JP2013239901A - Dual band phase shifter and dual band phase shifter control method - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、無線通信用機器や無線回路などに用いられる移相器に関し、より詳しくは、対象の二つの周波数帯域の入力信号が混合した入力波に対して、それぞれの周波数帯域の入力信号に独立して同時に動作する移相器に関する。 The present invention relates to a phase shifter used in a wireless communication device, a wireless circuit, or the like. More specifically, an input wave in which input signals in two target frequency bands are mixed is used as an input signal in each frequency band. The present invention relates to a phase shifter that operates independently and simultaneously.
移相器は、送信波または受信波の位相を制御する機能を持ち、さまざまな無線回路に用いられている。例えば、多数のアンテナ素子が周期的に配置されたアレーアンテナでは、複数の移相器を用いて各アンテナ素子に給電される入力波の位相を制御することによって、アレーアンテナの指向性制御が実現されている。 The phase shifter has a function of controlling the phase of a transmission wave or a reception wave, and is used in various wireless circuits. For example, in an array antenna in which a large number of antenna elements are arranged periodically, directivity control of the array antenna is realized by controlling the phase of the input wave fed to each antenna element using multiple phase shifters Has been.
例えば、移相器が実装された送受信機は、レーダー、衛星搭載用通信機器、移動通信基地局用装置などさまざまな装置で利用されている。また、線形電力増幅器であるフィードフォワード増幅器では、電力増幅器で発生するひずみ成分の抽出と除去のために移相器が用いられている。複数のアンテナで構成される受信ダイバーシチ装置では、一部のアンテナ出力端に移相器を設けることで、複数のアンテナで受信した信号レベルを最大化する最大比合成による受信ダイバーシチを実現できる。 For example, transceivers equipped with phase shifters are used in various devices such as radar, satellite-equipped communication devices, and mobile communication base station devices. Further, in a feedforward amplifier that is a linear power amplifier, a phase shifter is used to extract and remove distortion components generated in the power amplifier. In a reception diversity apparatus composed of a plurality of antennas, by providing a phase shifter at some antenna output terminals, it is possible to realize reception diversity by maximum ratio combining that maximizes the signal level received by the plurality of antennas.
移相器の構成として、誘電体素子を用いる構成、平面回路を用いる構成、導波管を用いる構成、信号処理回路を用いる構成などがある。導波管を用いるマイクロ波帯またはミリ波帯送受信機では、導波管の壁面位置を物理的に移動させることによって反射係数を変更し位相を制御する。また、小型レーダーでは、通常、平面回路による移相器が用いられる。移動通信基地局用装置の垂直面指向性制御を行うチルト装置では、誘電体素子を用いる構成などが用いられる。フィードフォワード増幅器のような無線回路では、小型化かつ低消費電力化の可能な平面回路による移相器またはダイオードを用いた移相器が利用されている。信号処理回路による移相器は、直交変調器で入力信号に所定の位相を与えることができる。一般的に、物理的形状に制約のある導波管または誘電体素子を用いた移相器では設定できる位相範囲に制約があるが、信号処理回路を用いる移相器にはそのような制約がない。 The configuration of the phase shifter includes a configuration using a dielectric element, a configuration using a planar circuit, a configuration using a waveguide, and a configuration using a signal processing circuit. In a microwave band or millimeter wave band transceiver using a waveguide, the phase is controlled by changing the reflection coefficient by physically moving the wall surface position of the waveguide. In small radar, a phase shifter using a planar circuit is usually used. In a tilt device that performs vertical plane directivity control of a mobile communication base station device, a configuration using a dielectric element is used. In a wireless circuit such as a feedforward amplifier, a phase shifter using a planar circuit or a diode using a planar circuit capable of miniaturization and low power consumption is used. The phase shifter by the signal processing circuit can give a predetermined phase to the input signal by a quadrature modulator. In general, there are restrictions on the phase range that can be set in phase shifters that use waveguides or dielectric elements that have restrictions on physical shapes, but phase shifters that use signal processing circuits have such restrictions. Absent.
代表的な平面回路を用いる移相器として、ブランチラインカプラとダイオードを用いた移相器がある。図１に基本的なブランチラインカプラ１１０を用いた移相器を示す。入力端子である第１端子１０１と、第２端子１０２と、第３端子１０３と、出力端子である第４端子１０４の４端子を持つブランチラインカプラ１１０では、４個の伝送線路がループ状に接合されており、各接合部が各端子に対応する。第２端子１０２に伝送線路９０１（長さＬ1）と伝送線路９０２（長さＬ2）が直列に接続されており、伝送線路９０２の端部（伝送線路９０２の両端部のうち、伝送線路９０１に接続されていない方の端部）は接地されている。第３端子１０３に伝送線路９０３（長さＬ1）と伝送線路９０４（長さＬ2）が直列に接続されており、伝送線路９０４の端部（伝送線路９０４の両端部のうち、伝送線路９０３に接続されていない方の端部）は接地されている。伝送線路９０１と伝送線路９０２との接続部には、一端（アノード）が接地されたダイオードＤ１の他端（カソード）が接続されている。伝送線路９０３と伝送線路９０４との接続部には、一端（アノード）が接地されたダイオードＤ２の他端（カソード）が接続されている。第１端子１０１は入力端子であり、第４端子１０４は出力端子である。図1の構成では、ダイオードＤ１とダイオードＤ２のON/OFFの同期制御によって50Ohm線路長を制御する。ダイオードＤ１とダイオードＤ２が共にOFFのときはブランチラインカプラ１１０からみて50Ohm線路長はＬ1+Ｌ2であり、ダイオードＤ１とダイオードＤ２が共にONのときはＬ1となる。 As a phase shifter using a typical planar circuit, there is a phase shifter using a branch line coupler and a diode. FIG. 1 shows a phase shifter using a basic branch line coupler 110. In the branch line coupler 110 having four terminals of the first terminal 101 that is an input terminal, the second terminal 102, the third terminal 103, and the fourth terminal 104 that is an output terminal, four transmission lines are looped. It joins and each junction corresponds to each terminal. A transmission line 901 (length L 1 ) and a transmission line 902 (length L 2 ) are connected in series to the second terminal 102, and the end of the transmission line 902 (the transmission line of both ends of the transmission line 902 The end not connected to 901) is grounded. A transmission line 903 (length L 1 ) and a transmission line 904 (length L 2 ) are connected in series to the third terminal 103, and the end of the transmission line 904 (the transmission line of both ends of the transmission line 904 is the transmission line). The end portion not connected to the terminal 903 is grounded. The other end (cathode) of the diode D1 whose one end (anode) is grounded is connected to the connection portion between the transmission line 901 and the transmission line 902. The other end (cathode) of the diode D2 whose one end (anode) is grounded is connected to the connection portion between the transmission line 903 and the transmission line 904. The first terminal 101 is an input terminal, and the fourth terminal 104 is an output terminal. In the configuration of FIG. 1, the 50Ohm line length is controlled by ON / OFF synchronous control of the diode D1 and the diode D2. 50Ohm line length Te branch line coupler 110 pungency when the diodes D1 and D2 are both OFF is L 1 + L 2, diode D1 and the diode D2 becomes L 1 are both time is ON.
位相値を離散的に制御する移相器として、長さの異なる二つの線路９１１，９１２を平行に配置し、各線路の一端同士を二つのダイオードＤ３，Ｄ４で選択可能に接続し、各線路の他端同士を二つのダイオードＤ５，Ｄ６で選択可能に接続した構成を有する移相器がある（図２）。図２の構成では、ダイオードＤ３およびダイオードＤ５をＯＮ、ダイオードＤ４およびダイオードＤ６をＯＦＦとするか、ダイオードＤ３およびダイオードＤ５をＯＦＦ、ダイオードＤ４およびダイオードＤ６をＯＦＦとして、線路９１１と線路９１２のいずれか一方を選択する。このように選択された線路長に応じて位相値が制御される。 As phase shifters for discretely controlling the phase value, two lines 911 and 912 having different lengths are arranged in parallel, and one end of each line is connected to be selectable by two diodes D3 and D4. There is a phase shifter having a configuration in which the other ends of the two are selectively connected by two diodes D5 and D6 (FIG. 2). In the configuration of FIG. 2, the diode D3 and the diode D5 are turned on, the diode D4 and the diode D6 are turned off, the diode D3 and the diode D5 are turned off, and the diode D4 and the diode D6 are turned off. Select one. The phase value is controlled according to the selected line length.
位相値を連続的に制御するために、可変容量ダイオードを用いる構成がある。この構成では、可変容量ダイオードへの印加電圧を制御することによって容量値が制御される。例えば図１のダイオードＤ１とダイオードＤ２の代わりにそれぞれ可変容量ダイオードを用いる。この構成によると、ブランチラインカプラ１１０からみた反射係数を連続的に制御できることから位相値の連続制御が可能になる。 In order to continuously control the phase value, there is a configuration using a variable capacitance diode. In this configuration, the capacitance value is controlled by controlling the voltage applied to the variable capacitance diode. For example, variable capacitance diodes are used in place of the diodes D1 and D2 in FIG. According to this configuration, since the reflection coefficient viewed from the branch line coupler 110 can be continuously controlled, the phase value can be continuously controlled.
これらの従来技術として、例えば非特許文献１、非特許文献２を例示できる。 Examples of these conventional techniques include Non-Patent Document 1 and Non-Patent Document 2.
誘電体素子や導波管を用いる移相器は、特許文献１、特許文献２、特許文献３に例示されるようにパッシブ素子が用いられる。特許文献１によると、アクチェエータを用いて移相器の位相設定値が機械的に制御される。ここで用いられる移相器の構成は一般に長さを調整可能な伝送線路である。特許文献２では、誘電体基板上に伝送線路を円弧状に形成し、導体稼動部材によって等価的に伝送線路長を制御する構成が開示されている。特許文献３は、導波管の長さを制御する構成が開示されている。 As a phase shifter using a dielectric element or a waveguide, a passive element is used as exemplified in Patent Document 1, Patent Document 2, and Patent Document 3. According to Patent Document 1, the phase set value of the phase shifter is mechanically controlled using an actuator. The configuration of the phase shifter used here is generally a transmission line whose length can be adjusted. Patent Document 2 discloses a configuration in which a transmission line is formed in an arc shape on a dielectric substrate, and the transmission line length is equivalently controlled by a conductor operating member. Patent Document 3 discloses a configuration for controlling the length of a waveguide.
従来の移相器は単一周波数帯域で動作するように設計されている。例えば、レーダーなどの応用例では一般に単一周波数帯域を対象として動作する機能が求められている。これに対して、移動通信システムにおける移動通信基地局は1.5GHz帯、1.8GHz帯、2GHz帯などの複数の周波数帯域をサポートしている。各帯域に適応された送受信装置を設置するものの、アンテナとして、設置上の制約などから、一つのレドーム内に複数の周波数帯域に対応したアンテナ素子が用いられる。周波数帯域により送受信波の伝搬特性が異なることから、周波数帯域ごとにチルト角制御を行う場合がある。このため、各帯域の送受信装置とアンテナとの間には、各帯域に対応した移相器を設置している。例えば、1.8GHzおよび2.1GHz帯で動作する移動通信基地局の場合、一つの移相器で1.8GHz帯のチルト角と2.1GHz帯のチルト角を個々に実現することが望まれるが、両者の周波数帯域が近接していることから、実際には同一のチルト角で両帯域に対応している。 Conventional phase shifters are designed to operate in a single frequency band. For example, an application example such as a radar generally requires a function that operates in a single frequency band. On the other hand, a mobile communication base station in a mobile communication system supports a plurality of frequency bands such as 1.5 GHz band, 1.8 GHz band, and 2 GHz band. Although a transmission / reception apparatus adapted to each band is installed, an antenna element corresponding to a plurality of frequency bands is used as one antenna due to installation restrictions and the like. Since the transmission / reception wave propagation characteristics differ depending on the frequency band, tilt angle control may be performed for each frequency band. For this reason, a phase shifter corresponding to each band is installed between the transmitting / receiving device and the antenna of each band. For example, in the case of a mobile communication base station that operates in the 1.8 GHz and 2.1 GHz bands, it is desired that the tilt angle of the 1.8 GHz band and the tilt angle of the 2.1 GHz band are individually realized with one phase shifter. Since the frequency bands are close to each other, both bands are actually handled with the same tilt angle.
移相器は一般にアンテナ直下またはアンテナ内部に設置される。複数の周波数帯域に適応するマルチバンドアンテナでは、移相器をマルチバンドに適応する構成とすることによって、装置数の削減とアンテナの軽量化に貢献できると考えられる。一般的に、一つの移相器に複数の周波数帯域の送受信波が同時に入力されると、移相器の構造または周波数特性から、或る周波数帯域で位相を調整するとその他の周波数帯域の位相も一意に決まってしまう。これは、従来の移相器が、複数の位相調整手段を設けたとしても、或る位相調整手段が他の位相調整手段による位相調整の影響を受けない構造を有していないからである。 The phase shifter is generally installed directly under or inside the antenna. In a multiband antenna adapted to a plurality of frequency bands, it is considered that a configuration in which the phase shifter is adapted to the multiband can contribute to a reduction in the number of devices and a weight reduction of the antenna. In general, when transmission / reception waves of multiple frequency bands are input simultaneously to a single phase shifter, the phase of other frequency bands may be adjusted by adjusting the phase in a certain frequency band due to the structure or frequency characteristics of the phase shifter It will be decided uniquely. This is because even if a conventional phase shifter is provided with a plurality of phase adjusting means, a certain phase adjusting means does not have a structure that is not affected by phase adjustment by other phase adjusting means.
上述したように、マルチバンドに適応する移動通信システムでは、各周波数帯域で独立したチルト角制御を行うことが求められるため、複数の周波数帯域の送受信波が同時に入力された場合に、一つの移相器で複数の周波数帯域の位相を同時に独立に制御することが求められる。従来の移相器ではこのような独立した位相制御が移相器の構造上の理由によりできなかった。 As described above, since the mobile communication system adapted to multiband requires independent tilt angle control in each frequency band, one transmission / reception wave in a plurality of frequency bands is input simultaneously. The phaser is required to control the phases of a plurality of frequency bands independently at the same time. In the conventional phase shifter, such independent phase control cannot be performed due to the structure of the phase shifter.
本発明は、二つの周波数帯域の入力信号が混合した入力波に対して、それぞれの周波数帯域の入力信号に独立して同時に動作するデュアルバンド移相器とその制御方法を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a dual-band phase shifter that operates simultaneously on an input wave in which two frequency band input signals are mixed, independently of each other in each frequency band, and a control method thereof. To do.
本発明のデュアルバンド移相器は、第１周波数帯域の信号と第２周波数帯域の信号とが混合した入力波が入力される入力端子と、出力端子と、少なくとも一つの反射端子を備えた移相器において、各反射端子に位相制御回路が接続されており、各位相制御回路は、位相制御回路が接続されている反射端子に接続された分配器と、当該分配器に接続された第１帯域位相制御部および第２帯域位相制御部とを含み、当該第１帯域位相制御部は、第１周波数帯域を阻止するように構成された第１短絡ブロックと、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与える第１位相調整部とを含み、当該第２帯域位相制御部は、第２周波数帯域を阻止するように構成された第２短絡ブロックと、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与える第２位相調整部とを含むことを特徴とする。 The dual band phase shifter of the present invention includes an input terminal to which an input wave in which a signal in the first frequency band and a signal in the second frequency band are mixed is input, an output terminal, and at least one reflection terminal. In the phase shifter, a phase control circuit is connected to each reflection terminal. Each phase control circuit includes a distributor connected to the reflection terminal to which the phase control circuit is connected, and a first connected to the distributor. A first short-circuit block configured to block the first frequency band, and a phase of the signal in the second frequency band, including a band phase control unit and a second band phase control unit. A second phase control unit that influences the phase of the signal in the first frequency band and the second short-circuit block configured to block the second frequency band. A second phase adjustment unit for providing And wherein the door.
本発明のデュアルバンド移相器の制御方法は、第１周波数帯域の信号と第２周波数帯域の信号とが混合した入力波が入力される入力端子と、出力端子と、少なくとも一つの反射端子を備えた移相器において、各反射端子に位相制御回路が接続されており、各位相制御回路は、位相制御回路が接続されている反射端子に接続された分配器と、当該分配器に接続された第１帯域位相制御部および第２帯域位相制御部とを含み、当該第１帯域位相制御部は、第１周波数帯域を阻止するように構成された第１短絡ブロックと、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与える第１位相調整部とを含み、当該第２帯域位相制御部は、第２周波数帯域を阻止するように構成された第２短絡ブロックと、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与える第２位相調整部とを含み、各位相調整部のリアクタンスを制御する制御器とを含むデュアルバンド移相器の制御方法であって、制御器が、入力波の位相と出力端子からの出力波の位相とを比較し、当該比較結果に基づいて各位相調整部のリアクタンスを制御する制御工程を有する。 The dual-band phase shifter control method of the present invention includes an input terminal to which an input wave in which a signal in the first frequency band and a signal in the second frequency band are mixed is input, an output terminal, and at least one reflection terminal. In the phase shifter provided, a phase control circuit is connected to each reflection terminal, and each phase control circuit is connected to the reflection terminal to which the phase control circuit is connected, and to the distributor. A first band phase controller and a second band phase controller, wherein the first band phase controller is configured to block the first frequency band, the first short circuit block configured to block the first frequency band, A first phase adjustment unit that affects the phase of the signal, the second band phase control unit configured to block the second frequency band, and a second short-circuit block configured to block the second frequency band; Second phase adjustment that affects phase And a controller for controlling the reactance of each phase adjustment unit, and the controller compares the phase of the input wave with the phase of the output wave from the output terminal. And a control step of controlling the reactance of each phase adjustment unit based on the comparison result.
本発明によると、二つの周波数帯域の入力信号が混合した入力波に対して、それぞれの周波数帯域の入力信号の位相を独立して同時に制御できる。 According to the present invention, the phase of an input signal in each frequency band can be independently and simultaneously controlled with respect to an input wave in which input signals in two frequency bands are mixed.
図面を参照しながら本発明の実施形態を説明する。各実施形態に共通の構成要素には同じ符号を割り当てて重複説明を省略することとする。 Embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Constituent elements common to the embodiments are assigned the same reference numerals, and redundant description is omitted.
《実施形態１》
＜デュアルバンド移相器＞
実施形態１のデュアルバンド移相器１は、第１端子１０１、第２端子１０２、第３端子１０３と第４端子１０４の４端子を持つブランチラインカプラ１１０と、第２端子１０２に接続された第１位相制御回路１２０と、第３端子１０３に接続された第２位相制御回路１３０とを含む構成を持つ（図３）。第１端子１０１はデュアルバンド移相器１の入力端子であり、第１および第２の周波数帯域の入力信号が混合した入力波が入力される。第２端子１０２と第３端子１０３はそれぞれ反射端子である。第４端子１０４はデュアルバンド移相器１の出力端子である。
Embodiment 1
<Dual-band phase shifter>
The dual-band phase shifter 1 of Embodiment 1 is connected to a second terminal 102 and a branch line coupler 110 having four terminals of a first terminal 101, a second terminal 102, a third terminal 103 and a fourth terminal 104. The configuration includes a first phase control circuit 120 and a second phase control circuit 130 connected to the third terminal 103 (FIG. 3). The first terminal 101 is an input terminal of the dual-band phase shifter 1 and receives an input wave in which input signals in the first and second frequency bands are mixed. The second terminal 102 and the third terminal 103 are reflection terminals, respectively. The fourth terminal 104 is an output terminal of the dual band phase shifter 1.
＜ブランチラインカプラ＞
ブランチラインカプラ１１０は、例えば、結合度3dBのブランチライン型90度ハイブリッド回路である。第１端子１０１と第２端子１０２との間および第３端子１０３と第４端子１０４との間の２端子対回路としての分布定数線路１０５ａについて、それぞれ、その特性インピ−ダンスZ0は(Z/√2)であり（Zは負荷のインピーダンス）、かつ、予め決められた周波数f0（波長λ0）においてその電気長θはほぼ1/4波長(θ＝λ0/4)である。第１端子１０１と第４端子１０４との間および第２端子１０２と第３端子１０３との間の２端子対回路としての分布定数線路１０５ｂについて、それぞれ、その特性インピ−ダンスZ0はZであり（Zは負荷のインピーダンス）、かつ、周波数f0においてその電気長θはほぼ1/4波長(θ＝λ0/4)である。
<Branch line coupler>
The branch line coupler 110 is, for example, a branch line type 90 degree hybrid circuit with a coupling degree of 3 dB. The characteristic impedance Z0 of the distributed constant line 105a as a two-terminal pair circuit between the first terminal 101 and the second terminal 102 and between the third terminal 103 and the fourth terminal 104 is (Z / √2) (Z is the impedance of the load), and the electrical length θ is approximately ¼ wavelength (θ = λ0 / 4) at a predetermined frequency f0 (wavelength λ0). The characteristic impedance Z0 of the distributed constant line 105b as a two-terminal pair circuit between the first terminal 101 and the fourth terminal 104 and between the second terminal 102 and the third terminal 103 is Z. (Z is the impedance of the load), and the electrical length θ at the frequency f0 is approximately 1/4 wavelength (θ = λ0 / 4).
＜第１位相制御回路＞
第１位相制御回路１２０は、Ｔ分配器１２１と、第１帯域位相制御部１２２と、第２帯域位相制御部１２３とを含む。Ｔ分配器１２１の第１端子１２１ａはブランチラインカプラ１１０の第２端子１０２に接続されており、Ｔ分配器１２１の第２端子１２１ｂは第１帯域位相制御部１２２に接続されており、Ｔ分配器１２１の第３端子１２１ｃは第２帯域位相制御部１２３に接続されている。
<First phase control circuit>
The first phase control circuit 120 includes a T divider 121, a first band phase control unit 122, and a second band phase control unit 123. The first terminal 121a of the T distributor 121 is connected to the second terminal 102 of the branch line coupler 110, and the second terminal 121b of the T distributor 121 is connected to the first band phase control unit 122. The third terminal 121 c of the device 121 is connected to the second band phase control unit 123.
第１帯域位相制御部１２２は、第１周波数帯域の中心周波数ｆ１でＴ分配器１２１の第２端子１２１ｂを高周波的に短絡させるように、つまり第１周波数帯域を阻止するように構成された第１短絡ブロック１２２１と、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与える第１位相調整部１２２２とを含む。第１位相調整部１２２２は、所望の移相量に応じて予め定められたリアクタンス値を持つように構成されているか、あるいは、移相量を変更可能にするためにリアクタンス値を変更可能な構成を持つ。リアクタンスは好ましくは容量性リアクタンスである。第１短絡ブロック１２２１および第１位相調整部１２２２の各一端はＴ分配器１２１の第２端子１２１ｂに接続されている。このため、Ｔ分配器１２１からの入力波（正確には、ブランチラインカプラ１１０によって分波された入力波がさらに分配器によって等分配された信号波である）に含まれる第１周波数帯域の信号は第１位相調整部１２２２に伝播しない。つまり、第１位相調整部１２２２は、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。この実施形態では、例えば、第１短絡ブロック１２２１は中心周波数ｆ１で１/４波長（電気長90度）のオープンスタブであり、第１位相調整部１２２２は伝送線路１２２２ａと可変容量手段（例えば可変容量キャパシタ）１２２２ｂとの直列接続で構成されている。伝送線路１２２２ａの一端はＴ分配器１２１の第２端子１２１ｂに接続されており、可変容量手段１２２２ｂの一端は伝送線路１２２２ａの他端に接続されており、可変容量手段１２２２ｂの他端は接地されている。可変容量手段１２２２ｂのキャパシタンスを適切に設定することによって、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。 First band phase control unit 122, a second terminal 121b of the T distributor 121 at a center frequency f 1 of the first frequency band so as to high-frequency short-circuited, which is configured that is to prevent the first frequency band A first short-circuit block 1221 and a first phase adjustment unit 1222 that affects the phase of the signal in the second frequency band are included. The first phase adjustment unit 1222 is configured to have a predetermined reactance value according to a desired amount of phase shift, or a configuration capable of changing the reactance value so that the phase shift amount can be changed. have. The reactance is preferably a capacitive reactance. One end of each of the first short-circuit block 1221 and the first phase adjustment unit 1222 is connected to the second terminal 121 b of the T distributor 121. Therefore, the signal in the first frequency band included in the input wave from the T distributor 121 (more precisely, the input wave divided by the branch line coupler 110 is a signal wave that is further equally divided by the distributor). Does not propagate to the first phase adjustment unit 1222. That is, the first phase adjustment unit 1222 can affect the phase of the signal in the second frequency band without affecting the phase of the signal in the first frequency band. In this embodiment, for example, the first short-circuit block 1221 is an open stub having a center frequency f 1 and a quarter wavelength (electric length 90 degrees), and the first phase adjustment unit 1222 includes the transmission line 1222a and variable capacitance means (for example, (Variable capacitor) 1222b. One end of the transmission line 1222a is connected to the second terminal 121b of the T distributor 121, one end of the variable capacitance means 1222b is connected to the other end of the transmission line 1222a, and the other end of the variable capacitance means 1222b is grounded. ing. By appropriately setting the capacitance of the variable capacitance means 1222b, the phase of the signal in the second frequency band can be influenced without affecting the phase of the signal in the first frequency band.
第２帯域位相制御部１２３は、第２周波数帯域の中心周波数ｆ２でＴ分配器１２１の第３端子１２１ｃを高周波的に短絡させるように、つまり第２周波数帯域を阻止するように構成された第２短絡ブロック１２３１と、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与える第２位相調整部１２３２とを含む。第２位相調整部１２３２は、所望の移相量に応じて予め定められたリアクタンス値を持つように構成されているか、あるいは、移相量を変更可能にするためにリアクタンス値を変更可能な構成を持つ。リアクタンスは好ましくは容量性リアクタンスである。第２短絡ブロック１２３１および第２位相調整部１２３２の各一端はＴ分配器１２１の第３端子１２１ｃに接続されている。このため、Ｔ分配器１２１からの入力波（正確には、ブランチラインカプラ１１０によって分波された入力波がさらに分配器によって等分配された信号波である）に含まれる第２周波数帯域の信号は第２位相調整部１２３２に伝播しない。つまり、第２位相調整部１２３２は、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。この実施形態では、例えば、第２短絡ブロック１２３１は中心周波数ｆ２で１/４波長（電気長90度）のオープンスタブであり、第２位相調整部１２３２は伝送線路１２３２ａと可変容量手段（例えば可変容量キャパシタ）１２３２ｂとの直列接続で構成されている。伝送線路１２３２ａの一端はＴ分配器１２１の第３端子１２１ｃに接続されており、可変容量手段１２３２ｂの一端は伝送線路１２３２ａの他端に接続されており、可変容量手段１２３２ｂの他端は接地されている。可変容量手段１２３２ｂのキャパシタンスを適切に設定することによって、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。 Second band phase control unit 123, a third terminal 121c of the T distributor 121 at a center frequency f 2 of the second frequency band so as to high-frequency short-circuited, which is configured that is to prevent the second frequency band It includes a second short-circuit block 1231 and a second phase adjustment unit 1232 that affects the phase of the signal in the first frequency band. The second phase adjustment unit 1232 is configured to have a reactance value determined in advance according to a desired phase shift amount, or a configuration capable of changing the reactance value so that the phase shift amount can be changed. have. The reactance is preferably a capacitive reactance. One end of each of the second short-circuit block 1231 and the second phase adjustment unit 1232 is connected to the third terminal 121 c of the T distributor 121. Therefore, the signal in the second frequency band included in the input wave from the T distributor 121 (more precisely, the input wave divided by the branch line coupler 110 is a signal wave that is further equally divided by the distributor). Does not propagate to the second phase adjustment unit 1232. That is, the second phase adjustment unit 1232 can affect the phase of the signal in the first frequency band without affecting the phase of the signal in the second frequency band. In this embodiment, for example, the second short-circuit block 1231 is an open stub having a quarter wavelength (electrical length of 90 degrees) at the center frequency f 2 , and the second phase adjustment unit 1232 includes the transmission line 1232a and variable capacitance means (for example, (Variable capacitor) 1232b. One end of the transmission line 1232a is connected to the third terminal 121c of the T distributor 121, one end of the variable capacitance means 1232b is connected to the other end of the transmission line 1232a, and the other end of the variable capacitance means 1232b is grounded. ing. By appropriately setting the capacitance of the variable capacitance means 1232b, the phase of the signal in the first frequency band can be affected without affecting the phase of the signal in the second frequency band.
＜第２位相制御回路＞
第２位相制御回路１３０は、Ｔ分配器１３１と、第１帯域位相制御部１３２と、第２帯域位相制御部１３３とを含む。Ｔ分配器１３１の第１端子１３１ａはブランチラインカプラ１１０の第３端子１０３に接続されており、Ｔ分配器１３１の第２端子１３１ｂは第１帯域位相制御部１３２に接続されており、Ｔ分配器１３１の第３端子１３１ｃは第２帯域位相制御部１３３に接続されている。
<Second phase control circuit>
The second phase control circuit 130 includes a T divider 131, a first band phase control unit 132, and a second band phase control unit 133. The first terminal 131a of the T distributor 131 is connected to the third terminal 103 of the branch line coupler 110, and the second terminal 131b of the T distributor 131 is connected to the first band phase control unit 132. The third terminal 131 c of the device 131 is connected to the second band phase controller 133.
第１帯域位相制御部１３２は、第１周波数帯域の中心周波数ｆ１でＴ分配器１３１の第２端子１３１ｂを高周波的に短絡させるように、つまり第１周波数帯域を阻止するように構成された第１短絡ブロック１３２１と、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与える第１位相調整部１３２２とを含む。第１位相調整部１３２２は、所望の移相量に応じて予め定められたリアクタンス値を持つように構成されているか、あるいは、移相量を変更可能にするためにリアクタンス値を変更可能な構成を持つ。リアクタンスは好ましくは容量性リアクタンスである。第１短絡ブロック１３２１および第１位相調整部１３２２の各一端はＴ分配器１３１の第２端子１３１ｂに接続されている。このため、Ｔ分配器１３１からの入力波（正確には、ブランチラインカプラ１１０によって分波された入力波がさらに分配器によって等分配された信号波である）に含まれる第１周波数帯域の信号は第１位相調整部１３２２に伝播しない。つまり、第１位相調整部１３２２は、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。この実施形態では、例えば、第１短絡ブロック１３２１は中心周波数ｆ１で１/４波長（電気長90度）のオープンスタブであり、第１位相調整部１３２２は伝送線路１３２２ａと可変容量手段（例えば可変容量キャパシタ）１３２２ｂとの直列接続で構成されている。伝送線路１３２２ａの一端はＴ分配器１３１の第２端子１３１ｂに接続されており、可変容量手段１３２２ｂの一端は伝送線路１３２２ａの他端に接続されており、可変容量手段１３２２ｂの他端は接地されている。可変容量手段１３２２ｂのキャパシタンスを適切に設定することによって、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。 First band phase control unit 132, a second terminal 131b of the T distributor 131 at a center frequency f 1 of the first frequency band so as to high-frequency short-circuited, which is configured that is to prevent the first frequency band A first short-circuit block 1321 and a first phase adjustment unit 1322 that affects the phase of the signal in the second frequency band are included. The first phase adjustment unit 1322 is configured to have a reactance value that is determined in advance according to a desired phase shift amount, or a configuration that can change the reactance value so that the phase shift amount can be changed. have. The reactance is preferably a capacitive reactance. One end of each of the first short-circuit block 1321 and the first phase adjustment unit 1322 is connected to the second terminal 131 b of the T distributor 131. Therefore, the signal in the first frequency band included in the input wave from the T distributor 131 (more precisely, the input wave divided by the branch line coupler 110 is a signal wave that is further equally divided by the distributor). Does not propagate to the first phase adjustment unit 1322. That is, the first phase adjustment unit 1322 can affect the phase of the signal in the second frequency band without affecting the phase of the signal in the first frequency band. In this embodiment, for example, the first short-circuit block 1321 is an open stub with a center frequency f 1 and a quarter wavelength (electric length 90 degrees), and the first phase adjustment unit 1322 includes the transmission line 1322a and variable capacitance means (for example, (Variable capacitor) 1322b. One end of the transmission line 1322a is connected to the second terminal 131b of the T distributor 131, one end of the variable capacitance means 1322b is connected to the other end of the transmission line 1322a, and the other end of the variable capacitance means 1322b is grounded. ing. By appropriately setting the capacitance of the variable capacitance means 1322b, the phase of the signal in the second frequency band can be influenced without affecting the phase of the signal in the first frequency band.
第２帯域位相制御部１３３は、第２周波数帯域の中心周波数ｆ２でＴ分配器１３１の第３端子１３１ｃを高周波的に短絡させるように、つまり第２周波数帯域を阻止するように構成された第２短絡ブロック１３３１と、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与える第２位相調整部１３３２とを含む。第２位相調整部１３３２は、所望の移相量に応じて予め定められたリアクタンス値を持つように構成されているか、あるいは、移相量を変更可能にするためにリアクタンス値を変更可能な構成を持つ。リアクタンスは好ましくは容量性リアクタンスである。第２短絡ブロック１３３１および第２位相調整部１３３２の各一端はＴ分配器１３１の第３端子１３１ｃに接続されている。このため、Ｔ分配器１３１からの入力波（正確には、ブランチラインカプラ１１０によって分波された入力波がさらに分配器によって等分配された信号波である）に含まれる第２周波数帯域の信号は第２位相調整部１３３２に伝播しない。つまり、第２位相調整部１３３２は、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。この実施形態では、例えば、第２短絡ブロック１３３１は中心周波数ｆ２で１/４波長（電気長90度）のオープンスタブであり、第２位相調整部１３３２は伝送線路１３３２ａと可変容量手段（例えば可変容量キャパシタ）１３３２ｂとの直列接続で構成されている。伝送線路１３３２ａの一端はＴ分配器１２１の第３端子１３１ｃに接続されており、可変容量手段１３３２ｂの一端は伝送線路１３３２ａの他端に接続されており、可変容量手段１３３２ｂの他端は接地されている。可変容量手段１３３２ｂのキャパシタンスを適切に設定することによって、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与えることなく、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。 Second band phase control unit 133, a third terminal 131c of the T distributor 131 at a center frequency f 2 of the second frequency band so as to high-frequency short-circuited, which is configured that is to prevent the second frequency band It includes a second short-circuit block 1331 and a second phase adjustment unit 1332 that affects the phase of the signal in the first frequency band. The second phase adjustment unit 1332 is configured to have a reactance value that is determined in advance according to a desired phase shift amount, or a configuration that can change the reactance value so that the phase shift amount can be changed. have. The reactance is preferably a capacitive reactance. One end of each of the second short-circuit block 1331 and the second phase adjustment unit 1332 is connected to the third terminal 131 c of the T distributor 131. Therefore, the signal in the second frequency band included in the input wave from the T distributor 131 (more precisely, the input wave divided by the branch line coupler 110 is a signal wave that is further equally divided by the distributor). Does not propagate to the second phase adjustment unit 1332. That is, the second phase adjustment unit 1332 can affect the phase of the signal in the first frequency band without affecting the phase of the signal in the second frequency band. In this embodiment, for example, the second short-circuit block 1331 is an open stub having a center frequency f 2 and a quarter wavelength (electric length 90 degrees), and the second phase adjustment unit 1332 includes a transmission line 1332 a and variable capacitance means (for example, (Variable capacitor) 1332b. One end of the transmission line 1332a is connected to the third terminal 131c of the T distributor 121, one end of the variable capacitance means 1332b is connected to the other end of the transmission line 1332a, and the other end of the variable capacitance means 1332b is grounded. ing. By appropriately setting the capacitance of the variable capacitance means 1332b, it is possible to influence the phase of the signal in the first frequency band without affecting the phase of the signal in the second frequency band.
＜原理＞
実施形態１において、第１帯域位相制御部１２２と、第２帯域位相制御部１２３と、第１帯域位相制御部１３２と、第２帯域位相制御部１３３は、それぞれ、構造が同じであるから、第１帯域位相制御部１２２を例にとって、この発明の基本原理を説明する。
既述のとおり、第１短絡ブロック１２２１は中心周波数ｆ１で１/４波長（電気長90度）の開放線路であり、第１位相調整部１２２２は伝送線路１２２２ａ（長さＬ１、特性インピーダンス50Ohm）と可変容量手段（例えば可変容量キャパシタ）１２２２ｂとの直列接続で構成されている。Ｔ分配器１２１の第２端子１２１ｂに１/４波長開放線路が接続されているため、Ｔ分配器１２１の第２端子１２１ｂにて第１周波数帯域の信号は短絡となり、伝送線路１２２２ａには第２周波数帯域の信号のみが伝達される。可変容量キャパシタの静電容量値を変更すると、ブランチラインカプラ１１０の第２端子１０２から見て、第２周波数帯域での反射係数は可変容量キャパシタの静電容量に応じて変化するが、第１周波数帯域での反射係数は１/４波長開放線路によって常に短絡に固定されている（ブランチラインカプラ１１０の第２端子１０２から見ると、第１周波数帯域の信号のインピーダンスはスミスチャート上の短絡点で常に固定されるが、第２周波数帯域の信号のインピーダンスは可変容量キャパシタの静電容量と可変容量キャパシタに接続している伝送線路の線路長に応じてスミスチャート上を移動する）。すなわち、第２周波数帯域の信号の位相制御を行っても、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与えない。このように本発明に含まれる基本回路部（ここで説明した例では、第１帯域位相制御部１２２に相当する）は、一方の周波数帯域での反射係数を短絡に固定したまま、一方の周波数帯域での反射係数とは独立に他方の周波数帯域での反射係数だけを任意に設定できる。
<Principle>
In the first embodiment, the first band phase control unit 122, the second band phase control unit 123, the first band phase control unit 132, and the second band phase control unit 133 have the same structure. The basic principle of the present invention will be described using the first band phase control unit 122 as an example.
As described above, the first short-circuit block 1221 is an open line having a quarter wavelength (electrical length of 90 degrees) at the center frequency f 1 , and the first phase adjustment unit 1222 is a transmission line 1222a (length L 1 , characteristic impedance) 50 Ohm) and variable capacitance means (for example, a variable capacitance capacitor) 1222b are connected in series. Since the 1/4 wavelength open line is connected to the second terminal 121b of the T distributor 121, the signal in the first frequency band is short-circuited at the second terminal 121b of the T distributor 121, and the transmission line 1222a has the first Only signals in two frequency bands are transmitted. When the capacitance value of the variable capacitor is changed, the reflection coefficient in the second frequency band as viewed from the second terminal 102 of the branch line coupler 110 changes according to the capacitance of the variable capacitor. The reflection coefficient in the frequency band is always fixed to the short circuit by the 1/4 wavelength open line (when viewed from the second terminal 102 of the branch line coupler 110, the impedance of the signal in the first frequency band is the short circuit point on the Smith chart. The impedance of the signal in the second frequency band moves on the Smith chart according to the capacitance of the variable capacitor and the length of the transmission line connected to the variable capacitor). That is, even if the phase control of the signal in the second frequency band is performed, the phase of the signal in the first frequency band is not affected. As described above, the basic circuit unit (corresponding to the first band phase control unit 122 in the example described here) included in the present invention has the reflection coefficient in one frequency band fixed to the short circuit while the one frequency is fixed. Independently of the reflection coefficient in the band, only the reflection coefficient in the other frequency band can be set arbitrarily.
従って、異なる二つの周波数帯域での反射係数を独立に設定するためには、双対な二つの基本回路部を用意すればよい。すなわち、第１の基本回路部は、一方の周波数帯域での反射係数を短絡に固定したまま、一方の周波数帯域での反射係数とは独立に他方の周波数帯域での反射係数だけを任意に設定するものであり、例えば、第１帯域位相制御部１２２に相当する。第１の基本回路部に対して双対な第２の基本回路部は、他方の周波数帯域での反射係数を短絡に固定したまま、他方の周波数帯域での反射係数とは独立に一方の周波数帯域での反射係数だけを任意に設定するものであり、例えば、第２帯域位相制御部１２３に相当する。この双対な二つの基本回路部に混合信号を送るために、反射端子に分配器の一端を接続して、当該分配器の二つの端子に第１の基本回路部と第２の基本回路部を接続すればよい。この構成が位相制御回路に相当する。反射端子が複数ある場合には、分配器と双対な二つの基本回路部で構成された位相制御回路を各反射端子に接続すればよい。たとえば、ブランチラインカプラ１１０にて異なる二つの周波数帯域の信号の移相を独立に制御するには、既述のように、二つの反射端子に第１位相制御回路と第２位相制御回路を接続すればよい。 Therefore, in order to set the reflection coefficients in two different frequency bands independently, two dual basic circuit units may be prepared. That is, the first basic circuit unit arbitrarily sets only the reflection coefficient in the other frequency band independently of the reflection coefficient in the one frequency band, while fixing the reflection coefficient in one frequency band to a short circuit. For example, it corresponds to the first band phase control unit 122. The second basic circuit unit that is dual to the first basic circuit unit has one frequency band independent of the reflection coefficient in the other frequency band, with the reflection coefficient in the other frequency band fixed to a short circuit. Only the reflection coefficient is set arbitrarily, and corresponds to the second band phase control unit 123, for example. In order to send a mixed signal to the two dual basic circuit units, one end of a distributor is connected to the reflection terminal, and the first basic circuit unit and the second basic circuit unit are connected to the two terminals of the distributor. Just connect. This configuration corresponds to a phase control circuit. In the case where there are a plurality of reflection terminals, a phase control circuit composed of two basic circuit units dual to the distributor may be connected to each reflection terminal. For example, in order to independently control the phase shift of signals in two different frequency bands by the branch line coupler 110, as described above, the first phase control circuit and the second phase control circuit are connected to the two reflection terminals. do it.
＜機能＞
このデュアルバンド移相器１の構成によると、第１周波数帯域の信号の観点からは、デュアルバンド移相器１はあたかも、ブランチラインカプラ１１０と、第１位相制御回路１２０の第２位相調整部１２３２に含まれる可変容量手段１２３２ｂと、可変容量手段１２３２ｂの一端とブランチラインカプラ１１０の第２端子１０２との間の伝送線路（以下、伝送線路Ｂと呼称する）と、第２位相制御回路１３０の第２位相調整部１３３２に含まれる可変容量手段１３３２ｂと、可変容量手段１３３２ｂの一端とブランチラインカプラ１１０の第３端子１０３との間の伝送線路（以下、伝送線路Ｄと呼称する）と、で構成されている。通常、可変容量手段１２３２ｂのキャパシタンスと可変容量手段１３３２ｂのキャパシタンスは等しく設定される。
他方、第２周波数帯域の信号の観点からは、デュアルバンド移相器１はあたかも、ブランチラインカプラ１１０と、第１位相制御回路１２０の第１位相調整部１２２２に含まれる可変容量手段１２２２ｂと、可変容量手段１２２２ｂの一端とブランチラインカプラ１１０の第２端子１０２との間の伝送線路（以下、伝送線路Ａと呼称する）と、第２位相制御回路１３０の第１位相調整部１３２２に含まれる可変容量手段１３２２ｂと、可変容量手段１３２２ｂの一端とブランチラインカプラ１１０の第３端子１０３との間の伝送線路（以下、伝送線路Ｃと呼称する）と、で構成されている。通常、可変容量手段１２２２ｂのキャパシタンスと可変容量手段１３２２ｂのキャパシタンスは等しく設定される。
<Function>
According to the configuration of the dual band phase shifter 1, from the viewpoint of the signal in the first frequency band, the dual band phase shifter 1 is as if the branch line coupler 110 and the second phase adjustment unit of the first phase control circuit 120. A variable capacitance means 1232b included in the reference numeral 1232; a transmission line (hereinafter referred to as transmission line B) between one end of the variable capacitance means 1232b and the second terminal 102 of the branch line coupler 110; and a second phase control circuit 130. Variable capacitance means 1332b included in the second phase adjustment unit 1332; a transmission line (hereinafter referred to as transmission line D) between one end of the variable capacitance means 1332b and the third terminal 103 of the branch line coupler 110; It consists of Usually, the capacitance of the variable capacitance means 1232b and the capacitance of the variable capacitance means 1332b are set equal.
On the other hand, from the viewpoint of the signal in the second frequency band, the dual-band phase shifter 1 is as if the branch line coupler 110 and the variable capacitance means 1222b included in the first phase adjustment unit 1222 of the first phase control circuit 120; A transmission line (hereinafter referred to as transmission line A) between one end of the variable capacitance means 1222b and the second terminal 102 of the branch line coupler 110 and the first phase adjustment unit 1322 of the second phase control circuit 130 are included. The variable capacitance unit 1322b and a transmission line (hereinafter referred to as transmission line C) between one end of the variable capacitance unit 1322b and the third terminal 103 of the branch line coupler 110 are configured. Usually, the capacitance of the variable capacitance means 1222b and the capacitance of the variable capacitance means 1322b are set equal.
このため、デュアルバンド移相器１では、第１端子１０１から入力された入力波（第１と第２の周波数帯域の入力信号が混合した信号波）はブランチラインカプラ１１０によって分波され、所定の位相差を持って第２端子１０２と第３端子１０３に至り、各帯域の信号の位相変化は次のようにして生じる。
［１］第１周波数帯域の信号の観点からは、分波された入力波はそれぞれ伝送線路Ｂと伝送線路Ｄを伝播して可変容量手段１２３２ｂと可変容量手段１３３２ｂで各キャパシタンスに応じた反射係数で反射される。その後、反射波はそれぞれ伝送線路Ｂと伝送線路Ｄを伝播して第２端子１０２と第３端子１０３に至りブランチラインカプラ１１０によって合成され、入力波に対して所望の位相差を持った信号波が第４端子１０４から出力される。
［２］第２周波数帯域の信号の観点からは、分波された入力波はそれぞれ伝送線路Ａと伝送線路Ｃを伝播して可変容量手段１２２２ｂと可変容量手段１３２２ｂで各キャパシタンスに応じた反射係数で反射される。その後、反射波はそれぞれ伝送線路Ａと伝送線路Ｃを伝播して第２端子１０２と第３端子１０３に至りブランチラインカプラ１１０によって合成され、入力波に対して所望の位相差を持った信号波が第４端子１０４から出力される。
For this reason, in the dual-band phase shifter 1, the input wave input from the first terminal 101 (the signal wave in which the input signals in the first and second frequency bands are mixed) is demultiplexed by the branch line coupler 110, and is predetermined. The second terminal 102 and the third terminal 103 are reached with a phase difference of ## EQU3 ## and the phase change of the signal in each band occurs as follows.
[1] From the viewpoint of the signal in the first frequency band, the demultiplexed input wave propagates through the transmission line B and the transmission line D, respectively, and the reflection coefficient corresponding to each capacitance by the variable capacitance means 1232b and the variable capacitance means 1332b. Reflected by. Thereafter, the reflected wave propagates through the transmission line B and the transmission line D, respectively, reaches the second terminal 102 and the third terminal 103, is synthesized by the branch line coupler 110, and is a signal wave having a desired phase difference with respect to the input wave. Is output from the fourth terminal 104.
[2] From the viewpoint of the signal in the second frequency band, the demultiplexed input waves propagate through the transmission line A and the transmission line C, respectively, and the reflection coefficients corresponding to the respective capacitances by the variable capacitance means 1222b and the variable capacitance means 1322b. Reflected by. Thereafter, the reflected wave propagates through the transmission line A and the transmission line C, reaches the second terminal 102 and the third terminal 103, is synthesized by the branch line coupler 110, and is a signal wave having a desired phase difference with respect to the input wave. Is output from the fourth terminal 104.
なお、第４端子１０４から出力される出力波は、位相変化された第１周波数帯域の信号と位相変化された第２周波数帯域の信号が混合した信号波である。 The output wave output from the fourth terminal 104 is a signal wave obtained by mixing the phase-changed first frequency band signal and the phase-changed second frequency band signal.
このように、デュアルバンド移相器１は、二つの周波数帯域の入力信号が混合した入力波に対して、それぞれの周波数帯域の入力信号に独立して同時に動作する。 As described above, the dual-band phase shifter 1 operates simultaneously on the input wave in which the input signals of the two frequency bands are mixed independently of the input signals of the respective frequency bands.
＜補記＞
上述のように、「通常、可変容量手段１２２２ｂのキャパシタンスと可変容量手段１３２２ｂのキャパシタンスは等しく設定される」、要するに、「通常、第１位相制御回路１２０に含まれる第１位相調整部１２２２のリアクタンス値と第２位相制御回路１３０に含まれる第１位相調整部１３２２のリアクタンス値が等しい」、と説明したが、ここで“等しい”とは、両方のリアクタンス値が完全に一致することを意味するものではない。設計上のリアクタンス値と実際のリアクタンス値との間に誤差が生じることは通常であり、このため、両方のリアクタンス値を完全に一致させることには相当の困難が伴う。また、この程度の誤差があったとしても、実用上、支障が生じることは無い（換言すれば、実用上の支障が無いように、誤差を考慮してリアクタンス値が設定される）。
同様に、「通常、可変容量手段１２３２ｂのキャパシタンスと可変容量手段１３３２ｂのキャパシタンスは等しく設定される」、要するに、「通常、第１位相制御回路１２０に含まれる第２位相調整部１２３２のリアクタンス値と第２位相制御回路１３０に含まれる第２位相調整部１３３２のリアクタンス値が等しい」、と説明したが、ここで“等しい”とは、両方のリアクタンス値が完全に一致することを意味するものではない。
<Supplementary note>
As described above, “normally, the capacitance of the variable capacitance means 1222b and the capacitance of the variable capacitance means 1322b are set to be equal”, in short, “usually, the reactance of the first phase adjustment unit 1222 included in the first phase control circuit 120. The value and the reactance value of the first phase adjustment unit 1322 included in the second phase control circuit 130 are equal to each other. ”Here,“ equal ”means that both reactance values completely match. It is not a thing. It is normal for an error to occur between the design reactance value and the actual reactance value, which makes it quite difficult to make both reactance values perfectly coincident. Even if there is such an error, there is no practical problem (in other words, the reactance value is set in consideration of the error so that there is no practical problem).
Similarly, “normally, the capacitance of the variable capacitance means 1232b and the capacitance of the variable capacitance means 1332b are set to be equal”, in short, “usually, the reactance value of the second phase adjustment unit 1232 included in the first phase control circuit 120 The reactance value of the second phase adjustment unit 1332 included in the second phase control circuit 130 is described as being equal, "here," equal "does not mean that both reactance values completely match. Absent.
＜変形例＞
各位相調整部は、キャパシタンスを変更可能とする構成に限定されず、例えば線路長を変更可能な伝送線路構造を採用することができる。具体的には、同軸型伝送線路の導体長を調整する構造や、PinダイオードまたはMEMSスイッチを用いて伝送線路の長さを機械的に可変する構造を用いることができる。また、可変容量キャパシタとして、例えばバリキャップが挙げられるが、機械式のトリマコンデンサを用いてもよい。位相調整部に半導体素子を用いる利点は位相値を連続制御できることであり、位相調整部に受動素子を用いる利点は半導体特有の非線形ひずみを生じないことである。
<Modification>
Each phase adjustment unit is not limited to a configuration that allows the capacitance to be changed. For example, a transmission line structure that can change the line length can be employed. Specifically, a structure in which the conductor length of the coaxial transmission line is adjusted, or a structure in which the length of the transmission line is mechanically changed using a Pin diode or a MEMS switch can be used. Further, as the variable capacitor, for example, a varicap can be cited, but a mechanical trimmer capacitor may be used. An advantage of using a semiconductor element in the phase adjustment unit is that the phase value can be continuously controlled, and an advantage of using a passive element in the phase adjustment unit is that non-linear distortion peculiar to semiconductors does not occur.
＜実施形態１の実施例＞
この実施例では、第１周波数帯域の中心周波数（第１中心周波数f1）を1823MHz、第２周波数帯域の中心周波数（第２中心周波数f2）を2045MHzとした（図４）。これは日本国で運用されている1.7GHz帯と2.1GHz帯のそれぞれの運用帯域の中心周波数である。運用周波数帯域は上りと下りの帯域とした。
<Example of Embodiment 1>
In this embodiment, the center frequency (first center frequency f1) of the first frequency band is 1823 MHz, and the center frequency (second center frequency f2) of the second frequency band is 2045 MHz (FIG. 4). This is the center frequency of each of the 1.7 GHz and 2.1 GHz bands used in Japan. The operating frequency band was an upstream and downstream band.
ブランチラインカプラ１１０の設計周波数f0は、第１中心周波数f1と第２中心周波数f2の中間周波数である1934MHzとした。これはブランチラインカプラ１１０には、1.7GHz帯と2.1GHz帯の送信波または受信波を同時に入力することから、1.7GHz帯と2.1GHz帯の周波数特性を均一にする観点から、中間周波数f0にて設計を行った。ブランチラインカプラ１１０では、周知のように、二つの90度50Ohm線路と二つの90度35.5Ohm線路が環状に構成されている。なお、図中、ZとZ0は特性インピーダンス［単位：Ohm］を表しており、ELは電気長を表している［単位：deg］。 The design frequency f0 of the branch line coupler 110 is 1934 MHz, which is an intermediate frequency between the first center frequency f1 and the second center frequency f2. This is because the 1.7 GHz band and the 2.1 GHz band transmission wave or reception wave are input to the branch line coupler 110 at the same time, so that the frequency characteristics of the 1.7 GHz band and the 2.1 GHz band are uniformed to the intermediate frequency f0. Designed. In the branch line coupler 110, as is well known, two 90 degree 50 Ohm lines and two 90 degree 35.5 Ohm lines are formed in a ring shape. In the figure, Z and Z0 represent characteristic impedance [unit: Ohm], and EL represents electrical length [unit: deg].
第１位相制御回路１２０において、Ｔ分配器１２１は、中間周波数1934MHzの40度50ohm線路と、二つの中間周波数1934MHzの90度50Ohm 線路で構成される。第１短絡ブロック１２２１である90度開放線路は第１中心周波数1823MHzの50Ohm線路である。第１位相調整部１２２２に含まれる伝送線路は第２中心周波数2045MHzの30度50Ohm線路である。この30度50Ohm線路は、可変容量キャパシタのキャパシタンスをバイアス電圧で制御したときに他方の周波数帯域の位相に影響を与えないようにするためであり、30度という数値は計算機シミュレーションにて決定した。第２短絡ブロック１２３１である90度開放線路は第２中心周波数2045MHzの50Ohm線路である。第２位相調整部１２３２に含まれる伝送線路は第１中心周波数1823MHzの30度50Ohm線路である。この30度50Ohm線路は、可変容量キャパシタのキャパシタンスをバイアス電圧で制御したときに他方の周波数帯域の位相に影響を与えないようにするためであり、30度という数値は計算機シミュレーションにて決定した。 In the first phase control circuit 120, the T divider 121 includes a 40 degree 50 ohm line having an intermediate frequency of 1934 MHz and two 90 degree 50 Ohm lines having an intermediate frequency of 1934 MHz. The 90-degree open line that is the first short-circuit block 1221 is a 50 Ohm line having a first center frequency of 1823 MHz. The transmission line included in the first phase adjustment unit 1222 is a 30 degree 50 Ohm line having a second center frequency of 2045 MHz. This 30 degree 50 Ohm line is to prevent the phase of the other frequency band from being affected when the capacitance of the variable capacitor is controlled by the bias voltage, and the value of 30 degrees was determined by computer simulation. The 90-degree open line that is the second short-circuit block 1231 is a 50 Ohm line having a second center frequency of 2045 MHz. The transmission line included in the second phase adjustment unit 1232 is a 30 degree 50 Ohm line having a first center frequency of 1823 MHz. This 30 degree 50 Ohm line is to prevent the phase of the other frequency band from being affected when the capacitance of the variable capacitor is controlled by the bias voltage, and the value of 30 degrees was determined by computer simulation.
第２位相制御回路１３０の構成は第１位相制御回路１２０と同じとした。 The configuration of the second phase control circuit 130 is the same as that of the first phase control circuit 120.
図５に図４に示す実施例の計算機シミュレーション結果を示す。第１周波数帯域での位相制御に用いられる二つの可変容量キャパシタにそれぞれ同じキャパシタンスを設定した。また第２周波数帯域での位相制御に用いられる二つの可変容量キャパシタにそれぞれ同じキャパシタンスを設定した（注：図４に示すように、当該キャパシタンス値は僅かに異なるが、誤差の許容範囲内であり、この意味で「同じ」と表現した）。 FIG. 5 shows a computer simulation result of the embodiment shown in FIG. The same capacitance was set for each of the two variable capacitors used for phase control in the first frequency band. The same capacitance was set for each of the two variable capacitors used for phase control in the second frequency band (Note: As shown in FIG. 4, the capacitance values are slightly different, but are within an allowable range of errors. , "Same" in this sense).
図５の横軸は４個の可変容量キャパシタに設定したキャパシタンスを表しており、縦軸はデュアルバンド移相器１の出力の位相値を表している。第１周波数帯域に関して可変容量キャパシタを制御したときの第１周波数帯域の信号の位相はダイヤ印で示されており、この場合の第２周波数帯域の信号の位相は四角印で示されている。計算機シミュレーション結果から、第１周波数帯域の信号の位相値は-70degから110degまで連続的に変化しているのに対して、第２周波数帯域の信号の位相値は-65degで一定であることがわかる。第２周波数帯域に関して可変容量キャパシタを制御したときの第２周波数帯域の信号の位相は×印で示されており、この場合の第１周波数帯域の信号の位相は三角印で示されている。計算機シミュレーション結果から、第２周波数帯域の信号の位相値は-80degから10degまで連続的に変化しているのに対して、第１周波数帯域の信号の位相値は65degでほぼ一定であることがわかる。このように、デュアルバンド移相器１によると、二つの周波数帯域の入力信号が混合した入力波に対して、それぞれの周波数帯域の信号の位相を独立して同時に調整できることがわかる。 The horizontal axis of FIG. 5 represents the capacitance set in the four variable capacitors, and the vertical axis represents the phase value of the output of the dual band phase shifter 1. The phase of the signal in the first frequency band when the variable capacitor is controlled with respect to the first frequency band is indicated by a diamond mark, and the phase of the signal in the second frequency band in this case is indicated by a square mark. From the computer simulation results, the phase value of the signal in the first frequency band continuously changes from −70 deg to 110 deg, whereas the phase value of the signal in the second frequency band is constant at −65 deg. Recognize. The phase of the signal in the second frequency band when the variable capacitor is controlled with respect to the second frequency band is indicated by x, and the phase of the signal in the first frequency band in this case is indicated by a triangle. From the computer simulation results, the phase value of the signal in the second frequency band continuously changes from -80 deg to 10 deg, whereas the phase value of the signal in the first frequency band is almost constant at 65 deg. Recognize. As described above, according to the dual-band phase shifter 1, it is understood that the phase of each frequency band signal can be adjusted independently and simultaneously with respect to an input wave in which two frequency band input signals are mixed.
《実施形態２》
＜デュアルバンド移相器＞
実施形態２のデュアルバンド移相器２（図６）は、実施形態１の変形例の一例であり、下記の点で、実施形態１のデュアルバンド移相器１と異なる。
<< Embodiment 2 >>
<Dual-band phase shifter>
The dual band phase shifter 2 (FIG. 6) of the second embodiment is an example of a modification of the first embodiment, and is different from the dual band phase shifter 1 of the first embodiment in the following points.
第１位相制御回路１２０の第１位相調整部１２２２が、伝送線路１２２２ａと伝送線路１２２２ｃとの直列接続と、伝送線路１２２２ａと伝送線路１２２２ｃとの接続部に一端（カソード）が接続され他端（アノード）が接地された可変容量ダイオードＶＤ１で構成されている。伝送線路１２２２ａの一端はＴ分配器１２１の第２端子１２１ｂに接続されており、伝送線路１２２２ｃの一端は伝送線路１２２２ａの他端に接続されており、伝送線路１２２２ｃの他端は接地されている。 The first phase adjustment unit 1222 of the first phase control circuit 120 has one end (cathode) connected to the serial connection of the transmission line 1222a and the transmission line 1222c and the connection part of the transmission line 1222a and the transmission line 1222c (the other end ( The anode is composed of a variable capacitance diode VD1 grounded. One end of the transmission line 1222a is connected to the second terminal 121b of the T distributor 121, one end of the transmission line 1222c is connected to the other end of the transmission line 1222a, and the other end of the transmission line 1222c is grounded. .
第１位相制御回路１２０の第２位相調整部１２３２が、伝送線路１２３２ａと伝送線路１２３２ｃとの直列接続と、伝送線路１２３２ａと伝送線路１２３２ｃとの接続部に一端（カソード）が接続され他端（アノード）が接地された可変容量ダイオードＶＤ２で構成されている。伝送線路１２３２ａの一端はＴ分配器１２１の第３端子１２１ｃに接続されており、伝送線路１２３２ｃの一端は伝送線路１２３２ａの他端に接続されており、伝送線路１２３２ｃの他端は接地されている。 The second phase adjustment unit 1232 of the first phase control circuit 120 has one end (cathode) connected to the serial connection of the transmission line 1232a and the transmission line 1232c and the connection part of the transmission line 1232a and the transmission line 1232c (the other end ( The anode is composed of a variable capacitance diode VD2 grounded. One end of the transmission line 1232a is connected to the third terminal 121c of the T distributor 121, one end of the transmission line 1232c is connected to the other end of the transmission line 1232a, and the other end of the transmission line 1232c is grounded. .
第２位相制御回路１３０の第１位相調整部１３２２が、伝送線路１３２２ａと伝送線路１３２２ｃとの直列接続と、伝送線路１３２２ａと伝送線路１３２２ｃとの接続部に一端（カソード）が接続され他端（アノード）が接地された可変容量ダイオードＶＤ３で構成されている。伝送線路１３２２ａの一端はＴ分配器１３１の第２端子１３１ｂに接続されており、伝送線路１３２２ｃの一端は伝送線路１３２２ａの他端に接続されており、伝送線路１３２２ｃの他端は接地されている。 The first phase adjustment unit 1322 of the second phase control circuit 130 has one end (cathode) connected to the series connection of the transmission line 1322a and the transmission line 1322c and the connection part of the transmission line 1322a and the transmission line 1322c (the other end ( The anode is composed of a variable capacitance diode VD3 grounded. One end of the transmission line 1322a is connected to the second terminal 131b of the T distributor 131, one end of the transmission line 1322c is connected to the other end of the transmission line 1322a, and the other end of the transmission line 1322c is grounded. .
第２位相制御回路１３０の第２位相調整部１３３２が、伝送線路１３３２ａと伝送線路１３３２ｃとの直列接続と、伝送線路１３３２ａと伝送線路１３３２ｃとの接続部に一端（カソード）が接続され他端（アノード）が接地された可変容量ダイオードＶＤ４で構成されている。伝送線路１３３２ａの一端はＴ分配器１３１の第３端子１３１ｃに接続されており、伝送線路１３３２ｃの一端は伝送線路１３３２ａの他端に接続されており、伝送線路１３３２ｃの他端は接地されている。 The second phase adjustment unit 1332 of the second phase control circuit 130 has one end (cathode) connected to the series connection of the transmission line 1332a and the transmission line 1332c and the connection part of the transmission line 1332a and the transmission line 1332c (the other end ( The anode is composed of a variable capacitance diode VD4 grounded. One end of the transmission line 1332a is connected to the third terminal 131c of the T distributor 131, one end of the transmission line 1332c is connected to the other end of the transmission line 1332a, and the other end of the transmission line 1332c is grounded. .
この構成によると、各位相調整部に含まれる可変容量ダイオードの印加電圧を制御することによって位相調整部のリアクタンス値が変わるため、位相調整部に対応する周波数帯域の信号の位相に影響を与えることができる。 According to this configuration, the reactance value of the phase adjustment unit is changed by controlling the voltage applied to the variable capacitance diode included in each phase adjustment unit, which affects the phase of the signal in the frequency band corresponding to the phase adjustment unit. Can do.
＜制御方法＞
各可変容量ダイオードの印加電圧を制御する方法について説明する。
デュアルバンド移相器２は、さらに、４個のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２００−１，２００−２，２００−３，２００−４と、２個の位相比較器２１０−１，２１０−２と、可変容量ダイオードの印加電圧を制御する制御器２２０を含む。
<Control method>
A method for controlling the voltage applied to each variable capacitance diode will be described.
The dual band phase shifter 2 further includes four band pass filters (BPF) 200-1, 200-2, 200-3, 200-4, two phase comparators 210-1, 210-2, And a controller 220 for controlling an applied voltage of the variable capacitance diode.
ＢＰＦ２００−１は、出力波から第１周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタであり、ＢＰＦ２００−２は、入力波から第１周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタであり、ＢＰＦ２００−３は、出力波から第２周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタであり、ＢＰＦ２００−４は、入力波から第２周波数帯域の信号成分を抽出するフィルタである。
なお、ブランチラインカプラ１１０の第１端子１０１への入力波は、図示しない方向性結合器によって抽出され、ＢＰＦ２００−２とＢＰＦ２００−４へ入力される。同様に、ブランチラインカプラ１１０の第４端子１０４への出力波は、図示しない方向性結合器によって抽出され、ＢＰＦ２００−１とＢＰＦ２００−３へ入力される。なお、入力波を二つの周波数帯域に分波すればよいので、本実施形態のようにＢＰＦを用いる構成に限定されるものではなく、例えば、ＨＰＦ（ハイパスフィルタ）とＬＰＦ（ローパスフィルタ）を用いてもよい。
The BPF 200-1 is a filter that extracts a signal component of the first frequency band from the output wave, the BPF 200-2 is a filter that extracts a signal component of the first frequency band from the input wave, and the BPF 200-3 is an output The BPF 200-4 is a filter that extracts the signal component of the second frequency band from the input wave, and extracts the signal component of the second frequency band from the wave.
The input wave to the first terminal 101 of the branch line coupler 110 is extracted by a directional coupler (not shown) and input to the BPF 200-2 and the BPF 200-4. Similarly, an output wave to the fourth terminal 104 of the branch line coupler 110 is extracted by a directional coupler (not shown) and input to the BPF 200-1 and the BPF 200-3. Note that the input wave only needs to be divided into two frequency bands, and therefore, the present invention is not limited to the configuration using the BPF as in the present embodiment. For example, an HPF (high pass filter) and an LPF (low pass filter) are used. May be.
位相比較器２１０−１は、ＢＰＦ２００−１とＢＰＦ２００−２で抽出された出力波に含まれる第１周波数帯域の信号成分と入力波に含まれる第１周波数帯域の信号成分を乗算し、直流成分を抽出する。第１周波数帯域の直流成分にはデュアルバンド移相器２によって設定された位相のみが含まれる。 The phase comparator 210-1 multiplies the signal component of the first frequency band included in the output wave extracted by the BPF 200-1 and the BPF 200-2 by the signal component of the first frequency band included in the input wave, and the direct current component To extract. The DC component in the first frequency band includes only the phase set by the dual band phase shifter 2.
位相比較器２１０−２は、ＢＰＦ２００−３とＢＰＦ２００−４で抽出された出力波に含まれる第２周波数帯域の信号成分と入力波に含まれる第２周波数帯域の信号成分を乗算し、直流成分を抽出する。第２周波数帯域の直流成分にはデュアルバンド移相器２によって設定された位相のみが含まれる。 The phase comparator 210-2 multiplies the signal component of the second frequency band included in the output wave extracted by the BPF 200-3 and the BPF 200-4 by the signal component of the second frequency band included in the input wave, and the direct current component To extract. The DC component of the second frequency band includes only the phase set by the dual band phase shifter 2.
制御器２２０は、位相比較器２１０−１からの出力である位相と位相比較器２１０−２からの出力である位相を入力とし、各帯域に応じた所望の位相（つまり、デュアルバンド移相器２による移相によって実現されるべき位相）と比較する。或る帯域の位相が所望の位相と異なる場合には、制御器２２０は、当該帯域の位相が所望の位相になるように、当該帯域に応じた可変容量ダイオードの印加電圧を制御する。図示されるデュアルバンド移相器２の例では、第１周波数帯域の位相が所望の位相と異なる場合には、制御器２２０は、当該帯域の位相が所望の位相になるように、当該帯域に応じた可変容量ダイオードＶＤ２，ＶＤ４の印加電圧を制御し、第２周波数帯域の位相が所望の位相と異なる場合には、制御器２２０は、当該帯域の位相が所望の位相になるように、当該帯域に応じた可変容量ダイオードＶＤ１，ＶＤ３の印加電圧を制御する。両帯域に対する制御は独立に行われる。通常、ペアで制御される二つの可変容量ダイオードの印加電圧は等しく設定される。 The controller 220 receives the phase output from the phase comparator 210-1 and the phase output from the phase comparator 210-2 as input, and a desired phase corresponding to each band (that is, a dual-band phase shifter). The phase to be realized by the phase shift by 2). When the phase of a certain band is different from the desired phase, the controller 220 controls the voltage applied to the variable capacitance diode according to the band so that the phase of the band becomes a desired phase. In the example of the dual-band phase shifter 2 shown in the figure, when the phase of the first frequency band is different from the desired phase, the controller 220 sets the phase of the band to the desired phase. When the voltage applied to the variable capacitance diodes VD2 and VD4 is controlled and the phase of the second frequency band is different from the desired phase, the controller 220 causes the phase of the band to be the desired phase. The voltage applied to the variable capacitance diodes VD1 and VD3 according to the band is controlled. Control for both bands is performed independently. Usually, the applied voltages of two variable capacitance diodes controlled in pairs are set equal.
制御器２２０に格納される制御アルゴリズムは、制御器２２０のメモリ内に記録されている所望の位相と位相比較器の出力である位相との誤差（位相誤差）を算出し、その位相誤差を最小にするように可変容量ダイオードの印加電圧を制御するアルゴリズムである。可変容量ダイオードの印加電圧のバリエーションは容量値が一定間隔となるように予め選定されており、制御器２２０はアルゴリズムによって選定された印加電圧が可変容量ダイオードに印加される制御を実行する（可変容量ダイオードへの電圧印加回路は周知技術によって達成されるので説明および図示を省略する）。 The control algorithm stored in the controller 220 calculates the error (phase error) between the desired phase recorded in the memory of the controller 220 and the phase that is the output of the phase comparator, and minimizes the phase error. This is an algorithm for controlling the voltage applied to the variable capacitance diode so that Variations in the applied voltage of the variable capacitance diode are selected in advance so that the capacitance value is a constant interval, and the controller 220 executes control in which the applied voltage selected by the algorithm is applied to the variable capacitance diode (variable capacitance). Since the voltage application circuit to the diode is achieved by a well-known technique, explanation and illustration are omitted).
実施形態１の実施例（図５）から、第１周波数帯域と第２周波数帯域のそれぞれの位相制御はほぼ独立に行われていることがわかるが、1/4波長開放線路の特性によっては、第１周波数帯域の位相制御と第２周波数帯域の位相制御に相互依存性が生じる場合がある。図５では、第２周波数帯域の調整において、キャパシタンスが2.5pFから3.0pFの範囲で第１周波数帯域の信号の位相がわずかに変動していることが理解される。このような場合、制御器２２０は、第１周波数帯域の位相制御と第２周波数帯域の位相制御を交互に切り替えて行い、各周波数帯域の位相制御における位相誤差がともに所定値以下となるように制御が実行される。二つの周波数帯域について完全に独立に位相制御できる場合では、制御器２２０は第１周波数帯域と第２周波数帯域のそれぞれの位相誤差を独立に監視すればよい。第１周波数帯域の位相制御と第２周波数帯域の位相制御に相互依存性が生じる場合には、制御器２２０は第１周波数帯域における位相誤差と第２周波数帯域における位相誤差をともに監視し、この二つの位相誤差がそれぞれ所定値以下になるように第１周波数帯域の位相制御と第２周波数帯域の位相制御を交互に切り替えて行う。 From the example of Embodiment 1 (FIG. 5), it can be seen that the phase control of the first frequency band and the second frequency band is performed almost independently, but depending on the characteristics of the 1/4 wavelength open line, There may be interdependencies between the phase control of the first frequency band and the phase control of the second frequency band. In FIG. 5, it is understood that in the adjustment of the second frequency band, the phase of the signal of the first frequency band slightly varies in the capacitance range of 2.5 pF to 3.0 pF. In such a case, the controller 220 alternately performs phase control of the first frequency band and phase control of the second frequency band so that both phase errors in the phase control of each frequency band are equal to or less than a predetermined value. Control is executed. In the case where the phase control can be performed completely independently for the two frequency bands, the controller 220 may monitor each phase error of the first frequency band and the second frequency band independently. In the case where mutual dependence occurs between the phase control of the first frequency band and the phase control of the second frequency band, the controller 220 monitors both the phase error in the first frequency band and the phase error in the second frequency band. The phase control of the first frequency band and the phase control of the second frequency band are alternately switched so that the two phase errors are less than a predetermined value.
第三世代移動通信方式の送信波帯域幅は1.4MHzから20MHzの範囲である。この範囲の送信波がデュアルバンド移相器２に入力波として入力された場合でも、位相比較器は送信波の位相成分を十分に除去できるが、それをさらに容易する方法として、ブランチラインカプラの第１端子１０１に送信波よりも十分にレベルの低いパイロット信号を注入する方法がある。パイロット信号は無変調波の搬送波であり、送信波の隣接帯域に注入される。デュアルバンド移相器２のＢＰＦと位相比較器はパイロット信号の位相を抽出するため、送信波に比べてより簡易に位相を検出できる。なお。ＢＰＦとして、ＳＡＷフィルタなど狭通過帯域幅特性を持つフィルタを利用できる。 The transmission wave bandwidth of the third generation mobile communication system ranges from 1.4MHz to 20MHz. Even when a transmission wave in this range is input to the dual band phase shifter 2 as an input wave, the phase comparator can sufficiently remove the phase component of the transmission wave. There is a method of injecting a pilot signal having a level sufficiently lower than that of a transmission wave into the first terminal 101. The pilot signal is a carrier wave of an unmodulated wave and is injected into the adjacent band of the transmission wave. Since the BPF and the phase comparator of the dual band phase shifter 2 extract the phase of the pilot signal, the phase can be detected more easily than the transmission wave. Note that. A filter having a narrow pass bandwidth characteristic such as a SAW filter can be used as the BPF.
なお、上述の制御に関わる構成は実施形態１にも適用できる。すなわち、実施形態１のデュアルバンド移相器１は、さらに、４個のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２００−１，２００−２，２００−３，２００−４と、２個の位相比較器２１０−１，２１０−２と、可変容量キャパシタのキャパシタンスを制御する制御器２２０を含み、実施形態２と同様の構成とされる。この構成においても実施形態２の制御方法が適用でき、制御器２２０はアルゴリズムによって選定された制御信号が可変容量キャパシタンスに印加される制御を実行する（可変容量キャパシタンスへの制御信号印加回路は周知技術によって達成されるので説明および図示を省略する）。 Note that the configuration related to the control described above can also be applied to the first embodiment. That is, the dual band phase shifter 1 of the first embodiment further includes four band pass filters (BPF) 200-1, 200-2, 200-3, 200-4 and two phase comparators 210-. 1 and 210-2 and a controller 220 that controls the capacitance of the variable capacitor, and has the same configuration as that of the second embodiment. Also in this configuration, the control method of the second embodiment can be applied, and the controller 220 executes control in which the control signal selected by the algorithm is applied to the variable capacitance capacitance (the control signal application circuit to the variable capacitance capacitance is a well-known technique). (The description and illustration are omitted.)
《実施形態３》
＜デュアルバンド移相器＞
実施形態３のデュアルバンド移相器３（図７）は、実施形態１の変形例の一例であり、下記の点で、実施形態１のデュアルバンド移相器１と異なる。
<< Embodiment 3 >>
<Dual-band phase shifter>
The dual-band phase shifter 3 (FIG. 7) of the third embodiment is an example of a modification of the first embodiment, and is different from the dual-band phase shifter 1 of the first embodiment in the following points.
デュアルバンド移相器３は、ブランチラインカプラ１１０に替えて、サーキュレータ１５０を備えている。サーキュレータ１５０は、入力端子である第１端子１０１ａ、出力端子である第２端子１０４ａ、反射端子である第３端子１０３ａを持っている。このため、実施形態１と異なり一つの位相制御回路を具備すればよく、第３端子１０３ａには、第１位相制御回路１２０または第２位相制御回路１３０が接続されている。図７では、第１位相制御回路１２０が第３端子１０３ａに接続されている構成を例示している。なお、Ｔ分配器１２１の第１端子１２１ａはサーキュレータ１５０の第３端子１０３ａに接続されている。 The dual band phase shifter 3 includes a circulator 150 instead of the branch line coupler 110. The circulator 150 has a first terminal 101a that is an input terminal, a second terminal 104a that is an output terminal, and a third terminal 103a that is a reflection terminal. For this reason, unlike the first embodiment, it is sufficient to provide one phase control circuit, and the first phase control circuit 120 or the second phase control circuit 130 is connected to the third terminal 103a. FIG. 7 illustrates a configuration in which the first phase control circuit 120 is connected to the third terminal 103a. The first terminal 121a of the T distributor 121 is connected to the third terminal 103a of the circulator 150.
＜機能＞
このデュアルバンド移相器３の構成によると、第１周波数帯域の信号の観点からは、デュアルバンド移相器３はあたかも、サーキュレータ１５０と、第１位相制御回路１２０の第２位相調整部１２３２に含まれる可変容量手段１２３２ｂと、可変容量手段１２３２ｂの一端とサーキュレータ１５０の第３端子１０３ａとの間の伝送線路（以下、伝送線路Ｂ１と呼称する）で構成されている。
他方、第２周波数帯域の信号の観点からは、デュアルバンド移相器３はあたかも、サーキュレータ１５０と、第１位相制御回路１２０の第１位相調整部１２２２に含まれる可変容量手段１２２２ｂと、可変容量手段１２２２ｂの一端とサーキュレータ１５０の第３端子１０３ａとの間の伝送線路（以下、伝送線路Ａ１と呼称する）で構成されている。
<Function>
According to the configuration of the dual-band phase shifter 3, from the viewpoint of the first frequency band signal, the dual-band phase shifter 3 is as if the circulator 150 and the second phase adjustment unit 1232 of the first phase control circuit 120. The variable capacitance means 1232b included, and a transmission line between the one end of the variable capacitance means 1232b and the third terminal 103a of the circulator 150 (hereinafter referred to as transmission line B1).
On the other hand, from the viewpoint of the second frequency band signal, the dual-band phase shifter 3 is as if the circulator 150, the variable capacitance means 1222b included in the first phase adjustment unit 1222 of the first phase control circuit 120, and the variable capacitance. It is composed of a transmission line (hereinafter referred to as transmission line A1) between one end of the means 1222b and the third terminal 103a of the circulator 150.
このため、デュアルバンド移相器３では、第１端子１０１ａから入力された入力波（第１と第２の周波数帯域の入力信号が混合した信号波）はサーキュレータ１５０によって第３端子１０３ａから出力され、各帯域の信号の位相変化は次のようにして生じる。
［１］第１周波数帯域の信号の観点からは、入力波は伝送線路Ｂ１を伝播して可変容量手段１２３２ｂでそのキャパシタンスに応じた反射係数で反射される。その後、反射波は伝送線路Ｂ１を伝播して第３端子１０３ａに至り、サーキュレータ１５０によって、入力波に対して所望の位相差を持った信号波として第４端子１０４ａから出力される。
［２］第２周波数帯域の信号の観点からは、入力波は伝送線路Ａ１を伝播して可変容量手段１２２２ｂでそのキャパシタンスに応じた反射係数で反射される。その後、反射波は伝送線路Ａ１を伝播して第３端子１０３ａに至り、サーキュレータ１５０によって、入力波に対して所望の位相差を持った信号波として第４端子１０４ａから出力される。
For this reason, in the dual-band phase shifter 3, the input wave input from the first terminal 101a (the signal wave in which the input signals of the first and second frequency bands are mixed) is output from the third terminal 103a by the circulator 150. The phase change of the signal in each band occurs as follows.
[1] From the viewpoint of the signal in the first frequency band, the input wave propagates through the transmission line B1 and is reflected by the variable capacitance means 1232b with a reflection coefficient corresponding to the capacitance. Thereafter, the reflected wave propagates through the transmission line B1 and reaches the third terminal 103a, and is output from the fourth terminal 104a by the circulator 150 as a signal wave having a desired phase difference with respect to the input wave.
[2] From the viewpoint of the signal in the second frequency band, the input wave propagates through the transmission line A1 and is reflected by the variable capacitance means 1222b with a reflection coefficient corresponding to the capacitance. Thereafter, the reflected wave propagates through the transmission line A1 to reach the third terminal 103a, and is output from the fourth terminal 104a by the circulator 150 as a signal wave having a desired phase difference with respect to the input wave.
なお、第４端子１０４ａから出力される出力波は、位相変化された第１周波数帯域の信号と位相変化された第２周波数帯域の信号が混合した信号波である。 The output wave output from the fourth terminal 104a is a signal wave obtained by mixing the phase-changed first frequency band signal and the phase-changed second frequency band signal.
このように、デュアルバンド移相器３は、二つの周波数帯域の入力信号が混合した入力波に対して、それぞれの周波数帯域の入力信号に独立して同時に動作する。 As described above, the dual-band phase shifter 3 operates simultaneously on the input wave in which the input signals of the two frequency bands are mixed, independently of the input signals of the respective frequency bands.
なお、実施形態２で説明した制御に関わる構成は実施形態３にも適用できる。すなわち、実施形態３のデュアルバンド移相器３は、さらに、４個のバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）２００−１，２００−２，２００−３，２００−４と、２個の位相比較器２１０−１，２１０−２と、可変容量キャパシタのキャパシタンスを制御する制御器２２０を含み、実施形態２と同様の構成とされる（図８）。この構成においても実施形態２の制御方法が適用でき、制御器２２０はアルゴリズムによって選定された制御信号が可変容量キャパシタンスに印加される制御を実行する（可変容量キャパシタンスへの制御信号印加回路は周知技術によって達成されるので説明および図示を省略する）。 The configuration related to the control described in the second embodiment can also be applied to the third embodiment. That is, the dual band phase shifter 3 of the third embodiment further includes four band pass filters (BPF) 200-1, 200-2, 200-3, 200-4 and two phase comparators 210-. 1 and 210-2 and a controller 220 that controls the capacitance of the variable capacitor, and has the same configuration as that of the second embodiment (FIG. 8). Also in this configuration, the control method of the second embodiment can be applied, and the controller 220 executes control in which the control signal selected by the algorithm is applied to the variable capacitance capacitance (the control signal application circuit to the variable capacitance capacitance is a well-known technique). (The description and illustration are omitted.)
＜各実施形態の変形例＞
各実施形態では、短絡ブロックの構成例として1/4波長開放線路を用いる例を説明した。1/4波長開放線路は、いわゆるノッチフィルタであり、その役割は他方の周波数成分を抑圧することである。よって、このような性質を持つものであれば、短絡ブロックの構成に制限はない。例えば短絡ブロックを、十分な帯域外減衰特性を持つＢＰＦを用いて構成することもできる。或いは、短絡ブロックを、直列共振回路としてもよい。
<Modification of each embodiment>
In each embodiment, the example using a 1/4 wavelength open line was demonstrated as a structural example of a short circuit block. The 1/4 wavelength open line is a so-called notch filter, and its role is to suppress the other frequency component. Therefore, if it has such a property, there is no restriction | limiting in the structure of a short circuit block. For example, the short-circuit block can be configured using BPF having sufficient out-of-band attenuation characteristics. Alternatively, the short circuit block may be a series resonance circuit.
各実施形態では、Ｔ分配器を用いる例を説明した。しかし、Ｔ分配器に限定されるものではなく、同様の効果を有する回路としてウイルキンソン型電力分配器、方向性結合器などを例示することができる。ブランチラインカプラ１１０に入力される送信波の帯域にて位相周波数特性が平坦な特性を持てばよいので、いわゆる３端子回路と50ohm終端した４端子回路を適用することもできる。 In each embodiment, the example using the T distributor has been described. However, the circuit is not limited to the T distributor, and a Wilkinson type power distributor, a directional coupler, and the like can be exemplified as a circuit having the same effect. Since the phase frequency characteristic only needs to be flat in the band of the transmission wave input to the branch line coupler 110, a so-called three-terminal circuit and a four-terminal circuit terminated by 50 ohms can be applied.
Claims (7)
各上記反射端子に位相制御回路が接続されており、
各上記位相制御回路は、
位相制御回路が接続されている反射端子に接続された分配器と、当該分配器に接続された第１帯域位相制御部および第２帯域位相制御部とを含み、当該第１帯域位相制御部は、第１周波数帯域を阻止するように構成された第１短絡ブロックと、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与える第１位相調整部とを含み、当該第２帯域位相制御部は、第２周波数帯域を阻止するように構成された第２短絡ブロックと、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与える第２位相調整部とを含む
ことを特徴とするデュアルバンド移相器。 In a phase shifter including an input terminal to which an input wave in which a signal in the first frequency band and a signal in the second frequency band are mixed is input, an output terminal, and at least one reflection terminal;
A phase control circuit is connected to each of the reflection terminals,
Each of the above phase control circuits
A distributor connected to the reflection terminal to which the phase control circuit is connected, and a first band phase controller and a second band phase controller connected to the distributor, wherein the first band phase controller is A first short-circuit block configured to block the first frequency band, and a first phase adjustment unit that affects a phase of the signal in the second frequency band, the second band phase control unit comprising: A dual-band phase shifter comprising: a second short-circuit block configured to block two frequency bands; and a second phase adjusting unit that affects a phase of a signal in the first frequency band.
さらに、上記各位相調整部のリアクタンスを制御する制御器を含む
ことを特徴とするデュアルバンド移相器。 The dual-band phase shifter according to claim 1, wherein
Furthermore, the dual band phase shifter characterized by including the controller which controls the reactance of each said phase adjustment part.
さらに、
第１周波数帯域において上記入力波と上記出力端子からの出力波との間の位相を比較する第１位相比較器と、
第２周波数帯域において上記入力波と上記出力端子からの出力波との間の位相を比較する第２位相比較器と
を含み、
上記制御器は、上記第１位相比較器の出力と上記第２位相比較器の出力に基づいて、上記各位相調整部のリアクタンスを制御する
ことを特徴とするデュアルバンド移相器。 The dual-band phase shifter according to claim 2,
further,
A first phase comparator for comparing the phase between the input wave and the output wave from the output terminal in a first frequency band;
A second phase comparator for comparing the phase between the input wave and the output wave from the output terminal in a second frequency band;
The dual-band phase shifter, wherein the controller controls reactance of each of the phase adjustment units based on an output of the first phase comparator and an output of the second phase comparator.
上記反射端子の数は２であり、二つの上記位相制御回路を備えており、
一方の上記位相制御回路に含まれる第１位相調整部のリアクタンスと他方の上記位相制御回路に含まれる第１位相調整部のリアクタンスとが等しく設定され、
一方の上記位相制御回路に含まれる第２位相調整部のリアクタンスと他方の上記位相制御回路に含まれる第２位相調整部のリアクタンスとが等しく設定される
ことを特徴とするデュアルバンド移相器。 A dual-band phase shifter according to any one of claims 1 to 3,
The number of the reflection terminals is two, and includes two phase control circuits.
The reactance of the first phase adjustment unit included in one of the phase control circuits is set equal to the reactance of the first phase adjustment unit included in the other phase control circuit,
A dual-band phase shifter characterized in that a reactance of a second phase adjustment unit included in one of the phase control circuits is set equal to a reactance of a second phase adjustment unit included in the other phase control circuit.
各上記反射端子に位相制御回路が接続されており、
各上記位相制御回路は、
位相制御回路が接続されている反射端子に接続された分配器と、当該分配器に接続された第１帯域位相制御部および第２帯域位相制御部とを含み、当該第１帯域位相制御部は、第１周波数帯域を阻止するように構成された第１短絡ブロックと、第２周波数帯域の信号の位相に影響を与える第１位相調整部とを含み、当該第２帯域位相制御部は、第２周波数帯域を阻止するように構成された第２短絡ブロックと、第１周波数帯域の信号の位相に影響を与える第２位相調整部とを含み、
上記各位相調整部のリアクタンスを制御する制御器と
を含むデュアルバンド移相器の制御方法であって、
上記制御器が、上記入力波の位相と上記出力端子からの出力波の位相とを比較し、当該比較結果に基づいて上記各位相調整部のリアクタンスを制御する制御工程
を有するデュアルバンド移相器の制御方法。 In a phase shifter including an input terminal to which an input wave in which a signal in the first frequency band and a signal in the second frequency band are mixed is input, an output terminal, and at least one reflection terminal;
A phase control circuit is connected to each of the reflection terminals,
Each of the above phase control circuits
A distributor connected to the reflection terminal to which the phase control circuit is connected, and a first band phase controller and a second band phase controller connected to the distributor, wherein the first band phase controller is A first short-circuit block configured to block the first frequency band, and a first phase adjustment unit that affects a phase of the signal in the second frequency band, the second band phase control unit comprising: A second short-circuit block configured to block two frequency bands; and a second phase adjusting unit that affects a phase of a signal in the first frequency band;
A control method of a dual-band phase shifter including a controller for controlling the reactance of each phase adjustment unit,
A dual-band phase shifter having a control process in which the controller compares the phase of the input wave with the phase of the output wave from the output terminal and controls the reactance of each phase adjustment unit based on the comparison result Control method.
上記デュアルバンド移相器は、さらに、第１周波数帯域において上記入力波と上記出力端子からの出力波との間の位相を比較する第１位相比較器と、第２周波数帯域において上記入力波と上記出力端子からの出力波との間の位相を比較する第２位相比較器とを備えており、
上記第１位相比較器が、第１周波数帯域において上記入力波と上記出力端子からの出力波との間の位相を比較して、位相誤差を出力する工程と、
上記第２位相比較器が、第２周波数帯域において上記入力波と上記出力端子からの出力波との間の位相を比較して、位相誤差を出力する工程と、
上記制御工程は、上記制御器が、上記第１位相比較器の出力と上記第２位相比較器の出力に基づいて、上記各位相調整部のリアクタンスを制御する工程である
ことを特徴とするデュアルバンド移相器の制御方法。 A control method for a dual-band phase shifter according to claim 5,
The dual-band phase shifter further includes a first phase comparator that compares a phase between the input wave and an output wave from the output terminal in a first frequency band, and the input wave in a second frequency band. A second phase comparator for comparing the phase with the output wave from the output terminal,
The first phase comparator compares a phase between the input wave and the output wave from the output terminal in a first frequency band, and outputs a phase error;
The second phase comparator compares the phase between the input wave and the output wave from the output terminal in a second frequency band, and outputs a phase error;
The control step is a step in which the controller controls the reactance of each phase adjustment unit based on the output of the first phase comparator and the output of the second phase comparator. Band phase shifter control method.
上記反射端子の数は２であり、上記デュアルバンド移相器は二つの上記位相制御回路を備えており、
上記制御工程は、上記制御器が、一方の上記位相制御回路に含まれる第１位相調整部のリアクタンスと他方の上記位相制御回路に含まれる第１位相調整部のリアクタンスとを等しく設定し、一方の上記位相制御回路に含まれる第２位相調整部のリアクタンスと他方の上記位相制御回路に含まれる第２位相調整部のリアクタンスとを等しく設定する工程である
ことを特徴とするデュアルバンド移相器の制御方法。 A method for controlling a dual-band phase shifter according to claim 6,
The number of the reflection terminals is 2, and the dual-band phase shifter includes two phase control circuits.
In the control step, the controller sets the reactance of the first phase adjustment unit included in one of the phase control circuits and the reactance of the first phase adjustment unit included in the other phase control circuit, A dual-band phase shifter characterized in that the reactance of the second phase adjustment unit included in the phase control circuit is set equal to the reactance of the second phase adjustment unit included in the other phase control circuit. Control method.
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| JPN6015051364; Ａ．Ｏｃｅｒａ ｅｔ ａｌ．: '"Ａｎ Ｉｎｎｏｖａｔｉｖｅ Ｒｅｃｏｎｆｉｇｕｒａｂｌｅ Ｒｅｆｌｅｃｔｉｏｎ-Ｔｙｐｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔｅｒ ｆｏｒ Ｄｕａｌ Ｂａｎｄ ＷＬＡＮ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ"' Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ３６ｔｈ Ｅｕｒｏｐｅａｎ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ , 2006, ｐｐ．６４-６７ * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP5892854B2 (en) | 2016-03-23 |
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