JP2013141409A - Switching element drive circuit for electric power conversion system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、スイッチング素子とその駆動回路を有する電力変換装置のスイッチング素子駆動回路に関する。 The present invention relates to a switching element driving circuit of a power conversion device having a switching element and a driving circuit thereof.
従来、商用交流を整流して直流出力電圧を得るコンバータとして高調波の発生を抑止しつつ入力力率を改善するアクティブコンバータが知られている（例えば、非特許文献１を参照）。この回路は、例えば図９に示すように交流電源１の交流電圧を整流して直流電圧を得る電力変換回路２の後段に、スイッチング素子が接続され、このスイッチング素子を駆動する駆動回路３を備えたものでＰＦＣ（Power Factor Correction）コンバータとも呼ばれている。
Conventionally, an active converter that improves the input power factor while suppressing generation of harmonics is known as a converter that rectifies commercial alternating current to obtain a direct current output voltage (see, for example, Non-Patent Document 1). For example, as shown in FIG. 9, this circuit includes a drive circuit 3 that is connected to a switching element at a subsequent stage of a power conversion circuit 2 that obtains a DC voltage by rectifying an AC voltage of an
図９において整流回路は、四つのダイオードＤ１〜Ｄ４によってブリッジ整流回路を構成している。このブリッジ整流回路の直流出力側には、リアクトルＬ１、スイッチング素子［ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）］および電流検出用のシャント抵抗Ｒｓによる直列回路が接続される。またＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ５と平滑コンデンサＣ１からなる直列回路が接続されている。そして平滑コンデンサＣ１の両端から得られる平滑された直流電圧が負荷ＲＬに与えられるようになっている。 In FIG. 9, the rectifier circuit constitutes a bridge rectifier circuit by four diodes D 1 to D 4 . A series circuit including a reactor L 1 , a switching element [MOSFET (Q 1 )], and a current detecting shunt resistor R s is connected to the DC output side of the bridge rectifier circuit. The drain of the MOSFET (Q 1) - between the source, a series circuit composed of a diode D 5 from the smoothing capacitor C 1 is connected. The smoothed DC voltage obtained from both ends of the smoothing capacitor C 1 is adapted to be supplied to the load R L.
次に駆動回路３は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲートに与える駆動電圧を制御してスイッチングする。この駆動回路３には、負荷ＲＬに印加される直流電圧検出値Ｖｄを検出し、この直流電圧検出値Ｖｄと出力電圧指令値Ｖａとを比較する比較器４が設けられている。この比較器４で比較され、その結果が差電圧［Ｖａ−Ｖｄ］として出力されて比例・積分回路５に与えられる。 Next, the drive circuit 3 performs switching by controlling the drive voltage applied to the gate of the MOSFET (Q 1 ). The drive circuit 3 is provided with a comparator 4 that detects a DC voltage detection value V d applied to the load RL and compares the DC voltage detection value V d with the output voltage command value V a . . The comparison is made by the comparator 4, and the result is outputted as a difference voltage [V a −V d ] and given to the proportional / integration circuit 5.
比例・積分回路５の出力電圧Ｖｂは、乗算器６によって整流回路の出力電圧検出値Ｖｒとの電圧積がとられ、電流指令値Ｖｃとなって出力される。
整流回路で整流された直流電流は、シャント抵抗Ｒｓによって検出され、検出電流値に応じた電圧値に変換された電流検出値Ｖｓが得られる。この電流検出値Ｖｓと電流指令値Ｖｃとが比較器７によって比較される。この比較器７で比較された結果が差電圧［Ｖｃ−Ｖｓ］として出力され、比例・積分回路８に与えられる。
Output voltage V b of the proportional plus integral circuit 5, the voltage product of the output voltage detection value V r of the rectifier circuit taken by the multiplier 6 is output as a current instruction value V c.
The direct current rectified by the rectifier circuit is detected by the shunt resistor R s , and a current detection value V s converted to a voltage value corresponding to the detected current value is obtained. The current detection value V s and the current command value V c are compared by the comparator 7. The result of comparison by the comparator 7 is output as a difference voltage [V c −V s ] and is given to the proportional / integration circuit 8.
比例・積分回路８の出力は、コンパレータ１０によって三角波発生部９の出力と比較され、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）ゲート駆動信号であるＰＷＭ信号が生成される。
一方、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の近傍には、このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の温度を検出し、その検出温度値を出力する温度検出部１１が設けられている。この温度検出部１１が検出した検出温度値が所定の温度閾値を超えていないかどうかを比較するためコンパレータ１２に与えられる。このコンパレータ１２に設定される所定の温度閾値は、コンパレータ１２の正入力端子に接続された電圧Ｖｔによって与えられる。このコンパレータ１２は、温度検出部１１が検出した検出温度値が所定の温度閾値を超えていないときゲート駆動信号の出力を許可する役割を担っている。
The output of the proportional / integral circuit 8 is compared with the output of the triangular wave generator 9 by the
On the other hand, in the vicinity of the MOSFET (Q 1), the temperature detecting section 11 that the temperature is detected and outputs the detected temperature value of the MOSFET (Q 1) is provided. In order to compare whether or not the detected temperature value detected by the temperature detecting unit 11 exceeds a predetermined temperature threshold value, it is given to the
そして二つのコンパレータ１０，１２からともに信号が出力されたことをＡＮＤ回路１３が検知するとベース及びエミッタがそれぞれ接続されたＮＰＮトランジスタＴｒ１とＰＮＰトランジスタＴｒ２のベースにゲート駆動信号を与える。トランジスタＴｒ１のコレクタには、ゲート駆動電圧Ｖｇが接続され、トランジスタＴｒ２のコレクタは接地されている。したがってＡＮＤ回路１３からＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンする駆動信号（充電駆動信号）がこれらのトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に与えられると、トランジスタＴｒ１からゲート駆動電圧Ｖｇがゲート抵抗Ｒｇ１を介してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）に与えられる。
When the AND circuit 13 detects that signals are output from the two
次いでＡＮＤ回路１３からゲートをオフする駆動信号（放電駆動信号）がトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に与えられると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲートに蓄積された電荷がゲート抵抗Ｒｇ１を介してトランジスタＴｒ２によって接地、放電される。ここにゲート抵抗Ｒｇ１は、ゲートの充放電電流を制限するものである。 Next, when a drive signal (discharge drive signal) for turning off the gate is supplied from the AND circuit 13 to the transistors T r1 and T r2 , the electric charge accumulated in the gate of the MOSFET (Q 1 ) is passed through the gate resistor R g1 to the transistor T Grounded and discharged by r2 . Here, the gate resistance R g1 limits the charge / discharge current of the gate.
このように構成された電力変換装置（コンバータ）は、ゲート抵抗Ｒｇ１の抵抗値に依存してゲート電圧の時間変化率が変化し、それゆえＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のスイッチング特性も変化する。つまりゲート抵抗Ｒｇ１の抵抗値を小さくするとゲート電流が増加する。このためスイッチング素子のゲート電圧が時間的に急峻に変化することになってスイッチングスピードが増加する。したがってスイッチング損失を低減することができる。しかし、その一方でターンオフ時のサージ電圧が増加し、スイッチング時に発生するノイズも増加するという問題が生ずる。 In the power conversion device (converter) configured as described above, the rate of time change of the gate voltage changes depending on the resistance value of the gate resistance Rg1 , and therefore the switching characteristics of the MOSFET (Q 1 ) also change. That is, when the resistance value of the gate resistance Rg1 is decreased, the gate current increases. For this reason, the gate voltage of the switching element changes sharply with time, and the switching speed increases. Therefore, switching loss can be reduced. However, on the other hand, there is a problem that the surge voltage at turn-off increases and the noise generated at the time of switching also increases.
逆に、ゲート抵抗Ｒｇ１の抵抗値を大きくすると、ゲート電圧の時間変化率が小さくなる。このためスイッチングスピードが遅くなり、スイッチング損失が増加してしまうが、サージ電圧やノイズを低減することが可能となる。 On the contrary, when the resistance value of the gate resistance Rg1 is increased, the temporal change rate of the gate voltage is decreased. For this reason, the switching speed becomes slow and the switching loss increases, but the surge voltage and noise can be reduced.
電力変換回路では、一般にスイッチング素子がオンまたはオフする電流値が小さいとき（軽負荷時も含む）から大きいとき（重負荷時も含む）までの全作動範囲でゲート抵抗を変化させることはなく、その抵抗値は一定である。このためゲート抵抗は、最大電流をオフした場合に発生するサージ電圧が耐圧を超えることがないように、あるいは最大負荷時でもノイズが許容値を超えないように抵抗値が選定される。 In the power conversion circuit, the gate resistance is generally not changed over the entire operating range from when the current value at which the switching element is turned on or off is small (including light load) to large (including heavy load). Its resistance value is constant. For this reason, the resistance value of the gate resistor is selected so that the surge voltage generated when the maximum current is turned off does not exceed the withstand voltage, or the noise does not exceed the allowable value even at the maximum load.
このため軽負荷時などのスイッチング素子に流れる電流値が小さいときは、許容値に対して発生するサージ電圧やノイズに余裕があるにもかかわらず、最大負荷時に設定したゲート抵抗のために大きなスイッチング損失が発生するという問題がある。 For this reason, when the value of the current flowing through the switching element is small, such as when the load is light, large switching occurs due to the gate resistance set at the maximum load, even though there is a margin in the surge voltage and noise generated for the allowable value. There is a problem that loss occurs.
またスイッチング素子のスイッチングスピードは、温度にも依存する。すなわち温度が高くなるとスイッチングスピードが遅くなり、逆に温度が低くなるとスイッチングスピードが速くなる。よって、温度が高いほどサージ電圧やノイズも低くなる。 The switching speed of the switching element also depends on the temperature. That is, the switching speed decreases as the temperature increases, and conversely, the switching speed increases as the temperature decreases. Therefore, the higher the temperature, the lower the surge voltage and noise.
このようにスイッチング素子の温度は動作状態や周囲温度によって変化するため、ゲート抵抗はサージ電圧やノイズにとって最悪条件である低温時において許容値を超えない抵抗値が選定される。このように低温時に適したゲート抵抗が選定すると、高温時ではサージ電圧やノイズに余裕があるにもかかわらず、大きなスイッチング損失が発生するという問題が生ずる。 As described above, since the temperature of the switching element varies depending on the operating state and the ambient temperature, a resistance value that does not exceed an allowable value at a low temperature, which is the worst condition for surge voltage and noise, is selected for the gate resistance. When a gate resistance suitable for a low temperature is selected as described above, there arises a problem that a large switching loss occurs at a high temperature although there is a margin in surge voltage and noise.
さらに、サージ電圧やノイズは定常オフ時にスイッチング素子に印加される電圧、即ち直流中間電圧にも依存する。サージ電圧の極大値は直流中間電圧とスイッチング時の跳ね上がり電圧の総和になるため、直流中間電圧が低くければ、例え跳ね上がり電圧が高くなったとしてもスイッチング素子の耐圧を超えることなく、電力変換装置を安全に作動させることができる。その一方でノイズは、スイッチング素子とグランド間に生成される寄生容量が充放電されることによって誘発されるため、スイッチング素子に印加される電圧が高いほど寄生容量を充放電する電流が増加し、発生するノイズも増加する。 Furthermore, the surge voltage and noise also depend on the voltage applied to the switching element at the time of steady off, that is, the DC intermediate voltage. The maximum value of the surge voltage is the sum of the DC intermediate voltage and the jumping voltage at the time of switching. Can be operated safely. On the other hand, noise is induced by charging and discharging the parasitic capacitance generated between the switching element and the ground, so that the higher the voltage applied to the switching element, the more current that charges and discharges the parasitic capacitance, The generated noise also increases.
近年では、直流中間電圧を変化させて装置の制御性能を向上させるＰＡＭ制御が用いられるようになり、直流中間電圧が変化するケースが多い。しかし、直流中間電圧が低い時には、サージ電圧のピーク値やノイズが減少するにも関わらず、ゲート抵抗の抵抗値は一定であるため、大きなスイッチング損失が発生する問題がある。 In recent years, PAM control that improves the control performance of the device by changing the DC intermediate voltage has been used, and the DC intermediate voltage often changes. However, when the DC intermediate voltage is low, the resistance value of the gate resistance is constant despite the reduction of the peak value of the surge voltage and the noise, and there is a problem that a large switching loss occurs.
そこで、電流値を検出してゲート抵抗を切り換える手段が試みられている（例えば、特許文献１を参照）。また温度検出値をゲート抵抗の切り換えを行うための判断要素の一つとした駆動回路もある（例えば、特許文献２を参照）。 Therefore, means for detecting the current value and switching the gate resistance has been attempted (for example, see Patent Document 1). There is also a drive circuit in which the temperature detection value is one of determination elements for switching the gate resistance (see, for example, Patent Document 2).
しかしながら特許文献１に記載の電圧形スイッチング素子制御方法及びその装置に用いられている絶縁形の電流検出器は高価であり、電力変換装置のコストが増加するという問題が生ずる。もちろん安価な電流検出器としてシャント抵抗を用いることも可能であるが、シャント抵抗の両端に生ずる電圧は、発生損失を低減させるために微小な電圧値である。このため検出電圧値に僅かなノイズが重畳されると、電力変換装置が誤動作を起こす要因となったり、破損が生じたりするという懸念がある。
However, the voltage-type switching element control method described in
また特許文献２に記載の半導体スイッチング装置は、温度検出値をゲート抵抗の切り換えを行うための判断要素の一つとしているが、直流中間電圧の変化に応じてゲート抵抗を切り換えることができず、スイッチングに伴う電力損失を軽減することができない。 Further, the semiconductor switching device described in Patent Document 2 uses the temperature detection value as one of the determination elements for switching the gate resistance, but cannot switch the gate resistance in accordance with the change in the DC intermediate voltage, It is not possible to reduce power loss due to switching.
本発明は、このような問題を解決するべくなされたもので、その目的とするところは、スイッチング損失を低減しつつノイズの発生を効果的に抑えることができる電力変換装置のゲート駆動回路を提供しようとするものである。 The present invention has been made to solve such problems, and an object of the present invention is to provide a gate drive circuit for a power conversion device that can effectively suppress noise generation while reducing switching loss. It is something to try.
上述した目的を達成するため本発明の電力変換装置のゲート駆動回路は、直流中間電圧部の電圧値を検出する直流中間電圧検出部と、前記直流中間電圧部に接続されたスイッチング素子と、直流中間電圧指令値に応じて前記スイッチング素子を駆動して前記直流中間電圧部の電圧を制御するスイッチング素子駆動部とを備えた電力変換装置のスイッチング素子駆動回路であって、前記スイッチング素子駆動部は、前記直流中間電圧の指令値または前記直流中間電圧検出部が検出した電圧値が所定の電圧閾値よりも高いとき前記駆動電圧の時間変化率を所定の時間変化率よりも小さくし、前記直流中間電圧の指令値または前記直流中間電圧検出部が検出した電圧値が前記電圧閾値よりも低いとき前記駆動電圧の時間変化率を所定の時間変化率よりも大きくする駆動電圧制御部を備えることを特徴とするものである。 In order to achieve the above-described object, a gate drive circuit of a power converter of the present invention includes a DC intermediate voltage detection unit that detects a voltage value of a DC intermediate voltage unit, a switching element connected to the DC intermediate voltage unit, A switching element driving circuit of a power conversion device including a switching element driving unit that drives the switching element according to an intermediate voltage command value and controls the voltage of the DC intermediate voltage unit, wherein the switching element driving unit includes: When the command value of the DC intermediate voltage or the voltage value detected by the DC intermediate voltage detector is higher than a predetermined voltage threshold, the time change rate of the drive voltage is made smaller than the predetermined time change rate, When the voltage command value or the voltage value detected by the DC intermediate voltage detector is lower than the voltage threshold, the time change rate of the drive voltage is expressed as a predetermined time change rate. It is characterized in that a drive voltage control unit is also increased.
上述の電力変換装置のゲート駆動回路は、直流中間電圧指令値に応じてゲート抵抗の抵抗値を制御して駆動電圧の時間変化率を変化させる。即ち、直流中間電圧指令値が所定の電圧閾値よりも高いときにはゲート抵抗の抵抗値を大きくしてゲート電圧の時間変化率を緩やかな変化とし、スイッチングスピードを遅くする。それゆえターンオフ時のサージ電圧を抑制することができる。逆に直流中間電圧指令値が所定の電圧閾値よりも低いときには、ゲート抵抗の抵抗値を小さくしてゲート電圧の時間変化率を急峻な変化としてスイッチング損失を低減させる。 The gate drive circuit of the power converter described above controls the resistance value of the gate resistance in accordance with the direct current intermediate voltage command value to change the time change rate of the drive voltage. That is, when the DC intermediate voltage command value is higher than a predetermined voltage threshold value, the resistance value of the gate resistance is increased to make the time rate of change of the gate voltage moderate, and the switching speed is slowed. Therefore, the surge voltage at turn-off can be suppressed. Conversely, when the DC intermediate voltage command value is lower than the predetermined voltage threshold value, the resistance value of the gate resistance is reduced to reduce the switching loss by making the time change rate of the gate voltage abrupt.
好ましくは前記駆動電圧制御部は、前記電流指令閾値および前記スイッチング素子の温度値によって前記駆動電圧の時間変化率を制御することが望ましい。
上述の電力変換装置のゲート駆動回路は、スイッチング素子の温度値が所定の温度閾値よりも高いときにはゲート抵抗の抵抗値を小さくしてゲート電圧の時間変化率を急峻とし、損失を低減させる。逆にスイッチング素子の温度値が所定の温度閾値よりも低いときときには、ゲート抵抗の抵抗値を大きくしてゲート電圧の時間変化率を緩やかな変化としてノイズを低減させる。
Preferably, the drive voltage control unit controls the time change rate of the drive voltage based on the current command threshold and the temperature value of the switching element.
When the temperature value of the switching element is higher than a predetermined temperature threshold, the gate drive circuit of the power conversion device described above reduces the resistance value of the gate resistance to make the time change rate of the gate voltage steep and reduce the loss. Conversely, when the temperature value of the switching element is lower than the predetermined temperature threshold, the resistance value of the gate resistance is increased to reduce the noise by setting the time change rate of the gate voltage as a gradual change.
あるいは前記駆動電圧制御部は、前記電流指令閾値、前記直流中間電圧の指令値、前記直流中間電圧検出部が検出した電圧値または前記スイッチング素子の温度値の少なくとも二つの値によって前記駆動電圧の時間変化率を変更するものとして構成される。 Alternatively, the drive voltage control unit may determine the time of the drive voltage based on at least two values of the current command threshold value, the DC intermediate voltage command value, the voltage value detected by the DC intermediate voltage detection unit, or the temperature value of the switching element. It is configured to change the rate of change.
上述したように本発明の電力変換装置のスイッチング素子駆動回路は、変換回路の動作や状態に応じてゲート電圧の変化率を切り換えているので効果的にスイッチング損失やノイズを低減させることができる。また本発明の電力変換装置のスイッチング素子駆動回路は、電流指令値の大きさによってゲート電圧の変化率を切り換えるタイミングを決定しているので、ノイズなどによる誤動作を防ぐことができ、信頼性の高い電力変換装置を提供できる。さらに本発明は、温度だけでなく直流中間電圧も加味してゲート電圧の変化率を調整できるので、本発明の電力変換装置のスイッチング素子駆動回路は、電力変換装置の稼動状況に応じて、より最適なゲート駆動が可能となり、スイッチング損失とノイズを低減できるという優れた効果を奏し得る。 As described above, the switching element driving circuit of the power conversion device of the present invention can effectively reduce switching loss and noise because the change rate of the gate voltage is switched according to the operation and state of the conversion circuit. In addition, since the switching element driving circuit of the power conversion device of the present invention determines the timing for switching the rate of change of the gate voltage according to the magnitude of the current command value, it can prevent malfunction due to noise and the like and has high reliability. A power converter can be provided. Furthermore, since the present invention can adjust the rate of change of the gate voltage in consideration of not only the temperature but also the direct current intermediate voltage, the switching element driving circuit of the power converter of the present invention is more suitable for the operating status of the power converter. Optimal gate driving is possible, and an excellent effect that switching loss and noise can be reduced can be obtained.
以下、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図１,２は本発明の実施例１を示すものであって、図中、図９と同一の符号を付した部分は同一物を表わし、基本的な構成は図に示す従来のものと同様であるので説明を略述する。
1 and 2
さて図１に示す本発明の実施例１に係る電力変換装置のスイッチング素子回路が従来のものと異なるところは、ゲート抵抗Ｒｇ２とスイッチＳＷの直列回路をゲート抵抗Ｒｇ１と並列に接続し、乗算器６から出力される電流指令値Ｖｃが所定の設定値Ｖｔｈを上回ったとき、このスイッチＳＷをオンにするコンパレータ２０を有する駆動電圧制御部を備えた点にある。
Now, the switching element circuit of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1 is different from the conventional one in that a series circuit of a gate resistor R g2 and a switch SW is connected in parallel with the gate resistor R g1 , when the current instruction value V c output from the multiplier 6 exceeds a predetermined setting value V th, is in that a drive voltage control unit having a
このような特徴ある本発明の電力変換装置のスイッチング素子回路についてより詳細に説明する。
まず電流指令値Ｖｃは、四つのダイオードＤ１〜Ｄ４で構成されるブリッジ整流回路の出力電圧検出値Ｖｒを比例・積分回路５の出力電圧Ｖｂと乗算することによって得られる。ちなみに図１に示す交流電源１は、１００Ｖや２００Ｖなどの商用交流であり、これを単に乗算すると高い電圧値になる。このため特に図示しないが電流指令値Ｖｃは、数ボルト程度の値に変換されて乗算器６から出力される。
The switching element circuit of the power conversion device of the present invention having such characteristics will be described in more detail.
First, the current command value V c is obtained by multiplying the output voltage detection value V r of the bridge rectifier circuit constituted by the four diodes D 1 to D 4 and the output voltage V b of the proportional / integration circuit 5. Incidentally, the
ブリッジ整流回路から出力される直流電流ＩＬは、シャント抵抗Ｒｓの両端に生ずる電圧降下によって反転極性で検出され、電流指令値Ｖｃとの差分が零になるようにフィードバック制御される。よってスイッチング周波数成分のリプルを無視すれば直流電流ＩＬは電流指令値Ｖｃに追従するように制御される。またＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンまたはオフする電流も電流指令値Ｖｃに相当する値となる。 DC current I L which is output from the bridge rectifier circuit is detected by inverting the polarity by a voltage drop across the two ends of the shunt resistor R s, it is feedback controlled so that the difference between a current command value V c becomes zero. Therefore the DC current I L neglecting ripple of the switching frequency components is controlled so as to follow the current command value V c. The current at which the MOSFET (Q 1 ) is turned on or off is also a value corresponding to the current command value V c .
次に図２に示すように電流指令値Ｖｃが小さいときには、コンパレータ２０の出力電圧（ゲート抵抗切換信号ＶSEL）がハイレベルとなり、スイッチＳＷがオンする。すると二つのゲート抵抗Ｒｇ１,Ｒｇ２が並列に接続されることになるので、合成抵抗値は減少する。したがってゲート抵抗の抵抗値が小さいのでゲート電圧の時間変化率が急峻となり、スイッチング損失を低減することができる。更に電流指令値Ｖｃが小さいときには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がスイッチングする電流も小さい。このためゲート抵抗を小さくしてもサージ電圧はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の耐圧を超えることなく、安全に動作させることができる。 The next time a small current command value V c as shown in FIG. 2, the output voltage of the comparator 20 (gate resistance switching signal V SEL) becomes high level, the switch SW is turned on. Then, since the two gate resistors R g1 and R g2 are connected in parallel, the combined resistance value decreases. Therefore, since the resistance value of the gate resistance is small, the rate of time change of the gate voltage becomes steep, and switching loss can be reduced. Further, when the current command value V c is small, the current that the MOSFET (Q 1 ) switches is also small. For this reason, even if the gate resistance is reduced, the surge voltage can be safely operated without exceeding the withstand voltage of the MOSFET (Q 1 ).
一方、電流指令値Ｖｃが大きいときには、ゲート抵抗切換信号ＶSELがローレベルになり、スイッチＳＷがオフする。するとゲート抵抗Ｒｇ１だけとなり、抵抗値が増加する。よって、スイッチングスピードが遅くなり、ターンオフ時のサージ電圧はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）耐圧を超えないように抑制される。 On the other hand, when the current command value Vc is large, the gate resistance switching signal VSEL is at a low level and the switch SW is turned off. Then, only the gate resistance Rg1 is obtained, and the resistance value is increased. Therefore, the switching speed is slowed down, and the surge voltage at turn-off is suppressed so as not to exceed the MOSFET (Q 1 ) breakdown voltage.
かくして本発明の実施例１に係る電力変換装置のスイッチング素子回路は、電流指令値Ｖｃが小さい領域でゲート抵抗の抵抗値を小さくしているのでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のスイッチング損失を低減させることができ、電力変換装置の高効率化を図ることができる。また本発明は、電流指令値Ｖｃが大きい領域でゲート抵抗の抵抗値を大きくしているのでターンオフ時にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）耐圧を超えるサージ電圧の印加を防ぐことができる。 Thus, the switching element circuit of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention reduces the switching loss of the MOSFET (Q 1 ) because the resistance value of the gate resistance is reduced in the region where the current command value V c is small. Thus, the efficiency of the power conversion device can be increased. The present invention can prevent the application of MOSFET (Q 1) surge voltage exceeding the withstand voltage during turn-off because it increases the resistance value of the gate resistance region current command value V c greater.
特に本発明の電力変換装置のスイッチング素子回路は、電流指令値Ｖｃを用いて、その値に応じてゲート抵抗を切り換えている。この電流指令値Ｖｃは交流電源１を全波整流した高電圧を検出することによって生成されるので、多少のノイズが重畳されたとしても相対的にノイズ電圧が小さいので影響を受けることが少ない。更に電流指令値Ｖｃを用いてゲート抵抗の切り換えを行う本発明のスイッチング素子回路は、信頼性が高く、安全に電力変換装置を作動させることができる。
In particular the switching element circuit of a power conversion device of the present invention, by using the current command value V c, which switches the gate resistance in accordance with the value. This current command value V c is generated by detecting a high voltage
また交流電源１の位相（ゼロクロス）を検出し、交流電源１に同期した正弦波全波波形の指令を生成すれば、電流指令値Ｖｃを生成するための電圧検出回路も不用となり、電力変換装置外から受けるノイズの影響をさらに低減することが可能となり、実用上極めて有効である。
The detected
図３に本発明の実施例２に係る電力変換装置のスイッチング制御回路の概略構成を示す。この実施例２が上述した実施例１と異なるところは、負荷ＲＬに代えてＤＣ−ＤＣコンバータやインバータなどの変換回路１５を接続した点にある。このように構成された電力変換装置にあっては、電力変換回路２の出力電圧が直流中間電圧となり、出力電圧指令値Ｖａに相当する電圧値に制御される。
FIG. 3 shows a schematic configuration of a switching control circuit of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention. The difference between the second embodiment and the first embodiment is that a
スイッチング素子回路は、図４に示すように直流電圧検出値Ｖｄが大きくなると、スイッチＳＷをオフにしてゲート抵抗を増加させる。逆に直流電圧検出値Ｖｄが小さいときは、スイッチＳＷをオンにしてゲート抵抗を減少させる
したがって本発明のスイッチング制御回路は、出力電圧が高いときゲート抵抗が増加してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のスイッチングスピードが低下するので、サージ電圧やノイズを効果的に抑制することができるとともに、ターンオフ時におけるサージ電圧が抑制され、スイッチング素子の耐圧を超えることがない。逆に、直流電圧検出値Ｖｄが低くなるとスイッチＳＷをオンにし、ゲート抵抗を減少させているので、スイッチング損失を低減することができ、電力変換装置を高効率で稼動させることができる。
Switching element circuit, when the DC voltage detection value V d as shown in FIG. 4 increases, increasing the gate resistance and turning off the switch SW. Conversely, when the DC voltage detection value Vd is small, the switch SW is turned on to decrease the gate resistance. Therefore, the switching control circuit of the present invention increases the gate resistance when the output voltage is high, and the MOSFET (Q 1 ) Since the switching speed is reduced, surge voltage and noise can be effectively suppressed, and the surge voltage at the time of turn-off is suppressed, so that the withstand voltage of the switching element is not exceeded. On the contrary, when the DC voltage detection value Vd becomes low, the switch SW is turned on and the gate resistance is reduced, so that the switching loss can be reduced and the power converter can be operated with high efficiency.
また直流電圧検出値Ｖｄが低いときには出力電圧も低い。このため本発明のスイッチング制御回路は、ゲート抵抗を小さくして跳ね上がり電圧を増加させてもＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の耐圧を超えることなく電力変換装置を安全に作動させることができる。 Further, when the DC voltage detection value Vd is low, the output voltage is also low. Therefore, the switching control circuit of the present invention can operate the power converter safely without exceeding the withstand voltage of the MOSFET (Q 1 ) even if the gate resistance is reduced to increase the jumping voltage.
なお、本発明のスイッチング制御回路は、直流電圧検出値Ｖｄの代わりに出力電圧指令値Ｖａを用いてゲート抵抗切換信号ＶSELを生成しても同様な効果が得られる。 Note that the switching control circuit of the present invention can obtain the same effect even when the gate resistance switching signal V SEL is generated using the output voltage command value V a instead of the DC voltage detection value V d .
図５に本発明の実施例３に係る電力変換装置のスイッチング制御回路の概略構成を示す。この実施例３が上述した実施例１,２と異なるところはスイッチング素子の温度依存性に着目し、ゲート抵抗の抵抗値を制御する点にある。 FIG. 5 shows a schematic configuration of a switching control circuit of the power conversion apparatus according to the third embodiment of the present invention. The third embodiment is different from the first and second embodiments described above in that the resistance value of the gate resistance is controlled by paying attention to the temperature dependency of the switching element.
この実施例３は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の近傍に素子の温度を検出する温度検出部３０を備え、この温度検出部３０が検出した温度検出値Ｖｅが電流指令値Ｖｃや出力電圧（出力電圧指令値Ｖａまたは直流電圧検出値Ｖｄ）とともにゲート抵抗切換部３１に入力されている。 The third embodiment includes a temperature detection unit 30 that detects the temperature of the element in the vicinity of the MOSFET (Q 1 ), and the temperature detection value V e detected by the temperature detection unit 30 is a current command value V c or an output voltage ( The output voltage command value V a or the DC voltage detection value V d ) is input to the gate resistance switching unit 31.
例えば、電流や出力電圧が大きい場合でもＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の温度が高ければ、ゲート抵抗を小さくしてもサージ電圧やノイズが許容値を超えないことがある。このためゲート電圧の変化率を大きく（変化を急峻に）し、高速スイッチングさせてもサージ電圧やノイズの規定値を超えることがなく、スイッチング損失を低減できる。また、電流値が高く、温度が低くても出力電圧が低ければサージ電圧やノイズは許容値を超えないことがある。このためゲート電圧の変化率を小さく（変化を緩やかに）することで、サージ電圧やノイズを規定値を超えないように低減できる。このようにサージ電圧やノイズは上記３要素の関係で変化する。 For example, even if the current and output voltage are large, if the temperature of the MOSFET (Q 1 ) is high, the surge voltage and noise may not exceed the allowable values even if the gate resistance is reduced. For this reason, even if the rate of change of the gate voltage is increased (the change is sharp) and the switching is performed at a high speed, the switching voltage can be reduced without exceeding the specified value of the surge voltage and noise. Further, even if the current value is high and the temperature is low, the surge voltage and noise may not exceed the allowable value if the output voltage is low. For this reason, by reducing the rate of change of the gate voltage (gradual change), the surge voltage and noise can be reduced so as not to exceed the specified value. As described above, the surge voltage and noise vary depending on the relationship of the above three elements.
そこでゲート抵抗切換部３１には上記３要素の状態に応じて適切なゲート抵抗を選択するための予め検証したデータを用意しておき、電力変換回路の動作状態によってサージ電圧やノイズの発生を許容値以下に抑えつつスイッチング損失を低減させるゲート抵抗を選択させる。 Therefore, data verified in advance for selecting an appropriate gate resistance according to the state of the above three elements is prepared in the gate resistance switching unit 31, and the generation of surge voltage and noise is allowed depending on the operation state of the power conversion circuit. A gate resistor that reduces switching loss while keeping the value below is selected.
なお、ゲート抵抗の選択には必ずしも上記３要素全てを用いる必要はなく、仕様に応じて適宜選択してもよい。例えば、スイッチング素子の温度変化がほとんどない場合は、温度による判断要素を削除しても構わない。このような制御は例えばディジタル制御を適用すれば容易に実現可能であり、電流や電圧および温度などを加味した最適なゲート駆動条件が実現でき、電力変換装置におけるサージ電圧やノイズまたはスイッチング損失を低減することができる。 Note that it is not always necessary to use the above three elements for selection of the gate resistance, and may be appropriately selected according to the specification. For example, when there is almost no temperature change of the switching element, the determination element based on the temperature may be deleted. Such control can be easily realized by applying digital control, for example, and it is possible to realize optimum gate drive conditions that take into account current, voltage, temperature, etc., and reduce surge voltage, noise, or switching loss in the power converter. can do.
また、本実施例ではゲート電圧の変化率を変化させる手段として、ゲート抵抗を切り換える方式を説明したが、図６（図１，３，５の回路図におけるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とゲート抵抗ＲＧ１以外を省略）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲート・ソース間にコンデンサＣｘとスイッチＳＷｘの直列回路を接続し、そのスイッチをオン・オフさせてゲート電圧の変化率を変化させてもよい。すなわちゲート電圧の変化率を減少させるには、図示しないスイッチ制御回路がスイッチＳＷｘをオンにしてコンデンサＣｘを充電させればよい。逆にゲート電圧の変化率を増加させるときは、スイッチ制御回路がスイッチＳＷｘをオフし、ゲート・ソース間に存在する寄生容量だけを充電させればよい。 In this embodiment, the method of switching the gate resistance has been described as means for changing the rate of change of the gate voltage. However, FIG. 6 (MOSFET (Q 1 ) in the circuit diagrams of FIGS. 1, 3, and 5 and the gate resistance R G1 ). the connecting a series circuit of a capacitor C x and the switch SW x between the gate and source of the MOSFET (Q 1) as shown in the drawings), and the switch is turned on and off by varying the rate of change of gate voltage than Also good. That is, reduce the rate of change of the gate voltage, it is sufficient to charge the capacitor C x switch control circuit (not shown) turns on the switch SW x. When increasing the rate of change of the gate voltage in the reverse, the switch control circuit turns off the switch SW x, it is sufficient only to charge parasitic capacitance existing between the gate and the source.
あるいは本発明のスイッチング回路は、複数のゲート抵抗切換回路を用いて段階的にゲート電圧の変化率を変化させてもよい。具体的には、図１，３，５の回路図に示したゲート抵抗ＲＧ１，ＲＧ２およびスイッチＳＷからなるゲート抵抗回路を図７（ゲート抵抗回路およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）以外を省略）に示すように三つのゲート抵抗ＲＧ１，ＲＧ２，ＲＧ３を用い、ゲート抵抗ＲＧ１にゲート抵抗ＲＧ２とスイッチＳＷ２を直列に接続した直列回路を並列に接続し、更にゲート抵抗ＲＧ３とスイッチＳＷ３を直列に接続した直列回路を並列に接続する。ここで二つのゲート抵抗ＲＧ２，ＲＧ３は、［ＲＧ２＜ＲＧ３］であるとする。そしてそれぞれのスイッチＳＷ２，ＳＷ３をゲート抵抗切換部がオン・オフ可能なように接続する（特に図示せず）。 Alternatively, the switching circuit of the present invention may change the rate of change of the gate voltage stepwise using a plurality of gate resistance switching circuits. Specifically, the gate resistance circuit including the gate resistances R G1 and R G2 and the switch SW shown in the circuit diagrams of FIGS. 1, 3, and 5 is shown in FIG. 7 (except for the gate resistance circuit and MOSFET (Q 1 ) are omitted). three gate resistor R G1, R G2 as shown, with R G3, a series circuit connected to the gate resistor R G2 and the switch SW 2 in series with the gate resistor R G1 connected in parallel, further a gate resistor R G3 connecting the series circuit connected to the switch SW 3 in series in parallel. Here, it is assumed that the two gate resistances R G2 and R G3 are [R G2 <R G3 ]. The switches SW 2 and SW 3 are connected so that the gate resistance switching unit can be turned on / off (not shown).
このように構成された本発明の更に別の実施例に係るスイッチング回路は、図８に示すように電流指令値Ｖｃが第一の電閾値圧Ｖｔｈ２以下の場合にはスイッチＳＷ２をオンして抵抗値の小さなゲート抵抗ＲＧ２を導通させる。これによりＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のゲートが急速に充電されて電圧変化率が向上する。次に、第一の閾値Ｖｔｈ１＜電流指令値Ｖｃ＜第二の電圧閾値Ｖｔｈ２の状態でゲート抵抗切換部は、スイッチＳＷ２をオフ、スイッチＳＷ３をオンしてゲート抵抗ＲＧ３を導通させゲート抵抗を増加させる。するとゲート電圧の変化率は低下する。 Further switching circuit according to another embodiment, turning on the switch SW 2 is when the current command value V c of the first conductive threshold voltage V th2 or less as shown in FIG. 8 of the present invention configured as described above Thus, the gate resistance RG2 having a small resistance value is made conductive. As a result, the gate of the MOSFET (Q 1 ) is rapidly charged and the voltage change rate is improved. Next, in a state where the first threshold value V th1 <current command value V c <second voltage threshold value V th2 , the gate resistance switching unit turns off the switch SW 2 and turns on the switch SW 3 to set the gate resistance R G3 . Conduction increases gate resistance. As a result, the rate of change of the gate voltage decreases.
電流指令値Ｖｃが第二の電圧閾値Ｖｔｈ３以上のときゲート抵抗切換部は、スイッチＳＷ２，ＳＷ３の両方をオフにしてゲート抵抗をＲＧ１だけとし、最も大きなゲート抵抗値にしてゲート電圧の変化率をさらに小さくする。 Current command value V c is the second voltage threshold V th3 more when the gate resistor switching unit, the gate resistance only with R G1 turn off both switches SW 2, SW 3, and the most significant gate resistance value gate Further reduce the rate of voltage change.
このようにすることでより好ましいゲート電圧の変化をさせることができ、スイッチング損失を低減しつつサージ電圧やノイズの発生を効果的に抑えることが可能となる。
また、本発明のスイッチング回路は、連続的に変化する電流源でゲートを充放電させてもよい。特に図示しないが、この電流源は例えば、一般的なカレントミラー回路で構成され、カレントミラー回路の電圧値を変化させることで連続的に変化する電流源となる。そして予めマイコンやＤＳＰなどに保存された情報から適切な電流値が選択され（ゲート抵抗値切換部に相当する）、Ｄ／Ａ変換することよって適切な電流値に相当する電圧を得ることができる。そうして得られた電圧をカレントミラー回路の電圧源とすることで、電圧値と共に電流が変化し、電流値が小さくなればゲート電圧の変化率も小さくなる。逆に、電流値が大きくなればゲート電圧の変化率も増加する。このような電流源を用いてノイズや損失、または跳ね上がり電圧を低減させるようにゲート電圧の変化率を変化させれば良い。
By doing so, it is possible to change the gate voltage more preferably, and it is possible to effectively suppress the occurrence of surge voltage and noise while reducing the switching loss.
Moreover, the switching circuit of this invention may charge / discharge a gate with the current source which changes continuously. Although not particularly illustrated, this current source is constituted by, for example, a general current mirror circuit, and becomes a current source that continuously changes by changing the voltage value of the current mirror circuit. Then, an appropriate current value is selected from information stored in advance in a microcomputer or DSP (corresponding to a gate resistance value switching unit), and a voltage corresponding to the appropriate current value can be obtained by D / A conversion. . By using the voltage thus obtained as the voltage source of the current mirror circuit, the current changes with the voltage value, and the change rate of the gate voltage decreases as the current value decreases. Conversely, as the current value increases, the rate of change of the gate voltage also increases. Using such a current source, the change rate of the gate voltage may be changed so as to reduce noise, loss, or jumping voltage.
このように本発明は、ゲート電圧の変化率を変化させる手段に限定されるものではない。また上述した実施例はスイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴで説明したが、ＩＧＢＴやＧＴＯ等のスイッチング素子にも適用可能である。更に本発明は上述した電力変換装置の他に、電流指令値を用いてスイッチング素子を制御する変換装置や直流中間電圧を変化させる電力変換装置の全てに本発明を適用できることは言うまでもない。 Thus, the present invention is not limited to means for changing the rate of change of the gate voltage. In the above-described embodiment, the MOSFET is described as the switching element. However, the present invention can also be applied to a switching element such as IGBT or GTO. Furthermore, it goes without saying that the present invention can be applied to all converters that control switching elements using current command values and power converters that change a DC intermediate voltage in addition to the above-described power converters.
１ 交流電源
２ 電力変換回路
３ 駆動回路
Ｑ１ ＭＯＳＦＥＴ
Ｄ１-Ｄ５ ダイオード
Ｒｇ１,Ｒｇ２ ゲート抵抗
ＲＬ 負荷
Ｒｓ シャント抵抗
ＳＷ スイッチ
Ｔｒ１，Ｔｒ２ トランジスタ
Ｖａ 出力電圧指令値
Ｖｂ 出力電圧
Ｖｃ 電流指令値
Ｖｄ 直流電圧検出値
Ｖｇ ゲート駆動電圧
Ｖｒ 出力電圧検出値
ＶSEL ゲート抵抗切換信号
1 AC power supply 2 Power conversion circuit 3 Drive circuit Q 1 MOSFET
D 1 -D 5 diodes R g1 , R g2 gate resistance R L load R s shunt resistance SW switch T r1 , T r2 transistor V a output voltage command value V b output voltage V c current command value V d DC voltage detection value V g Gate drive voltage V r Output voltage detection value V SEL Gate resistance switching signal
Claims (3)
前記直流中間電圧部に接続されたスイッチング素子と、
直流中間電圧指令値に応じて前記スイッチング素子を駆動して前記直流中間電圧部の電圧を制御するスイッチング素子駆動部と
を備えた電力変換装置のスイッチング素子駆動回路であって、
前記スイッチング素子駆動部は、前記直流中間電圧の指令値または前記直流中間電圧検出部が検出した電圧値が所定の電圧閾値よりも高いとき前記駆動電圧の時間変化率を所定の時間変化率よりも小さくし、前記直流中間電圧の指令値または前記直流中間電圧検出部が検出した電圧値が前記電圧閾値よりも低いとき前記駆動電圧の時間変化率を所定の時間変化率よりも大きくする駆動電圧制御部を備えることを特徴とした電力変換装置のスイッチング素子駆動回路。 A direct current intermediate voltage detection unit for detecting a voltage value of the direct current intermediate voltage unit;
A switching element connected to the DC intermediate voltage unit;
A switching element driving circuit of a power converter comprising a switching element driving unit that drives the switching element according to a DC intermediate voltage command value to control the voltage of the DC intermediate voltage unit,
The switching element drive unit sets a time change rate of the drive voltage to be higher than a predetermined time change rate when a command value of the DC intermediate voltage or a voltage value detected by the DC intermediate voltage detection unit is higher than a predetermined voltage threshold. Drive voltage control for reducing the time change rate of the drive voltage to be greater than a predetermined time change rate when the command value of the DC intermediate voltage or the voltage value detected by the DC intermediate voltage detection unit is lower than the voltage threshold The switching element drive circuit of the power converter characterized by comprising a unit.
前記駆動電圧制御部は、前記電流指令閾値および前記スイッチング素子の温度値によって前記駆動電圧の時間変化率を制御するものである電力変換装置のスイッチング素子駆動回路。 A switching element driving circuit of the power conversion device according to claim 1,
The drive voltage control unit is a switching element drive circuit of a power conversion device that controls a time change rate of the drive voltage based on the current command threshold and a temperature value of the switching element.
前記駆動電圧制御部は、前記電流指令閾値、前記直流中間電圧の指令値、前記直流中間電圧検出部が検出した電圧値または前記スイッチング素子の温度値の少なくとも二つの値によって前記駆動電圧の時間変化率を変更するものである電力変換装置のスイッチング素子駆動回路。
A switching element driving circuit of the power conversion device according to claim 1 or 2,
The drive voltage control unit is configured to change the drive voltage over time according to at least two values of the current command threshold, the command value of the DC intermediate voltage, the voltage value detected by the DC intermediate voltage detection unit, or the temperature value of the switching element. The switching element drive circuit of the power converter device which changes a rate.
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