JP2013169057A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング損失を低減できるスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】互いに磁気的に結合され且つ互いの一端同士が接続された、主巻線Ｌ１−１と漏れインダクタンスＬｒを有する補助巻線Ｌ１−２とを有するリアクトルＬ１と、直流電源Ｖｉｎにスイッチング素子Ｑ１を介して並列に接続された、スイッチング素子Ｑ２と共振コンデンサＣ２とが直列に接続された第１直列回路ＳＣ１と、第１直列回路ＳＣ１に補助巻線Ｌ１−２を介して並列に接続されたダイオードＤ１と、第１直列回路ＳＣ１に主巻線Ｌ１−１を介して並列に接続された平滑コンデンサＣ１と、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン・オフさせて平滑コンデンサＣ１の出力電圧Ｖｏを所定値に制御する制御回路１０と、を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング損失を低減できるスイッチング電源回路に関する。

従来、降圧型のスイッチング電源回路が知られている。図６に従来の降圧型のスイッチング電源回路の一例を示す。図６において、直流電源Ｖｉｎの両端には、スイッチング素子Ｑ１０とリアクトルＬ１０と平滑コンデンサＣ１０との直列回路が接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１０とリアクトルＬ１０との接続点と直流電源Ｖｉｎの負極端とには、還流用ダイオードとしてダイオードＤ１０が接続されている。

制御回路１００は、平滑コンデンサＣ１０から出力電圧Ｖｏを検出して、出力電圧Ｖｏが直流電源Ｖｉｎの電圧（入力電圧）よりも低い所定値となるようにスイッチング素子Ｑ１０のオン・オフを制御する。

次に、図６に示す従来の降圧型のスイッチング電源回路の動作を説明する。まず、スイッチング素子Ｑ１０がオンすると、Ｖｉｎ→Ｑ１０→Ｌ１０→Ｃ１０→Ｖｉｎの経路に電流が流れる。また、ダイオードＤ１０には、直流電源Ｖｉｎの電圧が逆方向電圧として印加される。次いで、スイッチング素子Ｑ１０がオフすると、Ｌ１０→Ｃ１０→Ｄ１０→Ｌ１０の経路に電流（還流電流）が流れる。この電流は、ダイオードＤ１０に対して順方向に流れる。

なお、従来の技術の関連技術として、例えば特許文献１に記載された還流ダイオードの逆回復電流を防止した二相ＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。

特開平２０００−３０８３３７号公報

しかしながら、この種の従来の降圧型のスイッチング電源回路では、ダイオードＤ１０に順方向電流が流れている時に、再び、スイッチング素子Ｑ１０がオンすると、ダイオードＤ１０には、直流電源Ｖｉｎの電圧が逆方向電圧として印加されるので、大きな逆回復電流が流れる。この逆回復電流はスイッチング素子Ｑ１０にも流れる。このため、スイッチング素子Ｑ１０、ダイオードＤ１０でスイッチング損失が発生し、ノイズも大きくなるという問題があった。

そこで、本発明は、スイッチング損失を低減できるスイッチング電源回路を提供することを目的とする。

本発明のスイッチング電源回路は、互いに磁気的に結合され且つ互いの一端同士が接続された、主巻線と漏れインダクタンスを有する補助巻線とを有するリアクトルと、直流電源に主スイッチを介して並列に接続された、補助スイッチと共振コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１直列回路に前記補助巻線を介して並列に接続された第１ダイオードと、前記第１直列回路又は前記第１ダイオードに前記主巻線を介して並列に接続された平滑コンデンサと、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン・オフさせて前記平滑コンデンサの出力電圧を所定値に制御する制御回路と、を有することを特徴とする。
また、本発明のスイッチング電源回路は、互いに磁気的に結合され且つ互いの一端同士が接続された、主巻線と補助巻線とを有する第１リアクトルと、前記補助巻線に直列に接続された第２リアクトルと、直流電源に主スイッチを介して並列に接続された、補助スイッチと共振コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、前記第１直列回路に前記補助巻線及び前記第２リアクトルを介して並列に接続された第１ダイオードと、前記第１直列回路又は前記第１ダイオードに前記主巻線を介して並列に接続された平滑コンデンサと、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン・オフさせて前記平滑コンデンサの出力電圧を所定値に制御する制御回路と、を有することを特徴とする。

本発明によれば、スイッチング損失を低減できるスイッチング電源回路を提供することができる。

本発明の実施例１に係るスイッチング電源回路を示す図である。 図１に示すスイッチング電源回路の各部の動作を示す波形図である。 本発明の実施例２に係るスイッチング電源回路を示す図である。 本発明の実施例３に係るスイッチング電源回路を示す図である。 本発明の実施例４に係るスイッチング電源回路を示す図である。 従来の降圧型のスイッチング電源回路の一例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態に係るスイッチング電源回路を図面に基づいて説明する。

図１は、本発明の実施例１に係るスイッチング電源回路を示す図である。図１に示すスイッチング電源回路は、直流電源Ｖｉｎの電圧（入力電圧）よりも低い所定値の出力電圧Ｖｏを出力する降圧型のスイッチング電源回路であり、リアクトルＬ１、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２、平滑コンデンサＣ１、共振コンデンサＣ２、ダイオードＤ１（第１ダイオード）、ダイオードＤ２（第２ダイオード）、制御回路１０を有して構成されている。

リアクトルＬ１は、互いに磁気的に結合され且つ互いの一端同士が接続された、主巻線Ｌ１−１と漏れインダクタンスＬｒを有する補助巻線Ｌ１−２とを有する。漏れインダクタンスＬｒは、リアクトルＬ１の主巻線Ｌ１−１と補助巻線Ｌ１−２とを互いに疎結合に巻回することにより、補助巻線Ｌ１−２に等価的に直列接続されるように生成される。

直流電源Ｖｉｎの両端には、スイッチング素子Ｑ１（電界効果トランジスタ）を介してスイッチング素子Ｑ２（電界効果トランジスタ）と共振コンデンサＣ２とが直列に接続された第１直列回路ＳＣ１が接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤａ及びコンデンサＣａが接続されている。ダイオードＤａはスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードでも良く、コンデンサＣａはスイッチング素子Ｑ１の寄生コンデンサでも良い。また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤｂ及びコンデンサＣｂが接続されている。ダイオードＤｂはスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードでも良く、コンデンサＣｂはスイッチング素子Ｑ２の寄生コンデンサでも良い。スイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤａは本発明の主スイッチに対応し、スイッチング素子Ｑ２及びダイオードＤｂは本発明の補助スイッチに対応する。

第１直列回路ＳＣ１の両端には、補助巻線Ｌ１−２及び漏れインダクタンスＬｒを介してダイオードＤ１が接続されていると共に、主巻線Ｌ１−１を介して平滑コンデンサＣ１が接続されている。

また、直流電源Ｖｉｎの両端には、ダイオードＤ１を介してダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ１は還流用ダイオードであり、ダイオードＤ２は、ダイオードＤ１のカソード電位を、直流電源Ｖｉｎの正極端の電位にクランプするためのクランプ用ダイオードである。

制御回路１０は、平滑コンデンサＣ１から出力電圧Ｖｏを検出して、出力電圧Ｖｏが直流電源Ｖｉｎの電圧（入力電圧）よりも低い所定値となるように、且つスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンがゼロ電圧スイッチング（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧がほぼゼロである時にスイッチングすること）となるようにスイッチング素子Ｑ１のゲート信号Ｑ１ｇ及びスイッチング素子Ｑ２のゲート信号Ｑ２ｇを生成する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御回路１０からのゲート信号Ｑ１ｇ，Ｑ２ｇにより、共にオフとなる期間（デッドタイムｔｄ）を有して交互にオン・オフされる。

次に、このように構成された実施例１に係るスイッチング電源回路の動作について、図２に示す波形図（タイミングチャート）を参照しながら説明する。

図２において、Ｑ１ｇはスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されるゲート信号、Ｑ２ｇはスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されるゲート信号、Ｑ１ｖはスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、Ｑ１ｉはスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電流、Ｑ２ｖはスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、Ｑ２ｉはスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電流、Ｃ２ｖは共振コンデンサＣ２の両端子間電圧、Ｄ１ｉはダイオードＤ１に流れる電流、Ｌ１−１ｉはリアクトルＬ１の主巻線Ｌ１−１に流れる電流を示している。なお、Ｃ２ｖの基準電位点は、共振コンデンサＣ２のスイッチング素子Ｑ２に接続されない方の端子である。

まず、期間Ｔ３において、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄えられたエネルギーが主巻線Ｌ１−１及び補助巻線Ｌ１−２に放出されて、Ｌ１−１→Ｃ１→Ｖｉｎ→Ｑ１（Ｃａ）→Ｌ１−１の第１経路と、Ｌ１−１→Ｃ１→Ｑ２（Ｃｂ）→Ｃ２→Ｌ１−１の第２経路と、Ｌ１−１→Ｃ１→Ｄ１→Ｌｒ→Ｌ１−２→Ｌ１−１の第３経路とに電流が流れる。第１経路に流れる電流はコンデンサＣａを充電させてＱ１ｖを上昇させる。また、第２経路に流れる電流はコンデンサＣｂを放電させてＱ２ｖを下降させる。なお、コンデンサＣａの電圧変化率ｄＣａｖ／ｄｔはコンデンサＣａ及びリアクトルＬ１の主巻線Ｌ１−１の時定数に基づき、コンデンサＣｂの電圧変化率ｄＣｂｖ／ｄｔはコンデンサＣｂ及びリアクトルＬ１の主巻線Ｌ１−１の時定数に基づく。また、第３経路に流れる電流は漏れインダクタンスＬｒにエネルギーを蓄積させる。なお、第３経路に流れる電流の立ち上がりは漏れインダクタンスＬｒがあるために緩やかとなる。

次に、期間Ｔ４において、第２経路に流れる電流がコンデンサＣｂを、ダイオードＤｂに順方向電流が流れる電圧まで放電（逆極性に充電）させると、第２経路に流れる電流はＬ１−１→Ｃ１→Ｑ２（Ｄｂ）→Ｃ２→Ｌ１−１の第４経路に電流経路を変える。即ち、電流がコンデンサＣｂからダイオードＤｂに転流される。この第４経路に電流が流れている時に、ゲート信号Ｑ２ｇによりスイッチング素子Ｑ２をオンさせると、スイッチング素子Ｑ２のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。また、第３経路には電流が流れ続ける。

次に、期間Ｔ５において、共振コンデンサＣ２は、Ｌ１−１→Ｃ１→Ｑ２（Ｄｂ）→Ｃ２→Ｌ１−１の第４経路に流れる電流により充電され、Ｃ２→Ｑ２→Ｄ１→Ｌｒ→Ｌ１−２→Ｃ２の第５経路に流れる電流により放電される。期間Ｔ５の後半には、共振コンデンサＣ２は共振作用により充電から放電に変わる。また、第３経路には電流が流れ続ける。第５経路は本発明の第１電流経路に対応する。

次に、期間Ｔ６において、期間Ｔ３〜Ｔ５に漏れインダクタンスＬｒに蓄えられたエネルギーが放出されて、Ｌｒ→Ｌ１−２→Ｌ１−１→Ｃ１→Ｄ１→Ｌｒの第３経路と、Ｌｒ→Ｌ１−２→Ｃ２→Ｑ２（Ｃｂ）→Ｄ１→Ｌｒの第６経路と、Ｌｒ→Ｌ１−２→Ｑ１（Ｃａ）→Ｖｉｎ→Ｄ１→Ｌｒの第７経路とに電流が流れる。第６経路に流れる電流はコンデンサＣｂを充電させてＱ２ｖを上昇させる。また、第７経路に流れる電流はコンデンサＣａを放電させてＱ１ｖを下降させる。

次に、期間Ｔ７において、第７経路に流れる電流がコンデンサＣａを、ダイオードＤａに順方向電流が流れる電圧まで放電（逆極性に充電）させると、第７経路に流れる電流はＬｒ→Ｌ１−２→Ｑ１（Ｄａ）→Ｖｉｎ→Ｄ１→Ｌｒの第８経路に電流経路を変える。即ち、電流がコンデンサＣａからダイオードＤａに転流される。この第８経路に電流が流れている時に、ゲート信号Ｑ１ｇによりスイッチング素子Ｑ１をオンさせると、スイッチング素子Ｑ１のゼロ電圧スイッチングを実現することができる。また、第３経路には電流が流れ続ける。第８経路は本発明の第２電流経路に対応する。

次に、期間Ｔ１において、Ｖｉｎ→Ｑ１→Ｌ１−１→Ｃ１→Ｖｉｎの第９経路と、第３経路とに電流が流れる。第３経路の電流は、ダイオードＤ１の順方向電流でもあり、漏れインダクタンスＬｒに蓄えられたエネルギーの放出が終了するまで流れる。また、スイッチング素子Ｑ１には、主巻線Ｌ１−１に流れる電流Ｌ１−１ｉと漏れインダクタンスＬｒに流れる電流との差分が流れる。

次に、期間Ｔ２において、リアクトルＬ１の主巻線Ｌ１−１には、直流電源Ｖｉｎの電圧から出力電圧Ｖｏを引いた電圧が印加されているので、主巻線Ｌ１−１に流れる電流Ｌ１−１ｉは、ほぼ直線的に増加する。また、ダイオードＤ１には、直流電源Ｖｉｎの電圧が逆方向電圧として印加されるが、ダイオードＤ１の順方向電流が期間Ｔ１においてゼロになるので逆回復電流は発生しない。期間Ｔ２では、第９経路のみに電流が流れ、リアクトルＬ１はエネルギーを蓄え、平滑コンデンサＣ１は充電されてエネルギー（静電エネルギー）を蓄える。

このように、本発明の実施例１に係るスイッチング電源回路によれば、漏れインダクタンスＬｒがエネルギーを放出し終わる前に、即ち、ダイオードＤ１に順方向電流が流れている時に、ゲート信号Ｑ１ｇによりスイッチング素子Ｑ１がオンするが、ダイオードＤ１に逆方向電圧が印加されないので逆回復電流は発生しない。また、漏れインダクタンスＬｒがエネルギーを放出し終わると、即ち、ダイオードＤ１に流れる順方向電流がゼロになると、ダイオードＤ１に逆方向電圧が印加されるが、ダイオードＤ１に電流が流れていないので逆回復電流は発生しない。このため、ダイオードの逆回復特性に起因した逆回復電流によるスイッチング損失を低減できると共にノイズの発生を抑制することができる。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンはゼロ電圧スイッチングされ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオフは、コンデンサＣａ，Ｃｂの接続により、ドレイン−ソース間電圧Ｑ１ｖ，Ｑ２ｖを緩やかに立ち上げる。このため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング損失を低減できると共にノイズの発生を抑制することができる。

図３は、本発明の実施例２に係るスイッチング電源回路を示す図である。図３において、図１に示すスイッチング電源回路と同様の部分については図１と同じ符号を付けてその説明を省略する。リアクトルＬ１の補助巻線Ｌ１−２は、図１に示すスイッチング電源回路では共振コンデンサＣ２を放電する電流経路に設けられているのに対して、図３に示すスイッチング電源回路では共振コンデンサＣ２を充電及び放電する電流経路に設けられている点が異なる。

図３において、第１直列回路ＳＣ１の両端には、補助巻線Ｌ１−２及び漏れインダクタンスＬｒを介してダイオードＤ１が接続されている。また、ダイオードＤ１の両端には、主巻線Ｌ１−１を介して平滑コンデンサＣ１が接続されている。

また、直流電源Ｖｉｎの両端には、ダイオードＤ１を介してダイオードＤ２が接続されている。ダイオードＤ１は還流用ダイオードであり、ダイオードＤ２は、ダイオードＤ１のカソード電位を、直流電源Ｖｉｎの正極端の電位にクランプするためのクランプ用ダイオードである。

以下、この実施例２に係るスイッチング電源回路の動作について、実施例１に係るスイッチング電源回路の動作と異なる点を簡単に説明する。

ゲート信号Ｑ１ｇによりスイッチング素子Ｑ１がオフして、ゲート信号Ｑ２ｇによりスイッチング素子Ｑ２がオンすると、共振コンデンサＣ２は、Ｌ１−１→Ｃ１→Ｑ２（Ｄｂ）→Ｃ２→Ｌｒ→Ｌ１−２→Ｌ１−１の経路に流れる電流により充電され、Ｃ２→Ｑ２→Ｄ１→Ｌ１−２→Ｌｒ→Ｃ２の経路に流れる電流により放電される。スイッチング素子Ｑ２のオン期間の後半には、共振コンデンサＣ２は共振作用により充電から放電に変わる。

次に、ゲート信号Ｑ２ｇによりスイッチング素子Ｑ２がオフすると、漏れインダクタンスＬｒに蓄えられたエネルギーが放出されて、Ｌｒ→Ｑ１（Ｃａ）→Ｖｉｎ→Ｄ１→Ｌ１−２→Ｌｒの経路に電流が流れ、コンデンサＣａを放電させてＱ１ｖを下降させる。また、Ｌｒ→Ｃ２→Ｑ２（Ｃｂ）→Ｄ１→Ｌ１−２→Ｌｒの経路に電流が流れ、コンデンサＣｂを充電させてＱ２ｖを上昇させる。

次に、Ｑ１ｖが下降して電流がコンデンサＣａからダイオードＤａに転流されると、ゲート信号Ｑ１ｇによりスイッチング素子Ｑ１がオンする。この時、漏れインダクタンスＬｒに蓄えられたエネルギーの放出が終了していないので、ダイオードＤ１に逆方向電圧が印加されない。そして、漏れインダクタンスＬｒに蓄えられたエネルギーの放出が終了すると、ダイオードＤ１に逆方向電圧が印加され、Ｖｉｎ→Ｑ１→Ｌｒ→Ｌ１−２→Ｌ１−１→Ｃ１→Ｖｉｎの経路に電流が流れ、リアクトルＬ１はエネルギーを蓄え、平滑コンデンサＣ１は充電されてエネルギー（静電エネルギー）を蓄える。

このように構成された本発明の実施例２に係るスイッチング電源回路であっても、本発明の実施例１に係るスイッチング電源回路と同様の効果が得られる。

図４は、本発明の実施例３に係るスイッチング電源回路を示す図である。図１に示すスイッチング電源回路は、スイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ２をハイサイド側に、スイッチング素子Ｑ２及びダイオードＤ１をローサイド側に設けて構成されているのに対して、図４に示すスイッチング電源回路は、スイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ２をローサイド側に、スイッチング素子Ｑ２及びダイオードＤ１をハイサイド側に設けて構成されている点が異なる。また、制御回路１０ａは、平滑コンデンサＣ１から出力電圧Ｖｏを検出するために、制御回路１０の入力段に差動増幅器（図示せず）を設けた構成としている点が異なる。その他の構成は図１に示すスイッチング電源回路と同様であり、その動作も図１に示すスイッチング電源回路から容易に類推することができるので、ここでは動作についての説明は省略する。

このように構成された本発明の実施例３に係るスイッチング電源回路であっても、本発明の実施例１に係るスイッチング電源回路と同様の効果が得られる。

図５は、本発明の実施例４に係るスイッチング電源回路を示す図である。図３に示すスイッチング電源回路は、スイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ２をハイサイド側に、スイッチング素子Ｑ２及びダイオードＤ１をローサイド側に設けて構成されているのに対して、図５に示すスイッチング電源回路は、スイッチング素子Ｑ１及びダイオードＤ２をローサイド側に、スイッチング素子Ｑ２及びダイオードＤ１をハイサイド側に設けて構成されている点が異なる。また、制御回路１０ａは、平滑コンデンサＣ１から出力電圧Ｖｏを検出するために、制御回路１０の入力段に差動増幅器（図示せず）を設けた構成としている点が異なる。その他の構成は図３に示すスイッチング電源回路と同様であり、その動作も図３に示すスイッチング電源回路から容易に類推することができるので、ここでは動作についての説明は省略する。

このように構成された本発明の実施例４に係るスイッチング電源回路であっても、本発明の実施例２に係るスイッチング電源回路と同様の効果が得られる。

なお、本発明は上述した実施例に限定されるものではない。本発明の実施例では、ＬｒはリアクトルＬ１と一体に生成されるインダクタンス（補助巻線Ｌ１−２に等価的に直列接続される漏れインダクタンス）であって、リアクトルＬ１の主巻線Ｌ１−１と補助巻線Ｌ１−２とが互いに疎結合されていたが、主巻線Ｌ１−１と補助巻線Ｌ１−２とが互いに密結合されているリアクトル（第１リアクトル）を用いても良い。この場合には、Ｌｒはリアクトルと一体に生成されるインダクタンスではなく独立したインダクタンス（第２リアクトル）を用いる必要がある。

本発明のスイッチング電源回路は、非絶縁型の降圧コンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に適用可能である。

Ｖｉｎ 直流電源
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｃ２ 共振コンデンサ
Ｌ１ リアクトル
１０，１０ａ 制御回路

Claims (5)

1. 互いに磁気的に結合され且つ互いの一端同士が接続された、主巻線と漏れインダクタンスを有する補助巻線とを有するリアクトルと、
   直流電源に主スイッチを介して並列に接続された、補助スイッチと共振コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
   前記第１直列回路に前記補助巻線を介して並列に接続された第１ダイオードと、
   前記第１直列回路又は前記第１ダイオードに前記主巻線を介して並列に接続された平滑コンデンサと、
   前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン・オフさせて前記平滑コンデンサの出力電圧を所定値に制御する制御回路と、
   を有することを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 前記直流電源に前記第１ダイオードを介して並列に接続された第２ダイオードを備え、前記第２ダイオードは前記第１ダイオードに印加される電圧をクランプすることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
3. 前記制御回路は、前記共振コンデンサ、前記補助スイッチ、前記第１ダイオード及び前記補助巻線を介する第１電流経路に電流が流れている時に前記補助スイッチをオフさせることにより、前記補助巻線、前記主スイッチ、前記直流電源及び前記第１ダイオードを介する第２電流経路に電流が流れ、前記第２電流経路に電流が流れている時に前記主スイッチをオンさせることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源回路。
4. 前記制御回路は、前記主スイッチ及び前記補助スイッチのオンがゼロ電圧スイッチングとなるように制御することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のスイッチング電源回路。
5. 互いに磁気的に結合され且つ互いの一端同士が接続された、主巻線と補助巻線とを有する第１リアクトルと、
   前記補助巻線に直列に接続された第２リアクトルと、
   直流電源に主スイッチを介して並列に接続された、補助スイッチと共振コンデンサとが直列に接続された第１直列回路と、
   前記第１直列回路に前記補助巻線及び前記第２リアクトルを介して並列に接続された第１ダイオードと、
   前記第１直列回路又は前記第１ダイオードに前記主巻線を介して並列に接続された平滑コンデンサと、
   前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン・オフさせて前記平滑コンデンサの出力電圧を所定値に制御する制御回路と、
   を有することを特徴とするスイッチング電源回路。
   

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