JP2013219988A - Control device of rotating machine - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、インバータに電気的に接続された多相回転機と、該回転機に流れる相電流を検出する電流検出手段とを備える回転機の制御システムに適用される回転機の制御装置に関する。 The present invention relates to a control device for a rotating machine that is applied to a control system for a rotating machine that includes a multiphase rotating machine that is electrically connected to an inverter and a current detection unit that detects a phase current flowing through the rotating machine.
従来、インバータに電気的に接続された多相回転機と、回転機に流れる相電流を検出する電流検出器とを備える回転機の制御システムにおいて、電流検出器の検出値に基づき回転機を制御する技術が知られている。電流検出器には、カレントトランスや高精度抵抗器といった電流から電圧への変換デバイス、電圧を増幅するオペアンプ、ＡＤ変換器といったアナログ回路が含まれている。アナログ回路においては、その温度特性や過度特性によって実際の電流値と電流検出器の検出値との乖離が大きくなる誤差（以下、ゲイン誤差）が生じる現象も知られている。ゲイン誤差が含まれた電流検出値に基づき回転機を制御すると、上記ゲイン誤差に起因した回転機のトルク変動が生じるおそれがある。 Conventionally, in a control system for a rotating machine comprising a multi-phase rotating machine electrically connected to an inverter and a current detector for detecting a phase current flowing through the rotating machine, the rotating machine is controlled based on a detection value of the current detector. The technology to do is known. Current detectors include current-to-voltage conversion devices such as current transformers and high-precision resistors, operational amplifiers that amplify voltages, and analog circuits such as AD converters. In an analog circuit, a phenomenon is also known in which an error (hereinafter referred to as a gain error) in which a deviation between an actual current value and a detected value of a current detector becomes large due to temperature characteristics and transient characteristics. If the rotating machine is controlled based on the detected current value including the gain error, there is a possibility that the torque fluctuation of the rotating machine due to the gain error occurs.
こうした問題に対処すべく、下記特許文献１に見られるように、ゲイン誤差を含む電流検出値を補正する技術も提案されている。この技術について説明すると、まず、３相回転機のＵ，Ｖ，Ｗ相のうち、例えば、Ｖ相の電流が０となるタイミングと、Ｗ相の電流が０となるタイミングとのそれぞれにおけるＵ，Ｖ，Ｗ相の電流を検出し、これらタイミングにおける電流検出値に基づき上記検出値の補正係数を算出する。そして、算出された補正係数によって電流検出値を補正する。こうして補正された電流検出値に基づき回転機を制御することで、トルク変動の抑制を図ることができる。 In order to cope with such a problem, a technique for correcting a current detection value including a gain error has been proposed as seen in Patent Document 1 below. This technology will be described. First, among the U, V, and W phases of the three-phase rotating machine, for example, U and V at the timing when the V-phase current becomes 0 and the timing when the W-phase current becomes 0, respectively. V-phase and W-phase currents are detected, and a correction coefficient for the detection value is calculated based on the current detection values at these timings. Then, the current detection value is corrected by the calculated correction coefficient. By controlling the rotating machine based on the corrected current detection value in this way, it is possible to suppress torque fluctuation.
ここで、上記特許文献１に記載された技術によれば、トルク変動を抑制可能な補正係数を算出することはできるものの、回転機の運転状態を上記補正係数を算出するのに適した運転状態とすることが要求される。すなわち、電流検出値の補正可能な機会が制約される。 Here, according to the technique described in Patent Document 1, although it is possible to calculate a correction coefficient capable of suppressing torque fluctuation, an operation state suitable for calculating the correction coefficient based on the operation state of the rotating machine. Is required. That is, the opportunity for correcting the current detection value is limited.
本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電流検出値を補正可能な機会が制約されることを回避できる回転機の制御装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to provide a control device for a rotating machine that can avoid the restriction of the opportunity to correct the current detection value.
上記課題を解決すべく、請求項１記載の発明は、インバータ（ＩＮＶ）に電気的に接続された多相回転機（１０）と、該回転機に流れる相電流を検出する電流検出手段（１８ｕ，１８ｖ，１８ｗ）とを備える回転機の制御システムに適用され、前記電流検出手段の検出値を補正する補正手段（２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ，５４ｕ，５４ｖ，５４ｗ，５６ｕ，５６ｖ，５６ｗ）と、前記補正手段によって補正された前記電流検出手段の検出値に基づき、前記回転機の各相に印加する指令電圧（Ｖ￥＊；￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を算出する指令電圧算出手段と、前記補正手段によって補正された前記電流検出手段の検出値に基づき、前記インバータを操作する操作手段（３６）とを備え、前記電流検出手段の検出値及び前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧のうち少なくとも一方を補正用パラメータと定義し、前記補正手段は、前記補正用パラメータの振幅相当量（Δｉθ￥，ΔＶθ￥）又は該補正用パラメータの振幅（ａｍｐ）について、前記回転機の相同士の値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値を補正することを特徴とする。 In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to claim 1 includes a multi-phase rotating machine (10) electrically connected to the inverter (INV), and current detecting means (18u) for detecting a phase current flowing through the rotating machine. , 18v, 18w), and a correction means (26u, 26v, 26w, 54u, 54v, 54w, 56u, 56v, 56w) for correcting the detection value of the current detection means, Command voltage calculation means for calculating a command voltage (V ¥ *; ¥ = u, v, w) to be applied to each phase of the rotating machine based on the detection value of the current detection means corrected by the correction means; And an operation means (36) for operating the inverter based on the detection value of the current detection means corrected by the correction means, and calculated by the detection value of the current detection means and the command voltage calculation means. At least one of the received command voltages is defined as a correction parameter, and the correction means determines the correction parameter amplitude equivalent amount (Δiθ ¥, ΔVθ ¥) or the correction parameter amplitude (amp). The detection value of the current detection means is corrected based on a comparison of values between phases of the rotating machine.
電流検出手段の検出値にゲイン誤差が含まれると、上記検出値の振幅が実際の相電流の振幅からずれる。このため、ゲイン誤差が含まれた上記検出値に基づき算出される指令電圧の振幅も、ゲイン誤差が含まれない場合の指令電圧の振幅からずれることとなる。そして、上記検出値や指令電圧の振幅のずれは、ゲイン誤差が大きくなるほど大きくなる傾向にある。こうした点に着目すると、電流検出手段の検出値及び指令電圧のうち少なくとも一方である補正用パラメータの振幅又は振幅相当量は、ゲイン誤差を定量化するためのパラメータとなる。 If a gain error is included in the detection value of the current detection means, the amplitude of the detection value deviates from the actual phase current amplitude. For this reason, the amplitude of the command voltage calculated based on the detected value including the gain error also deviates from the amplitude of the command voltage when the gain error is not included. And the deviation of the amplitude of the detected value or command voltage tends to increase as the gain error increases. Paying attention to this point, the amplitude or the amplitude equivalent amount of the correction parameter that is at least one of the detection value of the current detection means and the command voltage is a parameter for quantifying the gain error.
ここで、上記発明では、上記補正手段によって電流検出手段の検出値を補正することができる。さらに、上記補正手段によって行われる上記振幅相当量又は振幅についての相同士の比較は、例えば、回転機の通常の制御時に行うことができる。このため、上記発明では、上記検出値を補正可能な機会が制約されることを回避できる。 Here, in the above invention, the detection value of the current detection means can be corrected by the correction means. Furthermore, the comparison between the amplitude equivalent amounts or the amplitudes performed by the correcting means can be performed, for example, during normal control of the rotating machine. For this reason, in the said invention, it can avoid that the opportunity which can correct | amend the said detected value is restrict | limited.
（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機として回転機が備えられる車両に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。
(First embodiment)
DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Hereinafter, a first embodiment in which a control device according to the present invention is applied to a vehicle equipped with a rotating machine as an in-vehicle main machine will be described with reference to the drawings.
図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。 FIG. 1 shows the overall configuration of a motor generator control system according to this embodiment.
車載主機としてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータであり、より詳しくは、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。 The motor generator 10 as the in-vehicle main machine is a three-phase permanent magnet synchronous motor, more specifically, an embedded magnet synchronous motor (IPMSM).
モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介して高電圧バッテリ１２及びコンデンサ１４に接続されている。高電圧バッテリ１２は、端子電圧が例えば百Ｖ以上となる直流電源である。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点は、モータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。なお、本実施形態では、これらスイッチング素子Ｓ￥＃（＃＝ｐ，ｎ）として、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）を用いている。また、これらスイッチング素子Ｓ￥＃にはそれぞれ、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。さらに、モータジェネレータ１０が備えるＵ，Ｖ，Ｗ相コイルは、それぞれの一端同士が中性点で接続されることによりY結線されている。 The motor generator 10 is connected to the high voltage battery 12 and the capacitor 14 via the inverter INV. The high voltage battery 12 is a direct current power source whose terminal voltage is, for example, 100 V or more. The inverter INV includes three sets of series connection bodies of switching elements S ¥ p, S ¥ n (¥ = u, v, w). The connection points of these series connection bodies are the U, V of the motor generator 10. , W phase. In the present embodiment, insulated gate bipolar transistors (IGBT) are used as the switching elements S ¥ # (# = p, n). Further, a diode D ¥ # is connected in antiparallel to each of the switching elements S ¥ #. Furthermore, the U, V, and W phase coils included in the motor generator 10 are Y-connected by connecting one end of each of the coils at a neutral point.
本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まず、モータジェネレータ１０の回転角（電気角θ）を検出する回転角度センサ１６（例えばレゾルバ）を備えている。また、モータジェネレータ１０のＶ相，Ｗ相のそれぞれを流れるＶ相電流，Ｗ相電流を検出する電流センサ１８ｖ，１８ｗを備えている。ここで、電流センサ１８ｖ，１８ｗとしては、例えば、カレントトランスや抵抗器を備えるものを採用することができる。さらに、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ２０を備えている。 In the present embodiment, the following is provided as detection means for detecting the state of the motor generator 10 and the inverter INV. First, a rotation angle sensor 16 (for example, a resolver) that detects the rotation angle (electrical angle θ) of the motor generator 10 is provided. Further, current sensors 18v and 18w for detecting the V-phase current and the W-phase current flowing in the V-phase and W-phase of the motor generator 10 are provided. Here, as the current sensors 18v and 18w, for example, a sensor provided with a current transformer or a resistor can be adopted. Further, a voltage sensor 20 that detects an input voltage (power supply voltage VDC) of the inverter INV is provided.
上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２２に取り込まれる。制御装置２２では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶが備えるスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する操作信号ｇ￥＃を生成して出力する。 The detection values of the various sensors are taken into the control device 22 constituting the low voltage system via an interface (not shown). Based on the detection values of these various sensors, the control device 22 generates and outputs an operation signal g ¥ # for operating the switching element S ¥ # included in the inverter INV.
上記制御装置２２は、モータジェネレータ１０の出力トルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流とモータジェネレータ１０に流れる電流とが一致するように、インバータＩＮＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０の出力トルクが最終的な制御量となるものであるが、出力トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０に流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０に流れる電流を指令電流に制御すべく電流ベクトル制御を行う。以下、制御装置２２が行う処理のうち電流ベクトル制御に関する処理について説明する。 The control device 22 operates the inverter INV so as to control the output torque of the motor generator 10 to the required torque Tr. Specifically, the inverter INV is operated so that the command current for realizing the required torque Tr matches the current flowing in the motor generator 10. That is, in the present embodiment, the output torque of the motor generator 10 becomes the final control amount. In order to control the output torque, the current flowing through the motor generator 10 is used as a direct control amount, which is used as the command current. To control. In particular, in this embodiment, current vector control is performed to control the current flowing through the motor generator 10 to a command current. Hereinafter, the process regarding current vector control among the processes which the control apparatus 22 performs is demonstrated.
Ｕ相電流算出部２４は、キルヒホッフの法則に基づき、電流センサ１８ｖ，１８ｗによって検出されたＶ相電流，Ｗ相電流（以下、Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗ）からＵ相電流を算出する。以下、こうして算出されたＵ相電流ｉｕを、Ｕ相電流算出値ｉｕと称すこととする。 Based on Kirchhoff's law, the U-phase current calculation unit 24 calculates the U-phase from the V-phase current and the W-phase current detected by the current sensors 18v and 18w (hereinafter, the V-phase current detection value iv and the W-phase current detection value iw). Calculate the current. Hereinafter, the U-phase current iu thus calculated is referred to as a U-phase current calculated value iu.
誤差補正部２６ｕ，２６ｖ，２６ｗは、Ｕ相の誤差補正係数Ｋｔｕ，Ｖ相の誤差補正係数Ｋｔｖ，Ｗ相の誤差補正係数Ｋｔｗを、Ｕ相電流算出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗに乗算することで、Ｕ相電流算出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗを補正する。なお、電流検出値等の補正については、後に詳述する。 The error correction units 26u, 26v, and 26w convert the U-phase error correction coefficient Ktu, the V-phase error correction coefficient Ktv, and the W-phase error correction coefficient Ktw into the U-phase current calculation value iu and the V-phase current detection values iv and W, respectively. The U-phase current calculation value iu, the V-phase current detection value iv, and the W-phase current detection value iw are corrected by multiplying the phase current detection value iw. The correction of the detected current value will be described in detail later.
２相変換部２８は、回転角度センサ１６による電気角θの検出値に基づき、補正されたＵ相電流算出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗを回転座標系の電流であるｄ軸電流ｉｄｒと、ｑ軸電流ｉｑｒとに変換する。 The two-phase conversion unit 28 uses the corrected U-phase current calculation value iu, V-phase current detection value iv, and W-phase current detection value iw based on the detected value of the electrical angle θ by the rotation angle sensor 16 as the current in the rotating coordinate system. To a d-axis current idr and a q-axis current iqr.
指令電流算出部３０は、要求トルクＴｒに基づき、回転座標系の電流の指令値であるｄ軸指令電流ｉｄ＊と、ｑ軸指令電流ｉｑ＊とを算出する。 The command current calculation unit 30 calculates a d-axis command current id * and a q-axis command current iq *, which are current command values of the rotating coordinate system, based on the required torque Tr.
指令電圧算出部３２は、ｄ軸電流ｉｄｒ，ｑ軸電流ｉｑｒをｄ軸指令電流ｉｄ＊，ｑ軸指令電流ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量としてｄ，ｑ軸上の指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を算出する。具体的には、ｄ軸電流ｉｄｒ及びｄ軸指令電流ｉｄ＊の偏差Δｉｄに基づく比例積分制御によってｄ軸上の指令電圧Ｖｄ＊を算出してかつ、ｑ軸電流ｉｑｒ及びｑ軸指令電流ｉｑ＊の偏差Δｉｑに基づく比例積分制御によってｑ軸上の指令電圧Ｖｑ＊を算出する。 The command voltage calculation unit 32 uses the d and q command voltages Vd *, d as the operation amount for feedback control of the d axis current idr and the q axis current iqr to the d axis command current id * and the q axis command current iq *. Vq * is calculated. Specifically, the command voltage Vd * on the d axis is calculated by proportional integral control based on the deviation Δid between the d axis current idr and the d axis command current id *, and the q axis current iqr and q axis command current iq * are calculated. The command voltage Vq * on the q axis is calculated by proportional-integral control based on the deviation Δiq.
３相変換部３４は、電気角θに基づき、ｄ，ｑ軸上の指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をモータジェネレータ１０の固定座標系における３相の指令電圧Ｖ￥＊（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）に変換する。これら指令電圧Ｖ￥＊は、ｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量となる。 The three-phase conversion unit 34 converts the command voltages Vd * and Vq * on the d and q axes into the three-phase command voltages V ¥ * (¥ = u, v, and v) in the fixed coordinate system of the motor generator 10 based on the electrical angle θ. w). These command voltages V ¥ * are operation amounts for performing feedback control of the d and q axis currents idr and iqr to the command currents id * and iq *.
操作部３６は、インバータＩＮＶの３相の出力電圧を指令電圧Ｖ￥＊を模擬した電圧とするための上記操作信号ｇ￥＃を生成する。本実施形態では、電圧センサ２０によって検出されるインバータＩＮＶの入力電圧ＶＤＣにて指令電圧Ｖ￥＊を規格化したものと、三角波形状のキャリアとの大小比較に基づく正弦波ＰＷＭ制御により操作信号ｇ￥＃を生成する。操作部３６は、生成された操作信号ｇ￥＃を図示しないインターフェースを介してインバータＩＮＶに出力する。これにより、モータジェネレータ１０のＵ，Ｖ、Ｗ相のそれぞれには、モータジェネレータ１０の電気角で互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の電圧が印加され、電気角で互いに位相が１２０度ずれた正弦波状の相電流が流れることとなる。 The operation unit 36 generates the operation signal g ¥ # for setting the three-phase output voltage of the inverter INV to a voltage simulating the command voltage V ¥ *. In the present embodiment, the operation signal g is controlled by sinusoidal PWM control based on a comparison of the magnitude of the command voltage V ¥ * with the input voltage VDC of the inverter INV detected by the voltage sensor 20 and a triangular wave carrier. Generate \ #. The operation unit 36 outputs the generated operation signal g ¥ # to the inverter INV via an interface (not shown). As a result, sinusoidal voltages that are 120 degrees out of phase with each other at the electrical angle of the motor generator 10 are applied to the U, V, and W phases of the motor generator 10, and the phases are 120 degrees out of phase with each other at the electrical angle. A sinusoidal phase current flows.
次に、本実施形態にかかる誤差補正処理について説明する。 Next, error correction processing according to the present embodiment will be described.
この処理は、Ｖ相電流検出値ｉｖやＷ相電流検出値ｉｗに含まれるゲイン誤差に起因したモータジェネレータ１０のトルク変動を抑制するための処理である。ここで、ゲイン誤差とは、図２に示すように、モータジェネレータ１０を流れる相電流（Ｖ相電流、Ｗ相電流）について、実際の値が大きくなるほど、実際の値とＶ相電流検出値ｉｖ、Ｗ相電流検出値ｉｗとの乖離が大きくなる誤差のことをいう。すなわち、モータジェネレータ１０に正弦波状の相電流が流れる状況におけるゲイン誤差は、０Ａを中心とした交流成分の誤差となる。そして、上記ゲイン誤差が電流検出値に含まれると、指令電圧Ｖ￥＊には０Ｖを中心とした交流成分の誤差が含まれることとなる。以下、ゲイン誤差の生じるメカニズム、ゲイン誤差に起因したモータジェネレータ１０のトルク変動が生じるメカニズム、及び上記誤差補正処理の順に詳しく説明する。 This process is a process for suppressing torque fluctuations of motor generator 10 caused by a gain error included in V phase current detection value iv and W phase current detection value iw. Here, as shown in FIG. 2, the gain error means the actual value and the V-phase current detection value iv as the actual value of the phase current (V-phase current, W-phase current) flowing through the motor generator 10 increases. , An error that increases the deviation from the detected W-phase current value iw. That is, the gain error in a situation where a sine wave phase current flows through the motor generator 10 is an AC component error centered on 0A. When the gain error is included in the current detection value, the command voltage V ¥ * includes an AC component error centered on 0V. Hereinafter, the mechanism in which the gain error occurs, the mechanism in which the torque fluctuation of the motor generator 10 due to the gain error occurs, and the error correction process will be described in detail in this order.
まず、ゲイン誤差の生じるメカニズムについて説明する。 First, a mechanism that causes a gain error will be described.
モータジェネレータ１０に流れる相電流の検出は通常、電流センサ１８ｖ，１８ｗによる電流から電圧への変換と、図示しないオペアンプ等による電圧の増幅と、増幅された電圧の図示しないＡ／Ｄコンバータによる離散化及び量子化とを介して行われる。上記電圧への変換や電圧の増幅等により、ゲイン誤差が生じる。 The detection of the phase current flowing through the motor generator 10 is usually performed by converting current to voltage by the current sensors 18v and 18w, amplifying the voltage by an operational amplifier (not shown), and discretizing the amplified voltage by an A / D converter (not shown). And quantization. A gain error occurs due to the conversion to the voltage or the amplification of the voltage.
続いて、ゲイン誤差に起因したモータジェネレータ１０のトルク変動が生じるメカニズムについて説明する。 Next, a mechanism that causes torque fluctuation of the motor generator 10 due to the gain error will be described.
２相変換部２８において、ゲイン誤差が含まれたＶ相電流検出値ｉｖやＷ相電流検出値ｉｗをｄ軸電流ｉｄｒ及びｑ軸電流ｉｑｒに変換すると、ｄ軸電流ｉｄｒ及びｑ軸電流ｉｑｒにモータジェネレータ１０の電気角速度の２倍の角速度を有する変動成分（以下、電流２次変動）が含まれることとなる。そして、電流２次変動が含まれるｄ軸電流ｉｄｒ及びｑ軸電流ｉｑｒに基づく指令電圧Ｖ￥＊によってスイッチング素子Ｓ￥＃をオンオフ操作すると、モータジェネレータ１０の出力トルクにモータジェネレータ１０の電気角速度の２倍の角速度を有する変動成分（以下、トルク２次変動）が含まれることとなる。すなわち、ゲイン誤差に起因したトルク変動が生じる。 When the V-phase current detection value iv and the W-phase current detection value iw including the gain error are converted into the d-axis current idr and the q-axis current iqr in the two-phase conversion unit 28, the two-phase conversion unit 28 converts them into the d-axis current idr and q-axis current iqr. A fluctuation component (hereinafter referred to as current secondary fluctuation) having an angular velocity twice as high as the electric angular velocity of the motor generator 10 is included. When the switching element S ¥ # is turned on / off by the command voltage V ¥ * based on the d-axis current idr and the q-axis current iqr including the secondary current fluctuation, the output torque of the motor generator 10 includes the electric angular velocity of the motor generator 10. A fluctuation component having a double angular velocity (hereinafter referred to as torque secondary fluctuation) is included. That is, torque fluctuation due to gain error occurs.
特に、本実施形態では、Ｕ相電流算出値ｉｕをＶ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗに基づき算出していることから、これら検出値のうち少なくとも１つにゲイン誤差が含まれると、Ｕ相電流算出値ｉｕが実際のＵ相電流からずれることがある。この場合、ゲイン誤差に起因したモータジェネレータ１０のトルク変動が顕著となるおそれがある。 In particular, in this embodiment, since the U-phase current calculation value iu is calculated based on the V-phase current detection value iv and the W-phase current detection value iw, at least one of these detection values includes a gain error. The U-phase current calculation value iu may deviate from the actual U-phase current. In this case, the torque fluctuation of the motor generator 10 due to the gain error may become significant.
こうした問題に対処すべく、上記誤差補正処理を行う。本実施形態では、誤差補正処理を行うべく、制御装置２２に電流処理部３８、電圧処理部４０及び補正係数算出部４２を備えている。以下、図３〜図７を用いて、この処理について説明する。なお、電流処理部３８及び電圧処理部４０には、記憶手段としてのメモリが備えられている。 In order to deal with such a problem, the error correction process is performed. In the present embodiment, the control device 22 includes a current processing unit 38, a voltage processing unit 40, and a correction coefficient calculation unit 42 in order to perform error correction processing. Hereinafter, this process will be described with reference to FIGS. The current processing unit 38 and the voltage processing unit 40 are provided with a memory as storage means.
図３は、誤差補正処理のうち電流処理部３８によって実行される処理の手順を示す図である。この処理は、所定の制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。 FIG. 3 is a diagram illustrating a procedure of processing executed by the current processing unit 38 in the error correction processing. This process is repeatedly executed at a predetermined control cycle Tc.
この一連の処理では、まずステップＳ１０において、Ｕ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗを取得し、これらそれぞれの絶対値であるＵ，Ｖ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉ￥｜（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を算出する。なお、絶対値の具体的な算出手法としては、例えば、取得されるデータを格納した符号付き変数に対し、最上位の符号ｂｉｔを「１」から「０」に変更することで絶対値を算出する手法を採用すればよい。 In this series of processing, first, in step S10, the U-phase current calculation value iu and the V and W-phase current detection values iv and iw are acquired, and the U, V, and W-phase absolute current values | i ¥ | (¥ = u, v, w) is calculated. As a specific method for calculating the absolute value, for example, the absolute value is calculated by changing the highest-order code bit from “1” to “0” for the signed variable storing the acquired data. It is sufficient to adopt a technique to do this.
続くステップＳ１２では、Ｕ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗのそれぞれの積分値Δｉ￥を算出する。これは、制御周期Ｔｃと今回の上記電流絶対値｜ｉ￥｜との乗算値を前回の積分値Δｉ￥に加算することで行われる。 In the subsequent step S12, the U-phase current calculation value iu and the integrated values Δi ¥ of the V and W phase current detection values iv and iw are calculated. This is performed by adding the multiplication value of the control cycle Tc and the current absolute value | i ¥ | to the previous integration value Δi ¥.
続くステップＳ１４では、積分値Δｉ￥の積分区間が１電気角周期となったか否かを判断する。そして、１電気角周期となったと判断された場合、ステップＳ１６に進み、上記積分値Δｉ￥を１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥として保持する。 In the subsequent step S14, it is determined whether or not the integration interval of the integration value Δi ¥ is one electrical angle cycle. If it is determined that one electrical angle cycle has been reached, the process proceeds to step S16, where the integrated value Δi ¥ is held as an integrated value Δiθ ¥ over one electrical angle cycle.
なお、上記ステップＳ１４において否定判断された場合や、ステップＳ１６の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。 If a negative determination is made in step S14, or if the process of step S16 is completed, this series of processes is temporarily terminated.
次に、図４を用いて、誤差補正処理のうち電圧処理部４０によって実行される処理の手順を説明する。この処理は、所定の制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。 Next, a procedure of processing executed by the voltage processing unit 40 in the error correction processing will be described with reference to FIG. This process is repeatedly executed at a predetermined control cycle Tc.
この一連の処理では、まずステップＳ１８において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を取得し、これらそれぞれの絶対値であるＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖ￥｜を算出する。 In this series of processing, first, in step S18, U, V, and W phase command voltages V ¥ (¥ = u, v, w) are acquired, and U, V, and W phase voltages that are their respective absolute values. The absolute value | V ¥ | is calculated.
続くステップＳ２０では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖ￥｜のそれぞれの積分値ΔＶ￥を算出する。これは、先の図３のステップＳ１２の処理と同様に、制御周期Ｔｃと今回の上記電圧絶対値｜Ｖ￥｜との乗算値を前回の積分値ΔＶ￥に加算することで行われる。 In the subsequent step S20, the respective integral values ΔV ¥ of the U, V, W phase voltage absolute values | V ¥ | are calculated. This is performed by adding a multiplication value of the control period Tc and the current voltage absolute value | V ¥ | to the previous integration value ΔV ¥, similarly to the processing in step S12 of FIG.
続くステップＳ２２では、積分値ΔＶ￥の積分区間が１電気角周期となったか否かを判断する。そして、１電気角周期となったと判断された場合、ステップＳ２４に進み、上記積分値ΔＶ￥を１電気角周期に渡る積分値ΔＶθ￥として保持する。 In the subsequent step S22, it is determined whether or not the integration interval of the integration value ΔV ¥ is one electrical angle cycle. If it is determined that one electrical angle cycle has been reached, the process proceeds to step S24, and the integration value ΔV ¥ is held as an integration value ΔVθ ¥ over one electrical angle cycle.
なお、上記ステップＳ２２において否定判断された場合や、ステップＳ２４の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。 If a negative determination is made in step S22, or if the process in step S24 is completed, this series of processes is temporarily terminated.
続いて、図５を用いて、誤差補正処理のうち補正係数算出部４２によって実行される処理の手順を説明する。この処理は、所定の制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。 Subsequently, a procedure of processing executed by the correction coefficient calculation unit 42 in the error correction processing will be described with reference to FIG. This process is repeatedly executed at a predetermined control cycle Tc.
この一連の処理では、まずステップＳ２６において、モータジェネレータ１０の電気角速度ωが０よりも高い第１の角速度ωＡ以上であってかつ、第１の角速度ωＡよりも高い第２の角速度ωＢ以下であるか否かを判断する。ここで、上記電気角速度ωは、先の図１に示すように、制御装置２２が備える速度算出部４４において、回転角度センサ１６によって検出された電気角θの微分演算値として算出されたものを用いている。 In this series of processes, first, in step S26, the electric angular velocity ω of the motor generator 10 is equal to or higher than the first angular velocity ωA higher than 0 and equal to or lower than the second angular velocity ωB higher than the first angular velocity ωA. Determine whether or not. Here, the electrical angular velocity ω is calculated as a differential operation value of the electrical angle θ detected by the rotation angle sensor 16 in the speed calculation unit 44 provided in the control device 22 as shown in FIG. Used.
なお、本実施形態では、第１の角速度ωＡ及び第２の角速度ωＢを、制御装置２２の応答性に基づき定められる固定値としている。具体的には、第１の角速度ωＡが、指令電圧算出部３２においてｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒに含まれる電流２次変動を打ち消すためのフィードバック制御の応答性を十分に確保可能であると想定される値に設定されており、第２の角速度ωＢが、指令電圧算出部３２においてｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒに含まれる電流２次変動を打ち消すためのフィードバック制御の応答性を十分に確保できなくなると想定される値に設定されている。 In the present embodiment, the first angular velocity ωA and the second angular velocity ωB are fixed values determined based on the responsiveness of the control device 22. Specifically, the first angular velocity ωA can sufficiently secure the responsiveness of the feedback control for canceling the secondary current fluctuation included in the d and q axis currents idr and iqr in the command voltage calculation unit 32. It is set to an assumed value, and the second angular velocity ωB has sufficient feedback control response for canceling the secondary current fluctuation included in the d and q axis currents idr and iqr in the command voltage calculation unit 32. The value is assumed to be unable to be secured.
ステップＳ２６において否定判断された場合には、ステップＳ２８に進み、電気角速度ωが第２の角速度ωＢよりも高いか否かを判断する。この処理は、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく誤差補正処理を行うか否かを判断するための処理である。 If a negative determination is made in step S26, the process proceeds to step S28 to determine whether or not the electrical angular velocity ω is higher than the second angular velocity ωB. This process is a process for determining whether or not to perform an error correction process based on the integral value Δiθ ¥ of the current absolute value | i ¥ |.
ステップＳ２８において肯定判断された場合には、続くステップＳ３０〜Ｓ３８において電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく誤差補正処理を行う。以下、図６を用いて、誤差補正処理に上記積分値Δｉ￥を用いる理由について説明する。 If an affirmative determination is made in step S28, error correction processing based on the integral value Δiθ ¥ of the current absolute value | i ¥ | is performed in subsequent steps S30 to S38. Hereinafter, the reason why the integral value Δi ¥ is used for the error correction process will be described with reference to FIG.
図６（ａ−１）は、Ｕ相電流算出値ｉｕ、Ｖ相電流検出値ｉｖ、Ｗ相電流検出値ｉｗ、実際のＶ相電流ｉｒｖ及び実際のＷ相電流ｉｒｗのそれぞれの１電気角周期に渡る推移を示し、図６（ａ−２）は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉ￥｜、実際のＶ相電流ｉｒｖの絶対値及び実際のＷ相電流ｉｒｗの絶対値のそれぞれの電気角θを変数とした積分値の推移を示す。なお、図６（ａ−１）に示す例では、実際のＶ相電流ｉｒｖの絶対値よりもＶ相電流検出値ｉｖの絶対値が大きくなるゲイン誤差がＶ相電流検出値ｉｖに含まれており、実際のＷ相電流ｉｒｗの絶対値よりもＷ相電流検出値ｉｗの絶対値が小さくなるゲイン誤差がＷ相電流検出値ｉｗに含まれている。このため、実際のＵ相電流ｉｒｕとＵ相電流算出値ｉｕとは一致している。 FIG. 6A-1 shows one electrical angle period of each of the U-phase current calculation value iu, the V-phase current detection value iv, the W-phase current detection value iw, the actual V-phase current irv, and the actual W-phase current irw. 6 (a-2) shows the absolute values of the U, V, and W phase currents | i ¥ |, the absolute value of the actual V phase current irv, and the absolute value of the actual W phase current irw. The transition of the integrated value with each electrical angle θ as a variable is shown. In the example shown in FIG. 6A-1, a gain error in which the absolute value of the V-phase current detection value iv is larger than the actual absolute value of the V-phase current irv is included in the V-phase current detection value iv. Thus, a gain error in which the absolute value of the W-phase current detection value iw is smaller than the actual absolute value of the W-phase current irw is included in the W-phase current detection value iw. For this reason, the actual U-phase current iru and the calculated U-phase current value iu coincide.
図６（ａ−１）に示すように、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗにゲイン誤差が含まれる場合、図６（ａ−２）に示すように、電気角θを変数としたＶ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉｖ｜，｜ｉｗ｜の１電気角周期に渡る積分値Δｉθｖ，Δｉθｗは、Ｕ相の電流絶対値｜ｉｕ｜（実際のＵ相電流ｉｒｕの絶対値）の１電気角周期に渡る積分値Δｉθｕからずれることとなる。詳しくは、Ｕ相の電流絶対値｜ｉｕ｜の積分値Δｉθｕと比較して、Ｖ相の電流絶対値｜ｉｖ｜の積分値Δｉθｖが大きくなっており、また、Ｗ相の電流絶対値｜ｉｗ｜の積分値Δｉθｗが小さくなっている。こうした結果から、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉ￥｜の１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥は、ゲイン誤差を定量化するためのパラメータとなる。このため、上記積分値Δｉθ￥を誤差補正処理に用いている。 As shown in FIG. 6 (a-1), when a gain error is included in the V-phase current detection value iv and the W-phase current detection value iw, the electrical angle θ is changed as shown in FIG. 6 (a-2). The integrated values Δiθv and Δiθw over one electrical angle period of the current absolute values | iv | and | iw | of the V and W phases are the absolute values of the U phase currents | iu | (the absolute values of the actual U phase currents iru) ) Deviates from the integral value Δiθu over one electrical angle period. Specifically, the integrated value Δiθv of the V-phase current absolute value | iv | is larger than the integrated value Δiθu of the U-phase current absolute value | iu |, and the W-phase current absolute value | iw The integrated value Δiθw of | is small. From these results, the integral value Δiθ ¥ over one electrical angle period of the current absolute values | i ¥ | of the U, V, and W phases is a parameter for quantifying the gain error. For this reason, the integral value Δiθ ¥ is used for error correction processing.
なお、図６（ｂ−１）に、指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のそれぞれの１電気角周期に渡る推移を示し、図６（ｂ−２）に、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖ＊｜のそれぞれの電気角θを変数とした積分値の推移を示した。 FIG. 6 (b-1) shows the transition of the command voltages Vu *, Vv *, and Vw * over one electrical angle period, and FIG. 6 (b-2) shows the U, V, and W phase transitions. The transition of the integrated value with each electrical angle θ of the voltage absolute value | V * | as a variable is shown.
図６（ｂ−２）に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖ￥｜の１電気角周期に渡る積分値ΔＶθ￥同士の差が非常に小さく、これら積分値ΔＶθ￥によってゲイン誤差を定量化できない。これは、以下の理由による。 As shown in FIG. 6B-2, the difference between the integral values ΔVθ ¥ over one electrical angle period of the U, V, and W phase voltage absolute values | V ¥ | is very small, and these integral values ΔVθ ¥. The gain error cannot be quantified. This is due to the following reason.
先の図５のステップＳ２８において肯定判断される状況は、指令電圧算出部３２においてｄ軸電流ｉｄｒ，ｄ軸電流ｉｄｒを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊にフィードバック制御するための応答性が十分でない状況である。こうした状況下においては、ゲイン誤差に起因してｄ軸電流ｉｄｒ及びｑ軸電流ｉｑｒに含まれる電流２次変動を打ち消すようなｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出することができない。すなわち、これら指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づく３相の指令電圧Ｖ￥＊と、モータジェネレータ１０の出力トルクを要求トルクＴｒとするための理想的な指令電圧とのずれが小さくなる傾向にある。理想的な指令電圧の絶対値の１電気角周期に渡る積分値は互いに同一であることから、上記ずれが小さくなると、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥同士の差が小さくなる。このため、ステップＳ２８において肯定判断される状況においては、モータジェネレータ１０の現在の電気角速度における指令電圧算出部３２のフィードバック制御の応答性が低くなり、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥によってゲイン誤差を定量化できない。 The situation in which an affirmative determination is made in step S28 of FIG. 5 is that the responsiveness for feedback control of the d-axis current idr and the d-axis current idr to the command currents id * and iq * is not sufficient in the command voltage calculation unit 32. It is. Under such circumstances, it is possible to calculate the d-axis command voltage Vd * and the q-axis command voltage Vq * so as to cancel the secondary current fluctuation included in the d-axis current idr and the q-axis current iqr due to the gain error. Can not. That is, the difference between the three-phase command voltage V ¥ * based on these command voltages Vd * and Vq * and the ideal command voltage for setting the output torque of the motor generator 10 as the required torque Tr tends to be small. . Since the integral values over one electrical angle period of the absolute value of the ideal command voltage are the same, the difference between the integral values ΔVθ ¥ of the voltage absolute value | V ¥ | For this reason, in the situation in which an affirmative determination is made in step S28, the responsiveness of the feedback control of the command voltage calculation unit 32 at the current electrical angular velocity of the motor generator 10 becomes low, and the integral value ΔVθ ¥ of the voltage absolute value | V ¥ | The gain error cannot be quantified.
これに対し、ステップＳ２８において肯定判断される状況において、実際のＵ，Ｖ，Ｗ相電流ｉｒｕ，ｉｒｖ，ｉｒｗと上記理想的な指令電圧が印加される場合のＵ，Ｖ，Ｗ相電流とのずれが小さくなるものの、ゲイン誤差によってＶ，Ｗ相電流検出値ｉｕ，ｉｖが上記理想的な指令電圧が印加される場合の実際のＶ，Ｗ相電流ｉｒｖ，ｉｒｗからずれる。このため、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥によってゲイン誤差を定量化できる。したがって、上述したように、誤差補正処理に用いるパラメータとして上記積分値Δｉθ￥を選択した。 On the other hand, in the situation in which an affirmative determination is made in step S28, the actual U, V, W phase currents iru, irv, irw and the U, V, W phase currents when the ideal command voltage is applied. Although the deviation is small, the V and W phase current detection values iu and iv are deviated from the actual V and W phase currents irv and irw when the ideal command voltage is applied due to a gain error. Therefore, the gain error can be quantified by the integral value Δiθ ¥ of the current absolute value | i ¥ |. Therefore, as described above, the integral value Δiθ ¥ is selected as a parameter used for the error correction process.
先の図５に戻り、ステップＳ３０では、第１のスイッチＳＷ１をオフ操作してかつ、第２のスイッチＳＷ２をオン操作する。そして、ステップＳ３２では、電流絶対値｜ｉ￥｜の１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥を電流処理部３８から取得する。 Returning to FIG. 5, in step S30, the first switch SW1 is turned off and the second switch SW2 is turned on. In step S32, an integral value Δiθ ¥ over one electrical angle period of the current absolute value | i ¥ | is acquired from the current processing unit 38.
続くステップＳ３４では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値ｉθ￥のうち中間値を電流基準値として選択する。そして、ステップＳ３６では、電流基準値をＵ，Ｖ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥で除算することで、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第２の補正係数ＫＡ￥を算出する。すなわち、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥の相同士の比較に基づき、第２の補正係数ＫＡ￥を算出する。 In the subsequent step S34, an intermediate value is selected as the current reference value from the integral value iθ ¥ of the U, V and W phase current absolute values | i ¥ |. In step S36, the U, V, and W phase second correction coefficients KA ¥ are obtained by dividing the current reference value by the integral value Δiθ ¥ of the U, V, and W phase current absolute values | i ¥ |. calculate. That is, the second correction coefficient KA ¥ is calculated based on a comparison between phases of the integral value Δiθ ¥ of the current absolute value | i ¥ |.
続くステップＳ３８では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の誤差補正係数Ｋｔ￥をＵ，Ｖ，Ｗ相の第２の補正係数ＫＡ￥によって更新し、更新された誤差補正係数Ｋｔ￥を誤差補正部２６ｕ，２６ｖ，２６ｗに出力する。これにより、誤差補正部２６ｕ，２６ｖ，２６ｗにおいて、Ｕ相電流算出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗが補正される。すなわち、各相の積分値Δｉθ￥のうち最大値及び最小値のそれぞれが中間値に近づくようにＵ相電流算出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗが補正されることとなる。 In the subsequent step S38, the error correction coefficient Kt ¥ for the U, V, and W phases is updated with the second correction coefficient KA ¥ for the U, V, and W phases, and the updated error correction coefficient Kt ¥ is updated to the error correction unit 26u, It outputs to 26v and 26w. As a result, the U-phase current calculation value iu, the V-phase current detection value iv, and the W-phase current detection value iw are corrected in the error correction units 26u, 26v, and 26w. That is, the U-phase current calculation value iu, the V-phase current detection value iv, and the W-phase current detection value iw are corrected so that the maximum value and the minimum value of the integral value Δiθ ¥ of each phase approach the intermediate value. It becomes.
一方、上記ステップＳ２８において否定判断された場合には、ステップＳ４０に進み、電気角速度ωが０よりも高くてかつ第１の角速度ωＡ未満であるか否かを判断する。この処理は、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づく誤差補正処理を行うか否かを判断するための処理である。 On the other hand, if a negative determination is made in step S28, the process proceeds to step S40 to determine whether or not the electrical angular velocity ω is higher than 0 and lower than the first angular velocity ωA. This process is a process for determining whether or not to perform an error correction process based on the integral value ΔVθ ¥ of the voltage absolute value | V ¥ |.
ステップＳ４０において肯定判断された場合には、続くステップＳ４２〜Ｓ５０において電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づく誤差補正処理を行う。以下、図７を用いて、誤差補正処理に上記積分値ΔＶθ￥を用いる理由について説明する。 If an affirmative determination is made in step S40, error correction processing based on the integral value ΔVθ ¥ of the voltage absolute value | V ¥ | is performed in subsequent steps S42 to S50. Hereinafter, the reason why the integrated value ΔVθ ¥ is used for the error correction process will be described with reference to FIG.
図７（ｂ−１）は、３相指令電圧Ｖ￥＊のそれぞれの１電気角周期に渡る推移を示し、図７（ｂ−２）は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖ￥｜のそれぞれの電気角θを変数とした積分値の推移を示す。なお、図７（ｂ−１）及び図７（ｂ−２）に示す例では、先の図６と同様に、実際のＶ相電流ｉｒｖの絶対値よりもＶ相電流検出値ｉｖの絶対値が大きくなるゲイン誤差がＶ相電流検出値ｉｖに含まれ、また、実際のＷ相電流ｉｒｗの絶対値よりもＷ相電流検出値ｉｗの絶対値が小さくなるゲイン誤差がＷ相電流検出値ｉｗに含まれている状況を示している。 FIG. 7 (b-1) shows the transition of the three-phase command voltage V ¥ * over one electrical angle period, and FIG. 7 (b-2) shows the U, V, and W phase absolute voltage values | V. The transition of the integral value with each electrical angle θ as a variable is shown. In the example shown in FIGS. 7B-1 and 7B-2, the absolute value of the V-phase current detection value iv is larger than the absolute value of the actual V-phase current irv, as in FIG. Is included in the V-phase current detection value iv, and a gain error in which the absolute value of the W-phase current detection value iw is smaller than the actual absolute value of the W-phase current irw is a W-phase current detection value iw. Shows the situation that is included.
先の図５のステップＳ４０において肯定判断される状況は、指令電圧算出部３２においてｄ軸電流ｉｄｒ，ｄ軸電流ｉｄｒを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊にフィードバック制御するための応答性が十分な状況である。こうした状況下においては、ゲイン誤差に起因してｄ軸電流ｉｄｒ及びｑ軸電流ｉｑｒに含まれる電流２次変動を打ち消すようなｄ軸指令電圧Ｖｄ＊及びｑ軸指令電圧Ｖｑ＊を算出することができ、これら指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊には、モータジェネレータ１０の電気角速度の２倍の角速度を有する変動成分が含まれることとなる。このため、図７（ｂ−１）に示すように、これら指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づく３相の指令電圧Ｖ￥＊と、モータジェネレータ１０の出力トルクを要求トルクＴｒとするための理想的な指令電圧とのずれが大きくなる傾向にある。 The situation in which an affirmative determination is made in step S40 of FIG. 5 is a situation in which the command voltage calculation unit 32 has sufficient responsiveness for feedback control of the d-axis current idr and the d-axis current idr to the command currents id * and iq *. It is. Under such circumstances, it is possible to calculate the d-axis command voltage Vd * and the q-axis command voltage Vq * so as to cancel the secondary current fluctuation included in the d-axis current idr and the q-axis current iqr due to the gain error. These command voltages Vd * and Vq * include a fluctuation component having an angular velocity that is twice the electrical angular velocity of the motor generator 10. Therefore, as shown in FIG. 7 (b-1), the three-phase command voltage V ¥ * based on these command voltages Vd * and Vq * and the ideal for setting the output torque of the motor generator 10 to the required torque Tr. There is a tendency for the deviation from a typical command voltage to increase.
したがって、図７（ｂ−２）に示すように、電気角θを変数としたＶ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖｖ｜，｜Ｖｗ｜の１電気角周期に渡る積分値ΔＶθｖ，ΔＶθｗは、Ｕ相の電圧絶対値｜Ｖｕ｜の積分値ΔＶθｕからずれることとなる。詳しくは、Ｕ相の電圧絶対値｜Ｖｕ｜の積分値ΔＶθｕと比較して、Ｖ相の電圧絶対値｜Ｖｖ｜の積分値ΔＶθｖが大きくなり、また、Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖｗ｜の積分値ΔＶθｗが小さくなる。こうした結果から、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖ￥｜の１電気角周期に渡る積分値ΔＶθ￥は、ゲイン誤差を定量化するためのパラメータとなる。このため、上記積分値ΔＶθ￥を誤差補正処理に用いている。 Therefore, as shown in FIG. 7B-2, the integrated values ΔVθv and ΔVθw over one electrical angle period of the voltage absolute values | Vv | and | Vw | of the V and W phases with the electrical angle θ as a variable are It will deviate from the integral value ΔVθu of the U-phase voltage absolute value | Vu |. Specifically, the integrated value ΔVθv of the V-phase voltage absolute value | Vv | is larger than the integrated value ΔVθu of the U-phase voltage absolute value | Vu |, and the W-phase voltage absolute value | Vw | The integral value ΔVθw becomes small. From these results, the integral value ΔVθ ¥ over one electrical angle period of the U, V, and W phase voltage absolute values | V ¥ | becomes a parameter for quantifying the gain error. Therefore, the integral value ΔVθ ¥ is used for error correction processing.
なお、図７（ａ−１）及び図７（ａ―２）に、先の図６（ａ−１）及び図６（ａ−２）に対応する図を示した。 FIGS. 7 (a-1) and 7 (a-2) show diagrams corresponding to FIGS. 6 (a-1) and 6 (a-2).
図７（ａ−２）に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉ￥｜の１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥同士の差が非常に小さく、これら積分値Δｉθ￥によってゲイン誤差を定量化できない。これは、以下の理由による。 As shown in FIG. 7A-2, the difference between the integral values Δiθ ¥ over one electrical angle period of the current absolute values | i ¥ | of the U, V, and W phases is very small, and these integral values Δiθ ¥ The gain error cannot be quantified. This is due to the following reason.
先の図５のステップＳ４０において肯定判断される状況は、指令電圧算出部３２においてｄ軸電流ｉｄｒ，ｄ軸電流ｉｄｒを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊にフィードバック制御するための応答性が十分な状況である。こうした状況下においては、図７（ａ−１）に示すように、Ｕ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗの振幅同士のずれが小さくなる。このため、図７（ａ−２）に示すように、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥同士の差が小さくなり、これら積分値Δｉθ￥によってゲイン誤差を定量化できない。したがって、ステップＳ４０において肯定判断される状況においては、上述したように、誤差補正処理に用いるパラメータとして上記積分値ΔＶθ￥を選択することとした。 The situation in which an affirmative determination is made in step S40 of FIG. 5 is a situation in which the command voltage calculation unit 32 has sufficient responsiveness for feedback control of the d-axis current idr and the d-axis current idr to the command currents id * and iq *. It is. Under such circumstances, as shown in FIG. 7 (a-1), the deviation between the amplitudes of the U-phase current calculation value iu and the V and W-phase current detection values iv and iw becomes small. For this reason, as shown in FIG. 7A-2, the difference between the integral values Δiθ ¥ of the absolute current value | i ¥ | becomes small, and the gain error cannot be quantified by these integral values Δiθ ¥. Therefore, in the situation where an affirmative determination is made in step S40, as described above, the integral value ΔVθ ¥ is selected as the parameter used for the error correction process.
先の図５に戻り、ステップＳ４２では、第１のスイッチＳＷ１をオン操作してかつ、第２のスイッチＳＷ２をオフ操作する。そして、ステップＳ４４では、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の１電気角周期に渡る積分値ΔＶθ￥を電圧処理部４０から取得する。 Returning to FIG. 5, in step S42, the first switch SW1 is turned on and the second switch SW2 is turned off. In step S44, an integral value ΔVθ ¥ over one electrical angle period of the voltage absolute value | V ¥ | is acquired from the voltage processing unit 40.
続くステップＳ４６では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥のうち中間値を電圧基準値として選択する。続くステップＳ４８では、電圧基準値を上記積分値ΔＶθ￥で除算することで、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第１の補正係数ＫＶ￥を算出する。そして、ステップＳ５０では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の誤差補正係数Ｋｔ￥をＵ，Ｖ，Ｗ相の第１の補正係数ＫＶ￥によって更新し、更新された誤差補正係数Ｋｔ￥を誤差補正部２６ｕ，２６ｖ，２６ｗに出力する。すなわち、各相の積分値ΔＶθ￥のうち最大値及び最小値のそれぞれが中間値に近づくようにＵ相電流算出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗが補正されることとなる。 In the subsequent step S46, an intermediate value is selected as the voltage reference value from the integral value ΔVθ ¥ of the U, V, and W phase voltage absolute values | V ¥ |. In subsequent step S48, the first correction coefficient KV ¥ for the U, V, and W phases is calculated by dividing the voltage reference value by the integral value ΔVθ ¥. In step S50, the U, V, and W phase error correction coefficients Kt ¥ are updated with the first U, V, and W phase correction coefficients KV ¥, and the updated error correction coefficient Kt ¥ is updated to the error correction unit 26u. , 26v, 26w. That is, the U-phase current calculation value iu, the V-phase current detection value iv, and the W-phase current detection value iw are corrected so that the maximum value and the minimum value of the integral value ΔVθ ¥ of each phase approach the intermediate value. It becomes.
一方、上記ステップＳ２６において肯定判断された場合には、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥及び電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥の双方に基づく誤差補正処理を行う。ここで、双方の積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥を用いるのは、ゲイン誤差を定量化するパラメータとしての寄与が積分値Δｉ￥，ΔＶ￥のそれぞれで同程度となることによる。 On the other hand, if an affirmative determination is made in step S26, an error correction process based on both the integral value Δiθ ¥ of the current absolute value | i ¥ | and the integral value ΔVθ ¥ of the voltage absolute value | V ¥ | is performed. Here, the reason why the two integral values Δiθ ¥ and ΔVθ ¥ are used is that the contribution as a parameter for quantifying the gain error is approximately the same for each of the integral values Δi ¥ and ΔV ¥.
詳しくは、ステップＳ５２では、第１のスイッチＳＷ１及び第２のスイッチＳＷ２の双方をオン操作する。 Specifically, in step S52, both the first switch SW1 and the second switch SW2 are turned on.
続くステップＳ３２〜Ｓ３６では、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づき第２の補正係数ＫＡ￥を算出する。そして、ステップＳ４４〜Ｓ４８では、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づき第１の補正係数ＫＶ￥を算出する。 In subsequent steps S32 to S36, the second correction coefficient KA ¥ is calculated based on the integral value Δiθ ¥ of the current absolute value | i ¥ |. In steps S44 to S48, the first correction coefficient KV ¥ is calculated based on the integral value ΔVθ ¥ of the voltage absolute value | V ¥ |.
続くステップＳ５４では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第１の補正係数ＫＶ￥及び第２の補正係数ＫＡ￥の乗算値によってＵ，Ｖ，Ｗ相の誤差補正係数Ｋｔ￥を更新し、更新された誤差補正係数Ｋｔ￥を誤差補正部２６ｕ，２６ｖ，２６ｗに出力する。 In the subsequent step S54, the U, V, W phase error correction coefficient Kt \ is updated by the multiplication value of the U, V, W phase first correction coefficient KV \ and the second correction coefficient KA \, and updated. The error correction coefficient Kt ¥ is output to the error correction units 26u, 26v, and 26w.
なお、上記ステップＳ４０において否定判断された場合や、ステップＳ３８、Ｓ５０、Ｓ５４の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。 When a negative determination is made in step S40 or when the processes in steps S38, S50, and S54 are completed, the series of processes is temporarily ended.
ちなみに、上記ステップＳ４０において否定判断される状況は、例えば、モータジェネレータ１０の回転速度が「０」となる状況である。 Incidentally, the situation in which a negative determination is made in step S40 is, for example, a situation in which the rotational speed of the motor generator 10 is “0”.
図８に、上記誤差補正処理の効果を示す。 FIG. 8 shows the effect of the error correction process.
図示されるように、誤差補正処理によれば、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗに含まれるゲイン誤差が解消され、また、ゲイン誤差に起因したＵ相電流算出値ｉｕと実際のＵ相電流ｉｒｕとのずれが解消されている。そして、これにより、モータジェネレータ１０の出力トルクの変動が解消されている。 As illustrated, according to the error correction process, the gain error included in the V-phase current detection value iv and the W-phase current detection value iw is eliminated, and the U-phase current calculation value iu caused by the gain error is actually Is eliminated from the U-phase current iru. As a result, fluctuations in the output torque of the motor generator 10 are eliminated.
以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。 According to the embodiment described in detail above, the following effects can be obtained.
（１）モータジェネレータ１０の電気角速度ωが第２の角速度ωＢよりも高いと判断された場合、電流絶対値｜ｉ￥｜の１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥に基づき誤差補正係数Ｋｔ￥を算出した。一方、電気角速度ωが０よりも高くてかつ第１の角速度ωＡ未満であると判断された場合、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の１電気角周期に渡る積分値ΔＶθ￥に基づき誤差補正係数Ｋｔ￥を算出した。このため、モータジェネレータ１０の運転状態に応じて、ゲイン誤差を適切に定量化できるパラメータを誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に用いることができる。そして、誤差補正係数Ｋｔ￥をＵ相電流算出値ｉｕ，Ｖ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗに乗算することで、Ｕ相電流算出値ｉｕ等を適切に補正することができる。 (1) When it is determined that the electrical angular velocity ω of the motor generator 10 is higher than the second angular velocity ωB, the error correction coefficient Kt ¥ is based on the integral value Δiθ ¥ over one electrical angular period of the current absolute value | i ¥ | Was calculated. On the other hand, when it is determined that the electrical angular velocity ω is higher than 0 and less than the first angular velocity ωA, the error correction coefficient Kt is based on the integral value ΔVθ ¥ over one electrical angular period of the voltage absolute value | V ¥ |. ¥ was calculated. Therefore, a parameter that can appropriately quantify the gain error according to the operating state of the motor generator 10 can be used for calculating the error correction coefficient Kt ¥. Then, the U-phase current calculation value iu and the like can be appropriately corrected by multiplying the error correction coefficient Kt ¥ by the U-phase current calculation values iu and V and the W-phase current detection values iv and iw.
さらに、誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に上記積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥を用いることで、例えば、Ｖ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗや、指令電圧Ｖ￥＊にノイズが混入した場合であっても、ノイズが誤差補正係数Ｋｔ￥に及ぼす影響を極力緩和することもできる。これに対し、上記特許文献１に記載された補正手法では、電流検出値へのノイズの混入が電流検出値の補正に及ぼす影響を緩和することができない。 Further, the integration values Δiθ ¥ and ΔVθ ¥ are used for calculating the error correction coefficient Kt ¥, for example, when noise is mixed in the V and W phase current detection values iv and iw and the command voltage V ¥ *. However, the influence of noise on the error correction coefficient Kt ¥ can be reduced as much as possible. On the other hand, with the correction method described in Patent Document 1, it is not possible to mitigate the influence of noise contamination on the current detection value on the correction of the current detection value.
（２）電気角速度ωが第１の角速度ωＡ以上であってかつ第２の角速度ωＢ以下であると判断された場合、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥及び電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥の双方に基づき誤差補正係数Ｋｔ￥を算出した。これにより、ゲイン誤差を定量化するパラメータとしての寄与が積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥のそれぞれで同程度となる状況において、誤差補正係数Ｋｔ￥の算出精度を高めることができる。 (2) When it is determined that the electrical angular velocity ω is greater than or equal to the first angular velocity ωA and less than or equal to the second angular velocity ωB, the integrated value Δiθ ¥ of the current absolute value | i ¥ | and the absolute voltage value | V ¥ An error correction coefficient Kt ¥ was calculated based on both of the integral values ΔVθ ¥ of |. As a result, the accuracy of calculating the error correction coefficient Kt ¥ can be increased in a situation where the contribution as a parameter for quantifying the gain error is approximately the same in the integral values Δiθ ¥ and ΔVθ ¥.
（３）誤差補正処理に用いる積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥を１電気角周期に渡る積分値とした。こうして算出される積分値によれば、ゲイン誤差を精度よく定量化することができる。 (3) The integral values Δiθ ¥ and ΔVθ ¥ used for the error correction process are set as integral values over one electrical angle period. According to the integral value thus calculated, the gain error can be accurately quantified.
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Second Embodiment)
Hereinafter, the second embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
本実施形態では、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）及び電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に代えて、Ｕ相電流算出値ｉｕ、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗの２乗値である電流２乗値ｉ￥＾２の１電気角周期に渡る積分値と、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の指令電圧Ｖ￥＊の２乗値である電圧２乗値Ｖ￥＾２の１電気角周期に渡る積分値とを誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に用いる。この場合であっても、図９及び図１０に示すように、これら積分値によってゲイン誤差を定量化することができる。なお、図９，図１０は、先の図６，図７に対応している。 In this embodiment, instead of the integrated value Δiθ ¥ (¥ = u, v, w) of the absolute current value | i ¥ | and the integrated value ΔVθ ¥ of the absolute voltage value | V ¥ |, the calculated U-phase current value iu, The integral value over one electrical angle cycle of the current square value i \ ^ 2, which is the square value of the V-phase current detection value iv and the W-phase current detection value iw, and the U, V, W-phase command voltage V ** The integral value over one electrical angle period of the voltage square value V \ ^ 2 that is the square value of is used for the calculation of the error correction coefficient Kt \. Even in this case, as shown in FIG. 9 and FIG. 10, the gain error can be quantified by these integral values. 9 and 10 correspond to FIGS. 6 and 7 above.
ちなみに、本実施形態にかかる誤差補正処理は、先の図３〜図５に示した処理に準じた処理によって行うことができる。具体的には、図３のステップＳ１０の処理を、Ｕ相電流算出値ｉｕ、及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗの２乗値ｉ￥＾２を算出する処理に置き換え、図４のステップＳ１８の処理を、指令電圧Ｖ￥＊の２乗値Ｖ￥＾２を算出する処理に置き換える。 Incidentally, the error correction processing according to the present embodiment can be performed by processing according to the processing shown in FIGS. Specifically, the process of step S10 of FIG. 3 is replaced with a process of calculating the U-phase current calculation value iu and the square value i \ ^ 2 of the V and W phase current detection values iv and iw. The process of step S18 is replaced with a process of calculating the square value V ¥ ^ 2 of the command voltage V ¥ *.
このように、本実施形態にかかる誤差補正処理によっても、上記第１の実施形態と同様の効果を奏することができる。 As described above, the error correction processing according to the present embodiment can achieve the same effects as those of the first embodiment.
また、Ｕ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗが「１」よりも大きい場合において、電流２乗値ｉ￥＾２は電流絶対値｜ｉ￥｜よりも大きくなる。このため、電流２乗値ｉ￥＾２の積分値は、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値よりも大きくなる。これにより、上記効果に加えて、上記「１」より大きい場合においてゲイン誤差の定量化精度を高めるといった効果を奏することもできる。なお、電圧２乗値Ｖ￥＾２の積分値についても同様である。 When the U-phase current calculation value iu and the V and W-phase current detection values iv and iw are larger than “1”, the current square value i ¥ ^ 2 is larger than the current absolute value | i ¥ |. For this reason, the integral value of the current square value i \ ^ 2 is larger than the integral value of the current absolute value | i \ |. Thereby, in addition to the above-described effect, it is possible to achieve an effect of increasing the gain error quantification accuracy when the value is larger than “1”. The same applies to the integral value of the voltage square value V \ ^ 2.
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Third embodiment)
Hereinafter, the third embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
本実施形態では、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）及び電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に代えて、Ｕ相電流算出値ｉｕ、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗの振幅の指数移動平均値ｉｅｍａ￥及び指令電圧Ｖ￥＊の振幅の指数移動平均値Ｖｅｍａ￥を誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に用いる。ここで、上記振幅とは、電気角θの半周期中に１つ現れる正又は負のピーク値の絶対値のことである。 In this embodiment, instead of the integrated value Δiθ ¥ (¥ = u, v, w) of the absolute current value | i ¥ | and the integrated value ΔVθ ¥ of the absolute voltage value | V ¥ |, the calculated U-phase current value iu, The exponential moving average value iema ¥ of the amplitude of the V phase current detection value iv and the W phase current detection value iw and the exponential moving average value Vema ¥ of the amplitude of the command voltage V ¥ * are used for the calculation of the error correction coefficient Kt ¥. Here, the amplitude is an absolute value of a positive or negative peak value that appears once in a half cycle of the electrical angle θ.
図１１に、誤差補正処理のうち電流処理部３８によって実行される処理の手順を示す。 FIG. 11 shows a procedure of processing executed by the current processing unit 38 in the error correction processing.
この一連の処理では、ステップＳ５５においてＵ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗの振幅ａｍｐを算出する。ここで、上記振幅ａｍｐは、Ｕ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗのそれぞれについて、１電気角周期における正のピーク値及び負のピーク値の絶対値を加算した値の「１／２」として算出すればよい。 In this series of processing, in step S55, the U phase current calculation value iu and the amplitude amp of the V and W phase current detection values iv and iw are calculated. Here, the amplitude amp is a value obtained by adding the absolute values of the positive peak value and the negative peak value in one electrical angle period for each of the U-phase current calculation value iu and the V and W-phase current detection values iv and iw. It is sufficient to calculate as “½”.
続くステップＳ５６では、上記ステップＳ５５において算出された各相に対応する振幅ａｍｐを自身の有するメモリに記憶する。 In subsequent step S56, the amplitude amp corresponding to each phase calculated in step S55 is stored in its own memory.
続くステップＳ５７では、メモリに記憶された過去の複数の振幅ａｍｐに基づき、上記指数移動平均値ｉｅｍａ￥を算出する。ここで、指数移動平均値ｉｅｍａ￥の算出に用いる過去の複数の振幅ａｍｐは、例えば、Ｎ電気角周期（Ｎは２以上の整数）における振幅を用いればよい。 In the subsequent step S57, the exponential moving average value iema ¥ is calculated based on a plurality of past amplitudes amp stored in the memory. Here, as the plurality of past amplitudes amp used to calculate the exponential moving average value iema ¥, for example, an amplitude in an N electrical angle period (N is an integer of 2 or more) may be used.
なお、ステップＳ５７の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。 In addition, when the process of step S57 is completed, this series of processes is once complete | finished.
図１２に、誤差補正処理のうち電圧処理部４０によって実行される処理の手順を示す。 FIG. 12 shows a procedure of processing executed by the voltage processing unit 40 in the error correction processing.
この一連の処理では、ステップＳ５８において指令電圧Ｖ￥＊の振幅ａｍｐを算出する。ここで、上記振幅ａｍｐは、先の図１１のステップＳ５５の処理と同様の手法で算出すればよい。 In this series of processing, the amplitude amp of the command voltage V ¥ * is calculated in step S58. Here, the amplitude amp may be calculated by a method similar to the process in step S55 of FIG.
続くステップＳ５９では、上記ステップＳ５８において算出された各相に対応する振幅ａｍｐを自身の有するメモリに記憶する。 In subsequent step S59, the amplitude amp corresponding to each phase calculated in step S58 is stored in its own memory.
続くステップＳ６０では、先の図１１のステップＳ５７の処理と同様に、メモリに記憶された過去の複数の振幅ａｍｐに基づき、上記指数移動平均値Ｖｅｍａ￥を算出する。 In the subsequent step S60, the exponential moving average value Vema ¥ is calculated based on a plurality of past amplitudes amp stored in the memory, similarly to the processing in step S57 of FIG.
なお、ステップＳ６０の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。 In addition, when the process of step S60 is completed, this series of processes is once complete | finished.
ちなみに、補正係数算出部４２における処理は、先の図５に示した処理に準じた処理によって行うことができる。具体的には、図５のステップＳ３２の処理を、各相に対応する上記指数移動平均値ｉｅｍａ￥を電流処理部３８から取得する処理に置き換え、ステップＳ３４の処理を、各相に対応する上記指数移動平均値ｉｅｍａ￥のうち中間値を電流基準値として選択する処理に置き換える。ステップＳ４４、Ｓ４６についても同様である。 Incidentally, the process in the correction coefficient calculation unit 42 can be performed by a process according to the process shown in FIG. Specifically, the process of step S32 in FIG. 5 is replaced with a process of acquiring the exponential moving average value ema ¥ corresponding to each phase from the current processing unit 38, and the process of step S34 is replaced with the above process corresponding to each phase. It replaces with the process which selects an intermediate value as an electric current reference value among exponential moving average values iema \. The same applies to steps S44 and S46.
上述した誤差補正係数Ｋｔ￥の算出手法によれば、直近に記憶されたＵ相電流算出値ｉｕ等の振幅が誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に大きな影響を及ぼすこととなる。このため、例えば、モータジェネレータ１０の運転状態が急変する場合であっても、この急変が誤差補正係数Ｋｔ￥に及ぼす影響を極力抑制することができる。 According to the above-described method for calculating the error correction coefficient Kt ¥, the amplitude of the U-phase current calculated value iu and the like stored most recently greatly affects the calculation of the error correction coefficient Kt ¥. For this reason, for example, even when the operating state of the motor generator 10 changes suddenly, the influence of the sudden change on the error correction coefficient Kt ¥ can be suppressed as much as possible.
（第４の実施形態）
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Fourth embodiment)
Hereinafter, the fourth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
本実施形態では、モータジェネレータ１０の過渡運転時において、電流絶対値｜ｉ￥｜及び電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分を停止して誤差補正係数Ｋｔ＊の算出を停止する。そして、上記過渡運転時において、前回算出された誤差補正係数Ｋｔ＊を用いて、誤差補正部２６ｕ，２６ｖ，２６ｗにおいてＵ相電流算出値ｉｕ、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗを補正する処理を行う。この処理は、モータジェネレータ１０の過渡運転時におけるＶ相電流検出値ｉｖに基づく積分値Δｉθ￥等によっては、ゲイン誤差の定量化の精度が低下することに鑑みてなされる処理である。 In the present embodiment, during the transient operation of the motor generator 10, the integration of the absolute current value | i ¥ | and the absolute voltage value | V ¥ | is stopped, and the calculation of the error correction coefficient Kt * is stopped. Then, during the transient operation, using the previously calculated error correction coefficient Kt *, the error correction units 26u, 26v, and 26w use the U-phase current calculation value iu, the V-phase current detection value iv, and the W-phase current detection value iw. The process which correct | amends is performed. This process is performed in view of the fact that the accuracy of quantifying the gain error decreases depending on the integral value Δiθ ¥ based on the detected V-phase current value iv during the transient operation of the motor generator 10.
図１３に、上記処理の手順を示す。この処理は、所定の制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。 FIG. 13 shows the procedure of the above processing. This process is repeatedly executed at a predetermined control cycle Tc.
この一連の処理では、まずステップＳ６１において、要求トルクＴｒの変化量ΔＴｒの絶対値が第１の規定量ΔＴｔｈより大きいとの条件、及び電気角速度ωの変化量Δωの絶対値が第２の規定量Δωｔｈよりも大きいとの条件の論理和が真であるか否かを判断する。この処理は、モータジェネレータ１０の過渡運転時であるか否かを判断するための処理である。 In this series of processing, first, in step S61, the condition that the absolute value of the change amount ΔTr of the required torque Tr is larger than the first specified amount ΔTth and the absolute value of the change amount Δω of the electrical angular velocity ω are the second specified value. It is determined whether or not the logical sum of the condition that it is larger than the amount Δωth is true. This process is a process for determining whether or not the motor generator 10 is in a transient operation.
ステップＳ６１において肯定判断された場合には、ステップＳ６２に進み、電流絶対値｜ｉ￥｜，電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値Δｉ￥，ΔＶ￥の算出を停止する。これにより、モータジェネレータ１０の過渡運転時において、電流処理部３８及び電圧処理部４０から補正係数算出部４２に出力される１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥は、過渡運転に移行する直前の積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥に保持されることとなる。 If an affirmative determination is made in step S61, the process proceeds to step S62, and the calculation of the integrated values Δi ¥ and ΔV ¥ of the current absolute value | i ¥ | and the voltage absolute value | V ¥ | is stopped. Thus, during the transient operation of the motor generator 10, the integrated values Δiθ ¥ and ΔVθ ¥ over one electrical angular period output from the current processing unit 38 and the voltage processing unit 40 to the correction coefficient calculation unit 42 shift to the transient operation. Are held at the integral values Δiθ ¥ and ΔVθ ¥ immediately before.
なお、上記ステップＳ６１において否定判断された場合や、ステップＳ６２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。 If a negative determination is made in step S61, or if the process of step S62 is completed, this series of processes is temporarily terminated.
このように、本実施形態では、図１３に示した処理を行うことで、ゲイン誤差の定量化精度が低下するモータジェネレータ１０の過渡運転時において誤差補正係数Ｋｔ￥の算出を停止させることができる。そして、過度運転時において、過度運転に移行する直前の誤差補正係数Ｋｔ￥を用いてＵ相電流算出値ｉｕ等の補正を継続させることができる。すなわち、過渡状態時においてゲイン誤差に起因したトルク変動を極力抑制することができる。 As described above, in the present embodiment, by performing the processing shown in FIG. 13, the calculation of the error correction coefficient Kt ¥ can be stopped during the transient operation of the motor generator 10 in which the gain error quantification accuracy decreases. . And at the time of an excessive driving | operation, correction | amendment of U phase electric current calculation value iu etc. can be continued using the error correction coefficient Kt ¥ immediately before shifting to an excessive driving | operation. That is, it is possible to suppress the torque fluctuation caused by the gain error in the transient state as much as possible.
（第５の実施形態）
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Fifth embodiment)
Hereinafter, a fifth embodiment will be described with reference to the drawings, focusing on differences from the first embodiment.
本実施形態では、電流絶対値｜ｉ￥｜及び電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分区間ＴｉｎｔをＮ電気角周期（Ｎは２以上の整数）とする。この設定は、積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥に基づくゲイン誤差の定量化精度を高めるためである。 In the present embodiment, the integration interval Tint of the absolute current value | i ¥ | and the absolute voltage value | V ¥ | is N electrical angular periods (N is an integer of 2 or more). This setting is for increasing the accuracy of gain error quantification based on the integral values Δiθ ¥ and ΔVθ ¥.
詳しくは、電流絶対値｜ｉ￥｜を例にして説明すると、ゲイン誤差の定量化精度を高める上では、積分値Δｉθ￥の算出に用いられるＵ相電流算出値ｉｕ、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗとして様々な電気角θにおける値を用いることが望ましい。しかしながら、図１４（ａ）に示すように、積分値の算出に用いるＶ相電流算出値ｉｖ等のサンプリング数が不足すると、Ｖ相電流算出値ｉｖ等に対応する電気角θがゲイン誤差の定量化精度を高める上で十分なものとならない。そしてこれにより、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の積分値ｉθ￥同士で誤差が生じやすい。 Specifically, the current absolute value | i ¥ | will be described as an example. In order to increase the gain error quantification accuracy, the U-phase current calculation value iu and the V-phase current detection value iv used to calculate the integral value Δiθ ¥. It is desirable to use values at various electrical angles θ as the W-phase current detection value iw. However, as shown in FIG. 14A, when the sampling number of the V-phase current calculation value iv and the like used for calculating the integral value is insufficient, the electrical angle θ corresponding to the V-phase current calculation value iv and the like becomes a quantification of the gain error. It will not be sufficient to increase the accuracy of the process. As a result, errors are likely to occur between the integrated values iθ ¥ of the U, V, and W phases.
これに対し、図１４（ｂ）に示すように、積分値の積分区間ＴｉｎｔをＮ電気角周期（図中、Ｎ＝４を例示）にすると、積分値の算出に用いるＶ相電流算出値ｉｖ等のサンプリング数を増大させることができる。これにより、サンプリング周期の整数倍が電気角周期とならない限り、サンプリング対象とされるＶ相電流等の電気角θが様々な値となり、積分値ｉθ￥同士の誤差を小さくすることができる。 On the other hand, as shown in FIG. 14B, when the integration interval Tint of the integral value is set to N electrical angle periods (N = 4 is illustrated in the figure), the V-phase current calculated value iv used for calculating the integral value. The number of samplings can be increased. As a result, as long as an integral multiple of the sampling period does not become the electrical angle period, the electrical angle θ such as the V-phase current to be sampled becomes various values, and the error between the integral values iθ ¥ can be reduced.
このように、本実施形態によれば、積分値の積分区間Ｔｉｎｔを上記Ｎ電気角周期とすることで、様々な電気角における相電流等を誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に用いることができる。これにより、積分値Δｉθ￥，ΔＶθ￥によるゲイン誤差の定量化精度をより高めることができる。 Thus, according to the present embodiment, by setting the integral interval Tint of the integral value to the N electrical angle period, phase currents and the like at various electrical angles can be used for calculating the error correction coefficient Kt ¥. As a result, the gain error quantification accuracy based on the integral values Δiθ ¥ and ΔVθ ¥ can be further increased.
（第６の実施形態）
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Sixth embodiment)
Hereinafter, the sixth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
本実施形態では、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）及び電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に代えて、Ｕ相電流算出値ｉｕ、Ｖ相電流検出値ｉｖ及びＷ相電流検出値ｉｗの上記振幅ａｍｐと、指令電圧Ｖ￥＊の振幅ａｍｐとを誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に用いる。 In this embodiment, instead of the integrated value Δiθ ¥ (¥ = u, v, w) of the absolute current value | i ¥ | and the integrated value ΔVθ ¥ of the absolute voltage value | V ¥ |, the calculated U-phase current value iu, The amplitude amp of the V-phase current detection value iv and the W-phase current detection value iw and the amplitude amp of the command voltage V ¥ * are used to calculate the error correction coefficient Kt ¥.
ちなみに、本実施形態にかかる誤差補正処理は、先の図３〜図５に示した処理に準じた処理で行うことができる。 Incidentally, the error correction processing according to the present embodiment can be performed by processing according to the processing shown in FIGS.
このように、本実施形態では、誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に、上記振幅ａｍｐを用いた。この場合であっても、Ｕ相電流算出値ｉｕ等を補正することができる。 Thus, in the present embodiment, the amplitude amp is used to calculate the error correction coefficient Kt ¥. Even in this case, the U-phase current calculation value iu and the like can be corrected.
（第７の実施形態）
以下、第７の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Seventh embodiment)
Hereinafter, the seventh embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
本実施形態では、モータジェネレータ１０の制御態様を電流ベクトル制御によるものから変更する。詳しくは、モータジェネレータ１０に流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＮＶの操作状態を複数通りのそれぞれに仮設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、予測された電流に基づき仮設定した操作状態を評価する。そして、評価の高い操作状態をインバータＩＮＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。 In the present embodiment, the control mode of the motor generator 10 is changed from that based on current vector control. Specifically, in order to control the current flowing through the motor generator 10 to a command current, the current of the motor generator 10 is predicted for a case where the operation state of the inverter INV is temporarily set to each of a plurality of types, and the temporary current is estimated based on the predicted current. Evaluate the set operation state. Then, model predictive control is performed in which the highly evaluated operation state is adopted as the actual operation state of the inverter INV.
図１５に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。なお、図１５において、先の図１と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。 FIG. 15 shows an overall configuration of a motor generator control system according to the present embodiment. In FIG. 15, the same members as those in FIG. 1 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
図示されるように、本実施形態では、電流センサ１８ｖ，１８ｗに加えて、Ｕ相電流を検出する電流センサ１８ｕを備えている。本実施形態では、電流センサ１８ｕの検出値を、Ｕ相電流検出値ｉｕと称すこととする。 As illustrated, in this embodiment, in addition to the current sensors 18v and 18w, a current sensor 18u that detects a U-phase current is provided. In the present embodiment, the detection value of the current sensor 18u is referred to as a U-phase current detection value iu.
続いて、制御装置２２が行う処理のうちモデル予測制御に関する処理について説明する。 Next, processing related to model prediction control among processing performed by the control device 22 will be described.
モデル予測制御部４５は、指令電流算出部３０から出力されるｄ，ｑ軸指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊、２相変換部２８から出力されるｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、電気角θ、及び速度算出部４４から出力される電気角速度ωを入力として、インバータＩＮＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部３６に出力する。操作部３６は、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号ｇ￥＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。 The model prediction control unit 45 outputs the d and q axis command currents id * and iq * output from the command current calculation unit 30, the d and q axis currents idr and iqr output from the two-phase conversion unit 28, the electrical angle θ, Then, the electric angular velocity ω output from the speed calculation unit 44 is input, and a voltage vector Vi that defines the operation state of the inverter INV is determined and output to the operation unit 36. The operation unit 36 generates the operation signal g ¥ # based on the input voltage vector Vi and outputs it to the inverter INV.
ここで、インバータＩＮＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図１６（ａ）に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの全てがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐの全てがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＮＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと称される。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと称される。なお、図１６（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。 Here, the voltage vectors expressing the operation state of the inverter INV are eight voltage vectors shown in FIG. For example, the voltage vector representing the operation state (indicated as “lower” in the figure) in which all of the low-potential side switching elements Sun, Svn, Swn are in the on state is the voltage vector V0, and the high-potential side switching element A voltage vector representing an operation state (indicated as “upper” in the drawing) in which all of Sup, Svp, and Swp are in an on state is a voltage vector V7. These voltage vectors V0 and V7 are for short-circuiting all phases of the motor generator 10, and are referred to as zero voltage vectors because the voltage applied to the motor generator 10 from the inverter INV becomes zero. On the other hand, the remaining six voltage vectors V1 to V6 are defined by an operation pattern in which switching elements that are turned on exist in both the upper arm and the lower arm, and are referred to as effective voltage vectors. . As shown in FIG. 16B, each of the voltage vectors V1, V3, and V5 corresponds to the positive side of the U phase, the V phase, and the W phase, respectively.
先の図１５の説明に戻り、仮設定部４６は、インバータＩＮＶの操作状態を仮設定する。ここでは、先の図１６に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＮＶの操作状態として仮設定する。 Returning to the description of FIG. 15, the temporary setting unit 46 temporarily sets the operation state of the inverter INV. Here, voltage vectors V0 to V7 shown in FIG. 16 are temporarily set as the operation state of inverter INV.
ｄｑ変換部４８は、仮設定部４６によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、回転座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、仮設定部４６における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図１６において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。 The dq conversion unit 48 calculates the voltage vector Vdq = (vd, vq) of the rotating coordinate system by performing dq conversion on the voltage vector set by the temporary setting unit 46. In order to perform such conversion, the voltage vectors V0 to V7 in the temporary setting unit 46 are set to, for example, “upper” as “VDC / 2” and “lower” as “−VDC / 2” in FIG. Can be expressed as In this case, for example, the voltage vector V0 is (−VDC / 2, −VDC / 2, −VDC / 2), and the voltage vector V1 is (VDC / 2, −VDC / 2, −VDC / 2). .
予測部５０では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、ｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＮＶの操作状態を仮設定部４６によって仮設定される状態とした場合における電流ｉｄr，ｉｑrを予測する。ここでは、基本的には、下記（ｅｑ１），（ｅｑ２）によって表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（ｅｑ３），（ｅｑ４）を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄｒ −ωＬｑｉｑ …（ｅｑ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄｒ ＋（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑｒ ＋ωφ …（ｅｑ２）
ｐｉｄｒ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄｒ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑｒ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｅｑ３）
ｐｉｑｒ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄｒ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑｒ ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ
…（ｅｑ４）
ちなみに、上記の式において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ及び電機子鎖交磁束定数φを用いた。
In the prediction unit 50, when the operation state of the inverter INV is temporarily set by the temporary setting unit 46 based on the voltage vector (vd, vq), the d and q axis currents idr, iqr, and the electrical angular velocity ω. The currents idr and iqr at are predicted. Here, basically, the voltage equations expressed by the following (eq1) and (eq2) are discretized from the following state equations (eq3) and (eq4) obtained by solving the current differential term. Predict current.
vd = (R + pLd) idr−ωLqiq (eq1)
vq = ωLdidr + (R + pLq) iqr + ωφ (eq2)
pidr
= − (R / Ld) idr + ω (Lq / Ld) iqr + vd / Ld (eq3)
piqr
= −ω (Ld / Lq) idr− (Rd / Lq) iqr + vq / Lq−ωφ / Lq
... (eq4)
Incidentally, in the above equation, the resistance R, the differential operator p, the d-axis inductance Ld, the q-axis inductance Lq, and the armature flux linkage constant φ are used.
予測部５０における電流の予測は、仮設定部４６によって仮設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。 The prediction of the current in the prediction unit 50 is performed for each of a plurality of operation states temporarily set by the temporary setting unit 46.
一方、操作状態設定部５２は、予測部５０によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊とを入力として、インバータＩＮＶの操作状態を決定する。ここでは、８つの電圧ベクトルＶｉ（ｉ＝０〜７）のうち評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルを上記操作状態として決定する。この評価関数Ｊは、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄ＊，ｉｑ＊）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための１手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。 On the other hand, the operation state setting unit 52 receives the predicted currents ide and iq predicted by the prediction unit 50 and the command currents id * and iq * as input, and determines the operation state of the inverter INV. Here, a voltage vector that minimizes the evaluation function J among the eight voltage vectors Vi (i = 0 to 7) is determined as the operation state. As the evaluation function J, a function whose value increases as the evaluation becomes lower is adopted. Specifically, the evaluation function J is calculated based on the inner product value of the difference between the command current vector Idqr = (id *, iq *) and the predicted current vector Idqe = (ide, iqe). This is one method for expressing that the evaluation is lower as the value is larger in view of the fact that the deviation of each component between the command current vector Idqr and the predicted current vector Idqe can be both positive and negative values. As a result, it is possible to construct an evaluation function J in which the evaluation becomes lower as the difference between the components of the command current vector Idqr and the predicted current vector Idqe is larger.
こうして決定された操作状態に基づき、操作部３６では、操作信号ｇ￥＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。 Based on the operation state thus determined, the operation unit 36 generates an operation signal g ¥ # and outputs it to the inverter INV.
次に、本実施形態にかかる誤差補正処理について説明する。 Next, error correction processing according to the present embodiment will be described.
本実施形態では、操作状態設定部５２によって都度設定された電圧ベクトルＶｉと、電圧センサ２０によって検出された電源電圧ＶＤＣとを入力として、各相の都度の指令電圧Ｖ￥＊を算出し、算出された指令電圧Ｖ￥＊の１電気角周期に渡る積分値として、第１の補正係数ＫＶ￥の算出に用いる電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥を算出する。 In the present embodiment, the voltage vector Vi set each time by the operation state setting unit 52 and the power supply voltage VDC detected by the voltage sensor 20 are input, and the command voltage V ¥ * for each phase is calculated and calculated. An integral value ΔVθ ¥ of the voltage absolute value | V ¥ | used for calculation of the first correction coefficient KV ¥ is calculated as an integral value over one electrical angle period of the command voltage V ¥ *.
図１７に、誤差補正処理のうち電圧処理部４０によって実行される処理の手順を示す。この処理は、所定の制御周期Ｔｃで繰り返し実行される。なお、図１７において、先の図４に示した処理と同一の処理については、便宜上同一のステップ番号を付している。 FIG. 17 shows a procedure of processing executed by the voltage processing unit 40 in the error correction processing. This process is repeatedly executed at a predetermined control cycle Tc. In FIG. 17, the same steps as those shown in FIG. 4 are given the same step numbers for the sake of convenience.
この一連の処理では、まずステップＳ６４において、今回の電圧ベクトルＶ（ｎ）を取得する。続くステップＳ６６では、電圧ベクトルＶ（ｎ）から、各相の指令電圧Ｖ￥＊（ｎ）（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）をマップ演算する。図１８に、このマップを示す。図示されるように、マップは、各電圧ベクトルＶｉ（ｉ＝０〜７）と、指令電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊との関係を定めるものである。ここで、例えば電圧ベクトルＶ１について、マップの値となることは、以下のようにして示される。 In this series of processing, first, in step S64, the current voltage vector V (n) is acquired. In the subsequent step S66, the map operation is performed on the command voltage V ¥ * (n) (¥ = u, v, w) of each phase from the voltage vector V (n). FIG. 18 shows this map. As shown in the figure, the map defines the relationship between each voltage vector Vi (i = 0 to 7) and the command voltages Vu *, Vv *, and Vw *. Here, for example, regarding the voltage vector V1, it becomes a map value as follows.
まず、Ｕ相及びＶ相間の線間電圧Ｖｕｖ，Ｖ相及びＷ相間の線間電圧Ｖｖｗ、Ｗ相及びＵ相間の線間電圧Ｖｗｕは、以下の式にて表現される。 First, the line voltage Vuv between the U phase and the V phase, the line voltage Vvw between the V phase and the W phase, and the line voltage Vwu between the W phase and the U phase are expressed by the following equations.
Ｖｕｖ＝ｖｕ−ｖｖ＝ＶＤＣ−０＝ＶＤＣ
Ｖｖｗ＝ｖｖ−ｖｗ＝０−０＝０
Ｖｗｕ＝ｖｗ−ｖｕ＝０−ＶＤＣ＝−ＶＤＣ
ここで、「ｖｕ＋ｖｖ＋ｖｗ＝０」の関係を用いることで、図１８に示すマップの値が得られる。なお、本実施形態では、電圧処理部４０が指令電圧算出手段を構成する。
Vuv = vu-vv = VDC-0 = VDC
Vvw = vv-vw = 0-0 = 0
Vwu = vw−vu = 0−VDC = −VDC
Here, by using the relationship of “vu + vv + vw = 0”, the value of the map shown in FIG. 18 is obtained. In the present embodiment, the voltage processing unit 40 constitutes a command voltage calculation unit.
先の図１７に戻り、ステップＳ６８では、各相の指令電圧Ｖ￥＊の積分値ΔＶ￥を算出する。これは、先の図４のステップＳ２０と同様に、制御周期Ｔｃと今回の指令電圧Ｖ￥＊（ｎ）との積を前回の積分値ΔＶ￥に加算することで行われる。その後、ステップＳ２２に進む。 Returning to FIG. 17, in step S68, the integrated value ΔV ¥ of the command voltage V ¥ * of each phase is calculated. This is performed by adding the product of the control cycle Tc and the current command voltage V ¥ * (n) to the previous integrated value ΔV ¥, as in step S20 of FIG. Thereafter, the process proceeds to step S22.
なお、上記ステップＳ２２において否定判断された場合や、ステップＳ２４の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。 If a negative determination is made in step S22, or if the process in step S24 is completed, this series of processes is temporarily terminated.
このように、本実施形態では、モデル予測制御を行う構成においても、誤差補正処理によってＵ，Ｖ，Ｗ相電流検出値ｉ￥を適切に補正することができる。 Thus, in the present embodiment, the U, V, and W phase current detection values i ¥ can be appropriately corrected by the error correction process even in the configuration that performs the model predictive control.
（第８の実施形態）
以下、第８の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Eighth embodiment)
Hereinafter, the eighth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.
本実施形態では、ゲイン誤差に加えて、回転角度センサ１６によって検出される電気角θに含まれる角度誤差に起因したモータジェネレータ１０のトルク変動を抑制するための誤差補正処理を行う。 In the present embodiment, in addition to the gain error, an error correction process is performed to suppress the torque fluctuation of the motor generator 10 caused by the angle error included in the electrical angle θ detected by the rotation angle sensor 16.
図１９に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。なお、図１９において、先の図１と同一の部材については、便宜上、同一の符号を付している。 FIG. 19 shows an overall configuration of a motor generator control system according to the present embodiment. In FIG. 19, the same members as those in FIG. 1 are given the same reference numerals for the sake of convenience.
図示されるように、補正係数算出部４２は、第１の補正係数ＫＶ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を算出する第１の補正係数算出部４２ａと、第２の補正係数ＫＡ￥を算出する第２の補正係数算出部４２ｂとを備えている。 As shown in the drawing, the correction coefficient calculation unit 42 calculates the first correction coefficient KV ¥ (¥ = u, v, w), the first correction coefficient calculation unit 42a, and the second correction coefficient KA ¥. And a second correction coefficient calculation unit 42b for calculating.
第１の誤差補正部５４ｕ，５４ｖ，５４ｗは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第１の補正係数ＫＶ￥をＵ相電流算出値ｉｕ，Ｖ相電流検出値ｉｖ，Ｗ相電流検出値ｉｗに乗算することで、これらの値ｉ￥を補正する。 The first error correction units 54u, 54v, 54w multiply the U-phase current calculation value iu, the V-phase current detection value iv, and the W-phase current detection value iw by the first correction coefficient KV ¥ for the U, V, and W phases. By doing so, these values i ¥ are corrected.
第２の誤差補正部５６ｕ，５６ｖ，５６ｗは、第１の誤差補正部５４ｕ，５４ｖ，５４ｗの出力値にＵ，Ｖ，Ｗ相の第２の補正係数ＫＡ￥を乗算することで、上記出力値を補正する。 The second error correction units 56u, 56v, and 56w multiply the output values of the first error correction units 54u, 54v, and 54w by the second correction coefficient KA ¥ for the U, V, and W phases, thereby outputting the output. Correct the value.
続いて、上記角度誤差、角度誤差がトルク変動等に及ぼす影響、及びこのトルク変動を抑制するための誤差補正処理について説明する。 Next, the angle error, the influence of the angle error on torque fluctuation and the error correction processing for suppressing the torque fluctuation will be described.
まず、上記角度誤差について説明する。 First, the angle error will be described.
本実施形態において、角度誤差とは、モータジェネレータ１０の電気角半周期やＭ電気角周期（Ｍ：正の整数）の周期を有する正弦波状の誤差のことである。本実施形態では、図２０に示すように、モータジェネレータ１０の１電気角周期と同じ周期（Ｍ＝１）を有する角度誤差Δθが電気角θに含まれているとする。 In the present embodiment, the angle error is a sinusoidal error having a period of an electrical angle half cycle or M electrical angle period (M: positive integer) of the motor generator 10. In the present embodiment, as shown in FIG. 20, it is assumed that an angle error Δθ having the same cycle (M = 1) as one electrical angle cycle of the motor generator 10 is included in the electrical angle θ.
続いて、角度誤差がトルク変動等に及ぼす影響について説明する。 Next, the influence of the angle error on torque fluctuation will be described.
回転角度センサ１６によって検出される電気角θに角度誤差Δθが含まれる状況下、２相変換部２８においてゲイン誤差が含まれたＵ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗをｄｑ変換する。これにより、２相変換部２８から出力されるｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒに、電気角速度と同じ角速度を有する変動成分や上記電流２次変動等が含まれることが本発明者らによって調べられている。そして、ｄ軸電流ｉｄｒ，ｄ軸電流ｉｄｒを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊にフィードバック制御するための応答性が十分な状況において、変動成分が含まれたｄ，ｑ軸電流ｉｄｒ，ｉｑｒに基づき算出された指令電圧Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を３相変換部３４において３相の指令電圧Ｖ￥＊に変換する。これにより、直流成分の誤差（直流誤差）と、角度誤差Δθの振幅に応じた振幅を有してかつ電気角速度の２倍の角速度を有する変動成分の誤差（変動誤差）とがこれら指令電圧Ｖ￥＊に含まれることも本発明者らによって調べられている。 In a situation where the electrical angle θ detected by the rotation angle sensor 16 includes the angle error Δθ, the U-phase current calculation values iu and V, W-phase current detection values iv, iw including the gain error in the two-phase converter 28. Is converted to dq. As a result, the present inventors have examined that the d and q axis currents idr and iqr output from the two-phase converter 28 include a fluctuation component having the same angular velocity as the electric angular velocity, the second-order current fluctuation, and the like. ing. Then, in a situation where the responsiveness for feedback control of the d-axis current idr and the d-axis current idr to the command currents id * and iq * is sufficient, the calculation is based on the d and q-axis currents idr and iqr including the fluctuation component. The command voltages Vd * and Vq * thus converted are converted into a three-phase command voltage V ¥ * by the three-phase converter 34. As a result, a DC component error (DC error) and a fluctuation component error (fluctuation error) having an amplitude corresponding to the amplitude of the angle error Δθ and an angular velocity twice as large as the electrical angular velocity (fluctuation error). It has been investigated by the present inventors that it is included in **.
上記変動誤差が含まれた指令電圧Ｖ￥＊に基づきモータジェネレータ１０を制御すると、相電流に変動誤差に起因する変動成分が含まれ、これによりトルク変動が生じることとなる。また、指令電圧Ｖ￥＊に上記変動誤差が含まれ、また、相電流に上記変動誤差に起因する変動成分が含まれると、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値Ｖθ￥に基づく第１の補正係数ＫＶ￥や、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく第２の補正係数ＫＡ￥の算出精度が低下するおそれもある。 When the motor generator 10 is controlled based on the command voltage V ¥ * including the fluctuation error, the phase current includes a fluctuation component due to the fluctuation error, thereby causing torque fluctuation. Further, when the command voltage V ¥ * includes the variation error and the phase current includes a variation component due to the variation error, the first voltage based on the integrated value Vθ ¥ of the voltage absolute value | V ¥ | There is also a possibility that the calculation accuracy of the second correction coefficient KA ¥ based on the correction coefficient KV ¥ and the integrated value Δiθ ¥ of the current absolute value | i ¥ |
こうした問題を解決すべく、まず、角度誤差Δθの影響を除去するために電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づく誤差補正処理を優先して行う。そしてその後、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく誤差補正処理を行う。これにより、上記変動誤差に起因する不都合の解消を図る。 In order to solve such a problem, first, error correction processing based on the integral value ΔVθ ¥ of the voltage absolute value | V ¥ | is preferentially performed in order to remove the influence of the angle error Δθ. Thereafter, an error correction process is performed based on the integral value Δiθ ¥ of the current absolute value | i ¥ |. As a result, the inconvenience caused by the fluctuation error is solved.
図２１に、補正係数算出部４２によって実行される誤差補正処理の手順を示す。なお、本実施形態において、第１の補正係数ＫＶ￥及び第２の補正係数ＫＡ￥の初期値は「１」に設定されている。 FIG. 21 shows a procedure of error correction processing executed by the correction coefficient calculation unit 42. In the present embodiment, the initial values of the first correction coefficient KV ¥ and the second correction coefficient KA ¥ are set to “1”.
この一連の処理では、まずステップＳ７０において、電圧絶対値｜Ｖ￥｜（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の１電気角周期に渡る積分値ΔＶθ￥を算出する。ここで、上記積分値ΔＶθ￥は、上記第１の実施形態の図４に示した処理によって算出すればよい。 In this series of processes, first, in step S70, an integral value ΔVθ ¥ over one electrical angle cycle of the voltage absolute value | V ¥ | (¥ = u, v, w) is calculated. Here, the integral value ΔVθ ¥ may be calculated by the process shown in FIG. 4 of the first embodiment.
続くステップＳ７２では、上記積分値ΔＶθ￥に基づき第１の補正係数ＫＶ￥を算出し、第１の誤差補正部５４ｕ，５４ｖ，５４ｗに出力する。ここで、第１の補正係数ＫＶ￥は、図５のステップＳ４６、Ｓ４８に示した処理によって算出すればよい。 In the subsequent step S72, the first correction coefficient KV ¥ is calculated based on the integral value ΔVθ ¥, and is output to the first error correction units 54u, 54v, 54w. Here, the first correction coefficient KV ¥ may be calculated by the processing shown in steps S46 and S48 in FIG.
続くステップＳ７４では、第１の補正係数ＫＶ￥による補正が行われた場合における３相の指令電圧Ｖ￥＊の振幅同士のずれ（Ｖｕ＊及びＶｖ＊同士の振幅のずれと、Ｖｖ＊及びＶｗ＊同士の振幅のずれと、Ｖｗ＊及びＶｕ＊同士の振幅のずれ）が所定値γ（＞０）未満であるか否かを判断する。ここで、本実施形態において、指令電圧Ｖ￥＊の振幅とは、具体的には例えば、１電気角周期の整数倍の期間における指令電圧Ｖ￥＊の平均値と、１電気角周期における指令電圧の最大値又は最小値との差の絶対値のことをいう。なお、上記所定値γは、０よりもやや大きい値に設定したり、０に近い値に設定したりすればよい。 In the subsequent step S74, the deviation of the amplitudes of the three-phase command voltage V ¥ * when the correction with the first correction coefficient KV ¥ is performed (the deviation of the amplitude between Vu * and Vv *, and the difference between Vv * and Vw *). It is determined whether or not the amplitude deviation between * and the amplitude deviation between Vw * and Vu * is less than a predetermined value γ (> 0). Here, in the present embodiment, specifically, the amplitude of the command voltage V ¥ * is, for example, an average value of the command voltage V ¥ * in a period that is an integral multiple of one electrical angle cycle and a command in one electrical angle cycle. The absolute value of the difference from the maximum or minimum voltage. The predetermined value γ may be set to a value slightly larger than 0 or set to a value close to 0.
ステップＳ７４において肯定判断された場合には、ステップＳ７６に進み、電流絶対値｜ｉ￥｜の１電気角周期に渡る積分値Δｉθ￥を算出する。ここで、上記積分値Δｉθ￥は、上記第１の実施形態の図３に示した処理によって算出すればよい。 If an affirmative determination is made in step S74, the process proceeds to step S76, and an integral value Δiθ ¥ over one electrical angle period of the current absolute value | i ¥ | is calculated. Here, the integral value Δiθ ¥ may be calculated by the processing shown in FIG. 3 of the first embodiment.
続くステップＳ７８では、上記積分値Δｉθ￥に基づき第２の補正係数ＫＡ￥を算出し、第２の誤差補正部５６ｕ，５６ｖ，５６ｗに出力する。ここで、第２の補正係数ＫＡ￥は、図５のステップＳ３４、Ｓ３６に示した処理によって算出すればよい。 In the subsequent step S78, the second correction coefficient KA ¥ is calculated based on the integral value Δiθ ¥, and is output to the second error correction units 56u, 56v, 56w. Here, the second correction coefficient KA ¥ may be calculated by the processing shown in steps S34 and S36 in FIG.
なお、上記ステップＳ７４において否定判断された場合や、ステップＳ７８の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。 If a negative determination is made in step S74, or if the process in step S78 is completed, this series of processes is temporarily terminated.
以上説明した誤差補正処理によれば、まず、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づく補正が行われることで、角度誤差Δθに起因した変動誤差によるＵ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗの変動を抑制することができる。そして、角度誤差Δθに起因した上記変動の抑制後、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく補正が行われることで、ゲイン誤差に起因したＵ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗの変動を抑制することができる。これにより、角度誤差Δθ及びゲイン誤差に起因したモータジェネレータ１０のトルク変動を好適に抑制することができる。 According to the error correction processing described above, first, the correction based on the integral value ΔVθ ¥ of the voltage absolute value | V ¥ | is performed, so that the U-phase current calculated values iu and V due to the variation error caused by the angle error Δθ. , Fluctuations in the W-phase current detection values iv and iw can be suppressed. Then, after the above-described fluctuation due to the angle error Δθ is suppressed, the correction based on the integral value Δiθ ¥ of the current absolute value | i ¥ | is performed, so that the U-phase current calculation values iu and V, W due to the gain error are performed. Variations in the detected phase current values iv and iw can be suppressed. Thereby, torque fluctuation of motor generator 10 caused by angle error Δθ and gain error can be suitably suppressed.
（第９の実施形態）
以下、第９の実施形態について、先の第８の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。
(Ninth embodiment)
Hereinafter, the ninth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the eighth embodiment.
本実施形態では、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）に基づく補正を電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく補正よりも優先させる手法を変更する。 In the present embodiment, the correction based on the integral value ΔVθ ¥ (¥ = u, v, w) of the voltage absolute value | V ¥ | is prioritized over the correction based on the integral value Δiθ ¥ of the current absolute value | i ¥ |. To change.
図２２に、本実施形態にかかる補正係数算出部４２の構成を示す。 FIG. 22 shows a configuration of the correction coefficient calculation unit 42 according to the present embodiment.
図示されるように、本実施形態では、第１の補正係数算出部４２ａにおいて、第１の補正係数ＫＶ￥の目標値（以下、第１の目標値ＫＶｔｇｔ）を設定し、第１の補正係数ＫＶ￥を第１の目標値ＫＶｔｇｔにフィードバック制御する。また、第２の補正係数算出部４２ｂにおいて、第２の補正係数ＫＡ￥の目標値（以下、第２の目標値ＫＡｔｇｔ）を設定し、第２の補正係数ＫＡ￥を第２の目標値ＫＡｔｇｔにフィードバック制御する。ここでは、第１，第２の補正係数算出部４２ａ，４２ｂのフィードバック制御における伝達関数を１次遅れ要素とし、第１の補正係数算出部４２ａにおける伝達関数の時定数ＴＶを、第２の補正係数算出部４２ｂにおける伝達関数の時定数ＴＡよりも小さく設定する。 As shown in the figure, in the present embodiment, the first correction coefficient calculation unit 42a sets a target value of the first correction coefficient KV ¥ (hereinafter, referred to as a first target value KVtgt), and the first correction coefficient KV ¥ is feedback-controlled to the first target value KVtgt. Further, in the second correction coefficient calculation unit 42b, a target value of the second correction coefficient KA ¥ (hereinafter referred to as a second target value KAtgt) is set, and the second correction coefficient KA ¥ is set as the second target value KAtgt. Feedback control. Here, the transfer function in the feedback control of the first and second correction coefficient calculators 42a and 42b is a first-order lag element, and the time constant TV of the transfer function in the first correction coefficient calculator 42a is the second correction factor. It is set smaller than the time constant TA of the transfer function in the coefficient calculation unit 42b.
図２３に、補正係数算出部４２によって実行される誤差補正処理の手順を示す。なお、図２３において、先の図２１に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。また、第１の補正係数ＫＶ￥及び第２の補正係数ＫＡ￥の初期値は「１」に設定されている。 FIG. 23 shows a procedure of error correction processing executed by the correction coefficient calculation unit 42. In FIG. 23, the same processes as those shown in FIG. 21 are given the same reference numerals for the sake of convenience. The initial values of the first correction coefficient KV ¥ and the second correction coefficient KA ¥ are set to “1”.
この一連の処理では、ステップＳ７０、Ｓ７２の処理の完了後、ステップＳ８０において、第１の目標値ＫＶｔｇｔを設定する。本実施形態では、上記ステップＳ７２の処理で算出された第１の補正係数ＫＶ￥のうち中間値を第１の目標値ＫＶｔｇｔとして設定する。 In this series of processes, the first target value KVtgt is set in step S80 after the processes of steps S70 and S72 are completed. In the present embodiment, an intermediate value is set as the first target value KVtgt in the first correction coefficient KV ¥ calculated in the process of step S72.
その後、ステップＳ７６、Ｓ７８の処理を介してステップＳ８２に進み、第２の目標値ＫＡｔｇｔを設定する。本実施形態では、上記ステップＳ７８の処理で算出された第２の補正係数ＫＡ￥のうち中間値を第２の目標値ＫＡｔｇｔとして設定する。 Thereafter, the process proceeds to step S82 via the processes of steps S76 and S78, and the second target value KAtgt is set. In the present embodiment, an intermediate value of the second correction coefficient KA ¥ calculated in the process of step S78 is set as the second target value KAtgt.
なお、ステップＳ８２の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。 In addition, when the process of step S82 is completed, this series of processes is once complete | finished.
第１の補正係数算出部４２ａにおける時定数ＴＶが第２の補正係数算出部４２ｂにおける時定数ＴＡよりも小さく設定されていることから、以上説明した誤差補正処理によれば、第１の補正係数ＫＶ￥が第１の目標値ＫＶｔｇｔに収束するまでに要する時間が、第２の補正係数ＫＡ￥が第２の目標値ＫＡｔｇｔに収束するまでに要する時間よりも短くなる。すなわち、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）に基づく補正が電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく補正よりも優先されることとなる。こうした誤差補正処理によっても、角度誤差Δθ及びゲイン誤差に起因したモータジェネレータ１０のトルク変動を好適に抑制することができる。 Since the time constant TV in the first correction coefficient calculation unit 42a is set smaller than the time constant TA in the second correction coefficient calculation unit 42b, according to the error correction process described above, the first correction coefficient The time required for KV ¥ to converge to the first target value KVtgt is shorter than the time required for the second correction coefficient KA ¥ to converge to the second target value KAtgt. That is, the correction based on the integral value ΔVθ ¥ (¥ = u, v, w) of the voltage absolute value | V ¥ | takes precedence over the correction based on the integral value Δiθ ¥ of the current absolute value | i ¥ |. . Such error correction processing can also suitably suppress the torque fluctuation of the motor generator 10 caused by the angle error Δθ and the gain error.
（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。
(Other embodiments)
Each of the above embodiments may be modified as follows.
・統一手段としては、電流検出値や指令電圧の符号を正に統一するものに限らず、負に統一するものであってもよい。 The unifying means is not limited to positively unifying the signs of the current detection value and the command voltage, and may be negatively unified.
・加算値算出手段としては、指数移動平均値を算出するものに限らず、例えば、複数の過去の値（電流検出値、指令電圧）の単純移動平均値を算出するものであってもよい。 The addition value calculation means is not limited to the one that calculates the exponential moving average value, but may be, for example, a simple moving average value of a plurality of past values (current detection value, command voltage).
・上記第１の実施形態において、積分区間を電気角θの半周期としてもよい。また、積分区間を、電気角θの半周期以上の期間であってかつ電気角θの半周期の整数倍の期間に同期しない期間としてもよい。 In the first embodiment, the integration interval may be a half cycle of the electrical angle θ. Further, the integration interval may be a period that is a period that is equal to or greater than a half cycle of the electrical angle θ and that is not synchronized with a period that is an integral multiple of the half cycle of the electrical angle θ.
・選択手段としては、電気角速度ωに基づき選択するものに限らない。例えば、電気角速度ωが所定速度未満となる場合に正弦波ＰＷＭ制御によって操作信号ｇ￥＃を生成し、電気角速度ωが上記所定速度以上となる場合に過変調制御によって操作信号ｇ￥＃を生成する構成において、変調率（指令電圧Ｖ￥＊の振幅／入力電圧ＶＤＣ）に基づき選択してもよい。ここで、過変調制御とは、変調率が「１」よりも大きい規定値（例えば「１．１５」）となることで、指令電圧Ｖ￥＊に「１」よりも大きい係数を乗算して指令電圧Ｖ￥＊を増大補正する制御であり、また、上記所定速度は、モータジェネレータ１０の要求トルクＴｒが大きくなるほど低く設定される。 The selection means is not limited to a selection based on the electrical angular velocity ω. For example, the operation signal g ¥ # is generated by sine wave PWM control when the electrical angular velocity ω is less than a predetermined speed, and the operation signal g ¥ # is generated by overmodulation control when the electrical angular velocity ω is equal to or higher than the predetermined speed. In this configuration, the selection may be made based on the modulation factor (the amplitude of the command voltage V ¥ * / the input voltage VDC). Here, overmodulation control means that the command voltage V ¥ * is multiplied by a coefficient larger than “1” when the modulation factor becomes a specified value larger than “1” (eg, “1.15”). In this control, the command voltage V ¥ * is increased and corrected, and the predetermined speed is set lower as the required torque Tr of the motor generator 10 increases.
・判断手段としては、上記各実施形態に例示したものに限らない。例えば、上記第４の実施形態の図１３のステップＳ６１において、電気角速度ωの条件を除去してもよい。また、例えば、要求トルクＴｒの変化量ΔＴｒに代えて、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊の変化量が規定値よりも大きいとの条件を設定してもよい。 -As a judgment means, it is not restricted to what was illustrated to said each embodiment. For example, the condition of the electrical angular velocity ω may be removed in step S61 in FIG. 13 of the fourth embodiment. For example, instead of the change amount ΔTr of the required torque Tr, a condition that the change amount of the command currents id * and iq * is larger than a specified value may be set.
・上記第１の実施形態の図５において、第１の角速度ωＡと第２の角速度ωＢとを同一の値としてかつ、ステップＳ２８の処理を電気角速度ωが第２の角速度ωＢ以上であるか否かを判断する処理に置き換え、ステップＳ２６からステップＳ５４に至るまでの処理を除去してもよい。また、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づく誤差補正処理、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥に基づく誤差補正処理、及びこれら双方に基づく誤差補正処理のうち１又は２つを行う制御ロジックを採用してもよい。 In FIG. 5 of the first embodiment, the first angular velocity ωA and the second angular velocity ωB are set to the same value, and the electrical angular velocity ω is equal to or higher than the second angular velocity ωB in the process of step S28. The process from step S26 to step S54 may be removed instead of the process for determining whether or not. Further, one or more of error correction processing based on the integral value ΔVθ ¥ of the voltage absolute value | V ¥ |, error correction processing based on the integral value Δiθ ¥ of the current absolute value | i ¥ |, and error correction processing based on both of them. A control logic that performs two may be employed.
・上記第３の実施形態において、振幅ａｍｐの指数移動平均値に代えて、電圧絶対値｜Ｖ￥｜及び電流絶対値｜ｉ￥｜や、電流２乗値及び電圧２乗値の指数移動平均値を誤差補正係数Ｋｔ￥の算出に用いてもよい。この場合、例えば、電圧絶対値｜Ｖ￥｜等を算出するための積分区間をＭ電気角周期（Ｍ：正の整数）とすればよい。 In the third embodiment, instead of the exponential moving average value of the amplitude amp, the voltage absolute value | V ¥ | and the current absolute value | i ¥ |, or the exponential moving average of the current square value and the voltage square value The value may be used for calculating the error correction coefficient Kt ¥. In this case, for example, the integration interval for calculating the voltage absolute value | V ¥ | etc. may be M electrical angle period (M: positive integer).
・上記各実施形態では、モータジェネレータ１０の出力トルクを要求トルクＴｒに制御するための指令電流を算出する構成としたがこれに限らない。例えば、モータジェネレータ１０の回転速度を要求速度に制御するための指令電流を算出する構成としてもよい。この場合、上記第４の実施形態の図１３のステップＳ６１の処理において、要求トルクＴｒの条件に代えて、要求速度の変化量の絶対値が所定値よりも大きいとの条件を設定すればよい。 In each of the above embodiments, the command current for controlling the output torque of the motor generator 10 to the required torque Tr is calculated. However, the present invention is not limited to this. For example, a command current for controlling the rotation speed of the motor generator 10 to the required speed may be calculated. In this case, in the process of step S61 of FIG. 13 in the fourth embodiment, a condition that the absolute value of the change amount of the required speed is larger than a predetermined value may be set instead of the condition of the required torque Tr. .
・決定手段としては、上記第８の実施形態に例示したものに限らない。例えば、予測電流ｉｄｅと指令電流ｉｄ＊との差の絶対値と、予測電流ｉｑｅと指令電流ｉｑ＊との差の絶対値との加重平均処理値を、予測電流と指令電流との乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。 The determining means is not limited to that exemplified in the eighth embodiment. For example, the weighted average processing value of the absolute value of the difference between the predicted current ide and the command current id * and the absolute value of the difference between the predicted current iqe and the command current iq * is expressed as the degree of divergence between the predicted current and the command current. It may be a parameter to be evaluated.
・上記第８，第９の実施形態において、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づく誤差補正処理のみを行ってもよい。すなわち、第２の補正手段を備えなくてもよい。この場合であっても、角度誤差Δθに起因した電流検出値やトルクの変動を抑制することはできる。 In the eighth and ninth embodiments, only the error correction processing based on the integral value ΔVθ ¥ of the voltage absolute value | V ¥ | may be performed. That is, the second correction unit may not be provided. Even in this case, fluctuations in the current detection value and torque caused by the angle error Δθ can be suppressed.
・上記第８の実施形態の図２１のステップＳ７４の処理を、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の第１の補正係数ＫＶ￥のうち最小値及び最大値の差の絶対値が所定値未満となるか否かを判断する処理に置き換えてもよい。これは、第１の補正係数ＫＶ￥のうち最小値及び最大値の差の絶対値が所定値未満となる状況と、３相の指令電圧Ｖ￥＊の振幅同士のずれが所定値γ未満となる状況とを関係付けることが可能であることに基づく。 21. Whether the absolute value of the difference between the minimum value and the maximum value of the first correction coefficient KV ¥ of the U, V, and W phases is less than the predetermined value in the process of step S74 of FIG. 21 in the eighth embodiment. It may be replaced with a process for determining whether or not. This is because the absolute value of the difference between the minimum value and the maximum value of the first correction coefficient KV ¥ is less than a predetermined value, and the deviation between the amplitudes of the three-phase command voltage V ¥ * is less than the predetermined value γ. It is based on being able to relate to a situation.
・角度誤差Δθとしては、モータジェネレータ１０の１電気角周期と同じ周期を有する正弦波状の誤差に限らず、モータジェネレータ１０の電気角半周期やＮ電気角周期（Ｎ：２以上の整数）の周期を有する正弦波状の誤差であることも考えられる。このような角度誤差Δθが電気角θに含まれる場合であっても、上記第８，第９の実施形態に示した誤差補正処理によれば、積分値ΔＶθ￥によって角度誤差Δθに起因する変動誤差を定量化できると考えられる。 The angle error Δθ is not limited to a sinusoidal error having the same cycle as one electrical angle cycle of the motor generator 10, but may be an electrical angle half cycle or N electrical angle cycle (N: an integer of 2 or more) of the motor generator 10. It may be a sinusoidal error having a period. Even when such an angle error Δθ is included in the electrical angle θ, according to the error correction processing shown in the eighth and ninth embodiments, the fluctuation caused by the angle error Δθ due to the integrated value ΔVθ ¥. The error can be quantified.
・振幅相当量等について、回転機の相同士の値の比較に基づく補正手法としては、上記各実施形態に例示したものに限らず、例えば以下に説明する手法を採用してもよい。 -About correction | amendment amount etc., as a correction method based on the comparison of the value of the phases of a rotary machine, not only what was illustrated by said each embodiment but the method demonstrated below, for example may be employ | adopted.
上記第１の実施形態の図５のステップＳ３４において、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥のうち最大値を電流基準値として選択する。そして、ステップＳ３６において、積分値Δｉθ￥を上記電流基準値で除算することで第２の補正係数ＫＡ￥を算出してもよい。この場合、基本波の振幅が小さくなるようにＵ相電流算出値ｉｕ及びＶ，Ｗ相電流検出値ｉｖ，ｉｗが補正されることとなる。なお、電圧絶対値｜Ｖ￥｜の積分値ΔＶθ￥に基づく補正手法についても同様である。 In step S34 of FIG. 5 of the first embodiment, the maximum value is selected as the current reference value among the integral values Δiθ ¥ of the U, V, and W phase current absolute values | i ¥ |. In step S36, the second correction coefficient KA ¥ may be calculated by dividing the integral value Δiθ ¥ by the current reference value. In this case, the U phase current calculation value iu and the V and W phase current detection values iv and iw are corrected so that the amplitude of the fundamental wave becomes small. The same applies to the correction method based on the integral value ΔVθ ¥ of the voltage absolute value | V ¥ |.
上記第１の実施形態では、電流絶対値｜ｉ￥｜の積分値Δｉθ￥同士の比率に基づき第２の補正係数ＫＡ￥を算出したがこれに限らない。例えば、積分値Δｉθ￥同士の差分に基づき第２の補正係数ＫＡ￥を算出してもよい。具体的には、例えば、積分値Δｉθ￥のうち中間値を基準とした残余２相のそれぞれの積分値の差分を算出する。そして、上記中間値に対する差分が正の値であってかつ上記差分の絶対値が大きいほど、その相の第２の補正係数ＫＡ￥を小さい値に設定し（ただし、０＜ＫＡ￥＜1）、上記中間値に対する差分が負の値であってかつ上記差分の絶対値が大きいほど、その相の第２の補正係数ＫＡ￥を大きい値に設定すればよい（ただし、ＫＡ￥＞1）。なお、第１の補正係数ＫＶ￥の算出手法についても同様である。 In the first embodiment, the second correction coefficient KA ¥ is calculated based on the ratio between the integral values Δiθ ¥ of the current absolute value | i ¥ |. However, the present invention is not limited to this. For example, the second correction coefficient KA ¥ may be calculated based on the difference between the integral values Δiθ ¥. Specifically, for example, the difference between the integral values of the remaining two phases with respect to the intermediate value among the integral values Δiθ ¥ is calculated. Then, as the difference with respect to the intermediate value is a positive value and the absolute value of the difference is larger, the second correction coefficient KA ¥ of the phase is set to a smaller value (where 0 <KA ¥ <1). The second correction coefficient KA ¥ for the phase may be set to a larger value as the difference with respect to the intermediate value is a negative value and the absolute value of the difference is larger (where KA ¥> 1). The same applies to the calculation method of the first correction coefficient KV ¥.
上記第１の実施形態では、誤差補正係数Ｋｔ￥をＶ相電流検出値ｉｖ等に乗算することでＶ相電流検出値ｉｖ等を補正する手法を採用したがこれに限らない。例えば、積分値Δｉθ￥に基づき電気角θと関係付けられた補正値を算出し、算出された補正値を電流検出値等に都度加算することで検出値を補正する手法を採用してもよい。 In the first embodiment, the method of correcting the V-phase current detection value iv and the like by multiplying the error correction coefficient Kt ¥ by the V-phase current detection value iv and the like is adopted, but the present invention is not limited to this. For example, a method may be employed in which a correction value associated with the electrical angle θ is calculated based on the integral value Δiθ ¥, and the detected value is corrected by adding the calculated correction value to the current detection value or the like each time. .
・電流検出値に基づき指令電圧を算出する制御手法として、電流ベクトル制御に代えて、例えば、瞬時電流値制御を採用してもよい。 As a control method for calculating the command voltage based on the detected current value, for example, instantaneous current value control may be employed instead of the current vector control.
・上記第１の実施形態において、上記第７の実施形態と同様に、Ｕ相電流を検出する電流センサを備えてもよい。 -In the said 1st Embodiment, you may provide the current sensor which detects a U-phase electric current similarly to the said 7th Embodiment.
・回転角度センサ１６としては、レゾルバに限らず、例えばロータリエンコーダであってもよい。この場合であっても、回転角度センサ１６によって検出される電気角θに角度誤差Δθが含まれるなら、上記第８，第９の実施形態にかかる誤差補正処理の適用が有効である。 The rotation angle sensor 16 is not limited to a resolver but may be a rotary encoder, for example. Even in this case, if the angle error Δθ is included in the electrical angle θ detected by the rotation angle sensor 16, the application of the error correction processing according to the eighth and ninth embodiments is effective.
・回転機としては、Ｙ結線されたものに限らず、Δ結線されたものであってもよい。 -The rotating machine is not limited to Y-connected, but may be Δ-connected.
・回転機としては、埋め込み磁石同期モータに限らない。例えば、表面磁石同期モータや、界磁巻線型同期モータであってもよい。また、回転機としては、同期回転機に限らず、誘導回転機であってもよい。 -The rotating machine is not limited to an embedded magnet synchronous motor. For example, a surface magnet synchronous motor or a field winding synchronous motor may be used. The rotating machine is not limited to a synchronous rotating machine but may be an induction rotating machine.
・回転機としては、３相回転機に限らず、例えば、４相以上の回転機であってもよい。また、回転機としては、車載主機としての回転機に限らず、空調用の圧縮機を駆動する回転機であってもよい。さらに、回転機としては、車両に搭載されるものに限らない。 -The rotating machine is not limited to a three-phase rotating machine, and may be, for example, a rotating machine having four or more phases. Further, the rotating machine is not limited to the rotating machine as the in-vehicle main machine, and may be a rotating machine that drives a compressor for air conditioning. Furthermore, the rotating machine is not limited to that mounted on the vehicle.
１０…モータジェネレータ、１８ｖ…電流センサ、１８ｗ…電流センサ、２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ…誤差補正部、３６…操作部、ＩＮＶ…インバータ。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Motor generator, 18v ... Current sensor, 18w ... Current sensor, 26u, 26v, 26w ... Error correction part, 36 ... Operation part, INV ... Inverter.
Claims (15)
前記電流検出手段の検出値を補正する補正手段（２６ｕ，２６ｖ，２６ｗ，５４ｕ，５４ｖ，５４ｗ，５６ｕ，５６ｖ，５６ｗ）と、
前記補正手段によって補正された前記電流検出手段の検出値に基づき、前記回転機の各相に印加する指令電圧（Ｖ￥＊；￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を算出する指令電圧算出手段と、
前記補正手段によって補正された前記電流検出手段の検出値に基づき、前記インバータを操作する操作手段（３６）とを備え、
前記電流検出手段の検出値及び前記指令電圧算出手段によって算出された前記指令電圧のうち少なくとも一方を補正用パラメータと定義し、
前記補正手段は、前記補正用パラメータの振幅相当量（Δｉθ￥，ΔＶθ￥）又は該補正用パラメータの振幅（ａｍｐ）について、前記回転機の相同士の値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値を補正することを特徴とする回転機の制御装置。 Application to a control system for a rotating machine comprising a multiphase rotating machine (10) electrically connected to an inverter (INV) and current detecting means (18u, 18v, 18w) for detecting a phase current flowing through the rotating machine And
Correction means (26u, 26v, 26w, 54u, 54v, 54w, 56u, 56v, 56w) for correcting the detection value of the current detection means;
Command voltage calculation means for calculating a command voltage (V ¥ *; ¥ = u, v, w) to be applied to each phase of the rotating machine based on the detection value of the current detection means corrected by the correction means;
Operation means (36) for operating the inverter based on the detection value of the current detection means corrected by the correction means;
Defining at least one of the detection value of the current detection means and the command voltage calculated by the command voltage calculation means as a correction parameter;
The correction unit is configured to detect the current detection unit based on a comparison of values of the phases of the rotating machine with respect to the amplitude equivalent amount (Δiθ ¥, ΔVθ ¥) of the correction parameter or the amplitude (amp) of the correction parameter. A control device for a rotating machine, wherein a detection value is corrected.
前記符号が統一された前記補正用パラメータについて、前記回転機の電気角（θ）を変数とした過去の複数の値の積分値又は移動平均値を前記振幅相当量として算出する加算値算出手段とを更に備え、
前記補正手段は、前記回転機の相同士の前記積分値又は前記移動平均値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値を補正することを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。 Unifying means for unifying the signs of the correction parameters;
An addition value calculating means for calculating an integral value or a moving average value of a plurality of past values using the electrical angle (θ) of the rotating machine as a variable for the correction parameter with the same sign Further comprising
2. The control device for a rotating machine according to claim 1, wherein the correction unit corrects a detection value of the current detection unit based on a comparison of the integral value or the moving average value of the phases of the rotating machine. .
前記相同士の前記積分値又は前記移動平均値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値の補正値を算出する補正値算出手段を備え、
該補正値算出手段によって算出された前記補正値に基づき前記電流検出手段の検出値を補正し、
前記回転機の過渡運転時であるか否かを判断する判断手段と、
前記判断手段によって前記過渡運転時であると判断された場合、前記補正値算出手段によって算出された前回の前記補正値を保持する保持手段とを更に備え、
前記補正手段は、前記判断手段によって前記過渡運転時と判断される期間において、前記保持手段によって保持された前記補正値に基づき前記電流検出手段の検出値を補正することを特徴とする請求項２〜４のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。 The correction means includes
Correction value calculation means for calculating a correction value of the detection value of the current detection means based on the comparison of the integral value or the moving average value of the phases;
Correcting the detection value of the current detection means based on the correction value calculated by the correction value calculation means;
Determining means for determining whether or not the rotating machine is in a transient operation;
Holding means for holding the previous correction value calculated by the correction value calculation means when it is determined by the determination means that it is during the transient operation;
The correction means corrects the detection value of the current detection means based on the correction value held by the holding means in a period determined by the determination means as the transient operation. The control apparatus of the rotary machine of any one of -4.
前記相同士の値の比較に基づき前記電流検出手段の検出値の補正係数（Ｋｔ￥；￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を算出する補正値算出手段を備え、
該補正値算出手段によって算出された前記補正係数を前記電流検出手段の検出値に乗算することで該検出値を補正することを特徴とする請求項１〜６のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。 The correction means includes
Correction value calculation means for calculating a correction coefficient (Kt ¥; ¥ = u, v, w) of the detection value of the current detection means based on the comparison of the values of the phases;
The rotation according to claim 1, wherein the detection value is corrected by multiplying the detection value of the current detection unit by the correction coefficient calculated by the correction value calculation unit. Machine control device.
前記指令電圧算出手段は、
前記角度検出手段の検出値に基づき、前記補正手段によって補正された前記電流検出手段の検出値を回転座標系の電流に変換する電流変換手段（２８）と、
前記回転座標系の電流に基づき、該回転座標系の指令電圧を算出する手段（３２）と、
前記角度検出手段の検出値に基づき、前記回転座標系の指令電圧を固定座標系の指令電圧に変換する手段（３４）とを備え、
前記補正用パラメータとしての前記指令電圧は、前記固定座標系の指令電圧であり、
前記操作手段は、前記回転機の各相の印加電圧を前記固定座標系の指令電圧とすべく前記インバータを操作することを特徴とする請求項１〜９のいずれか1項に記載の回転機の制御装置。 The control system further includes angle detection means (16) for detecting an electrical angle (θ) of the rotating machine,
The command voltage calculation means includes
Current conversion means (28) for converting the detection value of the current detection means corrected by the correction means into a current in a rotating coordinate system based on the detection value of the angle detection means;
Means (32) for calculating a command voltage of the rotating coordinate system based on the current of the rotating coordinate system;
Means (34) for converting the rotational coordinate system command voltage into a fixed coordinate system command voltage based on the detection value of the angle detection means;
The command voltage as the correction parameter is a command voltage of the fixed coordinate system,
10. The rotating machine according to claim 1, wherein the operating unit operates the inverter so that an applied voltage of each phase of the rotating machine is a command voltage of the fixed coordinate system. Control device.
前記予測手段によって予測された電流に基づき、該予測される電流に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記インバータの操作状態として決定する決定手段（５２）とを更に備え、
前記操作手段は、前記決定手段によって決定された前記操作状態となるように前記インバータを操作し、
前記指令電圧算出手段は、前記決定手段によって決定された前記操作状態に基づき前記指令電圧を算出することを特徴とする請求項１〜９のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。 Prediction means (50) for predicting the current flowing through the rotating machine when the operation state of the inverter is temporarily set based on the detection value of the current detection means corrected by the correction means;
Based on the current predicted by the prediction means, further comprising a determination means (52) for evaluating an operation state corresponding to the predicted current and determining an operation state with a high evaluation as the operation state of the inverter;
The operation means operates the inverter so as to be in the operation state determined by the determination means,
10. The control device for a rotating machine according to claim 1, wherein the command voltage calculation unit calculates the command voltage based on the operation state determined by the determination unit.
前記指令電圧算出手段は、
前記角度検出手段の検出値に基づき、前記補正手段によって補正された前記電流検出手段の検出値を回転座標系の電流に変換する電流変換手段（２８）と、
前記回転座標系の電流に基づき、該回転座標系の指令電圧を算出する手段（３２）と、
前記角度検出手段の検出値に基づき、前記回転座標系の指令電圧を固定座標系の指令電圧に変換する手段（３４）とを備え、
前記操作手段は、前記各相の印加電圧を前記固定座標系の指令電圧とすべく前記インバータを操作し、
前記補正手段は、前記固定座標系の指令電圧の振幅相当量又は該指令電圧の振幅について、前記相同士の値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値を補正する第１の補正手段（４２ａ）を備えることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。 The control system further includes angle detection means (16) for detecting an electrical angle (θ) of the rotating machine,
The command voltage calculation means includes
Current conversion means (28) for converting the detection value of the current detection means corrected by the correction means into a current in a rotating coordinate system based on the detection value of the angle detection means;
Means (32) for calculating a command voltage of the rotating coordinate system based on the current of the rotating coordinate system;
Means (34) for converting the rotational coordinate system command voltage into a fixed coordinate system command voltage based on the detection value of the angle detection means;
The operation means operates the inverter to set the applied voltage of each phase as a command voltage of the fixed coordinate system,
The correction unit is a first correction unit that corrects the detected value of the current detection unit based on a comparison of values of the phases with respect to the amplitude equivalent of the command voltage in the fixed coordinate system or the amplitude of the command voltage. 42. The control device for a rotating machine according to claim 1, further comprising: 42a).
前記第１の補正手段による補正を前記第２の補正手段による補正よりも優先させる優先手段を更に備えることを特徴とする請求項１２記載の回転機の制御装置。 The correction means is a second correction means for correcting the detection value of the current detection means based on the comparison of the values of the phases with respect to the amplitude equivalent of the detection value of the current detection means or the amplitude of the detection value. 42b)
13. The rotating machine control device according to claim 12, further comprising priority means for prioritizing correction by the first correction means over correction by the second correction means.
前記固定座標系の指令電圧の振幅相当量又は該指令電圧の振幅について、前記相同士の値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値の補正値（ＫＶ￥；￥＝ｕ，ｖ，ｗ）を算出する第１の補正値算出手段と、
前記第１の補正値算出手段によって算出された前記補正値をその目標値（ＫＶｔｇｔ）にフィードバック制御する第１のフィードバック制御手段とを備え、
該第１のフィードバック制御手段によってフィードバック制御された前記補正値に基づき、前記電流検出手段の検出値を補正し、
前記第２の補正手段は、
前記電流検出手段の検出値の振幅相当量又は該検出値の振幅について、前記相同士の値の比較に基づき、前記電流検出手段の検出値の補正値（ＫＡ￥）を算出する第２の補正値算出手段と、
前記第２の補正値算出手段によって算出された前記補正値をその目標値（ＫＡｔｇｔ）にフィードバック制御する第２のフィードバック制御手段とを備え、
該第２のフィードバック制御手段によってフィードバック制御された前記補正値に基づき、前記電流検出手段の検出値を補正し、
前記優先手段は、前記第１のフィードバック制御手段よるフィードバック制御の時定数を前記第２のフィードバック制御手段によるフィードバック制御の時定数よりも小さく設定することを特徴とする請求項１３記載の回転機の制御装置。 The first correction means includes
The correction value (KV ¥; ¥ = u, v, w) of the detection value of the current detection means based on the comparison of the values of the phases with respect to the amplitude equivalent of the command voltage in the fixed coordinate system or the amplitude of the command voltage First correction value calculating means for calculating
First feedback control means for feedback-controlling the correction value calculated by the first correction value calculation means to its target value (KVtgt),
Based on the correction value feedback-controlled by the first feedback control means, the detection value of the current detection means is corrected,
The second correction means includes
Second correction for calculating a correction value (KA ¥) of the detection value of the current detection unit based on the comparison of the values of the phases with respect to the amplitude equivalent amount of the detection value of the current detection unit or the amplitude of the detection value A value calculating means;
Second feedback control means for feedback-controlling the correction value calculated by the second correction value calculation means to its target value (KAtgt),
Based on the correction value feedback-controlled by the second feedback control means, the detection value of the current detection means is corrected,
14. The rotating machine according to claim 13, wherein the priority unit sets a time constant of feedback control by the first feedback control unit to be smaller than a time constant of feedback control by the second feedback control unit. Control device.
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Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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- 2012-04-12 JP JP2012090671A patent/JP2013219988A/en active Pending
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