JP2013150104A - Optical signal generating device - Google Patents

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  • Optical Modulation, Optical Deflection, Nonlinear Optics, Optical Demodulation, Optical Logic Elements (AREA)
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an optical signal generating device capable of generating optical signals suppressed in generation of unnecessary optical pulses and high in transmission quality, with a simple constitution.SOLUTION: A frequency divided optical pulse train with a frequency f/M obtained by performing frequency division of an optical pulse train repeating lighting and extinguishing at a frequency fis frequency-divided into a first light component and a second light component other than the first light component, the first light component corresponding to a central frequency at which light power spectral density becomes maximum and a frequency separated from the central frequency by integral multiple of the frequency f. Then, unnecessary light level signal representing the intensity of unnecessary light is generated by subtracting the light power of the second light component from the light power of the first light component, and a bias voltage is generated by adding a bias adjustment signal corresponding to the unnecessary light level signal to a base bias voltage. The optical pulse train which is subjected to optical intensity modulation on the basis of a modulation signal obtained by superposing the bias voltage on a rectangular wave signal with the frequency f/M is generated as the frequency divided optical pulse train.

Description

本発明は、光通信で伝送する光信号を生成する光信号生成装置に関するものである。   The present invention relates to an optical signal generation device that generates an optical signal to be transmitted by optical communication.

加入者系の光ネットワークの通信方式として、現在、商用化されているＴＤＭＡ(Time Division Multiple Access)の他に、ＷＤＭＡ(Wavelength Division Multiple Access)、ＯＣＤＭＡ(Optical Code Division Multiple Access)等が知られている。これら各種通信方式に基づく光通信では、伝送すべき情報データを光信号に変換するにあたり、光信号に対してＮＲＺ（Non Return to Zero）変調、或いはＲＺ（Return to Zero）変調を施すようにしている。   In addition to TDMA (Time Division Multiple Access) currently commercialized, WDMA (Wavelength Division Multiple Access), OCDMA (Optical Code Division Multiple Access), etc. are known as communication systems for subscriber optical networks. Yes. In optical communication based on these various communication systems, NRZ (Non Return to Zero) modulation or RZ (Return to Zero) modulation is performed on an optical signal when converting information data to be transmitted into an optical signal. Yes.

ここで、伝送すべき光信号における光パルス列中の隣接パルス同士の干渉を防ぐべく、ニオブ酸リチウム（Lithium Niobate）型の光強度変調器（以下、ＬＮ変調器と称する）を用いて、高周波数の光パルス列の周波数を分周することにより、低デューティ比の光パルス列に変換するようにした技術が提案されている（非特許文献１参照）。尚、ＬＮ変調器は、マッハツェンダ干渉計の片側アームにニオブ酸リチウムの結晶を挿入したものであり、このマッハツェンダ干渉計の入力側から分岐した光と、上記ニオブ酸リチウムの結晶を通過させた光と、を結合することにより光強度の変調を行うものである。ＬＮ変調器では、上記した高周波数の光パルス列をニオブ酸リチウムの結晶に入射させつつ、入力信号に基づく電圧をニオブ酸リチウムの結晶に印加することによりこの結晶を透過する光の位相を変化させる。この際、ニオブ酸リチウム結晶での位相変調量に応じて、ＬＮ変調器を通過する光の強度が変化する。よって、上述した如く入射された高周波数の光パルス列中において、例えば連続する光パルスのＮ個毎に（Ｎ−１）個の光パルスを消光状態、つまり不要とすることにより低デューティ比の光パルス列を生成することが可能となる。   Here, in order to prevent interference between adjacent pulses in the optical pulse train in the optical signal to be transmitted, a high-frequency light intensity modulator (hereinafter referred to as an LN modulator) of a lithium niobate type is used. A technique has been proposed in which the frequency of an optical pulse train is converted into an optical pulse train with a low duty ratio by dividing the frequency (see Non-Patent Document 1). The LN modulator has a lithium niobate crystal inserted in one arm of the Mach-Zehnder interferometer. The light branched from the input side of the Mach-Zehnder interferometer and the light passed through the lithium niobate crystal. Are combined to modulate the light intensity. In the LN modulator, the phase of light transmitted through the crystal is changed by applying a voltage based on the input signal to the crystal of lithium niobate while the above-described high-frequency optical pulse train is incident on the crystal of lithium niobate. . At this time, the intensity of light passing through the LN modulator changes according to the amount of phase modulation in the lithium niobate crystal. Therefore, in the high-frequency optical pulse train incident as described above, for example, (N-1) optical pulses are extinguished for every N consecutive optical pulses. A pulse train can be generated.

しかしながら、ＬＮ変調器は、温度変化又は経年変化等の要因により、その入出力特性が変化するという動作点ドリフトが生じる。すなわち、入力信号のレベルに応じた透過率の変化を表す曲線が全体的に高レベル側、又は低レベル側にずれるのである。これにより、高周波数の光パルス列中において、分周に伴って不要となる光パルスに対する透過率が０にならなくなり、不要な光パルスが残留してしまうという問題が生じた。   However, the LN modulator has an operating point drift in which its input / output characteristics change due to factors such as temperature change or secular change. That is, the curve representing the change in transmittance according to the level of the input signal is shifted to the high level side or the low level side as a whole. As a result, in the high-frequency optical pulse train, there is a problem in that the transmittance with respect to the optical pulse that becomes unnecessary due to the frequency division does not become zero, and the unnecessary optical pulse remains.

そこで、このような動作点ドリフトを検知し、最適な動作点に補正すべく、入力信号の直流成分を調整すべきバイアス電圧制御を行うようにした光送信器が提案された（例えば、特許文献１参照）。この光送信器では、入力信号のビットレートに比して十分に低い周波数であり且つ主信号の振幅に比して十分に小さい振幅の正弦波を当該入力信号に重畳したものを光信号に変換しつつ、その光信号の一部に基づき上記正弦波の位相を検出し、検出した位相に基づきバイアス電圧を制御する。   Therefore, an optical transmitter has been proposed in which bias voltage control for adjusting the DC component of the input signal is performed in order to detect such an operating point drift and correct it to an optimal operating point (for example, Patent Documents). 1). In this optical transmitter, a sine wave with a sufficiently low frequency compared to the bit rate of the input signal and a sufficiently small amplitude compared to the amplitude of the main signal is converted into an optical signal. However, the phase of the sine wave is detected based on a part of the optical signal, and the bias voltage is controlled based on the detected phase.

ところが、かかるバイアス電圧制御によると、入力信号が所望の動作点でバイアスされた状態にある場合、上記した如き正弦波の重畳された入力信号の瞬時振幅により、ニオブ酸リチウム結晶の透過率の消光比、つまり最大透過率と最小透過率との比が、周期的に変化してしまう。よって、このＬＮ変調器を用いて光パルス列の周波数を分周すると、不要となる光パルスの除去を最も有効に実施し得る状態、つまり最大消光比となる状態が維持されない。従って、不要な光パルス列を含む光パルスが伝送されてしまい、その伝送品質を劣化させてしまうという問題があった。   However, according to the bias voltage control, when the input signal is biased at a desired operating point, the transmittance of the lithium niobate crystal is quenched by the instantaneous amplitude of the input signal superimposed with the sine wave as described above. The ratio, that is, the ratio between the maximum transmittance and the minimum transmittance, changes periodically. Therefore, when the frequency of the optical pulse train is divided using this LN modulator, the state where the unnecessary optical pulse can be removed most effectively, that is, the state where the maximum extinction ratio is achieved is not maintained. Therefore, there is a problem in that an optical pulse including an unnecessary optical pulse train is transmitted and the transmission quality is deteriorated.

X. Wang and N. Wada, "Inter-symbol interference and beat noise in flexible data-rate coherent OCDMA and the BER improvement by using optical thresholding," Opt. Express, vol. 13, no. 26, pp. 10469-10474, Dec. 26, 2005.X. Wang and N. Wada, "Inter-symbol interference and beat noise in flexible data-rate coherent OCDMA and the BER improvement by using optical thresholding," Opt. Express, vol. 13, no. 26, pp. 10469-10474 , Dec. 26, 2005.

特許第２６４２４９９号Japanese Patent No. 2642499

本願発明は、上記の如き問題を解決すべく為されたものであり、動作点ドリフトが生じても、不要な光パルスを抑圧させた伝送品質の高い光信号を生成することが可能な光信号生成装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and is capable of generating an optical signal with high transmission quality in which unnecessary optical pulses are suppressed even when operating point drift occurs. An object is to provide a generation device.

本発明に係る光信号生成装置は、周波数ｆ０にて点灯及び消灯を繰り返す光パルス列を分周することにより周波数ｆ０／Ｍ（Ｍ：２以上の整数）の分周光パルス列を含む光信号を生成する光信号生成装置であって、前記分周光パルス列を、光パワースペクトル密度が最大となる中心周波数及び前記中心周波数から前記周波数ｆ０の整数倍だけ離間した周波数からなる第１光成分と、前記第１光成分以外の第２光成分と、に分波する光分波手段と、前記第１光成分における光パワーを電気信号に変換して第１光パワー信号を得ると共に、前記第２光成分における光パワーを電気信号に変換して第２光パワー信号を得る光検出手段と、前記第１光パワー信号から前記第２光パワー信号を減算することにより不要光の大きさを表す不要光レベル信号を生成する減算手段と、基本バイアス電圧を生成するバイアス電圧源と、前記不要光レベル信号に対応したバイアス調整量を示すバイアス調整信号を前記基本バイアス電圧に加算することによりバイアス調整の施されたバイアス電圧を生成する加算手段と、前記周波数ｆ０／Ｍの矩形波信号を生成する矩形波生成手段と、前記バイアス電圧を前記矩形波信号に重畳して得た変調信号に基づいて前記光パルス列を光強度変調したものを前記分周光パルス列として生成する光変調手段と、を有する。 The optical signal generation device according to the present invention divides an optical pulse train that is repeatedly turned on and off at a frequency f 0 to thereby divide the optical signal including a frequency-divided optical pulse train of frequency f 0 / M (M: an integer of 2 or more) A first optical component having a center frequency at which an optical power spectral density is maximized and a frequency separated from the center frequency by an integer multiple of the frequency f 0. And optical demultiplexing means for demultiplexing into a second optical component other than the first optical component, and converting the optical power in the first optical component into an electrical signal to obtain a first optical power signal, Photodetecting means for obtaining a second optical power signal by converting the optical power in the second optical component into an electric signal, and reducing the size of the unnecessary light by subtracting the second optical power signal from the first optical power signal. Represents unnecessary light level signal Bias adjustment is performed by adding to the basic bias voltage a subtraction means for generating a signal, a bias voltage source for generating a basic bias voltage, and a bias adjustment signal indicating a bias adjustment amount corresponding to the unnecessary light level signal. Based on a modulation signal obtained by superimposing the bias voltage on the rectangular wave signal, adding means for generating a bias voltage, rectangular wave generating means for generating a rectangular wave signal of the frequency f 0 / M, Optical modulation means for generating, as the frequency-divided optical pulse train, a pulse train whose light intensity is modulated.

また、本発明に係る光信号生成装置は、周波数ｆ０にて点灯及び消灯を繰り返す光パルス列に対して情報データに基づく変調処理を施すことにより周波数ｆ０／Ｍ（Ｍ：２以上の整数）の分周光パルス列を含む光信号を生成する光信号生成装置であって、前記分周光パルス列を、光パワースペクトル密度が最大となる中心周波数及び前記中心周波数から前記周波数ｆ０の整数倍だけ離間した周波数からなる第１光成分と、前記第１光成分以外の第２光成分と、に分波する光分波手段と、前記第１光成分における光パワーを電気信号に変換して第１光パワー信号を得ると共に、前記第２光成分における光パワーを電気信号に変換して第２光パワー信号を得る光検出手段と、前記第１光パワー信号から前記第２光パワー信号を減算することにより不要光の大きさを表す不要光レベル信号を生成する減算手段と、基本バイアス電圧を生成するバイアス電圧源と、前記不要光レベル信号に対応したバイアス調整量を示すバイアス調整信号を前記基本バイアス電圧に加算することによりバイアス調整の施されたバイアス電圧を生成する加算手段と、前記情報データに基づいてリターンゼロ形式の矩形波信号を生成する矩形波生成手段と、前記バイアス電圧を前記矩形波信号に重畳して得た変調信号に基づいて前記光パルス列を光強度変調したものを前記分周光パルス列として生成する光変調手段と、を有する。 Further, the optical signal generation device according to the present invention performs a frequency processing based on information data on an optical pulse train that is repeatedly turned on and off at a frequency f 0 , thereby generating a frequency f 0 / M (M: an integer of 2 or more). An optical signal generation device that generates an optical signal including a frequency-divided optical pulse train of the center frequency of the frequency-divided optical pulse train by an integer multiple of the frequency f 0 from the center frequency and the center frequency at which the optical power spectral density is maximum. Optical demultiplexing means for demultiplexing into a first optical component having a frequency separated from the first optical component and a second optical component other than the first optical component, and converting the optical power in the first optical component into an electrical signal, A light detection means for obtaining a second optical power signal by obtaining a first optical power signal and converting the optical power in the second optical component into an electrical signal; and subtracting the second optical power signal from the first optical power signal By doing Subtracting means for generating an unnecessary light level signal representing the size of unnecessary light, a bias voltage source for generating a basic bias voltage, and a bias adjustment signal indicating a bias adjustment amount corresponding to the unnecessary light level signal as the basic bias. Adding means for generating a bias voltage subjected to bias adjustment by adding to the voltage; rectangular wave generating means for generating a return-zero-format rectangular wave signal based on the information data; and the bias voltage for the rectangular wave Optical modulation means for generating, as the frequency-divided optical pulse train, a light intensity modulated version of the optical pulse train based on a modulation signal obtained by superimposing on the signal.

本発明においては、周波数ｆ０／Ｍの矩形波信号にバイアス電圧を重畳して得た変調信号に基づいて、周波数ｆ０で点灯及び消灯を繰り返す光パルス列を光強度変調することにより周波数ｆ０／Ｍの分周光パルス列を生成するにあたり、以下の如くバイアス電圧を自動調整するようにしている。すなわち、先ず、生成された分周光パルス列を、光パワースペクトル密度が最大となる中心周波数及び中心周波数から周波数ｆ０の整数倍だけ離間した周波数に対応した第１光成分と、この第１光成分以外の第２光成分と、に分波する。次に、第１光成分の光パワーから上記第２光成分の光パワーを減算することにより不要光の大きさを表す不要光レベル信号を生成し、この不要光レベル信号に基づいてバイアス電圧を調整するのである。 In the present invention, based on a modulation signal obtained by superimposing a bias voltage on a rectangular wave signal having a frequency f 0 / M, an optical pulse train that repeatedly turns on and off at the frequency f 0 is subjected to light intensity modulation to thereby change the frequency f 0. In generating the / M frequency-divided optical pulse train, the bias voltage is automatically adjusted as follows. That is, first, the generated frequency-divided optical pulse train is divided into a center frequency at which the optical power spectral density is maximum, a first light component corresponding to a frequency separated from the center frequency by an integer multiple of the frequency f 0 , and the first light component. It demultiplexes into the 2nd light component other than a component. Next, an unnecessary light level signal indicating the size of unnecessary light is generated by subtracting the optical power of the second light component from the optical power of the first light component, and a bias voltage is set based on the unnecessary light level signal. Adjust it.

これにより、分周光パルス列に重畳している不要光を低下させるべきバイアス電圧調整が自動的に為されるので、光変調器に動作点ドリフトが生じていても、不要光を抑圧させた良好な分周光パルス列を得ることが可能となる。   This automatically adjusts the bias voltage to reduce unnecessary light superimposed on the divided optical pulse train, so that even if there is an operating point drift in the optical modulator, it is possible to suppress unnecessary light. It is possible to obtain a frequency-divided optical pulse train.

本発明に係る光信号生成装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the optical signal generation apparatus which concerns on this invention. パルス光源１０４及び光変調器１０５で生成される光信号ＬＰ及び分周光信号ＬＢＰの形態の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the form of the optical signal LP produced | generated by the pulse light source 104 and the optical modulator 105, and the frequency-divided optical signal LBP. ファブリペローフィルタによる光分波動作を示す図である。It is a figure which shows the optical demultiplexing operation | movement by a Fabry-Perot filter. 不要パルスに対する抑圧が十分に為されていない場合にパルス光源１０４及び光変調器１０５で生成される光信号ＬＰ及び分周光信号ＬＢＰの形態の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the form of the optical signal LP and the frequency-divided optical signal LBP which are produced | generated by the pulse light source 104 and the optical modulator 105 when suppression with respect to an unnecessary pulse is not fully made. 矩形波生成器１０３の内部構成の一例を示す図である。3 is a diagram illustrating an example of an internal configuration of a rectangular wave generator 103. FIG. 図５に示す矩形波生成器１０３の内部動作を示すタイムチャートである。6 is a time chart showing an internal operation of the rectangular wave generator 103 shown in FIG. 5. 矩形波生成器１０３の内部構成の変形例を示す図である。FIG. 10 is a diagram showing a modification of the internal configuration of the rectangular wave generator 103. 図７に示す矩形波生成器１０３の内部動作を示すタイムチャートである。It is a time chart which shows the internal operation | movement of the rectangular wave generator 103 shown in FIG. 本発明に係る光信号生成装置の他の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the other structure of the optical signal generation apparatus which concerns on this invention. 図９に示される矩形波生成器１０３ａの内部構成を示す図である。It is a figure which shows the internal structure of the rectangular wave generator 103a shown by FIG. 図１０に示す矩形波生成器１０３ａの内部動作を示すタイムチャートである。It is a time chart which shows the internal operation | movement of the rectangular wave generator 103a shown in FIG. 矩形波生成器１０３ａによるＲＺ形式光情報パルス信号の光パワースペクトルを示す図である。It is a figure which shows the optical power spectrum of the RZ format optical information pulse signal by the rectangular wave generator 103a.

本発明に係る光信号生成装置は、周波数ｆ０にて点灯及び消灯を繰り返す光パルス列（ＬＰ）を分周して得た周波数ｆ０／Ｍの分周光パルス列（ＬＢＰ）を、光パワースペクトル密度が最大となる中心周波数（ｆｃ）及びこの中心周波数から周波数ｆ０の整数倍だけ離間した周波数に対応した第１光成分（ＬＢＰ１）と、この第１光成分以外の第２光成分（ＬＢＰ２）と、に分波する（１０８）。次に、上記第１光成分の光パワーを示す第１光パワー信号（Ｖ１）、及び上記第２光成分の光パワーを示す第２光パワー信号（Ｖ２）を検出し（１０９、１１０）、この第１光パワー信号から第２光パワー信号を減算することにより不要光の大きさを表す不要光レベル信号（Ｖｅ）を生成する（１１１）。ここで、この不要光レベル信号に対応したバイアス調整量を示すバイアス調整信号（Ｖｂ）を、バイアス電圧源（１２５）にて生成された基本バイアス電圧（Ｖbfix）に加算することによりバイアス調整の施されたバイアス電圧（ＶＢ）を生成する（１２６）。そして、周波数ｆ０／Ｍの矩形波信号（ＭＣ）を生成し（１０３）、この矩形波信号にバイアス電圧（ＶＢ）を重畳して得た変調信号に基づいて上記光パルス列（ＬＰ）を光強度変調することにより、上記した分周光パルス列（ＬＢＰ）を生成する（１０５）。 Optical signal generating apparatus according to the present invention, the division optical pulse train of frequency f 0 / M of the optical pulse train (LP) obtained by dividing repeating lighting and extinguishing at the frequency f 0 (LBP), optical power spectrum A first optical component (LBP 1 ) corresponding to a center frequency (fc) at which the density is maximum, a frequency separated from the central frequency by an integer multiple of the frequency f 0 , and a second optical component other than the first optical component ( LBP 2 ) and demultiplexing into (108). Next, a first optical power signal (V1) indicating the optical power of the first optical component and a second optical power signal (V2) indicating the optical power of the second optical component are detected (109, 110), By subtracting the second optical power signal from the first optical power signal, an unnecessary light level signal (Ve) indicating the size of the unnecessary light is generated (111). Here, the bias adjustment signal (Vb) indicating the bias adjustment amount corresponding to the unnecessary light level signal is added to the basic bias voltage (Vbfix) generated by the bias voltage source (125), thereby performing bias adjustment. The generated bias voltage (VB) is generated (126). Then, a rectangular wave signal (MC) having a frequency of f 0 / M is generated (103), and the optical pulse train (LP) is converted into an optical signal based on the modulation signal obtained by superimposing the bias voltage (VB) on the rectangular wave signal. By modulating the intensity, the above-described divided optical pulse train (LBP) is generated (105).

図１は、光通信シ ステムの送信機に設けられている光信号生成装置の構成を示すブロック図である。   FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an optical signal generation device provided in a transmitter of an optical communication system.

図１において、発振器１０１は、周波数ｆ０のクロック信号ＣＫを発生して、これを矩形波生成器１０３及びパルス光源１０４各々に供給する。 In FIG. 1, an oscillator 101 generates a clock signal CK having a frequency f 0 and supplies it to a rectangular wave generator 103 and a pulse light source 104, respectively.

矩形波生成器１０３は、かかるクロック信号ＣＫに基づいて、デューティ比が１／Ｍ（Ｍは２以上の整数）であり且つ周波数（ｆ０／Ｍ）を有する矩形波信号ＭＣを生成しこれを光変調器１０５に供給する。 Based on the clock signal CK, the rectangular wave generator 103 generates a rectangular wave signal MC having a duty ratio of 1 / M (M is an integer equal to or larger than 2) and a frequency (f 0 / M). This is supplied to the optical modulator 105.

パルス光源１０４は、周波数ｆ０のク口ック信号ＣＫに同期して点灯及び消灯を繰り返す図２（ａ）に示す如き光パルス列からなる光信号ＬＰを発生して光変調器１０５に供給する。 The pulse light source 104 generates an optical signal LP composed of an optical pulse train as shown in FIG. 2A that repeats lighting and extinguishing in synchronization with the clock signal CK having the frequency f 0 and supplies the optical signal 105 to the optical modulator 105. .

光変調器１０５は、後述する加算器１２６から供給されたバイアス電圧ＶＢに基づく直流成分を上記矩形波信号ＭＣに重畳して得た変調信号に基づいて上記した光信号ＬＰを光強度変調することにより、かかる光信号ＬＰを図２（ｂ）に示す如くＭ分周（Ｍは２以上の整数）した分周光パルス列からなる分周光信号ＬＢＰを生成する。光変調器１０５は、かかる分周光信号ＬＢＰをタップ分岐器１０６に供給する。尚、光変調器１０５としては、前述した如きＬＮ（Lithium Niobate）変調器、或いは電界吸収型のＥＡ（Electro Absorption）変調器等が用いられる。   The optical modulator 105 optically modulates the optical signal LP described above based on a modulation signal obtained by superimposing a DC component based on a bias voltage VB supplied from an adder 126 described later on the rectangular wave signal MC. As a result, a frequency-divided optical signal LBP composed of a frequency-divided optical pulse train obtained by dividing the optical signal LP by M (M is an integer of 2 or more) as shown in FIG. 2B is generated. The optical modulator 105 supplies the divided optical signal LBP to the tap branching device 106. As the optical modulator 105, an LN (Lithium Niobate) modulator as described above, an electroabsorption EA (Electro Absorption) modulator, or the like is used.

タップ分岐器１０６は、上記した分周光パルス列ＬＢＰを光変調器１０７及びバイアス調整部２００に夫々分岐させて供給する。光変調器１０７は、伝送させるべき情報データに基づいて、分周光信号ＬＢＰに光強度変調を施して得られた光パルス列を光情報パルス信号として、光通信ライン上に送出する。   The tap branching device 106 branches and supplies the divided optical pulse train LBP to the optical modulator 107 and the bias adjusting unit 200, respectively. Based on the information data to be transmitted, the optical modulator 107 transmits an optical pulse train obtained by performing optical intensity modulation to the divided optical signal LBP as an optical information pulse signal onto the optical communication line.

バイアス調整部２００は、光分波器１０８、光検出器（１０９、１１０）、減算器（１１１、１１３）、加算器（１２３、１２６）、積分器１１２、定電圧源（１１４、１１８）、比較器１１５、ＴＦＦ（トグル型フリップフロップ）１１９、反転器１１６、選択器１１７及びアンプ１２２を有する。   The bias adjustment unit 200 includes an optical demultiplexer 108, a photodetector (109, 110), a subtracter (111, 113), an adder (123, 126), an integrator 112, a constant voltage source (114, 118), A comparator 115, a TFF (toggle flip-flop) 119, an inverter 116, a selector 117, and an amplifier 122 are included.

バイアス調整部２００の光分波器１０８は、分周光信号ＬＢＰを、第１周波数帯域Ｓ１に対応した第１光成分ＬＢＰ１と、第２周波数帯域Ｓ２に対応した第２光成分ＬＢＰ２とに分波し、第１光成分ＬＢＰ１を光検出器１０９に供給すると共に第２光成分ＬＢＰ２を光検出器１１０に供給する。この際、第１周波数帯域Ｓ１とは、光変調器１０５の変調処理における搬送波周波数、つまり分周光信号ＬＢＰにおいて光パワースペクトル密度が最大となる中心周波数ｆｃと、このｆｃから周波数ｆ０の整数倍だけ離間した周波数の各々と、を示すものである（後述する）。また、第２周波数帯域Ｓ２とは、全周波数帯域から上記第１周波数帯域Ｓ１を省いた周波数帯域である。尚、光分波器１０８は、例えば、図３に示す如き屈折率ｎを有する透過性の板状誘電体ＰＴからなるファブリペローフィルタであり、この板状誘電体ＰＴの一方の面Ｐ１（入射面）に対して入射角θ’をもって分周光信号ＬＢＰが入射される。入射された分周光信号ＬＢＰは、図３に示す如く、板状誘電体ＰＴ内においてその一方の面Ｐ１及び他方の面Ｐ２の各々で反射することにより鋸歯状に進行する。この際、板状誘電体ＰＴの他方の面Ｐ２から放出された部分透過光の各々を重ね合わせたものが上記第１周波数帯域Ｓ１に対応した第１光成分ＬＢＰ１として光検出器１０９の光検出面（図示せぬ）に導出される。また、板状誘電体ＰＴの一方の面Ｐ１（入射面）から放出された部分反射光の各々を重ね合わせたものが上記第２周波数帯域Ｓ２に対応した第２光成分ＬＢＰ２として光検出器１１０光検出面（図示せぬ）に導出される。 The optical demultiplexer 108 of the bias adjustment unit 200 converts the divided optical signal LBP into a first optical component LBP 1 corresponding to the first frequency band S1 and a second optical component LBP 2 corresponding to the second frequency band S2. The first optical component LBP 1 is supplied to the photodetector 109 and the second optical component LBP 2 is supplied to the photodetector 110. In this case, the first frequency band S1, the center frequency fc of the optical power spectrum density becomes maximum at the carrier frequency, i.e. the frequency dividing optical signal LBP in the modulation process of the optical modulator 105, an integer frequency f 0 from the fc Each of the frequencies separated by a factor of two (to be described later). The second frequency band S2 is a frequency band obtained by omitting the first frequency band S1 from the entire frequency band. The optical demultiplexer 108 is, for example, a Fabry-Perot filter made of a transmissive plate dielectric PT having a refractive index n as shown in FIG. 3, and one surface P1 (incident on the plate dielectric PT). The frequency-divided optical signal LBP is incident on the surface with an incident angle θ ′. As shown in FIG. 3, the incident frequency-divided optical signal LBP travels in a sawtooth shape by being reflected on each of the one surface P1 and the other surface P2 in the plate-like dielectric PT. At this time, the superposition of the partially transmitted light emitted from the other surface P2 of the plate-like dielectric PT is the light of the photodetector 109 as the first light component LBP 1 corresponding to the first frequency band S1. Derived to a detection surface (not shown). In addition, a superposition of the partially reflected lights emitted from one surface P1 (incident surface) of the plate-like dielectric PT is a photodetector as the second light component LBP 2 corresponding to the second frequency band S2. 110 Derived to a light detection surface (not shown).

すなわち、光分波器１０８は、光変調器１０５から送出された分周光信号ＬＢＰを、上記中心周波数ｆｃを含み、このｆｃから周波数ｆ０の整数倍だけ離間した周波数の第１光成分（ＬＢＰ１）と、それ以外の周波数帯域の第２光成分（ＬＢＰ２）と、に分ける。 That is, the optical demultiplexer 108, the frequency dividing optical signals LBP sent from the optical modulator 105 includes the center frequency fc, the first light component having a frequency spaced by an integer multiple of the frequency f 0 from the fc ( LBP 1 ) and the second optical component (LBP 2 ) in other frequency bands.

光検出器１０９は、上記第１光成分ＬＢＰ１を、その光パワーの平均値に対応したレベルの電気信号に変換し、これを第１平均光パワー信号Ｖ１として減算器１１１に供給する。光検出器１１０は、上記第２光成分ＬＢＰ２を、その光パワーの平均値に対応したレベルの電気信号に変換し、これを第２平均光パワー信号Ｖ２として減算器１１１に供給する。 The photodetector 109 converts the first optical component LBP 1 into an electric signal having a level corresponding to the average value of the optical power, and supplies this to the subtractor 111 as the first average optical power signal V1. The photodetector 110 converts the second optical component LBP 2 into an electric signal having a level corresponding to the average value of the optical power, and supplies this to the subtractor 111 as the second average optical power signal V2.

減算器１１１は、第１平均光パワー信号Ｖ１と第２平均光パワー信号Ｖ２との差分を求め、その差分値を、不要な光パルス周波数成分の大きさを表す不要光レベル信号Ｖｅとして積分器１１２に供給する。積分器１１２は、例えば、抵抗、コンデンサ、コイル等の受動回路素子から構成され、上記不要光レベル信号Ｖｅを積分して得られた不要光レベル信号ＡＶｅを減算器１１３に供給する。   The subtractor 111 obtains a difference between the first average optical power signal V1 and the second average optical power signal V2, and uses the difference value as an unnecessary light level signal Ve representing the size of an unnecessary optical pulse frequency component. 112. The integrator 112 is composed of, for example, passive circuit elements such as resistors, capacitors, and coils, and supplies the unnecessary light level signal Ave obtained by integrating the unnecessary light level signal Ve to the subtractor 113.

定電圧源１１４は、上記不要光レベル信号Ｖｅとして取り得る最小の直流電圧値を生成し、これを最小電圧Ｖeminとして減算器１１３に供給する。減算器１１３は、上記不要光レベル信号ＡＶｅから最小電圧Ｖeminを減算したものを不要光レベル信号ΔＶeとし、これを極性反転処理部ＰＲの比較器１１５、反転器１１６及び選択器１１７に供給する。尚、極性反転処理部ＰＲは、これら比較器１１５、反転器１１６及び選択器１１７の他に、定電圧源１１８、及びトグル型フリップフロップ１１９（以下、ＴＦＦ１１９と称する）を含む。   The constant voltage source 114 generates a minimum DC voltage value that can be taken as the unnecessary light level signal Ve, and supplies this to the subtractor 113 as the minimum voltage Vemin. The subtractor 113 subtracts the minimum voltage Vemin from the unnecessary light level signal AVe as an unnecessary light level signal ΔVe, and supplies this to the comparator 115, the inverter 116, and the selector 117 of the polarity inversion processing unit PR. The polarity inversion processing unit PR includes a constant voltage source 118 and a toggle flip-flop 119 (hereinafter referred to as TFF 119) in addition to the comparator 115, the inverter 116, and the selector 117.

極性反転処理部ＰＲの定電圧源１１８は、後述するが如き不要光レベル信号ΔＶeの極性を反転させるか否かを判定する為の直流の閾値電圧Ｖemaxを生成し、これを比較器１１５に供給する。比較器１１５は、不要光レベル信号ΔＶeと閾値電圧Ｖemaxとを大小比較し、不要光レベル信号ΔＶeが閾値電圧Ｖemaxより大となる場合には論理レベル１、それ以外の場合には論理レベル０を有する極性反転トリガ信号ＰＴをＴＦＦ１１９に供給する。反転器１１６は、不要光レベル信号ΔＶeの極性を反転させた反転不要光レベル信号ΔＶeＶを生成しこれを選択器１１７に供給する。ＴＦＦ１１９は、論理レベル０及び１の内の一方を有する選択信号ＳＥＬを生成しこれを選択器１１７に供給する。尚、ＴＦＦ１１９は、極性反転トリガ信号ＰＴが論理レベル０から論理レベル１の状態に遷移する度に、上記選択信号ＳＥＬの論理レベルを反転させる。選択器１１７は、選択信号ＳＥＬが論理レベル０である場合には不要光レベル信号ΔＶe及び反転不要光レベル信号ΔＶeＶの内のΔＶeを選択しこれをアンプ１２２に供給する一方、選択信号ＳＥＬが論理レベル１である場合には反転不要光レベル信号ΔＶeＶを選択してこれをアンプ１２２に供給する。   The constant voltage source 118 of the polarity inversion processing unit PR generates a DC threshold voltage Vemax for determining whether to invert the polarity of the unnecessary light level signal ΔVe as will be described later, and supplies this to the comparator 115. To do. The comparator 115 compares the unnecessary light level signal ΔVe with the threshold voltage Vemax. When the unnecessary light level signal ΔVe is greater than the threshold voltage Vemax, the comparator 115 sets the logic level 1; The polarity inversion trigger signal PT having the same is supplied to the TFF 119. The inverter 116 generates an inverted unnecessary light level signal ΔVeV obtained by inverting the polarity of the unnecessary light level signal ΔVe, and supplies this to the selector 117. The TFF 119 generates a selection signal SEL having one of logic levels 0 and 1, and supplies the selection signal SEL to the selector 117. The TFF 119 inverts the logic level of the selection signal SEL every time the polarity inversion trigger signal PT changes from the logic level 0 to the logic level 1 state. The selector 117 selects the unnecessary light level signal ΔVe and the inverted unnecessary light level signal ΔVeV when the selection signal SEL is at the logic level 0, and supplies this to the amplifier 122, while the selection signal SEL is at the logic level. When the level is 1, the inversion unnecessary light level signal ΔVeV is selected and supplied to the amplifier 122.

かかる構成により、極性反転処理部ＰＲは、不要光レベル信号ΔＶｅが所定の閾値電圧Ｖemax閾値よりも低い状態から高い状態に推移する度に、不要光レベル信号ΔＶeの極性を反転させたものをアンプ１２２に供給する。   With this configuration, the polarity inversion processing unit PR amplifies the signal obtained by inverting the polarity of the unnecessary light level signal ΔVe every time the unnecessary light level signal ΔVe changes from a state lower than a predetermined threshold voltage Vemax threshold to a higher state. 122.

アンプ１２２は、選択器１１７から供給された不要光レベル信号ΔＶe又は反転不要光レベル信号ΔＶeＶのレベルを定数倍したものを不要光レベル信号ＶｅＡとして加算器１２３に供給する。   The amplifier 122 supplies a signal obtained by multiplying the level of the unnecessary light level signal ΔVe or the inverted unnecessary light level signal ΔVeV supplied from the selector 117 by a constant to the adder 123 as an unnecessary light level signal VeA.

加算器１２３は、不要光レベル信号ＶｅＡに、前回の加算結果として得られたバイアス調整信号Ｖｂを加算して得られた加算結果を新たなバイアス調整信号Ｖｂとして加算器１２６に供給する。すなわち、加算器１２３は、不要光レベル信号ＶｅＡを累算して行き、その累算毎の累算結果をバイアス調整信号Ｖｂとして、加算器１２６に供給するのである。よって、不要光レベル信号ＶｅＡが正極性である場合には、バイアス調整信号Ｖｂは、その累算処理が為される度にＶｅＡの分ずつ増加する。一方、不要光レベル信号ＶｅＡが負極性である場合には、バイアス調整信号Ｖｂは、その累算が為される度にＶｅＡの分ずつ低下して行く。   The adder 123 supplies the addition result obtained by adding the bias adjustment signal Vb obtained as the previous addition result to the unnecessary light level signal VeA to the adder 126 as a new bias adjustment signal Vb. That is, the adder 123 accumulates the unnecessary light level signal VeA, and supplies the accumulated result for each accumulation to the adder 126 as the bias adjustment signal Vb. Therefore, when the unnecessary light level signal VeA is positive, the bias adjustment signal Vb increases by VeA every time the accumulation process is performed. On the other hand, when the unnecessary light level signal VeA has a negative polarity, the bias adjustment signal Vb decreases by VeA every time the accumulation is performed.

バイアス電圧源１２５は、光変調器１０５における直流成分を調整する為の直流の基本バイアス電圧Ｖbfixを生成し、これを加算器１２６に供給する。   The bias voltage source 125 generates a DC basic bias voltage Vbfix for adjusting the DC component in the optical modulator 105, and supplies this to the adder 126.

加算器１２６は、基本バイアス電圧Ｖbfixにバイアス調整信号Ｖｂを加算して得られたバイアス電圧ＶＢを光変調器１０５に供給する。   The adder 126 supplies the optical modulator 105 with a bias voltage VB obtained by adding the bias adjustment signal Vb to the basic bias voltage Vbfix.

このように、バイアス調整部２００は、バイアス電圧源１２５によって生成された基本バイアス電圧Ｖbfixに対して、バイアス調整信号Ｖｂを加算することにより、そのバイアス電圧の値を調整したものをバイアス電圧ＶＢとして光変調器１０５に供給する。   In this way, the bias adjustment unit 200 adds the bias adjustment signal Vb to the basic bias voltage Vbfix generated by the bias voltage source 125, thereby adjusting the bias voltage value as the bias voltage VB. This is supplied to the optical modulator 105.

以下に、バイアス調整部２００の動作について説明する。   The operation of the bias adjustment unit 200 will be described below.

光変調器１０５によって図２（ａ）に示す如き光信号ＬＰをＭ分周するにあたり、不要パルスの抑圧が正しく為されている場合、つまり不要パルスの抑圧が十分になされている場合には、図２（ｂ）に示す如く、Ｍ分周された分周光信号ＬＢＰ中の隣接光パルス間には、不要パルスの重畳が為されない。この際、図２（ｃ）の光スペクトルに示されるように、中心周波数ｆｃでの線スペクトルをピークとして、ｆ０／Ｍの周波数間隔で線スペクトルが現れる。それら線スペクトルの大きさ（光パワースペクトル密度）は、光パルスの形状に依存しつつ、周波数に対して釣鐘型の曲線を包絡線とするような変化を有する。 When the optical modulator 105 frequency-divides the optical signal LP as shown in FIG. 2A by M, if unnecessary pulse suppression is performed correctly, that is, if unnecessary pulse suppression is sufficiently performed, As shown in FIG. 2B, unnecessary pulses are not superimposed between adjacent optical pulses in the M-frequency-divided optical signal LBP. At this time, as shown in the optical spectrum of FIG. 2C, the line spectrum appears at a frequency interval of f 0 / M with the line spectrum at the center frequency fc as a peak. The magnitudes of these line spectra (optical power spectral density) vary depending on the shape of the optical pulse, and change with a bell-shaped curve as an envelope with respect to frequency.

一方、光変調器１０５において不要パルスの抑圧が十分に為されていない場合には、図４（ａ）に示す如き光信号ＬＰをＭ分周すると、図４（ｂ）に示す如く、分周光信号ＬＢＰ中の隣接パルス間に不要パルスＱＰが重畳されてしまう。この場合、図４（ｃ）の光スペクトルに示されるように、中心周波数ｆｃを含み、このｆｃから周波数ｆ０の整数倍だけ離間した周波数（ｆｃ±ｎ・ｆ０）と（ｎは０を含む正の整数）で光パワースペクトル密度が大きくなり、それ以外の周波数では光パワースペクトル密度が小さくなる。すなわち、不要パルスの抑圧が不十分である場合には、図２（ｃ）に示す如き不要パルスの抑圧が十分に為されている場合に比して、周波数（ｆｃ±ｎ・ｆ０）での光パワーが増加する一方、それ以外の周波数では光パワーが低下する。よって、かかる周波数（ｆｃ±ｎ・ｆ０）での光パワーと、それ以外の周波数での光パワーとの差分が、不要パルスに対する抑圧度合を示すものとなる。 On the other hand, when unnecessary pulses are not sufficiently suppressed in the optical modulator 105, when the optical signal LP as shown in FIG. 4A is divided by M, the frequency is divided as shown in FIG. 4B. An unnecessary pulse QP is superimposed between adjacent pulses in the optical signal LBP. In this case, as shown in the optical spectrum of FIG. 4C, the frequency (fc ± n · f 0 ) including the center frequency fc and separated from this fc by an integer multiple of the frequency f 0 (n is 0). The optical power spectral density increases at other frequencies, and the optical power spectral density decreases at other frequencies. That is, when unnecessary pulse suppression is insufficient, the frequency (fc ± n · f 0 ) is higher than when unnecessary pulse suppression is sufficiently performed as shown in FIG. While the optical power increases, the optical power decreases at other frequencies. Therefore, the difference between the optical power at this frequency (fc ± n · f 0 ) and the optical power at other frequencies indicates the degree of suppression with respect to unnecessary pulses.

そこで、バイアス調整部２００では、光変調器１０５から送出された分周光信号ＬＢＰを、先ず、光分波器１０８によって、上記周波数（ｆｃ±ｎ・ｆ０）帯域に対応した第１光成分ＬＢＰ１と、それ以外の周波数帯域に対応した第２光成分ＬＢＰ２とに分波する。次に、周波数（ｆｃ±ｎ・ｆ０）帯域に対応した第１光成分ＬＢＰ１における第１の平均光パワー（Ｖ１）を光検出器１０９によって検出すると共に、それ以外の周波数帯域に対応した第２光成分ＬＢＰ２における第２の平均光パワー（Ｖ２）を光検出器１１０によって検出する。そして、減算器１１１にて、上記第１の平均光パワー（Ｖ１）から第２の平均光パワー（Ｖ２）を減算することにより、不要光パルスのレベルに対応した不要光レベル信号Ｖｅを生成する。積分器１１２は、かかる不要光レベル信号Ｖｅに対して積分処理を施すことにより、不要光レベル信号Ｖｅ中に含まれる高調波成分、つまり周波数（ｆ０／Ｍ）の整数倍の周波数成分を抑制させた不要光レベル信号ＡＶｅを生成する。 Therefore, in the bias adjustment unit 200, the first optical component corresponding to the frequency (fc ± n · f 0 ) band is first converted from the frequency-divided optical signal LBP sent from the optical modulator 105 by the optical demultiplexer 108. The LBP 1 is demultiplexed into the second optical component LBP 2 corresponding to the other frequency band. Next, the first average optical power (V1) in the first optical component LBP 1 corresponding to the frequency (fc ± n · f 0 ) band is detected by the photodetector 109, and other frequency bands are also supported. The second average light power (V2) in the second light component LBP 2 is detected by the photodetector 110. Then, the subtractor 111 subtracts the second average light power (V2) from the first average light power (V1), thereby generating an unnecessary light level signal Ve corresponding to the level of the unnecessary light pulse. . The integrator 112 performs an integration process on the unnecessary light level signal Ve, thereby suppressing harmonic components contained in the unnecessary light level signal Ve, that is, frequency components that are integral multiples of the frequency (f 0 / M). The generated unnecessary light level signal Ave is generated.

この際、不要光レベル信号ＡＶｅは、その値が大なるほど、分周光信号ＬＢＰに重畳している不要成分が大であり、光変調器１０５での不要パルスに対する抑圧度が小さい。そこで、バイアス調整部２００では、先ず、減算器１１３によって、不要光レベル信号ＡＶｅから、この不要光レベル信号ＡＶｅとして取り得る最小値、つまり不要パルスに対する抑圧度が最大となるときの不要光レベル信号ＡＶｅの値（最小電圧Ｖemin）を減算することにより、不要光レベル信号ΔＶｅを生成する。尚、上記した最小電圧Ｖeminは、光変調器１０５に印加するバイアス電圧ＶＢと、このバイアス電圧ＶＢの印加に応じて減算器１１１から送出される不要光レベル信号Ｖｅとの対応関係から予め測定しておいたものであり、バイアス調整部２００では、定電圧源１１４によってこれを生成するようにしている。そして、バイアス調整部２００では、不要光レベル信号ΔＶｅの分ずつその値が増加又は減少して行くバイアス調整信号Ｖｂを加算器１２３で生成し、これを基本バイアス電圧Ｖbfixに加算することにより、不要パルスに対する抑圧度を高めるべきバイアス調整を施したバイアス電圧ＶＢを生成して光変調器１０５に供給するのである。   At this time, as the value of the unnecessary light level signal AVe increases, the unnecessary component superimposed on the frequency-divided optical signal LBP increases, and the degree of suppression of unnecessary pulses in the optical modulator 105 is small. Therefore, in the bias adjustment unit 200, first, the subtractor 113 uses the unnecessary light level signal Ave from the unnecessary light level signal Ave as a minimum value that can be taken as the unnecessary light level signal Ave, that is, an unnecessary light level signal when the degree of suppression for unnecessary pulses is maximized. The unnecessary light level signal ΔVe is generated by subtracting the value of AVe (minimum voltage Vemin). The minimum voltage Vemin is measured in advance from the correspondence between the bias voltage VB applied to the optical modulator 105 and the unnecessary light level signal Ve sent from the subtractor 111 in response to the application of the bias voltage VB. In the bias adjustment unit 200, the constant voltage source 114 generates this. In the bias adjustment unit 200, the adder 123 generates a bias adjustment signal Vb whose value increases or decreases by an amount corresponding to the unnecessary light level signal ΔVe, and adds this to the basic bias voltage Vbfix. A bias voltage VB subjected to bias adjustment to increase the degree of suppression of the pulse is generated and supplied to the optical modulator 105.

以下に、かかるバイアス電圧ＶＢによるバイアス電圧の推移形態について説明する。   Hereinafter, a transition form of the bias voltage by the bias voltage VB will be described.

先ず、減算器１１１から送出される不要光レベル信号Ｖｅが最小電圧Ｖeminとなるときのバイアス電圧ＶＢの電圧値を電圧Ｖｂｏｐｔとする。この際、不要光レベル信号ΔＶｅが微小となる区間内では、この不要光レベル信号ΔＶｅは、実質的に、
｜Ｖｂ＋Ｖbfix−Ｖbopt｜
なる演算によって得られる演算結果に比例した値を有する。 First, the voltage value of the bias voltage VB when the unnecessary light level signal Ve sent from the subtractor 111 becomes the minimum voltage Vemin is defined as a voltage Vbopt. At this time, in the section where the unnecessary light level signal ΔVe is very small, the unnecessary light level signal ΔVe is substantially equal to
| Vb + Vbfix-Vbopt |
It has a value proportional to the calculation result obtained by the calculation.

これは、ＶｂにＶｂｆｉｘを加算した加算結果がＶｂｏｐｔと等しい時にはΔＶｅは０となり、その加算結果がＶｂｏｐｔ以外の値になる場合にもΔＶｅは正極性を維持するからである。   This is because ΔVe is 0 when the addition result obtained by adding Vbfix to Vb is equal to Vbopt, and ΔVe maintains the positive polarity even when the addition result is a value other than Vbopt.

ここで、比例定数をαとすると、不要光レベル信号ΔＶｅは、
ΔＶｅ＝α｜Ｖｂ＋Ｖbfix−Ｖbopt｜
と表される。 If the proportionality constant is α, the unnecessary light level signal ΔVe is
ΔVe = α | Vb + Vbfix−Vbopt |
It is expressed.

微小時間Δｔの経過後、加算器１２３から送出されるバイアス調整信号Ｖｂ（ｔ＋Δｔ）は、ΔＶｅを積分器１１２によって積分し且つアンプ１２２によって定数倍（以下、比例定数β：βは０以外）したものと、その直前に得られたバイアス調整信号Ｖｂ（ｔ）との和であるので、
Ｖｂ(t+Δt)＝Ｖｂ(t)＋(β／Ｔ)∫(Ｖｅ)dt≒Ｖｂ(t）＋(β／Ｔ)ＶｅΔｔ
Ｔ：積分器１１２の積分時間
となる。 After the minute time Δt has elapsed, the bias adjustment signal Vb (t + Δt) sent from the adder 123 is obtained by integrating ΔVe by the integrator 112 and multiplying by a constant by the amplifier 122 (hereinafter, proportional constant β: β is other than 0). And the bias adjustment signal Vb (t) obtained immediately before that,
Vb (t + Δt) = Vb (t) + (β / T) ∫ (Ve) dt≈Vb (t) + (β / T) VeΔt
T: Integration time of integrator 112
It becomes.

この際、上記数式からΔＶｅを消去し、Δt→０の極限値を求めると、
dVb／dt＝(αβ／Ｔ)|Ｖｂ＋Ｖbfix−Ｖbopt｜
となる。 At this time, if ΔVe is eliminated from the above equation and the limit value Δt → 0 is obtained,
dVb / dt = (αβ / T) | Vb + Vbfix−Vbopt |
It becomes.

かかる数式において、Ｖｂの初期値をＶb0とすると、時点ｔでのバイアス調整信号Ｖｂの値は、以下の条件１〜３毎にその値が変化する。   In this equation, when the initial value of Vb is Vb0, the value of the bias adjustment signal Vb at time t changes for each of the following conditions 1 to 3.

［条件１]：Ｖｂが(Ｖbopt−Ｖbfix)と一致している場合には、
Ｖｂ(t)＝Ｖb0
となる。 [Condition 1]: When Vb matches (Vbopt−Vbfix),
Vb (t) = Vb0
It becomes.

［条件２]：Ｖｂが（Ｖbopt−Ｖbfix）より大なる場合には、
Ｖｂ(t)＝(Ｖb0−Ｖbopt＋Ｖbfix)exp[αβｔ／Ｔ]＋Ｖbopt−Ｖbfix
となる。この際、比例定数βが０より大なる場合(条件Ａ)には、Ｖｂ(t)は初期値Ｖb0からどの値にも漸近せずに単調増加し、ΔＶｅも同様にどの値にも漸近せずに単調増加する。一方、比例定数βが０より小なる場合(条件Ｂ)には、Ｖｂ(t)は初期値Ｖb0から単調減少し、(Ｖbopt−Ｖbfix)に漸近し、ΔＶｅはゼロに漸近する。 [Condition 2]: When Vb is larger than (Vbopt−Vbfix),
Vb (t) = (Vb0−Vbopt + Vbfix) exp [αβt / T] + Vbopt−Vbfix
It becomes. At this time, if the proportionality constant β is greater than 0 (condition A), Vb (t) monotonically increases from the initial value Vb0 without asymptotic to any value, and ΔVe also asymptotically approaches any value. Without increasing monotonously. On the other hand, when the proportionality constant β is smaller than 0 (condition B), Vb (t) decreases monotonously from the initial value Vb0, gradually approaches (Vbopt−Vbfix), and ΔVe gradually approaches zero.

［条件３]：Ｖｂが(Ｖbopt−Ｖbfix)より小なる場合には、
Ｖｂ(t)＝(Ｖb0−Ｖbopt＋Ｖbfix)exp[−αβｔ／Ｔ]＋Ｖbopt−Ｖbfix
となる。この際、比例定数βが０より大なる場合(条件Ａ)には、Ｖｂ(t)は初期値Ｖb0から単調増加し、(Ｖbopt−Ｖbfix)に漸近し、ΔＶｅはゼロに漸近する。一方、比例定数βが０より小なる場合(条件Ｂ)には、Ｖｂ(t)は初期値Ｖb0からどの値にも漸近せずに単調減少し、ΔＶｅはどの値にも漸近せずに単調増加する。 [Condition 3]: When Vb is smaller than (Vbopt−Vbfix),
Vb (t) = (Vb0−Vbopt + Vbfix) exp [−αβt / T] + Vbopt−Vbfix
It becomes. At this time, when the proportionality constant β is larger than 0 (condition A), Vb (t) monotonically increases from the initial value Vb0, gradually approaches (Vbopt−Vbfix), and ΔVe gradually approaches zero. On the other hand, when the proportionality constant β is smaller than 0 (Condition B), Vb (t) decreases monotonously without asymptotic to any value from the initial value Vb0, and ΔVe monotonously without asymptotic to any value. To increase.

このように、不要光レベル信号ΔＶｅが微小レベル範囲内に収まる区間内では、初期値Ｖb0及び比例定数βが上記した条件２且つ条件Ａを満たす場合、又は条件３且つ条件Ｂを満たす場合に、バイアス調整信号Ｖｂが単調増加或いは単調減少する。一方、不要光レベル信号ΔＶｅが上記した微小レベル範囲を超えるまでバイアス電圧ＶＢが変化してしまうと、ΔＶｅは（Ｖb＋Ｖbfix）に対して余弦関数的に変化し、その余弦関数の次の極小値（ΔＶｅ＝０）にΔＶｅが収束するように、バイアス電圧ＶＢが収束する。しかし、光変調器１０５の動作点ドリフトが繰り返されると、バイアス電圧ＶＢが単調増加或いは単調減少する可能性が高くなり、このバイアス電圧ＶＢが光変調器１０５の耐圧を超えてしまう虞が生じる。そこで、バイアス調整部２００の極性反転処理部ＰＲでは、不要光レベル信号ΔＶｅが所定の閾値電圧Ｖemax閾値よりも低い状態から高い状態に推移する度に、このΔＶｅの極性を反転させるようにしている。これにより、バイアス調整信号Ｖｂの単調増加（単調減少）が阻止されるので、バイアス電圧ＶＢを光変調器１０５の耐圧内に収束させることが可能となる。   As described above, when the unnecessary light level signal ΔVe falls within the minute level range, when the initial value Vb0 and the proportionality constant β satisfy the above condition 2 and the condition A, or when the condition 3 and the condition B are satisfied, The bias adjustment signal Vb monotonously increases or monotonously decreases. On the other hand, if the bias voltage VB changes until the unnecessary light level signal ΔVe exceeds the above minute level range, ΔVe changes in a cosine function with respect to (Vb + Vbfix), and the next minimum value of the cosine function ( The bias voltage VB converges so that ΔVe converges to (ΔVe = 0). However, if the operating point drift of the optical modulator 105 is repeated, there is a high possibility that the bias voltage VB monotonously increases or decreases monotonously, and this bias voltage VB may exceed the withstand voltage of the optical modulator 105. Therefore, the polarity inversion processing unit PR of the bias adjustment unit 200 inverts the polarity of ΔVe every time the unnecessary light level signal ΔVe changes from a state lower than a predetermined threshold voltage Vemax threshold to a higher state. . This prevents the monotonic increase (monotonic decrease) of the bias adjustment signal Vb, so that the bias voltage VB can be converged within the withstand voltage of the optical modulator 105.

以上の如く、バイアス調整部２００は、先ず、光変調器１０５から送出された分周光信号ＬＢＰを、光変調器１０５の中心周波数ｆｃから周波数ｆ０（分周前の周波数）の整数倍だけ離間した周波数（ｆｃ±ｎ・ｆ０）帯域に対応した第１光成分（ＬＢＰ１）と、それ以外の周波数帯域に対応した第２光成分（ＬＢＰ２）と、に分波する。次に、この第１光成分における平均光パワーと、それ以外の周波数帯域に対応した第２光成分における平均光パワー（Ｖ２）との差分を、不要パルスのレベルに対応した不要光レベル信号（Ｖｅ、ＡＶｅ、ΔＶｅ、ＶｅＡ）として生成する。そして、バイアス調整部２００は、かかる不要光レベル信号を最小値（Ｖemin）とすべき制御、つまり不要光に対する抑圧度を最大とすべき負帰還制御を施すことにより、バイアス電圧を調整をするのである。 As described above, the bias adjustment unit 200 firstly divides the frequency-divided optical signal LBP transmitted from the optical modulator 105 from the center frequency fc of the optical modulator 105 by an integer multiple of the frequency f 0 (frequency before frequency division). The first optical component (LBP 1 ) corresponding to the separated frequency (fc ± n · f 0 ) band and the second optical component (LBP 2 ) corresponding to the other frequency band are demultiplexed. Next, the difference between the average optical power in the first optical component and the average optical power (V2) in the second optical component corresponding to the other frequency band is used as an unnecessary optical level signal ( Ve, Ave, ΔVe, VeA). The bias adjustment unit 200 adjusts the bias voltage by performing control that should make the unnecessary light level signal the minimum value (Vemin), that is, negative feedback control that should maximize the degree of suppression of unnecessary light. is there.

かかるバイアス電圧調整によれば、光変調器１０５で光パルス列の分周を実施するにあたり、この光変調器１０５に動作点ドリフトが生じても、その動作点ドリフトに伴う不要光のレベルを最小とすべきバイアス電圧調整が為される。よって、光変調器の入出力特性で決まる最大の消光比をもって不要光を抑圧することが可能となる。   According to such bias voltage adjustment, when the optical modulator 105 divides the optical pulse train, even if an operating point drift occurs in the optical modulator 105, the level of unnecessary light accompanying the operating point drift is minimized. The bias voltage to be adjusted is made. Therefore, unnecessary light can be suppressed with the maximum extinction ratio determined by the input / output characteristics of the optical modulator.

従って、本発明によれば、伝送用の光情報信号に生じる干渉光が最小になってこの光情報パルス信号の品質が向上するので、伝送距離の拡大、或いは多元接続によるチャネル数増加を図ることが可能になる。また、光変調器に供給すべきバイアス電圧が自動調整されるので、光送信機に対するメンテナンスが容易化される。   Therefore, according to the present invention, the interference light generated in the optical information signal for transmission is minimized and the quality of the optical information pulse signal is improved. Therefore, the transmission distance is increased or the number of channels is increased by multiple access. Is possible. In addition, since the bias voltage to be supplied to the optical modulator is automatically adjusted, maintenance for the optical transmitter is facilitated.

尚、図１に示す矩形波生成器１０３として、図５に示す如き内部構成を有するものを採用することにより、装置の小型化、及び低消費電力化を図ることが可能となる。   Note that by adopting the rectangular wave generator 103 shown in FIG. 1 having an internal configuration as shown in FIG. 5, it is possible to reduce the size and power consumption of the apparatus.

図５において、分周器４０１は、発振器１から供給された図６（ａ）に示す如き周波数ｆ０のクロック信号ＣＫを１／（２・Ｍ）に分周して、図６（ｂ）に示す如き周波数（ｆ０／（２・Ｍ）の分周クロック信号ＣＫＶを生成し、これを移相器４０３及び排他的論理和回路４０４に供給する。 In FIG. 5, the frequency divider 401 divides the clock signal CK having the frequency f 0 as shown in FIG. 6A supplied from the oscillator 1 by 1 / (2.multidot.M) to obtain the frequency shown in FIG. A frequency-divided clock signal CKV having a frequency (f 0 / (2 · M) as shown in FIG. 6 is generated and supplied to the phase shifter 403 and the exclusive OR circuit 404.

移相器４０３は、分周クロック信号ＣＫＶを図６（ｃ）に示す如く遅延時間（１／ｆ０）だけ遅延させた遅延分周クロック信号ＣＫＶＤを生成し、これを排他的論理和回路４０４に供給する。 The phase shifter 403 generates a delayed divided clock signal CKVD obtained by delaying the divided clock signal CKV by a delay time (1 / f 0 ) as shown in FIG. To supply.

排他的論理和回路４０４は、分周クロック信号ＣＫＶ及び遅延分周クロック信号ＣＫＶＤが互いに異なる論理レベルを有する区間では論理レベル１、両者が同一論理レベルを有する区間では論理レベル０となる信号を、上記した矩形波信号ＭＣとして生成する。よって、かかる排他的論理和回路４０４の動作によれば、図６（ｄ）に示すように、デューティ比が１／Ｍであり且つ周波数（ｆ０／Ｍ）を有する矩形波信号ＭＣが生成される。 The exclusive OR circuit 404 outputs a signal having a logic level 1 in a section in which the divided clock signal CKV and the delayed divided clock signal CKVD have different logic levels, and a logic level 0 in a section in which both have the same logic level. The rectangular wave signal MC is generated as described above. Therefore, according to the operation of the exclusive OR circuit 404, as shown in FIG. 6D, a rectangular wave signal MC having a duty ratio of 1 / M and a frequency (f 0 / M) is generated. The

このように、矩形波生成器１０３として図５に示す如き内部構成を有するものを採用すれば、多段のシフトレジスタ、フリップフ口ップ等を用いてデューティ比が１／Ｍ（Ｍは２以上の整数）の矩形波信号ＭＣを生成する場合に比して、装置の小型化、低消費電カ化が図られるようになる。   As described above, when the rectangular wave generator 103 having the internal configuration shown in FIG. 5 is adopted, the duty ratio is 1 / M (M is 2 or more) using a multistage shift register, flip-flop, or the like. Compared with the case of generating an (integer) rectangular wave signal MC, the apparatus can be reduced in size and power consumption can be reduced.

尚、矩形波生成器１０３としては、図５に示す如き内部構成に代えて図７に示す如き内部構成を有するものを採用しても良い。   Note that the rectangular wave generator 103 may have an internal configuration shown in FIG. 7 instead of the internal configuration shown in FIG.

図７において、分周器７０１は、発振器１から供給された図８（ａ）に示す如き周波数ｆ０のクロック信号ＣＫを１／（２・Ｍ）に分周して、図８（ｂ）に示す如き周波数（ｆ０／（２・Ｍ）の分周クロック信号ＣＫＶ１、及びこの分周クロック信号ＣＫＶ１の論理レベルを反転させた図８（ｃ）に示す如き分周クロック信号ＣＫＶ２を夫々生成する。分周器７０１は、上記した分周クロック信号ＣＫＶ１を排他的論理和回路７０４に供給すると共に、上記した分周クロック信号ＣＫＶ２を移相器７０３に供給する。 In FIG. 7, the frequency divider 701 divides the clock signal CK having the frequency f 0 as shown in FIG. 8A supplied from the oscillator 1 by 1 / (2 · M) to obtain the frequency shown in FIG. A frequency-divided clock signal CKV1 having a frequency (f 0 / (2 · M) as shown in FIG. 8 and a frequency-divided clock signal CKV2 as shown in FIG. The frequency divider 701 supplies the frequency-divided clock signal CKV1 to the exclusive OR circuit 704 and supplies the frequency-divided clock signal CKV2 to the phase shifter 703.

移相器７０３は、かかる分周クロック信号ＣＫＶ２を図８（ｄ）に示す如く遅延時間（１／ｆ０）だけ遅延させた遅延分周クロック信号ＣＫＶＤを生成し、これを排他的論理和回路７０４に供給する。 The phase shifter 703 generates a delayed divided clock signal CKVD obtained by delaying the divided clock signal CKV2 by a delay time (1 / f 0 ) as shown in FIG. 704 is supplied.

排他的論理和回路７０４は、分周クロック信号ＣＫＶ１及び遅延分周クロック信号ＣＫＶＤが互いに異なる論理レベルを有する区間では論理レベル１、両者が同一論理レベルを有する区間では論理レベル０となる信号を、上記した矩形波信号ＭＣとして生成する。   The exclusive OR circuit 704 outputs a signal having a logic level 1 in a section where the divided clock signal CKV1 and the delayed divided clock signal CKVD have different logic levels, and a logic level 0 in a section in which both have the same logic level, The rectangular wave signal MC is generated as described above.

よって、排他的論理和回路７０４の動作によれば、図８（ｅ）に示すように、デューティ比が１／Ｍであり且つ周波数（ｆ０／Ｍ）を有する矩形波信号ＭＣが生成される。尚、図８（ｅ）に示す如き矩形波信号ＭＣの位相は、図６（ｄ）に示されるものに対して反転しているが、排他的論理和回路７０４に代えて否定排他的論理和回路を採用すれば、図６（ｄ）に示されるものと同一の矩形波信号ＭＣを生成することができる。 Therefore, according to the operation of the exclusive OR circuit 704, a rectangular wave signal MC having a duty ratio of 1 / M and a frequency (f 0 / M) is generated as shown in FIG. 8 (e). . Although the phase of the rectangular wave signal MC as shown in FIG. 8E is inverted with respect to that shown in FIG. 6D, a negative exclusive OR is substituted for the exclusive OR circuit 704. If the circuit is employed, the same rectangular wave signal MC as that shown in FIG. 6D can be generated.

また、図１に示す光信号生成装置では、光変調器１０５から送出された分周光信号ＬＢＰを、光変調器１０７にて、送信すべき情報データに基づき光強度変調することにより光情報パルス信号を生成するようにしているが、光変調器１０７を用いずに光変調器１０５だけで情報データに基づく光情報パルス信号を生成させるようにしても良い。   Further, in the optical signal generator shown in FIG. 1, the optical information pulse is obtained by optically modulating the frequency-divided optical signal LBP transmitted from the optical modulator 105 based on the information data to be transmitted by the optical modulator 107. Although the signal is generated, the optical information pulse signal based on the information data may be generated only by the optical modulator 105 without using the optical modulator 107.

図９は、かかる点に鑑みて為された光信号生成装置の他の一例を示すブロック図である。   FIG. 9 is a block diagram showing another example of an optical signal generation device made in view of such points.

尚、図９に示す構成では、図１に示される光変調器１０７を省き、矩形波生成器１０３に代えて矩形波生成器１０３ａを採用した点、並びにタップ分岐器１０６が、光変調器１０５から供給された分周光信号ＬＢＰを光情報パルス信号として直接出力するようにした点を除く他の構成は、図１に示されるものと同一である。   In the configuration shown in FIG. 9, the optical modulator 107 shown in FIG. 1 is omitted, the rectangular wave generator 103 a is used instead of the rectangular wave generator 103, and the tap branching unit 106 is replaced with the optical modulator 105. 1 is the same as that shown in FIG. 1 except that the divided optical signal LBP supplied from is directly output as an optical information pulse signal.

図１０は、伝送すべき情報データをリターンゼロ形式、いわゆるＲＺ(Return to Zero)形式の光情報パルス信号に変調する場合に採用される矩形波生成器１０３ａの内部構成を示すブロック図である。   FIG. 10 is a block diagram showing an internal configuration of the rectangular wave generator 103a employed when modulating information data to be transmitted into an optical information pulse signal in a return zero format, so-called RZ (Return to Zero) format.

尚、図１０に示す内部構成では、図４に示す構成に、論理積回路５０６を追加した点を除く他の構成は図４に示すものと同一である。   10 is the same as that shown in FIG. 4 except that an AND circuit 506 is added to the configuration shown in FIG.

論理積回路５０６は、送信すべき情報データを示す２値（論理レベル１又は０）のデータ信号と、排他的論理和回路４０４から送出された矩形波信号との論理積を求め、その論理積結果を矩形波信号ＭＣとして光変調器１０５に供給する。尚、データ信号のビットレートは、図１１（ａ）に示す如くｆ０／Ｍである。また、この矩形波信号は図１１（ｂ）に示すように、周波数（ｆ０／Ｍ）であり且つデューティ比が１／Ｍである。論理積回路５０６は、図１１（ｃ）に示すように、図１１（ａ）に示すデータ信号と、図１１（ｂ）に示す矩形波信号とが共に論理レベル１にある場合には論理レベル１、それ以外の場合には論理レベル０の矩形波信号ＭＣを生成して光変調器１０５に供給する。この際、光変調器１０５は、かかる矩形波信号ＭＣに応じて生成した分周光信号ＬＢＰを、送信すべき情報データがリターンゼロ形式、いわゆるＲＺ(Return to Zero)形式で変調された光情報信号とし、これをタップ分岐器１０６を介して光通信ライン上に送出する。 The logical product circuit 506 obtains the logical product of the binary (logical level 1 or 0) data signal indicating the information data to be transmitted and the rectangular wave signal transmitted from the exclusive OR circuit 404, and the logical product The result is supplied to the optical modulator 105 as a rectangular wave signal MC. Note that the bit rate of the data signal is f 0 / M as shown in FIG. Further, as shown in FIG. 11B, the rectangular wave signal has a frequency (f 0 / M) and a duty ratio of 1 / M. As shown in FIG. 11C, the logical product circuit 506 outputs a logic level when the data signal shown in FIG. 11A and the rectangular wave signal shown in FIG. 1; otherwise, a rectangular wave signal MC of logic level 0 is generated and supplied to the optical modulator 105. At this time, the optical modulator 105 optical information obtained by modulating the divided optical signal LBP generated according to the rectangular wave signal MC in a return zero format, that is, a so-called RZ (Return to Zero) format. The signal is sent to the optical communication line via the tap branching device 106.

図１２（ａ）は、矩形波生成器１０３ａとして図１０に示す如き内部構成を有するものを採用した場合におけるＲＺ形式光情報信号の光パワースペクトルを示す図である。   FIG. 12A is a diagram showing an optical power spectrum of an RZ format optical information signal when the rectangular wave generator 103a having the internal configuration shown in FIG. 10 is adopted.

ＲＺ形式光情報パルス信号の光パワースペクトルは、周波数間隔（ｆ０／Ｍ）毎の線スペクトルと、連続スペクトル（破線にて示す）の和となる。この際、光変調器１０５で生成される光パルス列の不要部分、つまり周波数ｆ０の光パルス列中で周波数（ｆ０／Ｍ）以外の光パルスに対する抑圧が不十分な場合、図１２（ｂ）に示すように、中心周波数ｆｃを含む周波数間隔ｆoの線スペクトルの強度が相対的に大きくなり、その他の線スペクトルおよび連続スペクトルの強度が相対的に小さくなる。この傾向は、図１に示す構成を採用した場合と同様であるので、図９に示す構成においても図１に示す構成と同様に、不要パルスの抑圧比を最大にすることができる。 The optical power spectrum of the RZ format optical information pulse signal is the sum of a line spectrum for each frequency interval (f 0 / M) and a continuous spectrum (shown by a broken line). In this case, unnecessary portions of the optical pulse train generated by the optical modulator 105, that is, when in the optical pulse train of frequency f 0 to insufficient suppression for light pulses other than the frequency (f 0 / M), FIG. 12 (b) As shown, the intensity of the line spectrum of the frequency interval fo including the center frequency fc becomes relatively large, and the intensity of the other line spectrum and the continuous spectrum becomes relatively small. Since this tendency is the same as the case where the configuration shown in FIG. 1 is adopted, the suppression ratio of unnecessary pulses can be maximized in the configuration shown in FIG. 9 as in the configuration shown in FIG.

よって、図９に示す構成によれば、光パルス列を分周する為の光変調器と、情報データに基づく光変調を施す為の光変調器と、を１体化することができるので、図１に示す構成に比して装置サイズを縮小化することが可能となる。   Therefore, according to the configuration shown in FIG. 9, the optical modulator for dividing the optical pulse train and the optical modulator for performing optical modulation based on the information data can be combined into one unit. Compared to the configuration shown in FIG. 1, the apparatus size can be reduced.

尚、図７に示す矩形波生成器１０３に対しても、図１０に示す構成と同様に排他的論理和回路４０４の出力に論理積回路５０６を設けることにより、分周光信号ＬＢＰの形態でＲＺ形式の光情報パルス信号を生成することが可能となる。   For the rectangular wave generator 103 shown in FIG. 7 as well, the AND circuit 506 is provided at the output of the exclusive OR circuit 404 as in the configuration shown in FIG. It becomes possible to generate an optical information pulse signal in the RZ format.

１０３ 矩形波生成器
１０４ パルス光源
１０５ 光変調器
１０８ 光分波器
１０９、１１０ 光検出器
１１１ 減算器
１２５ バイアス電圧源
１２６ 加算器
２００ バイアス電圧調整部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 103 Rectangular wave generator 104 Pulse light source 105 Optical modulator 108 Optical demultiplexer 109, 110 Photo detector 111 Subtractor 125 Bias voltage source 126 Adder 200 Bias voltage adjustment part

Claims (8)

周波数ｆ０にて点灯及び消灯を繰り返す光パルス列を分周することにより周波数ｆ０／Ｍ（Ｍ：２以上の整数）の分周光パルス列を含む光信号を生成する光信号生成装置であって、
前記分周光パルス列を、光パワースペクトル密度が最大となる中心周波数及び前記中心周波数から前記周波数ｆ０の整数倍だけ離間した周波数からなる第１光成分と、前記第１光成分以外の第２光成分と、に分波する光分波手段と、
前記第１光成分における光パワーを電気信号に変換して第１光パワー信号を得ると共に、前記第２光成分における光パワーを電気信号に変換して第２光パワー信号を得る光検出手段と、
前記第１光パワー信号から前記第２光パワー信号を減算することにより不要光の大きさを表す不要光レベル信号を生成する減算手段と、
基本バイアス電圧を生成するバイアス電圧源と、
前記不要光レベル信号に対応したバイアス調整量を示すバイアス調整信号を前記基本バイアス電圧に加算することによりバイアス調整の施されたバイアス電圧を生成する加算手段と、
前記周波数ｆ０／Ｍの矩形波信号を生成する矩形波生成手段と、
前記バイアス電圧を前記矩形波信号に重畳して得た変調信号に基づいて前記光パルス列を光強度変調したものを前記分周光パルス列として生成する光変調手段と、を有することを特徴とする光信号生成装置。 An optical signal generation device that generates an optical signal including a frequency-divided optical pulse train of frequency f 0 / M (M: an integer equal to or greater than 2) by dividing an optical pulse train that repeatedly turns on and off at a frequency f 0 . ,
The frequency-divided optical pulse train includes a first optical component having a center frequency at which the optical power spectral density is maximum, a frequency separated from the center frequency by an integer multiple of the frequency f 0 , and a second optical component other than the first optical component. An optical demultiplexing means for demultiplexing into an optical component;
Light detecting means for converting a light power in the first light component into an electric signal to obtain a first light power signal and converting a light power in the second light component into an electric signal to obtain a second light power signal; ,
Subtracting means for generating an unnecessary light level signal representing the size of unnecessary light by subtracting the second optical power signal from the first optical power signal;
A bias voltage source for generating a basic bias voltage;
Adding means for generating a bias voltage subjected to bias adjustment by adding a bias adjustment signal indicating a bias adjustment amount corresponding to the unnecessary light level signal to the basic bias voltage;
Rectangular wave generating means for generating a rectangular wave signal of the frequency f 0 / M;
Optical modulation means for generating, as the frequency-divided optical pulse train, a light intensity modulated version of the optical pulse train based on a modulation signal obtained by superimposing the bias voltage on the rectangular wave signal. Signal generator. 前記矩形波生成手段は、前記周波数ｆ０のクロック信号を分周して周波数ｆ０／（２Ｍ）の分周クロック信号を生成する分周手段と、
前期分周クロック信号を（１／ｆ０）だけ遅延させた遅延分周クロック信号を生成する移相手段と、
前記分周クロック信号と前記遅延分周クロック信号との排他的論理和を求め当該排他的論理和の結果を前記矩形波信号として得る排他的論理和回路と、を含むことを特徴とする請求項１に記載の光信号生成装置。 The rectangular wave generating means includes frequency dividing means for generating a divided clock signal of frequency f 0 / (2M) the clock signal of the frequency f 0 by dividing,
Phase shifting means for generating a delayed divided clock signal obtained by delaying the previous divided clock signal by (1 / f 0 );
An exclusive OR circuit that obtains an exclusive OR of the divided clock signal and the delayed divided clock signal and obtains the result of the exclusive OR as the rectangular wave signal. The optical signal generation device according to 1. 前記不要光レベル信号として取り得る最小値を前記不要光レベル信号から減算した減算結果を第１不要光レベル信号として得る手段と、
前記第１不要光レベル信号が所定閾値より低い状態から高い状態に遷移する度に前記第１不要光レベル信号の極性を反転させた信号を第２不要光レベル信号として得る手段と、
前記第２不要光レベル信号のレベルを累算したものを前記バイアス調整信号として得る手段と、を含むことを特徴とする請求項１又は２記載の光信号生成装置。 Means for obtaining, as a first unnecessary light level signal, a subtraction result obtained by subtracting a minimum value that can be taken as the unnecessary light level signal from the unnecessary light level signal;
Means for obtaining, as a second unnecessary light level signal, a signal obtained by inverting the polarity of the first unnecessary light level signal each time the first unnecessary light level signal transitions from a state lower than a predetermined threshold to a high state;
3. The optical signal generation apparatus according to claim 1, further comprising: a unit that obtains an accumulated level of the second unnecessary light level signal as the bias adjustment signal. 4. 前記光変調手段は、ニオブ酸リチウム型又は電界吸収型の光変調器であることを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１に記載の光信号生成装置。   4. The optical signal generation device according to claim 1, wherein the light modulation means is a lithium niobate type or an electroabsorption type optical modulator. 周波数ｆ０にて点灯及び消灯を繰り返す光パルス列に対して情報データに基づく変調処理を施すことにより周波数ｆ０／Ｍ（Ｍ：２以上の整数）の分周光パルス列を含む光信号を生成する光信号生成装置であって、
前記分周光パルス列を、光パワースペクトル密度が最大となる中心周波数及び前記中心周波数から前記周波数ｆ０の整数倍だけ離間した周波数からなる第１光成分と、前記第１光成分以外の第２光成分と、に分波する光分波手段と、
前記第１光成分における光パワーを電気信号に変換して第１光パワー信号を得ると共に、前記第２光成分における光パワーを電気信号に変換して第２光パワー信号を得る光検出手段と、
前記第１光パワー信号から前記第２光パワー信号を減算することにより不要光の大きさを表す不要光レベル信号を生成する減算手段と、
基本バイアス電圧を生成するバイアス電圧源と、
前記不要光レベル信号に対応したバイアス調整量を示すバイアス調整信号を前記基本バイアス電圧に加算することによりバイアス調整の施されたバイアス電圧を生成する加算手段と、
前記情報データに基づいてリターンゼロ形式の矩形波信号を生成する矩形波生成手段と、
前記バイアス電圧を前記矩形波信号に重畳して得た変調信号に基づいて前記光パルス列を光強度変調したものを前記分周光パルス列として生成する光変調手段と、を有することを特徴とする光信号生成装置。 An optical signal including a frequency-divided optical pulse train of frequency f 0 / M (M: an integer equal to or greater than 2) is generated by performing modulation processing based on information data for an optical pulse train that repeatedly turns on and off at frequency f 0 . An optical signal generator,
The frequency-divided optical pulse train includes a first optical component having a center frequency at which the optical power spectral density is maximum, a frequency separated from the center frequency by an integer multiple of the frequency f 0 , and a second optical component other than the first optical component. An optical demultiplexing means for demultiplexing into an optical component;
Light detecting means for converting a light power in the first light component into an electric signal to obtain a first light power signal and converting a light power in the second light component into an electric signal to obtain a second light power signal; ,
Subtracting means for generating an unnecessary light level signal representing the size of unnecessary light by subtracting the second optical power signal from the first optical power signal;
A bias voltage source for generating a basic bias voltage;
Adding means for generating a bias voltage subjected to bias adjustment by adding a bias adjustment signal indicating a bias adjustment amount corresponding to the unnecessary light level signal to the basic bias voltage;
A rectangular wave generating means for generating a rectangular wave signal in a return zero format based on the information data;
Optical modulation means for generating, as the frequency-divided optical pulse train, a light intensity modulated version of the optical pulse train based on a modulation signal obtained by superimposing the bias voltage on the rectangular wave signal. Signal generator. 前記矩形波生成手段は、前記周波数ｆ０のクロック信号を分周して周波数ｆ０／（２Ｍ）の分周クロック信号を生成する分周手段と、
前期分周クロック信号を（１／ｆ０）だけ遅延させた遅延分周クロック信号を生成する移相手段と、
前記分周クロック信号と前記遅延分周クロック信号との排他的論理和を求める排他的論理和回路と、
前記情報データを担うビットレートｆ０／Ｍの２値のデータ信号と前記排他的論理和の結果との論理積を求め当該論理積の結果を前記矩形波信号として生成する論理積回路と、を含むことを特徴とする請求項５に記載の光信号生成装置。 The rectangular wave generating means includes frequency dividing means for generating a divided clock signal of frequency f 0 / (2M) the clock signal of the frequency f 0 by dividing,
Phase shifting means for generating a delayed divided clock signal obtained by delaying the previous divided clock signal by (1 / f 0 );
An exclusive OR circuit for obtaining an exclusive OR of the divided clock signal and the delayed divided clock signal;
A logical product circuit that obtains a logical product of a binary data signal of the bit rate f 0 / M carrying the information data and the result of the exclusive logical sum and generates the result of the logical product as the rectangular wave signal; The optical signal generation device according to claim 5, further comprising: 前記不要光レベル信号として取り得る最小値を前記不要光レベル信号から減算した減算結果を第１不要光レベル信号として得る手段と、
前記第１不要光レベル信号が所定閾値より低い状態から高い状態に遷移する度に前記第１不要光レベル信号の極性を反転させた信号を第２不要光レベル信号として得る手段と、
前記第２不要光レベル信号のレベルを累算したものを前記バイアス調整信号として得る手段と、を含むことを特徴とする請求項５又は６記載の光信号生成装置。 Means for obtaining, as a first unnecessary light level signal, a subtraction result obtained by subtracting a minimum value that can be taken as the unnecessary light level signal from the unnecessary light level signal;
Means for obtaining, as a second unnecessary light level signal, a signal obtained by inverting the polarity of the first unnecessary light level signal each time the first unnecessary light level signal transitions from a state lower than a predetermined threshold to a high state;
The optical signal generation device according to claim 5, further comprising: a unit that obtains an accumulated level of the second unnecessary light level signal as the bias adjustment signal. 前記光変調手段は、ニオブ酸リチウム型又は電界吸収型の光変調器であることを特徴とする請求項５ないし７のいずれか１に記載の光信号生成装置。   8. The optical signal generation device according to claim 5, wherein the light modulation means is a lithium niobate type or an electroabsorption type optical modulator.
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