel signal, a 4-bit parallel 1-bit quantized signal becomes an 8-bit parallel signal by encoding processing with reference to the lookup tables 714a to 714d. The 8-bit parallel signal is converted into a serial signal by the parallel-serial conversion unit 713, and a serial signal of a 1-bit quantized signal subjected to encoding processing is obtained.
By performing the encoding process on the parallel signal, the encoding process performed with reference to the look-up tables 714a to 714d can be advantageously performed at a low speed.

［５ 付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 [5 Notes]
The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the meanings described above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.

１ システム
２５ ΔΣ変調器（変換器）
３２ アナログフィルタ
７０ 信号変換装置
７１ 符号化部
７１２ ルックアップテーブル
７１３ パラレル−シリアル変換部 1 System 25 ΔΣ modulator (converter)
32 Analog filter 70 Signal converter 71 Encoding unit 712 Look-up table 713 Parallel-serial conversion unit

Claims (12)

帯域伝送方式のアナログ信号を表現する１ｂｉｔ量子化信号を出力する変換器と、
前記１ｂｉｔ量子化信号に対するベースバンド伝送路符号化処理を実行する符号化部と、を備え、
前記ベースバンド伝送路符号化処理は、前記アナログ信号に対する周波数変換となる処理であるとともに、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のｂｉｔ値の出現頻度が異なるように符号化されるベースバンド伝送路符号化処理である
ことを特徴とする信号変換装置。 A converter that outputs a 1-bit quantized signal representing an analog signal of a band transmission system;
An encoding unit that performs baseband transmission line encoding processing on the 1-bit quantized signal,
The baseband transmission line encoding process is a process that is a frequency conversion for the analog signal, and a baseband transmission line code that is encoded so that appearance frequencies of two types of bit values in the 1-bit quantized signal are different. The signal conversion device characterized by the above-mentioned. 前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号に対する第１ベースバンド伝送路符号化処理及び前記１ｂｉｔ量子化信号に対する第２ベースバンド伝送路符号化処理を、選択的に切り替えて実行可能であり、
前記第１ベースバンド伝送路符号化処理は、前記アナログ信号に対する周波数変換となる処理であるとともに、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のｂｉｔ値の出現頻度が異なるように符号化されるベースバンド伝送路符号化処理であり、
前記第２ベースバンド伝送路符号化処理は、前記アナログ信号に対する周波数変換となる処理であるとともに、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のｂｉｔ値の出現頻度が同じになるように符号化されるベースバンド伝送路符号化処理である
請求項１記載の信号変換装置。 The encoding unit can selectively switch and execute a first baseband transmission line encoding process for the 1-bit quantized signal and a second baseband transmission line encoding process for the 1-bit quantized signal,
The first baseband transmission line encoding process is a process that is a frequency conversion for the analog signal, and the baseband transmission is encoded so that the appearance frequencies of two types of bit values in the 1-bit quantized signal are different. Road encoding processing,
The second baseband transmission line encoding process is a process that is a frequency conversion for the analog signal, and a base that is encoded so that the appearance frequencies of two types of bit values in the 1-bit quantized signal are the same. The signal conversion apparatus according to claim 1, wherein the signal conversion apparatus is band transmission path encoding processing. 前記符号化部は、前記第１ベースバンド伝送路符号化処理及び前記第２ベースバンド伝送路符号化処理を、前記アナログ信号の周波数に応じて選択的に切り替えて実行する
請求項２記載の信号変換装置。 The signal according to claim 2, wherein the encoding unit selectively executes the first baseband transmission path encoding process and the second baseband transmission path encoding process according to the frequency of the analog signal. Conversion device. 前記第１ベースバンド伝送路符号化処理は、ＲＺ符号化処理である
請求項２又は３記載の信号変換装置。 The signal conversion apparatus according to claim 2, wherein the first baseband transmission path encoding process is an RZ encoding process. 前記第２ベースバンド伝送路符号化処理は、マンチェスタ符号化処理である
請求項２〜４のいずれか１項に記載の信号変換装置。 The signal conversion apparatus according to any one of claims 2 to 4, wherein the second baseband transmission path encoding process is a Manchester encoding process. 前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに応じた伝送路符号化値を規定したルックアップテーブルを有し、前記ルックアップテーブルに基づいて、ベースバンド伝送路符号化処理を実行する
請求項１〜５のいずれか１項に記載の信号変換装置。 The encoding unit has a lookup table that defines transmission channel encoding values corresponding to two types of bit values in the 1-bit quantized signal, and baseband transmission channel encoding based on the lookup table The signal conversion apparatus according to claim 1, wherein the process is executed. 前記変換器は、前記１ｂｉｔ量子化信号を、パラレル出力するよう構成され、
前記符号化部は、パラレルの前記１ｂｉｔ量子化信号に対して、ベースバンド伝送路符号化処理を実行するよう構成されているとともに、ベースバンド伝送路符号化処理されたパラレルの信号をシリアルに変換して出力するパラレル−シリアル変換部を備えている
請求項１〜６のいずれか１項に記載の信号変換装置。 The converter is configured to output the 1-bit quantized signal in parallel;
The encoding unit is configured to perform baseband transmission path encoding processing on the parallel 1-bit quantized signal, and converts the parallel signal subjected to baseband transmission path encoding processing to serial The signal converter of any one of Claims 1-6 provided with the parallel-serial conversion part which carries out and outputs. 前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに応じた伝送路符号化値を規定したルックアップテーブルを有し、
前記ルックアップテーブルは、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに対して複数の伝送路符号化値が規定されており、
前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに対して規定された複数の伝送路符号化値のいずれかを選択して、ベースバンド伝送路符号化処理を実行する
請求項７記載の信号変換装置。 The encoding unit includes a look-up table that defines transmission path encoding values corresponding to two types of bit values in the 1-bit quantized signal,
In the lookup table, a plurality of transmission line encoding values are defined for each of two types of bit values in the 1-bit quantized signal,
The encoding unit selects one of a plurality of transmission path encoding values defined for each of two types of bit values in the 1-bit quantized signal, and executes baseband transmission path encoding processing. Item 8. The signal converter according to Item 7. 帯域伝送方式のアナログ信号を表現する１ｂｉｔ量子化信号を出力する変換器と、
前記１ｂｉｔ量子化信号に対するベースバンド伝送路符号化処理を実行する符号化部と、を備え、
前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに応じた伝送路符号化値を規定したルックアップテーブルを有し、前記ルックアップテーブルに基づいて、ベースバンド伝送路符号化処理を実行する
ことを特徴とする信号変換装置。 A converter that outputs a 1-bit quantized signal representing an analog signal of a band transmission system;
An encoding unit that performs baseband transmission line encoding processing on the 1-bit quantized signal,
The encoding unit has a lookup table that defines transmission channel encoding values corresponding to two types of bit values in the 1-bit quantized signal, and baseband transmission channel encoding based on the lookup table The signal converter characterized by performing a process. 帯域伝送方式のアナログ信号を表現する１ｂｉｔ量子化信号を出力する変換器と、
前記１ｂｉｔ量子化信号に対するベースバンド伝送路符号化処理を実行する符号化部と、を備え、
前記変換器は、前記１ｂｉｔ量子化信号を、パラレル出力するよう構成され、
前記符号化部は、パラレルの前記１ｂｉｔ量子化信号に対して、ベースバンド伝送路符号化処理を実行するよう構成されているとともに、ベースバンド伝送路符号化処理されたパラレルの信号をシリアルに変換して出力するパラレル−シリアル変換部を備えている
ことを特徴とする信号変換装置。 A converter that outputs a 1-bit quantized signal representing an analog signal of a band transmission system;
An encoding unit that performs baseband transmission line encoding processing on the 1-bit quantized signal,
The converter is configured to output the 1-bit quantized signal in parallel;
The encoding unit is configured to perform baseband transmission path encoding processing on the parallel 1-bit quantized signal, and converts the parallel signal subjected to baseband transmission path encoding processing to serial A signal conversion device comprising a parallel-serial conversion unit that outputs the signal. 前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに応じた伝送路符号化値を規定したルックアップテーブルを有し、
前記ルックアップテーブルは、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに対して複数の伝送路符号化値が規定されており、
前記符号化部は、前記１ｂｉｔ量子化信号における２種類のビット値それぞれに対して規定された複数の伝送路符号化値のいずれかを選択して、ベースバンド伝送路符号化処理を実行する
請求項１０記載の信号変換装置。 The encoding unit includes a look-up table that defines transmission path encoding values corresponding to two types of bit values in the 1-bit quantized signal,
In the lookup table, a plurality of transmission line encoding values are defined for each of two types of bit values in the 1-bit quantized signal,
The encoding unit selects one of a plurality of transmission path encoding values defined for each of two types of bit values in the 1-bit quantized signal, and executes baseband transmission path encoding processing. Item 11. A signal converter according to Item 10. 請求項１記載の信号変換装置を備え、
前記ベースバンド伝送路符号化処理が施された前記１ｂｉｔ量子化信号を送信する
ことを特徴とする送信機。 A signal conversion device according to claim 1,
Transmitting the 1-bit quantized signal that has been subjected to the baseband transmission path encoding process.
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