JP2013187671A - Radio relay amplifier and radio relay amplification method - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To accurately detect abnormal oscillation caused by deterioration in a coupling amount between antennas 1 and 8 in a radio relay amplifier T1.SOLUTION: The radio relay amplifier T1 comprises: variable amplification units 6 and 12 for amplifying a radio signal when the radio signal is relayed; and an arithmetic processing unit 14 which, if the frequency characteristic of the noise components of the radio amplified signal amplified by the variable amplifiers 6 and 12 oscillates in the state of a pseudo sine wave, determines that the radio amplified signal is in a predetermined oscillation state.

Description

本発明は、無線中継増幅装置及び無線中継増幅方法に関する。   The present invention relates to a wireless relay amplification device and a wireless relay amplification method.

無線中継増幅装置には、例えば特許文献１に記載されているように、運用帯域内の下り無線信号および上り無線信号それぞれの一部を検波し、ある基準値を超えたら異常発振状態と判定するものがある。しかしながら、例えば過大な無線信号（通信しているキャリアを含む）が入力された場合においては、異常発振状態でもないのに異常発振と誤判定しまう場合があるという課題があった。   For example, as described in Patent Document 1, the wireless relay amplification device detects a part of each of the downlink radio signal and the uplink radio signal in the operation band, and determines an abnormal oscillation state when a certain reference value is exceeded. There is something. However, for example, when an excessive radio signal (including a communicating carrier) is input, there is a problem in that it may be erroneously determined as abnormal oscillation although it is not in an abnormal oscillation state.

また、特許文献１に記載の無線中継増幅装置では、無線中継増幅装置の設置後に、例えば、両アンテナ間に存在していた障害物が撤去されたことにより結合量が悪化して異常発振状態になった場合、その旨を示すＬＥＤが点灯する。しかし、その異常発振状態が長時間継続した場合には、回線設計で定めた熱雑音レベルを超えるため携帯電話システムの加入者容量の低下や過大出力状態になっている。そのため下り系増幅部、上り系増幅部が劣化するまたは故障するという可能性があった。   Further, in the wireless relay amplifying device described in Patent Document 1, after the wireless relay amplifying device is installed, for example, the amount of coupling is deteriorated due to the removal of an obstacle existing between both antennas, and an abnormal oscillation state is caused. When this happens, an LED indicating that is lit. However, when the abnormal oscillation state continues for a long time, the thermal noise level determined in the circuit design is exceeded, so the subscriber capacity of the mobile phone system is reduced or the output is excessive. For this reason, there is a possibility that the downstream amplification unit and the upstream amplification unit deteriorate or fail.

これに対し、特許文献２には、アンテナからの干渉信号と、この干渉信号と位相を１８０度ずらした逆位相の干渉抑圧信号を生成し、合成することにより、干渉信号を打ち消す技術が示されている。この特許文献２には、干渉信号と干渉抑制信号との位相差が１８０度からずれた場合に発生する発振現象を、ダイオード検波を用いて検出する構成が示されている。   On the other hand, Patent Document 2 discloses a technique for canceling an interference signal by generating and synthesizing an interference signal from an antenna and an interference suppression signal having an antiphase that is 180 degrees out of phase with the interference signal. ing. Patent Document 2 discloses a configuration for detecting an oscillation phenomenon that occurs when the phase difference between an interference signal and an interference suppression signal deviates from 180 degrees using diode detection.

また、特許文献３には、受信信号復調器で波形品質を監視し、異常な値になったら減衰量を制御するという技術が示されている。波形品質を監視は、信号対干渉雑音比の値を測定し、それを所定の基準レベルと比較することで行われる。ただし、信号対干渉雑音比の劣化の原因には回り込みによるもののほか、受信信号のレベルが小さい場合や、干渉信号による場合があり、この場合には、装置利得を制御する前後の信号対干渉雑音比を比較することで誤検出による不具合を回避するという構成が示されている。   Patent Document 3 discloses a technique in which the waveform quality is monitored by a received signal demodulator, and the attenuation is controlled when an abnormal value is obtained. The waveform quality is monitored by measuring a signal-to-interference noise ratio value and comparing it with a predetermined reference level. However, the deterioration of the signal-to-interference noise ratio may be due to wraparound, as well as when the received signal level is low or due to an interference signal. In this case, the signal-to-interference noise before and after controlling the device gain A configuration is shown in which a failure due to erroneous detection is avoided by comparing the ratios.

特開平１１−２２５１０２号公報Japanese Patent Laid-Open No. 11-225102 特開２００４−０４８２０４号公報JP 2004-048204 A 特開２００８−２８３４２６号公報JP 2008-283426 A

上述したように、特許文献１〜３に記載されている技術では、過大な無線信号が入力された場合や、受信信号のレベルが小さい場合に、異常発振状態ではないものを異常発振と誤検出してしまう場合があるという課題があった。   As described above, in the techniques described in Patent Documents 1 to 3, when an excessive radio signal is input or when the level of the received signal is low, a signal that is not in an abnormal oscillation state is erroneously detected as abnormal oscillation. There was a problem that it might be done.

本発明は、以上の事情を考慮してなされたものであり、上記の課題を解決することができる無線中継増幅装置及び無線中継増幅方法を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a wireless relay amplification apparatus and a wireless relay amplification method that can solve the above-described problems.

上記課題を解決するため，本発明の無線中継増幅装置は、無線信号の中継時に、前記無線信号を増幅する増幅部と、前記増幅部で増幅された無線増幅信号の雑音成分の周波数特性が、疑似正弦波状に振動する場合、前記無線増幅信号が所定の発振状態であると判定する演算処理部とを備えることを特徴とする。   In order to solve the above-described problem, the wireless relay amplification device of the present invention has an amplification unit that amplifies the wireless signal and a frequency characteristic of a noise component of the wireless amplification signal amplified by the amplification unit when relaying the wireless signal. An arithmetic processing unit that determines that the wireless amplification signal is in a predetermined oscillation state when oscillating in a pseudo sine wave shape is provided.

本発明の無線中継増幅方法は、無線信号の中継時に、前記無線信号を増幅する増幅部を用い、前記増幅部で増幅された無線増幅信号の雑音成分の周波数特性が、疑似正弦波状に振動する場合、前記無線増幅信号が所定の発振状態であると判定することを特徴とする。   The wireless relay amplification method of the present invention uses an amplification unit that amplifies the wireless signal when relaying the wireless signal, and the frequency characteristic of the noise component of the wireless amplification signal amplified by the amplification unit vibrates in a pseudo sine wave shape. In this case, the wireless amplification signal is determined to be in a predetermined oscillation state.

本発明によれば、増幅部で増幅された無線増幅信号の雑音成分の周波数特性が疑似正弦波状に振動する場合に、無線増幅信号が所定の発振状態であると判定されるので、無線中継増幅装置における両アンテナ間の結合量悪化による異常発振を的確に検出することができる。   According to the present invention, when the frequency characteristic of the noise component of the radio amplified signal amplified by the amplifying unit vibrates in a pseudo sine wave shape, the radio amplified signal is determined to be in a predetermined oscillation state. It is possible to accurately detect abnormal oscillation due to deterioration of the coupling amount between both antennas in the apparatus.

本発明の一実施形態としての無線中継増幅装置の構成例を示したブロック図である。It is the block diagram which showed the structural example of the radio relay amplifying device as one Embodiment of this invention. 図１の発振検出部１３の構成例を示したブロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of an oscillation detection unit 13 in FIG. 1. 図２のＢＰＦ１１０の通過帯域特性を示した図である。It is the figure which showed the pass-band characteristic of BPF110 of FIG. 図１の演算処理部１４の構成例を示したブロック図である。It is the block diagram which showed the structural example of the arithmetic processing part 14 of FIG. 図１の無線中継増幅装置Ｔ１における正常状態時の運用帯域内の周波数特性（ａ）と異常発振時の運用帯域内の周波数特性（ｂ）とを示した図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a frequency characteristic (a) in an operation band in a normal state and a frequency characteristic (b) in an operation band at the time of abnormal oscillation in the wireless relay amplification device T1 of FIG. 図１の無線中継増幅装置Ｔ１における正常状態時のキャリアありの運用帯域内の周波数特性（ａ）と異常発振時のキャリアありの運用帯域内の周波数特性（ｂ）とを示した図である。FIG. 2 is a diagram illustrating a frequency characteristic (a) in an operation band with a carrier in a normal state and a frequency characteristic (b) in an operation band with a carrier in an abnormal oscillation in the wireless relay amplification device T1 of FIG. 図１の無線中継増幅装置Ｔ１におけるチャネル指定信号送出順と出力選択イメージを示した図である。It is the figure which showed the channel designation | designated signal transmission order and output selection image in radio | wireless relay amplification apparatus T1 of FIG. 図１の無線中継増幅装置Ｔ１におけるチャネル指定信号送出順と等価的周波数特性を示した図である。It is the figure which showed the channel designation | designated signal transmission order and the equivalent frequency characteristic in radio | wireless relay amplification apparatus T1 of FIG. 図１の可変増幅部６および１２の制御電圧対利得グラフである。3 is a control voltage versus gain graph of the variable amplification units 6 and 12 of FIG. 1. 図１の無線中継増幅装置Ｔ１による異常発振検出を説明するためのフローチャートである。6 is a flowchart for explaining abnormal oscillation detection by the radio relay amplifying apparatus T1 of FIG. 本発明の第２の実施形態のチャネル指定信号送出順と等価的周波数特性を示した図である。It is the figure which showed the channel designation | designated signal transmission order and equivalent frequency characteristic of the 2nd Embodiment of this invention. 図１１に示した第２の実施形態における異常発振検出を説明するためのフローチャートである。12 is a flowchart for explaining abnormal oscillation detection in the second embodiment shown in FIG. 11; 本発明の実施形態の基本構成を示したブロック図である。It is the block diagram which showed the basic composition of embodiment of this invention.

以下、図面を参照して本発明による無線中継増幅装置の実施の形態について説明する。［第１の実施形態の構成］
図１は、本発明の実施形態である無線中継増幅装置Ｔ１の構成例を示したブロック図である。無線中継増幅装置Ｔ１は、アンテナ１、ＤＵＰ（ＤＵＰｌｅｘｅｒ；アンテナ分波器）２、増幅部３、カプラ４、ＢＰＦ（Ｂａｎｄ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ；帯域通過フィルタ）５、可変増幅部６、ＤＵＰ７、アンテナ８、増幅部９、カプラ１０、ＢＰＦ１１、可変増幅部１２、発振検出部１３及び演算処理部１４を備えている。無線中継増幅装置Ｔ１は、アンテナ１で下り無線信号を受信し、ＤＵＰ２、増幅部３、カプラ４、ＢＰＦ５、可変増幅部６、及びＤＵＰ７を経てアンテナ８から出力する。一方、無線中継増幅装置Ｔ１は、アンテナ８で上り無線信号を受信し、ＤＵＰ７、増幅部９、カプラ１０、ＢＰＦ１１、可変増幅部１２、及びＤＵＰ２を経てアンテナ１から出力する。カプラ４の出力とカプラ１０の出力は発振検出部１３に供給され、発振検出部１３の検出出力は演算処理部１４に供給されている。演算処理部１４から出力されるチャネル指定信号は発振検出部１３に入力され、２個の制御信号は可変増幅部６及び１２それぞれに入力される。この制御信号は、例えば、所定の電圧値を有するアナログ信号である。本実施形態である無線中継増幅装置Ｔ１は、例えば、携帯電話システムにおける中継装置として用いることができる。 Embodiments of a wireless relay amplification apparatus according to the present invention will be described below with reference to the drawings. [Configuration of First Embodiment]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example of a radio relay amplification device T1 according to an embodiment of the present invention. The radio relay amplifying device T1 includes an antenna 1, a DUP (DUPlexer) 2, an amplifier 3, a coupler 4, a BPF (Band Pass Filter) 5, a variable amplifier 6, a DUP 7, an antenna 8, An amplification unit 9, a coupler 10, a BPF 11, a variable amplification unit 12, an oscillation detection unit 13, and an arithmetic processing unit 14 are provided. The radio relay amplifying apparatus T1 receives a downlink radio signal by the antenna 1 and outputs it from the antenna 8 via the DUP 2, the amplifying unit 3, the coupler 4, the BPF 5, the variable amplifying unit 6, and the DUP 7. On the other hand, the radio relay amplifying apparatus T1 receives an uplink radio signal by the antenna 8, and outputs it from the antenna 1 through the DUP 7, the amplifying unit 9, the coupler 10, the BPF 11, the variable amplifying unit 12, and the DUP 2. The output of the coupler 4 and the output of the coupler 10 are supplied to the oscillation detection unit 13, and the detection output of the oscillation detection unit 13 is supplied to the arithmetic processing unit 14. The channel designation signal output from the arithmetic processing unit 14 is input to the oscillation detection unit 13, and the two control signals are input to the variable amplification units 6 and 12, respectively. This control signal is, for example, an analog signal having a predetermined voltage value. The wireless relay amplification device T1 according to the present embodiment can be used as a relay device in a mobile phone system, for example.

図１の無線中継増幅装置Ｔ１において、ＤＵＰ２は、アンテナ１で受信した下り無線信号を下り無線信号と上り無線信号とに分波し、下り無線信号のみを増幅部３に対して出力する。増幅部３は、ＤＵＰ２から入力した下り無線信号を増幅する。カプラ４は、増幅部３で増幅された下り無線信号を殆ど損失することなくＢＰＦ５へ伝達すると共に一部を発振検出部１３に出力する。ＢＰＦ５は、下り運用帯域の帯域制限を行う。可変増幅部６は、ＢＰＦ５で帯域制限された下り無線信号を利得を可変して増幅する。可変増幅部６は、演算処理部１４から入力される制御信号に基づいて利得を変化させる。ＤＵＰ７は、可変増幅部６から入力した無線信号から下り無線信号と上り無線信号とをＤＵＰ２と同様に分波し、下り無線信号のみをアンテナ８に対して出力する。アンテナ８は、可変増幅部６によって増幅され、ＤＵＰ７で分波され、そして、ＤＵＰ７から入力された下り無線信号を放射する。   In the radio relay amplifying apparatus T1 of FIG. 1, the DUP 2 demultiplexes the downlink radio signal received by the antenna 1 into a downlink radio signal and an uplink radio signal, and outputs only the downlink radio signal to the amplification unit 3. The amplifying unit 3 amplifies the downlink radio signal input from the DUP 2. The coupler 4 transmits the downlink radio signal amplified by the amplification unit 3 to the BPF 5 with almost no loss and outputs a part thereof to the oscillation detection unit 13. The BPF 5 limits the bandwidth of the downlink operation band. The variable amplifier 6 amplifies the downlink radio signal band-limited by the BPF 5 with variable gain. The variable amplification unit 6 changes the gain based on the control signal input from the arithmetic processing unit 14. The DUP 7 demultiplexes the downlink radio signal and the uplink radio signal from the radio signal input from the variable amplification unit 6 in the same manner as the DUP 2 and outputs only the downlink radio signal to the antenna 8. The antenna 8 is amplified by the variable amplifier 6, demultiplexed by the DUP 7, and radiates a downlink radio signal input from the DUP 7.

一方、ＤＵＰ７は、アンテナ８で受信した上り無線信号を上り無線信号と下り無線信号とに分波し、上り無線信号のみを増幅部９に対して出力する。増幅部９は、ＤＵＰ７から入力した上り無線信号を増幅する。カプラ１０は、増幅部９で増幅された上り無線信号を殆ど損失することなくＢＰＦ１１へ伝達すると共に一部を発振検出部１３に出力する。ＢＰＦ１１は、上り運用帯域の帯域制限を行う。可変増幅部１２は、ＢＰＦ１１で帯域制限された上り無線信号を利得を可変して増幅する。可変増幅部１２は、演算処理部１４から入力される制御信号に基づいて利得を変化させる。ＤＵＰ２は、可変増幅部１２から入力した無線信号から、上り無線信号と下り無線信号とを分波し、上り無線信号のみをアンテナ１に対して出力する、アンテナ１は、可変増幅部１２によって増幅され、ＤＵＰ２で分波され、そして、ＤＵＰ２から入力された上り無線信号を放射する。   On the other hand, the DUP 7 demultiplexes the uplink radio signal received by the antenna 8 into an uplink radio signal and a downlink radio signal, and outputs only the uplink radio signal to the amplification unit 9. The amplifying unit 9 amplifies the uplink radio signal input from the DUP 7. The coupler 10 transmits the uplink radio signal amplified by the amplification unit 9 to the BPF 11 with almost no loss and outputs a part thereof to the oscillation detection unit 13. The BPF 11 limits the upstream operation band. The variable amplifying unit 12 amplifies the uplink radio signal band-limited by the BPF 11 with a variable gain. The variable amplifying unit 12 changes the gain based on the control signal input from the arithmetic processing unit 14. The DUP 2 demultiplexes the uplink radio signal and the downlink radio signal from the radio signal input from the variable amplification unit 12 and outputs only the uplink radio signal to the antenna 1. The antenna 1 is amplified by the variable amplification unit 12. Then, it is demultiplexed by DUP2, and the uplink radio signal input from DUP2 is radiated.

また、発振検出部１３は、カプラ４とカプラ１０とのそれぞれの出力と、演算処理部１４から出力されたチャネル指定信号とを入力する。発振検出部１３は、チャネル指定信号にしたがって指定される周波数のローカル出力を生成する。そして、発振検出部１３は、生成したローカル出力とカプラ４の出力との混合出力と、生成したローカル出力とカプラ１０の出力との混合出力とを、同相合成し、狭帯域の帯域制限を行い、検波後に演算処理部１４に出力する。   Further, the oscillation detection unit 13 receives the outputs of the coupler 4 and the coupler 10 and the channel designation signal output from the arithmetic processing unit 14. The oscillation detection unit 13 generates a local output having a frequency designated according to the channel designation signal. Then, the oscillation detection unit 13 performs in-phase synthesis on the mixed output of the generated local output and the output of the coupler 4 and the mixed output of the generated local output and the output of the coupler 10 to perform narrow band limitation. The signal is output to the arithmetic processing unit 14 after detection.

演算処理部１４は、発振検出部１３に対して連続的にチャネル指定信号を送出すると共に、発振検出部１３の出力を記録・演算し、演算結果によっては可変増幅部６及び１２に対して制御信号を送出する。本実施形態では、可変増幅部６と可変増幅部１２の利得、すなわち下り系増幅部と上り系増幅部の利得は、同じ値に設定されている。   The arithmetic processing unit 14 continuously sends a channel designation signal to the oscillation detection unit 13, records and calculates the output of the oscillation detection unit 13, and controls the variable amplification units 6 and 12 depending on the calculation result. Send a signal. In the present embodiment, the gains of the variable amplification unit 6 and the variable amplification unit 12, that is, the gains of the downlink amplification unit and the uplink amplification unit are set to the same value.

図２は、図１に示した発振検出部１３の構成例を示すブロック図である。図２の発振検出部１３は、混合部１０１、混合部１０２、基準信号発生部１０３、シンセサイザ部１０４、ＢＰＦ１０５、ＢＰＦ１０６、可変ディレイライン１０７及び可変ディレイライン１０８を備えている。発振検出部１３は、さらに、合成器１０９、ＢＰＦ１１０及び検波器１１１を備えている。   FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration example of the oscillation detection unit 13 illustrated in FIG. 2 includes a mixing unit 101, a mixing unit 102, a reference signal generating unit 103, a synthesizer unit 104, a BPF 105, a BPF 106, a variable delay line 107, and a variable delay line 108. The oscillation detection unit 13 further includes a combiner 109, a BPF 110, and a detector 111.

発振検出部１３では、カプラ４より供給された下り無線信号の一部が混合部１０１の一端に入力される。また、カプラ１０より供給された上り無線信号の一部が混合部１０２の一端に入力される。混合部１０１及び１０２の他端は、ともに、シンセサイザ部１０４の出力が接続される。なお、以下では、本実施形態における下り無線信号の運用帯域を２１２０〜２１３０ＭＨｚとし、上り無線信号の運用帯域を１９３０〜１９４０ＭＨｚとして説明を行うこととする。また、無線中継増幅装置Ｔ１における絶対群遅延量は５００ｎｓであるとする。ここで、絶対群遅延量は、無線中継増幅装置Ｔ１における下り無線信号と上り無線信号の伝送時間に対応する値である。   In the oscillation detection unit 13, a part of the downlink radio signal supplied from the coupler 4 is input to one end of the mixing unit 101. Further, a part of the uplink radio signal supplied from the coupler 10 is input to one end of the mixing unit 102. The other ends of the mixing units 101 and 102 are both connected to the output of the synthesizer unit 104. In the following description, it is assumed that the downlink radio signal operation band in this embodiment is 2120 to 2130 MHz, and the uplink radio signal operation band is 1930 to 1940 MHz. Further, it is assumed that the absolute group delay amount in the radio relay amplifying apparatus T1 is 500 ns. Here, the absolute group delay amount is a value corresponding to the transmission time of the downlink radio signal and the uplink radio signal in the radio relay amplifying apparatus T1.

シンセサイザ部１０４は、演算処理部１４から出力されたチャネル指定信号と、基準信号発生部１０３から出力された基準信号とを入力する。チャネル指定信号は、例えば、チャネルデータ（分周数）信号、クロック信号、ストローブ信号などからなる信号でありシンセサイザ部１０４が出力するローカル出力（局部発振出力）の周波数を複数のチャネルで定義した場合のチャネルを指定する信号である。本実施形態では、シンセサイザ部１０４が、１００ｍｓ毎に周波数を変えながら、２０２５〜２０３５ＭＨｚの１０ＭＨｚにわたって２００ｋＨｚ間隔でローカル出力を発生し、出力する。本実施形態では、この２００ｋＨｚ間隔で各チャネルを定義する。この例では、０〜１０ＭＨｚをチャネル１（ＣＨ１）〜チャネル５１（ＣＨ５１）で定義する。すなわち、シンセサイザ部１０４は、チャネル指定信号に基づいて生成するローカル出力の周波数を１チャネル２００ｋＨｚ単位で変化させる。他方、基準信号は、ローカル出力を生成する際の基準となるクロック信号であって、例えば、チャネル指定信号によって指定されるチャネル指定間隔と同じ２００ｋＨｚの整数倍の５．１２ＭＨｚとする。シンセサイザ部１０４は、チャネル指定信号と基準信号とに基づいてローカル出力を生成し、それを２分配して混合部１０１と混合部１０２とへ出力する。   The synthesizer unit 104 receives the channel designation signal output from the arithmetic processing unit 14 and the reference signal output from the reference signal generation unit 103. The channel designation signal is, for example, a signal composed of a channel data (frequency division number) signal, a clock signal, a strobe signal, and the like, and the frequency of the local output (local oscillation output) output from the synthesizer unit 104 is defined by a plurality of channels. It is a signal that specifies the channel. In this embodiment, the synthesizer unit 104 generates and outputs local outputs at intervals of 200 kHz over 10 MHz from 2025 to 2035 MHz while changing the frequency every 100 ms. In this embodiment, each channel is defined at this 200 kHz interval. In this example, 0 to 10 MHz is defined by channel 1 (CH1) to channel 51 (CH51). In other words, the synthesizer unit 104 changes the frequency of the local output generated based on the channel designation signal in units of 200 kHz per channel. On the other hand, the reference signal is a clock signal serving as a reference when generating a local output, and is, for example, 5.12 MHz which is an integral multiple of 200 kHz which is the same as the channel designation interval designated by the channel designation signal. The synthesizer unit 104 generates a local output based on the channel designation signal and the reference signal, distributes the output to the mixing unit 101 and the mixing unit 102.

シンセサイザ部１０４が出力するローカル出力の周波数は、下り系運用帯域と上り系運用帯域を足して２で割った値としている。すなわち、上記のローカル出力の周波数範囲２０２５〜２０３５ＭＨｚの下限と上限の値は、下り無線信号の運用帯域２１２０〜２１３０ＭＨと、上り無線信号の運用帯域１９３０〜１９４０ＭＨｚの各下限と各上限とをそれぞれ互いに足しあわせて２で割った値である。   The frequency of the local output output by the synthesizer unit 104 is a value obtained by adding the downstream operation band and the upstream operation band and dividing by two. That is, the lower limit and upper limit values of the local output frequency range 2025 to 2035 MHz are the same as the lower limit and upper limit of the downlink radio signal operation band 2120 to 2130 MHz and the uplink radio signal operation band 1930 to 1940 MHz, respectively. The sum is the value divided by 2.

混合部１０１は、カプラ４からの入力信号とシンセサイザ部１０４からの入力信号を混合し、差信号と和信号とを出力する。混合部１０２は、カプラ１０からの入力信号とシンセサイザ部１０４からの入力信号を混合し、差信号と和信号とを出力する。そして、混合部１０１及び１０２には、２つの入力信号両者の周波数差成分を抽出するために通過帯域幅１００ＭＨｚ程度の広帯域のＢＰＦ１０５及び１０６がそれぞれ接続されている。ＢＰＦ１０５及び１０６からは、周波数差成分の９５ＭＨｚがそれぞれ出力される。   The mixing unit 101 mixes the input signal from the coupler 4 and the input signal from the synthesizer unit 104, and outputs a difference signal and a sum signal. The mixing unit 102 mixes the input signal from the coupler 10 and the input signal from the synthesizer unit 104, and outputs a difference signal and a sum signal. The mixing units 101 and 102 are connected to wideband BPFs 105 and 106 having a passband width of about 100 MHz in order to extract the frequency difference component between the two input signals. From the BPFs 105 and 106, the frequency difference component of 95 MHz is output.

ＢＰＦ１０５及び１０６の出力には、可変ディレイライン１０７及び１０８が接続されている。可変ディレイライン１０７及び１０８は、入力信号と出力信号との間の位相差を所定の範囲で可変することができるディレイラインである。この場合、可変ディレイライン１０７及び１０８の出力において、異常発振時に発生する両系の擬似正弦波（すなわち正弦波のようにほぼ一定の周期で振動する信号）の位相が一致するように可変ディレイライン１０７及び１０８の位相が微調整されている。すなわち、可変ディレイライン１０７及び１０８の遅延量は、無線中継増幅装置Ｔ１での異常発振時にＢＰＦ１０５及び１０６の各出力において検出することができる擬似正弦波の各位相が一致するように位相調整されている。そのため、可変ディレイライン１０７及び１０８の出力は、合成器１０９により同相合成されることよって、両系の擬似正弦波の位相が一致した状態の合成出力が合成器１０９より出力される。   Variable delay lines 107 and 108 are connected to the outputs of the BPFs 105 and 106. The variable delay lines 107 and 108 are delay lines that can vary the phase difference between the input signal and the output signal within a predetermined range. In this case, at the outputs of the variable delay lines 107 and 108, the variable delay lines are set so that the phases of the pseudo sine waves of both systems generated at the time of abnormal oscillation (that is, signals that vibrate at a substantially constant period such as a sine wave) coincide. The phases of 107 and 108 are finely adjusted. That is, the delay amounts of the variable delay lines 107 and 108 are adjusted so that the phases of the pseudo sine waves that can be detected at the outputs of the BPFs 105 and 106 at the time of abnormal oscillation in the wireless relay amplification device T1 coincide. Yes. Therefore, the outputs of the variable delay lines 107 and 108 are in-phase synthesized by the synthesizer 109, so that a synthesized output in a state where the phases of the pseudo sine waves of both systems match is output from the synthesizer 109.

合成器１０９の出力は通過帯域幅１００ｋＨｚ程度の狭帯域のＢＰＦ１１０により帯域制限された後に、検波部１１１へ入力される。検波部１１１は、検波ダイオードと負荷抵抗、平滑コンデンサにより構成され、入力信号を検波して直流電圧を生成する。検波部１１１により直流電圧に変換された検波出力は、演算処理部１４に送出される。   The output of the combiner 109 is band-limited by a narrow band BPF 110 having a passband width of about 100 kHz, and then input to the detection unit 111. The detection unit 111 includes a detection diode, a load resistor, and a smoothing capacitor, and detects an input signal to generate a DC voltage. The detection output converted into a DC voltage by the detection unit 111 is sent to the arithmetic processing unit 14.

なお、本実施形態では、カプラ４より抽出される下り無線信号の一部の出力と、カプラ１０より抽出される上り無線信号の一部の出力とが、それぞれ約−１０ｄＢ値になるように設定されているものとする。   In this embodiment, a part of the output of the downlink radio signal extracted from the coupler 4 and a part of the output of the uplink radio signal extracted from the coupler 10 are set to have a value of about −10 dB, respectively. It is assumed that

図３は、ＢＰＦ１１０の通過帯域特性を示している。図３の横軸は周波数、縦軸は減衰量である。ＢＰＦ１１０は、センター周波数９５ＭＨｚ、通過帯域幅１００ｋＨｚという狭帯域に帯域制限する特性を有している。通過帯域幅を１００ｋＨｚという狭帯域に設定している理由は、擬似正弦波の各周波数ポイント（特に傾斜部分）のエネルギーレベルを正確に検出し擬似正弦波であることを分析するために必要だからである。ＢＰＦ１１０はＳＡＷフィルタ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ フィルタ；表面弾性波フィルタ）で実現できる。   FIG. 3 shows the passband characteristics of the BPF 110. In FIG. 3, the horizontal axis represents frequency, and the vertical axis represents attenuation. The BPF 110 has a characteristic of band-limiting to a narrow band with a center frequency of 95 MHz and a pass bandwidth of 100 kHz. The reason why the passband width is set to a narrow band of 100 kHz is that it is necessary to accurately detect the energy level of each frequency point (especially the inclined portion) of the pseudo sine wave and analyze it as a pseudo sine wave. is there. The BPF 110 can be realized by a SAW filter (Surface Acoustic Wave filter; surface acoustic wave filter).

図４は、図１に示した演算処理部１４の構成例を示すブロック図である。図４に示した演算処理部１４は、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ／Ｄｉｇｉｔａｌ）コンバータ２０１、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）２０２、記憶部２０３、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ／Ａｎａｌｏｇ）コンバータ２０４及び２０５を備えている。   FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of the arithmetic processing unit 14 illustrated in FIG. The arithmetic processing unit 14 illustrated in FIG. 4 includes an A / D (Analog / Digital) converter 201, a CPU (Central Processing Unit) 202, a storage unit 203, and D / A (Digital / Analog) converters 204 and 205. .

ＣＰＵ２０２は、図２の基準信号発生部１０３よりクロック信号を受けており基準信号と同期したチャネル指定信号を発振検出部１３のシンセサイザ部１０４に対して送出する。上述したように、チャネル指定信号とは、チャネルデータ（分周数）信号、クロック信号、ストローブ信号を指している。また、本例では、図２のシンセサイザ部１０４で発生されるローカル出力が１００ｍｓ毎に２０２５〜２０３５ＭＨｚの１０ＭＨｚにわたって２００ｋＨｚ間隔で変化するように、ＣＰＵ２０２がチャネル指定信号を順次送出する。すなわち、ＣＰＵ２０２は、１回目は２０２５．０ＭＨｚ、２回目は２０２５．２ＭＨｚ、３回目は２０２５．４ＭＨｚ、・・・、５１回目の場合は２０３５．０ＭＨｚがシンセサイザ部１０４から順次出力されるように順次チャネル指定を行う。   The CPU 202 receives a clock signal from the reference signal generation unit 103 in FIG. 2 and sends a channel designation signal synchronized with the reference signal to the synthesizer unit 104 of the oscillation detection unit 13. As described above, the channel designation signal refers to a channel data (frequency division number) signal, a clock signal, and a strobe signal. Further, in this example, the CPU 202 sequentially transmits channel designation signals so that the local output generated by the synthesizer unit 104 of FIG. 2 changes at intervals of 200 kHz over 10 MHz of 2025 to 2035 MHz every 100 ms. That is, the CPU 202 sequentially outputs 2025.0 MHz for the first time, 2025.2 MHz for the second time, 2025.4 MHz for the third time,..., And 2035.0 MHz for the 51st time sequentially output from the synthesizer unit 104. Specify the channel.

Ａ／Ｄコンバータ２０１には、発振検出部１３の出力すなわち検波部１１１の出力が入力される。Ａ／Ｄコンバータ２０１は、ＣＰＵ２０２によって制御され、チャネル指定信号の切り替え周期に同期して変換結果を出力する。すなわち、発振検出部１３の出力はＡ／Ｄコンバータ２０１によりアナログ／デジタル変換され、変換結果がＤＡＴＡとしてＣＰＵ２０２に供給される。ＣＰＵ２０２へは、チャネル指定毎にＤＡＴＡ１個が入力されるため、１０ＭＨｚを掃引した場合には合計５１個のＤＡＴＡが入力されることになる。   The output of the oscillation detector 13, that is, the output of the detector 111 is input to the A / D converter 201. The A / D converter 201 is controlled by the CPU 202 and outputs a conversion result in synchronization with the channel specifying signal switching cycle. That is, the output of the oscillation detector 13 is analog / digital converted by the A / D converter 201 and the conversion result is supplied to the CPU 202 as DATA. Since one DATA is input to the CPU 202 for each channel designation, a total of 51 DATA is input when 10 MHz is swept.

ＣＰＵ２０２は入力されたＤＡＴＡとチャネル指定信号の周波数を順次記憶部２０３に格納すると共に、最大値（ＭＡＸ値）及び最小値（ＭＩＮ値）を分析し、ＭＡＸ値とＭＩＮ値の差が所定の閾値（本例では１．０Ｖ）以上かどうかを常時監視している。例えば、ＭＡＸ値が２．０Ｖ、ＭＩＮ値が１．０Ｖとなれば、差は１．０Ｖとなり閾値以上となったことになる。ＣＰＵ２０２は、さらに、閾値以上になった場合は、ＭＡＸ値が得られた時の周波数とＭＩＮ値が得られた時の周波数との差が絶対群遅延量から計算される値（半周期のため、本例では１ＭＨｚとなる）と一致するかどうかを判定する。   The CPU 202 sequentially stores the input DATA and the frequency of the channel designation signal in the storage unit 203, analyzes the maximum value (MAX value) and the minimum value (MIN value), and the difference between the MAX value and the MIN value is a predetermined threshold value. Whether or not (1.0 V in this example) is constantly monitored. For example, if the MAX value is 2.0 V and the MIN value is 1.0 V, the difference is 1.0 V, which is equal to or greater than the threshold value. Further, when the CPU 202 becomes equal to or greater than the threshold, the value calculated from the absolute group delay amount (because it is a half cycle), the difference between the frequency when the MAX value is obtained and the frequency when the MIN value is obtained. In this example, it is 1 MHz).

ＣＰＵ２０２は、擬似正弦波の１周期毎に周期を判定しているので、周波数を誤ることはない。ＭＡＸ値とＭＩＮ値の差分が所定の閾値以上になるとともに、仮に一致した場合には異常発振状態と判定する。異常発振状態と判定した場合、ＣＰＵ２０２は警報を送出すると共に、Ｄ／Ａコンバータ２０４及び２０５に制御信号を送出する。これによってＣＰＵ２０２の指示のもと、Ｄ／Ａコンバータ２０４及び２０５は、デジタル／アナログ変換により可変増幅部６及び１２の利得を制限するための制御電圧をそれぞれ供給する。なお、警報の送出は、ＣＰＵ２０２が所定の通報先あるいは所定の警報装置に対して警報信号を送出することで行うことができる。その際、例えば、ＣＰＵ２０２が所定の通信装置を介して通報先に異常発振状態が発生したことを通報したり、ＣＰＵ２０２の指示によって所定の光や音などを発する警報装置から警報光、警報音などを発したりすることができる。   Since the CPU 202 determines the period for each period of the pseudo sine wave, the frequency is not erroneous. If the difference between the MAX value and the MIN value is equal to or greater than a predetermined threshold value, and if they coincide with each other, the abnormal oscillation state is determined. When the abnormal oscillation state is determined, the CPU 202 sends an alarm and sends a control signal to the D / A converters 204 and 205. Accordingly, under the instruction of the CPU 202, the D / A converters 204 and 205 supply control voltages for limiting the gains of the variable amplifiers 6 and 12 by digital / analog conversion, respectively. The alarm can be transmitted by the CPU 202 transmitting an alarm signal to a predetermined report destination or a predetermined alarm device. At that time, for example, the CPU 202 notifies the report destination that an abnormal oscillation state has occurred via a predetermined communication device, or from an alarm device that emits a predetermined light or sound according to an instruction from the CPU 202, an alarm light, an alarm sound, etc. Can be issued.

図５（ａ）は、無線中継増幅装置Ｔ１の正常状態時の下り系および上り系増幅部の運用帯域内の熱雑音（＝ＫＴＢＦ＋Ｇ）の周波数特性が平坦であることを示している。横軸は下りまたは上り周波数、縦軸は出力レベル（すなわち下り系無線信号または上り系無線信号の信号レベルの大小）である（図５（ｂ）及び図６において同じ）。熱雑音レベルは、ＫＴ：ボルツマン定数（−１７４ｄＢｍ／Ｈｚ）、Ｂ：帯域幅、Ｆ：ノイズフィギュア（ＮＦ）、Ｇ：利得によって決定される。Ｂは通信システムによって異なりＮＣＤＭＡ（Ｎａｒｒｏｗ ｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）であれば１．２３ＭＨｚ、ＷＣＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄ Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）であれば３．８４ＭＨｚとなり一定値である。ＮＦはＤＵＰ２またはＤＵＰ７の挿入損失と増幅部３または増幅部９のＮＦによって決定される一定値である。Ｇは増幅部３または増幅部９と可変増幅部６または可変増幅部１２を合わせた利得からＤＵＰ２またはＤＵＰ７、ＢＰＦ５またはＢＰＦ１１、ＤＵＰ２またはＤＵＰ７の挿入損失を差し引いた総利得であり固定値である。下り系と、上り系の増幅系の利得、各挿入損失等は同一であるため、熱雑音レベルは同一である。これより、正常状態時の熱雑音レベルは常に安定しており変動することはない。   FIG. 5A shows that the frequency characteristics of thermal noise (= KTBF + G) in the operation band of the downlink and uplink amplifiers in the normal state of the radio relay amplifying apparatus T1 are flat. The horizontal axis represents the downlink or uplink frequency, and the vertical axis represents the output level (that is, the magnitude of the signal level of the downlink radio signal or uplink radio signal) (same in FIGS. 5B and 6). The thermal noise level is determined by KT: Boltzmann constant (−174 dBm / Hz), B: bandwidth, F: noise figure (NF), G: gain. B varies depending on the communication system, and is a constant value of 1.23 MHz in the case of Narrow Band Code Division Multiple Access (NCDMA), and 3.84 MHz in the case of Wide Band Code Division Multiple Access (WCDMA). NF is a constant value determined by the insertion loss of DUP2 or DUP7 and the NF of the amplification unit 3 or amplification unit 9. G is a total gain obtained by subtracting the insertion loss of DUP2 or DUP7, BPF5 or BPF11, DUP2 or DUP7 from the combined gain of the amplifying unit 3 or 9 and the variable amplifying unit 6 or variable amplifying unit 12, and is a fixed value. Since the gain of the downstream system and the upstream system, the insertion loss, and the like are the same, the thermal noise level is the same. As a result, the thermal noise level in the normal state is always stable and does not fluctuate.

図５（ｂ）は、無線中継増幅装置の両アンテナ間の結合量が低下することによる異常発振状態時の下り系および上り系増幅部運用帯域内の熱雑音の周波数特性が、振動状態（つまり疑似正弦波状態）になることを示している。アンテナ８の出力がアンテナ１に帰還されると、絶対群遅延量だけ遅れて増幅される。そして、この増幅された出力がまたアンテナ１に帰還され遅延されて増幅される。この繰り返しにより擬似正弦波状態となり定在波のように安定した状態になる。したがって、擬似正弦波の周波数成分は絶対群遅延量（すなわちアンテナ１〜アンテナ８までの下り系絶対遅延量と、アンテナ８〜アンテナ１までの上り系絶対遅延量との両者を含むもの）の逆数と同じとなる。下り系絶対遅延量と上り系絶対遅延量はほぼ同一である。すなわち、絶対群遅延量が例えば５００ｎｓであれば、１周期が５００ｎｓとなるので、周波数成分は２ＭＨｚとなる。本実施形態では、無線中継増幅装置Ｔ１の絶対群遅延量が５００ｎｓで、周波数成分が２ＭＨｚであるとする。この場合、運用帯域幅１０ＭＨｚであれば、５周期の擬似正弦波が発生することになる。ただし、この例と異なり、仮に絶対群遅延量が１０００ｎｓ（１μｓ）であれば１ＭＨｚとなり、運用帯域幅１０ＭＨｚ内に１０周期の擬似正弦波が発生する。絶対群遅延量は、ＤＵＰ２、ＤＵＰ７でも発生するが、主にＢＰＦ５またはＢＰＦ１１が支配的であり、段数が増えて急峻な切れになればなるほど絶対群遅延量は増えていく。両アンテナ間の結合量がさらに小さくなり悪化すると、熱雑音レベルが上昇し擬似正弦波の振幅も大きくなるが周波数成分は変化しない。結合量悪化時には下り系、上り系とも同様な状態になっている。   FIG. 5B shows the frequency characteristics of the thermal noise in the downstream and upstream amplifying unit operating bands in the abnormal oscillation state due to a decrease in the coupling amount between the two antennas of the wireless relay amplification device. (Pseudo sine wave state). When the output of the antenna 8 is fed back to the antenna 1, it is amplified with a delay of the absolute group delay amount. The amplified output is fed back to the antenna 1 and is delayed and amplified. By repeating this, a pseudo sine wave state is obtained and a stable state such as a standing wave is obtained. Therefore, the frequency component of the pseudo sine wave is the reciprocal of the absolute group delay amount (that is, including both the downlink absolute delay amount from antenna 1 to antenna 8 and the uplink absolute delay amount from antenna 8 to antenna 1). Will be the same. The downlink absolute delay amount and the uplink absolute delay amount are almost the same. That is, if the absolute group delay amount is, for example, 500 ns, one cycle is 500 ns, and the frequency component is 2 MHz. In the present embodiment, the absolute group delay amount of the wireless relay amplification device T1 is 500 ns, and the frequency component is 2 MHz. In this case, if the operating bandwidth is 10 MHz, a pseudo sine wave of 5 cycles is generated. However, unlike this example, if the absolute group delay amount is 1000 ns (1 μs), it becomes 1 MHz, and a 10-period pseudo sine wave is generated within the operating bandwidth of 10 MHz. The absolute group delay amount also occurs in DUP2 and DUP7, but BPF5 or BPF11 is mainly dominant, and the absolute group delay amount increases as the number of stages increases and becomes sharper. If the coupling amount between the two antennas is further reduced and deteriorated, the thermal noise level increases and the amplitude of the pseudo sine wave increases, but the frequency component does not change. When the coupling amount is deteriorated, the downstream system and the upstream system are in the same state.

図６（ａ）は、正常状態時の下り系および上り系増幅部の運用帯域内の熱雑音の周波数特性が平坦状態であり、かつキャリアが存在する場合を示している。横軸は下りまたは上り周波数、縦軸は出力レベルである。下りキャリアと上りキャリアは常に１９０ＭＨｚ間隔で立つ。図６（ｂ）は、異常発振状態時の下り系および上り系増幅部の運用帯域内の熱雑音の周波数特性が振動状態（疑似正弦波状態）であり、かつキャリアが存在する場合を示している。キャリアの存在有無により熱雑音レベルの大きさに変動はない。   FIG. 6A shows a case where the frequency characteristics of the thermal noise in the operation band of the downstream and upstream amplifying units in a normal state are flat and carriers exist. The horizontal axis is the downlink or uplink frequency, and the vertical axis is the output level. Downstream carriers and upstream carriers always stand at 190 MHz intervals. FIG. 6B shows a case where the frequency characteristics of the thermal noise in the operation band of the downstream and upstream amplifying units in the abnormal oscillation state are in a vibration state (pseudo sine wave state) and a carrier exists. Yes. There is no change in the thermal noise level depending on the presence or absence of carriers.

なお、本実施形態の無線中継増幅装置Ｔ１は、下り系及び上り系の無線信号に無線増幅信号の雑音成分に含まれる疑似正弦波信号の周期と波形の大きさとに基づいて異常発振状態の有無を判定するものである。ここで、無線増幅信号の雑音成分とは、熱雑音などのキャリア以外の雑音信号を意味するものとする。   Note that the wireless relay amplification device T1 according to the present embodiment has an abnormal oscillation state based on the period and waveform size of the pseudo sine wave signal included in the noise component of the wireless amplification signal in the downstream and upstream wireless signals. Is determined. Here, the noise component of the radio amplified signal means a noise signal other than the carrier such as thermal noise.

図７は、周波数（横軸）と検波部１１１の検波出力のレベル（縦軸）との関係を模式的に示した図である。すなわち、横軸は下りまたは上り周波数に対応し、縦軸は出力レベル（すなわち下り系無線信号または上り系無線信号の信号レベルの大小）に対応している。図７（ａ）は正常時の周波数特性、図７（ｂ）は異常発振時の周波数特性を示している。図７（ａ）及び（ｂ）では、ＣＰＵ２０２がシンセサイザ部１０４に対して２００ｋＨｚ間隔でチャネル指定信号を送出する毎に、黒丸印点のエネルギーが１００ｋＨｚの狭帯域幅で順次出力され、それに対して検波部１１１の検波出力のレベルが平坦であること（図７（ａ）の場合）または疑似正弦波状（図７（ｂ）の場合）に変化することを示している。図７（ａ）または（ｂ）に示したような検波部１１１の検波出力がＡ／Ｄコンバータ２０１を経由して順次ＣＰＵ２０２に入力される。   FIG. 7 is a diagram schematically showing the relationship between the frequency (horizontal axis) and the level (vertical axis) of the detection output of the detection unit 111. That is, the horizontal axis corresponds to the downlink or uplink frequency, and the vertical axis corresponds to the output level (that is, the magnitude of the signal level of the downlink radio signal or uplink radio signal). FIG. 7A shows the frequency characteristics during normal operation, and FIG. 7B shows the frequency characteristics during abnormal oscillation. 7A and 7B, every time the CPU 202 sends a channel designation signal to the synthesizer unit 104 at intervals of 200 kHz, the energy of the black dots is sequentially output with a narrow bandwidth of 100 kHz. It shows that the level of the detection output of the detection unit 111 is flat (in the case of FIG. 7A) or changes to a pseudo sine wave (in the case of FIG. 7B). The detection output of the detection unit 111 as shown in FIG. 7A or 7B is sequentially input to the CPU 202 via the A / D converter 201.

チャネル指定信号を送出する時間間隔は、本例では１００ｍｓである。時間間隔が短いほど短時間で検出できるという利点がある。チャネル指定信号がＣＨ１の場合は下り２１２０．０ＭＨｚおよび上り１９３０．０ＭＨｚ、ＣＨ２の場合は下り２１２０．２ＭＨｚおよび上り１９３０．２ＭＨｚ、ＣＨ３の場合は下り２１２０．４ＭＨｚおよび上り１９３０．４ＭＨｚ、・・・、ＣＨ５１の場合は下り２１３０．０ＭＨｚおよび上り１９４０．０ＭＨｚの順でそれぞれの合成出力レベルがＤＡＴＡとしてＣＰＵ２０２に取り込まれる。図７（ａ）は正常状態時であり熱雑音レベルは平坦である。図７（ｂ）は異常発振状態時であり、擬似正弦波のようになっている。   In this example, the time interval for transmitting the channel designation signal is 100 ms. There is an advantage that detection can be performed in a shorter time as the time interval is shorter. When the channel designation signal is CH1, downlink 2120.0MHz and uplink 1930.0MHz, when CH2 is downlink 2120.2MHz and uplink 1930.2MHz, when CH3 is downlink 2120.4MHz and uplink 1930.4MHz, ..., In the case of CH51, the respective combined output levels are fetched into the CPU 202 as DATA in the order of downlink 2130.0 MHz and uplink 1940.0 MHz. FIG. 7A shows the normal state, and the thermal noise level is flat. FIG. 7B shows an abnormal oscillation state, which is a pseudo sine wave.

図８左図は、ＣＰＵ２０２が２００ｋＨｚ間隔でチャネル指定信号を送出する毎に、片系の擬似正弦波１周期分の中の黒丸印点の出力がＢＰＦ１０５または１０６の出力で得られ、ＣＰＵ２０２で選択（つまりサンプリング）される値に対応することを示す等価的周波数特性のイメージ図である。他方、図８右図は合成器１０９からの両系合成状態時の黒丸印点の出力が、ＣＰＵ２０２で選択（つまりサンプリング）される値に対応することを示す等価的周波数特性のイメージ図である。このように、ＢＰＦ１０５または１０６からの各出力での片系の場合と比較し、合成器１０９の出力では約２倍の振幅を持った擬似正弦波となるため、高感度で異常発振状態を検出することができる。   In the left figure of FIG. 8, every time the CPU 202 sends a channel designation signal at intervals of 200 kHz, the output of the black dot in one cycle of the pseudo sine wave of one system is obtained by the output of the BPF 105 or 106 and is selected by the CPU 202 It is an image figure of the equivalent frequency characteristic which shows corresponding to the value (that is, sampling). On the other hand, the right diagram in FIG. 8 is an image diagram of an equivalent frequency characteristic indicating that the output of the black dot points from the synthesizer 109 in the combined state of both systems corresponds to the value selected (that is, sampled) by the CPU 202. In this way, compared to the case of a single system at each output from the BPF 105 or 106, the output of the synthesizer 109 is a pseudo sine wave having about twice the amplitude, so that an abnormal oscillation state is detected with high sensitivity. can do.

図８右図に示したような合成器１０９の出力は、検波部１１１で検波された後、Ａ／Ｄコンバータ２０１を介してＣＰＵ２０２に入力される。ＣＰＵ２０２は入力されたＤＡＴＡを順次、記憶部２０３に格納すると共に、ＤＡＴＡの最大値（ＭＡＸ値）と最小値（ＭＩＮ値）を選定する。すなわち、ＣＰＵ２０２は、擬似正弦波の例えば１周期毎にＭＡＸ値とＭＩＮ値の差が所定の閾値以上かどうかを常時監視している。例えば、本例で閾値が１．０Ｖであるとすれば、ＣＰＵ２０２は、図８右図に示したような出力レベルの変化の最大値（ＭＡＸ値）と最小値（ＭＩＮ値）の差が、１．０Ｖ以上かどうかを常時監視している。例えば、ＭＡＸ値が２．０Ｖ、ＭＩＮ値が１．０Ｖとなれば、差は１．０Ｖとなり閾値以上になったことになる。閾値以上になった場合、ＣＰＵ２０２は、ＭＡＸ値が得られた時の周波数とＭＩＮ値が得られた時の周波数との差が絶対群遅延量から計算される値（半周期のためこの場合は１ＭＨｚ）と一致するかどうかを判定する。仮に一致した場合には異常発振状態と判定し、ＣＰＵ２０２はＤ／Ａコンバータ２０４及び２０５に制御信号を送出することによって、デジタル／アナログ変換を行い可変増幅部６及び１２それぞれに所定の制御電圧を供給し利得を低減させると共に警報を送出する。   The output of the combiner 109 as shown in the right diagram of FIG. 8 is detected by the detection unit 111 and then input to the CPU 202 via the A / D converter 201. The CPU 202 sequentially stores the input DATA in the storage unit 203 and selects the maximum value (MAX value) and minimum value (MIN value) of DATA. That is, the CPU 202 constantly monitors whether the difference between the MAX value and the MIN value is greater than or equal to a predetermined threshold value, for example, for each period of the pseudo sine wave. For example, if the threshold is 1.0 V in this example, the CPU 202 determines that the difference between the maximum value (MAX value) and minimum value (MIN value) of the change in output level as shown in the right diagram of FIG. Whether it is 1.0V or higher is constantly monitored. For example, if the MAX value is 2.0 V and the MIN value is 1.0 V, the difference is 1.0 V, which is equal to or greater than the threshold value. When the threshold value is exceeded, the CPU 202 calculates the difference between the frequency when the MAX value is obtained and the frequency when the MIN value is obtained from the absolute group delay amount (in this case because it is a half cycle). 1 MHz) is determined. If the two coincide, it is determined that the oscillation state is abnormal, and the CPU 202 sends a control signal to the D / A converters 204 and 205 to perform digital / analog conversion and apply a predetermined control voltage to each of the variable amplifying units 6 and 12. Supply and reduce gain and send alarm.

図９は、可変増幅部６及び１２の制御電圧対利得のグラフを示しており、制御電圧が低電圧時には最大利得、高電圧時には最小利得を示している。本例では、最大利得３０ｄＢ、最小利得１０ｄＢとする。例えば、市販されている可変増幅器（ＨＭＣ２８７など）を使えば、容易に利得可変を実現できる。正常状態時は、ＣＰＵ２０２から、例えばＦＦ（１６進）の制御信号がＤ／Ａコンバータ２０４及び２０５に送出される。可変増幅部６及び１２には制御電圧に変換されて供給されているため、それぞれ最大利得に設定されている。一方、異常発振時には、ＣＰＵ２０２から、例えば８０（１６進）の制御信号が送出され、制御電圧（中電圧）に変換されて供給されるため可変増幅部６及び１２はあらかじめ指定された利得（本例では２０ｄＢ）に低減される。ここで、初期状態に比べて各可変増幅部の利得は１０ｄＢ低下されることになる。   FIG. 9 shows a graph of control voltage versus gain of the variable amplifying units 6 and 12, showing the maximum gain when the control voltage is low and the minimum gain when the control voltage is high. In this example, the maximum gain is 30 dB and the minimum gain is 10 dB. For example, if a commercially available variable amplifier (such as HMC287) is used, variable gain can be easily realized. In the normal state, the CPU 202 sends, for example, an FF (hexadecimal) control signal to the D / A converters 204 and 205. Since the variable amplifiers 6 and 12 are supplied after being converted into control voltages, they are set to maximum gains. On the other hand, at the time of abnormal oscillation, a control signal of 80 (hexadecimal), for example, is sent from the CPU 202, converted into a control voltage (medium voltage), and supplied, so that the variable amplifiers 6 and 12 have a predetermined gain (main) In the example, it is reduced to 20 dB). Here, the gain of each variable amplification unit is reduced by 10 dB compared to the initial state.

図１０は、図１に示した無線中継増幅装置Ｔ１が両アンテナ間の結合量悪化による異常発振状態を検知する動作を説明するためのフローチャートである。図１０の各ステップは、ＣＰＵ２０２によって実行される。動作を開始すると、ＣＰＵ２０２はまずｎを１に初期化するとともに、ＭＡＸ値とＭＩＮ値とＳＵＭとを０に初期化する（ステップＳ１００）。ここで、ｎはチャネル番号を表す変数である。ＭＡＸ値はＡ／Ｄコンバータ２０１の変換結果を表すデータであるＤＡＴＡ（検波電圧情報）の最大値を格納する変数であり、ＭＩＮ値はＤＡＴＡの最小値を格納する変数である。そして、ＳＵＭは、１組のＤＡＴＡの最大値（ＭＡＸ値）と最小値（ＭＩＮ値）を選定する際に対象としたＤＡＴＡの個数（すなわち記録数）を格納する変数である。本例では、図８に示したような疑似正弦波状の振動の１周期が１０ＣＨ分すなわち１０個のＤＡＴＡを単位として、ＤＡＴＡの最大値（ＭＡＸ値）と最小値（ＭＩＮ値）を選定する。したがって、ＳＵＭの値が１０になる度に、ＣＰＵ２０２が、ＭＡＸ値とＭＩＮ値とから異常発振に起因する疑似正弦波状の振動が発生しているか否かを判定する。   FIG. 10 is a flowchart for explaining an operation in which the radio relay amplifying apparatus T1 shown in FIG. 1 detects an abnormal oscillation state due to deterioration of the coupling amount between both antennas. Each step in FIG. 10 is executed by the CPU 202. When the operation is started, the CPU 202 first initializes n to 1 and initializes the MAX value, the MIN value, and SUM to 0 (step S100). Here, n is a variable representing a channel number. The MAX value is a variable that stores the maximum value of DATA (detection voltage information) that is data representing the conversion result of the A / D converter 201, and the MIN value is a variable that stores the minimum value of DATA. SUM is a variable for storing the number of data (that is, the number of records) targeted when selecting the maximum value (MAX value) and the minimum value (MIN value) of a set of DATA. In this example, the maximum value (MAX value) and the minimum value (MIN value) of the DATA are selected with one period of the pseudo sine wave vibration as shown in FIG. 8 corresponding to 10 CH, that is, 10 DATA. Therefore, every time the SUM value becomes 10, the CPU 202 determines whether or not a pseudo sine wave-like vibration caused by abnormal oscillation is generated from the MAX value and the MIN value.

次に、発振検出部１３はＣＰＵ２０２からチャネル指定信号（例えばＣＨ１の周波数）を受ける（ステップＳ１０１）。ＣＰＵ２０２は発振検出部１３から検波電圧情報のＤＡＴＡｎ（例えばＤＡＴＡ１）を受け、記憶部２０３に記録する。その時のチャネル指定信号の周波数ＣＨｎ（例えばＣＨ１の下りおよび上り周波数）も同時に記録する（ステップＳ１０２）。   Next, the oscillation detection unit 13 receives a channel designation signal (for example, the frequency of CH1) from the CPU 202 (step S101). The CPU 202 receives DATAn (for example, DATA1) of detected voltage information from the oscillation detection unit 13 and records it in the storage unit 203. The frequency CHn of the channel designation signal at that time (for example, the downlink and uplink frequencies of CH1) is also recorded simultaneously (step S102).

次にＣＰＵ２０２は、例えばＤＡＴＡ１が３．０Ｖ以上か否かを判定する（ステップＳ１０３）。ここで、３．０Ｖは、図６（ｂ）に示したようなキャリアの有無を判定するための閾値の一例である。図６（ｂ）に示すようにキャリアが存在する場合においては、携帯電話システムにおける下りキャリアの最小レベルは、共通チャネル信号（複数の移動局が共有して使用する信号）のみが受信されている場合であり、熱雑音レベルより高いレベルとなる。一方、上りキャリアのレベルは携帯電話機の所在位置によって変動するが、ここでは上りキャリアの最小レベルも熱雑音レベルより高いレベルであるとする。つまり、キャリアが存在する場合、ＤＡＴＡｎは、異常発振時の熱雑音の疑似正弦波状の変動レベルを超えた大きな値となる。したがって、そのようなＤＡＴＡｎを用いて、それよりも小さな変動レベルである疑似正弦波状の振動の発生の有無を判定することは単純にはできない。そこで、そのようなＤＡＴＡｎを判定対象から除くため、ＣＰＵ２０２によってステップＳ１０３の判定を行っている。本例ではＤＡＴＡｎが３．０Ｖの閾値を超えた場合に、ＣＰＵ２０２によって、キャリアが存在すると判定する。例えば、入力されたＤＡＴＡ１が３．０Ｖを超えた場合（ステップＳ１０３でＮＯの場合）には、ステップＳ１０４で１キャリアの占有帯域幅より少し大きな帯域幅相当をスキップする。すなわち、本例では１．４ＭＨｚ（ｎ＝７）をスキップしたチャネル指定を行うため、ステップＳ１０４で変数ｎを７増やすことにより、ステップＳ１０３で３．０Ｖの閾値を超えたＤＡＴＡ値とそれに続く７個のＤＡＴＡｎとを無効とし、異常発振の誤検出を回避している。また、ステップＳ１０４では変数ＳＵＭを０にクリアしている。このステップＳ１０４の後は、ステップＳ１１６へ進む。   Next, the CPU 202 determines whether, for example, DATA1 is 3.0 V or higher (step S103). Here, 3.0V is an example of a threshold value for determining the presence or absence of a carrier as shown in FIG. When a carrier exists as shown in FIG. 6B, only the common channel signal (a signal shared and used by a plurality of mobile stations) is received as the minimum downlink carrier level in the mobile phone system. This is a case where the level is higher than the thermal noise level. On the other hand, although the level of the uplink carrier varies depending on the location of the mobile phone, it is assumed here that the minimum level of the uplink carrier is also higher than the thermal noise level. That is, when there is a carrier, DATAn becomes a large value that exceeds the pseudo sine wave fluctuation level of thermal noise during abnormal oscillation. Therefore, it is not simply possible to determine whether or not pseudo-sinusoidal vibration having a smaller fluctuation level is generated using such DATAn. Therefore, in order to exclude such DATAn from the determination target, the CPU 202 performs the determination in step S103. In this example, when DATAn exceeds the threshold value of 3.0 V, the CPU 202 determines that a carrier exists. For example, if the input DATA1 exceeds 3.0 V (NO in step S103), a bandwidth equivalent to a bandwidth slightly larger than the occupied bandwidth of one carrier is skipped in step S104. That is, in this example, in order to perform channel designation skipping 1.4 MHz (n = 7), by increasing the variable n by 7 in step S104, the DATA value exceeding the 3.0V threshold in step S103 and the subsequent 7 The number of DATAn is invalidated to avoid erroneous detection of abnormal oscillation. In step S104, the variable SUM is cleared to zero. After step S104, the process proceeds to step S116.

ＤＡＴＡｎが３．０Ｖ以下の場合（ステップＳ１０３でＹＥＳの場合）、ステップＳ１０５へ進む。そして、例えば、ＤＡＴＡ１が、ＭＡＸ値（最大値）より大きいか否かを判定し、例えばＤＡＴＡ１がＭＡＸ値より大きい場合には、そのＤＡＴＡ１をＭＡＸ値に選定する（ステップＳ１０５）。ただし、ＭＡＸ値が０の場合には、ＤＡＴＡｎ（ここではＤＡＴＡ１）をＭＡＸ値に設定する。またステップＳ１０５では、例えば、ＤＡＴＡ１がＭＩＮ値（最小値）より小さいか否かを判定し、ＤＡＴＡ１がＭＩＮ値より小さい場合には、そのＤＡＴＡ１をＭＩＮ値に選定する。ただし、ＭＩＮ値が０の場合には、ＤＡＴＡｎ（ここではＤＡＴＡ１）をＭＩＮ値に設定する。ステップＳ１０５におけるＭＡＸ値とＭＩＮ値の分析は、ＣＰＵ２０２に入力されるＤＡＴＡ毎に行い、更新していく。   If DATAn is 3.0 V or less (YES in step S103), the process proceeds to step S105. Then, for example, it is determined whether or not DATA1 is greater than the MAX value (maximum value). If DATA1 is greater than the MAX value, for example, DATA1 is selected as the MAX value (step S105). However, when the MAX value is 0, DATAn (DATA1 in this case) is set to the MAX value. In step S105, for example, it is determined whether or not DATA1 is smaller than the MIN value (minimum value). If DATA1 is smaller than the MIN value, DATA1 is selected as the MIN value. However, when the MIN value is 0, DATAn (DATA1 in this case) is set to the MIN value. The analysis of the MAX value and the MIN value in step S105 is performed and updated for each DATA input to the CPU 202.

次に、変数ＳＵＭを１だけ増分する（ステップＳ１０６）。次に、擬似正弦波の１周期分のＤＡＴＡの記録を完了したか否かを判定する（ステップＳ１０７）。すなわち、ステップＳ１０７では、変数ＳＵＭが１０に一致したか否かを判定する。ステップＳ１０７でＳＵＭが１０に一致していると判定された場合、ステップＳ１０８でＭＡＸ値−ＭＩＮ値が１Ｖ以上か否かを判定する（ステップＳ１０８）。本例では、ＭＡＸ値−ＭＩＮ値が１Ｖ以上ということは、１０個のＤＡＴＡのピーク−ピーク値（すなわち波形の大きさ;正弦波であれば振幅の２倍の値）が１Ｖ以上であり、この場合には異常発振が発生している可能性があるとしている。   Next, the variable SUM is incremented by 1 (step S106). Next, it is determined whether or not the DATA recording for one period of the pseudo sine wave has been completed (step S107). That is, in step S107, it is determined whether or not the variable SUM matches 10. If it is determined in step S107 that SUM is equal to 10, it is determined in step S108 whether the MAX value-MIN value is 1 V or more (step S108). In this example, the MAX value−MIN value is 1V or more means that the peak-to-peak value of 10 DATA (that is, the waveform size; if the sine wave is a sine wave, the value is twice the amplitude) is 1V or more, In this case, there is a possibility that abnormal oscillation has occurred.

ステップＳ１０８の判定は、ステップＳ１０４によるスキップ処理が行われることなく１０個のＤＡＴＡｎの記録が行われた場合に実行される。例えば、最初の１周期（２ＭＨｚ）分の１０個のＤＡＴＡ１〜１０の分析にて１．０Ｖ以上の差が発生するとすぐにステップＳ１０９からの周波数差確認フローに移行していく。そのため１０ＭＨｚすべてを掃引する（約５ｓ必要とする）必要はなく、最短で２ＭＨｚ（約１ｓ）という短時間で異常発振を検出することができる。   The determination in step S108 is executed when ten DATAn recordings are performed without performing the skip process in step S104. For example, as soon as a difference of 1.0 V or more occurs in the analysis of 10 DATA1 to 10 for the first one period (2 MHz), the flow proceeds to the frequency difference confirmation flow from step S109. Therefore, it is not necessary to sweep all 10 MHz (requires about 5 s), and abnormal oscillation can be detected in a short time of 2 MHz (about 1 s) at the shortest.

ステップＳ１０８でＭＡＸ値とＭＩＮ値の差が１Ｖ以上であると判定された場合（ステップＳ１０８でＹＥＳの場合）、ＭＡＸ値とＭＩＮ値の周波数差が１ＭＨｚ±０．２ＭＨｚであるか否かを判定する（ステップＳ１０９）。ステップＳ１０２では、入力されるＤＡＴＡ毎にチャネル指定信号の周波数も記録しているので、ＭＡＸ値とＭＩＮ値の周波数差を容易に算出できる。   If it is determined in step S108 that the difference between the MAX value and the MIN value is 1 V or more (YES in step S108), it is determined whether the frequency difference between the MAX value and the MIN value is 1 MHz ± 0.2 MHz. (Step S109). In step S102, since the frequency of the channel designation signal is also recorded for each input DATA, the frequency difference between the MAX value and the MIN value can be easily calculated.

図８の右図に示した例では、ＣＨ４の場合がＭＡＸ値（下り２１２０．８ＭＨｚと上り１９３０．８ＭＨｚの加算値（シンセサイザ部１０４のローカル出力では２０２５．８ＭＨｚ））となり、ＣＨ９がＭＩＮ値（下り２１２１．８ＭＨｚと上り１９３１．８ＭＨｚの加算値（シンセサイザ部１０４のローカル出力では２０２６．８ＭＨｚ））である。このように、ＭＡＸ値とＭＩＮ値の周波数差は、疑似正弦波状の変動の半周期となる。そのため、上記のように絶対群遅延量が５００ｎｓであれば、判定基準は１ＭＨｚとなる。ただし、必ずしも２００ｋＨｚ間隔が最大値、最小値に当たるわけではない（つまり必ずしも正弦波の最大値と最小値に一致しない）ので、１ＭＨｚ±０．２ＭＨｚのように誤差を考慮し判定する。   In the example shown in the right diagram of FIG. 8, the CH value is the MAX value (added value of downlink 2120.8 MHz and uplink 1930.8 MHz (2025.8 MHz for the local output of the synthesizer unit 104)), and CH9 is the MIN value ( The added value of the downlink 2121.8 MHz and the uplink 1931.8 MHz (2026.8 MHz at the local output of the synthesizer unit 104). As described above, the frequency difference between the MAX value and the MIN value is a half cycle of a pseudo sine wave-like variation. Therefore, if the absolute group delay amount is 500 ns as described above, the determination criterion is 1 MHz. However, since the 200 kHz interval does not necessarily correspond to the maximum value and the minimum value (that is, it does not necessarily match the maximum value and the minimum value of the sine wave), the determination is made in consideration of an error such as 1 MHz ± 0.2 MHz.

次に、ＣＰＵ２０２は、既に警報中かどうかを判定する（ステップＳ１１０）。警報が未送出であれば（ステップＳ１１０でＮＯの場合）、可変増幅部６及び１２の利得を３０ｄＢ→２０ｄＢに設定（ステップＳ１１１）し、警報を送出する（ステップＳ１１２）。異常発振状態であることは明白であるため警報を送出する。   Next, the CPU 202 determines whether an alarm has already been issued (step S110). If the alarm has not been sent (in the case of NO in step S110), the gain of the variable amplifiers 6 and 12 is set from 30 dB to 20 dB (step S111), and the alarm is sent (step S112). Since it is obvious that the oscillation state is abnormal, an alarm is sent.

一方、ステップＳ１１０において、既に警報送出中であれば（ステップＳ１１０でＹＥＳの場合）、可変増幅部６及び１２の利得を２０ｄＢ→１０ｄＢに設定（ステップＳ１１４）し終了となる（ステップＳ１１５）。   On the other hand, if an alarm is already being sent in step S110 (YES in step S110), the gains of the variable amplifiers 6 and 12 are set from 20 dB to 10 dB (step S114), and the process ends (step S115).

他方、ステップ１０８において、ＭＡＸ値−ＭＩＮ値が１Ｖ以下の場合は（ステップＳ１０８でＮＯの場合は）、ＭＡＸ値、ＭＩＮ値及びＳＵＭを０とし（ステップＳ１１３）、ステップＳ１１６に進む。   On the other hand, if the MAX value−MIN value is 1V or less in Step 108 (NO in Step S108), the MAX value, MIN value, and SUM are set to 0 (Step S113), and the process proceeds to Step S116.

ステップＳ１０８でＳＵＭが１０でなかった場合（ステップＳ１０７でＮＯの場合）、ステップＳ１０４の処理が行われた後、または、ステップＳ１１３の処理が行われた後、ステップＳ１１６でｎを１だけ増分する（ステップＳ１１６）。   When SUM is not 10 in step S108 (NO in step S107), after the process of step S104 is performed or after the process of step S113 is performed, n is incremented by 1 in step S116. (Step S116).

次に、ステップＳ１１７では、ｎが５１以上か否かを判定し、ｎ≧５１でなければ（ステップＳ１１７でＮＯの場合は）ステップＳ１０１に戻る。ステップＳ１０１で、ＣＰＵ２０２は例えば、チャネル指定信号（ＣＨ２の周波数）を発振検出部１３に送出し、発振検出部１３からＤＡＴＡ２を受け取る。   Next, in step S117, it is determined whether or not n is 51 or more. If n ≧ 51 is not satisfied (in the case of NO in step S117), the process returns to step S101. In step S <b> 101, for example, the CPU 202 sends a channel designation signal (frequency of CH <b> 2) to the oscillation detection unit 13 and receives DATA <b> 2 from the oscillation detection unit 13.

下り系の２１２０ＭＨｚ〜２１３０ＭＨｚと上り系の１９３０〜１９４０ＭＨｚの範囲の信号を同位相で合成器１０９で加算し、ＢＰＦ１１０を介して検波部１１１で検波した信号のＡ／Ｄ変換後のＤＡＴＡ５１個取得が完了する（またはステップＳ１０４でのスキップ処理を含んでｎが５１以上となる）と（ステップＳ１１７でＹＥＳの場合）、次にＣＰＵ２０２はステップＳ１１８へ進む。ステップＳ１１８では、ＤＡＴＡ１〜５１、ＣＨ１〜５１、ＭＡＸ値、ＭＩＮ値、ＳＵＭを０にクリアするとともに、ｎを１に初期化する。   Signals in the range of 2120 MHz to 2130 MHz in the downstream system and signals in the range from 1930 to 1940 MHz in the upstream system are added by the synthesizer 109 with the same phase, and 51 DATAs after A / D conversion of the signal detected by the detection unit 111 via the BPF 110 are acquired. When completed (or n is 51 or more including the skip processing in step S104) (in the case of YES in step S117), the CPU 202 proceeds to step S118. In step S118, DATA1 to 51, CH1 to 51, MAX value, MIN value, and SUM are cleared to 0, and n is initialized to 1.

ステップＳ１０８でＹＥＳとなり、さらにステップＳ１０９でＮＯとなった場合には、ステップＳ１１７の判定処理を繰り返し行いながら、ＣＰＵ２０２は、チャネル指定信号の送出と、ＤＡＴＡの取得と、異常発振の検出処理とを繰り返し実行する。   If “YES” is determined in the step S108, and if “NO” is determined in the step S109, the CPU 202 performs the channel designation signal transmission, the DATA acquisition, and the abnormal oscillation detection process while repeatedly performing the determination process in the step S117. Run repeatedly.

なお、ステップＳ１１４で可変増幅部６及び１２の利得を１０ｄＢに設定した後は、例えば、作業者が無線中継増幅装置Ｔ１に直接または遠隔で所定の初期化操作を行うまで、可変増幅部６及び１２の利得のリセットは行わない。   After the gains of the variable amplification units 6 and 12 are set to 10 dB in step S114, for example, until the operator performs a predetermined initialization operation directly or remotely on the wireless relay amplification device T1, the variable amplification units 6 and 12 gain is not reset.

このように、本実施形態では、無線中継増幅装置Ｔ１が、下り系増幅部と上り系増幅部のそれぞれの運用帯域内に発生する擬似正弦波を同相合成し検波する機能と、擬似正弦波の大きさと周波数とを分析する機能を備えている。そして、これらの機能によって、両アンテナ間の結合量悪化による異常発振状態を高感度で的確に検出し、下り系増幅部と上り系増幅部のそれぞれの利得をあらかじめ設定した小さい値に制御し異常発振状態を回避することができる。これにより、例えば、携帯電話システムの加入者容量の低下や長時間の過大出力状態による下り系および上り系増幅部の劣化または故障の回避を行うと共に警報を発することができる。   As described above, in the present embodiment, the radio relay amplifying apparatus T1 has the function of performing in-phase synthesis and detection of the pseudo sine wave generated in the respective operation bands of the downlink amplifying unit and the uplink amplifying unit, and the pseudo sine wave It has a function to analyze size and frequency. With these functions, the abnormal oscillation state due to the deterioration of the coupling amount between the two antennas can be accurately detected with high sensitivity, and the gain of each of the downstream amplification unit and the upstream amplification unit is controlled to a preset small value. The oscillation state can be avoided. As a result, for example, it is possible to avoid deterioration or failure of the downlink and uplink amplifiers due to a decrease in subscriber capacity of the mobile phone system or a long excessive output state, and to issue an alarm.

以上のように、図１０に示した処理によって、図１に示した無線中継増幅装置Ｔ１は両アンテナ間の結合量悪化による異常発振状態を検知することができる。その際、キャリアが存在する場合（例えば図６（ｂ）に示したような場合）においては、携帯電話システムにおけるキャリアの最小レベルは、下り系共通チャネル信号（複数の移動局が共有して使用する信号）のみが受信されている場合であり、熱雑音レベルより高いレベルとなる。一方、上りキャリアのレベルは携帯電話機の所在位置によって変動するが、通常、熱雑音レベルより高いレベルである。本例ではキャリアの有無を判定する閾値を３．０Ｖとし、入力されたＤＡＴＡ値が３．０Ｖを超えた場合には１キャリアの占有帯域幅より少し大きな帯域幅相当をスキップする。すなわち、本例では１．４ＭＨｚをスキップしたチャネル指定を行う（ｎ＝７）ことにより、キャリアを含むと考えられるＤＡＴＡ値を無効とし、誤検出を回避している。   As described above, the wireless relay amplification device T1 shown in FIG. 1 can detect the abnormal oscillation state due to the deterioration of the coupling amount between the two antennas by the processing shown in FIG. At that time, if there is a carrier (for example, as shown in FIG. 6B), the minimum level of the carrier in the mobile phone system is the downlink common channel signal (shared by a plurality of mobile stations). Signal), which is higher than the thermal noise level. On the other hand, the level of the upstream carrier varies depending on the location of the mobile phone, but is usually higher than the thermal noise level. In this example, the threshold for determining the presence / absence of a carrier is set to 3.0V, and when the input DATA value exceeds 3.0V, a bandwidth equivalent to a bandwidth slightly larger than the occupied bandwidth of one carrier is skipped. That is, in this example, the channel designation skipping 1.4 MHz is performed (n = 7), thereby invalidating the DATA value considered to include the carrier and avoiding erroneous detection.

また、例えば、アンテナ１とアンテナ８間の結合量αが無線中継増幅装置の下り系の総利得βより小さくなり異常発振状態になった場合には、図５（ｂ）に示すように下り系増幅部の運用帯域内の熱雑音の周波数特性が振動状態（疑似正弦波状態）になる。このため、擬似正弦波１周期の最大値（ＭＡＸ値）−最小値（ＭＩＮ値）が閾値（本例では１．０Ｖ）を超え、かつＭＡＸ値が得られた時の周波数とＭＩＮ値が得られた時の周波数との差が規定値（本例では約１ＭＨｚ）と一致した場合には異常発振状態と判定し、可変増幅部６及び１２をあらかじめ指定された低い利得に設定すると共に警報を送出する。可変増幅部６及び１２を低い利得に設定した後も継続して異常発振の監視を行い、異常発振が認められた場合はさらに可変増幅部６及び１２の利得を下げるという制御も行う。   Further, for example, when the coupling amount α between the antenna 1 and the antenna 8 becomes smaller than the total gain β of the downlink system of the wireless relay amplification device and becomes in an abnormal oscillation state, as shown in FIG. The frequency characteristics of the thermal noise within the operating band of the amplifying unit become a vibration state (pseudo sine wave state). For this reason, the maximum value (MAX value) -minimum value (MIN value) of one period of the pseudo sine wave exceeds the threshold value (1.0 V in this example), and the frequency and MIN value when the MAX value is obtained are obtained. If the difference from the frequency at the time when the frequency is equal to the specified value (about 1 MHz in this example), it is determined as an abnormal oscillation state, the variable amplifiers 6 and 12 are set to a low gain specified in advance, and an alarm is generated. Send it out. Even after the variable amplifying units 6 and 12 are set to a low gain, abnormal oscillation is continuously monitored, and when abnormal oscillation is recognized, the gain of the variable amplifying units 6 and 12 is further reduced.

［第１の実施形態の動作の説明］
次に、本実施の形態について、図１、図２、図４、図５（ａ）、（ｂ）、図６（ａ）、（ｂ）、図８及び図１０を参照し、無線中継増幅装置Ｔ１全体の動作例について説明する。 [Description of Operation of First Embodiment]
Next, with respect to the present embodiment, referring to FIG. 1, FIG. 2, FIG. 4, FIG. 5 (a), (b), FIG. 6 (a), (b), FIG. An example of the operation of the entire device T1 will be described.

図１に示した無線中継増幅装置Ｔ１において、アンテナ１とアンテナ８間の結合量α（ｄＢ）が無線中継増幅装置Ｔ１の下り系の総利得β（ｄＢ）および上り系の総利得β（ｄＢ）より大きい正常状態について説明する。下り系と上り系の総利得は同じである。例えば、結合量αが−８０ｄＢで両者の総利得βが７０ｄＢの場合には、−α＜βの式に合致しないため、異常発振状態にはならない。ここで、総利得βとは、増幅部３または増幅部９と可変増幅部６または可変増幅部１２を加えた利得からＤＵＰ２、ＢＰＦ５またはＢＰＦ１１、ＤＵＰ９の挿入損失を差し引いた値である。すなわち、正常状態の場合は図５（ａ）や図６（ａ）のように、下り系および上り系増幅部運用帯域内の熱雑音の周波数特性が平坦となる。このため、正常状態では、発振検出部１３からＣＰＵ２０２に送出される５１個のＤＡＴＡにレベル差（電圧差）は殆どなく０．３Ｖ以下である。そのため、この場合には、図１０のフローチャートで示しているように、ステップＳ１０８でＮＯとなるメインループ（正常フロー）をぐるぐる回っている状況にあり、警報は送出されない。   In the radio relay amplifying apparatus T1 shown in FIG. 1, the coupling amount α (dB) between the antenna 1 and the antenna 8 is such that the downlink total gain β (dB) and the uplink total gain β (dB) of the radio relay amplifying apparatus T1. ) Explain the larger normal state. The total gain of the downlink and uplink is the same. For example, when the coupling amount α is −80 dB and the total gain β of both is 70 dB, it does not match the equation −α <β, so that an abnormal oscillation state does not occur. Here, the total gain β is a value obtained by subtracting the insertion loss of DUP2, BPF5, BPF11, or DUP9 from the gain obtained by adding the amplifying unit 3 or the amplifying unit 9, and the variable amplifying unit 6 or the variable amplifying unit 12. That is, in the normal state, as shown in FIGS. 5A and 6A, the frequency characteristics of the thermal noise in the downstream and upstream amplifying unit operation bands are flat. For this reason, in a normal state, there is almost no level difference (voltage difference) between the 51 DATAs sent from the oscillation detection unit 13 to the CPU 202 and is 0.3 V or less. Therefore, in this case, as shown in the flowchart of FIG. 10, there is a situation in which the main loop (normal flow), which is NO in step S108, is in a circumstance, and no alarm is sent.

次に、アンテナ１とアンテナ８間の結合量α（ｄＢ）が無線中継増幅装置Ｔ１の下り系および上り系増幅部のそれぞれの総利得β（ｄＢ）より小さくなり異常発振状態になった場合について説明する。例えば、結合量αが−６０ｄＢで両者の総利得βが７０ｄＢの場合には、−α＜βの式に合致するため、異常発振状態になる。異常発振状態では、例えば、アンテナ８から輻射される下り無線信号の出力の一部がアンテナ１に帰還され増幅され、増幅された成分の一部がまたアンテナ１に帰還され増幅される。同時にアンテナ１から輻射される上り無線信号の出力の一部がアンテナ８に帰還され増幅され、増幅された成分の一部がまたアンテナ８に帰還され増幅される。異常発振状態とは、これらのような現象により、下り系および上り系増幅部が異常な過入力状態や過出力状態になることである。   Next, a case where the coupling amount α (dB) between the antenna 1 and the antenna 8 becomes smaller than the total gain β (dB) of each of the downlink and uplink amplifiers of the radio relay amplifying apparatus T1 and an abnormal oscillation state occurs. explain. For example, when the coupling amount α is −60 dB and the total gain β of both is 70 dB, the equation −α <β is satisfied, so that an abnormal oscillation state occurs. In the abnormal oscillation state, for example, part of the output of the downlink radio signal radiated from the antenna 8 is fed back to the antenna 1 and amplified, and part of the amplified component is fed back to the antenna 1 and amplified. At the same time, part of the output of the uplink radio signal radiated from the antenna 1 is fed back to the antenna 8 and amplified, and part of the amplified component is fed back to the antenna 8 and amplified. The abnormal oscillation state means that the downstream system and the upstream system amplification unit become an abnormal over-input state or over-output state due to such a phenomenon.

異常発振状態になると、図５（ｂ）や図６（ｂ）に示すように下り系および上り系増幅部運用帯域内の熱雑音の周波数特性が振動状態（疑似正弦波状態）になる。発振検出部１３からＣＰＵ２０２に送出される５１個のＤＡＴＡにレベル差（電圧差）が発生する。ＭＡＸ値とＭＩＮ値の設定は、キャリアが存在しない場合、ＣＰＵ２０２に入力されるＤＡＴＡ毎に更新される。ＣＰＵ２０２が、擬似正弦波の１周期分のＤＡＴＡの記録を完了するたびにＭＡＸ値−ＭＩＮ値を計算するので、１周期（２ＭＨｚ）分の１０個のＤＡＴＡの中で１．０Ｖ以上の差が発生するとすぐにステップＳ１０９からの周波数差確認フローに移行する。したがって、５１個すべてのＤＡＴＡを取得する必要がなく、最短では頭の１０個のＤＡＴＡ（約１ｓ）の分析により異常を検出することができる。ＤＡＴＡと下りおよび上り周波数はひも付けされて記録されているので、ＭＡＸ値とＭＩＮ値の周波数差を容易に算出できる。周波数差が約１ＭＨｚ（本例の場合）と判明した場合には、両アンテナ間結合量悪化による異常発振と判定し、ＣＰＵ２０２より可変増幅部６及び１２にＤ／Ａコンバータ２０４または２０５経由で制御電圧を供給すると共に警報を送出する。可変増幅部６及び１２それぞれの利得は３０ｄＢ→２０ｄＢに低減されることにより、下り系および上り系増幅部の総利得βは６０ｄＢになり異常発振状態は回避される。すなわち下り系および上り系を含めたループ利得は、１４０ｄＢ→１２０ｄＢになる。可変増幅部６及び１２の利得を２０ｄＢに設定した後においても監視を継続し、異常発振状態が継続しＭＡＸ値とＭＩＮ値の差が１．０Ｖ以上かつ周波数差が１ＭＨｚである場合は、可変増幅部６及び１２の利得を２０ｄＢ→１０ｄＢにさらに低下させることができる、   In the abnormal oscillation state, as shown in FIG. 5B and FIG. 6B, the frequency characteristics of the thermal noise in the downstream and upstream amplifying unit operation bands become a vibration state (pseudo sine wave state). A level difference (voltage difference) is generated in 51 DATAs sent from the oscillation detection unit 13 to the CPU 202. The setting of the MAX value and the MIN value is updated for each DATA input to the CPU 202 when there is no carrier. Every time the CPU 202 completes the recording of DATA for one period of the pseudo sine wave, the MAX value−MIN value is calculated. Therefore, a difference of 1.0 V or more is present in 10 DATA for one period (2 MHz). As soon as it occurs, the process proceeds to the frequency difference confirmation flow from step S109. Therefore, it is not necessary to acquire all 51 DATA, and an abnormality can be detected by analyzing the top 10 DATA (about 1 s) at the shortest. Since DATA and downstream and upstream frequencies are linked and recorded, the frequency difference between the MAX value and the MIN value can be easily calculated. When the frequency difference is found to be about 1 MHz (in this example), it is determined that the oscillation is abnormal due to the deterioration of the coupling amount between the two antennas, and the CPU 202 controls the variable amplifiers 6 and 12 via the D / A converter 204 or 205. Supply voltage and send alarm. By reducing the gain of each of the variable amplifiers 6 and 12 from 30 dB to 20 dB, the total gain β of the downstream and upstream amplifiers becomes 60 dB, and an abnormal oscillation state is avoided. That is, the loop gain including the downstream system and the upstream system changes from 140 dB to 120 dB. Monitoring is continued even after the gains of the variable amplifiers 6 and 12 are set to 20 dB. If the abnormal oscillation state continues, the difference between the MAX value and the MIN value is 1.0 V or more, and the frequency difference is 1 MHz, it is variable. The gain of the amplifying units 6 and 12 can be further reduced from 20 dB to 10 dB.

［第１の実施形態の効果の説明］
以上説明したように、本実施形態においては、以下に記載するような効果を奏する。
第１の効果は、無線中継増幅装置の下り系および上り系増幅部運用帯域内の熱雑音の周波数特性変動を同時に同相合成し検波すると共に運用帯域内に発生する擬似正弦波の周波数成分を算出することにより、両アンテナ間の結合量悪化による異常発振を高感度で的確に検出できることである。
第２の効果は、異常発振状態を的確に検出した後に、下り系増幅部と上り系増幅部の利得をあらかじめ設定した小さい値に制御するので、携帯電話システムの加入者容量の低下や長時間の過大出力状態による下り系および上り系増幅部劣化または故障を回避できることである。
第３の効果は、異常発振状態を的確に検出した後に、警報を送出することである。 [Description of Effects of First Embodiment]
As described above, the present embodiment has the following effects.
The first effect is simultaneous in-phase synthesis and detection of frequency characteristics fluctuations of the thermal noise in the downstream and upstream amplifier operating bands of the wireless relay amplifying device, and calculation of the frequency component of the pseudo sine wave generated in the operating band By doing so, it is possible to accurately detect abnormal oscillation due to deterioration of the coupling amount between both antennas with high sensitivity.
The second effect is that after the abnormal oscillation state is accurately detected, the gains of the downlink amplifying unit and the uplink amplifying unit are controlled to small preset values. It is possible to avoid deterioration or failure of the downstream and upstream amplification sections due to the excessive output state.
The third effect is to send an alarm after accurately detecting an abnormal oscillation state.

［第２の実施形態］
次に、本発明の第２の実施の形態の構成について、図１、図２、図４、図１１及び図１２を参照して説明する。本発明の第２の実施形態は、第１の実施形態の可変ディレイライン１０７または１０８の内部構成を変更し、ＣＰＵ２０２による異常発振検出フロー（フローチャート）を変更したものである。 [Second Embodiment]
Next, the configuration of the second exemplary embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1, 2, 4, 11, and 12. In the second embodiment of the present invention, the internal configuration of the variable delay line 107 or 108 of the first embodiment is changed, and the abnormal oscillation detection flow (flowchart) by the CPU 202 is changed.

本実施形態では、図２において、可変ディレイライン１０７または１０８のどちらかの内部構成を変更することにより、可変ディレイライン１０７の出力と可変ディレイライン１０８の出力との間に異常発振時の擬似正弦波の半周期分の位相差を発生させる。異常発振時の擬似正弦波の１周期の時間を５００ｎｓとすると、半周期の時間は２５０ｎｓのため、２５０ｎｓ程度の遅延を発生させる。本例では、可変ディレイライン１０８の内部構成を変更し、約２５０ｎｓの遅延を発生できる通過帯域９５ＭＨｚのＳＡＷフィルタに遅延の微調整ができるディレイラインを接続したものとする。   In the present embodiment, by changing the internal configuration of either the variable delay line 107 or 108 in FIG. 2, the pseudo sine at the time of abnormal oscillation between the output of the variable delay line 107 and the output of the variable delay line 108 is changed. A phase difference corresponding to a half cycle of the wave is generated. If the time of one cycle of the pseudo sine wave at the time of abnormal oscillation is 500 ns, the half cycle time is 250 ns, so a delay of about 250 ns is generated. In this example, it is assumed that the internal configuration of the variable delay line 108 is changed, and a delay line capable of finely adjusting the delay is connected to a SAW filter having a passband of 95 MHz that can generate a delay of about 250 ns.

また、シンセサイザ部１０４に対してＣＰＵ２０２から供給されるチャネル指定信号は、１００ｍｓ毎に２００ｋＨｚのチャネル指定間隔で、下り系の５チャンネル分、上り系の５チャンネル分、下り系の次の５チャンネル分、上り系の次の５チャンネル分、…となるように下り系と上り系で交互に生成する。この際、図４のＣＰＵ２０２は、下り系と上り系を識別可能にチャネル指定信号を生成して、これをシンセサイザ部１０４へ供給する。また、シンセサイザ部１０４では、一方、下り系のチャネル指定信号に対しては、それに基づいて生成したローカル出力を下り系の混合部１０１に対して供給し、他方、上り系のチャネル指定信号に対しては、それに基づいて生成したローカル出力を上り系の混合部１０２に対して供給する。   Further, the channel designation signal supplied from the CPU 202 to the synthesizer unit 104 is a channel designation interval of 200 kHz every 100 ms, for five downlink channels, five uplink channels, and the next five downlink channels. Are generated alternately for the downstream system and the upstream system so that the next five channels of the upstream system become. At this time, the CPU 202 in FIG. 4 generates a channel designation signal so that the downlink system and the uplink system can be identified, and supplies this to the synthesizer unit 104. On the other hand, the synthesizer unit 104 supplies the local output generated based on the downlink channel designation signal to the downlink mixing unit 101, and on the other hand, the uplink channel designation signal. Then, the local output generated based thereon is supplied to the upstream mixing unit 102.

図１１は、演算処理部１４から２００ｋＨｚ間隔でチャネル指定信号を送出する毎に、左図は片系の擬似正弦波１周期分の中の黒丸印点の出力が選択されることを示し、右図は合成器１０９により両系の遅延合成状態時の黒丸印点の出力が選択されることを示す等価的周波数特性のイメージ図である。すなわち、合成器１０９で下り系レベルと上り系レベルを合成する時に、上り系レベルのみ約２５０ｎｓを遅延させることにより、図１１の右図に示す等価的周波数特性となる。擬似正弦波の正の半波のみが連続し、あたかも下り系、上り系、下り系、上り系、…の各レベルの順に連続しているように見える。   FIG. 11 shows that every time a channel designation signal is sent from the arithmetic processing unit 14 at intervals of 200 kHz, the output of the black dot in one period of one-system pseudo sine wave is selected. The figure is an image diagram of an equivalent frequency characteristic showing that the synthesizer 109 selects the output of the black dot in the delayed synthesis state of both systems. That is, when the combiner 109 combines the downstream system level and the upstream system level, the equivalent frequency characteristic shown in the right diagram of FIG. 11 is obtained by delaying about 250 ns only for the upstream system level. Only the positive half-wave of the pseudo sine wave is continuous, and it seems to be continuous in the order of each level of the downstream system, upstream system, downstream system, upstream system,.

図１２は、第２の実施形態における無線中継増幅装置の両アンテナ間の結合量悪化による異常発振状態を検知することを説明するためのフローチャートである。動作を開始すると、ＣＰＵ２０２はまず、ステップＳ２００でｎおよびｍを１に、ＭＡＸｋ値、ＭＩＮｋ値、ＳＵＭｋを０にクリアする（ただし、ｋ＝１及び２）。ｎはチャネルを表す変数である。ｍは下り系と上り系を表す変数である。ｍ＝１は下り系、ｍ＝２は上り系を示しており、ｍが奇数の場合は下り系、偶数の場合は上り系となる。すなわち、ＭＡＸｋ値、ＭＩＮｋ値、ＳＵＭｋは、ｋ＝１で下り系、ｋ＝２で上り系の最大値、最小値及びデータの記録数を格納する変数である。   FIG. 12 is a flowchart for explaining the detection of the abnormal oscillation state due to the deterioration of the coupling amount between the two antennas of the radio relay amplifying device in the second embodiment. When the operation starts, the CPU 202 first clears n and m to 1 and MAXk value, MINk value, and SUMk to 0 in step S200 (where k = 1 and 2). n is a variable representing a channel. m is a variable representing the downstream system and the upstream system. m = 1 indicates a downstream system, and m = 2 indicates an upstream system. When m is an odd number, the downstream system is used. When m is an even number, the upstream system is used. That is, the MAXk value, the MINk value, and the SUMk are variables that store the maximum value, the minimum value, and the data recording number of the downlink system when k = 1, and the uplink system when k = 2.

次に、発振検出部１３はＣＰＵ２０２からチャネル指定信号（例えば下り系のＣＨ１の周波数）を受ける（ステップＳ２０１）。ＣＰＵ２０２は発振検出部１３から検波電圧情報のＤＡＴＡｍｎ（例えばＤＡＴＡｍ１）を受け、記憶部２０３に記録する。ここで、ＤＡＴＡｍｎは、ｍで表される下り系または上り系のｎ＝１〜５１で指定されるＡ／Ｄコンバータ２０１から出力された検波電圧情報である。その時のチャネル指定信号の周波数ＣＨｍｎ（例えばＣＨ１の下りおよび上り周波数）も同時に記録する（ステップＳ２０２）。   Next, the oscillation detector 13 receives a channel designation signal (for example, the frequency of the downstream CH1) from the CPU 202 (step S201). The CPU 202 receives DATAmn (for example, DATAm1) of the detected voltage information from the oscillation detection unit 13 and records it in the storage unit 203. Here, DATAmn is detection voltage information output from the A / D converter 201 specified by n = 1 to 51 of the downstream system or the upstream system represented by m. The frequency CHmn of the channel designation signal at that time (for example, the downlink and uplink frequencies of CH1) is simultaneously recorded (step S202).

次にＣＰＵ２０２は、ＤＡＴＡｍｎが３．０Ｖ以上か否かを判定する（ステップＳ２０３）。ステップＳ２０３の判定の内容は、図１０のステップＳ１０３と同じである。ステップＳ２０３でＤＡＴＡｍｎが３．０Ｖより大きかった場合には（ステップＳ２０３でＮＯの場合には）、ステップＳ２０４ではｎを７増やすとともに、ＳＵＭｍを０にクリアしている。このステップＳ２０４の後は、ステップＳ２１７へ進む。   Next, the CPU 202 determines whether DATAmn is 3.0 V or higher (step S203). The content of the determination in step S203 is the same as that in step S103 in FIG. If DATAmn is greater than 3.0 V in step S203 (if NO in step S203), n is increased by 7 and SUMm is cleared to 0 in step S204. After step S204, the process proceeds to step S217.

ＤＡＴＡｍｎが３．０Ｖ以下の場合（ステップＳ２０３でＹＥＳの場合）、ステップＳ２０５へ進む。そして、ステップＳ２０５では、以下のようにして、ＭＡＸｍ値、ＭＩＮｍ値及びＳＵＭｍ値の値をそれぞれ設定する。まず、ＤＡＴＡｍｎが、ＭＡＸｍ値（ｍが１の場合は下り系の最大値、ｍが２の場合は上り系の最大値）より大きいか否かを判定する。例えばＤＡＴＡｍｎがＭＡＸｍ値より大きい場合には、そのＤＡＴＡｍｎをＭＡＸｍ値に選定する。ただし、ＭＡＸｍ値が０の場合には、ＤＡＴＡｍｎをＭＡＸ値に設定する。また、ＤＡＴＡｍｎがＭＩＮｍ値（最小値）より小さいか否かを判定し、ＤＡＴＡｍｎがＭＩＮｍ値より小さい場合には、そのＤＡＴＡｍｎをＭＩＮ値に選定する。ただし、ＭＩＮｍ値が０の場合には、ＤＡＴＡｍｎをＭＩＮｍ値に設定する。そして、変数ＳＵＭｍを１だけ増分する。   If DATAmn is 3.0 V or less (YES in step S203), the process proceeds to step S205. In step S205, the MAXm value, the MINm value, and the SUMm value are set as follows. First, it is determined whether or not DATAmn is greater than the MAXm value (when m is 1, the maximum value in the downlink system, and when m is 2, the maximum value in the uplink system). For example, when DATAmn is larger than the MAXm value, the DATAmn is selected as the MAXm value. However, if the MAXm value is 0, DATAmn is set to the MAX value. Further, it is determined whether or not DATAmn is smaller than the MINm value (minimum value). If DATAmn is smaller than the MINm value, the DATAmn is selected as the MIN value. However, if the MINm value is 0, DATAmn is set to the MINm value. Then, the variable SUMm is incremented by 1.

次に、擬似正弦波の半周期分のＤＡＴＡｍｎの記録を完了したか否かを判定する（ステップＳ２０６）。すなわち、ステップＳ２０６では、変数ＳＵＭｍが５に一致したか否かを判定する。ステップＳ２０６でＳＵＭｍが５に一致していると判定された場合、ステップＳ２０７でＭＡＸｍ値が１Ｖ以上か否かを判定する。ここでは、ＣＰＵ２０２が、ＭＡＸｍ値が１以上の場合に異常発振状態である可能性が高いと判定し（ステップＳ２０７でＹＥＳの場合）、ステップＳ２０８でｍが１に等しいか否かを判定する（ステップＳ２０８）。ｍ＝１であればステップＳ２１２に飛び、ｍ≠１であればＭＡＸｍ値とＭＡＸｍ−１値の平均が１Ｖ以上かどうかを判定する（ステップＳ２０９）。ステップＳ２１２では、ｍをｍ＋１にインクリメントし、ステップＳ２１７からメインループに入る。   Next, it is determined whether or not the recording of DATAmn for a half cycle of the pseudo sine wave has been completed (step S206). That is, in step S206, it is determined whether or not the variable SUMm matches 5. If it is determined in step S206 that SUMm is equal to 5, it is determined in step S207 whether the MAXm value is 1 V or more. Here, the CPU 202 determines that there is a high possibility of an abnormal oscillation state when the MAXm value is 1 or more (YES in step S207), and determines whether m is equal to 1 in step S208 ( Step S208). If m = 1, the process jumps to step S212, and if m ≠ 1, it is determined whether the average of the MAXm value and the MAXm-1 value is 1 V or more (step S209). In step S212, m is incremented to m + 1, and the main loop is entered from step S217.

ステップＳ２０８でｍが１と等しくなかった場合（ステップＳ２０８でＮＯの場合）、ＣＰＵ２０２は次のステップＳ２０９の判定を行う。ステップＳ２０８でｍが１と等しくない場合（ステップＳ２０８でＮＯの場合）は、下りと上りの両方で、５個以上のＤＡＴＡｍｎがそれぞれ取得され、かつ、ＭＡＸｍとＭＡＸｍ−１がともにステップＳ２０７で１Ｖ以上となった場合である。この場合、ステップＳ２０９でＭＡＸｍ値とＭＡＸｍ−１値の平均が１Ｖ以上か否かが判定される。   When m is not equal to 1 in step S208 (in the case of NO in step S208), the CPU 202 performs the next determination in step S209. If m is not equal to 1 in step S208 (NO in step S208), 5 or more DATAmns are acquired for both downstream and upstream, and MAXm and MAXm-1 are both 1V in step S207. This is the case. In this case, in step S209, it is determined whether or not the average of the MAXm value and the MAXm-1 value is 1 V or more.

例えば、ｍ＝２のＭＡＸ値が１．２Ｖ、ｍ＝１のＭＡＸ値が１．０Ｖであれば平均値は１．１Ｖとなり１Ｖ以上となるため、異常発振状態と判定し両可変増幅部の利得を３０ｄＢから２０ｄＢに設定（ステップＳ２１０）し、警報を送出する（ステップＳ２１１）。   For example, if the MAX value of m = 2 is 1.2V and the MAX value of m = 1 is 1.0V, the average value is 1.1V, which is 1V or more. The gain is set from 30 dB to 20 dB (step S210), and an alarm is sent (step S211).

一方、ステップＳ２０９でＭＡＸｍ値とＭＡＸｍ−１値の平均が１Ｖ以上でなかったと判定された場合（ステップＳ２０９でＮＯ）の場合、ＭＩＮｍ−１値が０．３Ｖ未満かどうかを判定する（ステップＳ２１３）。このステップＳ２１３の判定によって、下り系が正常かどうかを判定する。続いて、ＭＩＮｍ値が０．３Ｖ未満かどうかを判定する（ステップＳ２１５）。このステップＳ２１５の判定によって、上り系が正常かどうかを判定する。   On the other hand, if it is determined in step S209 that the average of the MAXm value and the MAXm-1 value is not 1 V or more (NO in step S209), it is determined whether the MINm-1 value is less than 0.3 V (step S213). ). Based on the determination in step S213, it is determined whether the downstream system is normal. Subsequently, it is determined whether the MINm value is less than 0.3 V (step S215). Based on the determination in step S215, it is determined whether the upstream system is normal.

上述したように、ステップＳ２０９おいて、ＭＡＸｍ値とＭＡＸｍ−１値の平均が１Ｖ未満の場合は、ステップＳ２１３に進む。例えば、ｍ＝１のＭＡＸｍ値が１．２Ｖ、ｍ＝２のＭＡＸｍ値が０．５Ｖであった場合に、下り系（ｍ＝１）は異常であるが上り系（ｍ＝２）は正常の可能性が高い。両アンテナ間の結合量悪化ではなく、無線中継増幅装置Ｔ１内部の下り系増幅部内での回り込みによる異常の可能性が高い。すなわち、ＭＩＮｍ−１値が０．３Ｖ未満であれば、下り系増幅部のみ異常と判定し、下りの可変増幅部６のみ利得を３０ｄＢから２０ｄＢに変更する（ステップ２１４）。   As described above, when the average of the MAXm value and the MAXm-1 value is less than 1V in step S209, the process proceeds to step S213. For example, when the MAXm value of m = 1 is 1.2V and the MAXm value of m = 2 is 0.5V, the downstream system (m = 1) is abnormal but the upstream system (m = 2) is normal. Is likely. There is a high possibility of abnormality due to sneak in the downstream amplifying unit inside the radio relay amplifying device T1, not the deterioration of the coupling amount between both antennas. That is, if the MINm-1 value is less than 0.3 V, it is determined that only the downstream amplification unit is abnormal, and the gain of only the downstream variable amplification unit 6 is changed from 30 dB to 20 dB (step 214).

一方、ｍ＝１のＭＡＸ値が０．５Ｖ、ｍ＝２のＭＡＸ値が１．２Ｖであった場合に、上り系は異常であるが下り系は正常の可能性が高い。両アンテナ間の結合量悪化ではなく、無線中継増幅装置Ｔ１内部の上り系増幅部内での回り込みによる異常の可能性が高い。すなわち、ＭＩＮｍ−１値が０．３Ｖ未満であれば、上り系増幅部のみ異常と判定し、上りの可変増幅部１２のみ利得を３０ｄＢから２０ｄＢに変更する（ステップＳ２１６）。ステップＳ２１４またはステップＳ２１６で下り可変増幅部６または上り可変増幅部１２の利得を１０ｄＢ低下させたら警報を送出する（ステップＳ２１１）。   On the other hand, when the MAX value of m = 1 is 0.5V and the MAX value of m = 2 is 1.2V, the upstream system is abnormal but the downstream system is likely to be normal. There is a high possibility of abnormality due to wraparound in the upstream amplification unit inside the radio relay amplifying apparatus T1, not deterioration in the coupling amount between both antennas. That is, if the MINm-1 value is less than 0.3 V, it is determined that only the upstream amplification unit is abnormal, and the gain of only the upstream variable amplification unit 12 is changed from 30 dB to 20 dB (step S216). If the gain of the downstream variable amplification unit 6 or the upstream variable amplification unit 12 is reduced by 10 dB in step S214 or step S216, an alarm is sent (step S211).

ステップＳ２１７ではｎを１だけ増加させ、ステップＳ２１８ではｎが５１以上か否かを判定する。ｎが５１以上の場合は（ステップＳ２１８でＹＥＳの場合は）、ＤＡＴＡｋ１〜５１、ＣＨｋ１〜５１、ＭＡＸｋ値、ＭＩＮｋ値、ＳＵＭｋ（ただし、ｋ＝１及び２）をクリアするとともに、ｎ及びｍを１に初期化する（ステップＳ２１９）。   In step S217, n is increased by 1. In step S218, it is determined whether n is 51 or more. When n is 51 or more (in the case of YES at step S218), DATAk1 to 51, CHk1 to 51, MAXk value, MINk value, SUMk (where k = 1 and 2) are cleared, and n and m are set. It is initialized to 1 (step S219).

ステップＳ２１１の処理の後、及びステップＳ２１５でＮＯと判定された場合、ステップＳ２１９の初期化処理が実行される。一方、ステップＳ２１８でＮＯと判定された場合にはステップＳ２０１へ戻り、上記の処理が実行される。   After the process of step S211, and when it is determined NO in step S215, the initialization process of step S219 is executed. On the other hand, if NO is determined in the step S218, the process returns to the step S201, and the above processing is executed.

このように、本実施形態では、正常な系と異常な系の見極めを行い、正常な系の利得は現状を維持し異常な系のみ利得を低下させるという制御を行うため、必要最低限のサービスエリアの縮小で済むという利点がある。   As described above, in this embodiment, the normal system and the abnormal system are determined, and the normal system gain is controlled so that the current state is maintained and the gain is decreased only for the abnormal system. There is an advantage that the area can be reduced.

このように、第２の実施形態においては、無線中継増幅装置Ｔ１が、下り系増幅部と上り系増幅部のそれぞれの運用帯域内に発生する擬似正弦波を遅延合成し検波する機能と、下り系増幅部と上り系増幅部の障害を分別する機能とを備える。この構成によって、両アンテナ間の結合量悪化または装置内部発生による異常発振状態を的確に検出し下り系増幅部と上り系増幅部のそれぞれの利得をあらかじめ設定した小さい値に同時制御または独立に制御し異常発振状態を回避することができる。これにより、携帯電話システムの加入者容量の低下や長時間の過大出力状態による下り系および上り系増幅部の劣化または故障の回避を行うと共に警報を発することができる。   As described above, in the second embodiment, the radio relay amplifying apparatus T1 has a function of delay-synthesizing and detecting a pseudo sine wave generated in each operation band of the downlink amplifying unit and the uplink amplifying unit, and the downlink A function of classifying faults of the system amplifying unit and the upstream system amplifying unit. With this configuration, the amount of coupling between the two antennas deteriorates or an abnormal oscillation state caused by internal generation of the device is accurately detected, and the gains of the downstream and upstream amplifiers are controlled simultaneously or independently to a preset small value. Then, an abnormal oscillation state can be avoided. As a result, it is possible to avoid deterioration or failure of the downstream system and upstream system amplifier due to a decrease in the subscriber capacity of the mobile phone system or an excessive output state for a long time, and to issue an alarm.

次に、図１３を参照して、本発明による無線中継装置の実施形態の基本構成について説明する。図１３に示した無線中継装置２０は、上記無線中継増幅装置Ｔ１を包含する構成である。無線中継装置２０は、増幅部２１と、演算処理部２２とを備えている。増幅部２１は、無線信号の中継時に無線信号を増幅する。演算処理部２２は、増幅部２１で増幅された無線増幅信号の雑音成分の周波数特性が、疑似正弦波状に振動する場合、無線増幅信号が所定の発振状態であると判定する。上記実施形態との関係において、無線中継装置２０は、無線中継増幅装置Ｔ１に対応する。増幅部２１は、可変増幅部６や可変増幅部１２に対応する。そして、演算処理部２２は、演算処理部１４に対応する。
本構成によれば、増幅部２１で増幅された無線増幅信号の雑音成分の周波数特性が疑似正弦波状に振動する場合に、無線増幅信号が所定の発振状態であると判定されるので、無線中継増幅装置２０における図示していない両アンテナ間の結合量悪化による異常発振を的確に検出することができる。 Next, the basic configuration of the embodiment of the wireless relay device according to the present invention will be described with reference to FIG. The wireless relay device 20 shown in FIG. 13 includes the wireless relay amplification device T1. The wireless relay device 20 includes an amplifying unit 21 and an arithmetic processing unit 22. The amplifying unit 21 amplifies the radio signal when relaying the radio signal. The arithmetic processing unit 22 determines that the radio amplified signal is in a predetermined oscillation state when the frequency characteristic of the noise component of the radio amplified signal amplified by the amplifying unit 21 vibrates in a pseudo sine wave shape. In relation to the above embodiment, the wireless relay device 20 corresponds to the wireless relay amplification device T1. The amplification unit 21 corresponds to the variable amplification unit 6 and the variable amplification unit 12. The arithmetic processing unit 22 corresponds to the arithmetic processing unit 14.
According to this configuration, when the frequency characteristic of the noise component of the wireless amplification signal amplified by the amplification unit 21 vibrates in a pseudo sine wave shape, it is determined that the wireless amplification signal is in a predetermined oscillation state. Abnormal oscillation due to the deterioration of the coupling amount between the two antennas (not shown) in the amplification device 20 can be accurately detected.

本発明は、無線中継増幅装置の下り系増幅部と上り系増幅部のそれぞれの運用帯域内に発生する擬似正弦波を同相合成し検波する機能や、遅延加算し検波する機能と、検波出力の変動分に応じて異常発振の有無を判定する機能とを備えている。この構成によれば、両アンテナ間の結合量悪化による異常発振状態を高感度で的確に検出すると共に下り系増幅部と上り系増幅部のそれぞれの利得をあらかじめ設定した小さい値に制御することができる。これにより異常発振状態を回避し、同時に警報を発することができる。また、両アンテナ間の結合量がさらに低下し過度な異常発振状態になると、熱雑音レベルが大幅に上昇することにより回線設計で定められた雑音レベルを超えることになるが、このような状態を回避できる。さらに、過大出力状態による下り系増幅部、上り系増幅部の劣化または故障を避けることができるという利点もある。   The present invention provides a function for in-phase synthesis and detection of pseudo sine waves generated in the respective operation bands of the downlink amplification unit and the uplink amplification unit of the wireless relay amplification device, a function of performing delay addition and detection, and a detection output And a function of determining the presence or absence of abnormal oscillation in accordance with the variation. According to this configuration, the abnormal oscillation state due to the deterioration of the coupling amount between the two antennas can be accurately detected with high sensitivity, and the respective gains of the downstream amplification unit and the upstream amplification unit can be controlled to small preset values. it can. Thus, an abnormal oscillation state can be avoided and an alarm can be issued at the same time. Also, if the amount of coupling between the two antennas further decreases and an excessive abnormal oscillation state occurs, the thermal noise level will rise significantly, exceeding the noise level determined by the circuit design. Can be avoided. Furthermore, there is an advantage that deterioration or failure of the downstream amplification unit and the upstream amplification unit due to an excessive output state can be avoided.

なお、本発明の実施の形態は上記のものに限定されず、次のような変更を適宜行うことができる。例えば可変増幅部の利得の制御をさらに多段階にしたり、連続的に可変するようにしたりすることができる。また、異常発振状態が発生して利得を低下させた後、例えば回数を限定して利得を復帰させて異常発振状態の発生の有無を再度確認するようにしてもよい。また、ローカル出力のチャネル数をさらに増加させたり減少させたり、あるいはチャネルの切り替え時間を短縮したり延長したりすることができる。   The embodiment of the present invention is not limited to the above, and the following modifications can be made as appropriate. For example, the gain control of the variable amplifying unit can be further multi-staged or continuously variable. Further, after the abnormal oscillation state occurs and the gain is reduced, for example, the gain may be restored by limiting the number of times, and the presence or absence of the abnormal oscillation state may be confirmed again. In addition, the number of local output channels can be further increased or decreased, or the channel switching time can be shortened or extended.

また、本実施の形態に係る無線中継増幅装置は、内部にコンピュータシステムを有している。そして、動作の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータシステムが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＣＰＵ及び各種メモリやＯＳ、周辺機器等のハードウェアを含むものである。
また、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。 Further, the wireless relay amplification apparatus according to the present embodiment has a computer system therein. The process of operation is stored in a computer-readable recording medium in the form of a program, and the above-described processing is performed by the computer system reading and executing this program. The “computer system” herein includes a CPU, various memories, an OS, and hardware such as peripheral devices.
Further, the “computer system” includes a homepage providing environment (or display environment) if a WWW system is used.

また、各ステップを実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、また、この機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより、検出対象物の形状情報の推定値を算出する処理を行ってもよい。
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、フラッシュメモリ等の書き込み可能な不揮発性メモリ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。 In addition, a program for realizing each step is recorded on a computer-readable recording medium, and a program for realizing this function is recorded on a computer-readable recording medium and recorded on the recording medium. The computer program may be read by the computer system and executed to calculate the estimated value of the shape information of the detection target.
The “computer-readable recording medium” means a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, a writable nonvolatile memory such as a flash memory, a portable medium such as a CD-ROM, a hard disk built in a computer system, etc. This is a storage device.

さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（例えばＤＲＡＭ（Dynamic Random Access Memory））のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。
また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。
また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムに既に記録されているプログラムとの組合せで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。 Further, the “computer-readable recording medium” means a volatile memory (for example, DRAM (Dynamic DRAM) in a computer system that becomes a server or a client when a program is transmitted through a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. Random Access Memory)), etc., which hold programs for a certain period of time.
The program may be transmitted from a computer system storing the program in a storage device or the like to another computer system via a transmission medium or by a transmission wave in the transmission medium. Here, the “transmission medium” for transmitting the program refers to a medium having a function of transmitting information, such as a network (communication network) such as the Internet or a communication line (communication line) such as a telephone line.
The program may be for realizing a part of the functions described above. Furthermore, what can implement | achieve the function mentioned above in combination with the program already recorded on the computer system, and what is called a difference file (difference program) may be sufficient.

上記の実施形態の一部又は全部は、以下の付記のようにも記載され得るが、以下には限られない。   A part or all of the above embodiments can be described as in the following supplementary notes, but is not limited thereto.

（付記１）無線信号の中継時に、前記無線信号を増幅する増幅部と、前記増幅部で増幅された無線増幅信号の雑音成分の周波数特性が、疑似正弦波状に振動する場合、前記無線増幅信号が所定の発振状態であると判定する演算処理部とを備えることを特徴とする無線中継増幅装置。   (Supplementary note 1) When a radio signal is relayed, an amplification unit that amplifies the radio signal and a frequency characteristic of a noise component of the radio amplification signal amplified by the amplification unit vibrate in a pseudo sine wave form. And a calculation processing unit that determines that is in a predetermined oscillation state.

（付記２）前記増幅部が、利得を可変して前記無線信号を増幅するものであり、前記演算処理部が前記無線増幅信号が所定の発振状態であると判定した場合に、前記増幅部の利得が制限されることを特徴とする付記１に記載の無線中継増幅装置。   (Supplementary Note 2) When the amplification unit amplifies the wireless signal with a variable gain, and the arithmetic processing unit determines that the wireless amplification signal is in a predetermined oscillation state, the amplification unit The wireless relay amplifying device according to appendix 1, wherein gain is limited.

（付記３）前記演算処理部が、前記疑似正弦波状の振動の最大値と最小値の差分に応じて前記所定の発振状態の有無を判定することを特徴とする付記１又は２に記載の無線中継増幅装置。   (Additional remark 3) The said arithmetic processing part determines the presence or absence of the said predetermined oscillation state according to the difference of the maximum value of the said pseudo sine wave-like vibration, and the minimum value, The radio | wireless of Additional remark 1 or 2 characterized by the above-mentioned. Relay amplification device.

（付記４）前記演算処理部が、前記疑似正弦波状の振動の最大値と最小値の差分と周波数差とに応じて前記所定の発振状態の有無を判定することを特徴とする付記１又は２に記載の無線中継増幅装置。   (Additional remark 4) The said arithmetic processing part determines the presence or absence of the said predetermined oscillation state according to the difference of the maximum value of the said pseudo sine wave-like vibration, the minimum value, and a frequency difference. The wireless relay amplification device according to 1.

（付記５）前記無線増幅信号の雑音成分が、下り系前記無線信号と上り系前記無線信号とを同相で合成することで生成されたものであることを特徴とする付記１から４のいずれか１つに記載の無線中継増幅装置。   (Supplementary note 5) Any one of Supplementary notes 1 to 4, wherein the noise component of the radio amplification signal is generated by combining the downlink radio signal and the uplink radio signal in phase. The wireless relay amplification apparatus according to one.

（付記６）前記無線増幅信号の雑音成分が、下り系前記無線信号と上り系前記無線信号とを遅延加算することで生成されたものであることを特徴とする付記１から５のいずれか１つに記載の無線中継増幅装置。   (Appendix 6) Any one of appendices 1 to 5, wherein the noise component of the radio amplified signal is generated by delay-adding the downlink radio signal and the uplink radio signal. The wireless relay amplification device described in 1.

（付記７）前記演算処理部が前記無線増幅信号が所定の発振状態であると判定した場合に、その旨の警報が送出されることを特徴とする付記１から６のいずれか１つに記載の無線中継増幅装置。   (Supplementary note 7) When the arithmetic processing unit determines that the wireless amplification signal is in a predetermined oscillation state, a warning to that effect is sent out. Wireless repeater amplifier.

（付記８）無線信号の中継時に、前記無線信号を増幅する増幅部を用い、前記増幅部で増幅された無線増幅信号の雑音成分の周波数特性が、疑似正弦波状に振動する場合、前記無線増幅信号が所定の発振状態であると判定することを特徴とする無線中継増幅方法。   (Supplementary note 8) When a wireless signal is relayed, an amplification unit that amplifies the wireless signal is used, and when the frequency characteristic of a noise component of the wireless amplification signal amplified by the amplification unit vibrates in a pseudo sine wave shape, the wireless amplification A wireless relay amplification method comprising: determining that a signal is in a predetermined oscillation state.

１ アンテナ
２ ＤＵＰ
３ 増幅部
４ カプラ
５ ＢＰＦ
６ 可変増幅部
７ ＤＵＰ
８ アンテナ
９ 増幅部
１０ カプラ
１１ ＢＰＦ
１２ 可変増幅部
１３ 発振検出部
１４ 演算処理部
１０１ 混合部
１０２ 混合部
１０３ 基準信号
１０４ シンセサイザ部
１０５ ＢＰＦ
１０６ ＢＰＦ
１０７ 可変ディレイライン
１０８ 可変ディレイライン
１０９ 合成器
１１０ ＢＰＦ
１１１ 検波部
２０１ Ａ／Ｄコンバータ
２０２ ＣＰＵ
２０３ 記憶部
２０４ Ｄ／Ａコンバータ
２０５ Ｄ／Ａコンバータ 1 Antenna 2 DUP
3 Amplifying unit 4 Coupler 5 BPF
6 Variable amplifier 7 DUP
8 Antenna 9 Amplifier 10 Coupler 11 BPF
12 Variable Amplifier 13 Oscillation Detection Unit 14 Arithmetic Processing Unit 101 Mixing Unit 102 Mixing Unit 103 Reference Signal 104 Synthesizer Unit 105 BPF
106 BPF
107 Variable Delay Line 108 Variable Delay Line 109 Synthesizer 110 BPF
111 Detection Unit 201 A / D Converter 202 CPU
203 Storage Unit 204 D / A Converter 205 D / A Converter

Claims (8)

無線信号の中継時に、前記無線信号を増幅する増幅部と、
前記増幅部で増幅された無線増幅信号の雑音成分の周波数特性が、疑似正弦波状に振動する場合、前記無線増幅信号が所定の発振状態であると判定する演算処理部と
を備えることを特徴とする無線中継増幅装置。 An amplifier for amplifying the radio signal when relaying the radio signal;
An arithmetic processing unit that determines that the radio amplified signal is in a predetermined oscillation state when a frequency characteristic of a noise component of the radio amplified signal amplified by the amplifying unit vibrates in a pseudo sine wave shape. Wireless relay amplification device. 前記増幅部が、利得を可変して前記無線信号を増幅するものであり、
前記演算処理部が前記無線増幅信号が所定の発振状態であると判定した場合に、前記増幅部の利得が制限される
ことを特徴とする請求項１に記載の無線中継増幅装置。 The amplifying unit amplifies the radio signal with a variable gain;
The wireless relay amplification device according to claim 1, wherein when the arithmetic processing unit determines that the wireless amplification signal is in a predetermined oscillation state, a gain of the amplification unit is limited. 前記演算処理部が、前記疑似正弦波状の振動の最大値と最小値の差分に応じて前記所定の発振状態の有無を判定する
ことを特徴とする請求項１または２に記載の無線中継増幅装置。 3. The wireless relay amplification device according to claim 1, wherein the arithmetic processing unit determines the presence or absence of the predetermined oscillation state according to a difference between a maximum value and a minimum value of the pseudo sine wave vibration. . 前記演算処理部が、前記疑似正弦波状の振動の最大値と最小値の差分と周波数差とに応じて前記所定の発振状態の有無を判定する
ことを特徴とする請求項１または２に記載の無線中継増幅装置。 The said arithmetic processing part determines the presence or absence of the said predetermined | prescribed oscillation state according to the difference of the maximum value of the said pseudo sine wave-like vibration, and the minimum value, and a frequency difference. Wireless relay amplification device. 前記無線増幅信号の雑音成分が、下り系前記無線信号と上り系前記無線信号とを同相で合成することで生成されたものである
ことを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の無線中継増幅装置。 The noise component of the radio amplified signal is generated by synthesizing the downlink radio signal and the uplink radio signal in the same phase. 5. The wireless relay amplification device described. 前記無線増幅信号の雑音成分が、下り系前記無線信号と上り系前記無線信号とを遅延加算することで生成されたものである
ことを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の無線中継増幅装置。 The noise component of the radio amplified signal is generated by delay-adding the downlink radio signal and the uplink radio signal. 6. Wireless repeater amplifier. 前記演算処理部が前記無線増幅信号が所定の発振状態であると判定した場合に、その旨の警報が送出される
ことを特徴とする請求項１から６のいずれか１項に記載の無線中継増幅装置。 The wireless relay according to any one of claims 1 to 6, wherein when the arithmetic processing unit determines that the wireless amplification signal is in a predetermined oscillation state, a warning to that effect is transmitted. Amplification equipment. 無線信号の中継時に、前記無線信号を増幅する増幅部を用い、
前記増幅部で増幅された無線増幅信号の雑音成分の周波数特性が、疑似正弦波状に振動する場合、前記無線増幅信号が所定の発振状態であると判定する
ことを特徴とする無線中継増幅方法。 When a wireless signal is relayed, an amplification unit that amplifies the wireless signal is used.
The wireless relay amplification method, wherein when the frequency characteristic of the noise component of the wireless amplification signal amplified by the amplification section vibrates in a pseudo sine wave shape, the wireless amplification signal is determined to be in a predetermined oscillation state.

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