JP2013135593A - Motor drive system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、二重三相電動機をインバータにより駆動する電動機駆動システムに関する。 The present invention relates to a motor drive system that drives a double three-phase motor by an inverter.
インバータによって電動機に供給される電力を増大させるために、１つの電動機に対して複数のインバータを接続し、電動機において、異なるインバータにそれぞれ接続された少なくとも２組の巻線群を備えた多重巻線の電動機（例えば二重三相電動機）が知られている。従来技術の二重三相電動機として、例えば特許文献１及び２の発明がある。
In order to increase the power supplied to the electric motor by the inverter, a plurality of inverters are connected to one electric motor, and the electric motor has at least two winding groups each connected to different inverters. (For example, a double three-phase motor) is known. As a prior art double three-phase motor, for example, there are inventions of
通常、ＰＷＭインバータによって電動機を駆動する場合、ＰＷＭ波形の歪に起因して電機子の鉄心（ステータコア及びロータコア）に変動磁界が生じ、鉄損を増加させることが知られている。 Usually, when an electric motor is driven by a PWM inverter, it is known that a variable magnetic field is generated in the iron core (stator core and rotor core) of the armature due to distortion of the PWM waveform to increase the iron loss.
二重三相電動機では、２つの巻線群にそれぞれ電流を流すことにより生じる磁束は、２つの巻線群で共通の経路を通る。従って、二重三相電動機を２つのインバータによって駆動する場合、電動機内部に発生する磁束は、その２つのインバータの発生する電圧波形の平均値を時間積分したもの、あるいは等価的に２つのインバータの発生する電流波形の平均値によって決定される。このとき、発生される電圧又は電流における基本波以外の高調波成分が大きいほど磁束の変動が大きくなり、その結果、電動機の鉄心の内部に発生する損失が大きくなる。損失の発生はさらに発熱をもたらす。従って、磁束の変動を抑制し、電動機の損失を低減するような二重三相電動機の駆動方法が必要とされる。 In the double three-phase motor, the magnetic flux generated by passing currents through the two winding groups passes through a common path in the two winding groups. Therefore, when a dual three-phase motor is driven by two inverters, the magnetic flux generated in the motor is obtained by time-integrating the average value of voltage waveforms generated by the two inverters or equivalently of the two inverters. It is determined by the average value of the generated current waveform. At this time, as the harmonic component other than the fundamental wave in the generated voltage or current increases, the fluctuation of the magnetic flux increases, and as a result, the loss generated in the iron core of the motor increases. The generation of loss further generates heat. Therefore, there is a need for a method for driving a double three-phase motor that suppresses fluctuations in magnetic flux and reduces motor loss.
本発明の目的は、以上の課題を解決し、磁束の変動を抑制して電動機の損失を低減するように二重三相電動機をインバータにより駆動する電動機駆動システムを提供することにある。 An object of the present invention is to solve the above problems and provide an electric motor drive system that drives a double three-phase electric motor with an inverter so as to reduce the loss of the electric motor by suppressing the fluctuation of magnetic flux.
本発明の態様に係る電動機駆動システムによれば、
電動機を備え、上記電動機を駆動する電動機駆動システムにおいて、
上記電動機は、互いに逆極性の誘起電圧を有する第１及び第２の巻線群を備え、
上記電動機駆動システムは、
上記第１の巻線群に接続され、第１の三相交流電圧を発生して上記第１の巻線群に印加する第１の交流電源と、
上記第２の巻線群に接続され、第２の三相交流電圧を発生して上記第２の巻線群に印加する第２の交流電源と、
上記第１及び第２の交流電源を制御するコントローラとを備え、
上記コントローラは、
第３の三相交流電圧の供給を受け、
上記第３の三相交流電圧の周波数よりも高い周波数を有する三角波の電圧波形を有するキャリア波を発生し、
上記キャリア波と上記第３の三相交流電圧とに基づいて三角波比較方式を用いてパルス幅変調を実行することにより上記第１の三相交流電圧を発生するように上記第１の交流電源を制御し、
上記キャリア波と上記第３の三相交流電圧の反転電圧とに基づいて三角波比較方式を用いてパルス幅変調を実行することにより上記第２の三相交流電圧を発生するように上記第２の交流電源を制御することを特徴とする。
According to the motor drive system according to the aspect of the present invention,
In an electric motor drive system that includes an electric motor and drives the electric motor,
The electric motor includes first and second winding groups having induced voltages of opposite polarities,
The motor drive system is
A first AC power source connected to the first winding group and generating a first three-phase AC voltage to be applied to the first winding group;
A second AC power source connected to the second winding group for generating a second three-phase AC voltage and applying the second three-phase AC voltage to the second winding group;
A controller for controlling the first and second AC power supplies,
The above controller
Receiving the third three-phase AC voltage,
Generating a carrier wave having a triangular voltage waveform having a frequency higher than the frequency of the third three-phase AC voltage;
The first AC power supply is configured to generate the first three-phase AC voltage by performing pulse width modulation using a triangular wave comparison method based on the carrier wave and the third three-phase AC voltage. Control
The second three-phase AC voltage is generated by performing pulse width modulation using a triangular wave comparison method based on the carrier wave and the inverted voltage of the third three-phase AC voltage. It is characterized by controlling an AC power supply.
上記電動機駆動システムにおいて、上記第１及び第２の交流電源と上記第１及び第２の巻線群との間にそれぞれ平滑用リアクトルをさらに備えたことを特徴とする。 The electric motor drive system further includes a smoothing reactor between the first and second AC power supplies and the first and second winding groups.
本発明によれば、磁束の変動を抑制して電動機の損失を低減するように二重三相電動機をインバータにより駆動する電動機駆動システムを提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the motor drive system which drives a double three phase motor with an inverter so that the fluctuation | variation of magnetic flux may be suppressed and the loss of an electric motor may be reduced can be provided.
本発明によれば、さらに、電動機の中性点間の電位差も低減することができ、以下の効果がもたらされる。
（１）巻線間の電圧が低減されるので、巻線間の放電や短絡が起こりにくくなる。
（２）電動機巻線の寿命が延びる。
（３）絶縁が簡素化される。
According to the present invention, the potential difference between the neutral points of the electric motor can also be reduced, and the following effects are brought about.
(1) Since the voltage between the windings is reduced, it is difficult to cause a discharge or a short circuit between the windings.
(2) The life of the motor winding is extended.
(3) Insulation is simplified.
第１の実施形態．
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電動機駆動システムの構成を示すブロック図である。本実施形態の電動機駆動システムは、直流電圧から三相交流電圧をそれぞれ発生する２つの電力変換装置（インバータ）１，２と、電力変換装置１，２を制御するコントローラと、電力変換装置１，２にそれぞれ接続された２組の巻線群を備えた電動機（二重三相電動機）４とを備える。電動機４は、中性点Ｎ１で互いに接続された巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗからなる第１の巻線群と、中性点Ｎ２で互いに接続された巻線Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚからなる第２の巻線群とを備える。なお、２組の巻線群の中性点Ｎ１，Ｎ２は互いに接続されない。電力変換装置１は直流電源Ｅ１に接続され、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相からなる三相交流電圧（以下、電圧Ｕ，Ｖ，Ｗと表す）を発生し、巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗにそれぞれ印加する。電力変換装置２もまた直流電源Ｅ１に接続され、Ｘ相、Ｙ相、及びＺ相からなる三相交流電圧（以下、電圧Ｘ，Ｙ，Ｚと表す）を発生し、巻線Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚにそれぞれ印加する。電力変換装置１，２と電動機４との間には、さらに、平滑用リアクトルである出力フィルタＬ１１〜Ｌ１６が設けられる。
First embodiment.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electric motor drive system according to the first embodiment of the present invention. The motor drive system of the present embodiment includes two power converters (inverters) 1 and 2 that generate a three-phase AC voltage from a DC voltage, a controller that controls the
図２は、図１の電力変換装置１，２の詳細構成を示すブロック図である。電力変換装置１，２はそれぞれ、通常のＰＷＭインバータとして構成される。電力変換装置１はスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６を備え、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６はコントローラ３からの制御信号Ｓ１〜Ｓ６に応じてオン／オフし、これにより、電力変換装置１は三相交流電圧Ｕ，Ｖ，Ｗを発生する。同様に、電力変換装置２はスイッチング素子Ｑ７〜Ｑ１２を備え、スイッチング素子Ｑ７〜Ｑ１２はコントローラ３からの制御信号Ｓ７〜Ｓ１２に応じてオン／オフし、これにより、電力変換装置２は三相交流電圧Ｘ，Ｙ，Ｚを発生する。
FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of the
図３は、図１のコントローラ３の詳細構成を示すブロック図である。コントローラ３は、三角波比較方式を用いてパルス幅変調を実行するように電力変換装置１，２を制御する。前述のように、電動機４の鉄心の内部に発生する損失は、磁束の変動によって引き起こされるが、この損失は、２つの電力変換装置１，２によって発生される電流の波形の平均が滑らかになるよう構成することによって低減することができる。このために、本実施形態では、三角波比較方式を用いてパルス幅変調を実行するとき、電力変換装置１のためのＰＷＭキャリア波の位相を、電力変換装置２のためのＰＷＭキャリア波の位相に対して逆位相にし、これにより、損失の低減を実現する。コントローラ３は、三角波発生器１０と、６つの比較器１１〜１６とを備える。コントローラ３には、上位の速度コントローラ（図示せず）から、基準となる三相交流電圧（基本波）を示すｕ相信号波、ｖ相信号波、及びｗ相信号波が入力される。上位の速度コントローラによるｕ相信号波、ｖ相信号波、及びｗ相信号波の生成（速度ループ）は、従来の電動機駆動システムと同様であり、説明を省略する。ｕ相信号波は比較器１１，１４の反転入力端子に入力され、ｖ相信号波は比較器１２，１５の反転入力端子に入力され、ｗ相信号波は比較器１３，１６の反転入力端子に入力される。三角波発生器１０は、ｕ相信号波、ｖ相信号波、及びｗ相信号波の周波数よりも高い周波数を有する三角波の電圧波形を有するＰＷＭキャリア波を発生する。ＰＷＭキャリア波は、比較器１１〜１３の非反転入力端子に入力され、さらに、反転器２７によって反転されたＰＷＭキャリア波（すなわち、逆位相のＰＷＭキャリア波）が、比較器１４〜１６の非反転入力端子に入力される。比較器１１〜１３の出力は、制御信号Ｓ１〜Ｓ３として電力変換装置１に送られ、反転器２１〜２３によってそれぞれ反転された比較器１１〜１３の出力は、制御信号Ｓ４〜Ｓ６として電力変換装置１に送られる。同様に、比較器１４〜１６の出力は、制御信号Ｓ７〜Ｓ９として電力変換装置１に送られ、反転器４１〜２６によってそれぞれ反転された比較器１４〜１６の出力は、制御信号Ｓ１０〜Ｓ１２として電力変換装置２に送られる。
FIG. 3 is a block diagram showing a detailed configuration of the
ここで、本実施形態の比較例の電動機駆動システムを示す。図４は、比較例のコントローラ３Ａの詳細構成を示すブロック図である。図４のコントローラ３Ａでは、電力変換装置１のためのＰＷＭキャリア波の位相と、電力変換装置２のためのＰＷＭキャリア波の位相と同位相にする。このため、コントローラ３Ａでは、図３のコントローラ３の反転器２７を除去している。
Here, the electric motor drive system of the comparative example of this embodiment is shown. FIG. 4 is a block diagram illustrating a detailed configuration of the
図５は、図１の電動機４の巻線の展開接続図である。図５の巻線の構成は、従来技術の二重三相電動機の巻線と同様であり、ステータコアの歯部１０１〜１１２の周囲に巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ，Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚが巻回されている。巻線Ｌｕの一端は電力変換装置１に接続され（符号「Ｕ」）、その他端は中性点Ｎ１に接続される。巻線Ｌｕを電流が流れるとき、符号「Ｕ＋」から符号「Ｕ−」に向かって流れる向き（すなわち、電力変換装置１から中性点Ｎ１に流れる向き）を正の向きと定義する。他の巻線Ｌｖ，Ｌｗ，Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚも同様に設けられ、さらに、同様に電流の向きが定義される。なお、巻線群Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗと、巻線群Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚとは、同じ極性の誘起電圧を有する。
FIG. 5 is a developed connection diagram of windings of the
以下、図６〜図８を参照して、三角波比較方式を用いたパルス幅変調について説明する。 Hereinafter, the pulse width modulation using the triangular wave comparison method will be described with reference to FIGS.
図６は、三角波比較方式を用いたＰＷＭを説明するためのグラフである。コントローラ３の比較器１１は、ｕ相信号波の電圧がＰＷＭキャリア波の電圧以上であるとき、制御信号Ｓ１をハイレベルに設定し（制御信号Ｓ４はローレベルに設定される）、ｕ相信号波の電圧がＰＷＭキャリア波の電圧よりも低いとき、制御信号Ｓ１をローレベルに設定する（制御信号Ｓ４はハイレベルに設定される）。他の比較器１２〜１６もまた、ｕ相信号波、ｖ相信号波、ｗ相信号波、及びＰＷＭキャリア波の電圧に応じて動作する。
FIG. 6 is a graph for explaining PWM using the triangular wave comparison method. The
図７は、図３のコントローラ３により電動機駆動システムを制御するときの電圧波形を示すタイミングチャートである。図７の最上段に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のためのＰＷＭキャリア波及び信号波（ｕ相信号波、ｖ相信号波、ｗ相信号波）の電圧波形を示す。図７の横軸は時間を示す。ただし、図７では、各信号波の周期の部分である例示的な２つの時間区間、すなわち区間Ａ及び区間Ｂのみについて示す。ＰＷＭキャリア波の周波数は信号波の周波数よりもずっと高いので、図７では、各信号波を、図６のように正弦波としてではなく、近似的に直線で示す。図７の各行の縦軸は電圧を示す。ＰＷＭキャリア波及び信号波の電圧波形以外の各波形図では、直流電源Ｅ１の負極の電圧を零電位（すなわち接地電位）とする。コントローラ３の比較器１１〜１３は、ｕ相信号波、ｖ相信号波、ｗ相信号波、及びＰＷＭキャリア波の電圧を比較し、コントローラ３は、この比較結果に従って電力変換装置１を制御して電圧「Ｕ」、「Ｖ」、及び「Ｗ」を発生させる。また、図７の「Ｕ−Ｖ」、「Ｖ−Ｗ」、及び「Ｗ−Ｕ」は、巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの線間電圧を示す。巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに流れる電流は、巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗの個々の電位（接地電位に対する電位）で決まるのではなく、線間電圧で決まる。図７に示す例では、線間電圧Ｕ−Ｖが正であるとき、巻線Ｌｕには正の向き（符号「Ｕ＋」から符号「Ｕ−」へ）に電流が流れ、線間電圧Ｖ−Ｗが正であるとき、巻線Ｌｖには正の向き（符号「Ｖ＋」から符号「Ｖ−」へ）に電流が流れ、線間電圧Ｗ−Ｕが負であるとき、巻線Ｌｗには負の向き（符号「Ｗ−」から符号「Ｗ＋」へ）に電流が流れる。また、図７の「Ｕ＋Ｖ＋Ｗ」は、中性点Ｎ１の電位を示す。
FIG. 7 is a timing chart showing voltage waveforms when the motor drive system is controlled by the
図７の中央に、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相のためのＰＷＭキャリア波及び信号波（ｕ相信号波、ｖ相信号波、ｗ相信号波）の電圧波形を示す。ＰＷＭキャリア波は反転器２７によって反転されている。コントローラ３の比較器１４〜１６は、ｕ相信号波、ｖ相信号波、ｗ相信号波、及びＰＷＭキャリア波の電圧を比較し、コントローラ３は、この比較結果に従って電力変換装置２を制御して電圧「Ｘ」、「Ｙ」、及び「Ｚ」を発生させる。また、図７の「Ｘ−Ｙ」、「Ｙ−Ｚ」、及び「Ｚ−Ｘ」は、巻線Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚの線間電圧を示す。図７に示す例では、線間電圧Ｘ−Ｙが正であるとき、巻線Ｌｘには正の向き（符号「Ｘ＋」から符号「Ｘ−」へ）に電流が流れ、線間電圧Ｙ−Ｚが正であるとき、巻線Ｌｙには正の向き（符号「Ｙ＋」から符号「Ｙ−」へ）に電流が流れ、線間電圧Ｚ−Ｘが負であるとき、巻線Ｌｚには負の向き（符号「Ｚ−」から符号「Ｚ＋」へ）に電流が流れる。また、図７の「（Ｕ−Ｖ）＋（Ｘ−Ｙ）」、「（Ｖ−Ｗ）＋（Ｙ−Ｚ）」、及び「（Ｗ−Ｕ）＋（Ｚ−Ｘ）」は、線間電圧の和（すなわち、線間電圧の平均の２倍）を示す。一般に電動機において、線間電圧の平均に応じて磁束の変動が生じるので、電動機の鉄心の内部に発生する損失は、線間電圧の平均に依存する。また、図７の「Ｘ＋Ｙ＋Ｚ」は、中性点Ｎ２の電位を示し、図７の最下段の「（Ｕ＋Ｖ＋Ｗ）−（Ｘ＋Ｙ＋Ｚ）」は、中性点Ｎ１，Ｎ２の間の電圧を示す。
In the center of FIG. 7, voltage waveforms of PWM carrier waves and signal waves (u-phase signal wave, v-phase signal wave, and w-phase signal wave) for the X phase, the Y phase, and the Z phase are shown. The PWM carrier wave is inverted by the
ここで、比較のために、図４のコントローラ３Ａによる三角波比較方式を用いたパルス幅変調を示す。図８は、図４のコントローラ３Ａにより電動機駆動システムを制御するときの電圧波形を示すタイミングチャートである。この場合、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相のためのＰＷＭキャリア波（図８の中央）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のためのＰＷＭキャリア波（図８の最上段）と同位相であり、反転されていない。図８の線間電圧の和「（Ｕ−Ｖ）＋（Ｘ−Ｙ）」、「（Ｖ−Ｗ）＋（Ｙ−Ｚ）」、及び「（Ｗ−Ｕ）＋（Ｚ−Ｘ）」を参照すると、これらの電圧は図７の場合に比較して急激に変動しているので、磁束の変動も大きくなり、この結果、電動機の鉄心の内部に発生する損失をもたらす。損失の発生はさらに発熱をもたらす。
Here, for comparison, pulse width modulation using the triangular wave comparison method by the
図７では、線間電圧Ｕ−Ｖと線間電圧Ｘ−Ｖとは互いに異なる波形を有するので、平均的にはその変化の幅が小さい。他の線間電圧についても同様である。図７及び図８のタイミングチャートを比較すると、本実施形態の電動機駆動システムでは線間電圧の和の変動が滑らかになり、従って、電動機の鉄心の内部に発生する損失を低減させることができる。 In FIG. 7, since the line voltage U-V and the line voltage X-V have different waveforms, the width of the change is small on average. The same applies to other line voltages. Comparing the timing charts of FIG. 7 and FIG. 8, in the motor drive system of the present embodiment, the fluctuation of the sum of the line voltages becomes smooth, so that the loss generated in the iron core of the motor can be reduced.
図７では、各信号波の周期の部分（区間Ａ及び区間Ｂ）のみについて示したが、図７に示していない各信号波の周期全体にわたって同様に、電動機の鉄心の内部に発生する損失を低減させることができる。 In FIG. 7, only the period portion (section A and section B) of each signal wave is shown. Similarly, the loss occurring inside the iron core of the motor is similarly shown over the entire period of each signal wave not shown in FIG. 7. Can be reduced.
第２の実施形態．
再び図７及び図８のタイミングチャートを比較すると、図７の最下段において、中間点Ｎ１，Ｎ２の間の電圧「（Ｕ＋Ｖ＋Ｗ）−（Ｘ＋Ｙ＋Ｚ）」の変動が増大している。また、電動機４の巻線と大地の間における浮遊静電容量と、出力フィルタＬ１１〜Ｌ１６のインダクタンスとにより共振が発生し、中間点Ｎ１，Ｎ２の間の電圧はさらに拡大されることになる。中間点Ｎ１，Ｎ２の間の電圧が増大すると、２つの巻線群の間の絶縁を強化する必要が生じる。本発明の第２の実施形態では、以上の課題を解決し、電動機の鉄心の内部に発生する損失を低減させながら、中間点Ｎ１，Ｎ２の間の電圧の増大を防止することを目的とする。
Second embodiment.
Comparing the timing charts of FIGS. 7 and 8 again, the fluctuation of the voltage “(U + V + W) − (X + Y + Z)” between the intermediate points N1 and N2 increases in the lowermost stage of FIG. Further, resonance occurs due to the stray capacitance between the winding of the
図９は、本発明の第２の実施形態に係る電動機駆動システムのコントローラ３Ｂの詳細構成を示すブロック図である。コントローラ３Ｂは、図３のコントローラ３の反転器２７に代えて、比較器１４〜１６の反転入力端子に入力されるｕ相信号波、ｖ相信号波、及びｗ相信号波をそれぞれ反転する反転器２８〜３０を備える。従って、三角波比較方式を用いてパルス幅変調を実行するとき、第１の実施形態では、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相のためのＰＷＭキャリア波及び信号波（図７の中央）のうちのＰＷＭキャリア波を反転したが、第２の実施形態では、ＰＷＭキャリア波ではなく信号波を反転することになる。
FIG. 9 is a block diagram showing a detailed configuration of the
図１０は、本発明の第２の実施形態に係る電動機駆動システムの電動機の巻線の展開接続図である。巻線群Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗは、図５の場合と同様に設けられる。一方、巻線群Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚは、巻線群Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに対して逆極性の誘起電圧を有するように設けられる。巻線Ｌｘを電流が流れるとき、符号「Ｘ＋」から符号「Ｘ−」に向かって流れる向き（すなわち、中性点Ｎ２から電力変換装置２に流れる向き）を正の向きと定義する。他の巻線Ｌｙ，Ｌｚについても同様に電流の向きが定義される。 FIG. 10 is a developed connection diagram of the windings of the motor of the motor drive system according to the second embodiment of the present invention. The winding groups Lu, Lv, and Lw are provided in the same manner as in FIG. On the other hand, the winding groups Lx, Ly, Lz are provided so as to have an induced voltage having a reverse polarity with respect to the winding groups Lu, Lv, Lw. When a current flows through the winding Lx, the direction flowing from the sign “X +” toward the sign “X−” (that is, the direction flowing from the neutral point N2 to the power converter 2) is defined as a positive direction. The direction of current is similarly defined for the other windings Ly and Lz.
図１１は、図９のコントローラ３Ｂにより電動機駆動システムを制御するときの電圧波形を示すタイミングチャートである。図１１の最上段から中性点Ｎ１の電圧「Ｕ＋Ｖ＋Ｗ」までの各波形図は、図７のタイミングチャートと同じである。Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相のためのＰＷＭキャリア波（図１１の中央）は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のためのＰＷＭキャリア波（図１１の最上段）と同位相であり、反転されていない。一方、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相のための信号波（ｕ相信号波、ｖ相信号波、ｗ相信号波）は反転器２８〜３０によって反転されている。コントローラ３Ｂの比較器１４〜１６は、ｕ相信号波の反転電圧、ｖ相信号波の反転電圧、ｗ相信号波の反転電圧、及びＰＷＭキャリア波の電圧を比較し、コントローラ３は、この比較結果に従って電力変換装置２を制御して電圧「Ｘ」、「Ｙ」、及び「Ｚ」を発生させる。また、図１１に示す例では、線間電圧Ｘ−Ｙが負であるとき、巻線Ｌｘには負の向き（符号「Ｘ−」から符号「Ｘ＋」へ）に電流が流れ、線間電圧Ｙ−Ｚが負であるとき、巻線Ｌｙには負の向き（符号「Ｙ−」から符号「Ｙ＋」へ）に電流が流れ、線間電圧Ｚ−Ｘが正であるとき、巻線Ｌｚには正の向き（符号「Ｚ＋」から符号「Ｚ−」へ）に電流が流れる。また、線間電圧の和「（Ｕ−Ｖ）＋（Ｘ−Ｙ）」、「（Ｖ−Ｗ）＋（Ｙ−Ｚ）」、及び「（Ｗ−Ｕ）＋（Ｚ−Ｘ）」の変動は、図８に比較して滑らかになり、従って、電動機の鉄心の内部に発生する損失を低減させることができる。また、中性点Ｎ１，Ｎ２の間の電圧「（Ｕ＋Ｖ＋Ｗ）−（Ｘ＋Ｙ＋Ｚ）」（図１１の最下段）は、図７の場合に比較して大幅に減少している。
FIG. 11 is a timing chart showing voltage waveforms when the motor drive system is controlled by the
本実施形態では、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相のための信号波（ｕ相信号波、ｖ相信号波、ｗ相信号波）を反転した結果、線間電圧「Ｘ−Ｙ」、「Ｙ−Ｚ」、及び「Ｚ−Ｘ」の符号は、線間電圧「Ｕ−Ｖ」、「Ｖ−Ｗ」、及び「Ｗ−Ｕ」の符号とは逆になっている。従って、巻線群Ｌｘ，Ｌｙ，Ｌｚを流れる電流の向きは、巻線群Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを流れる電流の向きとは逆になる。２組の巻線群を流れる電流の向きは互いに逆向きになるが、電動機４のスロットを流れる電流の向きは同じであるので、電動機４の回転力（トルク定数）は従来技術の電動機と同様に確保される。
In this embodiment, as a result of inverting signal waves (u-phase signal wave, v-phase signal wave, and w-phase signal wave) for the X phase, Y phase, and Z phase, the line voltages “XY”, “Y The signs “-Z” and “Z-X” are opposite to the signs of the line voltages “U-V”, “V-W”, and “W-U”. Therefore, the direction of the current flowing through the winding groups Lx, Ly, Lz is opposite to the direction of the current flowing through the winding groups Lu, Lv, Lw. Although the directions of the currents flowing through the two sets of winding groups are opposite to each other, the directions of the currents flowing through the slots of the
図１２は、本発明の第１及び第２の実施形態に係る電動機駆動システムの効果を説明する表である。２組の巻線群の間において、ＰＷＭキャリア波が同一位相であり、巻線極性（巻線の誘起電圧の極性）及び電機子電流（巻線を流れる電流の向き）が同一極性である場合（図８）には、前述したように、電動機の鉄心の内部に発生する損失が大きくなり、その結果、ロータ発熱をもたらす。第１の実施形態によれば、２組の巻線群の間において、ＰＷＭキャリア波が逆位相であり、巻線極性及び電機子電流が同一極性である場合（図７）には、発熱を抑制することはできるが、中性点Ｎ１，Ｎ２の間の電圧及び２組の巻線群間の電圧は増大する。第２の実施形態によれば、２組の巻線群の間において、ＰＷＭキャリア波が同一位相であり、巻線極性及び電機子電流が逆極性である場合（図１１）には、発熱を抑制することができ、さらに、中性点Ｎ１，Ｎ２の間の電位差も低減することができる。 FIG. 12 is a table for explaining the effects of the electric motor drive system according to the first and second embodiments of the present invention. When the PWM carrier wave has the same phase between the two sets of winding groups, and the winding polarity (polarity of the induced voltage of the winding) and the armature current (direction of the current flowing through the winding) are the same polarity In FIG. 8, as described above, the loss generated inside the iron core of the electric motor becomes large, and as a result, the rotor generates heat. According to the first embodiment, when the PWM carrier wave is in the opposite phase between the two sets of winding groups and the winding polarity and the armature current have the same polarity (FIG. 7), heat is generated. Although it can be suppressed, the voltage between the neutral points N1 and N2 and the voltage between the two sets of winding groups increase. According to the second embodiment, when the PWM carrier wave has the same phase and the winding polarity and the armature current are opposite in polarity between the two sets of winding groups (FIG. 11), heat is generated. Further, the potential difference between the neutral points N1 and N2 can be reduced.
本発明によれば、２つの電力変換装置１，２が必要であり、大型の単一の電力変換装置により並列化を行うことはできないが、これらの電力変換装置１，２は、１つのコントローラ３のみによって制御可能である。
According to the present invention, two
図１のブロック図では、出力フィルタＬ１１〜Ｌ１６，を設けているが、これらは不要であれば省略してもよい。 Although the output filters L11 to L16 are provided in the block diagram of FIG. 1, these may be omitted if unnecessary.
また、電動機４の巻線は、Ｙ結線であってもΔ結線であってもよい。
Further, the winding of the
本発明によれば、磁束の変動を抑制して電動機の損失を低減するように二重三相電動機をインバータにより駆動する電動機駆動システムを提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the motor drive system which drives a double three phase motor with an inverter so that the fluctuation | variation of magnetic flux may be suppressed and the loss of an electric motor may be reduced can be provided.
１，２…電力変換装置、
３，３Ａ，３Ｂ…コントローラ、
４…電動機、
１０…三角波発生器、
１１〜１６…比較器、
２１〜３０…反転器、
１０１〜１１２…ステータコアの歯部、
Ｅ１…直流電源、
Ｎ１，Ｎ２…中性点、
Ｑ１〜Ｑ１２…スイッチング素子。
1, 2 ... Power converter,
3, 3A, 3B ... Controller,
4 ... Electric motor,
10 ... Triangular wave generator,
11-16 ... comparator,
21-30 ... Inverter,
101-112 ... teeth of stator core,
E1 ... DC power supply,
N1, N2 ... neutral point,
Q1-Q12 ... switching elements.
Claims (2)
上記電動機は、互いに逆極性の誘起電圧を有する第１及び第２の巻線群を備え、
上記電動機駆動システムは、
上記第１の巻線群に接続され、第１の三相交流電圧を発生して上記第１の巻線群に印加する第１の交流電源と、
上記第２の巻線群に接続され、第２の三相交流電圧を発生して上記第２の巻線群に印加する第２の交流電源と、
上記第１及び第２の交流電源を制御するコントローラとを備え、
上記コントローラは、
第３の三相交流電圧の供給を受け、
上記第３の三相交流電圧の周波数よりも高い周波数を有する三角波の電圧波形を有するキャリア波を発生し、
上記キャリア波と上記第３の三相交流電圧とに基づいて三角波比較方式を用いてパルス幅変調を実行することにより上記第１の三相交流電圧を発生するように上記第１の交流電源を制御し、
上記キャリア波と上記第３の三相交流電圧の反転電圧とに基づいて三角波比較方式を用いてパルス幅変調を実行することにより上記第２の三相交流電圧を発生するように上記第２の交流電源を制御することを特徴とする電動機駆動システム。 In an electric motor drive system that includes an electric motor and drives the electric motor,
The electric motor includes first and second winding groups having induced voltages of opposite polarities,
The motor drive system is
A first AC power source connected to the first winding group and generating a first three-phase AC voltage to be applied to the first winding group;
A second AC power source connected to the second winding group for generating a second three-phase AC voltage and applying the second three-phase AC voltage to the second winding group;
A controller for controlling the first and second AC power supplies,
The above controller
Receiving the third three-phase AC voltage,
Generating a carrier wave having a triangular voltage waveform having a frequency higher than the frequency of the third three-phase AC voltage;
The first AC power supply is configured to generate the first three-phase AC voltage by performing pulse width modulation using a triangular wave comparison method based on the carrier wave and the third three-phase AC voltage. Control
The second three-phase AC voltage is generated by performing pulse width modulation using a triangular wave comparison method based on the carrier wave and the inverted voltage of the third three-phase AC voltage. An electric motor drive system that controls an AC power supply.
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