JP2013223410A - Battery charge circuit - Google Patents

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利成 深津
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a battery charge circuit which can improve the accuracy of battery charge control.SOLUTION: A battery charge circuit in one embodiment is designed for use in a motor drive system equipped with a first and a second three-phase motor 16, 26 which are respectively controlled of drive by a first and a second three-phase inverter 15, 25 by using a battery as the power source. In the battery charge circuit, a control device 21A holds a pair of switching elements of the first and the second three-phase inverter 15, 25 in an off state at charge time and controls on/off of at least one pair of switching elements out of two other pairs of switching elements of the first and the second three-phase inverter 15, 25 so that, among a maximum point region including a maximum point, a minimum point region including a minimum point, and an intermediate region between the maximum and the minimum point regions in the current waveform of a first and a second secondary side outputs 13A, 13B, at least the intermediate region is made to assume a linear shape.

Description

本発明は、バッテリ充電回路に係り、電気自動車やハイブリッド自動車等のようにバッテリを電源として３相インバータにより駆動制御されるモータを備えたモータ駆動系のためのバッテリ充電回路に関する。   The present invention relates to a battery charging circuit, and more particularly to a battery charging circuit for a motor drive system including a motor driven and controlled by a three-phase inverter using a battery as a power source, such as an electric vehicle or a hybrid vehicle.

電気自動車やハイブリッド自動車等のように、バッテリを電源として３相インバータにより駆動制御されるモータを備えたモータ駆動系が知られている。この種のモータ駆動系のためのバッテリ充電回路が、特許文献１に開示されている。   2. Description of the Related Art A motor drive system including a motor that is driven and controlled by a three-phase inverter using a battery as a power source is known, such as an electric vehicle and a hybrid vehicle. A battery charging circuit for this type of motor drive system is disclosed in Patent Document 1.

特許文献１に開示のバッテリ充電回路は、交流電源に接続される単相出力トランスと、単相出力トランスからの交流電流を整流して３相インバータに供給する整流回路とを備えている。このバッテリ充電回路は、モータ駆動系における３相モータのコイル（巻線）や３相インバータを利用し、単相出力トランスの二次側交流出力の電流波形を電圧波形に合わせるように３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御する。すなわち、単相出力トランスの二次側交流出力の電流波形が、電圧波形の正弦波波形と位相が同じ正弦波波形になるように制御される。これにより、力率が向上される。   The battery charging circuit disclosed in Patent Document 1 includes a single-phase output transformer connected to an AC power supply, and a rectifier circuit that rectifies an AC current from the single-phase output transformer and supplies it to a three-phase inverter. This battery charging circuit uses a three-phase motor coil (winding) and a three-phase inverter in a motor drive system, so that the current waveform of the secondary AC output of the single-phase output transformer matches the voltage waveform. ON / OFF control of the switching element is performed. That is, the current waveform of the secondary side AC output of the single-phase output transformer is controlled so as to be a sine wave waveform having the same phase as the sine wave waveform of the voltage waveform. Thereby, a power factor is improved.

ところで、特許文献１に開示のバッテリフォークリフトのように、走行用と荷役用として、３相モータ及び３相インバータを２系統備えたモータ駆動系も知られている。この種のモータ駆動系のためにバッテリ充電回路は、外部電源入力部にスコットトランスを備え、スコットトランスの二次側出力の一方に接続された走行用インバータのスイッチング素子及び走行用モータのコイルを利用して生成した正弦波形状の交流電流の整流電流（第一充電電流）と、スコットトランスの二次側出力の他方に接続された荷役用インバータのスイッチング素子及び荷役用モータのコイルを利用して生成した正弦波形状の交流電流の整流電流（第二充電電流）との合成電流によって、バッテリを充電する。なお、第一充電電流波形と第二充電電流波形との位相差はπ／２となっている。   Incidentally, like a battery forklift disclosed in Patent Document 1, a motor drive system including two systems of a three-phase motor and a three-phase inverter is also known for traveling and cargo handling. For this type of motor drive system, the battery charging circuit has a Scott transformer in the external power input section, and includes a switching element of a traveling inverter connected to one of the secondary outputs of the Scott transformer and a coil of the traveling motor. Using the rectified current (first charging current) of AC current in the form of a sine wave generated by utilizing the switching element of the cargo handling inverter and the coil of the cargo handling motor connected to the other secondary output of the Scott transformer. The battery is charged by a combined current with the rectified current (second charging current) of the sinusoidal alternating current generated in the above manner. The phase difference between the first charging current waveform and the second charging current waveform is π / 2.

特開２０１１−２１１８８９号公報JP 2011-211889 A

しかしながら、特許文献１のように外部電源入力部にスコットトランスを用い、そのスコットトランスにおける一方の二次側出力の電流である正弦波形状の交流電流を全波整流した整流電流と、他方の二次側出力の電流である正弦波形状の交流電流を全波整流した整流電流とを合成した合成電流を充電電流とすると、その充電電流のリップル成分（電流リップル）は比較的大きくなってしまう。この比較的大きなリップル成分により、バッテリの充電電圧が変動することとなり、バッテリの充電制御の精度向上を阻害していた。   However, as in Patent Document 1, a Scott transformer is used for the external power supply input unit, and a rectified current obtained by full-wave rectifying a sinusoidal AC current that is a current of one secondary side of the Scott transformer, and the other two If a combined current obtained by synthesizing a rectified current obtained by full-wave rectification of a sinusoidal alternating current that is a current of the secondary output is a charging current, a ripple component (current ripple) of the charging current becomes relatively large. Due to this relatively large ripple component, the charging voltage of the battery fluctuates, which hinders improvement in accuracy of battery charging control.

そこで、本発明は、バッテリの充電制御の精度を向上することが可能なバッテリ充電回路を提供することを目的としている。   Accordingly, an object of the present invention is to provide a battery charging circuit capable of improving the accuracy of battery charging control.

本発明のバッテリ充電回路は、バッテリを電源として、第１及び第２の３相インバータによりそれぞれ駆動制御される第１及び第２の３相モータを備えたモータ駆動系のためのバッテリ充電回路である。このバッテリ充電回路は、充電時に、交流電力が入力される一次側入力と、互いに位相が異なる交流電圧を生成する第１及び第２の二次側出力とを有する単相出力トランスと、第１の二次側出力の一方の端子に接続されるとともに、第１の３相インバータ及びバッテリに対して並列に接続されている第１の整流回路と、第１の３相インバータのうちの１相を構成する一組のスイッチング素子の接続点を第１の二次側出力の他方の端子に接続する第１の配線と、第２の二次側出力の一方の端子に接続されるとともに、第２の３相インバータ及びバッテリに対して並列に接続されている第２の整流回路と、第２の３相インバータのうちの１相を構成する一組のスイッチング素子の接続点を第２の二次側出力の他方の端子に接続する第２の配線と、第１及び第２の３相インバータにおけるスイッチング素子をオン・オフ制御する制御装置とを備える。制御装置は、充電時に、第１の３相インバータの一組のスイッチング素子をオフ状態に保持し、第１の二次側出力の電流波形の位相を当該第１の二次側出力の電圧波形の位相に合わせるように、かつ、第１の二次側出力の電流波形における極大点を含む極大点領域、極小点を含む極小点領域、及び、当該極大点領域と当該極小点領域との間の中間領域のうちの少なくとも当該中間領域を直線形状にするように、第１の３相インバータの他の２組のスイッチング素子のうちの少なくとも一組のスイッチング素子をオン・オフ制御するとともに、第２の３相インバータの一組のスイッチング素子をオフ状態に保持し、第２の二次側出力の電流波形の位相を当該第２の二次側出力の電圧波形の位相に合わせるように、かつ、第２の二次側出力の電流波形における極大点を含む極大点領域、極小点を含む極小点領域、及び、当該極大点領域と当該極小点領域との間の中間領域のうちの少なくとも当該中間領域を直線形状にするように、第２の３相インバータの他の２組のスイッチング素子のうちの少なくとも一組のスイッチング素子をオン・オフ制御する。   The battery charging circuit of the present invention is a battery charging circuit for a motor drive system including first and second three-phase motors that are driven and controlled by first and second three-phase inverters using a battery as a power source. is there. The battery charging circuit includes a single-phase output transformer having a primary-side input to which AC power is input and first and second secondary-side outputs that generate AC voltages having different phases from each other during charging. A first rectifier circuit connected in parallel to the first three-phase inverter and the battery, and one phase of the first three-phase inverter Are connected to one terminal of the second secondary output, the first wiring for connecting the connection point of the pair of switching elements constituting the first secondary output to the other terminal of the second secondary output, A second rectifier circuit connected in parallel to the two three-phase inverters and the battery, and a connection point between a pair of switching elements constituting one phase of the second three-phase inverters. A second wiring connected to the other terminal of the secondary output; And a control unit for on-off control the switching elements in the first and second three-phase inverter. The control device holds a pair of switching elements of the first three-phase inverter in an off state during charging, and sets the phase of the current waveform of the first secondary output to the voltage waveform of the first secondary output. And a local maximum point region including a local maximum point, a local minimum point region including a local minimum point in the current waveform of the first secondary output, and between the local maximum point region and the local minimum point region. On / off control of at least one set of switching elements of the other two sets of switching elements of the first three-phase inverter is performed so that at least the intermediate area of the first intermediate phase has a linear shape. A pair of switching elements of the two three-phase inverters are kept in an OFF state, and the phase of the current waveform of the second secondary output is matched with the phase of the voltage waveform of the second secondary output; and , Second secondary output current In order to make at least the intermediate region of the local maximum point region including the local maximum point in the shape, the local minimum point region including the local minimum point, and the intermediate region between the local maximum point region and the local minimum point region into a linear shape, On / off control of at least one set of switching elements of the other two sets of switching elements of the second three-phase inverter is performed.

このバッテリ充電回路によれば、充電時に、単相出力トランスの第１の二次側出力の電流波形の位相を当該第１の二次側出力の電圧波形の位相に合わせるように、また、第２の二次側出力の電流波形の位相を当該第２の二次側出力の電圧波形の位相に合わせるように、第１及び第２の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御するので、力率を向上することができる。   According to this battery charging circuit, during charging, the phase of the current waveform of the first secondary output of the single-phase output transformer is matched with the phase of the voltage waveform of the first secondary output, Since the switching elements of the first and second three-phase inverters are turned on / off so that the phase of the current waveform of the secondary side output of 2 matches the phase of the voltage waveform of the second secondary side output, Power factor can be improved.

また、このバッテリ充電回路によれば、充電時に、単相出力トランスの第１及び第２の二次側出力それぞれの電流波形における極大点領域と極小点領域との間の中間領域を直線形状にするように、第１及び第２の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御するので、第１の二次側出力の交流電流を整流した整流電流と、第２の二次側出力の交流電流を整流した整流電流との合成電流におけるリップル成分（電流リップル）を低減することができる。その結果、バッテリの充電電圧の変動を低減することができ（安定化）、バッテリの充電制御の精度を向上することができる。バッテリの充電制御の精度の向上により、充電不足や、過充電等をより高精度に制御可能となる。   Further, according to this battery charging circuit, during charging, an intermediate region between the maximum point region and the minimum point region in the current waveforms of the first and second secondary outputs of the single-phase output transformer is linearly formed. As described above, since the switching elements of the first and second three-phase inverters are on / off controlled, the rectified current obtained by rectifying the alternating current of the first secondary output and the alternating current of the second secondary output The ripple component (current ripple) in the combined current with the rectified current obtained by rectifying the current can be reduced. As a result, fluctuations in the charging voltage of the battery can be reduced (stabilized), and the accuracy of battery charging control can be improved. By improving the accuracy of battery charge control, it becomes possible to control charging shortage, overcharging, etc. with higher accuracy.

上記した制御装置は、充電時に、第１の二次側出力の電流波形における極大点領域及び極小点領域をも直線形状にすることによって、第１の二次側出力の電流波形を三角波形状にするように、第１の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御するとともに、第２の二次側出力の電流波形における極大点領域及び極小点領域をも直線形状にすることによって、第２の二次側出力の電流波形を三角波形状にするように、第２の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御してもよい。   The control device described above makes the current waveform of the first secondary output into a triangular waveform by making the maximum point region and the minimum point region in the current waveform of the first secondary side output into a linear shape during charging. As described above, the switching element of the first three-phase inverter is controlled to be turned on and off, and the maximum point region and the minimum point region in the current waveform of the second secondary side output are also linearly formed. The switching element of the second three-phase inverter may be controlled to be turned on / off so that the current waveform of the secondary-side output is a triangular waveform.

このように、単相出力トランスの第１及び第２の二次側出力それぞれの電流波形を三角波形状にすることにより、第１の二次側出力の交流電流を整流した整流電流と、第２の二次側出力の交流電流を整流した整流電流との合成電流のリップル成分をより小さくすることができる。これは、例えば、制御装置によるインバータのフィードバック制御の応答速度の高速化により実現可能である。   In this way, by forming the current waveforms of the first and second secondary outputs of the single-phase output transformer into a triangular wave shape, the rectified current obtained by rectifying the alternating current of the first secondary output, and the second The ripple component of the combined current with the rectified current obtained by rectifying the alternating current of the secondary side output can be further reduced. This can be realized, for example, by increasing the response speed of the feedback control of the inverter by the control device.

一方で、応答速度が高速でない一般的なインバータ装置や制御装置によるフィードバック制御では、目標電流波形を三角波形状とすると、実充電電流がその三角波形状の目標電流波形の極大点及び極小点においてそれぞれオーバーシュート、アンダーシュートしてしまう場合がある。   On the other hand, in feedback control by a general inverter device or control device whose response speed is not high, if the target current waveform is a triangular wave shape, the actual charging current will exceed the maximum and minimum points of the triangular current target current waveform, respectively. Shooting or undershooting may occur.

そこで、上記した制御装置は、充電時に、第１の二次側出力の電流波形における極大点領域及び極小点領域を正弦波形状にするように、第１の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御するとともに、第２の二次側出力の電流波形における極大点領域及び極小点領域を正弦波形状にするように、第２の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御してもよい。   Therefore, the control device described above turns on the switching element of the first three-phase inverter so that the maximum point region and the minimum point region in the current waveform of the first secondary output are made sinusoidal during charging. While performing the off control, the switching element of the second three-phase inverter may be controlled on / off so that the maximum point region and the minimum point region in the current waveform of the second secondary side output have a sine wave shape. .

このように、第１及び第２の二次側出力の電流波形における極大点領域及び極小点領域を、増加→減少の変化、及び、減少→増加の変化が極めて滑らかな正弦波形状にすることにより、制御装置によるインバータのフィードバック制御の応答速度を下げても、電流波形の極大点及び極小点におけるオーバーシュート、アンダーシュートの発生を抑制することができる。   As described above, the maximum point region and the minimum point region in the current waveforms of the first and second secondary outputs are formed into a sine wave shape in which an increase → decrease change and a decrease → increase change are extremely smooth. Thus, even if the response speed of the feedback control of the inverter by the control device is reduced, the occurrence of overshoot and undershoot at the maximum and minimum points of the current waveform can be suppressed.

また、上記した第１の二次側出力の電流波形における極大点領域及び極小点領域は、それぞれ、極大点、極小点に対して±３０度の位相範囲を有し、上記した第２の二次側出力の電流波形における極大点領域及び極小点領域は、それぞれ、極大点、極小点に対して±３０度の位相範囲を有してもよい。   Further, the maximum point region and the minimum point region in the current waveform of the first secondary output described above have a phase range of ± 30 degrees with respect to the maximum point and the minimum point, respectively. The maximum point region and the minimum point region in the current waveform of the secondary output may have a phase range of ± 30 degrees with respect to the maximum point and the minimum point, respectively.

また、上記した制御装置は、第１及び第２の二次側出力それぞれの電流波形の目標波形であって、中間領域が直線形状である当該目標波形を生成し、第１及び第２の二次側出力それぞれの電流波形が目標波形になるように、フィードバック制御をおこなってもよい。   In addition, the control device described above generates a target waveform that is a target waveform of the current waveform of each of the first and second secondary outputs, and in which the intermediate region has a linear shape, and the first and second second waveforms are generated. Feedback control may be performed so that the current waveform of each secondary output becomes a target waveform.

本発明によれば、２系統のモータ駆動系のためのバッテリの充電制御の精度を向上することができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the precision of the charge control of the battery for two motor drive systems can be improved.

比較例に係るバッテリフォークリフトのためのバッテリ充電回路を電気的に示す図である。It is a figure which shows electrically the battery charging circuit for the battery forklift which concerns on a comparative example. （ａ），（ｂ）は充電時における走行側の等価回路を示す図である。(A), (b) is a figure which shows the equivalent circuit by the side of driving | running | working at the time of charge. （ａ），（ｂ）は充電時における荷役側の等価回路を示す図である。(A), (b) is a figure which shows the equivalent circuit by the side of cargo handling at the time of charge. トランスに全波整流器を接続してバッテリを充電する際の充電回路を示す図である。It is a figure which shows the charging circuit at the time of connecting a full wave rectifier to a transformer and charging a battery. （ａ）は図４のｅの部分の電圧及び電流の時間変化を示すグラフであり、（ｂ）は図４のｆの部分の電流の時間変化を示すグラフであり、（ｃ）は図２のｃの部分の電圧及び電流の時間変化を示すグラフであり、（ｄ）は図２のｄの部分の電流の時間変化を示すグラフである。4A is a graph showing the time change of the voltage and current in the portion e of FIG. 4, FIG. 4B is a graph showing the time change of the current in the portion f of FIG. 4, and FIG. It is a graph which shows the time change of the voltage and electric current of the part of c of FIG. 2, (d) is a graph which shows the time change of the electric current of the part of d of FIG. 充電時の単相出力からの出力電流値の状態を示すグラフである。It is a graph which shows the state of the output current value from the single phase output at the time of charge. 比較例のバッテリ充電回路における各部電流波形を示す図である。It is a figure which shows each part current waveform in the battery charging circuit of a comparative example. 本発明の実施形態に係るバッテリフォークリフトのためのバッテリ充電回路を電気的に示す図である。It is a figure which shows electrically the battery charging circuit for the battery forklift which concerns on embodiment of this invention. 本実施形態の制御装置においてメモリに記憶された制御プログラムを実行することにより行われる処理を示す図である。It is a figure which shows the process performed by running the control program memorize | stored in memory in the control apparatus of this embodiment. 本実施形態のバッテリ充電回路における各部電流波形を示す図である。It is a figure which shows each part current waveform in the battery charging circuit of this embodiment. 本実施形態の変形例のバッテリ充電回路における各部電流波形を示す図である。It is a figure which shows each part current waveform in the battery charging circuit of the modification of this embodiment. 変形例のバッテリ充電回路の所定条件での充電電流波形を示す図である。It is a figure which shows the charging current waveform on the predetermined conditions of the battery charging circuit of a modification.

以下、図面を参照して本発明の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、各図面において同一又は相当の部分に対しては同一の符号を附すこととする。
（比較例） DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts are denoted by the same reference numerals.
(Comparative example)

本発明の実施形態に係るバッテリフォークリフトのためのバッテリ充電回路を説明する前に、本発明の特徴の理解を容易にするために、比較例に係るバッテリフォークリフトのためのバッテリ充電回路について説明する。   Before describing a battery charging circuit for a battery forklift according to an embodiment of the present invention, a battery charging circuit for a battery forklift according to a comparative example will be described in order to facilitate understanding of the features of the present invention.

図１は、比較例に係るバッテリフォークリフトのためのバッテリ充電回路を電気的に示す図である。比較例のバッテリフォークリフトは、モータ駆動系として、バッテリを電源とするとともにインバータにより制御される走行用モータ及び荷役用モータを備えている。バッテリ充電回路は、構成部品として走行用モータ及び荷役用モータのコイルやインバータのスイッチング素子を利用している。   FIG. 1 is an electrical diagram illustrating a battery charging circuit for a battery forklift according to a comparative example. The battery forklift of the comparative example includes, as a motor drive system, a traveling motor and a cargo handling motor that use a battery as a power source and are controlled by an inverter. The battery charging circuit uses a coil for a traveling motor and a cargo handling motor or a switching element of an inverter as a component.

バッテリ充電回路は、３相交流電源１１（例えば、商用２００Ｖ交流電源）にスイッチ１２を介して接続される単相出力トランスとしてのスコットトランス１３を備えている。スコットトランス１３の一方の単相出力１３Ａには整流回路１４、走行用インバータ１５及び走行用モータ１６が接続されている。スコットトランス１３の他方の単相出力１３Ｂには整流回路２４、荷役用インバータ２５及び荷役用モータ２６が接続されている。走行用モータ１６及び荷役用モータ２６には３相交流モータが使用されている。３相交流モータは、コイルＵ，Ｖ，Ｗがデルタ結線されている。   The battery charging circuit includes a Scott transformer 13 as a single-phase output transformer connected to a three-phase AC power source 11 (for example, a commercial 200V AC power source) via a switch 12. A rectifier circuit 14, a traveling inverter 15 and a traveling motor 16 are connected to one single-phase output 13A of the Scott transformer 13. A rectifier circuit 24, a cargo handling inverter 25, and a cargo handling motor 26 are connected to the other single-phase output 13B of the Scott transformer 13. A three-phase AC motor is used for the traveling motor 16 and the cargo handling motor 26. In the three-phase AC motor, coils U, V, and W are delta-connected.

整流回路１４は、２個のダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路で構成され、両ダイオードＤ１，Ｄ２の接続点においてスコットトランス１３の一方の単相出力１３Ａの端子１８ａに接続されている。また、整流回路１４のプラス側はバッテリ１７のプラス端子に接続され、整流回路１４のマイナス側はバッテリ１７のマイナス端子に接続されている。   The rectifier circuit 14 is constituted by a series circuit of two diodes D1 and D2, and is connected to a terminal 18a of one single-phase output 13A of the Scott transformer 13 at a connection point between the diodes D1 and D2. The plus side of the rectifier circuit 14 is connected to the plus terminal of the battery 17, and the minus side of the rectifier circuit 14 is connected to the minus terminal of the battery 17.

走行用インバータ１５には、６個のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を備えた３相インバータが使用され、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６にはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ）が使用されている。第１のスイッチング素子Ｑ１及び第２のスイッチング素子Ｑ２、第３のスイッチング素子Ｑ３及び第４のスイッチング素子Ｑ４、第５のスイッチング素子Ｑ５及び第６のスイッチング素子Ｑ６はそれぞれ直列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５のコレクタがそれぞれバッテリ１７のプラス端子に接続され、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６のエミッタがそれぞれバッテリ１７のマイナス端子に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のコレクタとエミッタ間には、それぞれダイオードＤが逆並列に、即ちカソードがコレクタにアノードがエミッタに対応する状態に接続されている。   The traveling inverter 15 is a three-phase inverter having six switching elements Q1 to Q6, and each switching element Q1 to Q6 is an IGBT (insulated gate bipolar transistor). The first switching element Q1 and the second switching element Q2, the third switching element Q3 and the fourth switching element Q4, the fifth switching element Q5 and the sixth switching element Q6 are respectively connected in series. The collectors of switching elements Q1, Q3, and Q5 are each connected to the plus terminal of battery 17, and the emitters of switching elements Q2, Q4, and Q6 are each connected to the minus terminal of battery 17. Between the collectors and emitters of the switching elements Q1 to Q6, a diode D is connected in antiparallel, that is, a state in which the cathode corresponds to the collector and the anode corresponds to the emitter.

スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点が走行用モータ１６のコイルＵとコイルＶとの接続点に接続されている。スイッチング素子Ｑ３のエミッタとスイッチング素子Ｑ４のコレクタとの接続点が走行用モータ１６のコイルＶとコイルＷとの接続点に接続されている。スイッチング素子Ｑ５のエミッタとスイッチング素子Ｑ６のコレクタとの接続点が走行用モータ１６のコイルＵとコイルＷとの接続点に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点は、スコットトランス１３の一方の単相出力１３Ａの整流回路１４が接続された端子１８ａと反対側の端子１８ｂに配線２０を介して接続されている。   A connection point between the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2 is connected to a connection point between the coil U and the coil V of the traveling motor 16. A connection point between the emitter of the switching element Q3 and a collector of the switching element Q4 is connected to a connection point between the coil V and the coil W of the traveling motor 16. A connection point between the emitter of the switching element Q5 and the collector of the switching element Q6 is connected to a connection point between the coil U and the coil W of the traveling motor 16. The connection point between the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2 is connected to a terminal 18b opposite to the terminal 18a to which the rectifier circuit 14 of one single-phase output 13A of the Scott transformer 13 is connected via a wiring 20. Connected.

整流回路２４は、２個のダイオードＤ３，Ｄ４の直列回路で構成され、両ダイオードＤ３，Ｄ４の接続点においてスコットトランス１３の他方の単相出力１３Ｂの端子１９ａに接続されている。また、整流回路２４のプラス側はバッテリ１７のプラス端子に接続され、整流回路２４のマイナス側はバッテリ１７のマイナス端子に接続されている。   The rectifier circuit 24 is composed of a series circuit of two diodes D3 and D4, and is connected to the terminal 19a of the other single-phase output 13B of the Scott transformer 13 at a connection point between the diodes D3 and D4. The plus side of the rectifier circuit 24 is connected to the plus terminal of the battery 17, and the minus side of the rectifier circuit 24 is connected to the minus terminal of the battery 17.

荷役用インバータ２５には、６個のスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６を備えた３相インバータが使用され、各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６にはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ）が使用されている。第１のスイッチング素子Ｑ１１及び第２のスイッチング素子Ｑ１２、第３のスイッチング素子Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ１４、第５のスイッチング素子Ｑ１５及び第６のスイッチング素子Ｑ１６はそれぞれ直列に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３，Ｑ１５のコレクタがそれぞれバッテリ１７のプラス端子に接続され、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４，Ｑ１６のエミッタがそれぞれバッテリ１７のマイナス端子に接続されている。各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のコレクタとエミッタ間には、それぞれダイオードＤが逆並列に、即ちカソードがコレクタにアノードがエミッタに対応する状態に接続されている。   The cargo handling inverter 25 is a three-phase inverter including six switching elements Q11 to Q16, and each switching element Q11 to Q16 is an IGBT (insulated gate bipolar transistor). The first switching element Q11 and the second switching element Q12, the third switching element Q13 and the fourth switching element Q14, the fifth switching element Q15 and the sixth switching element Q16 are respectively connected in series. The collectors of switching elements Q11, Q13, and Q15 are each connected to the plus terminal of battery 17, and the emitters of switching elements Q12, Q14, and Q16 are each connected to the minus terminal of battery 17. Between the collectors and emitters of the switching elements Q11 to Q16, a diode D is connected in antiparallel, that is, in a state where the cathode corresponds to the collector and the anode corresponds to the emitter.

スイッチング素子Ｑ１１のエミッタとスイッチング素子Ｑ１２のコレクタとの接続点が荷役用モータ２６のコイルＵとコイルＶとの接続点に接続されている。スイッチング素子Ｑ１３のエミッタとスイッチング素子Ｑ１４のコレクタとの接続点が荷役用モータ２６のコイルＶとコイルＷとの接続点に接続されている。スイッチング素子Ｑ１５のエミッタとスイッチング素子Ｑ１６のコレクタとの接続点が荷役用モータ２６のコイルＵとコイルＷとの接続点に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１１のエミッタとスイッチング素子Ｑ１２のコレクタとの接続点は、スコットトランス１３の他方の単相出力１３Ｂの整流回路２４が接続された端子１９ａと反対側の端子１９ｂに配線２０を介して接続されている。   A connection point between the emitter of the switching element Q11 and the collector of the switching element Q12 is connected to a connection point between the coil U and the coil V of the cargo handling motor 26. A connection point between the emitter of the switching element Q13 and a collector of the switching element Q14 is connected to a connection point between the coil V and the coil W of the cargo handling motor 26. A connection point between the emitter of the switching element Q15 and a collector of the switching element Q16 is connected to a connection point between the coil U and the coil W of the cargo handling motor 26. The connection point between the emitter of the switching element Q11 and the collector of the switching element Q12 is connected to the terminal 19b on the opposite side of the rectifier circuit 24 of the other single-phase output 13B of the Scott transformer 13 via the wiring 20. Connected.

各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６、Ｑ１１〜Ｑ１６の制御端子としてのゲートは、制御装置２１に接続されている。制御装置２１は、走行用モータ１６に流れる電流を検出する電流センサ３１及び荷役用モータ２６に流れる電流を検出する電流センサ３２に接続されている。制御装置２１は、図示しないＣＰＵ及びメモリを備え、メモリには走行用モータ１６及び荷役用モータ２６を駆動するのに必要な制御プログラムが記憶されている。また、メモリにはスコットトランス１３を３相交流電源１１に接続した状態でバッテリ１７を充電する際に、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６、Ｑ１１〜Ｑ１６を制御するのに必要な制御プログラムが記憶されている。   Gates as control terminals of the switching elements Q1 to Q6 and Q11 to Q16 are connected to the control device 21. The control device 21 is connected to a current sensor 31 that detects a current flowing through the traveling motor 16 and a current sensor 32 that detects a current flowing through the cargo handling motor 26. The control device 21 includes a CPU and a memory (not shown), and the memory stores a control program necessary for driving the traveling motor 16 and the cargo handling motor 26. The memory stores a control program necessary for controlling each of the switching elements Q1 to Q6 and Q11 to Q16 when the battery 17 is charged with the Scott transformer 13 connected to the three-phase AC power supply 11. Yes.

制御装置２１は、バッテリ１７の充電時には走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５の第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１，Ｑ１２と第５及び第６のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ１５，Ｑ１６をオフ状態に保持し、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ１３，Ｑ１４をオン・オフ制御する。制御装置２１は、スコットトランス１３の二次側出力、即ち各単相出力１３Ａ，１３Ｂの電流波形を電圧波形に合わせるように第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４をオン・オフ制御する。スコットトランス１３の２組の単相出力１３Ａ，１３Ｂは同じ位相ではなく、９０度の位相差があるため、位相差を考慮して第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４をオン・オフのタイミングが設定されている。   When the battery 17 is charged, the control device 21 is connected to the first and second switching elements Q1, Q2, Q11, Q12 and the fifth and sixth switching elements Q5, Q6, Q15, Q16 is held in the off state, and the third and fourth switching elements Q3, Q4, Q13, and Q14 are on / off controlled. The control device 21 controls the third switching elements Q3 and Q13 and the fourth switching elements Q4 and Q14 so that the secondary side output of the Scott transformer 13, that is, the current waveform of each of the single-phase outputs 13A and 13B matches the voltage waveform. On / off control. Since the two sets of single-phase outputs 13A and 13B of the Scott transformer 13 are not in the same phase but have a phase difference of 90 degrees, the third switching elements Q3 and Q13 and the fourth switching elements Q4 and Q4 are considered in consideration of the phase difference. Timing for turning on / off Q14 is set.

次に前記のように構成された車両用充電回路の作用を説明する。
バッテリフォークリフトは、バッテリ１７の充電時以外には３相交流電源１１から切り離された状態に保持される。そして、制御装置２１の指令により走行用インバータ１５の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６がオン・オフ制御されることにより、バッテリ１７の直流電力が交流電力に変換されて走行用モータ１６に供給され、走行用モータ１６が駆動される。また、制御装置２１の指令により荷役用インバータ２５の各スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６がオン・オフ制御されることにより、バッテリ１７の直流電力が交流電力に変換されて荷役用モータ２６に供給され、荷役用モータ２６が駆動される。 Next, the operation of the vehicle charging circuit configured as described above will be described.
The battery forklift is kept disconnected from the three-phase AC power supply 11 except when the battery 17 is charged. Then, the switching devices Q1 to Q6 of the traveling inverter 15 are turned on / off by a command from the control device 21, whereby the DC power of the battery 17 is converted into AC power and supplied to the traveling motor 16 to travel. The motor 16 is driven. Further, the switching elements Q11 to Q16 of the cargo handling inverter 25 are turned on / off by a command from the control device 21, whereby the DC power of the battery 17 is converted into AC power and supplied to the cargo handling motor 26. The motor 26 is driven.

バッテリ１７の電力により走行用モータ１６が駆動される際も、スコットトランス１３は走行用インバータ１５及び走行用モータ１６に接続されたままである。しかし、スコットトランス１３の単相出力１３Ａと走行用モータ１６との接続点ｂは、走行用インバータ１５の１相を構成する第１のスイッチング素子Ｑ１と第２のスイッチング素子Ｑ２との接続点であるため、その接続点ｂの電圧が変動しても、電流はその相のダイオードＤあるいはオン状態のスイッチング素子Ｑ２に優先的に流れ、単相出力１３Ａに電流が流れることが防止される。したがって、走行用モータ１６の駆動時に単相出力１３Ａを走行用インバータ１５から切り離さずに、走行用モータ１６を支障なく駆動することができる。また、荷役用モータ２６に関しても同様に、荷役用モータ２６の駆動時に単相出力１３Ｂを荷役用インバータ２５から切り離さずに、荷役用モータ２６を支障なく駆動することができる。   Even when the traveling motor 16 is driven by the electric power of the battery 17, the Scott transformer 13 remains connected to the traveling inverter 15 and the traveling motor 16. However, a connection point b between the single-phase output 13A of the Scott transformer 13 and the traveling motor 16 is a connection point between the first switching element Q1 and the second switching element Q2 constituting one phase of the traveling inverter 15. Therefore, even if the voltage at the connection point b fluctuates, the current flows preferentially to the diode D of the phase or the switching element Q2 in the on state, and the current is prevented from flowing to the single-phase output 13A. Therefore, the traveling motor 16 can be driven without hindrance without disconnecting the single-phase output 13A from the traveling inverter 15 when the traveling motor 16 is driven. Similarly, the cargo handling motor 26 can be driven without any trouble without disconnecting the single-phase output 13B from the cargo handling inverter 25 when the cargo handling motor 26 is driven.

バッテリ１７を充電する際は、スコットトランス１３に３相交流電源１１から交流電力が供給される状態に保持される。具体的には、フォークリフトに設けられた電源コンセントに、３相交流電源１１の充電ケーブルのプラグが接続された後、スイッチ１２がオン状態に保持される。そして、制御装置２１は、走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ１５，Ｑ１６をオフ状態に保持し、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４をオン・オフ制御する。即ち、インバータ内の１相分の素子をオン・オフ制御することで、モータのインダクタンス（コイル）を使用して、スコットトランス１３の出力を昇圧し、バッテリ１７へ電流を供給する。したがって、バッテリ１７の充電時には、車両用充電回路の走行用インバータ１５側は、図２（ａ），（ｂ）に示す等価回路で表わされる。また、荷役用インバータ２５側は、図３（ａ），（ｂ）に示す等価回路で表わされる。   When charging the battery 17, the Scott transformer 13 is maintained in a state where AC power is supplied from the three-phase AC power supply 11. Specifically, after the plug of the charging cable of the three-phase AC power supply 11 is connected to the power outlet provided on the forklift, the switch 12 is held in the on state. Then, the control device 21 holds the switching elements Q1, Q2, Q5, Q6, Q11, Q12, Q15, Q16 of the traveling inverter 15 and the cargo handling inverter 25 in the off state, and the third switching elements Q3, Q13 and The fourth switching elements Q4 and Q14 are turned on / off. That is, by turning on and off the elements for one phase in the inverter, the output of the Scott transformer 13 is boosted using the motor inductance (coil), and current is supplied to the battery 17. Therefore, when the battery 17 is charged, the traveling inverter 15 side of the vehicle charging circuit is represented by an equivalent circuit shown in FIGS. The cargo handling inverter 25 side is represented by an equivalent circuit shown in FIGS.

即ち、走行側は、交流の単相出力１３Ａの端子１８ａがダイオードＤ１を介してバッテリ１７のプラス端子に接続されるとともに、ダイオードＤ２を介してバッテリ１７のマイナス端子に接続されている。単相出力１３Ａの端子１８ｂは、走行用モータ１６のコイルＶを介して第３のスイッチング素子Ｑ３と第４のスイッチング素子Ｑ４との接続点に接続されている。また、荷役側は、交流の単相出力１３Ｂの端子１９ａがダイオードＤ３を介してバッテリ１７のプラス端子に接続されるとともに、ダイオードＤ４を介してバッテリ１７のマイナス端子に接続されている。単相出力１３Ｂの端子１９ｂは、荷役用モータ２６のコイルＶを介して第３のスイッチング素子Ｑ１３と第４のスイッチング素子Ｑ１４との接続点に接続されている。   That is, on the traveling side, the terminal 18a of the AC single-phase output 13A is connected to the plus terminal of the battery 17 via the diode D1, and is connected to the minus terminal of the battery 17 via the diode D2. The terminal 18b of the single-phase output 13A is connected to a connection point between the third switching element Q3 and the fourth switching element Q4 via the coil V of the traveling motor 16. On the cargo handling side, the terminal 19a of the AC single-phase output 13B is connected to the plus terminal of the battery 17 via the diode D3, and is connected to the minus terminal of the battery 17 via the diode D4. A terminal 19b of the single-phase output 13B is connected to a connection point between the third switching element Q13 and the fourth switching element Q14 via the coil V of the cargo handling motor 26.

そして、走行用インバータ１５側で、スコットトランス１３の単相出力１３Ａの端子１８ａから電力が出力される状態で、第３のスイッチング素子Ｑ３がオン状態、第４のスイッチング素子Ｑ４がオフ状態のときには、図２（ａ）に破線の矢印で示すように電流が流れる。即ち、単相出力１３Ａの端子１８ａ→ダイオードＤ１→第３のスイッチング素子Ｑ３→走行用モータ１６のコイルＶ→単相出力１３Ａの端子１８ｂの経路で電流が流れ、コイルＶに電磁エネルギーが蓄積される。そして、第４のスイッチング素子Ｑ４がオフ状態のまま第３のスイッチング素子Ｑ３がオフ状態になると、コイルＶに蓄積された電磁エネルギーは、図２（ａ）に２点鎖線の矢印で示す経路で流れる電流となる。即ち、走行用モータ１６のコイルＶ→単相出力１３Ａの端子１８ｂ→単相出力１３Ａの端子１８ａ→ダイオードＤ１→バッテリ１７→第４のスイッチング素子Ｑ４のダイオードＤ→走行用モータ１６のコイルＶの経路で流れる電流となり、単相出力１３Ａからの電流に加算された状態でバッテリ１７が充電される。単相出力１３Ａの電圧をＶ０、コイルＶに蓄積された電磁エネルギーによる電圧をＶＬ、バッテリ電圧をＶＢとすると、ＶＢ＝ＶＬ＋Ｖ０の関係でバッテリ１７が充電される。   When the third switching element Q3 is in the on state and the fourth switching element Q4 is in the off state while power is output from the terminal 18a of the single phase output 13A of the Scott transformer 13 on the traveling inverter 15 side. A current flows as shown by a broken arrow in FIG. That is, current flows through the path of the terminal 18a of the single-phase output 13A → the diode D1 → the third switching element Q3 → the coil V of the traveling motor 16 → the terminal 18b of the single-phase output 13A, and electromagnetic energy is accumulated in the coil V. The When the third switching element Q3 is turned off while the fourth switching element Q4 is in the off state, the electromagnetic energy accumulated in the coil V is along a path indicated by a two-dot chain line arrow in FIG. It becomes the flowing current. That is, the coil V of the traveling motor 16 → the terminal 18b of the single-phase output 13A → the terminal 18a of the single-phase output 13A → the diode D1 → the battery 17 → the diode D of the fourth switching element Q4 → the coil V of the traveling motor 16 The battery 17 is charged with the current flowing through the path being added to the current from the single-phase output 13A. Assuming that the voltage of the single-phase output 13A is V0, the voltage due to electromagnetic energy accumulated in the coil V is VL, and the battery voltage is VB, the battery 17 is charged in a relationship of VB = VL + V0.

なお、第４のスイッチング素子Ｑ４がオフ状態において、第３のスイッチング素子Ｑ３がオン・オフ制御される間隔は、単相出力１３Ａから正弦波状に出力される電圧波形に出力電流の波形が合うように、図５（ｃ）に示すように、電圧の正弦波波形の１／２周期の間に、複数回行われる。図５（ｃ）では分かりやすいようにスイッチング素子Ｑ４のスイッチング周期を実際より低い周期で示している。   When the fourth switching element Q4 is in the off state, the interval at which the third switching element Q3 is on / off controlled so that the waveform of the output current matches the voltage waveform output from the single-phase output 13A in a sine wave shape. In addition, as shown in FIG. 5C, it is performed a plurality of times during a half cycle of the sine wave waveform of the voltage. In FIG. 5C, the switching cycle of the switching element Q4 is shown with a cycle lower than the actual cycle for easy understanding.

次に、単相出力１３Ａの端子１８ｂから電力が出力される状態で、第３のスイッチング素子Ｑ３がオフ状態、第４のスイッチング素子Ｑ４がオン状態のときには、図２（ｂ）に破線の矢印で示すように電流が流れる。即ち、単相出力１３Ａの端子１８ｂ→走行用モータ１６のコイルＶ→第４のスイッチング素子Ｑ４→ダイオードＤ２→一方の単相出力１３Ａの端子１８ａの経路で電流が流れ、コイルＶに電磁エネルギーが蓄積される。そして、第３のスイッチング素子Ｑ３がオフ状態のまま第４のスイッチング素子Ｑ４がオフ状態になると、コイルＶに蓄積された電磁エネルギーは、図２（ｂ）に２点鎖線の矢印で示す経路で流れる電流となる。即ち、第３のスイッチング素子Ｑ３のダイオードＤ→バッテリ１７→ダイオードＤ２→単相出力１３Ａの端子１８ａ→単相出力１３Ａの端子１８ｂ→走行用モータ１６のコイルＶの経路で流れる電流となり、単相出力１３Ａからの電流に加算された状態でバッテリ１７が充電される。単相出力１３Ａの電圧をＶ０、コイルＶに蓄積された電磁エネルギーによる電圧をＶＬ、バッテリ電圧をＶＢとすると、ＶＢ＝ＶＬ＋Ｖ０の関係でバッテリ１７が充電される。上述のように、単相出力１３Ａからの交流出力を昇圧してバッテリ１７に充電する際、走行用モータ１６には３相電流が流れないため、走行用モータ１６が回転することはなく、充電のために走行用モータ１６を切り離す必要はない。   Next, when power is output from the terminal 18b of the single-phase output 13A and the third switching element Q3 is in the off state and the fourth switching element Q4 is in the on state, a broken line arrow in FIG. Current flows as shown by. That is, current flows through the path of the terminal 18b of the single-phase output 13A → the coil V of the traveling motor 16 → the fourth switching element Q4 → the diode D2 → the terminal 18a of one single-phase output 13A, and electromagnetic energy is applied to the coil V. Accumulated. When the fourth switching element Q4 is turned off while the third switching element Q3 is off, the electromagnetic energy accumulated in the coil V is along a path indicated by a two-dot chain line arrow in FIG. It becomes the flowing current. That is, the current flows in the path of the diode D of the third switching element Q3 → the battery 17 → the diode D2 → the terminal 18a of the single-phase output 13A → the terminal 18b of the single-phase output 13A → the coil V of the motor 16 for traveling, The battery 17 is charged in a state where it is added to the current from the output 13A. Assuming that the voltage of the single-phase output 13A is V0, the voltage due to electromagnetic energy accumulated in the coil V is VL, and the battery voltage is VB, the battery 17 is charged in a relationship of VB = VL + V0. As described above, when the AC output from the single-phase output 13A is boosted and the battery 17 is charged, since the three-phase current does not flow through the traveling motor 16, the traveling motor 16 does not rotate and is charged. For this reason, it is not necessary to disconnect the traveling motor 16.

また、荷役用インバータ２５側においても基本的に走行用インバータ１５側と同様にして充電が行われる。具体的には、走行用インバータ１５側における単相出力１３Ａを単相出力１３Ｂに、端子１８ａ，１８ｂを端子１９ａ，１９ｂに、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を第３及び第４のスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４に、ダイオードＤ１，Ｄ２をダイオードＤ３，Ｄ４にそれぞれ置き換えればよい。   Charging is also performed on the cargo handling inverter 25 side in the same manner as on the traveling inverter 15 side. Specifically, the single-phase output 13A on the traveling inverter 15 side is the single-phase output 13B, the terminals 18a and 18b are the terminals 19a and 19b, and the third and fourth switching elements Q3 and Q4 are the third and fourth. The switching elements Q13 and Q14 may be replaced with diodes D1 and D2 with diodes D3 and D4, respectively.

即ち、スコットトランス１３の他方の単相出力１３Ｂの端子１９ａから電力が出力される状態で、第３のスイッチング素子Ｑ１３がオン状態、第４のスイッチング素子Ｑ１４がオフ状態のときには、図３（ａ）に破線の矢印で示す経路で電流が流れ、コイルＶに電磁エネルギーが蓄積される。そして、第４のスイッチング素子Ｑ１４がオフ状態のまま第３のスイッチング素子Ｑ１３がオフ状態になると、コイルＶに蓄積された電磁エネルギーは、図３（ａ）に２点鎖線の矢印で示す経路で流れる電流となり、単相出力１３Ｂからの電流に加算された状態でバッテリ１７が充電される。   That is, when power is output from the terminal 19a of the other single-phase output 13B of the Scott transformer 13, and the third switching element Q13 is in the on state and the fourth switching element Q14 is in the off state, FIG. ) Flows through a path indicated by a broken arrow, and electromagnetic energy is accumulated in the coil V. When the third switching element Q13 is turned off while the fourth switching element Q14 is off, the electromagnetic energy accumulated in the coil V is along a path indicated by a two-dot chain line arrow in FIG. The battery 17 is charged in a state in which the current flows and is added to the current from the single-phase output 13B.

次に、他方の単相出力１３Ｂの端子１９ｂから電力が出力される状態で、第３のスイッチング素子Ｑ１３がオフ状態、第４のスイッチング素子Ｑ１４がオン状態のときには、図３（ｂ）に破線の矢印で示すように電流が流れ、コイルＶに電磁エネルギーが蓄積される。そして、第３のスイッチング素子Ｑ１３がオフ状態のまま第４のスイッチング素子Ｑ１４がオフ状態になると、コイルＶに蓄積された電磁エネルギーは、図３（ｂ）に２点鎖線の矢印で示す経路で流れる電流となり、単相出力１３Ｂからの電流に加算された状態でバッテリ１７が充電される。上述のように、単相出力１３Ｂからの交流出力を昇圧してバッテリ１７に充電する際、荷役用モータ２６には３相電流が流れないため、荷役用モータ２６が回転することはなく、充電のために荷役用モータ２６を切り離す必要はない。   Next, when power is output from the terminal 19b of the other single-phase output 13B, when the third switching element Q13 is in the off state and the fourth switching element Q14 is in the on state, a broken line in FIG. A current flows as indicated by an arrow, and electromagnetic energy is accumulated in the coil V. When the fourth switching element Q14 is turned off while the third switching element Q13 is off, the electromagnetic energy accumulated in the coil V is along a path indicated by a two-dot chain line arrow in FIG. The battery 17 is charged in a state in which the current flows and is added to the current from the single-phase output 13B. As described above, when the AC output from the single-phase output 13B is boosted and charged to the battery 17, since the three-phase current does not flow through the cargo handling motor 26, the cargo handling motor 26 does not rotate and is charged. Therefore, it is not necessary to disconnect the cargo handling motor 26.

図４に示すように、準定電圧トランスＴの二次側の端子に全波整流回路３３を介してバッテリ１７を接続した回路において充電を行う場合、図４のｅの部分、即ち準定電圧トランスＴの出力部の電圧及び電流の変化は図５（ａ）のようになる。そして、準定電圧トランスＴを用いた場合、出力部の電圧がバッテリ電圧以上の時に電流が流れるため、図４のｆの部分、即ちバッテリ１７へ供給される電流の変化は図５（ｂ）のようになる。即ち、準定電圧トランスＴの出力電流は、正弦波状の出力電圧波形のピーク付近だけ流れる高調波電流となる。   As shown in FIG. 4, when charging is performed in a circuit in which the battery 17 is connected to the secondary side terminal of the quasi-constant voltage transformer T via the full-wave rectifier circuit 33, the portion e in FIG. Changes in the voltage and current at the output of the transformer T are as shown in FIG. When the quasi-constant voltage transformer T is used, a current flows when the voltage of the output unit is equal to or higher than the battery voltage. Therefore, the change in the current supplied to the portion f in FIG. 4, that is, the battery 17 is shown in FIG. become that way. That is, the output current of the quasi-constant voltage transformer T is a harmonic current that flows only near the peak of the sinusoidal output voltage waveform.

一方、この比較例では、スコットトランス１３の二次側出力、即ち各単相出力１３Ａ，１３Ｂの電流波形が電圧波形に合うように、即ち電流波形が正弦波状の出力電圧波形と位相が同じ正弦波波形になるように目標充電電流波形が設定され、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４がオン・オフ制御される。即ち、図５（ｃ）に示すように、正弦波状の出力電圧波形のプラス側の１／２周期の間には、第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４がオフ状態に保持され、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３が複数回オン・オフ制御される。また、マイナス側の１／２周期の間には、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３がオフ状態に保持され、第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４が複数回オン・オフ制御される。その結果、単相出力１３Ａ，１３Ｂの出力電流は出力電圧波形と位相が同じ正弦波波形になるように出力される。そして、バッテリ１７へ供給される電流の変化は図５（ｄ）のようになる。そのため、定電流充電でバッテリ１７を充電することが可能になる。また、交流電流の位相と交流電圧の位相とが同位相になって力率が向上する。   On the other hand, in this comparative example, the secondary output of the Scott transformer 13, that is, the current waveform of each of the single-phase outputs 13A and 13B matches the voltage waveform, that is, the current waveform is a sine having the same phase as the output voltage waveform having a sine wave shape. The target charging current waveform is set so as to have a wave waveform, and the third switching elements Q3 and Q13 and the fourth switching elements Q4 and Q14 are on / off controlled. That is, as shown in FIG. 5 (c), the fourth switching elements Q4 and Q14 are held in the OFF state during the plus half period of the sine wave output voltage waveform, and the third switching The elements Q3 and Q13 are on / off controlled a plurality of times. In addition, during the ½ cycle on the negative side, the third switching elements Q3 and Q13 are held in the OFF state, and the fourth switching elements Q4 and Q14 are ON / OFF controlled a plurality of times. As a result, the output currents of the single-phase outputs 13A and 13B are output so as to have a sine wave waveform having the same phase as the output voltage waveform. The change in the current supplied to the battery 17 is as shown in FIG. Therefore, the battery 17 can be charged by constant current charging. Moreover, the phase of the alternating current and the phase of the alternating voltage become the same phase, and the power factor is improved.

詳述すると、制御装置２１は、電流センサ３１，３２の検出信号に基づいて、各単相出力１３Ａ，１３Ｂの電圧波形に電流波形を合わせるように目標充電電流波形を設定し、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４をスイッチング制御する。その結果、図５（ｃ）に示すように、単相出力１３Ａ，１３Ｂの出力電流は出力電圧の値が大きい時には大きな電流値に、出力電圧の値が小さい時には小さな電流値になるように制御されることにより、スコットトランス１３に入力される交流電源電圧の周期の全体にわたって電流が流れる。そのため、定電流充電でバッテリ１７を充電することが可能になる。また、交流電流の位相と交流電圧の位相とが同位相になるため、力率の改善と高調波電流の抑制を図ることができる。   More specifically, the control device 21 sets the target charging current waveform so as to match the current waveform with the voltage waveform of each single-phase output 13A, 13B based on the detection signals of the current sensors 31, 32, and performs the third switching. The elements Q3 and Q13 and the fourth switching elements Q4 and Q14 are subjected to switching control. As a result, as shown in FIG. 5C, the output currents of the single-phase outputs 13A and 13B are controlled so as to have a large current value when the output voltage value is large and to a small current value when the output voltage value is small. As a result, a current flows over the entire period of the AC power supply voltage input to the Scott transformer 13. Therefore, the battery 17 can be charged by constant current charging. In addition, since the phase of the alternating current and the phase of the alternating voltage are the same phase, it is possible to improve the power factor and suppress the harmonic current.

なお、定電流充電を行う場合、単相出力１３Ａ，１３Ｂから出力される電圧は平均電圧が一定の正弦波となるように出力される。しかし、単相出力１３Ａ，１３Ｂから出力される電流は、充電初期には図６に実線で示すように大きな値となり、充電終期（満充電に近くなると）電流図６に破線で示すように小さな値となるように、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４のスイッチング周期が変更される。   When performing constant current charging, the voltage output from the single-phase outputs 13A and 13B is output so that the average voltage is a constant sine wave. However, the current output from the single-phase outputs 13A and 13B has a large value as shown by a solid line in FIG. 6 at the initial stage of charging, and is small as shown by a broken line in FIG. 6 at the end of charging (when approaching full charge). The switching periods of the third switching elements Q3 and Q13 and the fourth switching elements Q4 and Q14 are changed so as to be a value.

ここで、この比較例のバッテリ充電回路では、制御装置２１は、図７に示すように、スコットトランス１３の単相出力１３Ａの目標充電電流波形（交流電流Ｉ１）、及び、単相出力１３Ｂの目標充電電流波形（交流電流Ｉ２）が正弦波形状として設定され、その正弦波形状の目標充電電流波形に基づいて第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４をオン・オフ制御するので、交流電流Ｉ１を整流した整流電流と交流電流Ｉ２を整流した整流電流とを合成した充電電流Ｉ０には比較的大きなリップル成分が含まれることとなる。このような大きなリップル成分はバッテリの充電電圧の変動をまねくため、バッテリの充電制御の精度向上の阻害要因となっていた。 Here, in the battery charging circuit of this comparative example, as shown in FIG. 7, the control device 21 performs the target charging current waveform (AC current I 1 ) of the single-phase output 13A of the Scott transformer 13 and the single-phase output 13B. Target charging current waveform (AC current I 2 ) is set as a sine wave shape, and the third switching elements Q3 and Q13 and the fourth switching elements Q4 and Q14 are turned on based on the target charging current waveform having the sine wave shape. Since the off-control is performed, a relatively large ripple component is included in the charging current I 0 obtained by synthesizing the rectified current obtained by rectifying the alternating current I 1 and the rectified current obtained by rectifying the alternating current I 2 . Such a large ripple component leads to fluctuations in the charging voltage of the battery, which has been an impediment to improving the accuracy of battery charging control.

そこで、本願発明者らは、バッテリの充電電流におけるリップル成分を低減し、バッテリの充電制御の精度の向上を図る。
［本実施形態］ Therefore, the inventors of the present application reduce the ripple component in the charging current of the battery and improve the accuracy of the charging control of the battery.
[This embodiment]

図８は、本発明の実施形態に係るバッテリフォークリフトのためのバッテリ充電回路を電気的に示す図である。本実施形態のバッテリ充電回路は、比較例のバッテリ充電回路において制御装置２１に代えて制御装置２１Ａを備える点で比較例と異なっている。本実施形態のバッテリ充電回路のその他の構成は、比較例のバッテリ充電回路と同一である。   FIG. 8 is a diagram electrically illustrating a battery charging circuit for a battery forklift according to an embodiment of the present invention. The battery charging circuit of the present embodiment is different from the comparative example in that a control device 21A is provided instead of the control device 21 in the battery charging circuit of the comparative example. Other configurations of the battery charging circuit of the present embodiment are the same as those of the battery charging circuit of the comparative example.

制御装置２１Ａは、制御装置２１と同様に、バッテリ１７の充電時には、走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５の第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１，Ｑ１２と第５及び第６のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ１５，Ｑ１６をオフ状態に保持し、第３及び第４のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ１３，Ｑ１４をオン・オフ制御する。このとき、制御装置２１Ａは、図５（ｃ）と同様に、正弦波状の出力電圧波形のプラス側の１／２周期の間には、第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４がオフ状態に保持され、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３が複数回オン・オフ制御される。また、マイナス側の１／２周期の間には、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３がオフ状態に保持され、第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４が複数回オン・オフ制御される。これにより、交流電流の位相と交流電圧の位相とが同位相になって力率が向上する。   The control device 21A, like the control device 21, is charged with the first and second switching elements Q1, Q2, Q11, Q12 of the driving inverter 15 and the cargo handling inverter 25 and the fifth and sixth when the battery 17 is charged. The switching elements Q5, Q6, Q15, and Q16 are held in the off state, and the third and fourth switching elements Q3, Q4, Q13, and Q14 are on / off controlled. At this time, in the control device 21A, as in FIG. 5C, the fourth switching elements Q4 and Q14 are held in the OFF state during the ½ cycle on the plus side of the sinusoidal output voltage waveform. The third switching elements Q3 and Q13 are ON / OFF controlled a plurality of times. In addition, during the ½ cycle on the negative side, the third switching elements Q3 and Q13 are held in the OFF state, and the fourth switching elements Q4 and Q14 are ON / OFF controlled a plurality of times. Thereby, the phase of an alternating current and the phase of an alternating voltage become the same phase, and a power factor improves.

そして、制御装置２１Ａは、制御装置２１と異なり、図１０に示すように、単相出力１３Ａの目標充電電流波形（交流電流Ｉ１Ａ）及び単相出力１３Ｂの目標充電電流波形（交流電流Ｉ２Ａ）について、それぞれにおける極大点ＰＭＡＸを含む極大点領域ＲＭＡＸ、及び、極小点ＰＭＩＮを含む極小点領域ＲＭＩＮを正弦波形状にするように、また、これらの極大点領域ＲＭＡＸと極小点領域ＲＭＩＮとの間の中間領域ＲＭＩＤを直線形状にするように設定し、実充電電流がそれぞれ目標電流となるように第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４をオン・オフ制御する。本実施形態では、極大点領域ＲＭＡＸ及び極小点領域ＲＭＩＮは、それぞれ、極大点、極小点に対して±３０度の位相範囲を有するが、これに限るものではなく、より狭い領域としてもよい。つまり、±２０度の位相範囲を有することが好ましく、±１０度の位相範囲を有することが更に好ましい。これにより、単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａを整流した整流電流と、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａを整流した整流電流との合成電流Ｉ０Ａである充電電流のリップル成分を低減することができる。 Unlike the control device 21, the control device 21A has a target charging current waveform (AC current I 1A ) for the single-phase output 13A and a target charging current waveform (AC current I 2A ) for the single-phase output 13B, as shown in FIG. ), The local maximum point region R MAX including the local maximum point P MAX and the local minimum point region R MIN including the local minimum point P MIN are formed in a sinusoidal shape, and the local maximum point region R MAX and the local minimum point The intermediate region R MID between the point regions R MIN is set to have a linear shape, and the third switching elements Q3 and Q13 and the fourth switching elements Q4 and Q14 are set so that the actual charging current becomes the target current. ON / OFF control. In the present embodiment, the local maximum point region R MAX and the local minimum point region R MIN each have a phase range of ± 30 degrees with respect to the local maximum point and the local minimum point. Good. That is, the phase range is preferably ± 20 degrees, and more preferably ± 10 degrees. It thereby reducing the rectified current obtained by rectifying the AC current I 1A of the single-phase output sections 13A, a ripple component of the charging current is a composite current I 0A the rectified current obtained by rectifying the AC current I 2A single-phase output section 13B Can do.

例えば、制御装置２１Ａは、メモリに記憶された制御プログラムを実行することにより、図９に示す処理を行う。まず、制御装置２１Ａには、単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａの電流波形、及び、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａの電流波形の目標充電電流波形を生成する（ステップＳ２１１）。次に、制御装置２１Ａは、目標充電電流波形と、電流センサ３１、３２によって検出された電流値との偏差を求め（ステップＳ２１２）、その偏差に応じてスイッチング素子のＰＷＭ制御を行う（ステップＳ２１３）。また、制御装置２１Ａは、目標充電電流波形の正負情報に応じて、すなわち上述した単相出力１３Ａ，１３Ｂの極性に応じて（図２（ａ），（ｂ）及び図３（ａ），（ｂ））、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４の切替を行う（ステップＳ２１４）。 For example, the control device 21A performs the process shown in FIG. 9 by executing a control program stored in the memory. First, the control device 21A generates a target charging current waveform of a current waveform of the alternating current I 1A of the single-phase output 13A and a current waveform of the alternating current I 2A of the single-phase output 13B (step S211). Next, the control device 21A obtains a deviation between the target charging current waveform and the current value detected by the current sensors 31 and 32 (step S212), and performs PWM control of the switching element according to the deviation (step S213). ). Further, the control device 21A responds according to the positive / negative information of the target charging current waveform, that is, according to the polarity of the single-phase outputs 13A and 13B described above (FIGS. 2A, 2B and 3A, 3A). b)) The third switching elements Q3 and Q13 and the fourth switching elements Q4 and Q14 are switched (step S214).

なお、制御装置２１Ａは、バッテリ１７の充電時以外の動作において制御装置２１と同一である。   Note that the control device 21 </ b> A is the same as the control device 21 in operations other than when the battery 17 is charged.

この本実施形態のバッテリ充電回路によれば、充電時に、スコットトランス１３の単相出力１３Ａの電流波形の位相を当該単相出力１３Ａの電圧波形の位相に合わせるように、また、単相出力１３Ｂの電流波形の位相を当該単相出力１３Ｂの電圧波形の位相に合わせるように、走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５のスイッチング素子をオン・オフ制御するので、力率を向上することができる。   According to the battery charging circuit of this embodiment, during charging, the phase of the current waveform of the single-phase output 13A of the Scott transformer 13 is matched with the phase of the voltage waveform of the single-phase output 13A, and the single-phase output 13B Since the switching elements of the traveling inverter 15 and the cargo handling inverter 25 are controlled to be turned on / off so that the phase of the current waveform is matched with the phase of the voltage waveform of the single-phase output 13B, the power factor can be improved.

また、この本実施形態のバッテリ充電回路によれば、図１０に示すように、充電時に、スコットトランス１３の単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａの電流波形、及び、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａの電流波形それぞれにおける極大点領域ＲＭＡＸと極小点領域ＲＭＩＮとの間の中間領域ＲＭＩＤが直線状となるように、走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５のスイッチング素子をオン・オフ制御するので、単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａを整流した整流電流と、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａを整流した整流電流との合成電流Ｉ０Ａである充電電流におけるリップル成分を低減することができる。その結果、バッテリの充電電圧の変動を低減することができ（安定化）、バッテリの充電制御の精度を向上することができる。バッテリの充電制御の精度の向上により、充電不足や、過充電等をより高精度に制御可能となる。
［本実施形態の変形例］ Further, according to the battery charging circuit of this embodiment, as shown in FIG. 10, during charging, the current waveform of the AC current I 1A of the single-phase output 13A of the Scott transformer 13 and the AC current of the single-phase output 13B are charged. The switching elements of the traveling inverter 15 and the cargo handling inverter 25 are turned on / off so that the intermediate region R MID between the maximum point region R MAX and the minimum point region R MIN in each of the current waveforms of I 2A is linear. since the control, reducing the rectified current obtained by rectifying the AC current I 1A of the single-phase output sections 13A, a ripple component in the charging current is a composite current I 0A the rectified current obtained by rectifying the AC current I 2A single-phase output section 13B be able to. As a result, fluctuations in the charging voltage of the battery can be reduced (stabilized), and the accuracy of battery charging control can be improved. By improving the accuracy of battery charge control, it becomes possible to control charging shortage, overcharging, etc. with higher accuracy.
[Modification of this embodiment]

ここで、本実施形態の変形例を示す。変形例のバッテリ充電回路における制御装置２１Ａは、図１１に示すように、単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａの電流波形及び単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａの電流波形それぞれにおける極大点領域ＲＭＡＸ及び極小点領域ＲＭＩＮをも直線形状にするように、すなわち、単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａの電流波形及び単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａの電流波形それぞれを三角波形状にするように、第３のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ１３及び第４のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ１４をオン・オフ制御する。 Here, the modification of this embodiment is shown. As shown in FIG. 11, the control device 21A in the battery charging circuit according to the modified example has a maximum point region R in each of the current waveform of the alternating current I 1A of the single-phase output 13A and the current waveform of the alternating current I 2A of the single-phase output 13B. MAX and the minimum point region R MIN are also linearly shaped, that is, the current waveform of the alternating current I 1A of the single-phase output 13A and the current waveform of the alternating current I 2A of the single-phase output 13B are each made triangular. In addition, the third switching elements Q3 and Q13 and the fourth switching elements Q4 and Q14 are on / off controlled.

このように、スコットトランス１３の単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａの電流波形、及び、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａの電流波形を三角波形状にすることにより、単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａを整流した整流電流と、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａを整流した整流電流との合成電流Ｉ０Ａにはリップル成分が発生しないこととなる。これは、制御装置２１Ａによる走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５のフィードバック制御の応答速度の高速化により実現可能である。しかしながら、このような高速のフィードバック制御を行う場合には、装置全体のコストが高くなってしまう。 Thus, the alternating current I 1A of the single-phase output 13A of the Scott transformer 13 and the current waveform of the alternating current I 2A of the single-phase output 13B are formed into a triangular wave shape, whereby the alternating current of the single-phase output 13A. a rectified current obtained by rectifying the I 1A, so that the ripple component is not generated in the combined current I 0A the rectified current obtained by rectifying the AC current I 2A of the single-phase output 13B. This can be realized by increasing the response speed of the feedback control of the traveling inverter 15 and the cargo handling inverter 25 by the control device 21A. However, when such high-speed feedback control is performed, the cost of the entire apparatus increases.

ところで、コスト増加を抑制するために、一般的な制御装置と一般的なインバータを用いるとともに、スコットトランス１３の単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａの目標充電電流波形、及び、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａの目標充電電流波形を図１１のような三角波形状とすると、実充電電流には、図１２に示すように、三角波形状の目標充電電流波形の極大点ＰＭＡＸ及び極小点ＰＭＩＮにおいてそれぞれオーバーシュート、アンダーシュートが発生してしまう。 By the way, in order to suppress cost increase, while using a general control device and a general inverter, the target charging current waveform of the alternating current I 1A of the single-phase output 13A of the Scott transformer 13 and the single-phase output 13B If the target charging current waveform of the alternating current I 2A is a triangular wave shape as shown in FIG. 11, the actual charging current includes a maximum point P MAX and a minimum point P MIN of the triangular charging target waveform as shown in FIG. In this case, overshoot and undershoot respectively occur.

このような問題に対して、本実施形態のように、単相出力１３Ａの交流電流Ｉ１Ａの目標充電電流波形、及び、単相出力１３Ｂの交流電流Ｉ２Ａの目標充電電流波形における極大点領域ＲＭＡＸ及び極小点領域ＲＭＩＮを、増加→減少の変化、及び、減少→増加の変化が極めて滑らかな正弦波形状にすることにより、制御装置２１Ａによる走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５のフィードバック制御の応答速度が高速でなくても、実充電電流の目標充電電流波形の極大点ＰＭＡＸ及び極小点ＰＭＩＮにおけるオーバーシュート、アンダーシュートの発生を抑制することができる。 For such a problem, as in the present embodiment, the maximum point region in the target charging current waveform of the alternating current I 1A of the single-phase output 13A and the target charging current waveform of the alternating current I 2A of the single-phase output 13B. By making the R MAX and the minimum point region R MIN into a sine wave shape in which the increase → decrease change and the decrease → increase change are extremely smooth, feedback of the driving inverter 15 and the cargo handling inverter 25 by the control device 21A is performed. Even if the response speed of the control is not high, the occurrence of overshoot and undershoot at the maximum point P MAX and the minimum point P MIN of the target charging current waveform of the actual charging current can be suppressed.

なお、本発明は上記した本実施形態に限定されることなく種々の変形が可能である。   The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made.

充電時に走行用インバータ１５の一組のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４及び荷役用インバータ２５の一組のスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４をオン・オフ制御するのではなく、それぞれ、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、Ｑ１３，Ｑ１４と、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、Ｑ１５，Ｑ１６とを交互にオン・オフ制御してもよい。この場合、電流がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、Ｑ１３，Ｑ１４を流れて充電される状態と、電流がスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６、Ｑ１５，Ｑ１６を流れて充電される状態とが交互に繰り返されるため、スイッチング素子の発熱を分散化でき、インバータのオーバーヒートを低減できるので、インバータに流せる充電電流を増加することができる。   Instead of turning on / off the set of switching elements Q3, Q4 of the traveling inverter 15 and the set of switching elements Q13, Q14 of the cargo handling inverter 25 during charging, the switching elements Q3, Q4, Q13, Q14, respectively. The switching elements Q5, Q6, Q15, and Q16 may be alternately turned on / off. In this case, the state in which the current flows through the switching elements Q3, Q4, Q13, and Q14 and the state in which the current flows through the switching elements Q5, Q6, Q15, and Q16 are alternately repeated. Since the heat generation of the element can be dispersed and the overheating of the inverter can be reduced, the charging current that can be supplied to the inverter can be increased.

充電時に走行用インバータ１５の一組のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及び荷役用インバータ２５の一組のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオフ状態に保持し、二組のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６、Ｑ１３，Ｑ１４，Ｑ１５，Ｑ１６をオン・オフ制御してもよい。具体的には、第３のスイッチング素子Ｑ３と第５のスイッチング素子Ｑ５とを同じオン・オフ状態に、第４のスイッチング素子Ｑ４と第６のスイッチング素子Ｑ６とを同じオン・オフ状態にする。また、第３のスイッチング素子Ｑ１３と第５のスイッチング素子Ｑ１５とを同じオン・オフ状態に、第４のスイッチング素子Ｑ１４と第６のスイッチング素子Ｑ１６とを同じオン・オフ状態にする。この場合、充電時に電流が二つのスイッチング素子に分散して流れるため、スイッチング素子の発熱を分散化でき、インバータのオーバーヒートを低減できるので、インバータに流せる充電電流を増加することができる。   During charging, one set of switching elements Q1, Q2 of traveling inverter 15 and one set of switching elements Q11, Q12 of cargo handling inverter 25 are held in an off state, and two sets of switching elements Q3, Q4, Q5, Q6, Q13 are held. , Q14, Q15, and Q16 may be on / off controlled. Specifically, the third switching element Q3 and the fifth switching element Q5 are set to the same on / off state, and the fourth switching element Q4 and the sixth switching element Q6 are set to the same on / off state. Further, the third switching element Q13 and the fifth switching element Q15 are set to the same on / off state, and the fourth switching element Q14 and the sixth switching element Q16 are set to the same on / off state. In this case, since current flows through the two switching elements while charging, the heat generated by the switching elements can be dispersed and the overheating of the inverter can be reduced, so that the charging current that can be supplied to the inverter can be increased.

車両は、バッテリを電源とした電気自動車に限らず、ガソリンエンジンやディーゼルエンジンに加えてバッテリを電源とした走行用モータを備えたハイブリッド車に適用してもよい。   The vehicle is not limited to an electric vehicle that uses a battery as a power source, but may be applied to a hybrid vehicle that includes a travel motor that uses a battery as a power source in addition to a gasoline engine or a diesel engine.

モータとインバータを３セット備えたモータ駆動系に適用してもよい。この場合、３相トランスで単相３出力のトランスを使用して、各単相出力にインバータ、整流回路及びバッテリを接続する。   You may apply to the motor drive system provided with three sets of motors and inverters. In this case, a single-phase three-output transformer is used as a three-phase transformer, and an inverter, a rectifier circuit, and a battery are connected to each single-phase output.

モータ駆動系は、バッテリを電源として３相インバータにより駆動制御される３相モータを備えたものであればよく、車載のモータ駆動系に限らず、例えば、トレーラーに搭載されて移動される機械設備のモータ駆動系であってもよい。   The motor drive system only needs to have a three-phase motor that is driven and controlled by a three-phase inverter using a battery as a power source. The motor drive system may be used.

トランスの単相出力の２個の端子のうち、整流回路が接続された端子と反対側の端子に配線２０を介して接続される３相インバータのうちの１相を構成する一組のスイッチング素子の接続点は、Ｕ相用のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の接続点に限らない。例えば、Ｖ相用のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４及びスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の接続点やＷ相用のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６及びスイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６の接続点であってもよい。   A set of switching elements constituting one phase of a three-phase inverter connected via a wiring 20 to a terminal on the opposite side to the terminal to which the rectifier circuit is connected among the two terminals of the single-phase output of the transformer The connection point is not limited to the connection point of the switching elements Q1, Q2 for U phase and the switching elements Q11, Q12. For example, it may be a connection point between switching elements Q3 and Q4 for V phase and switching elements Q13 and Q14, or a connection point between switching elements Q5 and Q6 for W phase and switching elements Q15 and Q16.

走行用モータ１６及び荷役用モータ２６のコイルＵ，Ｖ，Ｗの結線はデルタ結線に限らず、スター結線であってもよい。   The connection of the coils U, V, and W of the traveling motor 16 and the cargo handling motor 26 is not limited to the delta connection, and may be a star connection.

走行用インバータ１５及び荷役用インバータ２５で使用されるスイッチング素子としてＩＧＢＴに代えて、パワーバイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴを使用してもよい。ＭＯＳＥＦＴを使用した場合は、ＭＯＳＦＥＴが寄生ダイオードを有するため、スイッチング素子として寄生ダイオードを有しないＩＧＢＴやバイポーラトランジスタを使用した場合と異なり、ダイオードＤを接続する手間が不要になり、構成も簡単になる。   A power bipolar transistor or MOSFET may be used in place of the IGBT as a switching element used in the traveling inverter 15 and the cargo handling inverter 25. When MOSEFT is used, the MOSFET has a parasitic diode. Therefore, unlike the case of using an IGBT or bipolar transistor that does not have a parasitic diode as a switching element, it is not necessary to connect the diode D and the configuration is simplified. .

整流回路１４，２４を構成するダイオードはそれぞれ２個に限らず３個以上のダイオードが直列に接続されていてもよい。   The diodes constituting the rectifier circuits 14 and 24 are not limited to two, but three or more diodes may be connected in series.

充電方式は、ＣＣ−ＣＶ−ＣＣ方式（定電流−定電圧−定電流方式）に限らず、他の充電方式、例えば、ＣＣ−ＣＶ方式（定電流−定電圧方式）や多段定電流方式であってもよい。   The charging method is not limited to the CC-CV-CC method (constant current-constant voltage-constant current method), but other charging methods such as CC-CV method (constant current-constant voltage method) and multi-stage constant current method. There may be.

バッテリは、液式鉛バッテリに限らず、例えば、シール式鉛バッテリ、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池であってもよい。   The battery is not limited to a liquid lead battery, and may be, for example, a sealed lead battery, a lithium ion battery, or a nickel metal hydride battery.

１１…３相交流電源、１２…スイッチ、１３…スコットトランス（単相出力トランス）、１３Ａ，１３Ｂ…単相出力（第１及び第２の二次側出力）、１４，２４…整流回路（第１及び第２の整流回路）、１５…走行用インバータ（第１の３相インバータ）、１６…走行用モータ（第１の３相モータ）、１７…バッテリ、１８ａ，１８ｂ，１９ａ，１９ｂ…端子、２０…配線（第１及び第２の配線）、２１，２１Ａ…制御装置、２５…荷役用インバータ（第２の３相インバータ）、２６…荷役用モータ（第２のインバータ）、３１，３２…電流センサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４…ダイオード、Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ１１〜Ｑ１６…スイッチング素子。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 11 ... Three-phase alternating current power supply, 12 ... Switch, 13 ... Scott transformer (single phase output transformer), 13A, 13B ... Single phase output (1st and 2nd secondary side output), 14, 24 ... Rectifier circuit (1st 1 and second rectifier circuit), 15... Traveling inverter (first three-phase inverter), 16... Traveling motor (first three-phase motor), 17... Battery, 18 a, 18 b, 19 a, 19 b. , 20 ... wiring (first and second wiring), 21, 21A ... control device, 25 ... cargo handling inverter (second three-phase inverter), 26 ... cargo handling motor (second inverter), 31, 32 ... current sensors, D1, D2, D3, D4 ... diodes, Q1 to Q6, Q11 to Q16 ... switching elements.

Claims (5)

バッテリを電源として、第１及び第２の３相インバータによりそれぞれ駆動制御される第１及び第２の３相モータを備えたモータ駆動系のためのバッテリ充電回路であって、
充電時に、交流電力が入力される一次側入力と、互いに位相が異なる交流電圧を生成する第１及び第２の二次側出力とを有する単相出力トランスと、
前記第１の二次側出力の一方の端子に接続されるとともに、前記第１の３相インバータ及び前記バッテリに対して並列に接続されている第１の整流回路と、
前記第１の３相インバータのうちの１相を構成する一組のスイッチング素子の接続点を前記第１の二次側出力の他方の端子に接続する第１の配線と、
前記第２の二次側出力の一方の端子に接続されるとともに、前記第２の３相インバータ及び前記バッテリに対して並列に接続されている第２の整流回路と、
前記第２の３相インバータのうちの１相を構成する一組のスイッチング素子の接続点を前記第２の二次側出力の他方の端子に接続する第２の配線と、
前記第１及び第２の３相インバータにおけるスイッチング素子をオン・オフ制御する制御装置と、
を備え、
前記制御装置は、前記充電時に、
前記第１の３相インバータの前記一組のスイッチング素子をオフ状態に保持し、前記第１の二次側出力の電流波形の位相を当該第１の二次側出力の電圧波形の位相に合わせるように、かつ、前記第１の二次側出力の電流波形における極大点を含む極大点領域、極小点を含む極小点領域、及び、当該極大点領域と当該極小点領域との間の中間領域のうちの少なくとも当該中間領域を直線形状にするように、前記第１の３相インバータの他の２組のスイッチング素子のうちの少なくとも一組のスイッチング素子をオン・オフ制御するとともに、
前記第２の３相インバータの前記一組のスイッチング素子をオフ状態に保持し、前記第２の二次側出力の電流波形の位相を当該第２の二次側出力の電圧波形の位相に合わせるように、かつ、前記第２の二次側出力の電流波形における極大点を含む極大点領域、極小点を含む極小点領域、及び、当該極大点領域と当該極小点領域との間の中間領域のうちの少なくとも当該中間領域を直線形状にするように、前記第２の３相インバータの他の２組のスイッチング素子のうちの少なくとも一組のスイッチング素子をオン・オフ制御する、
バッテリ充電回路。 A battery charging circuit for a motor drive system having first and second three-phase motors, each of which is driven and controlled by a first and second three-phase inverter using a battery as a power source,
A single-phase output transformer having a primary-side input to which alternating-current power is input and first and second secondary-side outputs that generate alternating voltages having different phases when charging;
A first rectifier circuit connected to one terminal of the first secondary output and connected in parallel to the first three-phase inverter and the battery;
A first wiring connecting a connection point of a set of switching elements constituting one phase of the first three-phase inverter to the other terminal of the first secondary output;
A second rectifier circuit connected to one terminal of the second secondary output and connected in parallel to the second three-phase inverter and the battery;
A second wiring for connecting a connection point of a set of switching elements constituting one phase of the second three-phase inverter to the other terminal of the second secondary output;
A control device that performs on / off control of switching elements in the first and second three-phase inverters;
With
The control device, during the charging,
The pair of switching elements of the first three-phase inverter are held in an off state, and the phase of the current waveform of the first secondary output is matched with the phase of the voltage waveform of the first secondary output. And a local maximum point region including a local maximum point in the current waveform of the first secondary output, a local minimum point region including a local minimum point, and an intermediate region between the local maximum point region and the local minimum point region On / off control of at least one set of switching elements of the other two sets of switching elements of the first three-phase inverter so that at least the intermediate region of the first three-phase inverter is linearly shaped,
The set of switching elements of the second three-phase inverter is held in an OFF state, and the phase of the current waveform of the second secondary output is matched with the phase of the voltage waveform of the second secondary output. And the maximum point region including the maximum point in the current waveform of the second secondary output, the minimum point region including the minimum point, and the intermediate region between the maximum point region and the minimum point region On / off control of at least one set of switching elements of the other two sets of switching elements of the second three-phase inverter so that at least the intermediate region of the second three-phase inverter is linear.
Battery charging circuit. 前記制御装置は、前記充電時に、
前記第１の二次側出力の電流波形における前記極大点領域及び前記極小点領域をも直線形状にすることによって、前記第１の二次側出力の電流波形を三角波形状にするように、前記第１の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御するとともに、
前記第２の二次側出力の電流波形における前記極大点領域及び前記極小点領域をも直線形状にすることによって、前記第２の二次側出力の電流波形を三角波形状にするように、前記第２の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御する、
請求項１に記載のバッテリ充電回路。 The control device, during the charging,
By making the local maximum point region and the local minimum point region in the current waveform of the first secondary side output into a linear shape, the current waveform of the first secondary side output has a triangular waveform. On / off control of the switching element of the first three-phase inverter,
By making the local maximum point region and the local minimum point region in the current waveform of the second secondary side output into a linear shape, the current waveform of the second secondary side output has a triangular waveform. ON / OFF control of the switching element of the second three-phase inverter,
The battery charging circuit according to claim 1. 前記制御装置は、前記充電時に、
前記第１の二次側出力の電流波形における前記極大点領域及び前記極小点領域を正弦波形状にするように、前記第１の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御するとともに、
前記第２の二次側出力の電流波形における前記極大点領域及び前記極小点領域を正弦波形状にするように、前記第２の３相インバータのスイッチング素子をオン・オフ制御する、
請求項１に記載のバッテリ充電回路。 The control device, during the charging,
On / off control of the switching element of the first three-phase inverter so that the local maximum point region and the local minimum point region in the current waveform of the first secondary output is a sine wave shape,
ON / OFF control of the switching element of the second three-phase inverter is performed so that the local maximum point region and the local minimum point region in the current waveform of the second secondary side output have a sine wave shape.
The battery charging circuit according to claim 1. 前記第１の二次側出力の電流波形における前記極大点領域及び前記極小点領域は、それぞれ、極大点、極小点に対して±３０度の位相範囲を有し、
前記第２の二次側出力の電流波形における前記極大点領域及び前記極小点領域は、それぞれ、極大点、極小点に対して±３０度の位相範囲を有する、
請求項３に記載のバッテリ充電回路。 The maximum point region and the minimum point region in the current waveform of the first secondary output have a phase range of ± 30 degrees with respect to the maximum point and the minimum point, respectively.
The local maximum point region and the local minimum point region in the current waveform of the second secondary output have a phase range of ± 30 degrees with respect to the local maximum point and the local minimum point, respectively.
The battery charging circuit according to claim 3. 前記制御装置は、
前記第１及び第２の二次側出力それぞれの電流波形の目標波形であって、前記中間領域が直線形状である当該目標波形を生成し、
前記第１及び第２の二次側出力それぞれの電流波形が前記目標波形になるように、フィードバック制御を行う、
請求項１に記載のバッテリ充電回路。 The controller is
A target waveform of a current waveform of each of the first and second secondary outputs, and generating the target waveform in which the intermediate region has a linear shape;
Feedback control is performed so that the current waveform of each of the first and second secondary outputs becomes the target waveform;
The battery charging circuit according to claim 1.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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US11394210B2 (en) * 2018-12-11 2022-07-19 Denso Corporation Charging system

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