JP2013223329A - Motor control apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ベクトル制御によりモータを高速で加減速させることができるモータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device that can accelerate and decelerate a motor at high speed by vector control.
タッピング加工を行う工作機械の主軸には、加工精度の向上、加工時間の短縮化のため、慣性が小さく高速で回転できる主軸モータが求められる。 The spindle of a machine tool that performs tapping processing is required to have a spindle motor that has low inertia and can rotate at high speed in order to improve machining accuracy and shorten machining time.
一般的に、主軸モータには同期機または誘導機が用いられる。特に、工作機械のコストを優先させる場合には、レアアースを使用しない誘導機を用いることが多い。 Generally, a synchronous machine or an induction machine is used for the spindle motor. In particular, when prioritizing the cost of machine tools, an induction machine that does not use rare earth is often used.
従来の誘導機は、慣性を大きくしてその慣性による動作安定性を重視している。誘導機を用いて高速な加減速が要求されるタッピング加工を行うためには、低慣性の誘導機を用いる必要があるため、動作安定性は制御系によって向上させる必要がある。 Conventional induction machines emphasize the operational stability due to the inertia by increasing the inertia. In order to perform tapping processing that requires high-speed acceleration / deceleration using an induction machine, it is necessary to use a low-inertia induction machine. Therefore, the operation stability needs to be improved by a control system.
このため、従来の低慣性誘導機の高速な加減速制御は、弱め界磁制御を行わないモータ仕様にして動作安定性を確保している。しかし、弱め界磁制御を行わない場合、低速領域で出力できるトルクが小さくなってしまい、低速領域で負荷の大きな切削（低速重切削）をすることができないという問題がある。また、インバータ容量が大きくなり、モータ制御装置のコストが高くなるという問題がある。 For this reason, the high-speed acceleration / deceleration control of the conventional low inertia induction machine has a motor specification that does not perform field-weakening control to ensure operation stability. However, when field-weakening control is not performed, the torque that can be output in the low speed region becomes small, and there is a problem that cutting with a large load (low speed heavy cutting) cannot be performed in the low speed region. Further, there is a problem that the inverter capacity is increased and the cost of the motor control device is increased.
低速領域で出力できるトルクを大きくし、モータ制御装置のコストも考慮して、制約のあるインバータ容量の中でモータを高速まで回転させる場合には、モータを定出力制御することになる。 When the torque that can be output in the low speed region is increased and the cost of the motor control device is taken into consideration, when the motor is rotated to a high speed within a limited inverter capacity, the motor is controlled at a constant output.
定出力領域ではモータの回転速度の上昇に反比例させてモータの磁束を低減する弱め界磁制御を行い、モータの端子電圧がインバータの出力できる許容電圧以下になるように制御する。しかし、弱め界磁制御を行うと、弱め界磁による制御特性の劣化が生じやすくなるため、弱め界磁に伴う制御特性の劣化を防止する制御系が必要になる。 In the constant output region, field weakening control is performed to reduce the magnetic flux of the motor in inverse proportion to the increase in the rotational speed of the motor, and control is performed so that the terminal voltage of the motor is less than the allowable voltage that can be output by the inverter. However, when field-weakening control is performed, control characteristics are likely to deteriorate due to the field-weakening. Therefore, a control system that prevents the control characteristics from being deteriorated due to the field-weakening is required.
図４は、従来のベクトル制御を用いるモータ制御装置である。図４のモータ制御装置は次のように動作する。 FIG. 4 shows a motor control apparatus using conventional vector control. The motor control device of FIG. 4 operates as follows.
まず、速度指令をエンコーダ１０からの速度フィードバックと比較し、速度制御器１２によってｑ軸（トルク）電流指令ＩｑＣを求める。ｑ軸電流指令ＩｑＣを座標変換器１４からのｑ軸電流フィードバックＩｑＦと比較し、ｑ軸電流制御器１６によってｑ軸電圧指令ＶｑＣを求める。 First, the speed command is compared with the speed feedback from the encoder 10, and the q-axis (torque) current command IqC is obtained by the speed controller 12. The q-axis current command IqC is compared with the q-axis current feedback IqF from the coordinate converter 14, and the q-axis current controller 16 determines the q-axis voltage command VqC.
一方、必要とする磁束に対応する励磁電流指令をｄ軸電流指令ＩｄＣとして与える。ｄ軸電流指令ＩｄＣを座標変換器１４からのｄ軸電流フィードバックＩｄＦと比較し、ｄ軸電流制御器１８によってｄ軸電圧指令ＶｄＣを求める。 On the other hand, an excitation current command corresponding to the required magnetic flux is given as a d-axis current command IdC. The d-axis current command IdC is compared with the d-axis current feedback IdF from the coordinate converter 14, and the d-axis current controller 18 determines the d-axis voltage command VdC.
ｑ軸電流指令ＩｑＣとｄ軸電流指令ＩｄＣとを入力しすべり周波数演算器２０によってすべり周波数指令ωｓを求める。すべり周波数指令ωｓとエンコーダ１０からのモータ回転速度ωｍとが加算されて一次周波数指令ω１が求められる。 The q-axis current command IqC and the d-axis current command IdC are input and the slip frequency calculator 20 determines the slip frequency command ωs. The primary frequency command ω1 is obtained by adding the slip frequency command ωs and the motor rotational speed ωm from the encoder 10.
一次周波数指令ω１を積分して固定子位置指令θｍｃを求め、固定子位置指令θｍｃを座標変換器２２に入力する。ｑ軸電圧指令ＶｑＣ、ｄ軸電圧指令ＶｄＣ及び固定子位置指令θｍｃは座標変換器２２によって座標変換され、固定子位置指令θｍｃから三相電圧指令ＶＵＣ、ＶＶＣ、ＶＷＣが求められる。三相電圧指令ＶＵＣ、ＶＶＣ、ＶＷＣはＰＷＭ制御器２４、電力変換器２６を介してモータ３０に供給され、三相電圧指令ＶＵＣ、ＶＶＣ、ＶＷＣに応じてモータ３０が駆動される。 The primary frequency command ω 1 is integrated to obtain a stator position command θmc, and the stator position command θmc is input to the coordinate converter 22. The q-axis voltage command VqC, the d-axis voltage command VdC, and the stator position command θmc are coordinate-transformed by the coordinate converter 22, and three-phase voltage commands VUC, VVC, and VWC are obtained from the stator position command θmc. The three-phase voltage commands VUC, VVC, VWC are supplied to the motor 30 via the PWM controller 24 and the power converter 26, and the motor 30 is driven according to the three-phase voltage commands VUC, VVC, VWC.
ｑ軸電流フィードバックＩｑＦとｄ軸電流フィードバックＩｄＦは、固定子位置指令θｍｃを元に、モータ電流ＩＵ、ＩＶを座標変換することで求める。ｄ軸電流指令ＩｄＣは、図に示す通り、定出力領域ではモータ速度上昇に反比例して低減させ、弱め界磁制御をする。 The q-axis current feedback IqF and the d-axis current feedback IdF are obtained by coordinate-converting the motor currents IU and IV based on the stator position command θmc. As shown in the figure, the d-axis current command IdC is reduced in inverse proportion to the increase in motor speed in the constant output region, and field weakening control is performed.
図４のモータ制御装置では、弱め界磁により、トルク指令に対して実際に出力されるトルクが変わり、モータ３０が高速で回転するほど出力されるトルクが小さくなる。これは、トルク指令から実際のモータトルクまでのゲインが、高速域では低下することを意味している。このため、定トルク領域で高い速度制御ゲインを設定すると、高速域では応答の低いトルク制御系に対して高い速度ゲインを設定していることになり、制御系の動作が不安定になり、甚だしい場合には発振してしまう恐れがある。タッピング加工では、主軸モータと垂直軸モータとの制御を同期させる必要があり、高い制御ゲインが必要なため、弱め界磁領域まで高い応答特性が要求される。 In the motor control device of FIG. 4, the torque actually output in response to the torque command changes due to the field weakening, and the output torque decreases as the motor 30 rotates at a higher speed. This means that the gain from the torque command to the actual motor torque decreases in the high speed range. For this reason, if a high speed control gain is set in the constant torque range, a high speed gain is set for a torque control system with a low response in the high speed range, and the control system operation becomes unstable, which is serious. In some cases, there is a risk of oscillation. In the tapping process, it is necessary to synchronize the control of the main shaft motor and the vertical axis motor, and a high control gain is required. Therefore, a high response characteristic is required up to the field weakening region.
また、ｄ軸電流制御器１８によって磁束を制御しているが、磁束とｄ軸電流には次式の関係があり、ｄ軸電流の変化に対して、磁束は遅れて追従する。 Further, although the magnetic flux is controlled by the d-axis current controller 18, the magnetic flux and the d-axis current have the following relationship, and the magnetic flux follows the change of the d-axis current with a delay.
φ２ｄ＝１／（１＋Ｌ２／Ｒ２×ｓ）×Ｍ×Ｉ１ｄ
上式において、φ２ｄ：２次磁束、Ｌ２：２次インダクタンス、Ｒ２：２次抵抗、
Ｍ：相互インダクタンス、Ｉ１ｄ：１次側ｄ軸電流をそれぞれ示す。
φ2d = 1 / (1 + L2 / R2 × s) × M × I1d
In the above equation, φ2d: secondary magnetic flux, L2: secondary inductance, R2: secondary resistance,
M: mutual inductance, I1d: primary side d-axis current, respectively.
このため、図４の制御系で低慣性のモータ３０を高速で加減速させると、モータ３０の速度の変化に対して磁束の変化が追従できず、モータ３０の電圧飽和が生じ、トルクの振動が生じる。 Therefore, if the low inertia motor 30 is accelerated and decelerated at high speed in the control system of FIG. 4, the change in magnetic flux cannot follow the change in the speed of the motor 30, voltage saturation of the motor 30 occurs, and torque vibration occurs. Occurs.
図４のモータ制御装置における磁束の応答遅れを改善するためには、図５に示すモータ制御装置のように、図４のモータ制御装置に磁束制御器３２と磁束演算器３４を追加することが考えられる。 In order to improve the response delay of the magnetic flux in the motor control device of FIG. 4, a magnetic flux controller 32 and a magnetic flux calculator 34 may be added to the motor control device of FIG. 4 as in the motor control device shown in FIG. Conceivable.
図５に示すモータ制御装置では、必要とする磁束を磁束指令φ２Ｃとして与え、磁束指令φ２Ｃと、座標変換器１４からのｄ軸電流フィードバックＩｄＦを元に磁束演算器３４で求めた磁束φ２とを比較し、磁束制御器３２によってｄ軸電流指令ＩｄＣを制御している。 In the motor control device shown in FIG. 5, the required magnetic flux is given as the magnetic flux command φ2C, and the magnetic flux command φ2C and the magnetic flux φ2 obtained by the magnetic flux calculator 34 based on the d-axis current feedback IdF from the coordinate converter 14 are obtained. In comparison, the d-axis current command IdC is controlled by the magnetic flux controller 32.
図５に示すモータ制御装置では、磁束制御器３２によって高速に磁束が制御されるため、モータ３０を高速で加減速させても磁束が遅れることなく追従でき、モータ３０の電圧飽和は生じず、トルクの振動は生じない。 In the motor control apparatus shown in FIG. 5, since the magnetic flux is controlled at high speed by the magnetic flux controller 32, even if the motor 30 is accelerated and decelerated at high speed, the magnetic flux can follow without delay, and voltage saturation of the motor 30 does not occur. Torque vibration does not occur.
しかし、磁束を高速応答させるため、ｄ軸電流が大きく変化し、ｄ軸電流とｑ軸電流の合計値がインバータの許容電流値を超えてしまい、過電流になることがあるという問題がある。 However, in order to make the magnetic flux respond at high speed, the d-axis current changes greatly, and the total value of the d-axis current and the q-axis current exceeds the allowable current value of the inverter, which may cause an overcurrent.
このようなインバータの許容電流値の制約を考慮して、ｄ軸及びｑ軸電流を制御する方法の１つに、下記特許文献１に示す技術がある。特許文献１では、磁束指令とその微分値を元にトルク電流指令を求め、励磁電流を元にトルク電流指令を制限している。そして、制限後のトルク電流指令と推定磁束によりすべり周波数を演算してモータのトルクを制御している。 One of the methods for controlling the d-axis and q-axis currents in consideration of such restrictions on the allowable current value of the inverter is a technique shown in Patent Document 1 below. In Patent Document 1, a torque current command is obtained based on a magnetic flux command and its differential value, and the torque current command is limited based on an excitation current. Then, the slip frequency is calculated by the torque current command after the restriction and the estimated magnetic flux to control the motor torque.
しかしながら、特許文献１に開示されている方法では、磁束指令を微分して励磁電流指令を演算しているため、磁束指令が変化した時に励磁電流が急変する。また、励磁電流を元にトルク電流を制限するため、励磁電流が急変するとモータのトルクが急変するという問題がある。タッピング加工においては、トルクが急変することは望ましくない。 However, in the method disclosed in Patent Document 1, since the excitation current command is calculated by differentiating the magnetic flux command, the excitation current changes suddenly when the magnetic flux command changes. Further, since the torque current is limited based on the excitation current, there is a problem that the torque of the motor changes suddenly when the excitation current changes suddenly. In tapping, it is not desirable that the torque changes suddenly.
また、特許文献１に開示されている方法では、励磁電流指令を用いて磁束を推定しているため、高速域でインバータ出力に電圧飽和を生じた場合、励磁電流が励磁電流指令通りに流れず、推定磁束の誤差が大きくなるという問題がある。この誤差の大きな推定磁束からトルク電流指令を算出するため、トルク電流指令が小さくなり、十分なトルクが出力できないという問題もある。高速域では、モータの誘起電圧が高くなるため、電源電圧が低下した場合などはインバータ出力に電圧飽和を生じやすくなる。 Further, in the method disclosed in Patent Document 1, since the magnetic flux is estimated using the excitation current command, the excitation current does not flow according to the excitation current command when voltage saturation occurs in the inverter output in the high speed range. There is a problem that the error of the estimated magnetic flux becomes large. Since the torque current command is calculated from the estimated magnetic flux having a large error, there is a problem that the torque current command becomes small and sufficient torque cannot be output. In the high speed range, the induced voltage of the motor becomes high, so that voltage saturation tends to occur in the inverter output when the power supply voltage decreases.
さらに、トルク指令からトルク電流指令を求める構成において、励磁電流指令に基づいてトルク電流指令を制限している。このため、励磁電流指令が変化してもトルク指令は制限を受けず、励磁電流が変化した時にトルク指令の制限値が判らないという問題がある。回転速度により磁束指令が変わり、それに伴い励磁電流指令も変わるため、各状態でのトルク指令の制限値を把握しながら制御を行わないとトルクの過不足を生じる恐れがある。 Further, in the configuration for obtaining the torque current command from the torque command, the torque current command is limited based on the excitation current command. For this reason, even if the excitation current command changes, the torque command is not limited, and there is a problem that the limit value of the torque command cannot be determined when the excitation current changes. Since the magnetic flux command changes depending on the rotation speed, and the excitation current command also changes accordingly, there is a risk that excessive or insufficient torque will occur unless control is performed while grasping the limit value of the torque command in each state.
特にトルクを制限して使用したい場合には、各状態でのトルク指令の制限値までしかトルクを制限できない。また、モータが出力できる最大トルクはトルク指令制限値により決まり、この最大トルクにより、加減速時間が決まってくるため、トルク指令制限値の把握は重要である。 In particular, when it is desired to limit the torque, the torque can be limited only to the limit value of the torque command in each state. Further, since the maximum torque that can be output by the motor is determined by the torque command limit value, and the acceleration / deceleration time is determined by this maximum torque, it is important to grasp the torque command limit value.
本発明は、上記のような従来のモータ制御装置の問題を解消するために成されたものであり、ベクトル制御によりモータを高速で加減速させることができるモータ制御装置の提供を目的とする。 The present invention has been made to solve the problems of the conventional motor control device as described above, and an object of the present invention is to provide a motor control device that can accelerate and decelerate the motor at high speed by vector control.
このように、従来のモータのベクトル制御では、弱め界磁による特性の劣化があり、低慣性誘導機の安定的な加減速制御を行うことができなかった。 Thus, in the conventional motor vector control, there is a deterioration in characteristics due to the field weakening, and stable acceleration / deceleration control of the low inertia induction machine cannot be performed.
本発明にかかるモータ制御装置は、インバータ容量の制約の中で、高速な磁束制御を実現し、しかも、弱め界磁に伴う励磁電流の急変を抑制して急激なトルク変動を抑制し、励磁電流が変化した時も、最大に出力できるトルク指令が把握でき、また、弱め界磁を行っても、トルク指令に対する実際のモータトルクの低下が少なく、高速領域まで速度制御系の応答の低下が少ないモータのベクトル制御を実現する。 The motor control device according to the present invention realizes high-speed magnetic flux control within the constraints of the inverter capacity, and also suppresses sudden torque fluctuations by suppressing sudden changes in excitation current due to field weakening. The torque command that can be output to the maximum can be grasped even when the value changes, and even if field weakening is performed, the actual motor torque will not decrease with respect to the torque command, and the response of the speed control system will not decrease much to the high speed range. Realize motor vector control.
上記のベクトル制御を実現する本発明にかかるモータ制御装置は、与えられたトルク指令の大きさを一定の範囲の大きさに制限するトルク指令制限部と、前記トルク指令制限部によって大きさが制限されたトルク指令を用いて第１電流指令を出力する電流演算器と、前記モータに流れる電流から得られる磁束と前記モータの回転速度に応じた大きさで出力される二次磁束指令とを用いて磁束指令を出力する磁束制御器と、前記電流演算器が出力する前記第１電流指令と前記磁束制御器から得る第２電流指令とを用いて、前記モータを駆動するモータ駆動部と、を有することを特徴とする。 The motor control device according to the present invention that realizes the above vector control includes a torque command limiter that limits the magnitude of a given torque command to a certain range, and the magnitude is limited by the torque command limiter. A current calculator that outputs a first current command using the torque command that has been generated, a magnetic flux obtained from the current flowing through the motor, and a secondary magnetic flux command that is output in a magnitude corresponding to the rotational speed of the motor A magnetic flux controller that outputs a magnetic flux command, and a motor drive unit that drives the motor using the first current command output from the current calculator and the second current command obtained from the magnetic flux controller. It is characterized by having.
以上のように構成された本発明に係るモータ制御装置によれば、弱め界磁による特性の劣化が改善され、定出力領域を設けたモータを用いての低速度重切削と高速タッピングを両立できる。 According to the motor control device according to the present invention configured as described above, the deterioration of characteristics due to the field weakening is improved, and it is possible to achieve both low speed heavy cutting and high speed tapping using a motor provided with a constant output region. .
本発明に係るモータ制御装置は、低慣性の誘導機のベクトル制御において、インバータの出力電圧が飽和したとしても磁束推定誤差を小さく抑える。インバータ容量が制約されていたとしても、高速な磁束制御を実現する。弱め界磁に伴う励磁電流の急変を抑制して急激なトルク変動が生じないようにし、励磁電流が変化した時も出力が最大となるトルク指令を把握する。弱め界磁制御を行っても、トルク指令に対する実際のモータトルクの低下が少なく、高速領域まで速度制御系の応答の低下が少なく、高応答で急峻な加減速を実現する。 The motor control apparatus according to the present invention suppresses a magnetic flux estimation error to a small value even when the output voltage of the inverter is saturated in the vector control of the low inertia induction machine. Even if the inverter capacity is limited, high-speed magnetic flux control is realized. A sudden change in the excitation current caused by the field weakening is suppressed to prevent a sudden torque fluctuation, and a torque command that maximizes the output even when the excitation current changes is grasped. Even when the field weakening control is performed, the actual motor torque does not decrease with respect to the torque command, and the response of the speed control system does not decrease much in the high speed range, and a high response and steep acceleration / deceleration are realized.
次に、図面を参照しながら、上記のような特性を発揮する、本実施形態に係るモータ制御装置を［実施形態１］と［実施形態２］に分けて説明する。 Next, the motor control device according to the present embodiment that exhibits the above-described characteristics will be described separately as [Embodiment 1] and [Embodiment 2] with reference to the drawings.
［実施形態１］
［モータ制御装置の構成］
図１は、実施形態１に係るモータ制御装置１００のブロック図である。
[Embodiment 1]
[Configuration of motor controller]
FIG. 1 is a block diagram of a motor control device 100 according to the first embodiment.
モータ制御装置１００は、ｑ軸電圧指令ＶｑＣを与える系として、リミッタ１１２、ｑ軸電流演算器１１４、トルク制限値演算器１１６、座標変換器１１８、エンコーダ１２０、ｑ軸制御器１２２、速度演算器１２５を有する。なお、リミッタ１１２とトルク制限値演算器１１６とでトルク指令制限部１１５を構成する。 The motor control device 100 includes a limiter 112, a q-axis current calculator 114, a torque limit value calculator 116, a coordinate converter 118, an encoder 120, a q-axis controller 122, and a speed calculator as a system that provides a q-axis voltage command VqC. 125. The limiter 112 and the torque limit value calculator 116 constitute a torque command limiter 115.
リミッタ１１２は、トルク制限値演算器１１６によって演算されたトルク制限値ＴＬＩＭを用いて、与えられたトルク指令に制限を掛ける。 The limiter 112 uses the torque limit value TLIM calculated by the torque limit value calculator 116 to limit the given torque command.
ｑ軸電流演算器１１４は、リミッタ１１２を介して出力されるトルク指令と、磁束演算器１４０から出力される磁束φ２とからｑ軸電流指令ＩｑＣを出力する。 The q-axis current calculator 114 outputs a q-axis current command IqC from the torque command output via the limiter 112 and the magnetic flux φ2 output from the magnetic flux calculator 140.
トルク制限値演算器１１６は、ｄ軸電流指令ＩｄＣと磁束演算器１４０から出力される磁束φ２と、最大一次電流指令ＩＰＣから、リミッタ１１２に与えるトルク制限値ＴＬＩＭを演算する。 The torque limit value calculator 116 calculates a torque limit value TLIM to be given to the limiter 112 from the d-axis current command IdC, the magnetic flux φ2 output from the magnetic flux calculator 140, and the maximum primary current command IPC.
座標変換器１１８は、モータ１５０に供給するＵ相の電流ＩＵとＶ相の電流ＩＶとからｑ軸電流フィードバックＩｑＦとｄ軸電流フィードバックＩｄＦとを求める。 Coordinate converter 118 obtains q-axis current feedback IqF and d-axis current feedback IdF from U-phase current IU and V-phase current IV supplied to motor 150.
エンコーダ１２０は、モータ１５０の回転位置θｍを出力する。 The encoder 120 outputs the rotational position θm of the motor 150.
ｑ軸制御器１２２は、ｑ軸電流演算器１１４からのｑ軸電流指令ＩｑＣを座標変換器１１８からのｑ軸電流フィードバックＩｑＦを用いて減算し、減算後のｑ軸電流指令からｑ軸電圧指令ＶｑＣを出力する。 The q-axis controller 122 subtracts the q-axis current command IqC from the q-axis current calculator 114 using the q-axis current feedback IqF from the coordinate converter 118, and the q-axis voltage command from the q-axis current command after the subtraction. VqC is output.
速度演算器１２５は、エンコーダ１２０が検出するモータ１５０の回転位置θｍを用いてモータ速度（モータの回転速度）ωｍを演算する。 The speed calculator 125 calculates a motor speed (motor rotational speed) ωm using the rotational position θm of the motor 150 detected by the encoder 120.
また、モータ制御装置１００は、ｄ軸電圧指令ＶｄＣを与える系として、ローパスフィルタ１３０、フィードフォワード補償器１３２、磁束制御器１３４、ローパスフィルタ１３６、すべり周波数演算器１３８、磁束演算器１４０、ｄ軸制御器１４２を有する。 In addition, the motor control device 100 includes a low-pass filter 130, a feedforward compensator 132, a magnetic flux controller 134, a low-pass filter 136, a slip frequency calculator 138, a magnetic flux calculator 140, a d-axis as a system that provides the d-axis voltage command VdC. It has a controller 142.
ローパスフィルタ１３０は、二次磁束指令φ２ｃの高周波分（急激な変動）を除去する。 The low pass filter 130 removes a high frequency component (abrupt fluctuation) of the secondary magnetic flux command φ2c.
フィードフォワード補償器１３２は、ローパスフィルタ１３０を通過して高周波分が除去された二次磁束指令φ２ｃから電流指令を出力する。 The feedforward compensator 132 outputs a current command from the secondary magnetic flux command φ2c that has passed through the low-pass filter 130 and from which a high-frequency component has been removed.
磁束制御器１３４は、ローパスフィルタ１３０を通過して高周波分が除去された二次磁束指令φ２ｃから磁束演算器１４０によって演算された磁束φ２を減算し、減算後の磁束指令から出力する電流指令を制御する。 The magnetic flux controller 134 subtracts the magnetic flux φ2 calculated by the magnetic flux calculator 140 from the secondary magnetic flux command φ2c that has passed through the low-pass filter 130 and from which high frequency components have been removed, and outputs a current command that is output from the subtracted magnetic flux command. Control.
ローパスフィルタ１３６は、磁束制御器１３４から出力される電流指令の高周波分を除去する。 The low pass filter 136 removes a high frequency component of the current command output from the magnetic flux controller 134.
すべり周波数演算器１３８は、ｑ軸電流演算器１１４で求めたｑ軸電流指令ＩｑＣと磁束演算器１４０で演算された磁束φ２とを入力し、モータ１５０のすべり周波数ωｓを演算する。 The slip frequency calculator 138 receives the q-axis current command IqC obtained by the q-axis current calculator 114 and the magnetic flux φ2 calculated by the magnetic flux calculator 140, and calculates the slip frequency ωs of the motor 150.
磁束演算器１４０は、座標変換器１１８が出力するｄ軸電流フィードバックＩｄＦを用いて磁束φ２を演算する。 The magnetic flux calculator 140 calculates the magnetic flux φ2 using the d-axis current feedback IdF output from the coordinate converter 118.
そして、モータ制御装置１００は、モータ１５０に電力を供給する系として、座標変換器１６０、ＰＷＭ制御器１６２、電力変換器１６４を有する。 The motor control device 100 includes a coordinate converter 160, a PWM controller 162, and a power converter 164 as a system for supplying power to the motor 150.
座標変換器１６０は、ｑ軸制御器１２２が出力するｑ軸電圧指令ＶｑＣとｄ軸制御器１４２が出力するｄ軸電圧指令ＶｄＣとから、モータ１５０のＵ、Ｖ、Ｗ相に印加すべき三相電圧指令ＶＵＣ、ＶＶＣ、ＶＷＣを出力する。 The coordinate converter 160 is applied to the U, V, and W phases of the motor 150 from the q-axis voltage command VqC output from the q-axis controller 122 and the d-axis voltage command VdC output from the d-axis controller 142. Phase voltage commands VUC, VVC, and VWC are output.
ＰＷＭ制御器１６２は、座標変換器１４０が出力する三相電圧指令ＶＵＣ、ＶＶＣ、ＶＷＣに応じて電力変換器１６４のゲート信号を出力する。 The PWM controller 162 outputs the gate signal of the power converter 164 according to the three-phase voltage commands VUC, VVC, VWC output from the coordinate converter 140.
電力変換器１６４は、ＰＷＭ制御器１６２が出力するゲート信号に応じて内部のパワー半導体をスイッチングして、所望の波形の三相電圧をモータ１５０に供給する。 The power converter 164 switches the internal power semiconductor according to the gate signal output from the PWM controller 162 and supplies a three-phase voltage having a desired waveform to the motor 150.
なお、座標変換器１１８、ｑ軸制御器１２２、ｄ軸制御器１４２、座標変換器１６０、ＰＷＭ制御器１６２及び電力変換器１６４は、モータ駆動部１５５を構成する。 The coordinate converter 118, the q-axis controller 122, the d-axis controller 142, the coordinate converter 160, the PWM controller 162, and the power converter 164 constitute a motor drive unit 155.
［モータ制御装置の動作］
図１に示すように、与えられた速度指令は速度演算器１２５から出力されるモータ速度ωｍと比較される。与えられたトルク指令は、リミッタ１１２に設定されているトルク制限値ＴＬＩＭによって±ＴＬＩＭを超えない範囲に制限される。
[Operation of motor controller]
As shown in FIG. 1, the given speed command is compared with the motor speed ωm output from the speed calculator 125. The given torque command is limited to a range that does not exceed ± TLIM by the torque limit value TLIM set in the limiter 112.
トルク制限値ＴＬＩＭはトルク制限値演算器１１６によって次のようにして求める。トルク制限値演算器１１６は、ｄ軸電流指令ＩｄＣと最大一次電流指令ＩＰＣから下記式に基づいて演算する。演算したトルク制限値ＴＬＩＭはリミッタ１１２に設定する。 The torque limit value TLIM is obtained by the torque limit value calculator 116 as follows. The torque limit value calculator 116 calculates from the d-axis current command IdC and the maximum primary current command IPC based on the following formula. The calculated torque limit value TLIM is set in the limiter 112.
ＴＬＩＭ＝Ｐｍ×Ｍ／Ｌ２×φ２×（ＩＰＣ２−ＩｄＣ２）１／２
上式において、φ２：２次磁束、Ｌ２：２次インダクタンス、
Ｍ：相互インダクタンス、Ｐｍ：極対数をそれぞれ示す。
TLIM = Pm × M / L2 × φ2 × (IPC 2 −IdC 2 ) 1/2
In the above equation, φ2: secondary magnetic flux, L2: secondary inductance,
M: mutual inductance, Pm: number of pole pairs.
リミッタ１１２を介して最大値が±ＴＬＩＭに制限された、トルク制限後のトルク指令はｑ軸電流演算器１１４に入力され、ｑ軸電流演算器１１４はトルク制限後のトルク指令に基づいてｑ軸電流指令ＩｑＣを求める。ｑ軸電流演算器１１４は、下記のような演算を行ってｑ軸電流指令ＩｑＣを求める。 The torque command after the torque limit, the maximum value of which is limited to ± TLIM via the limiter 112, is input to the q-axis current calculator 114, and the q-axis current calculator 114 receives the q-axis based on the torque command after the torque limit. A current command IqC is obtained. The q-axis current calculator 114 calculates the q-axis current command IqC by performing the following calculation.
ＩｑＣ＝Ｌ２／（Ｐｍ×Ｍ×φ２）×（トルク制限後のトルク指令）
次に、ｑ軸電流指令ＩｑＣは座標変換器１１８から出力されるｑ軸電流フィードバックＩｑＦと比較される。ｑ軸電流指令ＩｑＣからｑ軸電流フィードバックＩｑＦが減算された電流指令は、ｑ軸制御器１２２に入力され、ｑ軸制御器１２２からｑ軸電圧指令ＶｑＣが出力される。
IqC = L2 / (Pm × M × φ2) × (torque command after torque limit)
Next, the q-axis current command IqC is compared with the q-axis current feedback IqF output from the coordinate converter 118. The current command obtained by subtracting the q-axis current feedback IqF from the q-axis current command IqC is input to the q-axis controller 122, and the q-axis controller 122 outputs the q-axis voltage command VqC.
図１の二次磁束指令φ２Ｃとモータ速度ωｍの関係を示すグラフに示すように、本実施形態では、二次磁束指令φ２Ｃは、定トルク領域ではモータ１５０の回転速度とは無関係に一定値とし、定出力領域ではモータ１５０の回転速度に反比例させて低減する。すなわち、弱め界磁制御を行う。 As shown in the graph showing the relationship between the secondary magnetic flux command φ2C and the motor speed ωm in FIG. 1, in the present embodiment, the secondary magnetic flux command φ2C is a constant value regardless of the rotational speed of the motor 150 in the constant torque region. In the constant output region, the voltage is reduced in inverse proportion to the rotation speed of the motor 150. That is, field weakening control is performed.
二次磁束指令φ２Ｃはローパスフィルタ１３０によって高周波分が取り除かれる。ローパスフィルタ処理後の磁束指令はフィードフォワード補償器１３２に入力され、フィードフォワード補償器１３２からは電流指令が出力される。フィードフォワード補償器１３２は、フィルタ処理後の磁束指令を１／Ｍ倍する構成を有する。 The high frequency component of the secondary magnetic flux command φ2C is removed by the low pass filter 130. The magnetic flux command after the low-pass filter processing is input to the feedforward compensator 132, and the current command is output from the feedforward compensator 132. The feedforward compensator 132 has a configuration that multiplies the filtered magnetic flux command by 1 / M.
また、ローパスフィルタ処理後の磁束指令は、座標変換器１１８が出力するｄ軸電流フィードバックＩｄＦを用いて磁束演算器１４０が演算した磁束φ２と比較される。 Further, the magnetic flux command after the low-pass filter process is compared with the magnetic flux φ2 calculated by the magnetic flux calculator 140 using the d-axis current feedback IdF output from the coordinate converter 118.
磁束演算器１４０は比例積分制御を行う構成を有する。磁束演算器１４０は次のようにしてｄ軸電流フィードバックＩｄＦから磁束φ２を求める。 The magnetic flux calculator 140 has a configuration for performing proportional integral control. The magnetic flux calculator 140 obtains the magnetic flux φ2 from the d-axis current feedback IdF as follows.
φ２＝１／（１＋Ｌ２／Ｒ２×ｓ）×Ｍ×ＩｄＦ
ローパスフィルタ処理後の磁束指令から磁束φ２が減算された磁束指令は磁束制御器１３４に入力される。磁束制御器１３４は入力した磁束指令から電流指令を求め、求めた電流指令はローパスフィルタ１３６を介して高周波分が取り除かれる。
φ2 = 1 / (1 + L2 / R2 × s) × M × IdF
A magnetic flux command obtained by subtracting the magnetic flux φ2 from the magnetic flux command after the low-pass filter processing is input to the magnetic flux controller 134. The magnetic flux controller 134 obtains a current command from the input magnetic flux command, and a high frequency component is removed from the obtained current command via the low-pass filter 136.
フィードフォワード補償器１３２が出力する電流指令はローパスフィルタ１３６を介して出力される電流指令と加算されてｄ軸電流指令ＩｄＣが求められる。 The current command output from the feedforward compensator 132 is added to the current command output via the low-pass filter 136 to obtain the d-axis current command IdC.
次に、ｄ軸電流指令ＩｄＣは座標変換器１１８から出力されるｄ軸電流フィードバックＩｄＦと比較される。ｄ軸電流指令ＩｄＣからｄ軸電流フィードバックＩｄＦが減算された電流指令は、ｄ軸制御器１４２に入力され、ｄ軸制御器１４２からｄ軸電圧指令ＶｄＣが出力される。 Next, the d-axis current command IdC is compared with the d-axis current feedback IdF output from the coordinate converter 118. The current command obtained by subtracting the d-axis current feedback IdF from the d-axis current command IdC is input to the d-axis controller 142, and the d-axis voltage command VdC is output from the d-axis controller 142.
一方、磁束演算器１４０が演算した磁束φ２はｑ軸電流指令ＩｑＣと共にすべり周波数演算器１３８に入力される。すべり周波数演算器１３８は次のようにしてすべり周波数指令ωｓを求める。 On the other hand, the magnetic flux φ2 calculated by the magnetic flux calculator 140 is input to the slip frequency calculator 138 together with the q-axis current command IqC. The slip frequency calculator 138 obtains the slip frequency command ωs as follows.
ωｓ＝Ｍ×Ｒ２／Ｌ２×（ＩｑＣ／φ２）
上式において、Ｒ２は２次抵抗を示す。
ωs = M × R2 / L2 × (IqC / φ2)
In the above formula, R2 represents a secondary resistance.
すべり周波数演算器１３８が求めたすべり周波数指令ωｓに速度演算器１２５から出力されるモータ速度ωｍが加算され、一次周波数指令ω１が求められる。一次周波数指令ω１を積分して固定子位置指令θｍｃを求め、求めた固定子位置指令θｍｃは座標変換器１１８、１６０に出力される。 The motor speed ωm output from the speed calculator 125 is added to the slip frequency command ωs obtained by the slip frequency calculator 138 to obtain the primary frequency command ω1. The stator frequency command θmc is obtained by integrating the primary frequency command ω1, and the obtained stator position command θmc is output to the coordinate converters 118 and 160.
座標変換器１１８は、ｑ軸電流フィードバックＩｑＦとｄ軸電流フィードバックＩｄＦを、固定子位置指令θｍｃを用いてモータ電流ＩＵ、ＩＶを座標変換することによって求める。 The coordinate converter 118 calculates the q-axis current feedback IqF and the d-axis current feedback IdF by coordinate-converting the motor currents IU and IV using the stator position command θmc.
座標変換器１６０は、ｑ軸制御器１２２が出力するｑ軸電圧指令ＶｑＣとｄ軸制御器１４２が出力するｄ軸電圧指令ＶｄＣ、及び、固定子位置指令θｍｃを入力し、座標変換を行って、三相電圧指令ＶＵＣ、ＶＶＣ、ＶＷＣを求める。 The coordinate converter 160 receives the q-axis voltage command VqC output from the q-axis controller 122, the d-axis voltage command VdC output from the d-axis controller 142, and the stator position command θmc, and performs coordinate conversion. The three-phase voltage commands VUC, VVC, and VWC are obtained.
三相電圧指令ＶＵＣ、ＶＶＣ、ＶＷＣは、ＰＷＭ制御器１６２、電力変換器１６４を介してモータ１５０に供給され、モータ１５０は、三相電圧指令ＶＵＣ、ＶＶＣ、ＶＷＣに応じて駆動される。 Three-phase voltage commands VUC, VVC, and VWC are supplied to motor 150 via PWM controller 162 and power converter 164, and motor 150 is driven in accordance with three-phase voltage commands VUC, VVC, and VWC.
以上のように、本実施形態に係るモータ制御装置１００では、磁束指令をローパスフィルタ１３０に通すことで磁束指令の急激な変動を抑制する。また、磁束制御器１３４から出力される磁束をローパスフィルタ１３６に通すことでｄ軸電流の急激な変動を抑制する。 As described above, in the motor control device 100 according to the present embodiment, the rapid fluctuation of the magnetic flux command is suppressed by passing the magnetic flux command through the low-pass filter 130. Further, by passing the magnetic flux output from the magnetic flux controller 134 through the low-pass filter 136, a rapid fluctuation of the d-axis current is suppressed.
一般的に、インバータの最大一次電流の制約の中でｑ軸及びｄ軸電流指令を制限すると、ｄ軸電流の急激な変動はｑ軸電流の急激な変動をもたらし、特にｄ軸電流が急激に大きくなった場合には、ｑ軸電流が急激に小さくなり、トルクが大きく変動してしまう。本実施形態に係るモータ制御装置１００では、磁束制御器１３４の出力にもローパスフィルタ１３６を挿入することによって、ｄ軸電流指令の急激な変動を抑制する。これにより、弱め界磁制御に伴うｄ軸電流指令の変動がｑ軸電流指令に及ぼす影響を低減している。 In general, when the q-axis and d-axis current commands are limited within the constraints of the maximum primary current of the inverter, sudden fluctuations in the d-axis current cause rapid fluctuations in the q-axis current. When it increases, the q-axis current decreases rapidly, and the torque fluctuates greatly. In the motor control apparatus 100 according to the present embodiment, a rapid change in the d-axis current command is suppressed by inserting a low-pass filter 136 also in the output of the magnetic flux controller 134. Thereby, the influence which the fluctuation | variation of the d-axis current command accompanying the field weakening control has on the q-axis current command is reduced.
また、フィードフォワード補償器１３２により磁束制御器１３４による応答遅れを補償して、磁束応答が低下しないようにしている。そして、最大一次電流の制約の中で、ｄ軸電流指令に基づきトルク指令を制限し、制限されたトルク指令からｑ軸電流指令を求めることにより、インバータ容量の制約の中で、高速な磁束制御を実現している。 The feedforward compensator 132 compensates for a response delay caused by the magnetic flux controller 134 so that the magnetic flux response does not decrease. Then, by limiting the torque command based on the d-axis current command within the maximum primary current constraint, and obtaining the q-axis current command from the limited torque command, high-speed magnetic flux control within the inverter capacity constraint Is realized.
このように、ｄ軸電流指令に基づいてトルク指令を制限しているため、ｄ軸電流が変化した時も最大に出力できるトルク指令が把握できるようになる。また、トルク指令を磁束で除算してｑ軸電流指令を算出しているため、磁束に反比例してｑ軸電流指令が増加し、弱め界磁制御を行っても、トルク指令通りのトルクが出力される。 Thus, since the torque command is limited based on the d-axis current command, the torque command that can be output to the maximum even when the d-axis current changes can be grasped. Further, since the q-axis current command is calculated by dividing the torque command by the magnetic flux, the q-axis current command increases in inverse proportion to the magnetic flux, and even if the field-weakening control is performed, the torque according to the torque command is output. .
このため、速度制御系の応答も弱め界磁制御の影響を受けず、高速領域まで速度制御系の応答が低下しない。また、ｄ軸電流フィードバックから磁束を演算しているため、インバータの出力電圧が飽和した場合には、ｄ軸電流が小さくなり、磁束演算値がインバータの電圧飽和の影響を受けない。 For this reason, the response of the speed control system is not affected by the field-weakening control, and the response of the speed control system does not decrease up to the high speed region. Further, since the magnetic flux is calculated from the d-axis current feedback, when the output voltage of the inverter is saturated, the d-axis current is reduced and the magnetic flux calculation value is not affected by the voltage saturation of the inverter.
なお、二次抵抗Ｒ２は、モータの巻線温度を検出、または推定して補償を行い、巻線温度変化時に特性が悪化するのを防止している。また、トルク指令ローパスフィルタやノッチフィルタをトルク指令に挿入し、機械系の高周波共振を抑制するようにしても良い。そして、ｑ軸及びｄ軸電流制御系の内部を三相電流制御系で構成しても良い。 The secondary resistor R2 detects or estimates the winding temperature of the motor and compensates to prevent the characteristics from deteriorating when the winding temperature changes. Further, a torque command low-pass filter or a notch filter may be inserted into the torque command to suppress high-frequency resonance of the mechanical system. The inside of the q-axis and d-axis current control system may be configured by a three-phase current control system.
［実施形態２］
［モータ制御装置の構成］
図２は、実施形態２に係るモータ制御装置２００のブロック図である。図２では、図１と同一の構成要素には図１と同一の符号を付している。
[Embodiment 2]
[Configuration of motor controller]
FIG. 2 is a block diagram of a motor control device 200 according to the second embodiment. In FIG. 2, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals as those in FIG.
モータ制御装置２００は、実施形態１に係るモータ制御装置１００と比較して、ｑ軸電圧指令ＶｑＣを与える系として、速度制御器１１０を設けていることのみが異なる。 The motor control device 200 is different from the motor control device 100 according to the first embodiment only in that a speed controller 110 is provided as a system that provides the q-axis voltage command VqC.
速度制御器１１０は、与えられた速度指令を速度演算器１２５からの速度フィードバックを用いて減算し、減算後の速度指令からトルク指令を出力する。 The speed controller 110 subtracts the given speed command using the speed feedback from the speed calculator 125, and outputs a torque command from the speed command after the subtraction.
リミッタ１１２は、トルク制限値演算器１１６によって演算されたトルク制限値ＴＬＩＭを用いて、速度制御器１１０が出力するトルク指令に制限を掛ける。 The limiter 112 uses the torque limit value TLIM calculated by the torque limit value calculator 116 to limit the torque command output from the speed controller 110.
ｑ軸電流演算器１１４、トルク制限値演算器１１６、座標変換器１１８、エンコーダ１２０、ｑ軸制御器１２２、速度演算器１２５の機能は、実施形態１に係るモータ制御装置と同一である。 The functions of the q-axis current calculator 114, the torque limit value calculator 116, the coordinate converter 118, the encoder 120, the q-axis controller 122, and the speed calculator 125 are the same as those of the motor control device according to the first embodiment.
ｄ軸電圧指令ＶｄＣを与える系として、ローパスフィルタ１３０、フィードフォワード補償器１３２、磁束制御器１３４、ローパスフィルタ１３６、すべり周波数演算器１３８、磁束演算器１４０、ｄ軸制御器１４２を有することも、実施形態１に係るモータ制御装置と同一である。また、これらの構成要素の機能も実施形態１に係るモータ制御装置と同一である。 As a system for providing the d-axis voltage command VdC, the low-pass filter 130, the feedforward compensator 132, the magnetic flux controller 134, the low-pass filter 136, the slip frequency calculator 138, the magnetic flux calculator 140, and the d-axis controller 142 may be included. This is the same as the motor control device according to the first embodiment. The functions of these components are the same as those of the motor control device according to the first embodiment.
［モータ制御装置の動作］
実施形態２に係るモータ制御装置２００の動作は、実施形態１に係るモータ制御装置１００と比較して、トルク指令が速度制御器１１０から出力されることのみが異なる。
[Operation of motor controller]
The operation of the motor control device 200 according to the second embodiment differs from the motor control device 100 according to the first embodiment only in that a torque command is output from the speed controller 110.
すなわち、図２に示すように、与えられた速度指令は速度演算器１２５から出力されるモータ速度ωｍと比較される。与えられた速度指令からモータ速度ωｍが減算された速度指令は速度制御器１１０に入力され、速度制御器１１０からトルク指令が出力される。トルク指令は、リミッタ１１２に設定されているトルク制限値ＴＬＩＭによって±ＴＬＩＭを超えない範囲に制限される。 That is, as shown in FIG. 2, the given speed command is compared with the motor speed ωm output from the speed calculator 125. A speed command obtained by subtracting the motor speed ωm from the given speed command is input to the speed controller 110, and a torque command is output from the speed controller 110. The torque command is limited to a range not exceeding ± TLIM by the torque limit value TLIM set in the limiter 112.
以降の動作は実施形態１に係るモータ制御装置１００と同一である。 Subsequent operations are the same as those of the motor control apparatus 100 according to the first embodiment.
［実施形態１、２に係るモータ制御装置の主要部分の波形］
図３は、図１及び図２のブロック図における主要部分の波形図であり、モータ１５０に低慣性誘導機を用いた場合の動作波形を示す。
[Waveforms of Main Parts of Motor Control Device According to Embodiments 1 and 2]
FIG. 3 is a waveform diagram of main parts in the block diagrams of FIGS. 1 and 2 and shows operation waveforms when a low inertia induction machine is used for the motor 150.
図では、速度指令をステップ状に加速して減速する場合の各部の動作波形を示している。磁束指令は、図に示す通り、回転速度によって弱め界磁とされているが、磁束が磁束指令に追従していることがわかる。 In the figure, operation waveforms of respective parts when the speed command is accelerated in steps and decelerated are shown. As shown in the figure, the magnetic flux command is a field weakening depending on the rotational speed, but it can be seen that the magnetic flux follows the magnetic flux command.
また、図に示す通り、磁束の変化によってｄ軸電流指令が変化しているが、磁束指令に入れたローパスフィルタ１３０や磁束制御器１３４の出力側のローパスフィルタ１３６により、ｄ軸電流指令の急峻な動きは抑制されている。 Further, as shown in the figure, the d-axis current command changes due to the change of the magnetic flux, but the d-axis current command is sharpened by the low-pass filter 130 included in the magnetic flux command and the low-pass filter 136 on the output side of the magnetic flux controller 134. Movement is suppressed.
また、ｄ軸電流指令や磁束の変化に基づきトルク制限値ＴＬＩＭが変化し、トルク指令が回転速度の上昇と共に低減しており、定出力特性が実現されていることが見て取れる。 Further, it can be seen that the torque limit value TLIM is changed based on the d-axis current command and the change in magnetic flux, the torque command is reduced as the rotational speed is increased, and the constant output characteristic is realized.
また、図に示す通り、ｄ軸電流指令が変化した時のｑ軸電流指令も急峻には変化していないことがわかる。 Also, as shown in the figure, it can be seen that the q-axis current command does not change steeply when the d-axis current command changes.
また、図に示す通り、モータの相電流はｄ軸電流を大きく変化させているのにもかかわらず、過電流にはならずに最大一次電流以下に抑制されていることがわかる。 Further, as shown in the figure, it can be seen that the phase current of the motor is suppressed to the maximum primary current or less without being overcurrent, although the d-axis current is greatly changed.
このように、実施形態１及び２に係るモータ制御装置１００、２００によれば、低慣性誘導機のベクトル制御において、インバータの出力電圧飽和時も磁束演算誤差が小さく、インバータ容量の制約の中で、高速な磁束制御が実現できる。しかも、弱め界磁に伴う励磁電流の急変を抑制して急激なトルク変動を抑制し、励磁電流が変化した時も最大に出力できるトルク指令が把握できる。また、弱め界磁を行っても、トルク指令に対する実際のモータトルクの低下が少なく、高速領域まで速度制御系の応答の低下が少ない特性が得られる。 As described above, according to the motor control devices 100 and 200 according to the first and second embodiments, in the vector control of the low inertia induction machine, the magnetic flux calculation error is small even when the output voltage of the inverter is saturated, and the inverter capacity is limited. High-speed magnetic flux control can be realized. In addition, it is possible to grasp a torque command that can be output to the maximum even when the excitation current changes by suppressing a sudden change in the excitation current caused by the field weakening to suppress a sudden torque fluctuation. Further, even if field weakening is performed, the actual motor torque is less reduced with respect to the torque command, and the characteristic that the response of the speed control system is less lowered up to the high speed region can be obtained.
したがって、実施形態１及び２に係るモータ制御装置１００、２００では、弱め界磁による制御特性の劣化が防止されており、磁束応答が高速で高回転速度まで速度応答の低下が少ないため、定出力領域を設けたモータを用いての低速度重切削と高速タッピングを両立できる。 Therefore, in the motor control devices 100 and 200 according to the first and second embodiments, the deterioration of the control characteristics due to the field weakening is prevented, and since the magnetic flux response is high speed and the speed response is hardly lowered to the high rotation speed, the constant output is reduced. Both low-speed heavy cutting and high-speed tapping using a motor with a region can be achieved.
１００、２００ モータ制御装置、
１１０ 速度制御器、
１１２ リミッタ、
１１４ ｑ軸電流演算器、
１１５ トルク指令制限部、
１１６ トルク制限値演算器、
１１８ 座標変換器、
１２０ エンコーダ、
１２２ ｑ軸制御器、
１３０ ローパスフィルタ、
１３２ フィードフォワード補償器、
１３４ 磁束制御器、
１３６ ローパスフィルタ、
１３８ すべり周波数演算器、
１４０ 磁束演算器、
１４２ ｄ軸制御器、
１５０ モータ、
１５５ モータ駆動部、
１６０ 座標変換器、
１６２ ＰＷＭ制御器、
１６４ 電力変換器。
100, 200 motor control device,
110 speed controller,
112 limiter,
114 q-axis current calculator,
115 Torque command limiter,
116 Torque limit value calculator,
118 coordinate converter,
120 encoder,
122 q-axis controller,
130 Low pass filter,
132 feedforward compensator,
134 magnetic flux controller,
136 low pass filter,
138 slip frequency calculator,
140 magnetic flux calculator,
142 d-axis controller,
150 motor,
155 motor drive,
160 coordinate converter,
162 PWM controller,
164 Power converter.
Claims (12)
前記トルク指令制限部によって大きさが制限されたトルク指令を用いて第１電流指令を出力する電流演算器と、
前記モータに流れる電流から得られる磁束と前記モータの回転速度に応じた大きさで出力される二次磁束指令とを用いて磁束指令を出力する磁束制御器と、
前記電流演算器が出力する前記第１電流指令と前記磁束制御器から得る第２電流指令とを用いて、前記モータを駆動するモータ駆動部と、
を有することを特徴とするモータ制御装置。 A torque command limiter for limiting the magnitude of a given torque command to a certain range;
A current calculator for outputting a first current command using a torque command whose size is limited by the torque command limiter;
A magnetic flux controller that outputs a magnetic flux command using a magnetic flux obtained from a current flowing through the motor and a secondary magnetic flux command output in a magnitude according to the rotation speed of the motor;
A motor drive unit that drives the motor using the first current command output from the current calculator and a second current command obtained from the magnetic flux controller;
A motor control device comprising:
与えられた最大一次電流指令、前記第２電流指令及び前記モータに流れる電流から得られる磁束を用いてトルク制限値を演算するトルク制限値演算器と、
前記トルク制限値演算器によって演算されたトルク制限値を用いて、与えられたトルク指令の大きさを一定の範囲の大きさに制限するリミッタと、
を有することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。 The torque command limiter is
A torque limit value calculator for calculating a torque limit value using a magnetic flux obtained from a given maximum primary current command, the second current command and a current flowing through the motor;
A limiter that limits the magnitude of a given torque command to a certain range using the torque limit calculated by the torque limit calculator.
The motor control device according to claim 1, comprising:
前記モータ駆動部は、前記周波数演算器で演算されたすべり周波数と、前記エンコーダから得られるモータの回転速度とをさらに用いて、前記モータを駆動することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のモータ制御装置。 A slip frequency calculator for calculating a slip frequency of the motor using a magnetic flux obtained from a current flowing through the motor and the first current command;
The said motor drive part drives the said motor further using the slip frequency calculated by the said frequency calculator, and the rotational speed of the motor obtained from the said encoder, The any one of Claim 1 to 4 characterized by the above-mentioned. A motor control device according to claim 1.
前記トルク指令制限部によって大きさが制限されたトルク指令を用いて第１電流指令を出力する電流演算器と、
前記モータに流れる電流から得られる磁束と前記モータの回転速度に応じた大きさで出力される二次磁束指令とを用いて磁束指令を出力する磁束制御器と、
前記電流演算器が出力する前記第１電流指令と前記磁束制御器から得る第２電流指令とを用いて、前記モータを駆動するモータ駆動部と、
を有することを特徴とするモータ制御装置。 A torque command limiter that limits the magnitude of the torque command obtained from the rotation speed of the motor to a certain range;
A current calculator for outputting a first current command using a torque command whose size is limited by the torque command limiter;
A magnetic flux controller that outputs a magnetic flux command using a magnetic flux obtained from a current flowing through the motor and a secondary magnetic flux command output in a magnitude according to the rotation speed of the motor;
A motor drive unit that drives the motor using the first current command output from the current calculator and a second current command obtained from the magnetic flux controller;
A motor control device comprising:
与えられた最大一次電流指令、前記第２電流指令及び前記モータに流れる電流から得られる磁束を用いてトルク制限値を演算するトルク制限値演算器と、
前記トルク制限値演算器によって演算されたトルク制限値を用いて前記速度制御器が出力するトルク指令の大きさを一定の範囲の大きさに制限するリミッタと、
を有することを特徴とする請求項９に記載のモータ制御装置。 The torque command limiter is
A torque limit value calculator for calculating a torque limit value using a magnetic flux obtained from a given maximum primary current command, the second current command and a current flowing through the motor;
A limiter that limits the magnitude of the torque command output by the speed controller using the torque limit value calculated by the torque limit value calculator to a certain range;
The motor control device according to claim 9, comprising:
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