JP2013225998A - 整流回路及び、それを用いたモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】少ないスイッチング動作で更なる高効率化が可能な整流回路を提供する。
【解決手段】交流電源に接続される交流リアクトルと、交流側は前記交流リアクトルを介して前記交流電源に接続され、直流側は直流負荷に接続される整流器と、前記整流器の直流側と前記直流負荷との間に設けられる直列接続された複数の平滑コンデンサと、前記整流器の交流側と前記直列接続された複数の平滑コンデンサの接続点との間に設けられる双方向スイッチ回路と、を備え、前記直列接続された複数の平滑コンデンサの各充電電圧はアンバランスである。
【選択図】図１

Description

本発明は、永久磁石同期モータを可変速駆動するモータ駆動装置およびそれを用いた機器に係り、主に、交流電源の整流動作と直流電圧の昇圧動作とを行う整流回路に関する。

永久磁石同期モータ（以下「モータ」、もしくは「ＰＭモータ」と称す）は、誘導モータに比べて高効率な特性を有するため、家電製品から産業機器あるいは電動車両分野へと適用範囲が広がっている。
また、上記機器は、地球温暖化防止や省エネルギー化の動きに伴い、通常運転領域での効率向上（低中速域の高効率化）が要望される反面、機器の使用感を向上させるために高出力化（高速域の駆動範囲拡大）も同時に要望される。
例えば、家電製品のエアコンの場合、省エネルギーの指標であるＡＰＦ（Annual Performance Factor、通年エネルギー消費効率）の向上と、高出力化の指標である低温暖房能力（外気温が２℃での暖房能力）の向上の両立が要求される。
例えば、モータ駆動装置による高効率化（特に低中速域）の手段としては、磁石量及び巻線増加によるモータの低速設計化がある。
また、低速設計されたモータを高速駆動する手段の一つとして、直流電圧を昇圧する方式がある。

また、交流電源の倍電圧整流回路動作を利用して直流電圧を昇圧する方式としては、例えば特許文献１、２に記載の方式がある。これらによれば、前記の直流電圧を昇圧する際に昇圧チョッパ回路を利用した方式に対して比較的低速のスイッチング動作で昇圧動作が可能な為、回路損失の低減が図れる。
特許文献１では、交流電源にリアクトルを介して接続される整流器と、前記整流器の出力端子に直列に接続されてコンデンサと、前記整流器の一方の入力端子と前記直列に接続されてコンデンサ間の接続点とに挿入された第１のスイッチング手段と、前記整流器の他方の入力端子を前記直列に接続されてコンデンサ間の接続点とに挿入された第２のスイッチング手段を備えた回路構成において、前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段を１〜５ｋHzの低周波でバランスよくＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御することで前記整流器の入力電流を正弦波化する手法が開示されている。
また、特許文献２にも、特許文献１同様の回路構成で、前記第１のスイッチング手段と前記第２のスイッチング手段を電源周期より短い周期で交互に繰り返し動作させることにより直流電圧を昇圧させる手法が開示されている。

特開２０１０−６８５５２号公報 特開２００５−１１０４９１号公報

しかしながら、磁石量及び巻線増加によるモータの低速設計化では、高速域で発生する誘起電圧が増大する。したがって、高速駆動が困難となるので、駆動範囲が限定され、モータとしての効率が大幅に低下するという問題がある。
また、直流電圧を昇圧する方式において、整流回路に昇圧チョッパ回路を追加して高速スイッチング動作を行う方法は、直流電圧を昇圧するため回路損失が増加するという問題がある。
また、特許文献１および特許文献２においては、前記したとおり、第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段を交互にスイッチング動作させることによって、電源電流の正弦波化もしくは直流電圧の昇圧動作は可能であるが、二つのスイッチング手段を１ｋＨｚ以上の高周波でスイッチングする必要があり、スイッチング損失が大きいという問題がある。

そこで、本発明はこのような問題点を解決するもので、その目的とするところは、少ないスイッチング動作で更なる高効率化が可能な整流回路を提供することである。

前記の課題を解決して、本発明の目的を達成するために、以下のように構成した。
すなわち、第１の発明の整流回路は、交流電源に接続される交流リアクトルと、交流側は前記交流リアクトルを介して前記交流電源に接続され、直流側は直流負荷に接続される整流器と、前記整流器の直流側と前記直流負荷との間に設けられる直列接続された複数の平滑コンデンサと、前記整流器の交流側と前記直列接続された複数の平滑コンデンサの接続点との間に設けられる双方向スイッチ回路と、を備え、前記直列接続された複数の平滑コンデンサの各充電電圧はアンバランスであることを特徴とする。
また、第２の発明の整流回路は、交流電源に接続される交流リアクトルと、交流側は前記交流リアクトルを介して前記交流電源に接続され、直流側は直流負荷に接続される整流器と、前記整流器の直流側と前記直流負荷との間に設けられる直列接続された第１の平滑コンデンサと第２の平滑コンデンサと、前記整流器の交流側と前記直列接続された前記第１の平滑コンデンサと前記第２の平滑コンデンサの接続点との間に設けられる双方向スイッチ回路と、を備え、前記第２の平滑コンデンサの両端の電圧が直流電圧の半分より低電圧であり、前記第１の平滑コンデンサの両端の電圧が直流電圧の半分より高電圧であることを特徴とする。
また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、少ないスイッチング動作で更なる高効率化が可能な整流回路を提供できる。

本発明の第１実施形態の整流器の回路構成と、交流電源と負荷との接続関係を示す図である。 本発明の第１実施形態の電源電圧と入力電流と平滑コンデンサ電圧、及び双方向スイッチ回路のスイッチング素子のゲート信号波形を示すタイムチャートである。 本発明の第１実施形態の所定の負荷、電源電圧、平滑コンデンサ電圧（高電圧側）、平滑コンデンサ電圧（低電圧側）に設定したときのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第１実施形態の別の所定の負荷、電源電圧、平滑コンデンサ電圧（高電圧側）、平滑コンデンサ電圧（低電圧側）に設定したときのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２実施形態における双方向スイッチ回路の別のスイッチング方法を示す図であり、（ａ）はゲート信号Ｇｓｗ２をＰＷＭ制御した方式、（ｂ）は第１実施形態のスイッチング方法を基に、交流電源を交流リアクトルを介して短絡する短絡モードを併用した場合の方式、（ｃ）は（ａ）のスイッチング方式に、短絡モードを併用した方式である。 本発明の第２実施形態における双方向スイッチ回路の図５（ａ）のスイッチング方式（動作条件は図３と同じ）で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２実施形態における双方向スイッチ回路の図５（ｂ）のスイッチング方式（動作条件は図３と同じ）で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２実施形態における双方向スイッチ回路の図５（ｃ）のスイッチング方式（動作条件は図３と同じ）で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２実施形態における双方向スイッチ回路の図５（ｂ）のスイッチング方式（動作条件は図４と同じ）で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第２実施形態における双方向スイッチ回路の図５（ｃ）のスイッチング方式（動作条件は図４と同じ）で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の第３の実施形態のモータ駆動装置の全体構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態のモータ駆動装置における第１例として、モータの回転数に応じて直流電圧を制御する場合の動作を説明する図である。 本発明の第３の実施形態のモータ駆動装置における第２例として、モータの負荷の大きさで全波整流電圧と最大電圧を切替える場合の動作を説明する図である。

以下、本発明を実施するための形態を、図面を参照して説明する。

（第１実施形態・整流回路）
本発明に係る整流回路の第１実施形態を図１から図４を参照して説明する。まず、図１と図２を参照して、基本回路構成と基本動作について説明する。

＜回路構成＞
図１は、第１実施形態の整流回路１０の回路構成と、交流電源１と負荷５との接続関係を示す図である。
図１において、第１実施形態の整流回路１０は、交流リアクトル２、整流器３、平滑コンデンサ群４、双方向スイッチ回路６、制御器９を備えて構成される。

交流電源１から出力される交流電力は、一端は直接に、他端は交流リアクトル２を介して、整流器３と、双方向スイッチ回路６に備えられた整流器６１のそれぞれの交流側の端子（２端子）に接続される。
整流器６１は、ダイオード６１１、６１２、６１３、６１４によって全波整流の機能を有している。整流器６１の交流側の端子は、ダイオード６１１のアノードとダイオード６１３のカソードとの接続点である第１端子と、ダイオード６１２のアノードとダイオード６１４のカソードとの接続点である第２端子とからなる。
整流器６１の直流側の端子は、ダイオード６１１のカソードとダイオード６１２のカソードとの接続点である第３端子と、ダイオード６１３のアノードとダイオード６１４のアノードとの接続点である第４端子とからなる。
整流器３も整流器６１と同様にダイオード４個から構成されて、全波整流の機能を有し、交流側の端子と直流側の端子とを備えている。

平滑コンデンサ群４は、直列に接続された平滑コンデンサ４１（第１の平滑コンデンサ）と平滑コンデンサ４２（第２の平滑コンデンサ）、および平滑コンデンサ４３（第３の平滑コンデンサ）とを備えている。
平滑コンデンサ４３は、直列に接続された平滑コンデンサ４１と平滑コンデンサ４２との両端に並列に接続されている。
整流器３の直流側の端子（２端子）は、直列に接続された平滑コンデンサ４１と平滑コンデンサ４２との両端、および平滑コンデンサ４３の両端とに接続されている。
また、平滑コンデンサ群４は、負荷（直流負荷）５に接続されている。
なお、並列接続されている平滑コンデンサ４３は、直流電圧の脈動抑制のために接続している。そして、平滑コンデンサ４１と平滑コンデンサ４２は、後記する本発明の昇圧動作の機能に関連する。

双方向スイッチ回路６は、整流器６１とスイッチング素子６２、６３とを備えて構成されている。
スイッチング素子６２とスイッチング素子６３は、直列に接続され、整流器６１の直流側の端子（２端子）に接続されている。
スイッチング素子６２とスイッチング素子６３との接続点は、平滑コンデンサ群４のなかの平滑コンデンサ４１と平滑コンデンサ４２との接続点に接続されている。
スイッチング素子６２とスイッチング素子６３は、制御器９によってオンオフ（ＯＮ／ＯＦＦ）を制御される。この制御の方法の詳細については、後記する。

＜双方向スイッチ回路６の制御方法と整流回路１０の動作＞
次に、双方向スイッチ回路６の制御方法と整流回路１０の動作について説明する。

《基本的な考え方と制御方法の概略》
本発明の第１実施形態においては、少ないスイッチング回数で高調波電流の抑制と直流電圧の昇圧を両立させようとするものである。
二つの平滑コンデンサ４１、４２を用いて直流電圧を昇圧する過程において、二つの平滑コンデンサ４１、４２を充電する過程があるが、電源電圧（瞬時値）と平滑コンデンサ４１、４２の充電電圧の差によって入力電流が流れる基本構成であるので、充電の仕方によって昇圧の効率や高調波電流の発生の状況が異なる。
したがって、電源電圧（正弦波の瞬時値）が小さい領域では、低電圧の充電電圧Ｖｃ２に充電された平滑コンデンサ４２を充電し、反対に、電源電圧（正弦波の瞬時値）が大きい領域では、高電圧の充電電圧Ｖｃ１に充電された平滑コンデンサ４１を充電するように、前記双方向スイッチ回路６を動作させる。

より具体的には、双方向スイッチ回路６は、前記直列接続された平滑コンデンサ４２を直流電圧の半分より低電圧、前記直列接続された平滑コンデンサ４１を直流電圧の半分より高電圧になるように（前記平滑コンデンサの充電電圧がアンバランスになるように）を動作させる。
この方法によって、充電の際には十分な電位差がある状態で行うので充電の効率が向上するとともに、電源電圧の入力波形（正弦波）の状態に合わせて充電するので高調波の発生が低減される。

また、双方向スイッチ回路６は、交流電源１を交流リアクトル２を介して短絡する短絡モードと、直列に接続された平滑コンデンサ４１、４２の任意の一方を充電する倍電圧整流モードと、直列に接続された平滑コンデンサ４１、４２の両方を充電する全波整流充電モードとを有する。
そして、前記短絡モードと前記倍電圧充電モードと前記全波整流充電モードを用いて、直流電圧の昇圧動作を行う構成とする。
以上の構成により、前記双方向スイッチ回路のスイッチング回数を減らしても入力電流の高調波成分の抑制が可能となり、任意の直流電圧に昇圧も可能となる。
すなわち、少ないスイッチング回数で高調波電流の抑制と直流電圧の昇圧を両立させようとするものである。

《制御方法について》
次に、より具体的な双方向スイッチ回路６の動作を説明する。
図２は、電源電圧Ｖｓと入力電流Ｉｓと平滑コンデンサの充電電圧Ｖｃ０、Ｖｃ１、Ｖｃ２及び双方向スイッチ回路のスイッチング素子のゲート信号Ｇｓｗ１、Ｇｓｗ２の波形を示すタイムチャートである。
図２において、横軸は時間の推移であって、電源電圧Ｖｓの周期の１周期分（正電圧期間を概ね中央付近に配置）を示しており、電源電圧Ｖｓの正弦波形が低い電圧から高い電圧へ移行する時間帯を領域Ｉとし、正弦波形が相対的に高い時間帯を領域ＩＩとし、正弦波形が高い電圧から低い電圧へ移行する時間帯を領域ＩＩＩと表記している。
また、Ｖｓ、Ｉｓ、Ｖｃ０、Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｇｓｗ１、Ｇｓｗ２の各記号は、図１における各記号と対応している。

平滑コンデンサ４２（図１）には直流電圧の半分より低電圧の充電電圧Ｖｃ２（例えば５０Ｖ）、平滑コンデンサ４１（図１）には直流電圧の半分より高電圧の充電電圧Ｖｃ１（例えば２４０Ｖ）が充電されている。
電源電圧（正弦波）Ｖｓが、立上り時（低い電圧）である領域Ｉにおいて、ゲート信号Ｇｓｗ２の制御パルスＰ２２によって、スイッチング素子６２（図１）がオンして、平滑コンデンサ４２に相対的に低い電圧で充電が行われる。このとき充電電圧Ｖｃ２は低電圧であるので充電が可能である。
なお、制御パルスＰ２２のパルス幅やタイミングによって、平滑コンデンサ４２に充電される電圧Ｖｃ２の大きさが制御できる。

また、電源電圧（正弦波）Ｖｓが、高い電圧である領域ＩＩにおいて、ゲート信号Ｇｓｗ１の制御パルスＰ１１によって、スイッチング素子６３（図１）がオンして、平滑コンデンサ４１に相対的に高い電圧で充電が行われる。
なお、制御パルスＰ１１のパルス幅やタイミングによって、平滑コンデンサ４１に充電される電圧Ｖｃ１の大きさが制御できる。

また、電源電圧（正弦波）Ｖｓが、立下り時である領域ＩＩＩにおいて、ゲート信号Ｇｓｗ２の制御パルスＰ２３によって、スイッチング素子６２（図１）がオンする。
なお、電源電圧の立上り時（領域Ｉ）は、スイッチング素子６２のオン時間を比較的長く（Ｐ２２）、電源電圧の立下り時（領域ＩＩＩ）は、スイッチング素子のオン時間を比較的短く（Ｐ２３）設定する。この設定によって、入力電流Ｉｓは電源位相に一致した波形となり、また比較的に正弦波に近い波形となって、高調波成分が少なくなる。

以上のゲート信号Ｇｓｗ２の制御パルスＰ２２とゲート信号Ｇｓｗ１の制御パルスＰ１１は、電源電圧（正弦波）Ｖｓが正の半周期であったが、負の半周期においては、ゲート信号Ｇｓｗ２の制御パルスＰ２４、Ｐ２１とゲート信号Ｇｓｗ１の制御パルスＰ１２によって、平滑コンデンサ４２と平滑コンデンサ４１とに充電が行われる。なお、電源電圧（正弦波）Ｖｓは、整流器３、６１によって全波整流されるので、電源電圧（正弦波）Ｖｓが正の半周期でも負の半周期でも同様に行われる。
なお、ゲート信号Ｇｓｗ２の制御パルスＰ２１、Ｐ２２、Ｐ２３、Ｐ２４、およびゲート信号Ｇｓｗ１の制御パルスＰ１１、Ｐ１２のパルス幅や挿入タイミングは一例にすぎない。実際には実態に応じたパルス幅とタイミングが選択される。

以上の通り、本実施形態は、前記直列に接続された平滑コンデンサの充電電圧をアンバランスに制御し、電源電圧（瞬時値）が小さい領域では、充電電圧が低電圧となっている平滑コンデンサを充電するように、電源電圧（瞬時値）が大きい領域では、充電電圧が高電圧となっている平滑コンデンサを充電するように、前記双方向スイッチ回路を動作させる。これにより、スイッチング回数が少なくしても、高調波電流の抑制と直流電圧の昇圧とを両立させることが可能な方式となる。
なお、図２は、直列に接続された平滑コンデンサ４２、４３の任意の一方を充電する倍電圧整流モードである。
また、電源電圧Ｖｓの交流周波数は、日本国内であれば５０Ｈｚもしくは６０Ｈｚであるので、双方向スイッチ回路６のゲート信号Ｇｓｗ１、Ｇｓｗ２は概ね数十Ｈｚから百数十Ｈｚ程度であって、従来例に比較すると低周波である。

＜シミュレーション結果＞
次に、図３、図４に（図２に示すスイッチング動作時の）シミュレーション結果の一例を示す。
図３は、負荷２９００Ｗ、電源電圧２００Ｖ、平滑コンデンサ電圧（高電圧側）Ｖｃ１＝２４０Ｖ、平滑コンデンサ電圧（低電圧側）Ｖｃ２＝５０Ｖに設定したときのシミュレーション結果を示す図である。
また、図４は、負荷２９００Ｗ、電源電圧２００Ｖ、平滑コンデンサ電圧（高電圧側）Ｖｃ１＝３００Ｖ、平滑コンデンサ電圧（低電圧側）Ｖｃ２＝５０Ｖに設定したときのシミュレーション結果を示す図である。
図３、図４において、横軸は時間の推移を示し、縦方向において上から、電圧（Ｖｓ、Ｖｃ０、Ｖｃ１、Ｖｃ２）、入力電流Ｉｓ、ゲート信号Ｇｓｗ１、Ｇｓｗ２の波形を示している。
なお、図３、図４の結果とも、入力電流Ｉｓの波形は、日本の高調波抑制対策ガイドライン（不図示）をクリアしている。

なお、図１〜図４において、平滑コンデンサ４１、４２の充電電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２は、高電圧側であるＶｃ１が所望の直流電圧値Ｖｃ０の半分より大きな値、低電圧側であるＶｃ２が所望の直流電圧値Ｖｃ０の半分より小さな値であって、合計値が所望の直流電圧Ｖｃ０になるように設定すれば良い。
また、前述したとおり、入力電流波形の高調波抑制を目的とする場合は、低電圧側の設定電圧（Ｖｃ２）は、なるべく小さい値に設定することが望ましい。
ただし、平滑コンデンサの容量と負荷を鑑み、低電圧側の平滑コンデンサの充電電圧Ｖｃ２が電源周期内で０にならない程度の値に設定する必要もある。
したがって、図３、図４のシミュレーションにおいては、低電圧側の設定電圧（Ｖｃ２）は、例えば５０Ｖ程度が望ましい結果が得られている。

（第２実施形態・スイッチング方法）
次に、図１の回路構成をそのまま用いるが、双方向スイッチ回路６の第１の実施形態で説明した方法以外の別のスイッチング方法を第２実施形態として説明する。

＜別のスイッチング方法＞
図５は、双方向スイッチ回路６の別のスイッチング方法を示す図であり、（ａ）はゲート信号Ｇｓｗ２をＰＷＭ制御した方式、（ｂ）は第１実施形態のスイッチング方法を基に、交流電源１を交流リアクトル２を介して短絡する短絡モードを併用した場合の方式、（ｃ）は（ａ）のスイッチング方式に、短絡モードを併用した方式である。

《ＰＷＭ制御した方式》
図５（ａ）において、双方向スイッチ回路６（図１）によるスイッチング素子６３（図１）のゲート信号Ｇｓｗ１の制御パルスＰ１１、Ｐ１２は、図２における制御パルスＰ１１、Ｐ１２と同じである。
ただし、スイッチング素子６２のゲート信号Ｇｓｗ２が、ＰＷＭ制御した方式のＰ２１Ｗ、Ｐ２２Ｗとなっている。ゲート信号Ｇｓｗ２をＰＷＭ信号によるきめ細かい制御とすることによって、整流回路１０における高調波を抑制することができる。
ちなみに、ゲート信号Ｇｓｗ１の制御パルスＰ１１、Ｐ１２が発生しているときには、ゲート信号Ｇｓｗ２のＰＷＭ信号は停止している。
なお、従来の方式のチョッパでは１６ｋＨｚ程度が用いられるが、図５（ａ）のゲート信号Ｇｓｗ２のＰＷＭ信号は、キャリアが１ｋＨｚ程度であるので、ＰＷＭ制御によって図２の制御方式よりも消費電力は増加するが、従来の方式のチョッパ方式と比較すると低消費電力である。
なお、図５（ａ）の場合のシミュレーションの結果の詳細は、図６を参照するとともに後記する。

《短絡モードを併用した方式》
次に、図５（ｂ）において、ゲート信号Ｇｓｗ１には、短絡モードとなる制御パルスＰＳ１、ＰＳ２が新たに追加されている。
なお、ゲート信号Ｇｓｗ１の制御パルスＰ１１、Ｐ１２と、ゲート信号Ｇｓｗ２の制御パルスＰ２１、Ｐ２２、Ｐ２３、Ｐ２４は、図２と同様である。
短絡モードとなる制御パルスＰＳ１がゲート信号Ｇｓｗ１に発生した場合には、ゲート信号Ｇｓｗ２においても制御パルスＰ２２が発生しているので、スイッチング素子６２とスイッチング素子６３は、ともにオンする。このとき、交流リアクトル２に交流電源１の電源電圧Ｖｓが印加して、交流リアクトル２は電力を蓄積する。
この短絡モードが入ることによって、入力電流Ｉｓの波形が滑らかになる。つまり入力電流Ｉｓの高調波成分が抑制される。

なお、図５（ｂ）に示すように、短絡モードとなる制御パルスＰＳ１、ＰＳ２は、電源電圧Ｖｓの電圧波形である正弦波（交流電圧波形）が０（０ボルト）を横切るタイミングで行うことがより望ましい。
これは、スイッチング素子６２、６３にとっては、ゼロクロススイッチングとなることがノイズや高調波の抑制につながるからである。
また、図５（ｂ）の場合のシミュレーションの結果の詳細は、図７、図９を参照して後記する。

《ＰＷＭ制御と短絡モードを併用した方式》
次に、図５（ｃ）において、ゲート信号Ｇｓｗ１には、図５（ａ）の制御パルスＰ１１、Ｐ１２以外に、短絡モードとなる制御パルスＰＳ１、ＰＳ２が新たに追加されている。
また、図５（ａ）におけるゲート信号Ｇｓｗ２の制御パルスＰ２１ｗと制御パルスＰ２２ｗは、図５（ｃ）において、それぞれ（Ｐ３１ｗ、Ｐ２２Ｓ、Ｐ３２ｗ）、（Ｐ３３ｗ、Ｐ２４Ｓ、Ｐ３４ｗ）となっている。
ゲート信号Ｇｓｗ１における短絡モードとなる制御パルスＰＳ１、ＰＳ２に対して、ゲート信号Ｇｓｗ２において、Ｐ２２Ｓ、Ｐ２４Ｓがそれぞれ発生しているので、スイッチング素子６２とスイッチング素子６３は、ともにオンする。

したがって、交流リアクトル２に交流電源１の電圧が印加して、交流リアクトル２は電力を蓄積する効果と、ＰＷＭ制御による効果が併せて起こることによって、入力電流Ｉｓのピーク値が低減できると同時に、波形がさらに滑らかになる。つまり入力電流Ｉｓの高調波成分が抑制される。
なお、図５（ｃ）に示すように、短絡モードとなる制御パルスＰＳ１、ＰＳ２、およびＰ２２Ｓ、Ｐ２４Ｓは、電源電圧Ｖｓの電圧波形である正弦波（交流電圧波形）が０（０ボルト）を横切るタイミングで行うことがより望ましい。
これは、スイッチング素子６２、６３にとっては、ゼロクロススイッチングとなることがノイズや高調波の抑制につながるからである。
また、図５（ｃ）の場合のシミュレーションの結果の詳細は、図８、図１０を参照して後記する。

＜シミュレーション結果＞
次に、図６から図１０に、図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）で示したスイッチング方式で動作させた時のシミュレーション結果を示す。
なお、図６から図１０において、横軸は時間の流れを示し、縦方向において上から、電圧（Ｖｓ、Ｖｃ０、Ｖｃ１、Ｖｃ２）、入力電流Ｉｓ、ゲート信号Ｇｓｗ１、Ｇｓｗ２のそれぞれの波形を示している。

《図６：図５（ａ）のスイッチング方式のシミュレーション結果・図３の条件》
図６は、図５（ａ）のスイッチング方式（動作条件は図３と同じ、負荷２９００Ｗ、電源電圧２００Ｖ、平滑コンデンサ電圧（高電圧側）Ｖｃ１：２４０Ｖ、平滑コンデンサ電圧（低電圧側）Ｖｃ２：５０Ｖに設定）で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。
図６と図３のそれぞれの入力電流Ｉｓの電流波形と比べると、図６における電流波形が滑らかになっており、高調波成分の抑制、とりわけ低次高調波成分の低減が可能になる。

《図７：図５（ｂ）のスイッチング方式のシミュレーション結果・図３の条件》
図７は、図５（ｂ）のスイッチング方式（動作条件は図３と同じ）で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。
図７と図３のそれぞれの入力電流Ｉｓの電流波形と比べると、短絡モードが入る為、入力電流Ｉｓの立上がりが早くなり、入力電流Ｉｓのピーク値が若干、低減できている。その分、高調波成分の発生が抑制されている。

《図８：図５（ｃ）のスイッチング方式のシミュレーション結果・図３の条件》
図８は、図５（ｃ）のスイッチング方式（動作条件は図３と同じ）で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。
図８と図７のそれぞれの入力電流Ｉｓの電流波形と比べると、短絡モードが入る為、入力電流Ｉｓのピーク値が低減できると同時に、波形が更に滑らかになっている。つまり入力電流Ｉｓの高調波成分が抑制される。

《図９：図５（ｂ）のスイッチング方式のシミュレーション結果・図４の条件》
図９は、図５（ｂ）のスイッチング方式（動作条件は図４と同じ、負荷２９００Ｗ、電源電圧２００Ｖ、平滑コンデンサ電圧（高電圧側）Ｖｃ１：３１０Ｖ、平滑コンデンサ電圧（低電圧側）Ｖｃ２：５０Ｖに設定）で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。
図９と図４とを比べると、短絡モードが入る為、直流電圧（Ｖｃ０）を更に昇圧可能となる。

《図１０：図５（ｃ）のスイッチング方式のシミュレーション結果・図４の条件》
図１０は、図５（ｃ）のスイッチング方式（動作条件は図４と同じ）で動作させた場合のシミュレーション結果を示す図である。
図１０と図９とを比べると、ＰＷＭ動作が入る為、入力電流Ｉｓの電流波形が正弦波状に近づく。直流電圧（Ｖｃ０）の昇圧も可能である。

以上の通り、前記双方向スイッチ回路６のスイッチング素子のスイッチング方法を変更することにより、電流波形の改善や直流電圧の制御が自由に行える。
したがって、図示しないが、本整流回路に接続される負荷の状態（入力電流、直流電圧など）に応じてスイッチング方法を変更することも可能である。
また、軽負荷時（例えば、直流電圧の昇圧が不要な時）は、前記スイッチング素子２個を同時オンさせる短絡モードのみを使用して、全波整流回路＋電流高調波抑制モードとして動作させることも可能である。

（第３実施形態・モータ駆動装置）
次に、第３実施形態として、第１、第２実施形態の整流回路をモータ駆動装置の整流回路として適用した場合を示す。

図１１は、本発明の第３の実施形態のモータ駆動装置の全体構成を示す図である。モータ駆動装置は、整流回路１１とインバータ装置（インバータ回路）７を備えて構成されている。
図１１において、交流電源１、交流リアクトル２、整流器３、平滑コンデンサ群４、制御器９については、図１と同様の構成と機能および動作であるので、重複する説明は省略する。
図１１において、図１と異なる部分は、双方向スイッチ回路６０の回路構成と、整流回路１１の負荷としてＰＭモータ８と前記ＰＭモータ８を駆動するインバータ装置７が接続された部分の構成である。

双方向スイッチ回路６０は、ダイオード６４１とダイオード６４２を有する整流器６４と、ダイオード６５と、スイッチング素子６２、６３を備えて構成されている。
整流器６４とダイオード６５によって、図１の整流器６１と等価の機能を果たす。
したがって、図１１の双方向スイッチ回路６０は、図１で述べた双方向スイッチ回路６と概ね同様の動作をするので、詳細な説明は省略する。
図１１に示す整流回路１１の回路構成は、図１で述べた整流回路１０に比較して、ダイオードの部品点数を１個、削減することができる長所がある。

また、インバータ装置７は、入力である直流電力（直流電圧）を任意の周波数と交流電圧の三相交流電力に変換し、出力するものであって、ＰＭモータ（Permanent Magnetモータ、永久磁石モータ、永久磁石同期モータ、モータ）８を回転数制御できる制御器並びに制御手法が備わっている。
第３実施形態のモータ駆動装置の特徴は、前述した整流回路１１（または整流回路１０）を用いたことにあるので、インバータ装置７についての詳細な説明は省略する。
ここでは、図１２、図１３を用いて、モータ駆動装置として考えた場合の、直流電圧の昇圧の仕方と総合効率の関係から整流回路１１（１０）の動作について述べる。

＜モータ駆動装置の直流電圧の昇圧の仕方と総合効率＞
図１２、図１３に、横軸にモータの回転数もしくは負荷（負荷状態）、縦軸に直流電圧及びモータを含むモータ駆動装置の総合効率（インバータ装置７が出力する三相交流電力／整流器１１に入力する交流電力）の変化イメージを、それぞれ第１例、第２例として示す。
なお、図１２、図１３におい、総合効率は、全波整流電圧（双方向スイッチ回路停止状態）でモータを駆動した場合（実線）と、直流電圧を変化（双方向スイッチ回路動作状態）させてモータを駆動した場合（点線）で示す。

《第１例：モータの回転数に応じて直流電圧を制御する方式》
図１２は、第１例として、モータの回転数に応じて直流電圧を制御する場合の動作を説明する図である。横軸はモータの回転数（単位時間の回転数）であり、縦方向には整流回路の効率と、整流回路の整流した直流電圧の相対的な特性値を示している。
図１２において、低回転時は、前記双方向スイッチ回路の動作を停止（スイッチ回路停止域）し、全波整流回路として使用する。
このとき、直流電圧は全波整流電圧（特性線１２３Ａ）となり、低い直流電圧でモータを駆動できるため、総合効率は向上する（双方向スイッチ回路の損失が発生しない：特性線１２０）。
しかし、高回転になると、低い直流電圧では駆動ができなくなり、弱め界磁制御（無効電流を多く流す制御）技術を使用して駆動する必要がある為、総合効率が低下する（特性線１２２）。

そこで、双方向スイッチ回路６０（図１１）を動作（スイッチ回路操作域、導通時間可変域）させることで、所望の直流電圧（特性線１２３Ｂ）に制御すれば、モータは弱め界磁制御を用いずに駆動ができるため、効率良い駆動が可能となる（特性線１２１）。
なお、回転数がさらに上昇した場合には、双方向スイッチ回路６０と平滑コンデンサ群４（図１１）の組み合わせによる昇圧の最大電圧（特性線１２３Ｃ）に達する。
また、ここで、双方向スイッチ回路６０のスイッチング方法は、第１、第２実施形態における方法を組合せることで可能である。
また、第３実施形態および第１実施形態で示した整流回路（双方向スイッチ回路６０は、ＰＷＭ制御時でも概ね１ｋＨｚ、ＰＷＭ制御をしない場合はさらに低周波数）は、昇圧チョッパ回路のように高速（概ね１６ｋＨｚ）のスイッチング動作による昇圧をしていないため、スイッチング損失が少なく、昇圧チョッパ回路を用いた方式に比べても総合効率を向上できる。

《第２例：モータの負荷の大きさで全波整流電圧と最大電圧を切替える方式》
図１３は、モータの負荷の大きさで全波整流電圧と最大電圧を切替える場合の動作を説明する図である。つまり、図１３は、図１２に示した様に直流電圧の可変は行わず、所定の負荷条件で全波整流動作（双方向スイッチ回路動作停止）と最大電圧動作（双方向スイッチ回路動作）を切替える方式の例を示している。
また、横軸は負荷の値（負荷状態）であり、縦方向には整流回路の効率と、整流回路の整流した直流電圧の相対的な特性値を示している。
図１３において、負荷が軽く、スイッチ回路停止域（双方向スイッチ回路動作停止）では、全波整流動作を行うので全波整流電圧は、特性線１３３Ａに示すように概ね一定であり、総合効率は特性線１３０のように、比較的、高い効率である。
しかしながら負荷が上昇してくると、整流回路１１（図１１）が適切な直流電圧をインバータ装置７（図１１）に供給できないため、総合効率を示す特性線１３０は低下してくる。
さらに負荷が重くなると、スイッチ回路停止のままでは、特性線１３２に示すように、著しく総合効率が低下していく。

したがって、所定の負荷に達したときに、双方向スイッチ回路６０（図１１）を動作させる（スイッチ回路操作域）。すると整流回路１１の整流された直流電圧は、特性線１３３Ｃに示す最大電圧となる。
このとき、インバータ装置７に十分な直流電圧が供給されるので、総合効率は、特性線１３１（スイッチ回路動作）に示すように、スイッチ回路停止のままの特性線１３２の効率に比較して格段に改善できる。
本方式は、直流電圧を細かく制御しないので制御構成は簡素化できる。よって、通常は軽負荷での駆動が主で、偶に高負荷起動が必要なアプリケーション（例えば冷蔵庫など）に適用すると良い。

以上、第１例、第２例に示すとおり、本発明の整流回路をモータ駆動装置に適用した場合、モータ８の軽負荷時は双方向スイッチ回路６０の動作を停止させ、高負荷時に双方向スイッチ回路６０の動作を行わせるようなモータ８の負荷状態に応じて動作を変更するとことで高効率化と広範囲駆動化の両立が可能なモータ駆動装置、及びこれを用いた機器を実現することが可能になる。

（その他の実施形態）
本発明は前記の実施形態に限定されるものではない。以下に例をあげる。

《３段以上に直列に接続された平滑コンデンサ》
図１、図１１において、平滑コンデンサ群４における昇圧動作をする平滑コンデンサ４１と平滑コンデンサ４２は２個のコンデサを直列に構成したものであった。
しかしながら、２個のコンデンサに限定されるものではない。例えば３個（第１、第２、第３）のコンデンサ（平滑コンデンサ）を直列に接続して、交流電源１（図１）の電源電圧Ｖｓの波形の電圧が相対的に低い電圧のときには第３のコンデンサに充電する（Ｖｃ３）。そして、電源電圧Ｖｓの波形の電圧が相対的に中程度の電圧のときにはように、第２のコンデンサに充電する（Ｖｃ２）。また、電源電圧Ｖｓの波形の電圧が相対的に高い電圧のときには、第１のコンデンサに充電する（Ｖｃ１）。
以上のように、３個（第１、第２、第３）のコンデンサに充電するように双方向スイッチ回路（図１の双方向スイッチ回路６に対応）を構成する。なお、このとき双方向スイッチ回路における整流器は、図１の整流器６１と同一でよいが、スイッチング素子は少なくとも３個が必要であり、かつ制御器９（図１）の制御方法を前記の充電の制御が適切に行えるように設計する。

このとき、平滑コンデンサ群４の出力する直流電圧は（Ｖｃ１＋Ｖｃ２＋Ｖｃ３）となり昇圧の効率がよくなる。なお、３個のコンデンサの各充電電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３は、それぞれ異なるようにアンバランスに設定される。
また、第１、第２、第３のコンデンサの充電の際に、電源電圧Ｖｓの波形の電圧が相対的に低い電圧、中程度の電圧、高い電圧のそれぞれの場合に応じて、分担して充電されるので、電源電圧Ｖｓの正弦波形の変化に応じて各充電がなされるために高調波電流の発生もさらに抑制される。
したがって、少ないスイッチング回数で高調波電流の抑制と直流電圧の昇圧を両立させる整流回路が提供できる。

さらに、平滑コンデンサ群４における昇圧動作をする平滑コンデンサの直列の段数（個数）は、３段以下に限定されるものではない。４段以上にしてもよい。
このとき、さらに昇圧の効率の向上と、高調波電流の発生が抑制される。なお、４段以上の複数のコンデンサの各充電電圧は、前記の特性の向上のために、それぞれ異なるようにアンバランスに設定される。

《スイッチング素子のデバイス》
また、図１、図１１において、双方向スイッチ回路（６、６０）におけるスイッチング素子６２、６３は、スイッチング機能を有すればよいので、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、バイポーラトランジスタ（Bipolar junction transistor）、ＢｉＣＭＯＳ（Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor）などの素子、デバイスが適用できる。

《スイッチング素子の並列ダイオード》
また、図１、図１１において、双方向スイッチ回路（６、６０）におけるスイッチング素子６２、６３には、それぞれにダイオードが並列に接続されているように表記されているが、例えばＭＯＳＦＥＴであれば、寄生ダイオードが存在するので、あえて外付けのダイオードを付加する必要はない。

《双方向スイッチ回路のスイッチング方法》
本発明は、図２及び図５に示すスイッチング方法に限定するものではなく、その他のスイッチング方法でも適用可能である。つまり、発生するパルスのタイミングや、パルス幅、ＰＷＭ方式の有無の変更や組み合わせが様々に可能である。

《モータ駆動装置に用いる整流回路》
第３実施形態のモータ駆動装置においては、整流回路１１を用いて説明したが、図１で説明した整流回路１０を用いてもよい。また、整流回路１１、１０における双方向スイッチ回路（６０、６）の制御方法も様々に可能である。

１ 交流電源
２ 交流リアクトル
３、６１、６４ 整流器
４ 平滑コンデンサ群
５ 負荷、直流負荷
６、６０ 双方向スイッチ回路
７ インバータ装置（インバータ回路）
８ ＰＭモータ（モータ、永久磁石同期モータ）
９ 制御器
１０、１１ 整流回路
４１ 平滑コンデンサ（第１の平滑コンデンサ）
４２ 平滑コンデンサ（第２の平滑コンデンサ）
４３ 平滑コンデンサ（第３の平滑コンデンサ）
６２、６３ スイッチング素子
６５、６１１、６１２、６１３、６１４、６４１、６４２ ダイオード

Claims (8)

1. 交流電源に接続される交流リアクトルと、
   交流側は前記交流リアクトルを介して前記交流電源に接続され、直流側は直流負荷に接続される整流器と、
   前記整流器の直流側と前記直流負荷との間に設けられる直列接続された複数の平滑コンデンサと、
   前記整流器の交流側と前記直列接続された複数の平滑コンデンサの接続点との間に設けられる双方向スイッチ回路と、
   を備え、
   前記直列接続された複数の平滑コンデンサの各充電電圧はアンバランスであることを特徴とする整流回路。
2. 交流電源に接続される交流リアクトルと、
   交流側は前記交流リアクトルを介して前記交流電源に接続され、直流側は直流負荷に接続される整流器と、
   前記整流器の直流側と前記直流負荷との間に設けられる直列接続された第１の平滑コンデンサと第２の平滑コンデンサと、
   前記整流器の交流側と前記直列接続された前記第１の平滑コンデンサと前記第２の平滑コンデンサの接続点との間に設けられる双方向スイッチ回路と、
   を備え、
   前記第２の平滑コンデンサの両端の電圧が直流電圧の半分より低電圧であり、前記第１の平滑コンデンサの両端の電圧が直流電圧の半分より高電圧であることを特徴とする整流回路。
3. 請求項２に記載の整流回路において、
   前記双方向スイッチ回路は、
   前記交流電源を前記交流リアクトルを介して短絡する短絡モードと、
   前記直列に接続された第１、第２の平滑コンデンサの任意の一方を充電する倍電圧整流モードと、
   前記直列に接続された第１、第２の平滑コンデンサの両方を充電する全波整流充電モードと、
   を有することを特徴とする整流回路。
4. 請求項３に記載の整流回路において、
   前記短絡モードは前記交流電源の交流電圧が０ボルトとなるタイミングで行われていることを特徴とする整流回路。
5. 請求項２に記載の整流回路において、
   前記双方向スイッチ回路は、
   前記交流電源の瞬時電圧が所定値より低い領域では、前記第２の平滑コンデンサを充電し、
   前記交流電源の瞬時電圧が所定値より等しいか高い領域では、前記第１の平滑コンデンサを充電する
   ように動作することを特徴とする整流回路。
6. 請求項１または請求項２に記載の整流回路において、
   前記整流回路の接続されている直流負荷に流れる電流値が所定値より小さい時は、前記双方向スイッチ回路の動作を停止することを特徴とする整流回路。
7. 請求項１または請求項２に記載の整流回路を備え、
   前記直流負荷としてインバータ回路及びモータからなるモータ駆動装置を接続し、前記モータの負荷状態もしくは回転数に応じて、前記双方向スイッチ回路のスイッチング動作を制御することを特徴とするモータ駆動装置。
8. 請求項７に記載のモータ駆動装置において、
   前記モータの負荷状態もしくは回転数に応じて、前記双方向スイッチ回路のスイッチング動作を停止するモードと、前記双方向スイッチ回路のスイッチング動作を行わせるモードとを備えることを特徴とするモータ駆動装置。