JP2013198366A - インバータ装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】電流分布を放射状に分散させて従来よりも漏洩磁束、誘導ノイズ、および電波ノイズを抑制したインバータ装置を提供する。
【解決手段】同心内外に配置された中心電極である正電極3Pならびに環状の外周電極である負電極3Nと、パワー半導体モジュールをそれぞれ含み正電極3Pと負電極3Nとの間に直列接続されかつ正電極3Pと負電極3Nとの間に環状に配置された三相の上アームおよび下アームとを備え、直流電力を三相電力に変換して三相の上アームと下アームとの間の各レッグから出力するインバータ装置1であって、並列接続された複数の上アーム(2U1H、2U2H、2V1H、2V2H、2W1H、2W2H)および並列接続された複数の下アーム(2U1L、2U2L、2V1L、2V2L、2W1L、2W2H)で各相を構成した。
【選択図】図2
【解決手段】同心内外に配置された中心電極である正電極3Pならびに環状の外周電極である負電極3Nと、パワー半導体モジュールをそれぞれ含み正電極3Pと負電極3Nとの間に直列接続されかつ正電極3Pと負電極3Nとの間に環状に配置された三相の上アームおよび下アームとを備え、直流電力を三相電力に変換して三相の上アームと下アームとの間の各レッグから出力するインバータ装置1であって、並列接続された複数の上アーム(2U1H、2U2H、2V1H、2V2H、2W1H、2W2H)および並列接続された複数の下アーム(2U1L、2U2L、2V1L、2V2L、2W1L、2W2H)で各相を構成した。
【選択図】図2
Description
本発明はインバータ装置に関し、より詳細には、漏洩磁束や誘導ノイズおよび電波ノイズを抑制したインバータ装置に関する。
近年、走行用駆動源としてエンジンおよびモータを備えたハイブリッド車両が急速に普及しつつあり、各種方式の駆動装置が実用化されている。モータには三相同期モータを用いる場合が多く、力行時には車載のバッテリ電源からの給電により駆動輪を駆動し、制動時には回生発電を行ってバッテリ電源を充電する。このため、モータとバッテリ電源との間にインバータ装置を設けて、双方向の電力変換を行わせるのが一般的になっている。ハイブリッド車両は、複数の走行用駆動源を有するがゆえに構成部品点数が多くなりがちであり、エンジン車両と比較して搭載スペースの制約が厳しい。このため、インバータ装置の小形軽量化が強く要望されている。
本願出願人は、この種の車載用途に適したインバータ装置を特許文献1に開示している。特許文献1のインバータ装置は、正三角形のパワー半導体チップを複数接続してパワー半導体モジュールを構成し、6個のパワー半導体モジュールを正六角形状に配置している。つまり、従来のインバータ装置では三相の上アームおよび下アームが3列に並べられているので不平衡であるのに対し、特許文献1では三相を回転対称に配置して平衡性を高めている。これにより、三相の不平衡に起因するコモンモードノイズの発生を抑制することができる。さらに、インバータ装置がリング形状(環状)となるので、概ね円形断面を有するモータとの一体化に好適となっている。
ところで、特許文献1のインバータ装置では、三相の上アームおよび下アームの合計6個のパワー半導体モジュールが回転対称に配置されている。しかしながら、電流の流れる幾何学的な方向、換言すれば電流分布の配置までは回転対称にならない。例えば、モータのU相端子電圧が+E、V相端子電圧が−E、W相端子電圧がゼロの瞬間を考えると、モータ電流は直流電源の正極端子からインバータ装置のU相上アームおよびU相レッグ、モータのU相端子、V相端子、インバータ装置のV相レッグおよびV相下アームを経由して直流電源の負極端子に還流する。この瞬間に、インバータ装置内ではU相上アームおよびV相下アームの合計2個のパワー半導体モジュールのみにモータ電流が流れる。この非対称配置となるモータ電流により磁束が誘起され、非対称であるがゆえにキャンセルされず(相互に打ち消されず)、外部に磁束が漏洩して誘導ノイズが発生する。
これに類似して、パワー半導体モジュールでモータ電流を遮断した瞬間に高周波のサージ電圧およびサージ電流が発生し、サージ電流はインバータ装置に並列接続されたコンデンサを流れる。このサージ電流も非対称配置となるので、高周波の磁束変化が電波ノイズとなって放射される。誘導ノイズおよび電波ノイズは、近隣に配置された電子制御機器の制御に影響を及ぼしたり、各種センサの精度低下および誤動作を引き起こしたりするおそれがある。
本発明は、上記背景技術の問題点に鑑みてなされたもので、電流分布を放射状に分散させて従来よりも漏洩磁束、誘導ノイズ、および電波ノイズを抑制したインバータ装置を提供することを解決すべき課題とする。
本発明は、特許文献1に開示したインバータ装置の大きさを変更することなく誘導ノイズおよび電波ノイズを抑制する性能向上を狙いとし、各相を複数の上アームおよび下アームで構成して、電流の幾何学的な合成ベクトルを小さくすることで実現している。
上記課題を解決する請求項1に係るインバータ装置の発明は、同心内外に配置された中心電極および環状の外周電極の一方であって直流電源の正極端子に接続された正電極、ならびに前記中心電極および前記外周電極の他方であって前記直流電源の負極端子に接続された負電極と、通電位相を制御するパワー半導体モジュールをそれぞれ含み前記正電極と前記負電極との間に直列接続され、かつ前記正電極と前記負電極との間に環状に配置された三相の上アームおよび下アームとを備え、前記直流電源から入力された直流電力を三相電力に変換して、前記三相の上アームと下アームとの間の各レッグから出力するインバータ装置であって、並列接続された複数の上アームおよび並列接続された複数の下アームで各相を構成した。
請求項2に係る発明は、請求項1において、各相で並列接続された前記複数の上アームおよび前記複数の下アームをそれぞれ、概ね回転対称に配置した。
請求項3に係る発明は、請求項1または2において、各相の前記上アームおよび前記下アームの並列数は、2並列、3並列、または6並列のいずれかである。
請求項4に係る発明は、請求項1〜3のいずれか一項において、前記パワー半導体モジュールは、正三角形のパワー半導体チップを1個または複数個用いて構成されている。
請求項5に係る発明は、請求項1〜4のいずれか一項において、前記並列接続された複数の上アームおよび前記複数の下アームはそれぞれ、交流電力を整流する半導体整流素子を前記パワー半導体モジュールに対して並列に有し、前記各レッグに入力された三相電力を直流電力に変換出力可能とする。
請求項6に係る発明は、請求項5において、前記パワー半導体モジュールは、正三角形のパワー半導体チップを1個または複数個用いて構成され、前記半導体整流素子は前記パワー半導体チップと同形同大である。
請求項7に係る発明は、請求項1〜6のいずれか一項において、前記中心電極は中空部分を有する環状または筒状である。
請求項1に係るインバータ装置の発明では、並列接続された複数の上アームおよび並列接続された複数の下アームで各相が構成されている。したがって、同心内外に配置された正電極と負電極との間に流れる電流の幾何学的な方向は、複数の上アームおよび下アームで放射状に分散する。そして、方向の分散した電流によって誘起される磁束は少なくとも一部がキャンセルされる(相互に打ち消される)ので、漏洩磁束および誘導ノイズが抑制される。同様に、上アームおよび下アームのパワー半導体モジュールで電流を遮断した瞬間に発生するサージ電流も方向が分散するので、サージ電流によって誘起される電波ノイズの一部がキャンセルされて(相互に打ち消されて)、外部への放射が抑制される。これにより、近隣に配置された電子制御機器や各種センサなどへの電磁的な影響が軽減される。
請求項2に係る発明では、各相で並列接続された複数の上アームおよび複数の下アームがそれぞれ、概ね回転対称に配置されている。したがって、方向の分散された電流を幾何学的に加算した合成ベクトルは概ねゼロになり、誘起される磁束の大部分がキャンセルされ、漏洩磁束および誘導ノイズが大幅に抑制される。同様に、サージ電流によって誘起される電波ノイズの大部分がキャンセルされて、外部への放射が大幅に抑制される。
請求項3に係る発明では、各相の上アームおよび下アームの並列数は、2並列、3並列、または6並列のいずれかとされている。したがって、電流は、2経路、3経路、または6経路に分散され、電流値の絶対値が小さくなるとともに、放射状の複数方向に流れる。このため、並列数が多いほど合成ベクトルは確実に小さくなり、誘導ノイズおよび電波ノイズが確実にキャンセルされて抑制される。
請求項4に係る発明では、パワー半導体モジュールは正三角形のパワー半導体チップを1個または複数個用いて構成されている。周知のように、平面上の一点に6個の正三角形が重なることなく集まり得るので、正三角形の形状は3相の上アームおよび下アームを回転対称に配置するためにすこぶる好適である。本発明は、最少でも12個のパワー半導体モジュールを必要とし、正三角形のパワー半導体チップで構成されたモジュールを用いることでスペース効率よく上アームおよび下アームを配置して、インバータ装置を小形化できる。
請求項5に係る発明では、並列接続された複数の上アームおよび下アームにそれぞれ半導体整流素子を設けることで三相全波整流回路を構成し、双方向への電力変換が行えるようになる。
請求項6に係る発明では、パワー半導体モジュールは正三角形のパワー半導体チップを1個または複数個用いて構成され、半導体整流素子はパワー半導体チップと同形同大とされている。したがって、請求項4と同様の理由により、スペース効率よく上アームおよび下アームを配置して、インバータ装置を小形化できる。
請求項7に係る発明では、中心電極は中空部分を有する環状または筒状とされている。したがって、中空部分に電気接続用の導体を通したり、動力伝達用の回転軸を配置したりでき、設置位置の自由度が大きくかつ使い勝手がよい。
本発明の第1実施形態のインバータ装置1について、図1〜図3を参考にして説明する。図1は、第1実施形態のインバータ装置1の回路図である。図示されるように、インバータ装置1は、直流電源DCに対して、中空筒型コンデンサ8と並列に接続されて用いられる。インバータ装置1は、通電位相を制御して電力変換を行う三相のそれぞれが、並列接続された2個の上アームおよび並列接続された2個の下アームで構成されている(2並列構成)。したがって、装置1全体では合計12アームが搭載されている。三相の代表としてU相を例にして、以下に詳述する。
U相第1上アーム2U1Hは、パワー半導体モジュールに相当するIGBT素子21H(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ素子)、および半導体整流素子に相当する整流ダイオード22Hの並列接続により構成されている。IGBT素子21Hのコレクタ電極CHは、正電極3Pに接続される。エミッタ電極EHは、U相レッグとなるU相出力導体4Uに接続されている。ゲート電極GHは、図略の制御部に接続されて制御信号が入力される。整流ダイオード22HのアノードAHはU相出力導体4Uに接続されており、カソードKHは正電極3Pに接続される。
U相第1下アーム2U1Lも、IGBT素子21Lおよび整流ダイオード22Lの並列接続により構成されている。IGBT素子21Lのコレクタ電極CLは、U相出力導体4U、および上アーム側のIGBT素子22Hのエミッタ電極EHに接続されている。エミッタ電極ELは、負電極3Nに接続される。ゲート電極GLは、図略の制御部に接続されて制御信号が入力される。整流ダイオード22LのアノードALは負電極3Nに接続され、カソードKLはU相出力導体4Uに接続されている。
U相第1上アーム2U1HおよびU相第1下アーム2U1Lは、正電極3Pと負電極3Nとの間に直列接続されておりU相第1アームセットを構成する。U相第1アームセットに対して、同一の回路構成のU相第2上アーム2U2HおよびU相第2下アーム2U2LからなるU相第2アームセットが並列接続されている。2つのアームセットで、正電極3P、負電極3N、およびU相出力導体4Uは共通とされている。
V相およびW相についても、U相と同一の回路構成が用いられている。すなわち、V相は、V相第1上アーム2V1H、V相第1下アーム2V1L、V相第2上アーム2V2H、およびV相第2下アーム2V2Lにより構成されている。また、W相は、W相第1上アーム2W1H、W相第1下アーム2W1L、W相第2上アーム2W2H、およびW相第2下アーム2W2Lにより構成されている。
次に、インバータ装置1の構造および幾何学的配置について説明する。図2は、第1実施形態のインバータ装置1の構造を示した図であり、(1)は中心軸線AXを含む側面断面図、(2)は中心軸線AX方向から見た正面図である。図2の(1)に示されるように、インバータ装置1は、中空筒型コンデンサ8の中心軸線AX方向の側面に一体的に設けられている。また、図2の(2)に示されるように、インバータ装置1は、正電極3Pと負電極3Nとの間に環状に配置されている。
中空筒型コンデンサ8は、一方極接続部82、他方極接続部83、および静電容量部84で構成され、中心軸線AXの周りに回転対称形状となっている。一方極接続部82は、円筒状の内周筒部821、および内周筒部21の一方の端部から外向きフランジ状に延在する一側面部822を有している。他方極接続部83は、円筒状の外周筒部831、および外周筒部831の他方の端部から内向きフランジ状に延在する他側面部832を有している。内周筒部821、一側面部822、外周筒部831、および他側面部832の間には環状空間が形成されている。静電容量部84は、環状空間の内部で2枚の電極板85、86および薄膜状の誘電体87が渦巻き状に巻回された巻き構造に形成されている。2枚の電極板の一方85は一方極接続部82に接続され、他方86は他方極接続部83に接続されている。なお、中空筒型コンデンサ8の内部構造は上記に限定されず、例えば、積層構造としてもよい。
インバータ装置1は、中空筒型コンデンサ8の他方極接続部83の他側面部832に接して一体的に設けられている。図2の(1)に例示されるように、IGBT素子21H、21Lは積層構造とされ、図中の上側から順番にエミッタ電極EH、EL、コレクタ電極CH、CL、絶縁体I1、出力導体4U、4V、絶縁体I2、他方極接続部83の他側面部832が積層され、ゲート電極GH、GLは図示省略されている。図中の右側に例示された上アーム側のIGBT素子21Hでは、コレクタ電極CHと一方極接続部82とが接続リード271により接続されている。また、図中の左側に例示された下アーム側のIGBT素子21Lでは、エミッタ電極ELと他方極接続部83とが接続リード272により接続されている。
図2の(2)に示されるように、インバータ装置1の上アームおよび下アームからなるアームセットは、中心軸線AXの周りの60°の間に配設されている。そして、各相の2つのアームセットは、中心軸線AXに対して180°の回転対称位置に配置されている。合計6組のアームセットは、相互に同一形状であり、中心軸線AX回りに60°ピッチで配設されている。再びU相を例にして詳述すると、U相第1上アーム2U1HおよびU相第1下アーム2U1LからなるU相第1アームセットが図中の角度θU1(=60°)内に配置され、U相第2上アーム2U2HおよびU相第2下アーム2U2LからなるU相第2アームセットが図中の角度θU2(=60°)内に配置されている。
U相第1上アーム2U1HのIGBT素子21Hは、正三角形のパワー半導体チップが3個用いられて等脚台形に構成されている。また、U相第1上アーム2U1Hの整流ダイオード22Hは、正三角形のパワー半導体チップの1個分と同形同大であり、IGBT素子21Hの(1/3)の大きさになっている。そして、IGBT素子21Hの等脚台形の短い側の上底に近接して整流ダイオード22Hが配置され、U相第1上アーム2U1Hの全体形状は正三角形状になっている。IGBT素子21Hのコレクタ電極CHは、接続リード271を用いて、中心側の一方極接続部82に接続されている。
一方、U相第1下アーム2U1LのIGBT素子21Lも正三角形のパワー半導体チップ3個分の等脚台形に構成され、整流ダイオード22Lも正三角形のパワー半導体チップの1個分と同形同大である。そして、IGBT素子21Lの等脚台形の一脚に近接して整流ダイオード22Lが配置され、U相第1下アーム2U1Lの全体形状は平行四辺形状になっている。IGBT素子21Lのエミッタ電極ELは、接続リード272を用いて、外周側の他方極接続部83に接続されている。
また、U相第1アームセットの回転対称位置となる図中の角度θU2(=60°)の範囲に、U相第2上アームセットが配設されている。さらに、U相第1アームセットから時計回りに60°回転した角度θV1(=60°)の範囲に、V相第1アームセットが配設され、U相第1アームセットから時計回りに120°回転した角度θW1(=60°)の範囲に、W相第1アームセットが配設されている。第2アームセット側も同様であり、U相第2アームセット、V相第2アームセット(角度θV2(=60°)の範囲)、およびW相第2アームセット(角度θW2(=60°)の範囲)が、時計回りに60°ピッチで配設されている。
そして、中空筒型コンデンサ8の一方極接続部82に直流電源DCの正極端子が接続され、他方極接続部83に直流電源DCの負極端子が接続される。したがって、一方極接続部82はインバータ装置1の中心電極である正電極3Pを兼ね、他方極接続部83は外周電極である負電極3Nを兼ねる。さらに、安全性を考慮して、外周側の他方極接続部83(=負電極3N)が接地して用いられる。また、図には見えていない三相の出力導体4U、4V、4Wの一端が各アームセットのレッグに接続され、他端が三相負荷に接続される。例えば、ハイブリッド車両に搭載されたインバータ装置1では、直流電源DCとして車載のバッテリあるいはバッテリ電圧を昇圧する昇圧コンバータが接続され、三相負荷として走行用モータが接続される。これにより、IGBT素子21H、21Lのゲート電極Gに制御信号を入力して、走行用モータの駆動を制御できる。
また、ハイブリッド車両の制動時に走行用モータを回生用の発電機として使用する場合にも、インバータ装置1を利用できる。この場合には、全てのIGBT素子21H、21Lを断状態とし、合計12個の整流ダイオード22H、22Lで三相全波整流回路を構成する。これにより、各レッグに入力された三相電力を直流電力に変換出力してバッテリを充電できる。
次に、第1実施形態のインバータ装置1の作用および効果について、特許文献1に例示した従来技術と比較して説明する。図10は、従来技術のインバータ装置9の回路図であり、図11は従来技術のインバータ装置9の構造を示す中心軸線AX方向から見た正面図である。
従来技術のインバータ装置9は、三相がそれぞれ1個の上アームおよび下アームからなる一般的な回路構成を有している。各相の上アームおよび下アームを構成する6個のIGBT素子91H、91Lのそれぞれは、6個の正三角形のパワー半導体チップか連結された正六角形状とされている。また、各相の上アームおよび下アームは中心軸線AXの回りに隣接し、かつ相順にしたがって順番に配設されている。具体的には、60°ピッチで図中の時計回りに、U相上アーム、V相下アームおよびV相上アーム、W相下アームおよびW相上アーム、U相下アームの各IGBT素子91H、91Lが順番に配設されている。これらは、中心電極である正電極3Pおよび外周電極である負電極3Nに接続されている。
ここで、第1実施形態のインバータ装置1、および従来技術のインバータ装置9に流れる電流の幾何学的な合成ベクトルについて、模式的に例示説明する。いま、三相負荷のU相端子に正電圧+E、V相端子に異符号等量の負電圧−Eが発生し、W相端子の電圧がゼロで、電流Iが流れている瞬間を想定して図3に示す。図3は、インバータ装置に流れる電流Iを模式的に例示説明する図であり、(1)は第1実施形態における電流の幾何学的分布、(2)はそのときの合成ベクトル図、(3)は従来技術における電流の幾何学的分布、(4)はそのときの合成ベクトル図をそれぞれ示している。なお、ここで用いる合成ベクトルは、一般的な位相関係を考慮した電流ベクトルではなく、電流の流れる幾何学的な経路に基づいたものである。合成ベクトル図により、漏洩磁束量を推定することができる。
図3の(1)に示されるように、第1実施形態において、電流Iは、正電極3PからU相第1上アーム2U1HのU相第1電流IU1、およびU相第2上アーム2U2HのU相第2電流IU2に分流した後、三相負荷のU相端子に流入する。したがって、U相第1電流IU1およびU相第2電流IU2は、幾何学的な相反方向に流れる。同様に、電流Iは、三相負荷のV相端子からV相第1下アーム2V1LのV相第1電流IV1、およびV相第2下アーム2V2LのV相第2電流IV2に分流した後、負電極3Nに還流する。したがって、V相第1電流IV1およびV相第2電流IV2も、幾何学的な相反方向に流れる。このため、第1実施形態のインバータ装置1内の電流Iの合成ベクトルは、図3の(2)に示されるように、キャンセルされてゼロに近づく。さらに、インバータ装置1内部および外部の対称性がよく保たれていれば、電流Iは2等分されて流れ、合成ベクトルはゼロになる。
上述した電流キャンセルの作用は、各相での分流に起因して発生するので、図3に例示された以外の任意の三相電流に対しても常時発生する。極端な場合を言えば、地絡故障により三相電流の位相を考慮したベクトル和がゼロにならない時にも、電流キャンセルの作用は発生する。
これに対し、従来技術において、電流Iは、正電極3PからU相上アームを経由し、分流することなく三相負荷のU相端子に流入する。また、電流Iは、三相負荷のV相端子からV相下アームを経由し、分流することなく負電極3Nに還流する。したがって、U相上アームの電流IUおよびV相下アームの電流IVはそれぞれ、三相負荷に流れる電流Iに一致する。このため、従来技術のインバータ装置9内で電流Iの合成ベクトルを求めると、図3の(4)に示されるように、キャンセルされずにベクトル和Isumが残る。
つまり、従来技術では、ベクトル和Isumに起因する漏洩磁束が発生するのに対して、第1実施形態では合成ベクトルが小さく、漏洩磁束が大幅に抑制される。したがって、漏洩磁束によって引き起こされる誘導ノイズが大幅に抑制され、サージ電流によって誘起される電波ノイズの放射が大幅に抑制される。これにより、近隣に配置された電子制御機器や各種センサなどへの電磁的な影響が軽減される。
また、第1実施形態のインバータ装置1は、整流ダイオード22H、22Lを備えて三相全波整流回路を構成できるので、双方向への電力変換が行える。例えば、車載のインバータ装置1では、回生発電によりバッテリを充電できる。このとき、電流の流れる方向は図3の(1)および(2)とは逆方向になるが、電流がキャンセルされて合成ベクトルが小さくなる作用は同様に発生するので、回生発電時の誘導ノイズおよび電波ノイズも抑制される。
さらに、IGBT素子21H、21Lが正三角形のパワー半導体チップ3個で構成され、整流ダイオード22H、22L素子はパワー半導体チップと同形同大とされている。したがって、スペース効率よく上アームおよび下アームを配置して、インバータ装置1を小形化できる。加えて、正電極3Pは筒状であり、中空部分に電気接続用の導体を通したり、動力伝達用の回転軸を配置したりできるので、設置位置の自由度が大きくかつ使い勝手がよい。また、外周に配置される負電極3Nが接地されるので、対地電圧の発生する中心側の正電極3Pをシールドでき、安全性が高い。
次に、第2実施形態のインバータ装置1Aについて、図4〜図6を参考にして、第1実施形態と異なる点を主に説明する。図4は、第2実施形態のインバータ装置1Aの回路図である。図示されるように、第2実施形態のインバータ装置1Aは、三相のそれぞれが、並列接続された3個の上アームおよび並列接続された3個の下アームで構成されており、装置1A全体では合計18アームが搭載されている(3並列構成)。三相の代表としてU相を例にして、以下に詳述する。
U相第1〜第3上アーム5U1H、5U2H、5U3Hは、IGBT素子51Hおよび整流ダイオード52Hの並列接続により構成されている。同様に、U相第1〜第3下アーム5U1L、5U2L、5U3LもIGBT素子51Lおよび整流ダイオード52Lの並列接続により構成されている。3組のアームセットの中間のレッグに接続されるU相出力導体4U1〜4U3は、各アームセットに設けられている。V相およびW相の回路構成もU相と同一であり、冗長な説明は省略する。
次に、第2実施形態のインバータ装置1Aの構造および幾何学的配置について説明する。図5は、第2実施形態のインバータ装置1Aの構造の2例(1)および(2)を示す中心軸線AX方向から見た正面図である。(1)の例では、中心軸線AX上に環状の正電極3Pが配置されている。(2)の例では、中心軸線AXの延長線上(紙面裏側)に正電極が配置されることで、一層の小形軽量化が達成されている。
図5の(1)および(2)で、IGBT素子51H、51Lは、正三角形のパワー半導体チップが2個用いられて菱形に構成されている。また、整流ダイオード52H、52Lは、正三角形のパワー半導体チップの1個分と同形同大であり、IGBT素子51H、51Lの半分の大きさになっている。そして、各アームを構成するIGBT素子51H、51Lおよび整流ダイオード52H、52Lは隣り合うように配設されている。また、各アームセットの出力導体も、近傍に配設されている。図5の(1)および(2)には、合計18個の菱形のIGBT素子51H、51L、合計18個の正三角形の整流ダイオード52H、52L、および合計9個の正方形の出力導体が示されている。
図5の(1)には、U相の3個のアームセット、すなわち3個の上アーム5U1H、5U2H、5U3H、3個の下アーム5U1L、5U2L、5U3L、および3個の出力導体4U1〜4U3に符号が付されている。図示されるように、3組のアームセットは120°ピッチで回転対称に配置されている。また、V相第1上アーム5V1H、V相第1下アーム5V1L、および出力導体4V1に符号が付されており、同一の構成が120°ピッチで回転対称に合計3組配置されている。W相も同様であり、W相第1上アーム5W1H、W相第1下アーム5W1L、および出力導体4W1に符号が付されており、同一の構成が120°ピッチで回転対称に合計3組配置されている。
図5の(2)は、(1)と比較してアームおよび出力導体の配置が異なる態様である。それでも、各相が120°ピッチで回転対称に合計3組配置されている点は同様である。
次に、第2実施形態のインバータ装置1Aの作用および効果について、第1実施形態と同じ電流Iが流れる場合を例にして説明する。以降の説明は、図5の(1)および(2)の構造で共通である。図6は、第2実施形態のインバータ装置1Aに流れる電流Iを模式的に例示説明する図であり、(1)は電流の幾何学的分布、(2)はそのときの合成ベクトル図をそれぞれ示している。
図6の(1)に示されるように、第2実施形態において、電流Iは、正電極3PからU相の3つの上アーム5U1H、5U2H、5U3に分流した後、三相負荷のU相端子に流入する。したがって、分流したU相電流IU21、IU22、IU23は、幾何学的に相互に120°を成し放射状に分散して流れる。同様に、電流Iは、三相負荷のV相端子からV相の3つの下アームに分流した後、負電極3Nに還流する。したがって、分流したV相電流IV21、IV22、IV23も、幾何学的に相互に120°を成し放射状に分散して流れる。このため、第2実施形態のインバータ装置1A内の電流Iの合成ベクトルは、図6の(2)に示されるように、キャンセルされてゼロに近づく。さらに、インバータ装置1A内部および外部の対称性がよく保たれていれば、電流Iは3等分されて流れ、合成ベクトルはゼロになる。
第2実施形態のインバータ装置1Aによれば、第1実施形態と比較して分流した個々の電流の絶対値が概ね(2/3)に減少し、流れる幾何学的な方向は2方向から3方向に増加する。このため、合成ベクトルは確実に小さくなり、誘導ノイズおよび電波ノイズが確実にキャンセルされて抑制される。
次に、第3実施形態のインバータ装置1Bについて、図7〜9を参考にして、第1実施形態と異なる点を主に説明する。図7は、第3実施形態のインバータ装置1Bの回路図である。図示されるように、第3実施形態のインバータ装置1Bは、三相のそれぞれが並列接続された6個の上アームおよび並列接続された6個の下アームで構成されており、装置全体では合計36アームが搭載されている(6並列構成)。第3実施形態において、各上アームおよび各下アームの構成は、第1および第2実施形態と同じであり、並列数のみが異なる。図7に示されるように、U相は、U相第1〜第6上アーム61H〜66H、およびU相第1〜第6下アーム61L〜66Lで構成されている。V相およびW相も同様であり、符号は省略する。
次に、第3実施形態のインバータ装置1Bの構造および幾何学的配置について説明する。図8は、第3実施形態のインバータ装置1Bの構造を示す中心軸線AX方向から見た正面図であり、(1)は全体構成図、(2)は中心角60°分の部分拡大図である。図8の(1)に示されるように、インバータ装置1Bは、正電極3Pと負電極3Nとの間に環状に配置されている。図8の(1)には、合計36個の正三角形のIGBT素子、合計36個の正三角形の整流ダイオード、および合計18個の正方形の出力導体が示されている。
そして、図8の(2)に示されるように、中心角60°の範囲に、三相のアームセットが1組ずつ配設されている。図中の符号Q1〜Q3はU相、V相、およびW相の上アーム側のIGBT素子、符号Q4〜Q6はU相、V相、およびW相の下アーム側のIGBT素子である。同じ相のIGBT素子同士は、正三角形の一辺で相互に隣り合って配設されている(Q1とQ4、Q2とQ5、Q3とQ6)。また、図中の符号D1〜D3はU相、V相、およびW相の上アーム側の整流ダイオード、符号D4〜D6はU相、V相、およびW相の下アーム側の整流ダイオードである。整流ダイオードは、並列接続されるIGBT素子に必ずしも隣り合っていない。また、外周側の負電極3Nに近い位置に、三相の出力導体4U、4V、4Wが配設されている。
上述した中心角60°の範囲の構成が周方向に6セット配設されて、インバータ装置1Bの全体構成になっている。したがって、各相の6組のアームセットは、60°ピッチで回転対称に配置されている。
次に、第3実施形態のインバータ装置1Bの作用および効果について、第1実施形態と同じ電流Iが流れる場合を例にして説明する。図9は、第3実施形態のインバータ装置1Bに流れる電流Iを模式的に例示説明する電流Iの幾何学的分布の図である。第3実施形態において、電流Iは正電極3PからU相の6つの上アーム61H〜66Hに分流した後、三相負荷のU相端子に流入する。したがって、図示されるように、分流したU相電流IU31〜IU36は、幾何学的に相互に60°を成し放射状に分散して流れる。同様に、電流Iは、三相負荷のV相端子からV相の6個の下アームに分流した後、負電極3Nに還流する。したがって、分流したV相電流IV31〜IV36も、幾何学的に相互に60°を成し放射状に分散して流れる。このため、第3実施形態のインバータ装置1B内の電流Iの合成ベクトルは、図示するまでもなく、キャンセルされてゼロに近づく。さらに、インバータ装置1B内部および外部の対称性がよく保たれていれば、電流Iは6等分されて流れ、合成ベクトルはゼロになる。
第3実施形態のインバータ装置1Bによれば、第1実施形態と比較して分流した個々の電流の絶対値が概ね(1/3)に減少し、流れる方向は2方向から6方向に増加する。このため、合成ベクトルはさらに一層確実に小さくなり、誘導ノイズおよび電波ノイズがさらに一層確実にキャンセルされて抑制される。
なお、従来構成と比較して第1〜第3実施形態では、IGBT素子21H、21L、51H、51L、Q1〜Q6の搭載数は増加するが、必要とされる電流容量が小さいので素子形状を小さくできる。したがって、インバータ装置1、1A、1Bの大きさは従来構成から著変しない。なお、正六角形、等脚台形、菱形、および正三角形のIGBT素子91H、91L、21H、21L、51H、51L、Q1〜Q6の詳細な内部構造および電気的特性については、必要であれば背景技術で引用した特許文献1を参照されたい。
各実施形態のインバータ装置は、ハイブリッド車の走行用モータの駆動制御部に好適であり、他の用途に用いることもできる。本発明は、その他にも様々な応用や変形などが可能である。
1、1A、1B:インバータ装置
2U1H:U相第1上アーム 2U1L:U相第1下アーム
2U2H:U相第2上アーム 2U2L:U相第2下アーム
2V1H:V相第1上アーム 2V1L:V相第1下アーム
2V2H:V相第2上アーム 2V2L:V相第2下アーム
2W1H:W相第1上アーム 2W1L:W相第1下アーム
2W2H:W相第2上アーム 2W2L:W相第2下アーム
21H、21L、51H、51L:IGBT素子(パワー半導体モジュール)
CH、CL:コレクタ電極 EH、EL:エミッタ電極
GH,GL:ゲート電極
22H、22L、52H、52L:整流ダイオード(半導体整流素子)
AH、AL:アノード KH、KL:カソード
3P:正電極 3N:負電極
41U、41U1、41U2:U相出力導体
41V、41V1、41V2:V相出力導体
41W、41W1、41W2:W相出力導体
5U1H、5U2H、5U3H:U相第1〜第3上アーム
5U1L、5U2L、5U3L:U相第1〜第3下アーム
5V1H:V相第1上アーム 5V1L:V相第1下アーム
5W1H:W相第1上アーム 5W1L:W相第1下アーム
61H〜66H:U相第1〜第6上アーム
61L〜66L:U相第1〜第6下アーム
8:中空筒型コンデンサ
82:一方極接続部 83:他方極接続部 84:静電容量部
85、86:電極板 87:誘電体
9:従来技術のインバータ装置
91H、91L:IGBT素子
Q1〜Q6:IGBT素子 D1〜D6:整流ダイオード
IU1:U相第1電流 IU2:U相第2電流
IV1:V相第1電流 IV2:V相第2電流
IU21〜IU23:分流したU相電流
IV21〜IV23:分流したV相電流
IU31〜IU36:分流したU相電流
IV31〜IV36:分流したV相電流
X:中心軸線 DC:直流電源
2U1H:U相第1上アーム 2U1L:U相第1下アーム
2U2H:U相第2上アーム 2U2L:U相第2下アーム
2V1H:V相第1上アーム 2V1L:V相第1下アーム
2V2H:V相第2上アーム 2V2L:V相第2下アーム
2W1H:W相第1上アーム 2W1L:W相第1下アーム
2W2H:W相第2上アーム 2W2L:W相第2下アーム
21H、21L、51H、51L:IGBT素子(パワー半導体モジュール)
CH、CL:コレクタ電極 EH、EL:エミッタ電極
GH,GL:ゲート電極
22H、22L、52H、52L:整流ダイオード(半導体整流素子)
AH、AL:アノード KH、KL:カソード
3P:正電極 3N:負電極
41U、41U1、41U2:U相出力導体
41V、41V1、41V2:V相出力導体
41W、41W1、41W2:W相出力導体
5U1H、5U2H、5U3H:U相第1〜第3上アーム
5U1L、5U2L、5U3L:U相第1〜第3下アーム
5V1H:V相第1上アーム 5V1L:V相第1下アーム
5W1H:W相第1上アーム 5W1L:W相第1下アーム
61H〜66H:U相第1〜第6上アーム
61L〜66L:U相第1〜第6下アーム
8:中空筒型コンデンサ
82:一方極接続部 83:他方極接続部 84:静電容量部
85、86:電極板 87:誘電体
9:従来技術のインバータ装置
91H、91L:IGBT素子
Q1〜Q6:IGBT素子 D1〜D6:整流ダイオード
IU1:U相第1電流 IU2:U相第2電流
IV1:V相第1電流 IV2:V相第2電流
IU21〜IU23:分流したU相電流
IV21〜IV23:分流したV相電流
IU31〜IU36:分流したU相電流
IV31〜IV36:分流したV相電流
X:中心軸線 DC:直流電源
Claims (7)
- 同心内外に配置された中心電極および環状の外周電極の一方であって直流電源の正極端子に接続された正電極、ならびに前記中心電極および前記外周電極の他方であって前記直流電源の負極端子に接続された負電極と、
通電位相を制御するパワー半導体モジュールをそれぞれ含み前記正電極と前記負電極との間に直列接続され、かつ前記正電極と前記負電極との間に環状に配置された三相の上アームおよび下アームとを備え、
前記直流電源から入力された直流電力を三相電力に変換して、前記三相の上アームと下アームとの間の各レッグから出力するインバータ装置であって、
並列接続された複数の上アームおよび並列接続された複数の下アームで各相を構成したインバータ装置。 - 請求項1において、各相で並列接続された前記複数の上アームおよび前記複数の下アームをそれぞれ、概ね回転対称に配置したインバータ装置。
- 請求項1または2において、各相の前記上アームおよび前記下アームの並列数は、2並列、3並列、または6並列のいずれかであるインバータ装置。
- 請求項1〜3のいずれか一項において、前記パワー半導体モジュールは、正三角形のパワー半導体チップを1個または複数個用いて構成されているインバータ装置。
- 請求項1〜4のいずれか一項において、前記並列接続された複数の上アームおよび前記複数の下アームはそれぞれ、交流電力を整流する半導体整流素子を前記パワー半導体モジュールに対して並列に有し、前記各レッグに入力された三相電力を直流電力に変換出力可能とするインバータ装置。
- 請求項5において、前記パワー半導体モジュールは、正三角形のパワー半導体チップを1個または複数個用いて構成され、前記半導体整流素子は前記パワー半導体チップと同形同大であるインバータ装置。
- 請求項1〜6のいずれか一項において、前記中心電極は中空部分を有する環状または筒状であるインバータ装置。
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-
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- 2012-03-22 JP JP2012065572A patent/JP2013198366A/ja active Pending
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