JP2013120957A - 半導体集積回路、および、受信機 - Google Patents

Abstract

【課題】ＩチャネルとＱチャネルの可変利得増幅器の利得のばらつきを低減することが可能な受信機を提供する。
【解決手段】受信機は、予め設定された第１の測定設定期間内における第３の信号の第１の平均値を演算する第１の演算回路を備える。受信機は、第１の測定設定期間内における第４の信号の第２の平均値を演算する第２の演算回路を備える。受信機は、第１の演算回路および第２の演算回路を制御し、第１の平均値に応じて第１の設定値を変更し且つ第２の平均値に応じて第２の設定値を変更する制御回路を備える。
【選択図】図１

Description

半導体集積回路、および、受信機に関する。

従来、受信機に適用されるＡＧＣ（自動利得制御）回路には、直交ベースバンド信号のＩチャネルとＱチャネルの２乗平均平方根が目標値となるように可変利得増幅器の利得を制御するものがある。この制御動作により、アナログ・デジタル変換器への入力が適正レベルとなる。

このＡＣＧ回路の制御動作において、ＩチャネルとＱチャネルの可変利得増幅器の利得がばらついている場合に、そのばらつきは別途補正する必要がある。さらに、例えば、温度特性等により補正が正確でなくなると、適正にＡＧＣがなされない。

特開平１１−２８９２３１号公報

ＩチャネルとＱチャネルの可変利得増幅器の利得のばらつきを低減することが可能な受信機を提供する。

実施形態に従った受信機は、ＲＦ信号を受信するアンテナを備える。受信機は、受信された前記ＲＦ信号を増幅して出力するローノイズアンプを備える。受信機は、局部発振信号を出力する局部発振回路を備える。受信機は、前記局部発振信号をπ／２だけ移相した信号を出力するπ／２移相器を備える。受信機は、前記ローノイズアンプが出力した信号と前記局部発振信号とを混合した信号を混合した信号を出力する第１のミキサ回路を備える。受信機は、前記ローノイズアンプが出力した信号と前記π／２移相器が出力した信号とを出力する第２のミキサ回路を備える。受信機は、前記第１のミキサ回路が出力した信号をフィルタリングして第１の信号を出力する第１のローパスフィルタを備える。受信機は、前記第２のミキサ回路が出力した信号をフィルタリングして第２の信号を出力する第２のローパスフィルタを備える。受信機は、前記第１の信号を増幅して第３の信号を出力し、第１の設定値に応じてその利得が可変である第１の可変利得増幅器を備える。受信機は、前記第２の信号を増幅して第４の信号を出力し、第２の設定値に応じてその利得が可変である第２の可変利得増幅器を備える。受信機は、予め設定された第１の測定設定期間内における前記第３の信号の第１の平均値を演算する第１の演算回路を備える。受信機は、前記第１の測定設定期間内における前記第４の信号の第２の平均値を演算する第２の演算回路を備える。受信機は、前記第１の演算回路および前記第２の演算回路を制御し、前記第１の平均値に応じて前記第１の設定値を変更し且つ前記第２の平均値に応じて前記第２の設定値を変更する制御回路を備える。受信機は、前記第３の信号と前記第４の信号から復調信号を復調して出力する復調器を備える。

図１は、第１の実施形態に係る受信機１０００の構成の一例を示す図である。 図２は、制御回路により変更された第１、第２の設定値Ｖ１、Ｖ２と第１、第２の可変利得増幅回路Ａ１、Ａ２の利得との関係の一例を示す図である。 図３は、ＲＦ信号のパケットの構成とＡＣＧを実行する期間との関係を示す図である。 図４は、ＩＱ振幅誤差が無い場合における、ＥＶＭを示す図である。 図５は、ＩＱ振幅誤差が有る場合および実施例を適用した場合における、ＥＶＭを示す図である。 図６は、第２の実施形態に係る受信機２０００の構成の一例を示す図である。

以下、実施形態について図面に基づいて説明する。

第１の実施形態

図１は、第１の実施形態に係る受信機１０００の構成の一例を示す図である。

図１に示すように、受信機１０００は、半導体集積回路１００と、アンテナ１０１と、復調器１０２と、を備える。

アンテナ１０１は、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を受信するようになっている。

半導体集積回路１００は、受信されたＲＥ信号を処理した信号を出力するようになっている。

復調器１０２は、半導体集積回路１００が出力した信号から復調信号ｄｓを復調して出力する。

ここで、図１に示すように、半導体集積回路１００は、ローノイズアンプＬＮＡと、局部発振回路ＯＳＣと、π／２移相器ＰＳと、第１のミキサ回路Ｍ１と、第２のミキサ回路Ｍ２と、第１のローパスフィルタＦ１と、第２のローパスフィルタＦ２と、第１の可変利得増幅器Ａ１と、第２の可変利得増幅器Ａ２と、第１の演算回路ＡＲ１と、第２の演算回路ＡＲ２と、第１のアナログ・デジタル変換器Ｃ１と、第２のアナログ・デジタル変換器Ｃ２と、制御回路ＣＯＮと、を備える。

ローノイズアンプＬＮＡは、アンテナ１０１により受信されたＲＦ信号を増幅して出力するようになっている。

局部発振回路ＯＳＣは、局部発振信号Ｌｏを出力するようになっている。

π／２移相器ＰＳは、局部発振信号Ｌｏをπ／２だけ移相した信号を出力するようになっている。

第１のミキサ回路Ｍ１は、ローノイズアンプＬＮＡが出力した信号と局部発振信号Ｌｏとを混合した信号（Ｉチャネル成分）を出力するようになっている。

第２のミキサ回路Ｍ２は、ローノイズアンプＬＮＡが出力した信号とπ／２移相器ＰＳが出力した信号とを混合した信号（Ｑチャネル成分）を出力するようになっている。

第１のローパスフィルタＦ１は、第１のミキサ回路Ｍ１が出力した信号（Ｉチャネル成分）をフィルタリングして第１の信号Ｓ１を出力するようになっている。

第２のローパスフィルタＦ２は、第２のミキサ回路Ｍ２が出力した信号（Ｑチャネル成分）をフィルタリングして第２の信号Ｓ２を出力するようになっている。

第１の可変利得増幅器Ａ１は、第１の信号Ｓ１を増幅して第３の信号Ｓ３を出力するようになっている。この第１の可変利得増幅回路Ａ１は、第１の設定値Ｖ１に応じてその利得が可変するようになっている。

第２の可変利得増幅器Ａ２は、第２の信号Ｓ２を増幅して第４の信号Ｓ４を出力するようになっている。この第２の可変利得増幅回路Ａ２は、第２の設定値Ｖ２に応じてその利得が可変するようになっている。

なお、第１および第２の可変利得増幅器Ａ１、Ａ２は、例えば、トランジスタレベルの回路設計構成がオープンループの構成を有する。すなわち、伝送レートの高速化に伴いＲＦ帯域幅を従来よりも大幅に広くする必要があり、そのような広帯域にわたって所望の利得を得るために、旧来の回路設計で一般的に用いられているアクティブＲＣ構成やフィードバックを用いたＧｍＣアンプではなく、フィードバックしないＧｍＣアンプが用いられる。

第１のアナログ・デジタル変換器Ｃ１は、第３の信号Ｓ３をアナログ・デジタル変換して第１の演算回路ＡＲ１に出力するようになっている。

第２のアナログ・デジタル変換器Ｃ２は、前記第４の信号Ｓ４をアナログ・デジタル変換して第２の演算回路ＡＲ２に出力する。

第１の演算回路ＡＲ１は、予め設定された第１の測定設定期間Ｄ１内における第３の信号Ｓ３の第１の平均値を演算するようになっている。ここでは、第１の演算回路ＡＲ１は、アナログ・デジタル変換された第３の信号Ｓ３の第１の平均値を演算し、この演算結果に応じた前記第１の設定値Ｖ１を出力する。

第２の演算回路ＡＲ２は、第１の測定設定期間Ｄ１内における第４の信号Ｓ４の第２の平均値を演算するようになっている。ここでは、第２の演算回路ＡＲ２は、アナログ・デジタル変換された第４の信号Ｓ４の前記第２の平均値を演算し、この演算結果に応じた第２の設定値Ｖ２を出力する。

制御回路ＣＯＮは、第１の演算回路ＡＲ１および第２の演算回路ＡＲ２を制御するようになっている。そして、この制御回路ＣＯＮは、第１の演算回路ＡＲ１により演算された第１の平均値に応じて第１の設定値Ｖ１を変更し、且つ、第２の演算回路ＡＲ２により演算された第２の平均値に応じて第２の設定値Ｖ２を変更するようになっている。そして、既述のように、変更された第１、第２の設定値Ｖ１、Ｖ２に応じて、第１、第２の可変利得増幅回路Ａ１、Ａ２は、その利得を変更する。

例えば、制御回路ＣＯＮは、第１の平均値が目標値に近づくように、段階的に第１の設定値Ｖ１を変更し、且つ、第２の平均値が目標値に近づくように、段階的に第２の設定値Ｖ２を変更する。

これにより、変更された第１、第２の設定値Ｖ１、Ｖ２に応じて、第１、第２の可変利得増幅回路Ａ１、Ａ２は、同じ所定の利得に近づくように変更することとなる。したがって、第１、第２の可変利得増幅器Ａ１、Ａ２の利得のばらつきの影響を低減ことができる。

ここで、図２は、制御回路により変更された第１、第２の設定値Ｖ１、Ｖ２と第１、第２の可変利得増幅回路Ａ１、Ａ２の利得との関係の一例を示す図である。

図２に示すように、第１、第２の可変利得増幅回路Ａ１、Ａ２の利得の特性は異なる。しかし、既述のように、制御回路ＣＯＮが第１、第２の可変利得増幅回路Ａ１、Ａ２それぞれに対して、個別に設定値を変更することにより、第１、第２の可変利得増幅回路Ａ１、Ａ２の利得のばらつきを低減することができる。

また、図１に示すように、制御回路ＣＯＮは、例えば、第１の可変利得増幅器Ａ１の利得と第１の設定値Ｖ１との関係を規定し、且つ、第２の可変利得増幅器Ａ２の利得と第２の設定値Ｖ２との関係を規定したテーブルＴを有する。

そして、制御回路ＣＯＮは、テーブルＴに基づいて、第１の平均値が目標値となる第１の可変利得増幅器Ａ１の利得に対応する第１の設定値Ｖ１を選択し、この選択した前記第１の設定値Ｖ１を出力するようになっている。

さらに、制御回路ＣＯＮは、テーブルＴに基づいて、第２の平均値が目標値となる第２の可変利得増幅器Ａ２の利得に対応する第２の設定値Ｖ２を選択し、この選択した第２の設定値Ｖ２を出力するようになっている。

これにより、より高速にＡＧＣを完了させることができる。

なお、制御回路ＣＯＮは、選択された第１の設定値Ｖ１と、選択された第１の設定値Ｖ１に応じて第１の可変利得増幅器Ａ１の利得が設定されたときの第１の平均値との関係を反映するように、テーブルＴを更新するようになっている。すなわち、制御回路ＣＯＮは、選択された第１の設定値Ｖ１と第１の可変利得増幅器Ａ１の現在の利得とが対応するように、テーブルＴにおける、第１の可変利得増幅器Ａ１の利得と第１の設定値Ｖ１との関係を更新する。

同様に、制御回路ＣＯＮは、選択された第２の設定値Ｖ２と、選択された第２の設定値Ｖ２に応じて第２の可変利得増幅器Ａ２の利得が設定されたときの第２の平均値との関係を反映するように、テーブルＴを更新するようになっている。すなわち、制御回路ＣＯＮは、選択された第２の設定値Ｖ２と第２の可変利得増幅器Ａ２の現在の利得とが対応するように、テーブルＴにおける、第２の可変利得増幅器Ａ２の利得と第２の設定値Ｖ２との関係を更新する。

このように、補正したＩＱ振幅誤差に基づいてテーブルＴを逐次更新する。

また、ＩチャネルとＱチャネルに各々異なるＤＣオフセットが重畳した状態で本実施例に係るＡＧＣをかけると、本来の利得と違う利得に設定され、ＥＶＭ特性が劣化し得る。

そこで、制御回路ＣＯＮは、第１の可変利得増幅器Ａ１におけるＤＣオフセットのキャンセルが完了した後に、第１の設定値Ｖ１を変更する。さらに、制御回路ＣＯＮは、第２の可変利得増幅器Ａ２におけるＤＣオフセットのキャンセルが完了した後に、第２の設定値Ｖ２を変更する。

これにより、第１、第２の可変利得増幅器Ａ１、Ａ２の利得制御に対するＤＣオフセットの影響を抑制することができる。

既述のように、復調器１０２は、アナログ・デジタル変換された第３の信号Ｓ３とアナログ・デジタル変換された第４の信号Ｓ４から復調信号ｄｓを復調して出力する。

なお、図１の例では、アナログ用の可変利得増幅回路によってＩＱ個別にＡＧＣを実行する。しかし、ＡＤＣの後段にディジタル用の可変利得増幅回路を設けディジタル的に利得制御してもよい。

すなわち、第１のアナログ・デジタル変換器Ｃ１が、第１の信号Ｓ１をアナログ・デジタル変換して第１の可変利得増幅回路Ａ１に出力し、且つ、第２のアナログ・デジタル変換器Ｃ２が、第２の信号Ｓ２をアナログ・デジタル変換して第２の可変利得増幅回路Ａ２に出力するようにしてもよい。この場合、第１の可変利得増幅回路Ａ１は、アナログ・デジタル変換された第１の信号Ｓ１を増幅して第３の信号Ｓ３を出力し、且つ、第２の可変利得増幅回路Ａ２は、アナログ・デジタル変換された第２の信号Ｓ２を増幅して第４の信号Ｓ４を出力することとなる。

ここで、図３は、ＲＦ信号のパケットの構成とＡＣＧを実行する期間との関係を示す図である。

図３に示すように、ＲＦ信号のパケットのうち振幅が一定になるプリアンブル区間において第１の測定設定期間Ｄ１（時間ｔ０〜ｔｘ、ｔｘ〜ｔｙ、ｔｙ〜ｔ１）が設定され、第１および第２の設定値Ｖ１、Ｖ２の変更が実行される。

これにより、より適切に、Ｉチャネル成分とＱチャネル成分の利得のばらつきの影響を低減することができる。

一方、データ区間の電力は信号自体にＩＱ偏差がある。そこで、ＲＦ信号のパケットのうちデータが規定されるデータ区間において第１の測定設定期間Ｄ１が設定されず第１および第２の設定値Ｖ１、Ｖ２の変更が実行されない。

ここで、図４は、ＩＱ振幅誤差が無い場合における、ＥＶＭを示す図である。また、図５は、ＩＱ振幅誤差が有る場合および実施例を適用した場合における、ＥＶＭを示す図である。なお、図５では、ＩＱ振幅誤差が有る場合については、一例として、Ｑチャネルの利得が高い場合を示している。

ＩＱ振幅誤差が無い場合、図４に示すように、ＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ Ｖｅｃｔｏｒ Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）は、半径１の円になる。

一方、ＩＱ振幅誤差が有る場合、図５に示すように、ＥＶＭは、Ｑチャネル成分が長い楕円になる。しかし、本実施例を適用することにより、Ｉチャネル成分を個別にＡＧＣすることができるので、図４よりも大きい円にすることができる。すなわち、Ｑチャネル成分とＩチャネル成分の利得のばらつきを等価的に低減することができる。

なお、変調方式がＱＰＳＫである場合に、制御回路ＣＯＮによる第１の設定値Ｖ１の変更および第２の設定値Ｖ２の変更が実行される。例えば、複数変調システムの場合、ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｒａｔｉｏｎ）のときには実行せず、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）のとき実行する。

これにより、原点からの信号点への距離が複数ある変調信号に対してＡＧＣが誤動作することを防ぐことができる。

以上のように、ＩチャネルとＱチャネルで別々に電力を計算し各々が一定になるようにＡＧＣをかければＩＱ振幅誤差は自動的に補正される。

ここで、広帯域なシステム(例えば、トランスファジェット（ＴｒａｎｓｆｅｒＪｅｔ）は、従来の３０倍の２８０ＭＨｚである)では、可変利得増幅器の利得精度を確保することが回路設計的に困難であり、特に設定利得によってＩＱの利得差が異なると補正が極めて困難である。

本実施例では、π/2シフトＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）、ＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ Ｆｉｔｅｒｅｄ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）等において、信号点の位置の原点からの距離が一定の変調信号の場合精度を出しやすいが、そのような複雑でない変調方式は一般的に広帯域システムに適用される。

また、上記広帯域システムは近接無線等で多く用いられるが、近接無線では送受信間距離が近い故フェージング等による伝送路の時間変動が少なく、本実施例は、より有効に作用する。

以上のように、本実施形態に係る受信機によれば、ＩチャネルとＱチャネルの可変利得増幅器の利得のばらつきを低減することができる。

第２の実施形態

本第２の実施形態においては、２乗平均平方根を演算する第３の演算回路をさらに備えた構成例について、説明する。

ここで、図６は、第２の実施形態に係る受信機２０００の構成の一例を示す図である。なお、図６において、図１の符号と同じ符号は、第１の実施形態と同様の構成を示す。

図６に示すように、受信機２０００は、半導体集積回路２００と、アンテナ１０１と、復調器１０２と、を備える。

そして、半導体集積回路２００は、第１の実施形態の半導体集積回路１００と比較して、第３の演算回路ＡＲ３を、さらに備える。

この第３の演算回路ＡＲ３は、予め設定された第２の測定設定期間Ｄ２内における第３の信号Ｓ３と第４の信号Ｓ４の２乗平均平方根を演算するようになっている。

ここで、制御回路ＣＯＮは、第３の演算回路ＡＲ３を制御し、２乗平均平方根に応じて第１の設定値Ｖ１および第２の設定値Ｖ２を変更するようになっている。

制御回路ＣＯＮは、２乗平均平方根が目標値に近づくように、第１の設定値Ｖ１および前記第２の設定値Ｖ２を変更するようになっている。

例えば、第２の測定設定期間Ｄ２が第１の測定設定期間Ｄ１よりも先に設定される。すなわち、この場合、制御回路ＣＯＮは、第３の演算回路ＡＲ３により演算された２乗平均平方根に応じて第１の設定値Ｖ１および第２の設定値Ｖ２を変更した後に、第１の演算回路ＡＲ１により演算された第１の平均値に応じて第１の設定値Ｖ１を変更し且つ第２の演算回路ＡＲ２により演算された第２の平均値に応じて第２の設定値Ｖ２を変更する。

すなわち、Ｉ、Ｑチャネル成分の電力が一定になるようにＡＧＣをかけた後、微小な誤差だけをＩ、Ｑチャネル成分個別に補正する。

これにより、より有効に、ＩチャネルとＱチャネルの可変利得増幅器の利得のばらつきを低減する。

なお、第２の測定設定期間Ｄ２が第１の測定設定期間Ｄ１よりも後に設定されてもよい。この場合、制御回路ＣＯＮは、第１の演算回路ＡＲ１により演算された第１の平均値に応じて第１の設定値Ｖ１を変更し且つ第２の演算回路ＡＲ２により演算された第２の平均値に応じて前記第２の設定値Ｖ２を変更した後に、第３の演算回路ＡＲ３により演算された２乗平均平方根に応じて第１の設定値Ｖ１および第２の設定値Ｖ２を変更する。

すなわち、Ｉ、Ｑチャネル成分に対して個別にＡＧＣをかけて、最後に微小な調節をＩ、Ｑ成分の合計電力に対して実行する。なお、Ｉ、Ｑチャネル成分の誤差が所定値を超えたら再度ＡＧＣを実行するようにしてもよい。

なお、受信機２０００のその他の構成および機能は、第１の実施形態の受信機１０００と同様である。

すなわち、本実施形態に係る受信機によれば、第１の実施形態と同様に、ＩチャネルとＱチャネルの可変利得増幅器の利得のばらつきを低減することができる。

なお、実施形態は例示であり、発明の範囲はそれらに限定されない。

１００、２００ 半導体集積回路
１０１ アンテナ
１０２ 復調器
１０００、２０００ 受信機

Claims (8)

1. ＲＦ信号を受信するアンテナと、
   受信された前記ＲＦ信号を増幅して出力するローノイズアンプと、
   局部発振信号を出力する局部発振回路と、
   前記局部発振信号をπ／２だけ移相した信号を出力するπ／２移相器と、
   前記ローノイズアンプが出力した信号と前記局部発振信号とを混合した信号を混合した信号を出力する第１のミキサ回路と、
   前記ローノイズアンプが出力した信号と前記π／２移相器が出力した信号とを出力する第２のミキサ回路と、
   前記第１のミキサ回路が出力した信号をフィルタリングして第１の信号を出力する第１のローパスフィルタと、
   前記第２のミキサ回路が出力した信号をフィルタリングして第２の信号を出力する第２のローパスフィルタと、
   前記第１の信号を増幅して第３の信号を出力し、第１の設定値に応じてその利得が可変である第１の可変利得増幅器と、
   前記第２の信号を増幅して第４の信号を出力し、第２の設定値に応じてその利得が可変である第２の可変利得増幅器と、
   予め設定された第１の測定設定期間内における前記第３の信号の第１の平均値を演算する第１の演算回路と、
   前記第１の測定設定期間内における前記第４の信号の第２の平均値を演算する第２の演算回路と、
   前記第１の演算回路および前記第２の演算回路を制御し、前記第１の平均値に応じて前記第１の設定値を変更し且つ前記第２の平均値に応じて前記第２の設定値を変更する制御回路と、
   前記第３の信号と前記第４の信号から復調信号を復調して出力する復調器と、を備えることを特徴とする受信機。
2. 前記制御回路は、前記第１の平均値が目標値に近づくように、前記第１の設定値を変更し、且つ、前記第２の平均値が前記目標値に近づくように、前記第２の設定値を変更する
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
3. 前記制御回路は、前記第１の可変利得増幅器におけるＤＣオフセットのキャンセルが完了した後に、前記第１の設定値を変更し、且つ、
   前記第２の可変利得増幅器におけるＤＣオフセットのキャンセルが完了した後に、前記第２の設定値を変更する
   ことを特徴とする請求項１または２に記載の受信機。
4. 前記制御回路は、
   前記第１の可変利得増幅器の利得と前記第１の設定値との関係を規定し、且つ、前記第２の可変利得増幅器の利得と前記第２の設定値との関係を規定したテーブルを有し、
   前記テーブルに基づいて、前記第１の平均値が目標値となる前記第１の可変利得増幅器の利得に対応する前記第１の設定値を選択し、この選択した前記第１の設定値を出力し、
   前記テーブルに基づいて、前記第２の平均値が前記目標値となる前記第２の可変利得増幅器の利得に対応する前記第２の設定値を選択し、この選択した前記第２の設定値を出力する
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
5. 前記制御回路は、
   選択された第１の設定値と、前記選択された第１の設定値に応じて前記第１の可変利得増幅器の利得が設定されたときの前記第１の平均値との関係、または、選択された第２の設定値と、前記選択された第２の設定値に応じて前記第２の可変利得増幅器の利得が設定されたときの前記第２の平均値との関係を反映するように、前記テーブルを更新する
   ことを特徴とする請求項４に記載の受信機。
6. 予め設定された第２の測定設定期間内における前記第３の信号と前記第４の信号の２乗平均平方根を演算する第３の演算回路をさらに備え、
   前記制御回路は、前記第３の演算回路を制御し、前記２乗平均平方根に応じて前記第１の設定値および前記第２の設定値を変更する
   ことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
7. 前記第２の測定設定期間が前記第１の測定設定期間よりも先であり、
   前記制御回路は、前記２乗平均平方根に応じて前記第１の設定値および前記第２の設定値を変更した後に、前記第１の平均値に応じて前記第１の設定値を変更し且つ前記第２の平均値に応じて前記第２の設定値を変更する
   ことを特徴とする請求項６に記載の受信機。
8. 前記第２の測定設定期間が前記第１の測定設定期間よりも後であり、
   前記制御回路は、前記第１の平均値に応じて前記第１の設定値を変更し且つ前記第２の平均値に応じて前記第２の設定値を変更した後に、前記２乗平均平方根に応じて前記第１の設定値および前記第２の設定値を変更する
   ことを特徴とする請求項６に記載の受信機。

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