JP2013141118A

JP2013141118A - ハウリングキャンセラ

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Publication number: JP2013141118A
Application number: JP2012000089A
Authority: JP
Inventors: Akihiro Yamaguchi; 晶大山口
Original assignee: KEPUSUTORAMU KK
Current assignee: KEPUSUTORAMU KK
Priority date: 2012-01-04
Filing date: 2012-01-04
Publication date: 2013-07-18

Abstract

【課題】回路規模及び処理量の低減を図り、音響のインパルスレスポンスの急激な変化又は連続的な変化が起こった場合においてもハウリングを安定的に抑圧するハウリングキャンセラを提供する。
【解決手段】遅延和マイクロホンアレイ１１０とＧｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマ１２０とを組み込んだ適応ハウリングキャンセラにおいて、Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマ１２０の適応フィルタ１２２−０〜１２２−（Ｎ−１）と、ハウリングキャンセラの適応フィルタ１４０のフィルタ係数更新動作を共通の誤差信号ｅ［ｎ］を用いて同時並列的に行う。
【選択図】図６

Description

本発明は、適応フィルタを用いて音声信号のハウリングを抑圧するハウリングキャンセラに関する。

マイクロホンから入力された音声信号をスピーカから出力する際、ハウリングが生じることがあり、これを回避するため、様々なハウリングキャンセラが知られている。

ここでは、まず、一般的な拡声システムを簡略化したモデルを例にハウリングマージンを拡大する仕組みについて、図１を用いて説明する。図１において、アンプＡＭＰの利得をＧ_ＡＭＰ、スピーカＳＰとマイクＭＩＣ間の利得をＧ_ＳＭとすると、拡声システムはＧ_ＡＭＰ×Ｇ_ＳＭ＜１であれば、安定性を維持することができ、ハウリングは生じない。以後、Ｇ_ＡＭＰ×Ｇ_ＳＭを「システム利得」と呼ぶことにする。

スピーカから再生される話者の音声の大きさは、話者ＴａｌｋｅｒとマイクＭＩＣ間の利得Ｇ_ＴＭとアンプＡＭＰの利得Ｇ_ＡＭＰとの積Ｇ_ＴＭ×Ｇ_ＡＭＰによって定まる。以後、Ｇ_ＴＭ×Ｇ_ＡＭＰを「拡声利得」と呼ぶことにする。

ハウリングマージンを拡大するには、システム利得Ｇ_ＡＭＰ×Ｇ_ＳＭをできる限り小さくし、拡声利得Ｇ_ＴＭ×Ｇ_ＡＭＰをできる限り大きくすればよい。Ｇ_ＴＭを一定の値に維持したままであれば、Ｇ_ＳＭをできる限り小さくすればよい。

適応フィルタを用いたハウリングキャンセラは、適応フィルタを用いた演算処理により等価的にＧ_ＳＭのみを低減して、拡声システムのハウリングマージンを拡大しようとするものである。ただし、あくまでもハウリングキャンセラ内部の演算によって等価的にＧ_ＳＭを低減するものである。

一方、適応フィルタではなく、マイクロホンの指向性制御の手法を用いても拡声利得を維持したままＧ_ＳＭを低減することは可能である。すなわち、話者方向の利得Ｇ_ＴＭに対してスピーカ方向の利得Ｇ_ＳＭがより小さくなるような指向性を有するマイクを用いればよい。一例として、話者Ｔａｌｋｅｒ方向に鋭いメインローブを有するマイクの指向特性を形成し、話者方向の利得Ｇ_ＴＭを大きくして、拡声システムのハウリングマージンの拡大を試みる手法がある。

しかしながら、広い周波数帯域で鋭いメインローブを有するマイクロホンシステムを実現することは困難である。そこで、鋭いメインローブを形成する代わりに、スピーカＳＰ方向に鋭いヌル（ｎｕｌｌ）を有する指向特性を実現して、スピーカ方向の利得Ｇ_ＳＭを小さくしてもハウリングマージンを拡大することが考えられる。また、話者方向のメインローブ形成とスピーカ方向のヌル形成の両方を行ってもよい。

一般的に、センサアレイシステムでは、鋭いメインローブを形成するよりも、鋭いヌルを形成する方が容易である。指向特性の鋭いメインローブの形成を行う加算型のアレイシステムでは、多数のセンサ素子を必要とするが、減算型のアレイでは、条件によってはセンサ素子２個だけでもヌル形成が可能である。

ここで、残響のある室内に設置した拡声システムにおいて、鋭い単一のメインローブを有するアレイマイクロホンシステムよりも、複数のヌルを有するアレイマイクロホンの方が良好なハウリングマージン拡大効果が得られることを図２及び図３を用いて説明する。

図２は、残響のある室内に設置した拡声システムのマイクＭＩＣ、スピーカＳＰ、話者Ｔａｌｋｅｒと聴衆Ｌｉｓｔｅｎｅｒの位置関係の一例を示した模式図である。図３は、図２に示した残響のある室内に設置した拡声システムのスピーカとマイク間の音響系のインパルスレスポンスを示した図である。

残響のある部屋では、スピーカＳＰから再生されてマイクＭＩＣに入力されるハウリング音は、直接音成分Ｓ０だけでなく、側面の壁からの初期反射音成分Ｓ１、Ｓ２、壁面を何度も多重反射した残響成分を含む。実際の初期反射音には天井及び床で反射した成分も含まれるが、説明を簡単にするために、図２及び図３では天井及び床からの初期反射音成分を省略している。

図３から分かるように、直接音成分及び初期反射音成分と比較して、壁面を何度も多重反射した残響成分は振幅が減衰してそのエネルギーは小さくなる。従って、拡声システムのハウリングマージンを拡大するためには、スピーカからマイクに入力される直接音成分と初期反射音成分を小さくするだけでも十分な効果が得られる。

しかしながら、図４に示すように、話者方向Ｔに鋭いメインローブを形成するようにマイクロホンアレイを設計する手法では、スピーカからの直接音成分Ｓ０、初期反射音成分Ｓ１、Ｓ２の方向に鋭いヌルができることは保証されない。一方、図５に示すように、指向特性に複数のヌルを有するようにマイクロホンアレイを設計する手法では、Ｓ０、Ｓ１、Ｓ２の方向に鋭いヌルを形成することが比較的容易にできる。

原理的には、マイクロホンアレイは、Ｋ個のマイクを用いれば、Ｋ−１方向にヌルを有するアレイを形成することが可能であり、十分な数のマイクを使えばスピーカからの直接音成分と初期反射音成分を十分に抑圧することができる。

従って、残響のある部屋においても、鋭いメインローブを有するマイクロホンアレイよりも、鋭いヌルを形成するマイクロホンアレイの方が効果的に拡声システムのハウリングマージンを拡大することができる。

なお、減算型の処理によるヌル形成と、加算型の処理による話者方向のメインローブ形成を同時に行えば、さらに良好なハウリングマージン拡大の結果が得られる。

このような、拡声システムにおけるマイクロホンアレイを用いたハウリングキャンセラが特許文献１に開示されている。特許文献１に開示のハウリングキャンセラは、直線上に等間隔で配置されたマイクロホンによって収音された信号を用いて、スピーカ方向の感度が低くなるようなフィルタ係数を適応的に求めることによって、スピーカ方向の感度を大きく減衰させ、ハウリングを防止している。

特許文献１に開示のマイクロホンアレイは、具体的には次のような処理を行う。等間隔直線配置されたＭ個（Ｍは２以上の整数）のマイクロホンのうち、隣接するマイクロホンペア毎に、収音した収音信号から目的音方向からの到来音成分を除去したＭ−１個の信号を取得する。

次に、目的音方向から第ｍ番目のマイクロホンへの到来時間と、目的音方向から第１番目のマイクロホンへの到来時間との差を与えるフィルタ係数によって、疑似目的音をフィルタリングして、Ｍ−１個の信号を生成する。

続いて、マイクロホンペア毎に、収音信号から到来音成分を除去したＭ−１個の信号と疑似目的音とを加算し、マイクロホンペア毎の加算結果をそれぞれ異なるフィルタ係数でフィルタリングし、固定の遅延が与えられた疑似目的音を、Ｍ−１個のフィルタリングした信号を加算した信号の所望信号として上記フィルタ係数を学習する。

最後に、第１〜第Ｍ−１番目のマイクロホンが収音したそれぞれの収音信号を、適応フィルタと同じフィルタ係数でフィルタリングした信号を加算して出力する。

特開２００３−８７８９１号公報

しかしながら、上述した特許文献１に開示のハウリングキャンセラは、マイクに入力される話者からの直接音とスピーカから出力された拡声音との相互相関が大きいことに起因する適応フィルタの収束特性の悪化を防ぐために複雑な回路構成を用いなければならず、仮想目的音を生成して適応フィルタの学習をオン／オフ制御しなければならない。すなわち、従来のハウリングキャンセラでは、ハウリングを防止するために、回路規模及び処理量を増大させなければならない。

また、特許文献１に開示のハウリングキャンセラは、話者がマイクを手に持ったまま移動することによるマイクの移動、または、話者以外の人が歩行するなどによるマイク及びスピーカの間の遮断が生じた場合、音響系のインパルスレスポンスの急激な変化又は連続的な変化が起こり、ハウリングを抑圧できなくなったり、動作が不安定になったりするという問題がある。

本発明の目的は、回路規模及び処理量を増大させることなく、音響のインパルスレスポンスの急激な変化又は連続的な変化が起こった場合においてもハウリングを安定的に抑圧することができるハウリングキャンセラを提供することである。

本発明のハウリングキャンセラは、マイクロホンアレイとＧｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマとを組み込んだハウリングキャンセラであって、前記マイクロホンアレイによって得られた所望信号に含まれる、スピーカから再生されてマイクロホンに入力したハウリング音を近似した信号を生成し、前記所望信号と前記ハウリング音を近似した信号とを用いて求まる誤差信号のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新を行う第１適応フィルタを具備し、前記Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマは、前記マイクロホンアレイの出力信号に含まれる、スピーカからの拡声信号成分を近似した信号を生成し、前記所望信号と前記拡声信号成分を近似した信号とを用いて求まる誤差信号のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新動作を行う第２適応フィルタを具備し、前記誤差信号は、前記所望信号から前記ハウリング音を近似した信号及び前記拡声信号成分を近似した信号を減算して求まる、構成を採る。

本発明のハウリングキャンセラは、マイクロホンアレイとＧｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマとを組み込んだハウリングキャンセラであって、前記マイクロホンアレイによって得られた第１所望信号に含まれる、スピーカから再生されてマイクロホンに入力したハウリング音を近似した信号を生成し、前記第１所望信号から前記ハウリング音を近似した信号を減算した第１誤差信号のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新を行う第１適応フィルタを具備し、前記Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマは、前記マイクロホンアレイの出力信号に含まれる、スピーカからの拡声信号成分を近似した信号を生成し、前記第１誤差信号を第２所望信号として、前記第２所望信号から前記拡声信号成分を近似した信号を減算した第２誤差信号のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新動作を行う第２適応フィルタを具備する構成を採る。

本発明のハウリングキャンセラは、マイクロホンアレイとＧｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマとを組み込んだハウリングキャンセラであって、前記Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマは、前記マイクロホンアレイの出力信号に含まれる、スピーカからの拡声信号成分を近似した信号を生成し、前記マイクロホンアレイによって得られた第１所望信号から前記拡声信号成分を近似した信号を減算した第１誤差信号のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新動作を行う第１適応フィルタを具備し、前記第１誤差信号を第２所望信号として、前記第２所望信号に含まれる、スピーカから再生されてマイクロホンに入力したハウリング音を近似した信号を生成し、前記第２所望信号から前記ハウリング音を近似した信号を減算した第２誤差信号のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新を行う第２適応フィルタを具備する構成を採る。

本発明によれば、回路規模及び処理量の低減を図り、音響のインパルスレスポンスの急激な変化又は連続的な変化が起こった場合においてもハウリングを安定的に抑圧することができる。

一般的な拡声システムを簡略化したモデルを示す図残響のある室内に設置した拡声システムのマイク、スピーカ、話者と聴衆の位置関係の一例を示した模式図図２に示した残響のある室内に設置した拡声システムのスピーカとマイク間の音響系のインパルスレスポンスを示した図マイクロホンアレイの指向特性の音の到来方向に対するメインローブ及びヌルの関係を示す模式図マイクロホンアレイの指向特性の音の到来方向に対するメインローブ及びヌルの関係を示す模式図本発明の実施の形態１に係る拡声装置の構成を示すブロック図フィルタ係数更新回路の構成を示す図マイクロホンアレイの配置を示す模式図マイクロホンアレイの配置を示す模式図本発明の実施の形態２に係る拡声装置の構成を示すブロック図本発明の実施の形態３に係る拡声装置の構成を示すブロック図

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。ただし、実施の形態において、同一機能を有する構成には、同一符号を付し、重複する説明は省略する。

（実施の形態１）
図６は、本発明の実施の形態１に係る拡声装置１００の構成を示すブロック図である。以下、拡声装置１００の構成について図６を用いて説明する。

図６に示した拡声装置１００は、遅延和マイクロホンアレイ１１０、Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマ１２０、デコリレーション（de-correlation）回路１３０、適応フィルタ１４０、振幅制限回路１５０、デジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器１６０、パワーアンプ１７０、スピーカ１８０を有する。

遅延和マイクロホンアレイ１１０は、マイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎ、マイクアンプ１１２−０〜１１２−Ｎ、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器１１３−０〜１１３−Ｎ、ＦＩＲフィルタ１１４−０〜１１４−Ｎ及び加算器１１５を有し、話者方向にメインローブを形成することにより、話者方向の利得が最大となる指向性を形成する。

マイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎは、スピーカ１８０から出力された拡声音声を含む音声をアナログ音声信号に変換する。マイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎから出力されたアナログ音声信号は、マイクアンプ１１２−０〜１１２−Ｎで増幅され、Ａ／Ｄ変換器１１３−０〜１１３−Ｎに入力される。なお、拡声装置１００の動作を説明するにあたり、音声信号は無音時のハウリングの励振信号となるアンプ（パワーアンプ、マイクアンプ）内部の雑音や部屋の暗騒音と同様に考えて良いため、図６にはマイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎから入力される人間の音声信号と話者を明示していない。

Ａ／Ｄ変換器１１３−０〜１１３−Ｎは、マイクアンプ１１２−０〜１１２−Ｎから出力されたアナログ音声信号をディジタル音声信号に変換する。ディジタル音声信号は、ＦＩＲフィルタ１１４−０〜１１４−Ｎに入力される。

ＦＩＲフィルタ１１４−０〜１１４−Ｎは、話者と各マイクロホン間の距離に比例する伝播遅延と、それぞれのＦＩＲフィルタの群遅延とを加算した値が一定となるように設計されている。ＦＩＲフィルタ１１４−０〜１１４−Ｎは、Ａ／Ｄ変換器１１３−０〜１１３−Ｎから出力されたディジタル音声信号の位相をそろえ、加算器１１５で加算するためタイミングを調整する遅延回路として機能する。位相及びタイミングが調整されたディジタル音声信号が加算器１１５及び加算器１２１−０〜１２１−（Ｎ−１）に入力される。なお、ＦＩＲフィルタにより任意の群遅延を有する遅延回路を実現する手法は様々あるが、最も簡単な手法として、大賀寿郎、山崎芳男、金田豊、「音響システムとディジタル処理」、電子情報通信学会編、コロナ社、ｐ．２１５−２１６に記載されている手法を用いればよい。

加算器１１５は、ＦＩＲフィルタ１１４−０〜１１４−Ｎから出力されたディジタル音声信号を加算し、加算結果を遅延回路１２４に入力する。

Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマ１２０は、加算器１２１−０〜１２１−（Ｎ−１）、適応フィルタ１２２−０〜１２２−（Ｎ−１）、加算器１２３、遅延回路１２４、加算器１２５を有し、遅延和マイクロホンアレイ１１０が話者方向にメインローブを有する指向性を保ったまま、スピーカ方向に指向特性のヌルを形成する。

加算器１２１−０〜１２１−（Ｎ−１）は、隣り合うＦＩＲフィルタの出力信号の差分を求めることにより話者の音声成分をキャンセルし、求めた差分を適応フィルタ１２２−０〜１２２−（Ｎ−１）に入力する。

適応フィルタ１２２−０〜１２２−（Ｎ−１）は、遅延回路１２４によって遅延された遅延和マイクロホンアレイ１１０の出力信号に含まれる、スピーカ１８０からの拡声信号成分を近似した信号を、加算器１２１−０〜１２１−（Ｎ−１）から出力された信号から生成する。また、適応フィルタ１２２−０〜１２２−（Ｎ−１）は、加算器１２５において遅延回路１２４が出力した所望信号ｄ［ｎ］から拡声信号成分を近似した信号及び後述するハウリング音を近似した信号を減算した誤差信号ｅ［ｎ］のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新動作（適応動作）を行う。この結果、マイクロホンアレイは、スピーカ方向にヌルを有する指向特性を形成するようになる。なお、適応フィルタ１２２−０〜１２２−（Ｎ−１）は、フィルタ係数可変のＦＩＲフィルタ回路とフィルタ係数更新回路とから構成される。フィルタ係数更新回路は、最も一般的なＬＭＳ（Least Mean Square）アルゴリズムを用いて、図７に示すフィルタ係数更新回路によって実現すればよい。図７に示したフィルタ係数更新回路は、次式（１）のフィルタ係数更新演算を行う。

ただし、ｘ［ｎ−ｉ］はフィルタ係数更新回路の入力信号、ｅ［ｎ］は適応フィルタの誤差信号、μはＬＭＳアルゴリズムのステップサイズパラメータ、Ｗ_ｎ＋１［ｉ］は更新後のフィルタ係数、ｒｅｇはフィルタ係数Ｗｎ［ｉ］を保持するレジスタ、変数ｎは時刻、変数ｉはＦＩＲフィルタのタップ位置をそれぞれ示している。

また、適応フィルタの適応アルゴリズムとしては、上記のＬＭＳアルゴリズムの他にＮＬＭＳ（Normalized LMS）アルゴリズム、射影アルゴリズムなどを用いてもよい。

再度、図６を参照する。デコリレーション回路１３０は、入力側にフィードバックされる適応システムの出力信号、すなわち、加算器１２５からの出力信号である残差信号ｅ［ｎ］と、適応システムの入力信号であるディジタル音声信号ｘ［ｎ］（以下、入力信号ｘ［ｎ］とする）との間の相関を減じるように残差信号ｅ［ｎ］を変形させて、振幅制限回路１５０に出力する。これにより、適応フィルタ１４０の収束特性を改善することができる。なお、デコリレーション回路１３０は、一般的には、回路への実装が容易な遅延回路又は周波数シフト回路が用いられるが、ピッチシフト回路、エコー回路又はリバーブ回路等を用いてもよい。

適応フィルタ１４０は、加算器１２５と共に適応ハウリングキャンセラを構成し、適応ハウリングキャンセラは、遅延回路１２４から出力された所望信号ｄ［ｎ］に含まれる、スピーカ１８０から再生されてマイクロホン１１０−０〜１１１−Ｎに入力したハウリング音を近似した信号を、振幅制限回路１５０から出力された入力信号ｘ［ｎ］から生成し、加算器１２５において所望信号ｄ［ｎ］からハウリング音を近似した信号及び拡声信号成分を減算した誤差信号ｅ［ｎ］のエネルギーが最小となるように適応動作する。なお、適応フィルタ１４０は、フィルタ係数可変のＦＩＲフィルタ回路とフィルタ係数更新回路とから構成され、フィルタ係数更新回路は、最も一般的なＬＭＳアルゴリズムを用いて、図７に示すフィルタ係数更新回路によって実現すればよい。また、適応フィルタの適応アルゴリズムとしては、上記のＬＭＳアルゴリズムの他にＮＬＭＳ（Normalized LMS）アルゴリズム、射影アルゴリズムなどを用いてもよい。

振幅制限回路１５０は、Ｄ／Ａ変換器１６０、パワーアンプ１７０、スピーカ１８０、マイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎ、マイクアンプ１１２−０〜１１２−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器１１３−０〜１１３−Ｎが常に線形動作領域で動作するように、入力信号ｘ［ｎ］の振幅の値を一定以下に制限する。振幅制限回路１５０のリミット値は、Ｄ／Ａ変換器１６０、パワーアンプ１７０、スピーカ１８０、マイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎ、マイクアンプ１１２−０〜１１２−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器１１３−０〜１１３−Ｎの全てが飽和せずに線形動作領域で動作する最大の値に設定する。具体的には、振幅制限回路１５０は、デコリレーション回路１３０の出力信号の振幅の絶対値が閾値Ｋ以下であれば、線形領域で動作して入力信号ｘ［ｎ］をそのまま出力し、デコリレーション回路１３０の出力信号の振幅の絶対値が閾値Ｋより大きければ、非線形な動作をしてのデコリレーション回路１３０の出力信号の振幅を−ＫあるいはＫに制限してから入力信号ｘ［ｎ］を出力する。なお、リミット値の設定方法については後述する。

Ｄ／Ａ変換器１６０は、振幅制限回路１５０から出力された入力信号（ディジタル音声信号）ｘ［ｎ］をアナログ音声信号に変換する。パワーアンプ１７０は、Ｄ／Ａ変換器１６０から出力されたアナログ音声信号を増幅する。

スピーカ１８０は、パワーアンプ１７０から出力されたアナログ受信音声信号を再生して音声として出力する。スピーカ１８０から出力された拡声音声は、マイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎに入力される。

上述したＧｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマは、形成可能な指向特性のヌルの数はマイクの数に依存し、マイクの数Ｎ＋１に対してＮ個のヌルを実現可能である。従って、スピーカが複数ある場合でも、スピーカの数がＮ個以下であれば、それぞれのスピーカからの拡声音の到来方向に対してヌルを形成することが可能である。

また、Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマは、マイクの数Ｎ＋１個に対してスピーカの数がＮ−１個以下であれば、スピーカからの直接音成分のみならず、初期反射音の到来方向に対してヌルを形成することができる。

また、Ｇｒｉｆｆｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマは、マイクの話者方向の利得を維持したまま、スピーカ方向の利得を下げることができるので、その分ハウリング抑圧性能が向上する。また、継続的に適応動作を行うので、マイクから見たスピーカの方向が変化しても、その変化に自動的に追随して指向特性のヌルが形成され、安定してハウリング抑圧を行うことができる。

なお、Ｇｒｉｆｆｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマは、フィードバックがかかった閉じたループの中に組み込まれているので、拡声システムのシステム利得が０ｄＢを越えていれば入力音声信号が無くても（無音状態又は無声状態でも）、室内の暗騒音、またはパワーアンプ及びマイクアンプの内部雑音を励振信号として適応動作が進む。

上述したように、図６に示した拡声装置は、Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマ１２０の適応フィルタ１２２−０〜１２２−（Ｎ−１）と、適応ハウリングキャンセラの適応フィルタ１４０は共通の誤差信号ｅ［ｎ］を用いて同時かつ並列的に動作する。そのため、マイクから見たスピーカ方向の変化、マイクとスピーカとの間の距離の変化、さらにはマイクとスピーカとの間を人が遮った場合に生ずるインパルスレスポンスの変化が同時に生じたような場合でも、ハウリングが良好に抑圧されるように、方向変化に対しては適応フィルタ１２２−０〜１２２−（Ｎ−１）が適応動作し、距離変化とインパルスレスポンスの変化に対しては適応フィルタ１４０が同時に適応動作する。

また、ハウリング抑圧の効果は、Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマだけではなく、適応フィルタを用いたハウリングキャンセラからも得られる。Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマの適応フィルタ１２２−０〜１２２−（Ｎ−１）の収束が遅かった場合でも、ハウリングキャンセラの適応フィルタ１４０によるハウリング抑圧の効果が得られる。

そして、適応フィルタ１４０によってハウリングを抑圧している間にＧｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマの適応フィルタ１２２−０〜１２２−（Ｎ−１）が収束して、さらに大きなハウリングマージンを確保することができる。

ここで、図６に示した振幅制限回路１５０のリミット値の設定方法について説明する。以下の説明では、Ｄ／Ａ変換器１６０の分解能とＡ／Ｄ変換器１１３−０〜１１３−Ｎの分解能は同一、Ｄ／Ａ変換器１６０の最大出力信号レベルとＡ／Ｄ変換器１１３−０〜１１３−Ｎの最大入力信号レベルも同一であることを前提としている。また、振幅制限回路１５０は、次式（２）に示す入出力特性を有する。

ただし、式（２）において、ｉｎ［ｉ］は入力信号、ｘ［ｉ］は出力信号、ｉは時間を表す引数、Ｋはリミット値をそれぞれ表している。

１．まず拡声システムの開ループ利得を測定する。フィードバックパス（ＦＢＰ）を切断してＤ／Ａ変換器１６０に正弦波等の試験信号を入力し、入力信号の振幅とＡ／Ｄ変換器１１３−０〜１１３−Ｎの出力信号の振幅の比を求めれば、それが開ループ利得となる。

２．前項で測定した開ループ利得をＧ、Ｄ／Ａ変換器１６０の許容入力信号レベルを−Ｋ〜Ｋとした場合、振幅制限回路１５０のリミット値をＫ／Ｇと設定して、振幅制限回路１５０の出力信号レベル、すなわち、Ｄ／Ａ変換器１６０の入力信号レベルが−Ｋ／Ｇ〜Ｋ／Ｇとなるようにする。

振幅制限回路１５０のリミット値の設定により、Ｄ／Ａ変換器１６０とＡ／Ｄ変換器１１３−０〜１１３−Ｎは飽和せずに動作し、Ｄ／Ａ変換器１６０の最大出力信号レベルがパワーアンプ１７０の最大入力信号レベルとなる。従って、パワーアンプ１７０が飽和しないようにするためには、Ｄ／Ａ変換器１６０の最大出力信号レベルよりも最大入力信号レベルが大きいパワーアンプ１７０を選択して用いればよい。

また、パワーアンプ１７０の最大入力信号レベルとパワーアンプ１７０の利得の積がパワーアンプ１７０の最大出力信号レベルとなる。従って、スピーカ１８０が飽和せず線形領域で動作するためには、パワーアンプ１７０の最大出力信号レベルよりも最大入力信号レベルの大きいスピーカ１８０を選択して用いればよい。

スピーカ１８０とマイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎ間の音響系の利得（減衰量）は実測が困難であるので、マイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎが飽和せずに動作するためには、以下のように適切な特性を有するマイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎを選択すればよい。

１．フィードバックパス（ＦＢＰ）を切断した状態で、先に設定したリミッタ値と同じ値の最大振幅を有するテスト信号をＤ／Ａ変換器１６０に入力する。テスト信号には、三角波または正弦波を用いればよい。

２．マイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎの出力信号波形を観測すれば、マイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎが飽和しているかどうか判別できる。飽和している場合は、出力波形の変化より許容入力信号レベルの不足分が分かるので、不足分以上に最大入力信号レベルの大きいマイクロホンをマイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎに選択して用いればよい。

また、マイクアンプ１１２−０〜１１２−Ｎが飽和しないようにするためには、Ａ／Ｄ変換器１１３−０〜１１３−Ｎの最大入力信号レベルをマイクアンプ１１２−０〜１１２−Ｎの利得で割った値よりも最大入力信号レベルの大きいマイクアンプ１１２−０〜１１２−Ｎを選択して用いればよい。

このように、振幅制限回路１５０のリミット値を設定し、Ｄ／Ａ変換器１６０、パワーアンプ１７０、スピーカ１８０、マイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎ、マイクアンプ１１２−０〜１１２−Ｎ、Ａ／Ｄ変換器１１３−０〜１１３−Ｎの全ての構成要素が飽和せずに、線形領域内で動作する特性を決定することにより、拡声装置１００の起動時または音響系のインパルスレスポンスが急激に変化した場合であっても、各構成要素が飽和して非線形な歪みが発生すること、また、それによって適応フィルタの収束が阻害されることを防止することができる。

次に、マイクロホンアレイの配置について説明する。ここでは、図８に示すように、話者の両サイドにスピーカが配置された場合を想定している。このような場合において、マイクロホンアレイは、話者の向いている方向に各マイクロホンを直線配置することにより、マイクロホンアレイの大きさに対して話者と各マイクロホンとの距離が小さく、話者方向に鋭いメインローブを形成できない場合でも、両サイドのスピーカ方向には比較的良好なヌルを有する指向特性を形成することができる。よって、このようなマイクロホンアレイの配置は手持ちマイクに適している。

このように、本実施の形態によれば、Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマの適応フィルタと、ハウリングキャンセラの適応フィルタのフィルタ係数更新動作を共通の誤差信号を用いて同時並列的に行う。これにより、マイクから見たスピーカ方向の変化、マイクとスピーカの間隔の変化、マイクとスピーカとの間のインパルスレスポンスの変化のいずれかが生じた場合、または全ての変化が同時に生じた場合でも、複数の適応フィルタが並列動作して収束するのでハウリングを安定的に抑圧することができる。すなわち、本実施の形態によれば、回路規模及び処理量を増大させることなく、音響のインパルスレスポンスの急激な変化又は連続的な変化が起こった場合においても、ハウリングを安定的に抑圧することができる。

また、本実施の形態によれば、Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマ又は適応フィルタを用いたハウリングキャンセラのいずれかを単独で用いる場合に比べ、より良好なハウリングマージンを拡大することができる。

なお、本実施の形態では、マイクロホンアレイの配置として、話者の向いている方向に各マイクロホンを直線配置する場合を例に説明したが、本発明はこれに限られず、図９に示すように、話者の向いている方向と垂直に各マイクロホンを直線配置してもよい。この場合、マイクロホンアレイの大きさに対して話者とスピーカとの間隔が十分に長ければ、話者から個々のマイクへの音響系の伝播遅延時間は一定とみなせるので、ＦＩＲフィルタを用いた遅延回路を省略することができる。また、このようなマイクロホンアレイの配置は位置を固定したマイクに適している。

（実施の形態２）
図１０は、本発明の実施の形態２に係る拡声装置２００の構成を示すブロック図である。以下、拡声装置２００の構成について図１０を用いて説明する。

適応フィルタ２１０は、加算器２２０と共に適応ハウリングキャンセラを構成し、適応ハウリングキャンセラは、加算器１１５から出力された所望信号ｄ１［ｎ］に含まれる、スピーカ１８０から再生されてマイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎに入力したハウリング音を近似した信号を、振幅制限回路１５０から出力された入力信号ｘ［ｎ］から生成し、加算器２２０において所望信号ｄ１［ｎ］からハウリング音を近似した信号を減算した誤差信号ｅ１［ｎ］のエネルギーが最小となるように適応動作する。

Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマ２３０は、加算器１２１−０〜１２１−（Ｎ−１）、適応フィルタ１２２−０〜１２２−（Ｎ−１）、加算器１２３、遅延回路１２４、加算器２３１を有する。

適応フィルタ１２２−０〜１２２−（Ｎ−１）は、遅延回路１２４によって遅延された遅延和マイクロホンアレイ１１０の出力信号に含まれる、スピーカ１８０からの拡声信号成分を近似した信号を、加算器１２１−０〜１２１−（Ｎ−１）から出力された信号から生成し、遅延回路１２４によって遅延された誤差信号ｅ１［ｎ］を所望信号ｄ２［ｎ］として、加算器２３１において所望信号ｄ２［ｎ］から拡声信号成分を近似した信号を減算した誤差信号ｅ２［ｎ］のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新動作（適応動作）を行う。この結果、マイクロホンアレイは、スピーカ方向にヌルを有する指向特性を形成するようになる。

このように、本実施の形態によれば、Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマの適応フィルタと、ハウリングキャンセラの適応フィルタのフィルタ係数更新動作をそれぞれ独立に行う。これにより、マイクから見たスピーカ方向の変化、マイクとスピーカの間隔の変化、マイクとスピーカとの間のインパルスレスポンスの変化のいずれかが生じた場合、または全ての変化が同時に生じた場合でも、複数の適応フィルタが動作して収束するのでハウリングを安定的に抑圧することができる。すなわち、本実施の形態によれば、回路規模及び処理量を増大させることなく、音響のインパルスレスポンスの急激な変化又は連続的な変化が起こった場合においても、ハウリングを安定的に抑圧することができる。

（実施の形態３）
図１１は、本発明の実施の形態３に係る拡声装置３００の構成を示すブロック図である。以下、拡声装置３００の構成について図１１を用いて説明する。

Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマ３１０は、加算器１２１−０〜１２１−（Ｎ−１）、適応フィルタ３１１−０〜３１１−（Ｎ−１）、加算器１２３、遅延回路１２４、加算器３１２を有する。

適応フィルタ３１１−０〜３１１−（Ｎ−１）は、遅延回路１２４によって遅延された遅延和マイクロホンアレイ１１０の出力信号に含まれる、スピーカ１８０からの拡声信号成分を近似した信号を、加算器１２１−０〜１２１−（Ｎ−１）から出力された信号から生成し、遅延回路１２４によって遅延された所望信号ｄ１［ｎ］から拡声信号成分を近似した信号を加算器３１２において減算した誤差信号ｅ１［ｎ］のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新動作（適応動作）を行う。この結果、マイクロホンアレイは、スピーカ方向にヌルを有する指向特性を形成するようになる。

適応フィルタ３２０は、加算器３３０と共に適応ハウリングキャンセラを構成し、適応ハウリングキャンセラは、誤差信号ｅ１［ｎ］を所望信号ｄ２［ｎ］とし、所望信号ｄ２［ｎ］に含まれる、スピーカ１８０から再生されてマイクロホン１１１−０〜１１１−Ｎに入力したハウリング音を近似した信号を、振幅制限回路１５０から出力された入力信号ｘ［ｎ］から生成し、加算器３３０において所望信号ｄ２［ｎ］からハウリング音を近似した信号を減算した誤差信号ｅ２［ｎ］のエネルギーが最小となるように適応動作する。

なお、上記各実施の形態では、遅延和マイクロホンアレイを例に説明したが、本発明はこれに限られず、遅延和マイクロホンアレイの代わりにフィルタアンドサム（Filter and Sum）形式のマイクロホンアレイを用いてもよい。

また、上記各実施の形態において複数使用されている、マイク、マイクアンプ、Ａ／Ｄ変換器が、それぞれ全て同一特性のものである場合には、以下のように振幅制限回路のリミット値の設定作業を簡略化することができる。スピーカからの距離がもっとも近い位置にあるマイクとその後段のマイクアンプ、Ａ／Ｄ変換器が飽和しないようにリミット値を設定する。これにより、全てのマイク、マイクアンプ、Ａ／Ｄ変換器が線形動作するかどうかをチェックすることなく、スピーカからの距離がより大きい位置にある他のマイクとその後段のマイクアンプ、Ａ／Ｄ変換器も完全に飽和することを回避することができる。

本発明は、拡声装置のハウリングキャンセラ、補聴器のハウリングキャンセラ等に用いるに好適である。

１００、２００、３００拡声装置
１１０遅延和マイクロホンアレイ
１１１−０〜１１１−Ｎマイクロホン
１１２−０〜１１２−Ｎマイクアンプ
１１３−０〜１１３−ＮＡ／Ｄ変換器
１１４−０〜１１４−ＮＦＩＲフィルタ
１１５、１２１−０〜１２１−（Ｎ−１）、１２３、１２５、２２０、２３１、３１２、３３０加算器
１２０、２３０、３１０Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマ
１２２−０〜１２２−（Ｎ−１）、１４０、２１０、３１１−０〜３１１−（Ｎ−１）、３２０適応フィルタ
１２４遅延回路
１３０デコリレーション（de-correlation）回路
１５０振幅制限回路
１６０Ｄ／Ａ変換器
１７０パワーアンプ
１８０スピーカ

Claims

マイクロホンアレイとＧｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマとを組み込んだハウリングキャンセラであって、
前記マイクロホンアレイによって得られた所望信号に含まれる、スピーカから再生されてマイクロホンに入力したハウリング音を近似した信号を生成し、前記所望信号と前記ハウリング音を近似した信号とを用いて求まる誤差信号のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新を行う第１適応フィルタを具備し、
前記Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマは、
前記マイクロホンアレイの出力信号に含まれる、スピーカからの拡声信号成分を近似した信号を生成し、前記所望信号と前記拡声信号成分を近似した信号とを用いて求まる誤差信号のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新動作を行う第２適応フィルタを具備し、
前記誤差信号は、前記所望信号から前記ハウリング音を近似した信号及び前記拡声信号成分を近似した信号を減算して求まる、
ハウリングキャンセラ。
マイクロホンアレイとＧｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマとを組み込んだハウリングキャンセラであって、
前記マイクロホンアレイによって得られた第１所望信号に含まれる、スピーカから再生されてマイクロホンに入力したハウリング音を近似した信号を生成し、前記第１所望信号から前記ハウリング音を近似した信号を減算した第１誤差信号のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新を行う第１適応フィルタを具備し、
前記Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマは、
前記マイクロホンアレイの出力信号に含まれる、スピーカからの拡声信号成分を近似した信号を生成し、前記第１誤差信号を第２所望信号として、前記第２所望信号から前記拡声信号成分を近似した信号を減算した第２誤差信号のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新動作を行う第２適応フィルタを具備する、
ハウリングキャンセラ。
マイクロホンアレイとＧｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマとを組み込んだハウリングキャンセラであって、
前記Ｇｒｉｆｆｉｔｈ−Ｊｉｍ型適応ビームフォーマは、
前記マイクロホンアレイの出力信号に含まれる、スピーカからの拡声信号成分を近似した信号を生成し、前記マイクロホンアレイによって得られた第１所望信号から前記拡声信号成分を近似した信号を減算した第１誤差信号のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新動作を行う第１適応フィルタを具備し、
前記第１誤差信号を第２所望信号として、前記第２所望信号に含まれる、スピーカから再生されてマイクロホンに入力したハウリング音を近似した信号を生成し、前記第２所望信号から前記ハウリング音を近似した信号を減算した第２誤差信号のエネルギーが最小となるようにフィルタ係数更新を行う第２適応フィルタを具備する、
ハウリングキャンセラ。
前記ハウリングキャンセラを構成する全ての構成要素が線形領域で動作することを保証する所定の閾値以下に入力信号の振幅を制限する振幅制限回路を具備する請求項１から請求項３のいずれかに記載のハウリングキャンセラ。