JP2013225998A - 整流回路及び、それを用いたモータ駆動装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】交流電源に接続される交流リアクトルと、交流側は前記交流リアクトルを介して前記交流電源に接続され、直流側は直流負荷に接続される整流器と、前記整流器の直流側と前記直流負荷との間に設けられる直列接続された複数の平滑コンデンサと、前記整流器の交流側と前記直列接続された複数の平滑コンデンサの接続点との間に設けられる双方向スイッチ回路と、を備え、前記直列接続された複数の平滑コンデンサの各充電電圧はアンバランスである。
【選択図】図1
Description
また、上記機器は、地球温暖化防止や省エネルギー化の動きに伴い、通常運転領域での効率向上(低中速域の高効率化)が要望される反面、機器の使用感を向上させるために高出力化(高速域の駆動範囲拡大)も同時に要望される。
例えば、家電製品のエアコンの場合、省エネルギーの指標であるAPF(Annual Performance Factor、通年エネルギー消費効率)の向上と、高出力化の指標である低温暖房能力(外気温が2℃での暖房能力)の向上の両立が要求される。
例えば、モータ駆動装置による高効率化(特に低中速域)の手段としては、磁石量及び巻線増加によるモータの低速設計化がある。
また、低速設計されたモータを高速駆動する手段の一つとして、直流電圧を昇圧する方式がある。
特許文献1では、交流電源にリアクトルを介して接続される整流器と、前記整流器の出力端子に直列に接続されてコンデンサと、前記整流器の一方の入力端子と前記直列に接続されてコンデンサ間の接続点とに挿入された第1のスイッチング手段と、前記整流器の他方の入力端子を前記直列に接続されてコンデンサ間の接続点とに挿入された第2のスイッチング手段を備えた回路構成において、前記第1のスイッチング手段と前記第2のスイッチング手段を1〜5kHzの低周波でバランスよくPWM(Pulse Width Modulation)制御することで前記整流器の入力電流を正弦波化する手法が開示されている。
また、特許文献2にも、特許文献1同様の回路構成で、前記第1のスイッチング手段と前記第2のスイッチング手段を電源周期より短い周期で交互に繰り返し動作させることにより直流電圧を昇圧させる手法が開示されている。
また、直流電圧を昇圧する方式において、整流回路に昇圧チョッパ回路を追加して高速スイッチング動作を行う方法は、直流電圧を昇圧するため回路損失が増加するという問題がある。
また、特許文献1および特許文献2においては、前記したとおり、第1のスイッチング手段と第2のスイッチング手段を交互にスイッチング動作させることによって、電源電流の正弦波化もしくは直流電圧の昇圧動作は可能であるが、二つのスイッチング手段を1kHz以上の高周波でスイッチングする必要があり、スイッチング損失が大きいという問題がある。
すなわち、第1の発明の整流回路は、交流電源に接続される交流リアクトルと、交流側は前記交流リアクトルを介して前記交流電源に接続され、直流側は直流負荷に接続される整流器と、前記整流器の直流側と前記直流負荷との間に設けられる直列接続された複数の平滑コンデンサと、前記整流器の交流側と前記直列接続された複数の平滑コンデンサの接続点との間に設けられる双方向スイッチ回路と、を備え、前記直列接続された複数の平滑コンデンサの各充電電圧はアンバランスであることを特徴とする。
また、第2の発明の整流回路は、交流電源に接続される交流リアクトルと、交流側は前記交流リアクトルを介して前記交流電源に接続され、直流側は直流負荷に接続される整流器と、前記整流器の直流側と前記直流負荷との間に設けられる直列接続された第1の平滑コンデンサと第2の平滑コンデンサと、前記整流器の交流側と前記直列接続された前記第1の平滑コンデンサと前記第2の平滑コンデンサの接続点との間に設けられる双方向スイッチ回路と、を備え、前記第2の平滑コンデンサの両端の電圧が直流電圧の半分より低電圧であり、前記第1の平滑コンデンサの両端の電圧が直流電圧の半分より高電圧であることを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。
本発明に係る整流回路の第1実施形態を図1から図4を参照して説明する。まず、図1と図2を参照して、基本回路構成と基本動作について説明する。
図1は、第1実施形態の整流回路10の回路構成と、交流電源1と負荷5との接続関係を示す図である。
図1において、第1実施形態の整流回路10は、交流リアクトル2、整流器3、平滑コンデンサ群4、双方向スイッチ回路6、制御器9を備えて構成される。
整流器61は、ダイオード611、612、613、614によって全波整流の機能を有している。整流器61の交流側の端子は、ダイオード611のアノードとダイオード613のカソードとの接続点である第1端子と、ダイオード612のアノードとダイオード614のカソードとの接続点である第2端子とからなる。
整流器61の直流側の端子は、ダイオード611のカソードとダイオード612のカソードとの接続点である第3端子と、ダイオード613のアノードとダイオード614のアノードとの接続点である第4端子とからなる。
整流器3も整流器61と同様にダイオード4個から構成されて、全波整流の機能を有し、交流側の端子と直流側の端子とを備えている。
平滑コンデンサ43は、直列に接続された平滑コンデンサ41と平滑コンデンサ42との両端に並列に接続されている。
整流器3の直流側の端子(2端子)は、直列に接続された平滑コンデンサ41と平滑コンデンサ42との両端、および平滑コンデンサ43の両端とに接続されている。
また、平滑コンデンサ群4は、負荷(直流負荷)5に接続されている。
なお、並列接続されている平滑コンデンサ43は、直流電圧の脈動抑制のために接続している。そして、平滑コンデンサ41と平滑コンデンサ42は、後記する本発明の昇圧動作の機能に関連する。
スイッチング素子62とスイッチング素子63は、直列に接続され、整流器61の直流側の端子(2端子)に接続されている。
スイッチング素子62とスイッチング素子63との接続点は、平滑コンデンサ群4のなかの平滑コンデンサ41と平滑コンデンサ42との接続点に接続されている。
スイッチング素子62とスイッチング素子63は、制御器9によってオンオフ(ON/OFF)を制御される。この制御の方法の詳細については、後記する。
次に、双方向スイッチ回路6の制御方法と整流回路10の動作について説明する。
本発明の第1実施形態においては、少ないスイッチング回数で高調波電流の抑制と直流電圧の昇圧を両立させようとするものである。
二つの平滑コンデンサ41、42を用いて直流電圧を昇圧する過程において、二つの平滑コンデンサ41、42を充電する過程があるが、電源電圧(瞬時値)と平滑コンデンサ41、42の充電電圧の差によって入力電流が流れる基本構成であるので、充電の仕方によって昇圧の効率や高調波電流の発生の状況が異なる。
したがって、電源電圧(正弦波の瞬時値)が小さい領域では、低電圧の充電電圧Vc2に充電された平滑コンデンサ42を充電し、反対に、電源電圧(正弦波の瞬時値)が大きい領域では、高電圧の充電電圧Vc1に充電された平滑コンデンサ41を充電するように、前記双方向スイッチ回路6を動作させる。
この方法によって、充電の際には十分な電位差がある状態で行うので充電の効率が向上するとともに、電源電圧の入力波形(正弦波)の状態に合わせて充電するので高調波の発生が低減される。
そして、前記短絡モードと前記倍電圧充電モードと前記全波整流充電モードを用いて、直流電圧の昇圧動作を行う構成とする。
以上の構成により、前記双方向スイッチ回路のスイッチング回数を減らしても入力電流の高調波成分の抑制が可能となり、任意の直流電圧に昇圧も可能となる。
すなわち、少ないスイッチング回数で高調波電流の抑制と直流電圧の昇圧を両立させようとするものである。
次に、より具体的な双方向スイッチ回路6の動作を説明する。
図2は、電源電圧Vsと入力電流Isと平滑コンデンサの充電電圧Vc0、Vc1、Vc2及び双方向スイッチ回路のスイッチング素子のゲート信号Gsw1、Gsw2の波形を示すタイムチャートである。
図2において、横軸は時間の推移であって、電源電圧Vsの周期の1周期分(正電圧期間を概ね中央付近に配置)を示しており、電源電圧Vsの正弦波形が低い電圧から高い電圧へ移行する時間帯を領域Iとし、正弦波形が相対的に高い時間帯を領域IIとし、正弦波形が高い電圧から低い電圧へ移行する時間帯を領域IIIと表記している。
また、Vs、Is、Vc0、Vc1、Vc2、Gsw1、Gsw2の各記号は、図1における各記号と対応している。
電源電圧(正弦波)Vsが、立上り時(低い電圧)である領域Iにおいて、ゲート信号Gsw2の制御パルスP22によって、スイッチング素子62(図1)がオンして、平滑コンデンサ42に相対的に低い電圧で充電が行われる。このとき充電電圧Vc2は低電圧であるので充電が可能である。
なお、制御パルスP22のパルス幅やタイミングによって、平滑コンデンサ42に充電される電圧Vc2の大きさが制御できる。
なお、制御パルスP11のパルス幅やタイミングによって、平滑コンデンサ41に充電される電圧Vc1の大きさが制御できる。
なお、電源電圧の立上り時(領域I)は、スイッチング素子62のオン時間を比較的長く(P22)、電源電圧の立下り時(領域III)は、スイッチング素子のオン時間を比較的短く(P23)設定する。この設定によって、入力電流Isは電源位相に一致した波形となり、また比較的に正弦波に近い波形となって、高調波成分が少なくなる。
なお、ゲート信号Gsw2の制御パルスP21、P22、P23、P24、およびゲート信号Gsw1の制御パルスP11、P12のパルス幅や挿入タイミングは一例にすぎない。実際には実態に応じたパルス幅とタイミングが選択される。
なお、図2は、直列に接続された平滑コンデンサ42、43の任意の一方を充電する倍電圧整流モードである。
また、電源電圧Vsの交流周波数は、日本国内であれば50Hzもしくは60Hzであるので、双方向スイッチ回路6のゲート信号Gsw1、Gsw2は概ね数十Hzから百数十Hz程度であって、従来例に比較すると低周波である。
次に、図3、図4に(図2に示すスイッチング動作時の)シミュレーション結果の一例を示す。
図3は、負荷2900W、電源電圧200V、平滑コンデンサ電圧(高電圧側)Vc1=240V、平滑コンデンサ電圧(低電圧側)Vc2=50Vに設定したときのシミュレーション結果を示す図である。
また、図4は、負荷2900W、電源電圧200V、平滑コンデンサ電圧(高電圧側)Vc1=300V、平滑コンデンサ電圧(低電圧側)Vc2=50Vに設定したときのシミュレーション結果を示す図である。
図3、図4において、横軸は時間の推移を示し、縦方向において上から、電圧(Vs、Vc0、Vc1、Vc2)、入力電流Is、ゲート信号Gsw1、Gsw2の波形を示している。
なお、図3、図4の結果とも、入力電流Isの波形は、日本の高調波抑制対策ガイドライン(不図示)をクリアしている。
また、前述したとおり、入力電流波形の高調波抑制を目的とする場合は、低電圧側の設定電圧(Vc2)は、なるべく小さい値に設定することが望ましい。
ただし、平滑コンデンサの容量と負荷を鑑み、低電圧側の平滑コンデンサの充電電圧Vc2が電源周期内で0にならない程度の値に設定する必要もある。
したがって、図3、図4のシミュレーションにおいては、低電圧側の設定電圧(Vc2)は、例えば50V程度が望ましい結果が得られている。
次に、図1の回路構成をそのまま用いるが、双方向スイッチ回路6の第1の実施形態で説明した方法以外の別のスイッチング方法を第2実施形態として説明する。
図5は、双方向スイッチ回路6の別のスイッチング方法を示す図であり、(a)はゲート信号Gsw2をPWM制御した方式、(b)は第1実施形態のスイッチング方法を基に、交流電源1を交流リアクトル2を介して短絡する短絡モードを併用した場合の方式、(c)は(a)のスイッチング方式に、短絡モードを併用した方式である。
図5(a)において、双方向スイッチ回路6(図1)によるスイッチング素子63(図1)のゲート信号Gsw1の制御パルスP11、P12は、図2における制御パルスP11、P12と同じである。
ただし、スイッチング素子62のゲート信号Gsw2が、PWM制御した方式のP21W、P22Wとなっている。ゲート信号Gsw2をPWM信号によるきめ細かい制御とすることによって、整流回路10における高調波を抑制することができる。
ちなみに、ゲート信号Gsw1の制御パルスP11、P12が発生しているときには、ゲート信号Gsw2のPWM信号は停止している。
なお、従来の方式のチョッパでは16kHz程度が用いられるが、図5(a)のゲート信号Gsw2のPWM信号は、キャリアが1kHz程度であるので、PWM制御によって図2の制御方式よりも消費電力は増加するが、従来の方式のチョッパ方式と比較すると低消費電力である。
なお、図5(a)の場合のシミュレーションの結果の詳細は、図6を参照するとともに後記する。
次に、図5(b)において、ゲート信号Gsw1には、短絡モードとなる制御パルスPS1、PS2が新たに追加されている。
なお、ゲート信号Gsw1の制御パルスP11、P12と、ゲート信号Gsw2の制御パルスP21、P22、P23、P24は、図2と同様である。
短絡モードとなる制御パルスPS1がゲート信号Gsw1に発生した場合には、ゲート信号Gsw2においても制御パルスP22が発生しているので、スイッチング素子62とスイッチング素子63は、ともにオンする。このとき、交流リアクトル2に交流電源1の電源電圧Vsが印加して、交流リアクトル2は電力を蓄積する。
この短絡モードが入ることによって、入力電流Isの波形が滑らかになる。つまり入力電流Isの高調波成分が抑制される。
これは、スイッチング素子62、63にとっては、ゼロクロススイッチングとなることがノイズや高調波の抑制につながるからである。
また、図5(b)の場合のシミュレーションの結果の詳細は、図7、図9を参照して後記する。
次に、図5(c)において、ゲート信号Gsw1には、図5(a)の制御パルスP11、P12以外に、短絡モードとなる制御パルスPS1、PS2が新たに追加されている。
また、図5(a)におけるゲート信号Gsw2の制御パルスP21wと制御パルスP22wは、図5(c)において、それぞれ(P31w、P22S、P32w)、(P33w、P24S、P34w)となっている。
ゲート信号Gsw1における短絡モードとなる制御パルスPS1、PS2に対して、ゲート信号Gsw2において、P22S、P24Sがそれぞれ発生しているので、スイッチング素子62とスイッチング素子63は、ともにオンする。
なお、図5(c)に示すように、短絡モードとなる制御パルスPS1、PS2、およびP22S、P24Sは、電源電圧Vsの電圧波形である正弦波(交流電圧波形)が0(0ボルト)を横切るタイミングで行うことがより望ましい。
これは、スイッチング素子62、63にとっては、ゼロクロススイッチングとなることがノイズや高調波の抑制につながるからである。
また、図5(c)の場合のシミュレーションの結果の詳細は、図8、図10を参照して後記する。
次に、図6から図10に、図5(a)、(b)、(c)で示したスイッチング方式で動作させた時のシミュレーション結果を示す。
なお、図6から図10において、横軸は時間の流れを示し、縦方向において上から、電圧(Vs、Vc0、Vc1、Vc2)、入力電流Is、ゲート信号Gsw1、Gsw2のそれぞれの波形を示している。
図6は、図5(a)のスイッチング方式(動作条件は図3と同じ、負荷2900W、電源電圧200V、平滑コンデンサ電圧(高電圧側)Vc1:240V、平滑コンデンサ電圧(低電圧側)Vc2:50Vに設定)で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。
図6と図3のそれぞれの入力電流Isの電流波形と比べると、図6における電流波形が滑らかになっており、高調波成分の抑制、とりわけ低次高調波成分の低減が可能になる。
図7は、図5(b)のスイッチング方式(動作条件は図3と同じ)で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。
図7と図3のそれぞれの入力電流Isの電流波形と比べると、短絡モードが入る為、入力電流Isの立上がりが早くなり、入力電流Isのピーク値が若干、低減できている。その分、高調波成分の発生が抑制されている。
図8は、図5(c)のスイッチング方式(動作条件は図3と同じ)で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。
図8と図7のそれぞれの入力電流Isの電流波形と比べると、短絡モードが入る為、入力電流Isのピーク値が低減できると同時に、波形が更に滑らかになっている。つまり入力電流Isの高調波成分が抑制される。
図9は、図5(b)のスイッチング方式(動作条件は図4と同じ、負荷2900W、電源電圧200V、平滑コンデンサ電圧(高電圧側)Vc1:310V、平滑コンデンサ電圧(低電圧側)Vc2:50Vに設定)で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。
図9と図4とを比べると、短絡モードが入る為、直流電圧(Vc0)を更に昇圧可能となる。
図10は、図5(c)のスイッチング方式(動作条件は図4と同じ)で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。
図10と図9とを比べると、PWM動作が入る為、入力電流Isの電流波形が正弦波状に近づく。直流電圧(Vc0)の昇圧も可能である。
したがって、図示しないが、本整流回路に接続される負荷の状態(入力電流、直流電圧など)に応じてスイッチング方法を変更することも可能である。
また、軽負荷時(例えば、直流電圧の昇圧が不要な時)は、前記スイッチング素子2個を同時オンさせる短絡モードのみを使用して、全波整流回路+電流高調波抑制モードとして動作させることも可能である。
次に、第3実施形態として、第1、第2実施形態の整流回路をモータ駆動装置の整流回路として適用した場合を示す。
図11において、交流電源1、交流リアクトル2、整流器3、平滑コンデンサ群4、制御器9については、図1と同様の構成と機能および動作であるので、重複する説明は省略する。
図11において、図1と異なる部分は、双方向スイッチ回路60の回路構成と、整流回路11の負荷としてPMモータ8と前記PMモータ8を駆動するインバータ装置7が接続された部分の構成である。
整流器64とダイオード65によって、図1の整流器61と等価の機能を果たす。
したがって、図11の双方向スイッチ回路60は、図1で述べた双方向スイッチ回路6と概ね同様の動作をするので、詳細な説明は省略する。
図11に示す整流回路11の回路構成は、図1で述べた整流回路10に比較して、ダイオードの部品点数を1個、削減することができる長所がある。
第3実施形態のモータ駆動装置の特徴は、前述した整流回路11(または整流回路10)を用いたことにあるので、インバータ装置7についての詳細な説明は省略する。
ここでは、図12、図13を用いて、モータ駆動装置として考えた場合の、直流電圧の昇圧の仕方と総合効率の関係から整流回路11(10)の動作について述べる。
図12、図13に、横軸にモータの回転数もしくは負荷(負荷状態)、縦軸に直流電圧及びモータを含むモータ駆動装置の総合効率(インバータ装置7が出力する三相交流電力/整流器11に入力する交流電力)の変化イメージを、それぞれ第1例、第2例として示す。
なお、図12、図13におい、総合効率は、全波整流電圧(双方向スイッチ回路停止状態)でモータを駆動した場合(実線)と、直流電圧を変化(双方向スイッチ回路動作状態)させてモータを駆動した場合(点線)で示す。
図12は、第1例として、モータの回転数に応じて直流電圧を制御する場合の動作を説明する図である。横軸はモータの回転数(単位時間の回転数)であり、縦方向には整流回路の効率と、整流回路の整流した直流電圧の相対的な特性値を示している。
図12において、低回転時は、前記双方向スイッチ回路の動作を停止(スイッチ回路停止域)し、全波整流回路として使用する。
このとき、直流電圧は全波整流電圧(特性線123A)となり、低い直流電圧でモータを駆動できるため、総合効率は向上する(双方向スイッチ回路の損失が発生しない:特性線120)。
しかし、高回転になると、低い直流電圧では駆動ができなくなり、弱め界磁制御(無効電流を多く流す制御)技術を使用して駆動する必要がある為、総合効率が低下する(特性線122)。
なお、回転数がさらに上昇した場合には、双方向スイッチ回路60と平滑コンデンサ群4(図11)の組み合わせによる昇圧の最大電圧(特性線123C)に達する。
また、ここで、双方向スイッチ回路60のスイッチング方法は、第1、第2実施形態における方法を組合せることで可能である。
また、第3実施形態および第1実施形態で示した整流回路(双方向スイッチ回路60は、PWM制御時でも概ね1kHz、PWM制御をしない場合はさらに低周波数)は、昇圧チョッパ回路のように高速(概ね16kHz)のスイッチング動作による昇圧をしていないため、スイッチング損失が少なく、昇圧チョッパ回路を用いた方式に比べても総合効率を向上できる。
図13は、モータの負荷の大きさで全波整流電圧と最大電圧を切替える場合の動作を説明する図である。つまり、図13は、図12に示した様に直流電圧の可変は行わず、所定の負荷条件で全波整流動作(双方向スイッチ回路動作停止)と最大電圧動作(双方向スイッチ回路動作)を切替える方式の例を示している。
また、横軸は負荷の値(負荷状態)であり、縦方向には整流回路の効率と、整流回路の整流した直流電圧の相対的な特性値を示している。
図13において、負荷が軽く、スイッチ回路停止域(双方向スイッチ回路動作停止)では、全波整流動作を行うので全波整流電圧は、特性線133Aに示すように概ね一定であり、総合効率は特性線130のように、比較的、高い効率である。
しかしながら負荷が上昇してくると、整流回路11(図11)が適切な直流電圧をインバータ装置7(図11)に供給できないため、総合効率を示す特性線130は低下してくる。
さらに負荷が重くなると、スイッチ回路停止のままでは、特性線132に示すように、著しく総合効率が低下していく。
このとき、インバータ装置7に十分な直流電圧が供給されるので、総合効率は、特性線131(スイッチ回路動作)に示すように、スイッチ回路停止のままの特性線132の効率に比較して格段に改善できる。
本方式は、直流電圧を細かく制御しないので制御構成は簡素化できる。よって、通常は軽負荷での駆動が主で、偶に高負荷起動が必要なアプリケーション(例えば冷蔵庫など)に適用すると良い。
本発明は前記の実施形態に限定されるものではない。以下に例をあげる。
図1、図11において、平滑コンデンサ群4における昇圧動作をする平滑コンデンサ41と平滑コンデンサ42は2個のコンデサを直列に構成したものであった。
しかしながら、2個のコンデンサに限定されるものではない。例えば3個(第1、第2、第3)のコンデンサ(平滑コンデンサ)を直列に接続して、交流電源1(図1)の電源電圧Vsの波形の電圧が相対的に低い電圧のときには第3のコンデンサに充電する(Vc3)。そして、電源電圧Vsの波形の電圧が相対的に中程度の電圧のときにはように、第2のコンデンサに充電する(Vc2)。また、電源電圧Vsの波形の電圧が相対的に高い電圧のときには、第1のコンデンサに充電する(Vc1)。
以上のように、3個(第1、第2、第3)のコンデンサに充電するように双方向スイッチ回路(図1の双方向スイッチ回路6に対応)を構成する。なお、このとき双方向スイッチ回路における整流器は、図1の整流器61と同一でよいが、スイッチング素子は少なくとも3個が必要であり、かつ制御器9(図1)の制御方法を前記の充電の制御が適切に行えるように設計する。
また、第1、第2、第3のコンデンサの充電の際に、電源電圧Vsの波形の電圧が相対的に低い電圧、中程度の電圧、高い電圧のそれぞれの場合に応じて、分担して充電されるので、電源電圧Vsの正弦波形の変化に応じて各充電がなされるために高調波電流の発生もさらに抑制される。
したがって、少ないスイッチング回数で高調波電流の抑制と直流電圧の昇圧を両立させる整流回路が提供できる。
このとき、さらに昇圧の効率の向上と、高調波電流の発生が抑制される。なお、4段以上の複数のコンデンサの各充電電圧は、前記の特性の向上のために、それぞれ異なるようにアンバランスに設定される。
また、図1、図11において、双方向スイッチ回路(6、60)におけるスイッチング素子62、63は、スイッチング機能を有すればよいので、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)、バイポーラトランジスタ(Bipolar junction transistor)、BiCMOS(Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor)などの素子、デバイスが適用できる。
また、図1、図11において、双方向スイッチ回路(6、60)におけるスイッチング素子62、63には、それぞれにダイオードが並列に接続されているように表記されているが、例えばMOSFETであれば、寄生ダイオードが存在するので、あえて外付けのダイオードを付加する必要はない。
本発明は、図2及び図5に示すスイッチング方法に限定するものではなく、その他のスイッチング方法でも適用可能である。つまり、発生するパルスのタイミングや、パルス幅、PWM方式の有無の変更や組み合わせが様々に可能である。
第3実施形態のモータ駆動装置においては、整流回路11を用いて説明したが、図1で説明した整流回路10を用いてもよい。また、整流回路11、10における双方向スイッチ回路(60、6)の制御方法も様々に可能である。
2 交流リアクトル
3、61、64 整流器
4 平滑コンデンサ群
5 負荷、直流負荷
6、60 双方向スイッチ回路
7 インバータ装置(インバータ回路)
8 PMモータ(モータ、永久磁石同期モータ)
9 制御器
10、11 整流回路
41 平滑コンデンサ(第1の平滑コンデンサ)
42 平滑コンデンサ(第2の平滑コンデンサ)
43 平滑コンデンサ(第3の平滑コンデンサ)
62、63 スイッチング素子
65、611、612、613、614、641、642 ダイオード
Claims (8)
- 交流電源に接続される交流リアクトルと、
交流側は前記交流リアクトルを介して前記交流電源に接続され、直流側は直流負荷に接続される整流器と、
前記整流器の直流側と前記直流負荷との間に設けられる直列接続された複数の平滑コンデンサと、
前記整流器の交流側と前記直列接続された複数の平滑コンデンサの接続点との間に設けられる双方向スイッチ回路と、
を備え、
前記直列接続された複数の平滑コンデンサの各充電電圧はアンバランスであることを特徴とする整流回路。 - 交流電源に接続される交流リアクトルと、
交流側は前記交流リアクトルを介して前記交流電源に接続され、直流側は直流負荷に接続される整流器と、
前記整流器の直流側と前記直流負荷との間に設けられる直列接続された第1の平滑コンデンサと第2の平滑コンデンサと、
前記整流器の交流側と前記直列接続された前記第1の平滑コンデンサと前記第2の平滑コンデンサの接続点との間に設けられる双方向スイッチ回路と、
を備え、
前記第2の平滑コンデンサの両端の電圧が直流電圧の半分より低電圧であり、前記第1の平滑コンデンサの両端の電圧が直流電圧の半分より高電圧であることを特徴とする整流回路。 - 請求項2に記載の整流回路において、
前記双方向スイッチ回路は、
前記交流電源を前記交流リアクトルを介して短絡する短絡モードと、
前記直列に接続された第1、第2の平滑コンデンサの任意の一方を充電する倍電圧整流モードと、
前記直列に接続された第1、第2の平滑コンデンサの両方を充電する全波整流充電モードと、
を有することを特徴とする整流回路。 - 請求項3に記載の整流回路において、
前記短絡モードは前記交流電源の交流電圧が0ボルトとなるタイミングで行われていることを特徴とする整流回路。 - 請求項2に記載の整流回路において、
前記双方向スイッチ回路は、
前記交流電源の瞬時電圧が所定値より低い領域では、前記第2の平滑コンデンサを充電し、
前記交流電源の瞬時電圧が所定値より等しいか高い領域では、前記第1の平滑コンデンサを充電する
ように動作することを特徴とする整流回路。 - 請求項1または請求項2に記載の整流回路において、
前記整流回路の接続されている直流負荷に流れる電流値が所定値より小さい時は、前記双方向スイッチ回路の動作を停止することを特徴とする整流回路。 - 請求項1または請求項2に記載の整流回路を備え、
前記直流負荷としてインバータ回路及びモータからなるモータ駆動装置を接続し、前記モータの負荷状態もしくは回転数に応じて、前記双方向スイッチ回路のスイッチング動作を制御することを特徴とするモータ駆動装置。 - 請求項7に記載のモータ駆動装置において、
前記モータの負荷状態もしくは回転数に応じて、前記双方向スイッチ回路のスイッチング動作を停止するモードと、前記双方向スイッチ回路のスイッチング動作を行わせるモードとを備えることを特徴とするモータ駆動装置。
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