JP2013254718A - Lighting device, headlight and vehicle - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直列に接続された複数の光源の中で点灯させる光源の数を切換可能な点灯装置および前照灯、車両に関する。 The present invention relates to a lighting device, a headlamp, and a vehicle that can switch the number of light sources to be turned on among a plurality of light sources connected in series.
近年、省エネルギ化や長寿命化が期待されるＬＥＤ（発光ダイオード）などの固体光源が急速に普及してきており、たとえば車両用の前照灯においても、ハロゲンランプや高輝度放電灯などに代えてＬＥＤが用いられることがある。また、前照灯などの用途に用いられる点灯装置は、通常、少なくとも走行用前照灯（ハイビーム）とすれ違い用前照灯（ロービーム）とを切換可能となるように、複数の光源の中で点灯させる光源の数を切換可能に構成されている。 In recent years, solid-state light sources such as LEDs (light-emitting diodes), which are expected to save energy and prolong life, are rapidly spreading. For example, in a vehicle headlamp, a halogen lamp or a high-intensity discharge lamp is used instead. LED may be used. In addition, a lighting device used for a headlamp or the like usually has a plurality of light sources so that at least a traveling headlamp (high beam) and a passing headlamp (low beam) can be switched. The number of light sources to be lit is configured to be switchable.
この種の点灯装置として、直列に接続された複数の光源を用い、一の光源と並列且つ他の光源と直列に接続されたトランジスタ（スイッチ）を備えた構成の装置が知られている（たとえば特許文献１参照）。特許文献１に記載の点灯装置は、一の光源を選択しない、つまり他の光源のみを点灯させる場合、トランジスタをオン（導通）させることで一の光源の両端間を短絡させる。特許文献１に記載の構成によれば、それぞれの光源に対して個別の電源回路（スイッチングレギュレータ）を設けることなく、複数の光源のうちの一部の光源の点灯、消灯を切換可能である。
As this type of lighting device, there is known a device using a plurality of light sources connected in series and having a transistor (switch) connected in parallel with one light source and connected in series with another light source (for example, Patent Document 1). In the lighting device described in
ところで、特許文献１に記載の構成では、トランジスタがオンして光源の一部を消灯させると、電源回路の出力端間において直列に接続される光源数が減少するため、必要な負荷電圧は低下する。つまり、トランジスタがターンオンした直後に、電源回路の出力（負荷）インピーダンスは瞬時に低下することになる。ただし、電源回路は、たとえば出力段に設けられているコンデンサの影響で、トランジスタがオンしてから出力電圧が低下するまでに時間遅れを生じ、その結果、光源に供給する電流を絞りきれず、過大なサージ電流を生じることがある。このようなサージ電流は、ＬＥＤなどの光源素子の異常発熱による特性劣化（光量低下）、光源素子の熱破壊や配線溶断による立ち消えや不点灯等の原因となり得る。また、負荷の急峻な変動は、リンギングなどの不安定な出力を電源回路が生じる原因ともなり得る。
By the way, in the configuration described in
これに対して、特許文献２に記載の点灯装置は、抵抗およびコンデンサを用いた積分回路を、トランジスタ（ＦＥＴ）の制御端子（ゲート）に接続している。この点灯装置は、トランジスタ（ＦＥＴ）をオン（導通）させる際、積分回路の時定数によりトランジスタの制御信号が徐々に増加し、トランジスタの導通電流が徐々に増えて最終的に光源を短絡させる。この構成では、トランジスタがオンするときの電源回路の出力インピーダンスの低下を緩やかにすることで、光源に流れるサージ電流のピーク値を低減できる。
On the other hand, in the lighting device described in
ところで、上述したような構成の点灯装置では、トランジスタがオフすると、トランジスタに並列接続されている光源が点灯するので、電源回路の出力インピーダンスは急激に上昇することになる。ただし、電源回路は、トランジスタがオフしてから出力電圧が上昇するまでに時間遅れを生じ、その結果、光源に供給する電流を増加しきれず、点灯中の光源に流れる電流が減少する。 By the way, in the lighting device having the above-described configuration, when the transistor is turned off, the light source connected in parallel to the transistor is turned on, so that the output impedance of the power supply circuit increases rapidly. However, the power supply circuit has a time delay from when the transistor is turned off until the output voltage rises. As a result, the current supplied to the light source cannot be increased, and the current flowing to the light source that is lit decreases.
ここで、特許文献２に記載の構成では、制御端子に積分回路が接続されているから、トランジスタが完全にオフするまではトランジスタにも導通電流が流れ、電源回路の出力インピーダンスはより高い状態になって、点灯中の光源に流れる電流がさらに低下する。特に、トランジスタと並列接続された光源においては、本来、流れるべき電流の一部がトランジスタに流れ続けるため、この光源に流れる電流は極端に小さくなって、光量の立ち上がりが遅れる。
Here, in the configuration described in
本発明は上記事由に鑑みて為されており、サージ電流を抑制しつつ、トランジスタがオフする際の光源の光量の低下を抑制できる点灯装置および前照灯、車両を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above-described reasons, and an object thereof is to provide a lighting device, a headlamp, and a vehicle that can suppress a decrease in the amount of light of a light source when a transistor is turned off while suppressing a surge current. .
本発明の点灯装置は、第１の光源ブロックと第２の光源ブロックとが直列接続されている光源群に対して電力を供給する電源回路と、前記第２の光源ブロックに並列に接続されるトランジスタと、前記トランジスタの制御端子に入力される制御信号により前記トランジスタを制御する制御部とを有し、前記制御信号が所定の閾値を超えて前記トランジスタがオンすることによって前記第２の光源ブロックをバイパスして前記第２の光源ブロックを消灯させるバイパス回路とを備え、前記制御部は、前記トランジスタがオフで前記第２の光源ブロックが点灯する状態から前記第２の光源ブロックを消灯させる状態に移行する場合、前記制御信号を、第１の期間においては前記閾値より大きく且つ前記トランジスタを能動領域で動作させる第１の設定値に設定し、前記第１の期間の終了後に前記第１の設定値より大きく且つ前記トランジスタを飽和領域で動作させる第２の設定値に設定することを特徴とする。 The lighting device of the present invention is connected in parallel to a power supply circuit that supplies power to a light source group in which a first light source block and a second light source block are connected in series, and the second light source block. The second light source block having a transistor and a control unit that controls the transistor by a control signal input to a control terminal of the transistor, and the transistor is turned on when the control signal exceeds a predetermined threshold value. A bypass circuit that turns off the second light source block by turning off the second light source block from a state in which the transistor is turned off and the second light source block is turned on. In the first period, the control signal is larger than the threshold value in the first period and the transistor operates in the active region. Set value, and setting the second set value for operating the larger and the transistor than the first set value after the end of the first period in the saturation region.
この点灯装置において、前記制御部は、前記第１の期間の直前に設定されている第２の期間において、前記制御信号を、前記閾値より小さい第３の設定値に設定することが望ましい。 In the lighting device, it is preferable that the control unit sets the control signal to a third set value smaller than the threshold value in a second period set immediately before the first period.
この点灯装置において、前記制御部は、前記第１の期間において、前記制御信号を前記第１の設定値に設定する際、前記制御信号を時間経過に伴って所定の時定数で増加させることがより望ましい。 In the lighting device, the control unit may increase the control signal with a predetermined time constant as time passes when the control signal is set to the first set value in the first period. More desirable.
この点灯装置において、前記バイパス回路は、前記トランジスタの温度を検出する温度検出部を有し、前記制御部は、前記温度検出部で検出される温度の変化に応じて、前記第１の設定値の大きさを変化させることがより望ましい。 In the lighting device, the bypass circuit includes a temperature detection unit that detects a temperature of the transistor, and the control unit is configured to change the first set value according to a change in temperature detected by the temperature detection unit. It is more desirable to change the size of.
この点灯装置において、前記バイパス回路は、前記トランジスタを流れる電流の大きさを検出する検出回路を有し、前記制御部は、前記検出回路で検出される電流の大きさに応じて、前記第１の設定値の大きさを変化させることがより望ましい。 In the lighting device, the bypass circuit includes a detection circuit that detects a magnitude of a current flowing through the transistor, and the control unit is configured to detect the first current according to the magnitude of the current detected by the detection circuit. It is more desirable to change the magnitude of the set value.
この点灯装置において、前記バイパス回路は、前記トランジスタを流れる電流の大きさを検出する検出回路を有し、前記制御部は、前記検出回路で検出される電流の大きさに応じて、前記第１の期間の長さを変化させることがより望ましい。 In the lighting device, the bypass circuit includes a detection circuit that detects a magnitude of a current flowing through the transistor, and the control unit is configured to detect the first current according to the magnitude of the current detected by the detection circuit. It is more desirable to change the length of the period.
本発明の前照灯は、上記点灯装置と、車両に取り付けられる灯具本体とを備えることを特徴とする。 The headlamp according to the present invention includes the lighting device and a lamp body attached to a vehicle.
本発明の車両は、上記前照灯を備えることを特徴とする。 A vehicle according to the present invention includes the headlamp.
本発明は、制御信号を、第１の期間においては閾値より大きく且つトランジスタを能動領域で動作させる第１の設定値に設定し、第１の期間の終了後に第１の設定値より大きく且つトランジスタを飽和領域で動作させる第２の設定値に設定する。したがって、サージ電流を抑制しつつ、トランジスタがオフする際の光源の光量の低下を抑制できる、という利点がある。 The present invention sets the control signal to a first set value that is greater than the threshold value in the first period and causes the transistor to operate in the active region, and is greater than the first set value after the end of the first period and the transistor Is set to the second set value for operating in the saturation region. Therefore, there is an advantage that it is possible to suppress a decrease in the light amount of the light source when the transistor is turned off while suppressing the surge current.
（構成例１）
本構成例の点灯装置１０は、図２に示すように、直流電源１の出力を入力として光源群５に電力供給する電力変換回路２と、光源群５の点灯状態の切り換えを指示する切換回路３と、後述するバイパス回路４とを備えている。なお、直流電源１は、バッテリなどであってもよいし、商用電源のような交流電源の出力電圧を整流、平滑して直流電圧に変換する電源回路であってもよい。
(Configuration example 1)
As shown in FIG. 2, the
光源群５は、固体光源であるＬＥＤ（発光ダイオード）が複数ずつ直列に接続された第１の光源ブロック５１と第２の光源ブロック５２とで構成されている。第１の光源ブロック５１および第２の光源ブロック５２は、図２の例では各々３個ずつのＬＥＤが直列に接続されて構成されており、さらにこれら２つの光源ブロック５１，５２が電力変換回路２の出力端間に直列に接続されて光源群５を構成している。ここでは、両光源ブロック５１，５２は、第１の光源ブロック５１が電力変換回路２の高電位側、第２の光源ブロック５２が電力変換回路２の低電位（回路グランド）側となるように接続されている。
The
電力変換回路２は、直流電源１からの直流電圧を、光源群５の安定点灯に必要な大きさの直流電圧に変換するフライバック型のＤＣ／ＤＣ変換回路（コンバータ）からなる。図２の例では、電力変換回路２は、フライバックトランス２１の一次巻線およびスイッチング素子２２の直列回路が直流電源１の出力端間に接続され、フライバックトランス２１の二次巻線の両端間にダイオード２３およびコンデンサ２４が直列に接続されて構成される。また、図２の例では、電力変換回路２は、入力段においてフライバックトランス２１の一次巻線およびスイッチング素子２２の直列回路と並列に接続されたコンデンサ２５と、出力段においてコンデンサ２４と光源群５との間に挿入された電流検出用の抵抗２６とを備える。
The
この電力変換回路２は、直流電源１から供給される電力を、Ｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor）からなるスイッチング素子２２にて高周波で断続させる。このようなスイッチング素子２２のスイッチング動作により、電力変換回路２は、負荷（光源群５）に出力する電圧を、入力電圧に対し昇圧または降圧させる。なお、電力変換回路２の出力段に設けられた平滑用のコンデンサ２４は、出力電圧のリプルを低減する。
The
さらに、本構成例の点灯装置１０は、電力変換回路２を制御する制御回路６が設けられている。ここでは、制御回路６は、後述するバイパス回路４のトランジスタ４１を制御する制御部と兼用されている。
Further, the
制御回路６は、電力変換回路２の出力（電圧、電流）を検出し、検出結果に応じて電力変換回路２のスイッチング素子２２を駆動する機能を有している。ここでは、制御回路６は、コンデンサ２４の両端電圧から電力変換回路２の出力電圧を検出し、抵抗２６の両端電圧から電力変換回路２の出力電流を検出しており、光源群５に定電流（あるいは定電力）が供給されるように電力変換回路２を制御する。
The
具体的には、制御回路６は、スイッチング素子２２のデューティ比やスイッチング周波数を調節し、電力変換回路２の出力電流を定電流に保つようにＰＷＭ（Pulse WidthModulation）制御を行う。このように、点灯装置１０は、電力変換回路２にて定電流制御を行うことにより、光源群５に流す電流を一定に維持して光源群５を安定点灯させる。要するに、電力変換回路２と制御回路６とは、光源群５に対して電力を供給する電源回路を構成する。なお、以下では点灯装置１０から負荷である光源群５に流れる電流、つまり電力変換回路２の出力電流を負荷電流という。
Specifically, the
切換回路３は、第１のスイッチ１１と第２のスイッチ１２とを介して直流電源１に接続されており、第１のスイッチ１１と第２のスイッチ１２との両方がオフの状態では、電力変換回路２への電力供給自体を遮断するように構成されている。制御回路６は、第１のスイッチ１１がオンすると、駆動信号にてスイッチング素子２２を駆動して電力変換回路２の動作を開始させる。なお、直流電源１には、第１のスイッチ１１を介して制御電源回路７が接続されており、制御電源回路７は、第１のスイッチ１１がオンの状態で、制御回路６に動作用電源を供給する。
The switching circuit 3 is connected to the
ところで、本構成例の点灯装置１０は、電力変換回路２の動作中において、直列接続された光源ブロック５１，５２のうちの第１の光源ブロック５１については常時点灯させ、第２の光源ブロック５２は選択的に点灯させるように構成されている。すなわち、点灯装置１０は、光源群５のうち第１の光源ブロック５１については、第１のスイッチ１１がオンであれば点灯させ、第２の光源ブロック５２については、第１のスイッチ１１と第２のスイッチ１２との両方がオンの場合のみ点灯させる。つまり、点灯装置１０は、第２の光源ブロック５２については、第２のスイッチ１２のオン、オフに応じて、バイパス回路４にて点灯、消灯を切り換えることが可能である。
By the way, in the
バイパス回路４は、第２の光源ブロック５２をバイパスする短絡用のトランジスタ４１と、トランジスタ４１を制御する制御部とを有している。ここでいうトランジスタ４１は、制御端子に入力される制御信号に応じてオン、オフする構成であればよく、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated GateBipolar Transistor）、ＦＥＴ（電界効果型トランジスタ）を含んでいる。本構成例では、バイパス回路４の制御部は、制御回路６にて兼用されているが、制御回路６とは別に設けられていてもよい。
The
トランジスタ４１は、第２の光源ブロック５２と並列に接続され、且つ第１の光源ブロック５１と直列に接続されている。本構成例においては、トランジスタ４１はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴからなる。トランジスタ４１は、制御端子であるゲートに入力される制御信号によってドレイン−ソース間のインピーダンスが変化する。このトランジスタ４１は、第１の光源ブロック５１と第２の光源ブロック５２との接続点にドレインが接続され、第２の光源ブロック５のカソード側の端子にソースが接続されている。
The
バイパス回路４は、制御回路（制御部）６の駆動出力端子が、抵抗４２，４３の直列回路を介して回路グランドに接続されており、抵抗４２と抵抗４３との接続点がトランジスタ４１の制御端子であるゲートに接続されている。ここでいう駆動出力端子は、制御回路６においてバイパス回路４を駆動するための駆動出力を生じる端子である。したがって、トランジスタ４１は、制御回路６の駆動出力を抵抗４２，４３で分圧した電圧（抵抗４３の両端電圧）が、制御信号（ゲート電圧）としてゲートに入力されることになり、制御信号が所定の閾値を超えるとオンし、制御信号が閾値を下回るとオフする。なお、ここでいうゲート電圧は、トランジスタ４１のゲート−ソース間電圧を意味している。
In the
言い換えれば、バイパス回路４は、第１のスイッチ１１のみがオンでトランジスタ４１がオフのときには、第１および第２の両方の光源ブロック５１，５２に電力変換回路２からの出力電流を流して、両光源ブロック５１，５２を点灯させる。一方、バイパス回路４は、第２のスイッチ１２がオンしトランジスタ４１をオンすることにより、電力変換回路２の出力電流をトランジスタ４１にてバイパスし、第２の光源ブロック５２に流れる電流を略ゼロにして第２の光源ブロック５２を消灯させる。このとき、点灯装置１０は、電力変換回路２からの出力電流を第１の光源ブロック５１のみに流して、第１の光源ブロック５１のみを点灯させることになる。つまり、電力変換回路２の出力電流（負荷電流）は、第１の光源ブロック５１を流れる電流と一致する。
In other words, when only the
次に、本構成例の点灯装置１０の動作について、図３を参照して説明する。なお、図３では、横軸を時間軸とし、第２のスイッチ１２のオン・オフの別を（ａ）、トランジスタ４１のゲート電圧を（ｂ）、第１の光源ブロック５１を流れる電流（負荷電流）Ｉ１を（ｃ）、第２の光源ブロック５２を流れる電流Ｉ２を（ｄ）に表している。
Next, operation | movement of the
点灯装置１０は、光源ブロック５１，５２の両方が点灯している状態から、図３（ａ）に示すように時刻Ｔａにて第２のスイッチ１２がオフすると、制御回路６から出力される制御信号（ゲート電圧）が立ち上がり、トランジスタ４１がターンオンする。このとき、ゲート電圧は、図３（ｂ）に示すように閾値Ｖｔｈよりも大きい値Ｖｍａｘに設定される。そのため、点灯装置１０は、トランジスタ４１がオンして第２の光源ブロック５２の両端間を短絡するので、図３（ｄ）に示すように第２の光源ブロック５２を消灯させ、第１の光源ブロック５１のみ点灯状態を維持する。
The
この場合、トランジスタ４１が時刻Ｔａでターンオンした直後に、電力変換回路２の出力（負荷）インピーダンスは瞬時に低下することになる。ただし、電力変換回路２はコンデンサ２４等の影響で、トランジスタ４１がオンしてから出力電圧が低下するまでに時間遅れを生じ、その結果、光源群５に供給する電流を絞りきれず、図３（ｃ）のように第１の光源ブロック５１の電流Ｉ１にサージ電流が発生する。サージ電流のピーク値Ｉｍａｘは、光源群５やトランジスタ４１の特性、電力変換回路２の出力性能等によって異なるが、一例として光源群５の定格電流が１Ａ程度、トランジスタ４１の導通抵抗が１０ｍΩ程度の場合、少なくとも定格電流の５〜６倍程度に達する。
In this case, immediately after the
（構成例２）
本構成例の点灯装置１０は、トランジスタ４１のゲートに接続された抵抗４３と並列にコンデンサ（図示せず）を付加し、抵抗４２，４３とコンデンサとによる積分回路（充放電回路）を構成した点で構成例１の点灯装置１０と相違する。以下、構成例１と同様の構成については、共通の符号を付して適宜説明を省略する。
(Configuration example 2)
In the
すなわち、本構成例の点灯装置１０は、コンデンサの両端電圧が、制御信号としてトランジスタ４１のゲートに入力されることになり、この制御信号が閾値Ｖｔｈを超えるとトランジスタ４１がオンする。
That is, in the
次に、本構成例の点灯装置１０の動作について、図４を参照して説明する。なお、図４では、横軸を時間軸とし、第２のスイッチ１２のオン・オフの別を（ａ）、トランジスタ４１のゲート電圧を（ｂ）、第１の光源ブロック５１を流れる電流（負荷電流）Ｉ１を（ｃ）、第２の光源ブロック５２を流れる電流Ｉ２を（ｄ）に表している。
Next, operation | movement of the
点灯装置１０は、光源ブロック５１，５２の両方が点灯している状態から、図４（ａ）に示すように時刻Ｔｂ１にて第２のスイッチ１２がオフすると、制御回路６からの駆動出力が立ち上がり、トランジスタ４１がターンオンする。このとき、制御回路６の駆動出力が立ち上がると、トランジスタ４１のゲートに印加されるゲート電圧（制御信号）は、図４（ｂ）に示すように上記積分回路の時定数に応じて、時間経過に伴って所定の傾きを持って上昇する。
When the
トランジスタ４１は、時刻Ｔｂ２にてゲート電圧が閾値Ｖｔｈに達するとターンオンするが、この状態では能動領域にあるので、出力端子（ドレイン−ソース）間の導通抵抗値がゲート電圧の上昇に応じて徐々に低下する。つまり、本構成例では、トランジスタ４１のゲート電圧の大きさに応じて導通抵抗値が変化するＭＯＳＦＥＴの特性を利用して、ターンオン時の電力変換回路２の出力（負荷）インピーダンスの低下の傾き（低下率）を構成例１に比べて緩やかにできる。
The
したがって、図４（ｃ）のように第１の光源ブロック５１を流れる電流Ｉ１に発生するサージ電流のピーク値Ｉｍａｘは、構成例１の場合に比べて低減される。その後、ゲート電圧がさらに上昇して時刻Ｔｂ３にて駆動出力の最大値Ｖｍａｘまで上昇すると、トランジスタ４１は能動領域から飽和領域に移行し、ターンオンを終了する。
Therefore, as shown in FIG. 4C, the peak value Imax of the surge current generated in the current I1 flowing through the first
しかし、本構成例の点灯装置１０においては、トランジスタ４１のゲートに接続されている積分回路は、トランジスタ４１のターンオン時だけでなく、トランジスタ４１のターンオフ時におけるゲート電圧にも影響する。そのため、図４のように時刻Ｔｂ４で第２のスイッチ１２がオンして第２の光源ブロック５２を再点灯する場合、点灯装置１０は、積分回路の影響でトランジスタ４１のゲート電圧が時定数に応じて徐々に低下し、トランジスタ４１の導通抵抗が徐々に上昇する。その一方で、第２の光源ブロック５２を再点灯する場合、点灯装置１０は、電力変換回路２の出力（負荷）インピーダンスが急激に上昇するため、光源群５に供給する電流を増加しきれず、図４（ｃ）に示すように第１の光源ブロック５１に流れる電流Ｉ１が減少する。
However, in the
この際、本構成例では、トランジスタ４１は完全にオフするまでの間にも導通抵抗を有しているので、電力変換回路２の出力インピーダンスはより高い状態になって第１の光源ブロック５１に流れる電流（負荷電流）Ｉ１がより一層減少する。さらに、トランジスタ４１が完全にオンするまでの間、本来、第２の光源ブロック５２に流れるべき電流の一部がトランジスタ４１に流れ続けることになるので、図４（ｄ）に示すように、第２の光源ブロック５２を流れる電流Ｉ２は極端に低くなる。
At this time, in the present configuration example, since the
以上より、本構成例の点灯装置１０においては以下に示す（１）〜（４）のような問題がある。
（１）点灯装置１０は、積分回路に起因して第２の光源ブロック５２の点灯、消灯の切り換えに時間遅れが生じる。
（２）点灯装置１０は、第２の光源ブロック５２を再点灯する際に、負荷電流が減少した状態となり、光源群５にて十分な光量が得られない。特に、第２の光源ブロック５２の光量が低下し、結果的に、第２の光源ブロック５２の光の立ち上がりが遅くなる。
（３）点灯装置１０は、トランジスタ４１のターンオフ時のスイッチング損失が大きく、部品の発熱量が多くなる可能性がある。
（４）点灯装置１０は、積分回路の時定数が固定されていると、トランジスタ４１の温度が上昇して閾値Ｖｔｈが低下した場合、ゲート電圧の上昇の傾きが大きい（つまり立ち上がりが急な）タイミングでターンオンすることになる。この場合、点灯装置１０は、積分回路にてゲート電圧の立ち上がりを緩やかにしたことによるメリットが十分に得られず、第１の光源ブロック５１を流れる電流に発生するサージ電流のピーク値Ｉｍａｘが、大きくなる可能性がある。一方で、積分回路において、トランジスタ４１の温度が上昇した場合まで考慮した時定数を設定すると、常温時や低温時におけるトランジスタ４１のターンオン、ターンオフに要する時間が長くなり、上記（１）、（２）の問題がより顕著になる。
As described above, the
(1) In the
(2) When the
(3) The
(4) In the
（実施形態１）
本実施形態の点灯装置１０は、バイパス回路４が第２の光源ブロック５２を点灯状態から消灯状態に移行させる際、トランジスタ４１の制御信号（ゲート電圧）を第１の設定値と第２の設定値との２値で切り換える点が構成例１の点灯装置１０と相違する。以下、構成例１と同様の構成については、共通の符号を付して適宜説明を省略する。なお、ここでは第１の光源ブロック５１と第２の光源ブロック５２とは同じ電流で点灯すると仮定する。
(Embodiment 1)
In the
本実施形態においては、点灯装置１０は、図１に示すように、制御電源回路７（図２参照）に代えて、第１の設定電圧（設定値）Ｖ１を発生する第１の制御電源回路７１と、第２の設定電圧（設定値）Ｖ２を発生する第２の制御電源回路７２とを備えている。さらに、バイパス回路４は、第１の制御電源回路７１の出力に接続された逆流防止用のダイオード４４とコンデンサ４５との直列回路と、コンデンサ４５に並列接続された第１のスイッチ素子４６と第２のスイッチ素子４７との直列回路とを備えている。
In the present embodiment, as shown in FIG. 1, the
また、この点灯装置１０のバイパス回路４は、ダイオード４４とコンデンサ４５との接続点と、第２の制御電源回路７２との間に挿入された切換スイッチ４８をさらに備えている。なお、図１の例では、制御回路６から駆動信号を受けて電力変換回路２のスイッチング素子２２を駆動する駆動回路２２０が設けられ、第２の制御電源回路７２の出力電圧が駆動回路２２０にも印加されている。
The
第１のスイッチ素子４６はＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴからなり、第２のスイッチ素子４７はＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴからなり、第１のスイッチ素子４６のドレインと第２のスイッチ素子４７のドレインとが互いに接続されている。第１のスイッチ素子４６のソースは第１の制御電源回路７１に接続され、第２のスイッチ素子４７のソースは回路グランドに接続され、第１のスイッチ素子４６のゲートと第２のスイッチ素子４７のゲートとは、制御回路６の駆動出力端子に別々に接続されている。
The
ここで、第１のスイッチ素子４６のドレイン（第２のスイッチ素子４７のドレイン）は、抵抗４２を介してトランジスタ４１の制御端子であるゲートに接続されている。なお、制御回路６は、第１のスイッチ素子４６と第２のスイッチ素子４７とを択一的にオンするように構成されており、第１のスイッチ素子４６と第２のスイッチ素子４７とが同時にオンすることはない。
Here, the drain of the first switch element 46 (the drain of the second switch element 47) is connected to the gate which is the control terminal of the
切換スイッチ４８は、ＮＰＮ型のトランジスタからなり、コレクタが第２の制御電源回路７２に接続され、エミッタがコンデンサ４５に接続され、ベースが制御回路６の切換出力端子に接続されている。ここでいう切換出力端子は、制御回路６において第１の設定電圧Ｖ１と第２の設定電圧Ｖ２とを切り換えるための切換出力を生じる端子である。
The
ところで、通常、ＭＯＳＦＥＴは、ゲート電圧が１０Ｖ程度で駆動（オン）する１０Ｖ駆動系と、５Ｖ程度（メーカにより４〜６Ｖ程度に設定）で駆動（オン）する５Ｖ駆動系に大別されるが、導通損失を低減するにはゲート電圧は極力高いほうが望ましい。特に、車両用の前照灯に用いられる点灯装置１０のように、周囲温度の上限値が高い（１０５℃程度）エンジンルーム内に配置され、且つ小型化が求められる点灯装置では、回路の熱暴走を防止するため、回路損失の低減が大きな課題である。そのため、本実施形態では、電力変換回路２のスイッチング素子２２並びにバイパス回路４のトランジスタ４１として用いられるＭＯＳＦＥＴには、１０Ｖ駆動系が用いられていると仮定する。１０Ｖ駆動系のＭＯＳＦＥＴのゲート電圧の閾値は２〜４Ｖ程度であり、以下では閾値Ｖｔｈ＝４Ｖと仮定する。
By the way, MOSFETs are generally divided into a 10V drive system that is driven (turned on) at a gate voltage of about 10V and a 5V drive system that is driven (turned on) at about 5V (set to about 4 to 6V by the manufacturer). In order to reduce conduction loss, it is desirable that the gate voltage is as high as possible. In particular, in a lighting device that is disposed in an engine room having a high upper limit of the ambient temperature (about 105 ° C.) and that is required to be miniaturized, such as the
この場合、スイッチング素子２２およびトランジスタ４１にゲート電圧を印加するための電圧源として機能する第２の制御電源回路７２は、１０Ｖを超える出力電圧を発生するように構成される。具体的には、第２の制御電源回路７２は、たとえば６〜２０Ｖ程度の範囲で変化する直流電源（たとえばバッテリ）１の出力電圧を入力とする昇降圧チョッパ回路からなり、その出力である第２の設定電圧Ｖ２が１１〜１３Ｖの範囲で一定となる電圧源を構成する。
In this case, the second control
一方で、制御回路６としてＩＣ（集積回路）やマイコン（マイクロコンピュータ）が用いられている場合、制御回路６の電源電圧として一般的に５Ｖ程度の電圧が必要になるため、本実施形態では第１の制御電源回路７１にて制御回路６の電源を構成している。具体的には、第１の制御電源回路７１は、たとえば直流電源（たとえばバッテリ）１の出力電圧を入力とする降圧チョッパ回路からなり、その出力である第１の設定電圧Ｖ１が５Ｖで一定となる電圧源を構成する。なお、第１の制御電源回路７１および第２の制御電源回路７２は、上述した具体構成に限らず、たとえば第１の制御電源回路７１は第２の制御電源回路７２の出力（Ｖ２）を入力とし第１の設定電圧Ｖ１を出力するドロッパ回路であってもよい。
On the other hand, when an IC (integrated circuit) or a microcomputer (microcomputer) is used as the
このように、第１の制御電源回路７１が出力する第１の設定電圧Ｖ１と第２の制御電源回路７２が出力する第２の設定電圧Ｖ２とは大きさが異なっており、且つ第１の設定電圧Ｖ１よりも第２の設定電圧Ｖ２の方が大きく設定されている。また、第１の設定電圧Ｖ１はトランジスタ４１の閾値Ｖｔｈを僅かに超える程度の電圧に設定され、トランジスタ４１は、制御信号（ゲート電圧）が第１の設定電圧Ｖ１にあれば能動領域で動作し、制御信号が第２の設定電圧Ｖ２にあれば飽和領域で動作する。ここでいう能動領域は、制御信号の変化に応じて導通抵抗が可変となる動作領域であり、飽和領域は、制御信号の大きさによらず導通抵抗が略ゼロになる動作領域である。ただし、閾値Ｖｔｈが一定でなく、トランジスタ４１の温度や素子ばらつきにより、ある程度の範囲で変化する場合、第１の設定電圧Ｖ１は閾値Ｖｔｈの最大値を僅かに超える値に設定される。
As described above, the first set voltage V1 output from the first control
上記構成によれば、バイパス回路４は、制御回路６からの駆動出力にて第１のスイッチ素子４６および第２のスイッチ素子４７を個別にオン・オフ制御し、また制御回路６からの切換出力にて切換スイッチ４８をオン・オフ制御する。ここで、バイパス回路４は、第１のスイッチ素子４６がオンで第２のスイッチ素子４７がオフのとき、トランジスタ４１のゲートにコンデンサ４５の両端電圧が印加されることになる。このとき、切換スイッチ４８がオフであればトランジスタ４１のゲートに第１の設定電圧Ｖ１（＜Ｖ２）が印加され、切換スイッチ４８がオンであればトランジスタ４１のゲートに第２の設定電圧Ｖ２（＞Ｖ１）が印加される。なお、バイパス回路４は、第１のスイッチ素子４６がオフで第２のスイッチ素子４７がオンのとき、トランジスタ４１のゲートが回路グランドに接続され、ゲート電圧は略ゼロになる。
According to the above configuration, the
次に、本実施形態の点灯装置１０の動作について、図５を参照して説明する。なお、図５では、横軸を時間軸とし、第２のスイッチ１２のオン・オフの別を（ａ）、切換スイッチ４８のオン・オフの別を（ｂ）に表している。また、図５では、トランジスタ４１のゲート電圧を（ｃ）、第１の光源ブロック５１を流れる電流（負荷電流）Ｉ１を（ｄ）、第２の光源ブロック５２を流れる電流Ｉ２を（ｅ）に表している。
Next, operation | movement of the
点灯装置１０は、光源ブロック５１，５２の両方が点灯している状態から、図５（ａ）に示すように時刻Ｔ１にて第２のスイッチ１２がオフすると、制御回路６からの駆動出力により第１のスイッチ素子４６をオンする。このとき、制御回路６は切換スイッチ４８をオフに維持している。そのため、コンデンサ４５は、第１の制御電源回路７１の出力（第１の設定電圧Ｖ１）にて瞬時に充電され、その両端電圧が第１の設定電圧Ｖ１まで上昇する。したがって、トランジスタ４１は、第１のスイッチ素子４６を介して第１の設定電圧Ｖ１がゲートに印加されることになる。ここで、トランジスタ４１は、ゲート電圧の閾値Ｖｔｈが４Ｖであるから、第１の設定電圧Ｖ１（＝５Ｖ）がゲートに印加されることにより、（ダイオード４４の電圧降下分を考慮しても）ターンオンする。
When the
これにより、時刻Ｔ１において、トランジスタ４１は、瞬時にターンオンするものの、ゲート電圧は第１の設定電圧Ｖ１（＝５Ｖ）に制限されるため、出力端子（ドレイン−ソース）間の導通抵抗が比較的高い状態に維持される。したがって、トランジスタ４１のターンオン時における電力変換回路２の出力（負荷）インピーダンスの変化は緩やかになり、図５（ｄ）のように第１の光源ブロック５１を流れる電流Ｉ１に発生するサージ電流のピーク値Ｉｍａｘは、構成例１に比べて低減される。ここでは、サージ電流のピークＩｍａｘは、光源群５に用いられているＬＥＤの破損等が生じない程度の十分低い値にまで低減される。
Thus, at time T1, the
その後、点灯装置１０は、回路動作が十分安定した段階（時刻Ｔ２）で、制御回路６からの切換出力により切換スイッチ４８をオンする。これにより、コンデンサ４５は、第２の制御電源回路７２の出力（第２の設定電圧Ｖ２）にて瞬時に充電され、その両端電圧が第２の設定電圧Ｖ２まで上昇する。したがって、トランジスタ４１は、時刻Ｔ２においてゲート電圧が第２の設定電圧Ｖ２まで引き上げられることになり、導通抵抗が十分に低い状態となって、導通損失が低下する。
Thereafter, the
要するに、トランジスタ４１は、第２のスイッチ１２がオフした時刻Ｔ１から所定時間が経過するまでの第１の期間（Ｔ１〜Ｔ２）においては、制御信号が第１の設定電圧Ｖ１に維持されることで能動領域にて動作する。一方、トランジスタ４１は、第１の期間が終了した時刻Ｔ２後には、制御信号が第２の設定電圧Ｖ２に変化することで能動領域から飽和領域に移行し、飽和領域にて動作する。なお、制御回路６は、第１の期間（Ｔ１〜Ｔ２）の長さに関しては、光源群５の仕様によって適宜設定されていればよいが、本実施形態では一例として数百μｓ程度に設定されている。
In short, in the
また、図５のように時刻Ｔ３で第２のスイッチ１２をオンし第２の光源ブロック５２を再点灯する場合、点灯装置１０は、制御回路６からの駆動信号により第１のスイッチ素子４６をオフ、第２のスイッチ素子４７をオンし、さらに切換スイッチ４８をオフする。そのため、トランジスタ４１は、ゲート電圧が瞬時に略ゼロまで低下し、比較的短時間でターンオフが完了する。したがって、この点灯装置１０によれば、上記構成例２で問題となっていたような光源群５の光量の低下や第２の光源ブロック５２の光の立ち上がりの時間遅れを抑制できる。
In addition, when the
以上説明した本実施形態の点灯装置１０によれば、トランジスタ４１がターンオンする際には、ターンオン期間の開始から所定時間に亘る第１の期間においては、トランジスタ４１の制御信号が閾値Ｖｔｈを僅かに超える程度の第１の設定電圧Ｖ１に制限される。そのため、点灯装置１０は、第１の期間においては、第１の光源ブロック５１を流れる電流Ｉ１に発生するサージ電流のピーク値Ｉｍａｘが上記構成例１に比べて低減されることになる。
According to the
また、点灯装置１０は、第１の期間の終了後には、トランジスタ４１の制御信号が第２の設定電圧Ｖ２（＞Ｖ１）に引き上げられるので、トランジスタ４１の導通抵抗が十分に低い状態となり、トランジスタ４１の導通損失を抑制することができる。
Further, since the control signal of the
さらにまた、本実施形態の点灯装置１０によれば、トランジスタ４１のターンオフ時には、第１のスイッチ素子４６をオフしてトランジスタ４１の制御信号を瞬時に遮断することで、比較的短時間でトランジスタ４１のターンオフを完了することができる。したがって、この点灯装置１０は、第２の光源ブロック５２の再点灯時における光源群５の光量の低下や第２の光源ブロック５２の光の立ち上がりの時間遅れを抑制できる。
Furthermore, according to the
なお、点灯させる光源ブロックの数を切り換えるために、光源ブロックごとに個別の電力変換回路を設けることも考えられるが、その場合には、電力変換回路が複数必要となり、点灯装置の大型化や回路の複雑化、コストの上昇を招く。これに対して、本実施形態の点灯装置１０は、単一の電力変換回路２の出力に複数の光源ブロック５１，５２を直列接続し、一部の光源ブロック５２に並列接続されたトランジスタ４１にて点灯させる光源ブロックの数を切り換える。そのため、本実施形態の点灯装置１０によれば、大型化や回路の複雑化、コストの上昇を回避できる。
In order to switch the number of light source blocks to be lit, it is conceivable to provide individual power conversion circuits for each light source block. However, in that case, a plurality of power conversion circuits are required, which increases the size and circuit of the lighting device. Increase in complexity and cost. On the other hand, in the
ところで、本実施形態の点灯装置１０は、第２の設定電圧Ｖ２として第２の制御電源回路７２の出力を用いているが、この例に限らず、たとえば直流電源（たとえばバッテリ）１の出力電圧を逆流防止用ダイオードで取り出して第２の設定電圧Ｖ２としてもよい。
By the way, the
なお、本実施形態では、トランジスタ４１に１０Ｖ駆動系のＭＯＳＦＥＴを用い、トランジスタ４１を駆動するための電源として第１の制御電源回路７１と第２の制御電源回路７２とを用いる場合を例示したが、これは一例に過ぎない。すなわち、上記実施形態とは閾値Ｖｔｈの異なるトランジスタをトランジスタ４１として用いることもでき、このトランジスタの閾値Ｖｔｈに応じて、出力の異なる制御電源が少なくとも２系統設定されていればよい。
In the present embodiment, a 10V driving MOSFET is used as the
また、上述した例では、バイパス用のトランジスタが設けられた光源ブロック（第２の光源ブロック）は一方の端子が回路グランドに接続されているが、この構成に限らない。すなわち、光源群は直列接続された３つ以上の光源ブロックから構成されていてもよく、この場合に、切換回路は、直列接続された真ん中の光源ブロックに並列に接続されたトランジスタにて、この光源ブロックをバイパスする構成であってもよい。 In the above-described example, one terminal of the light source block (second light source block) provided with the bypass transistor is connected to the circuit ground. However, the present invention is not limited to this configuration. That is, the light source group may be composed of three or more light source blocks connected in series. In this case, the switching circuit is a transistor connected in parallel to the middle light source block connected in series. The structure which bypasses a light source block may be sufficient.
なお、上述した点灯装置は、バイパス用のトランジスタ４１としてＭＯＳＦＥＴを用いているが、この例に限らず、たとえばＩＧＢＴなどＭＯＳＦＥＴ以外のトランジスタが用いられてもよい。
The lighting device described above uses a MOSFET as the
（実施形態２）
本実施形態の点灯装置１０は、図６に示すように、第１の制御電源回路７１の出力とコンデンサ４５との間に抵抗４９が挿入されている点で実施形態１の点灯装置１０と相違する。以下、実施形態１と同様の構成については、共通の符号を付して適宜説明を省略する。
(Embodiment 2)
The
抵抗４９は、切換スイッチ４８とコンデンサ４５との接続点と、ダイオード４４との間に挿入され、コンデンサ４５と共に積分回路を構成している。これにより、第１の制御電源回路７１の出力（第１の設定電圧Ｖ１）によりコンデンサ４５が充電される際、コンデンサ４５の両端電圧は、時間経過に伴って抵抗４９とコンデンサ４５とからなる積分回路の時定数で徐々に上昇することになる。一方、第２の制御電源回路７２の出力（第２の設定電圧Ｖ２）によりコンデンサ４５が充電される際には、抵抗４９は特に影響せず、コンデンサ４５の両端電圧は瞬時に上昇する。
The
なお、この点灯装置１０は、第２のスイッチ１２がオンして光源ブロック５１，５２の両方が点灯している状態ではコンデンサ４５がリセットされるように、図示しないリセット回路を備えている。
The
次に、本実施形態の点灯装置１０の動作について、図７を参照して説明する。なお、図７では、横軸を時間軸とし、第２のスイッチ１２のオン・オフの別を（ａ）、トランジスタ４１のゲート電圧を（ｂ）、第１の光源ブロック５１を流れる電流（負荷電流）Ｉ１を（ｃ）、第２の光源ブロック５２を流れる電流Ｉ２を（ｄ）に表している。
Next, operation | movement of the
点灯装置１０は、光源ブロック５１，５２の両方が点灯している状態から、図７（ａ）に示すように時刻Ｔ１にて第２のスイッチ１２がオフすると、制御回路６からの駆動出力により第１のスイッチ素子４６をオンする。このとき、制御回路６は切換スイッチ４８をオフに維持している。そのため、コンデンサ４５は、第１の制御電源回路７１の出力（第１の設定電圧Ｖ１）にて、その両端電圧が第１の設定電圧Ｖ１まで時間経過に伴い徐々に上昇する。
When the
すなわち、トランジスタ４１のゲート電圧は、時間経過に対して所定の傾きを持って徐々に上昇し、いずれ第１の設定電圧Ｖ１に到達する。そのため、トランジスタ４１は、図７（ｂ）に示すように時刻Ｔ２においてゲート電圧が閾値Ｖｔｈ（＝４Ｖ）を超えることをもってターンオンする。なお、トランジスタ４１にゲート容量（ＣＩＳＳ）があるので、トランジスタ４１のゲート電圧は、抵抗４９の抵抗値によっては時間経過に対して直線的ではなく曲線的な傾きを持って上昇する。
That is, the gate voltage of the
これにより、トランジスタ４１は、時刻Ｔ２においてターンオンするものの、時刻Ｔ１〜Ｔ２にかけては出力端子（ドレイン−ソース）間の導通抵抗が比較的緩やかに変化する。したがって、トランジスタ４１のターンオン時における電力変換回路２の出力（負荷）インピーダンスの変化はより緩やかになり、図７（ｃ）のように第１の光源ブロック５１を流れる電流Ｉ１に発生するサージ電流のピーク値Ｉｍａｘはより一層低減される。
Thus, although the
その後、点灯装置１０は、回路動作が十分安定した段階（時刻Ｔ３）で、制御回路６からの切換出力により切換スイッチ４８をオンする。これにより、コンデンサ４５は、第２の制御電源回路７２の出力（第２の設定電圧Ｖ２）にて瞬時に充電され、その両端電圧が第２の設定電圧Ｖ２まで上昇する。したがって、トランジスタ４１は、時刻Ｔ３においてゲート電圧が第２の設定電圧Ｖ２まで引き上げられることになり、導通抵抗が十分に低い状態となって、導通損失が低下する。
Thereafter, the
また、図７のように時刻Ｔ４で第２のスイッチ１２をオンして第２の光源ブロック５２を再点灯する場合、点灯装置１０は、制御回路６からの駆動信号により第１のスイッチ素子４６をオフ、第２のスイッチ素子４７をオンし、さらに切換スイッチ４８をオフする。そのため、トランジスタ４１は、ゲート電圧が瞬時に略ゼロまで低下し、比較的短時間でターンオフが完了する。
Further, when the second
以上説明した本実施形態の点灯装置１０によれば、トランジスタ４１がターンオンする際には、ターンオン期間の開始から所定時間に亘る第１の期間において、トランジスタ４１の制御信号が所定の時定数で徐々に増加する。そのため、点灯装置１０は、第１の期間においては、第１の光源ブロック５１を流れる電流Ｉ１に発生するサージ電流のピーク値Ｉｍａｘをより一層低減できる。
According to the
また、この点灯装置１０では、トランジスタ４１の制御信号が所定の時定数で増加するのは、制御信号が第１の設定電圧Ｖ１に設定される第１の期間のみである。つまり、点灯装置１０は、第１の期間の終了後には、トランジスタ４１の制御信号が瞬時に第２の設定電圧Ｖ２まで立ち上がることになり、第２の光源ブロック５２の点灯、消灯の切り換え時に生じる時間遅れを抑制できる。
Further, in the
さらにまた、本実施形態の点灯装置１０によれば、トランジスタ４１がターンオンする際には、ターンオン期間の開始から所定時間に亘る第１の期間においては、トランジスタ４１の制御信号の最大値が第１の設定電圧Ｖ１に制限される。そのため、点灯装置１０は、第１の期間には、トランジスタ４１のターンオン後もトランジスタ４１の導通抵抗が比較的高い状態に維持され、第１の光源ブロック５１を流れる電流Ｉ１に発生するサージ電流のピーク値Ｉｍａｘが上記構成例２に比べて低減される。しかも、トランジスタ４１は、温度が上昇して閾値Ｖｔｈが低下した場合、ゲート電圧の立ち上がりが急なタイミングでターンオンすることになるが、この場合でも、第１の期間には導通抵抗が高い状態に維持され、サージ電流のピーク値Ｉｍａｘを低減できる。
Furthermore, according to the
また、本実施形態の点灯装置１０によれば、トランジスタ４１のターンオフ時には、第１のスイッチ素子４６をオフしてトランジスタ４１の制御信号を瞬時に遮断することで、比較的短時間でトランジスタ４１のターンオフを完了することができる。したがって、この点灯装置１０は、制御信号が所定の時定数で変化するのはトランジスタ４１のターンオン時のみであり、第２の光源ブロック５２の再点灯時における光源群５の光量の低下や第２の光源ブロック５２の光の立ち上がりの時間遅れを抑制できる。
Further, according to the
その他の構成および機能は実施形態１と同様である。 Other configurations and functions are the same as those of the first embodiment.
（実施形態３）
本実施形態の点灯装置１０は、図８に示すように、第１の制御電源回路７１の出力に代えて制御回路６の出力を第１の設定電圧としてトランジスタ４１の駆動用に用いるように構成されている点で実施形態１の点灯装置１０と相違する。以下、実施形態１と同様の構成については、共通の符号を付して適宜説明を省略する。なお、図８の例では、電力変換回路２は、フライバック型ではなくオートトランス２７を用いた非絶縁型のＤＣ／ＤＣ変換回路（コンバータ）からなるが、電力変換回路２はこの方式に特に限定されない。
(Embodiment 3)
As illustrated in FIG. 8, the
本実施形態では、制御回路６は、電力変換回路２の出力電流（負荷電流）を検出する検出回路６１と、マイコン（マイクロコンピュータ）６２とを有している。さらに、バイパス回路４は、サーミスタ等でトランジスタ４１の部品温度を検出する温度検出部としての温度検出回路６３と、第２の光源ブロック５２の両端間でトランジスタ４１と直列接続された抵抗６５の両端電圧を検出する電圧検出回路６４とを有している。検出回路６１の出力と温度検出回路６３の出力と電圧検出回路６４の出力とは、マイコン６２に入力されている。つまり、マイコン６２は、検出回路６１からの入力にて負荷電流を監視でき、温度検出回路６３からの入力にてトランジスタ４１の部品温度を監視でき、さらに電圧検出回路６４からの入力にてトランジスタ４１を流れる電流（ドレイン電流）を監視できる。
In the present embodiment, the
第１の制御電源回路７１の出力は逆流防止用のダイオード４４から切り離され、マイコン６２の出力（ＤＡ出力）が、ダイオード４４に接続されている。これにより、マイコン６２の出力は、第１のスイッチ素子４６がオンの状態ではトランジスタ４１のゲートに印加されることになる。マイコン６２は、プログラムに応じてＤＡ出力の電圧値が可変であって、少なくともゼロから第１の設定電圧Ｖ３（ここでは５Ｖとする）までの範囲でＤＡ出力を調節可能に構成されている。
The output of the first
次に、本実施形態の点灯装置１０の動作について、図９を参照して説明する。なお、図９では、横軸を時間軸とし、第２のスイッチ１２のオン・オフの別を（ａ）、トランジスタ４１のゲート電圧を（ｂ）、第１の光源ブロック５１を流れる電流（負荷電流）Ｉ１を（ｃ）、第２の光源ブロック５２を流れる電流Ｉ２を（ｄ）に表している。
Next, operation | movement of the
点灯装置１０は、光源ブロック５１，５２の両方が点灯している状態から、図９（ａ）に示すように時刻Ｔ１にて第２のスイッチ１２がオフすると、制御回路６からの駆動出力により第１のスイッチ素子４６をオンする。このとき、制御回路６は切換スイッチ４８をオフに維持している。そのため、トランジスタ４１は、第１のスイッチ素子４６を介してマイコン６２のＤＡ出力がゲートに印加されることになる。
When the
図９の例では、マイコン６２は、時刻Ｔ１〜Ｔ３の第１の期間にかけては、第１の設定電圧Ｖ３を上限にして、タイマによってＤＡ出力を時間経過に対して所定の傾きを持って徐々に上昇させる。したがって、トランジスタ４１は、図９（ｂ）に示すように時刻Ｔ２においてゲート電圧が閾値Ｖｔｈ（＝４Ｖ）を超えることをもってターンオンする。
In the example of FIG. 9, the
ここで、ＤＡ出力の時間経過に対する増加の傾きは、マイコン６２のプログラム変更により自由に設定できる。そのため、点灯装置１０は、トランジスタ４１のゲート電圧の閾値Ｖｔｈ付近のみＤＡ出力の傾きを緩やかにすれば、図９（ｃ）のように第１の光源ブロック５１を流れる電流Ｉ１に発生するサージ電流のピーク値Ｉｍａｘをより低減できる。また、本実施形態の点灯装置１０は、実施形態１（図５参照）と同様に、第２のスイッチ１２がオフするタイミング（時刻Ｔ１）に合わせて、ゲート電圧を瞬時に第１の設定電圧Ｖ３まで引き上げることも可能である。
Here, the slope of the increase of the DA output with respect to time can be freely set by changing the program of the
また、本実施形態では、点灯装置１０は、マイコン６２がトランジスタ４１を流れる電流に相当する抵抗６５の両端電圧（以下、「検出電圧」という）の大きさに応じて、第１の期間の長さを変化させるように構成されている。具体的には、マイコン６２は、第１の期間の長さを固定的に決定するのではなく、トランジスタ４１を流れる電流（Ｉ１−Ｉ２）の大きさを検出する検出回路としての電圧検出回路６４の検出結果に応じて、可変的に決定する。
Further, in the present embodiment, the
つまり、マイコン６２は、トランジスタ４１のターンオン後、図１０に示すように検出電圧が低下して所定値Ｖｘに至った時点を第１の期間の終了時点とし、この時点で切換スイッチ４８をオンしトランジスタ４１のゲート電圧を第２の設定電圧Ｖ２へ切り換える。なお、図１０は、横軸を検出電圧、縦軸をトランジスタ４１のゲート電圧として、検出電圧とゲート電圧との関係を表している。
That is, after the
すなわち、制御回路６は、トランジスタ４１がターンオンした後、トランジスタ４１を流れる電流に相当する検出電圧が所定値Ｖｘ（図１０参照）以下になったとマイコン６２が判断すると、速やかに切換出力にて切換スイッチ４８をオンする。これにより、点灯装置１０は、図９のように第１の期間の開始（時刻Ｔ１）から所定時間の経過（時刻Ｔ４）を待つことなく、より短時間で第１の期間を終了し（時刻Ｔ３）、第２の設定電圧Ｖ２がトランジスタ４１のゲートに印加されることになる。したがって、トランジスタ４１は、ゲート電圧が短時間で第２の設定電圧Ｖ２まで引き上げられることになり、導通抵抗が十分に低い状態となって導通損失が低下するので、トランジスタ４１で発生する損失（温度上昇）を低減できる。その結果、トランジスタ４１の熱破壊を防止できる。
That is, when the
以降の動作は、実施形態１（図５参照）と同様である。 Subsequent operations are the same as those in the first embodiment (see FIG. 5).
ところで、トランジスタ４１がＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴである場合、図１１に例示するように、トランジスタ４１の温度が上昇すると、一般的にゲート電圧の閾値Ｖｔｈは低下する。なお、図１１は、横軸を温度、縦軸を温度２５℃のときの閾値Ｖｔｈに対する閾値Ｖｔｈの比として、あるトランジスタの温度−閾値特性を一例として表しており、この特性は素子によって変化する。
When the
そこで、本実施形態の点灯装置１０は、マイコン６２が温度検出回路６３からの入力の変化に応じて、ＤＡ出力の大きさを変化させるように構成されている。具体的には、マイコン６２は、図１１のような温度−閾値特性に応じて、温度検出回路６３で検出されるトランジスタ４１の温度が高くなるほど、第１の設定電圧Ｖ３を低くするようにＤＡ出力の上限値（第１の設定電圧Ｖ３）を変化させる。これにより、点灯装置１０は、大幅な部品追加や複雑な制御を必要とすることなく、トランジスタ４１の温度変化が生じた場合に、第１の期間においては、閾値Ｖｔｈを僅かに超える程度の第１の設定電圧Ｖ３にトランジスタ４１の制御電圧の上限値を制限できる。その結果、点灯装置１０は、トランジスタ４１のターンオン時において第１の光源ブロック５１を流れる電流Ｉ１に発生するサージ電流のピーク値Ｉｍａｘを、より確実に低減できる。
Therefore, the
以上説明した本実施形態の点灯装置１０によれば、マイコン６２の出力（ＤＡ出力）を制御することにより、トランジスタ４１がターンオンする際の第１の期間において、トランジスタ４１の制御信号を細かく調節可能となる。そのため、点灯装置１０は、第１の期間においては、第１の光源ブロック５１を流れる電流Ｉ１に発生するサージ電流のピーク値Ｉｍａｘをより一層低減できる。
According to the
なお、本実施形態の点灯装置１０は、トランジスタ４１として用いるＭＯＳＦＥＴが５Ｖ駆動系であれば、第２の制御電源回路７２の出力を用いることなく、マイコン６２のＤＡ出力のみでトランジスタ４１を駆動することが可能である。
Note that the
また、本実施形態の変形例として、点灯装置１０は、マイコン６２がトランジスタ４１を流れる電流に相当する検出電圧（抵抗６５の両端電圧）の大きさに応じて、トランジスタ４１を駆動するＤＡ出力を変化させるように構成されていてもよい。具体的には、マイコン６２は、トランジスタ４１を流れる電流（Ｉ１−Ｉ２）の大きさを検出する検出回路としての電圧検出回路６４の検出結果に応じて、ＤＡ出力の上限値（第１の設定電圧Ｖ３）を変化させる。
As a modification of the present embodiment, the
たとえば、トランジスタ４１が１０Ｖ駆動系のＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（ゲート電圧の閾値が２．０〜４．０Ｖ）である場合、トランジスタ４１のドレイン−ソース間抵抗（オン抵抗）Ｒｏｎは、図１２に示すようにゲート電圧が高いほど低下する傾向にある。なお、図１２は、横軸をゲート電圧、縦軸をゲート電圧１０Ｖのときのオン抵抗Ｒｏｎに対するオン抵抗Ｒｏｎの比として、あるＭＯＳＦＥのゲート電圧−オン抵抗特性を一例として表している。
For example, when the
そこで、本変形例に係る点灯装置１０は、マイコン６２が、図１３に示すようにトランジスタ４１のターンオン時に電圧検出回路６４で検出される検出電圧が高い（つまりトランジスタ４１を流れる電流が大きい）ほど、第１の設定電圧Ｖ３を低くする。これにより、点灯装置１０は、トランジスタ４１を流れる電流が大きい場合ほど、トランジスタ４１を駆動するゲート電圧を低くして、トランジスタ４１を流れる電流（ドレイン電流）のピーク値を抑制できる。なお、図１３は、横軸を検出電圧、縦軸を第１の設定電圧Ｖ３として、検出電圧と第１の設定電圧Ｖ３との関係を表している。
Therefore, in the
このように点灯装置１０は、トランジスタ４１を流れる電流の大きさに応じて第１の設定電圧Ｖ３の大きさを変化させることにより、トランジスタ４１のターンオン時において、サージ電流のピーク値Ｉｍａｘをより確実に十分低い値にまで低減できる。
As described above, the
なお、図１３の例では、トランジスタ４１を流れる電流に相当する検出電圧が高くなるにつれ、第１の設定電圧Ｖ３が指数関数的に低下している。ただし、検出電圧と第１の設定電圧Ｖ３との関係は図１３の例に限らず、検出電圧の増加に対し第１の設定電圧Ｖ３は直線的に低下してもよいし、複数の傾きを持って低下してもよい。
In the example of FIG. 13, the first set voltage V3 decreases exponentially as the detection voltage corresponding to the current flowing through the
また、マイコン６２は、図１３に示すような検出電圧と第１の設定電圧Ｖ３との関係を、テーブルデータとして予め記憶しておけばよいので、本変形例に係る点灯装置１０は複雑な制御回路を用いなくとも実現可能である。
Further, since the
その他の構成および機能は実施形態１と同様である。 Other configurations and functions are the same as those of the first embodiment.
（実施形態４）
本実施形態の点灯装置１０は、図１４に示すように、トランジスタ４１の駆動用のゲート電圧（制御信号）を、第１の設定電圧Ｖ５および第２の設定電圧Ｖ２に加え、第３の設定電圧（設定値）Ｖ４にも設定可能とした点で実施形態２の点灯装置１０と相違する。以下、実施形態２と同様の構成については、共通の符号を付して適宜説明を省略する。
(Embodiment 4)
As shown in FIG. 14, the
図１４の例では、バイパス回路４は、第２の制御電源回路７２の出力端間に接続された抵抗４０１，４０２，４０３の直列回路を有し、第２の制御電源回路７２の出力する第２の設定電圧Ｖ２を抵抗４０１，４０２，４０３で分圧するように構成されている。これにより、高電位側の抵抗４０１と抵抗４０２との接続点には第１の設定電圧Ｖ５（＜Ｖ２）が発生し、抵抗４０２と低電位側の抵抗４０３との接続点には第３の設定電圧Ｖ４（＜Ｖ１）が発生する。ここで、第１の設定電圧Ｖ５はトランジスタ４１のゲート電圧の閾値Ｖｔｈを僅かに超える程度に設定され、第３の設定電圧Ｖ４は第１の設定電圧Ｖ５よりも小さく、閾値Ｖｔｈを僅かに下回る程度の値に設定される。ただし、閾値Ｖｔｈが一定でなく、トランジスタ４１の温度や素子ばらつきにより、ある程度の範囲で変化する場合、第１の設定電圧Ｖ５は閾値Ｖｔｈの最大値を僅かに超える値、第３の設定電圧Ｖ４は閾値Ｖｔｈの最小値を僅かに下回る値に設定される。
In the example of FIG. 14, the
さらに、バイパス回路４は、トランジスタ４１の駆動用の電圧を第１の設定電圧Ｖ５、第２の設定電圧Ｖ２、第３の設定電圧Ｖ４で切り換えるために、切換スイッチ４８（図６参照）に代えて、以下の構成を採用している。
Further, the
すなわち、バイパス回路４は、ダイオード４４と抵抗４０２，４０３の接続点との間に第１の選択スイッチ４０４を有し、ダイオード４４と抵抗４０１，４０２の接続点との間に第２の選択スイッチ４０５を有している。また、バイパス回路４は、ダイオード４４と第２の制御電源回路７２の出力との間には第３の選択スイッチ４０６を有しており、これら第１〜３の選択スイッチ４０４〜４０６を制御回路６からの選択出力にて択一的にオンするよう構成されている。これにより、コンデンサ４５には、第１の選択スイッチ４０４がオンのときに第３の設定電圧Ｖ４が印加され、第２の選択スイッチ４０５がオンのときに第１の設定電圧Ｖ５が印加され、第３の選択スイッチ４０６がオンのときに第２の設定電圧Ｖ２が印加される。なお、コンデンサ４５と共に積分回路を構成する抵抗４９は、第１の設定電圧Ｖ５にのみ影響するように、第２の選択スイッチ４０５と直列に接続されている。
That is, the
次に、本実施形態の点灯装置１０の動作について、図１５を参照して説明する。なお、図１５では、横軸を時間軸とし、第２のスイッチ１２のオン・オフの別を（ａ）、第３の選択スイッチ４０６のオン・オフの別を（ｂ）、第２の選択スイッチ４０５のオン・オフの別を（ｃ）、第１の選択スイッチ４０４のオン・オフの別を（ｄ）に表している。また、図１５では、トランジスタ４１のゲート電圧を（ｅ）、第１の光源ブロック５１を流れる電流（負荷電流）Ｉ１を（ｆ）、第２の光源ブロック５２を流れる電流Ｉ２を（ｇ）に表している。
Next, operation | movement of the
点灯装置１０は、光源ブロック５１，５２の両方が点灯している状態から、図１５（ａ）に示すように時刻Ｔ１にて第２のスイッチ１２がオフすると、制御回路６からの駆動出力により第１のスイッチ素子４６をオンする。このとき、制御回路６は選択出力により図１５（ｄ）に示すように第１の選択スイッチ４０４をオンする。そのため、コンデンサ４５は、第３の設定電圧Ｖ４にて瞬時に充電され、その両端電圧が第３の設定電圧Ｖ４まで上昇する。したがって、トランジスタ４１は、第１のスイッチ素子４６を介して第３の設定電圧Ｖ４がゲートに印加されることになる。ただし、第３の設定電圧Ｖ４はゲート電圧の閾値の最小値Ｖｔｈ２より低いので、トランジスタ４１は、時刻Ｔ１〜Ｔ２の第２の期間においては、オフ状態を維持する。
When the
要するに、点灯装置１０は、第１の期間（Ｔ２〜Ｔ５）の直前に設定されている第２の期間（Ｔ１〜Ｔ２）においては、トランジスタ４１の制御信号を閾値（の最小値Ｖｔｈ２）より小さい第３の設定電圧Ｖ４に設定することで、トランジスタ４１をオフに維持する。
In short, the
時刻Ｔ１から所定時間が経過すると、点灯装置１０は、図１５（ｃ）に示すように時刻Ｔ２において制御回路６からの選択出力により第２の選択スイッチ４０５をオンする。これにより、コンデンサ４５は、第１の設定電圧Ｖ５にて充電され、その両端電圧が第１の設定電圧Ｖ５まで時間経過に伴い徐々に上昇する。すなわち、トランジスタ４１のゲート電圧は、時間経過に対して所定の傾きを持って徐々に上昇し、いずれ第１の設定電圧Ｖ５に到達する。そのため、トランジスタ４１は、図１５（ｅ）に示すように時刻Ｔ３においてゲート電圧が閾値の上限値Ｖｔｈ１を超えることをもってターンオンする。したがって、トランジスタ４１のターンオン時における電力変換回路２の出力（負荷）インピーダンスの変化はより緩やかになり、図１５（ｆ）のように第１の光源ブロック５１を流れる電流Ｉ１に発生するサージ電流のピーク値Ｉｍａｘはより一層低減される。
When a predetermined time has elapsed from time T1, the
その後、点灯装置１０は、回路動作が十分安定した段階（時刻Ｔ５）で、図１５（ｂ）に示すように制御回路６からの選択出力により第３の選択スイッチ４０６をオンする。これにより、コンデンサ４５は、第２の制御電源回路７２の出力（第２の設定電圧Ｖ２）にて瞬時に充電され、その両端電圧が第２の設定電圧Ｖ２まで上昇する。したがって、トランジスタ４１は、時刻Ｔ５においてゲート電圧が第２の設定電圧Ｖ２まで引き上げられることになり、導通抵抗が十分に低い状態となって、導通損失が低下する。
Thereafter, when the circuit operation is sufficiently stabilized (time T5), the
以降の動作は、実施形態２（図７参照）と同様である。 Subsequent operations are the same as those in the second embodiment (see FIG. 7).
以上説明した本実施形態の点灯装置１０によれば、第２のスイッチ１２がオフして第２の光源ブロック５２を消灯する際、第１のスイッチ素子４６がオンすると、第２の期間においてトランジスタ４１の制御信号が瞬時に第３の設定電圧Ｖ４まで引き上げられる。そのため、点灯装置１０は、第１の期間においては第３の設定電圧Ｖ４を始点として、トランジスタ４１の制御信号が第１の設定電圧Ｖ５まで引き上げられるので、制御信号が徐々に増加する場合でも比較的短時間で閾値に到達することになる。したがって、本実施形態の点灯装置１０は、実施形態２の構成に比べて、より短時間でトランジスタ４１をターンオンして第２の光源ブロック５２を消灯できる（実施形態２の構成では図１５の時刻Ｔ４でターンオンする）。
According to the
また、第３の設定電圧Ｖ４が閾値Ｖｔｈの最小値を僅かに下回る値に設定されることで、閾値Ｖｔｈが一定でなくある程度の範囲で変化する場合でも、点灯装置１０は、第１の期間の直前の第２の期間においてトランジスタ４１がターンオンすることはない。つまり、この点灯装置１０においては、トランジスタ４１がターンオンするのは常に第１の期間であるから、トランジスタ４１が急にターンオンしてサージ電流を生じることを回避できる。
Further, when the third set voltage V4 is set to a value slightly lower than the minimum value of the threshold value Vth, the
なお、本実施形態では、トランジスタ４１の駆動用の電圧を第１〜３の設定電圧の３段階としたが、たとえば分圧用の抵抗および選択スイッチの数を増やして第３の設定電圧Ｖ４から第１の設定電圧Ｖ５に至るまでに多段階の電圧変化が設定されていてもよい。この場合、点灯装置１０は、トランジスタ４１のゲートに印加される電圧の変化幅を小さくできるので、時定数を設定するための抵抗４９を用いなくても、サージ電流のピーク値Ｉｍａｘを低減可能である。
In this embodiment, the voltage for driving the
その他の構成および機能は実施形態２と同様である。 Other configurations and functions are the same as those of the second embodiment.
（実施形態５）
本実施形態の点灯装置１０は、図１６に示すように、電力変換回路２の出力が回路グランドに対し負電位側となるように、電力変換回路２の高電位側の出力端を回路グランドに接続した点で実施形態１の点灯装置１０と相違する。以下、実施形態１と同様の構成については、共通の符号を付して適宜説明を省略する。
(Embodiment 5)
As illustrated in FIG. 16, the
なお、図１６に例示する電力変換回路２は、フライバックトランス２１の極性およびダイオード２３の極性が、実施形態１とは反対になるように構成されている。また、図１６の例では、電力変換回路２の高電位側の出力（回路グランド）にＬＥＤが２個直列接続されてなる第２の光源ブロック５２が接続され、低電位側の出力に１個のＬＥＤからなる第１の光源ブロック５１が接続されている。
The
本実施形態では、バイパス回路４は、トランジスタ４１にＰチャネル型のＭＯＳＦＥＴを用い、このトランジスタ４１のドレイン−ゲート間に第１のスイッチ要素４１１が接続された構成を採用している。さらに、バイパス回路４は、トランジスタ４１の駆動用の電圧を第１の設定電圧、第２の設定電圧で切り換えるために、切換スイッチ４８（図１参照）に代えて、以下の構成を採用している。
In the present embodiment, the
すなわち、バイパス回路４は、トランジスタ４１のドレイン−ゲート間に、第２のスイッチ要素４１４および抵抗４１２の直列回路と、第３のスイッチ要素４１５および抵抗４１５の直列回路とが並列に接続されている。また、トランジスタ４１のゲート−ソース間には抵抗４１３が接続されている。これにより、トランジスタ４１は、第２のスイッチ要素４１４がオンの状態で抵抗４１２，４１３にて分圧された電圧がゲートに印加され、第３のスイッチ要素４１６がオンの状態で抵抗４１５，４１３にて分圧された電圧がゲートに印加される。なお、各スイッチ要素４１１，４１４，４１６は、いずれもＰＮＰ型のトランジスタからなり、制御回路６の出力により択一的にオンする。
That is, in the
ここで、抵抗４１２と抵抗４１５とは互いに抵抗値が異なっており、抵抗４１２の抵抗値は抵抗４１５よりも小さく設定されている。そのため、点灯装置１０は、第２のスイッチ要素４１４がオンの状態で第１の設定電圧がトランジスタ４１のゲートに印加され、第３のスイッチ要素４１６がオンの状態で第２の設定電圧（＞第１の設定電圧）がトランジスタ４１のゲートに印加されることになる。したがって、制御回路６は、トランジスタ４１をターンオンする際、第１の期間では第２のスイッチ要素４１４をオンし、第１の期間の終了後に第３のスイッチ要素４１６をオンすることで、トランジスタ４１のインピーダンスを段階的に変化させることができる。
Here, the resistance values of the
また、本実施形態の変形例として、点灯装置１０は、図１７に示すようにトランジスタ４１に導通抵抗特性の良いＮチャネル型のＦＥＴを用いた構成であってもよい。
As a modification of the present embodiment, the
なお、図１７の例では、電力変換回路２の高電位側の出力（回路グランド）にＬＥＤが２個直列接続されてなる第１の光源ブロック５１が接続され、低電位側の出力に１個のＬＥＤからなる第２の光源ブロック５２が接続されている。また、図１７の例では、電力変換回路２は、フライバックトランス２１に代えてインダクタ２８を用いた非絶縁型のＤＣ／ＤＣ変換回路からなり、直流電源１は、交流電源１０１とＡＣ／ＤＣ変換回路（コンバータ）１０２との組み合わせからなる。ＡＣ／ＤＣ変換回路１０２は、交流電源１０１からの交流電圧を整流し、平滑する回路と、降圧チョッパ回路との組み合わせで構成されている。
In the example of FIG. 17, the first
図１７の例では、バイパス回路４は、第１の制御電源回路７１の出力および第２の制御電源回路７２の出力と、電力変換回路２の低電位側の出力との間に、ダイオード４２１と抵抗４２２と第４のスイッチ要素４２３と第５のスイッチ要素４２４とを直列に有する。さらに、バイパス回路５は、第５のスイッチ要素４２４には抵抗４２５が並列に接続され、この抵抗４２５の両端電圧がトランジスタ４１のゲート−ソース間に印加されるように構成されている。なお、各スイッチ要素４２３，４２４は、いずれもＰＮＰ型のトランジスタからなり、制御回路６の出力により択一的にオンする。
In the example of FIG. 17, the
これにより、図１７の点灯装置１０は、第４のスイッチ要素４２３がオンで切換スイッチ４８がオフの状態で、第１の制御電源回路７１の出力を抵抗４２２，４２５で分圧した第１の設定電圧がトランジスタ４１のゲートに印加される。一方、点灯装置１０は、第４のスイッチ要素４２３がオンの状態で切換スイッチ４８がオンすることにより、第２の制御電源回路７２の出力を抵抗４２２，４２５で分圧した第２の設定電圧（＞第１の設定電圧）がトランジスタ４１のゲートに印加される。したがって、制御回路６は、トランジスタ４１をターンオンする際、第１の期間では切換スイッチ４８をオンし、第１の期間の終了後に切換スイッチ４８をオフすることで、トランジスタ４１のインピーダンスを段階的に変化させることができる。
Accordingly, in the
また、点灯装置１０は、図１６の構成と図１７の構成とを組み合わせることにより、第１の光源ブロック５１と第２の光源ブロック５２とのそれぞれにバイパス用のトランジスタを並列接続した構成を採用してもよい。
Further, the
その他の構成および機能は実施形態１と同様である。 Other configurations and functions are the same as those of the first embodiment.
ところで、上記各実施形態で示した点灯装置１０は、たとえば図１８に示すように前照灯（ヘッドランプ）などの灯具に用いられる。前照灯８は、第１〜４の４種類の光源ブロック５１〜５４を搭載した放熱体８２と、光源ブロック５１，５２，５３からの光出力の配光を制御する反射板８１とを灯具本体８３に収納し、点灯装置１０を灯具本体８３の下面に設置して構成されている。この前照灯８は、第１の光源ブロック５１がすれ違い用前照灯（ロービーム）として機能し、第２の光源ブロック５２が走行用前照灯（ハイビーム）として機能する。したがって、点灯装置１０は、第２のスイッチ１２の操作に応じて第２の光源ブロック５２の点灯、消灯を切り換えることによって、すれ違い用前照灯と走行用前照灯とを切り換えることが可能である。上記各実施形態に係る点灯装置１０は、このようにすれ違い用前照灯および走行用前照灯の２種類の配光パターンを切り換える用途に好適である。
By the way, the
また、この前照灯８には、ポジションランプ、ターンランプ、デイタイムランニングランプ等、複数のランプが組み込まれており、第３の光源ブロック５３、第４の光源ブロック５４はいずれかのランプとして用いられる。このように複数のランプが組み込まれた前照灯８では、ランプごとに個別の点灯装置を用いると灯具本体８３が大型化し、コストも上昇する。これに対して、単一の電力変換回路２の出力に複数の光源ブロックを直列接続し、一部の光源ブロックに並列接続されたトランジスタにて点灯させる光源ブロックの数を切り換える構成の点灯装置１０を用いることで、大型化やコストの上昇を回避できる。
The
図１９は、上述した前照灯８を左右で一対搭載した車両９の外観斜視図である。
FIG. 19 is an external perspective view of a
このような車両（自動車）９に関しては、近年、車室内の居住空間の拡大や、燃費改善のための軽量化等に起因して、エンジンルームの空きスペースが狭められる傾向にある。そのため、車両９においては、エンジンルーム内の温度がより高温となるのに加え、点灯装置１０が発熱量の多いエンジンの近傍に配置されることがある。また、ＬＥＤなどの固体光源を用いた前照灯８では、光源の熱破壊を確実に防止することも要求される。
With regard to such a vehicle (automobile) 9, in recent years, an empty space in the engine room tends to be narrowed due to the expansion of the living space in the passenger compartment and the reduction in weight for improving fuel efficiency. Therefore, in the
このような車両９に上記各実施形態に係る点灯装置１０を用いることにより、高温環境下でも、サージ電流による光源群５の熱破壊や、損失増加による点灯装置１０の熱破壊を防止可能となる。なお、点灯装置１０を用いた灯具は前照灯８に限らず、車両９の尾灯などであってもいいし、それ以外の灯具でもよい。
By using the
１０ 点灯装置
２ 電力変換回路（電源回路）
４ バイパス回路
４１ トランジスタ
５ 光源群
５１ 第１の光源ブロック
５２ 第２の光源ブロック
６ 制御回路（制御部）
８ 前照灯
８３ 灯具本体
９ 車両
Ｖ１，Ｖ３，Ｖ５ 第１の設定電圧（第１の設定値）
Ｖ２ 第２の設定電圧（第２の設定値）
Ｖ４ 第３の設定電圧（第３の設定値）
10
8
V2 Second set voltage (second set value)
V4 Third set voltage (third set value)
Claims (8)
前記第２の光源ブロックに並列に接続されるトランジスタと、前記トランジスタの制御端子に入力される制御信号により前記トランジスタを制御する制御部とを有し、前記制御信号が所定の閾値を超えて前記トランジスタがオンすることによって前記第２の光源ブロックをバイパスして前記第２の光源ブロックを消灯させるバイパス回路とを備え、
前記制御部は、前記トランジスタがオフで前記第２の光源ブロックが点灯する状態から前記第２の光源ブロックを消灯させる状態に移行する場合、前記制御信号を、第１の期間においては前記閾値より大きく且つ前記トランジスタを能動領域で動作させる第１の設定値に設定し、前記第１の期間の終了後に前記第１の設定値より大きく且つ前記トランジスタを飽和領域で動作させる第２の設定値に設定する
ことを特徴とする点灯装置。 A power supply circuit for supplying power to a light source group in which a first light source block and a second light source block are connected in series;
A transistor connected in parallel to the second light source block; and a control unit configured to control the transistor by a control signal input to a control terminal of the transistor, the control signal exceeding a predetermined threshold value A bypass circuit that bypasses the second light source block and turns off the second light source block by turning on a transistor;
When the control unit shifts from a state in which the transistor is off and the second light source block is turned on to a state in which the second light source block is turned off, the control signal is output from the threshold in the first period. Set to a first set value that is larger and the transistor operates in an active region, and is set to a second set value that is greater than the first set value and causes the transistor to operate in a saturation region after the end of the first period. A lighting device characterized by setting.
前記制御部は、前記温度検出部で検出される温度の変化に応じて、前記第１の設定値の大きさを変化させることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の点灯装置。 The bypass circuit includes a temperature detection unit that detects the temperature of the transistor,
The said control part changes the magnitude | size of a said 1st setting value according to the change of the temperature detected by the said temperature detection part, The Claim 1 characterized by the above-mentioned. Lighting device.
前記制御部は、前記検出回路で検出される電流の大きさに応じて、前記第１の設定値の大きさを変化させることを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の点灯装置。 The bypass circuit includes a detection circuit that detects a magnitude of a current flowing through the transistor,
The said control part changes the magnitude | size of a said 1st setting value according to the magnitude | size of the electric current detected by the said detection circuit, The Claim 1 characterized by the above-mentioned. Lighting device.
前記制御部は、前記検出回路で検出される電流の大きさに応じて、前記第１の期間の長さを変化させることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の点灯装置。 The bypass circuit includes a detection circuit that detects a magnitude of a current flowing through the transistor,
6. The lighting according to claim 1, wherein the control unit changes a length of the first period in accordance with a magnitude of a current detected by the detection circuit. apparatus.
A vehicle comprising the headlamp according to claim 7.
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