JP2013115017A - High frequency inverter for induction heating and control method of the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、誘導加熱（ＩＨ）用のソフトスイッチング方式の高周波インバータの技術に関するものである。 The present invention relates to a technology of a high frequency inverter of a soft switching system for induction heating (IH).
従来から、高周波インバータは、スイッチング素子としてＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴで構成される半導体スイッチを用いて、高周波ゲート信号によってスイッチ動作させることによりＩＨ負荷（ワークコイル）に高周波電流を供給する。ワークコイルに供給される誘導加熱電力は、ワークコイルに流れる電流の周波数の平方根に比例するため、このような誘導加熱用高周波インバータの高効率化，高性能化を図るためには、スイッチング周波数の高周波化は不可欠である。 2. Description of the Related Art Conventionally, a high frequency inverter supplies a high frequency current to an IH load (work coil) by using a semiconductor switch composed of an IGBT or a MOSFET as a switching element and performing a switching operation using a high frequency gate signal. Since the induction heating power supplied to the work coil is proportional to the square root of the frequency of the current flowing through the work coil, in order to increase the efficiency and performance of such a high frequency inverter for induction heating, Higher frequency is essential.
しかし、高周波化と共にスイッチング損失の顕在化が問題となっている。スイッチング損失は、スイッチのオン・オフ動作時の電圧と電流の位相のずれに起因するもので、スイッチがオンした時に、電圧が印加した状態で電流が流れ、電流と電圧の積の電力損失となるものである。スイッチング損失はエネルギーの損失につながり、場合によってはスイッチにダメージを付与するため、スイッチング損失を抑制策として、種々のソフトスイッチング技術が研究されている（例えば、特許文献１〜２を参照。）。 However, the manifestation of switching loss has become a problem as the frequency increases. Switching loss is caused by the phase difference between the voltage and current when the switch is turned on and off.When the switch is turned on, a current flows with the voltage applied, and the power loss of the product of the current and voltage is It will be. Since switching loss leads to energy loss and damages the switch in some cases, various soft switching techniques have been studied using the switching loss as a suppression measure (see, for example, Patent Documents 1 and 2).
また、誘導加熱負荷が低抵抗率金属（例えば、銅、ステンレス、アルミニウムなど）の場合は、抵抗率が極めて小さいことから、誘導加熱負荷に生じる熱は小さくなり、ワークコイルの電流の周波数を大きくすることにより、高性能化を図る必要がある。銅やアルミニウムを誘導加熱する場合、ワークコイルの電流の周波数は１００（ｋＨｚ）程度に高周波化する必要がある。スイッチング素子としてＩＧＢＴなどを用いる場合、ゲートトリガ周波数の限界は５０（ｋＨｚ）程度であることから、ワークコイルの電流の周波数をＩＧＢＴなどのゲートトリガ周波数の限界よりも更に高周波化する必要がある。 In addition, when the induction heating load is a low resistivity metal (for example, copper, stainless steel, aluminum, etc.), since the resistivity is extremely small, the heat generated in the induction heating load is reduced and the frequency of the work coil current is increased. Therefore, it is necessary to improve the performance. When copper or aluminum is induction-heated, the current frequency of the work coil needs to be increased to about 100 (kHz). When an IGBT or the like is used as the switching element, the limit of the gate trigger frequency is about 50 (kHz), and therefore it is necessary to increase the frequency of the current of the work coil to be higher than the limit of the gate trigger frequency of the IGBT or the like.
上記状況に鑑みて、本発明は、低スイッチング損失を図るべく、短絡から開放まで半導体スイッチによるソフトスイッチングが可能で、誘導加熱負荷がオールメタル（低抵抗率金属のアルミニウムや銅を含む）に対応でき、重負荷から軽負荷まで広範囲な出力制御が可能な高周波インバータを提供することを目的とする。 In view of the above situation, in order to achieve low switching loss, the present invention can perform soft switching by a semiconductor switch from a short circuit to an open circuit, and the induction heating load is compatible with all metals (including low resistivity metals such as aluminum and copper). An object of the present invention is to provide a high-frequency inverter capable of controlling output in a wide range from heavy loads to light loads.
上記目的を達成すべく、本発明の第１の観点の誘導加熱用高周波インバータは、
１）第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振タンク回路とを備えた第１インバータユニットと、
２）第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
３）負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、を備える。
In order to achieve the above object, a high frequency inverter for induction heating according to the first aspect of the present invention comprises:
1) A first switch and a second switch are connected in series, an antiparallel diode is connected in parallel to each of the first switch and the second switch, and a branch is made from the first connection midpoint of the first switch and the second switch. A first inverter unit comprising a first resonant tank circuit,
2) A third switch and a fourth switch are connected in series, an antiparallel diode is connected in parallel to each of the third switch and the fourth switch, and a branch is made from the second connection midpoint of the third switch and the fourth switch. A second inverter unit comprising a second resonant tank circuit,
3) A heating load unit in which a load resistor, a load inductor, and a power factor compensation capacitor are connected in series.
そして、上記１）の第１インバータユニットと上記２）の第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続する。また、第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と、上記の直流電源の負極側との間に、上記の加熱負荷ユニットを接続する。
これにより、第１接続中点と第２接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、その合成ベクトルを振幅制御（実効値電流制御）して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変にできる。
The first inverter unit 1) and the second inverter unit 2) are connected in parallel to each other and connected in parallel to the DC power source, and the first connection is being made via the first resonance tank and the second resonance tank. Connect the point and the second connection midpoint. The heating load unit is connected between the third connection midpoint of the first resonance tank and the second resonance tank and the negative electrode side of the DC power supply.
Thereby, the combined instantaneous current vector of the currents flowing out from the first connection midpoint and the second connection midpoint is subjected to phase difference angle control, and the resultant vector is subjected to amplitude control (effective value current control) so that the heating load unit can be controlled. The flowing output current can be controlled, and the output power can be varied continuously at high speed.
ここで、上記の共振タンク回路とは、共振インダクタと共振コンデンサが直列接続されたものである。また、上記の加熱負荷ユニットにおける負荷抵抗、負荷インダクタは、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす等価回路のＲＬ直列回路の要素である。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ０）は負荷力率を改善するために用いられる。
本発明の誘導加熱用高周波インバータは、１つの誘導加熱（ＩＨ）負荷に対して、２系統のハーフブリッジ駆動回路を備え、それぞれの瞬時電流ベクトルの相互位相を制御することにより、ＩＨ負荷に与える電力を設定できるようにしたものである。
Here, the resonant tank circuit is a circuit in which a resonant inductor and a resonant capacitor are connected in series. The load resistance and load inductor in the heating load unit described above are elements of an RL series circuit of an equivalent circuit representing a phenomenon in which Joule heat is generated by inducing an eddy current in a heating object through a work coil. The power factor compensation capacitor (C 0 ) is used to improve the load power factor.
The high frequency inverter for induction heating according to the present invention is provided with two half-bridge drive circuits for one induction heating (IH) load, and gives the IH load by controlling the mutual phase of each instantaneous current vector. The power can be set.
次に、本発明の第２の観点の誘導加熱用高周波インバータは、
第１スイッチと第２スイッチを直列接続し、第１スイッチ及び第２スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第１スイッチと第２スイッチの第１接続中点から分岐して接続された第１共振タンク回路とを備えた第１インバータユニットと、
第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、を備える。
Next, the high frequency inverter for induction heating according to the second aspect of the present invention is:
The first switch and the second switch are connected in series, an antiparallel diode is connected in parallel to each of the first switch and the second switch, and is branched and connected from the first connection midpoint of the first switch and the second switch. A first inverter unit comprising a first resonant tank circuit;
The third switch and the fourth switch are connected in series, an antiparallel diode is connected in parallel to each of the third switch and the fourth switch, and the third switch and the fourth switch are branched and connected from the second connection midpoint. A second inverter unit comprising a second resonant tank circuit;
A heating load unit in which a load resistor, a load inductor, and a power factor compensation capacitor are connected in series.
そして、上記の第１インバータユニットと第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続する。また、第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と直流電源の負極側を接続する。また、第１共振タンクおよび第２共振タンク共に、共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、第３接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置される。また、第１共振タンクおよび第２共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続する。
これにより、第１共振タンクと第２共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変にできる。
The first inverter unit and the second inverter unit are connected in parallel to each other and connected to the DC power source in parallel, and the first connection midpoint and the second connection are being connected via the first resonance tank and the second resonance tank. Connect the points. Further, the third connection midpoint of the first resonance tank and the second resonance tank is connected to the negative electrode side of the DC power supply. Further, both the first resonance tank and the second resonance tank are obtained by connecting a resonance inductor and a resonance capacitor in series, and the respective resonance capacitors are arranged on the third connection middle point side. Further, the heating load unit is connected between the connection midpoints of the resonance inductors and the resonance capacitors of the first resonance tank and the second resonance tank.
As a result, the combined instantaneous voltage vector of the resonance capacitors of the first resonance tank and the second resonance tank is controlled in phase difference, and the amplitude and phase of the high-frequency voltage applied to the heating load unit can be varied rapidly and continuously. .
また、本発明の誘導加熱用高周波インバータにおいて、以下の（１）〜（５）の態様の如く、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続されることが好ましい。
（１）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（２）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（３）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（４）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（５）直流電源と直列にゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
In addition, in the induction heating high-frequency inverter of the present invention, it is preferable that a zero current switching (ZCS) inductor is connected as in the following aspects (1) to (5).
(1) A first zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the first switch of the first inverter unit, and a second zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the third switch of the second inverter unit. Connected.
(2) A first zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the second switch of the first inverter unit, and a second zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the fourth switch of the second inverter unit. Connected.
(3) A first zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the first switch of the first inverter unit, and a second zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the fourth switch of the second inverter unit. Connected.
(4) A first zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the second switch of the first inverter unit, and a second zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the third switch of the second inverter unit. Connected.
(5) A zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the DC power supply.
これにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。ＺＣＳ用インダクタはそれぞれのインバータユニットに設けることにより、各インバータユニットに応じてインダクタを調整することが可能になる。 Thereby, an excessive current at the time of switching of the switch element can be prevented, and a low switching loss can be achieved. By providing the ZCS inductor in each inverter unit, the inductor can be adjusted according to each inverter unit.
直流電源と直列にゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続されることにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。各インバータユニットの経路ではなく、各インバータユニットの共通となるように電源と直列にインダクタを接続することで、素子の簡素化が図ることができる。 By connecting a zero current switching (ZCS) inductor in series with the DC power supply, an excessive current at the time of switching of the switch element can be prevented, and a low switching loss can be achieved. By connecting the inductor in series with the power supply so that it is not the path of each inverter unit but common to each inverter unit, the element can be simplified.
また、本発明の誘導加熱用高周波インバータは、同容量の４つのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが、それぞれ、第１インバータユニットの第１スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に接続され、第１インバータユニットの第２スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に接続されたことが好ましい。
これにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
In the induction heating high-frequency inverter according to the present invention, four zero current switching (ZCS) inductors having the same capacity are connected in series with the first switch of the first inverter unit, respectively, and the third inverter of the second inverter unit is connected. It is preferably connected in series with the switch, connected in series with the second switch of the first inverter unit, and connected in series with the fourth switch of the second inverter unit.
Thereby, an excessive current at the time of switching of the switch element can be prevented, and a low switching loss can be achieved.
また、本発明の誘導加熱用高周波インバータは、第１インバータユニットの第２スイッチと並列に第１ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサが接続され、上記の第２インバータユニットの第４スイッチと並列に第２ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサが接続されたことが好ましい。
ＺＣＳ用インダクタを用いる替りに、ＺＶＳ用コンデンサを用いることにより、スイッチ素子の切換時の過大電圧を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
The induction heating high-frequency inverter of the present invention has a first zero voltage switching (ZVS) capacitor connected in parallel with the second switch of the first inverter unit, and in parallel with the fourth switch of the second inverter unit. A second zero voltage switching (ZVS) capacitor is preferably connected.
By using a ZVS capacitor instead of using the ZCS inductor, it is possible to prevent an excessive voltage at the time of switching of the switch element and to achieve a low switching loss.
また、本発明の他の観点の誘導加熱用高周波インバータは、２つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、を備え、１組のインバータユニットを互いに並列接続して直流電源に並列に接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側との間に、加熱負荷ユニットを接続し、各々の半導体スイッチ間の接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、その合成ベクトルを振幅制御（実効値電流制御）して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る。 In addition, a high frequency inverter for induction heating according to another aspect of the present invention includes two semiconductor switches and anti-parallel diodes connected in parallel to the respective semiconductor switches, and a resonance connected by branching from a connection midpoint between the semiconductor switches. A set of inverter units having a tank, a heating load unit having an induction heating load and a power factor improvement function, and zero current switching (ZCS) promotion means or zero voltage switching (ZVS) promotion of each semiconductor switch in the inverter unit And a set of inverter units connected in parallel to each other and connected to the DC power source in parallel, and each connection midpoint is connected via each resonance tank, and the two resonance tanks are being connected. Connect a heating load unit between the point and the negative side of the DC power supply to connect each semiconductor device. The phase difference angle control is performed on the combined instantaneous current vector of the current flowing out from the connection midpoint between the switches, and the amplitude of the combined vector (effective value current control) is controlled to control the output current flowing to the heating load unit. The output power can be varied at high speed and continuously.
ここで、上記の加熱負荷ユニットにおける誘導加熱負荷は、具体的には負荷抵抗、負荷インダクタから成るＲＬ直列回路であり、力率改善機能を実現するために力率補償用コンデンサをＲＬ負荷抵抗，負荷インダクタと直接に接続する。
また、共振タンクとは、具体的には共振インダクタと共振コンデンサが直列接続されたものである。
Here, the induction heating load in the heating load unit is specifically an RL series circuit including a load resistance and a load inductor, and in order to realize a power factor improvement function, a power factor compensation capacitor is connected to an RL load resistor, Connect directly to the load inductor.
The resonance tank is specifically a resonance tank and a resonance capacitor connected in series.
また、本発明の他の観点の誘導加熱用高周波インバータは、２つの半導体スイッチとそれぞれの半導体スイッチに並列に逆並列ダイオードを接続し、半導体スイッチ間の接続中点から分岐して接続された共振タンクを備えた１組のインバータユニットと、誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、を備え、１組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側とを接続し、各共振タンクは共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、共振タンクの接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、第１共振タンクと第２共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る。 In addition, a high frequency inverter for induction heating according to another aspect of the present invention includes two semiconductor switches and anti-parallel diodes connected in parallel to the respective semiconductor switches, and a resonance connected by branching from a connection midpoint between the semiconductor switches. A set of inverter units having a tank, a heating load unit having an induction heating load and a power factor improvement function, and zero current switching (ZCS) promotion means or zero voltage switching (ZVS) promotion of each semiconductor switch in the inverter unit And a set of inverter units connected in parallel to each other and connected to the DC power supply in parallel, and each connection midpoint is connected via each resonance tank, and the two resonance tanks are being connected. Point and the negative side of the DC power supply, and each resonant tank has a resonant inductor and a resonant capacitor. Sensors are connected in series, and each resonance capacitor is arranged at the connection midpoint side of the resonance tank. The above heating load unit is connected between the resonance inductor of the resonance tank and the connection midpoint of the resonance capacitor. The phase difference control is performed on the combined instantaneous voltage vector of the voltages of the resonant capacitors of the first resonant tank and the second resonant tank, and the amplitude and phase of the high frequency voltage applied to the heating load unit can be continuously varied at high speed. obtain.
上記のゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段とは、具体的には、各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されたインダクタである。また、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段とは、具体的には、各インバータユニットにおける電源の負極側の半導体スイッチと並列接続されたコンデンサである。 Specifically, the zero current switching (ZCS) promoting means is an inductor connected in series with a semiconductor switch on the positive side or the negative side of the power supply in each inverter unit. The zero voltage switching (ZVS) promoting means is specifically a capacitor connected in parallel with the semiconductor switch on the negative side of the power supply in each inverter unit.
また、本発明の他の観点からは、上述の誘導加熱用高周波インバータの制御方法であって、下記（１）〜（４）のステップを含む誘導加熱用高周波インバータの制御方法が提供される。
（１）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第２スイッチがオフされた後あるいは同時に第１スイッチがオンされるステップ。
（２）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第３スイッチがオフされた後あるいは同時に第４スイッチがオンされるステップ。
（３）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第１スイッチがオフされた後あるいは同時に第２スイッチがオンされるステップ。
（４）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第４スイッチがオフされた後あるいは同時に第３スイッチがオンされるステップ。
Further, from another aspect of the present invention, there is provided a control method for the induction heating high-frequency inverter described above, which includes the following steps (1) to (4).
(1) A step in which the first switch is turned on after or simultaneously with the second switch being turned off while the antiparallel diodes connected in parallel are in conduction.
(2) A step in which the fourth switch is turned on after or simultaneously with the third switch being turned off while the antiparallel diodes connected in parallel are in conduction.
(3) A step in which the second switch is turned on after or simultaneously with the first switch being turned off while the antiparallel diodes connected in parallel are in conduction.
(4) A step in which the third switch is turned on after or simultaneously with the fourth switch being turned off while the antiparallel diodes connected in parallel are in conduction.
上記（１）〜（４）のステップを高速に行うことにより、後述の実施例に記載の如く、１２の動作モードが実現でき、第１接続中点と第２接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御して、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御できる。 By performing the above steps (1) to (4) at a high speed, 12 operation modes can be realized as described in the embodiments described later, and the current flowing out from the first connection midpoint and the second connection midpoint is synthesized. The output current flowing through the heating load unit can be controlled by controlling the phase difference angle of the instantaneous current vector.
本発明の誘導加熱用高周波インバータの第１スイッチ〜第４スイッチの半導体スイッチのゲート制御のプログラムは、上記のステップ（１）〜（４）をコンピュータに実行させるものである。 The gate control program for the first to fourth semiconductor switches of the induction heating high-frequency inverter of the present invention causes the computer to execute the above steps (1) to (4).
本発明の誘導加熱用高周波インバータによれば、半導体スイッチのソフトスイッチング方式を採用して低スイッチング損失を図り、誘導加熱負荷として低抵抗率金属を含むオールメタルに対応し、重負荷から軽負荷まで広範囲な出力制御が行えるといった効果を有する。
また、本発明の誘導加熱用高周波インバータによれば、インバータユニットの半導体スイッチを順次オン動作することにより、半導体スイッチのゲートトリガ周波数以上の周波数の誘導加熱負荷電流を供給でき、広範囲な負荷変動に対してソフトスイッチング動作が行えるといった効果を有する。
According to the high frequency inverter for induction heating of the present invention, a soft switching method of a semiconductor switch is adopted to achieve low switching loss, and it supports all metals including low resistivity metals as induction heating load, from heavy load to light load. It has the effect that a wide range of output control can be performed.
In addition, according to the induction heating high frequency inverter of the present invention, by sequentially turning on the semiconductor switches of the inverter unit, an induction heating load current having a frequency equal to or higher than the gate trigger frequency of the semiconductor switch can be supplied. On the other hand, there is an effect that a soft switching operation can be performed.
以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明していく。なお、本発明の範囲は、以下の実施例や図示例に限定されるものではなく、幾多の変更及び変形が可能である。
なお、以下の説明において、ゼロ電圧／ゼロ電流状態に置けるスイッチングは、便宜上、実施例１にあるゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）先行形のスイッチング（以下「ＺＣＺＶＳ」という）と、実施例２にあるゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）先行形のスイッチング（以下「ＺＶＺＣＳ」という）に分けて定義する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The scope of the present invention is not limited to the following examples and illustrated examples, and many changes and modifications can be made.
In the following description, for the sake of convenience, the switching in the zero voltage / zero current state includes the zero current switching (ZCS) preceding type switching (hereinafter referred to as “ZCZVS”) in the first embodiment and the zero in the second embodiment. It is divided into voltage switching (ZVS) type switching (hereinafter referred to as “ZVZCS”).
（回路構成）
図１に実施例１の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。図１において、回路全体としては高周波インバータを示し、第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２と加熱負荷ユニットを有する。２つのインバータユニットは共に、それぞれＩＧＢＴから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。
(Circuit configuration)
FIG. 1 shows a circuit configuration diagram of the induction heating high-frequency inverter according to the first embodiment. In Figure 1, it shows a high frequency inverter circuit as a whole, has a first inverter unit U 1 and the second inverter unit U 2 and the heating load unit. In each of the two inverter units, IGBT semiconductor switches are connected in series, and the semiconductor switches are connected in parallel with antiparallel diodes.
具体的には、図１に示すように、第１インバータユニットＵ１は、第１スイッチ（Ｓ１）と第２スイッチ（Ｓ２）が直列接続され、第１スイッチ（Ｓ１）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ１）に接続され第１スイッチング素子（Ｑ１）が構成され、第２スイッチ（Ｓ２）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ２）が接続され第２スイッチング素子（Ｑ２）が構成されている。そして、第１スイッチング素子（Ｑ１）と第２スイッチング素子（Ｑ２）の接続中点ａには、共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）が直列接続された第１共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第１スイッチ（Ｓ１）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（ＬＳ１）が設けられている。ＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）により、第１スイッチ（Ｓ１）の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
Specifically, as shown in FIG. 1, the first inverter unit U 1 includes a first switch (S 1 ) and a second switch (S 2 ) connected in series, and in parallel with the first switch (S 1 ). A first switching element (Q 1 ) is configured by being connected to the anti-parallel diode (D 1 ), and an anti-parallel diode (D 2 ) is connected in parallel to the second switch (S 2 ), thereby providing a second switching element (Q 2 ). Is configured. A first resonant tank circuit in which a resonant inductor (L 1 ) and a resonant capacitor (C 1 ) are connected in series at a connection midpoint a between the first switching element (Q 1 ) and the second switching element (Q 2 ). Is branched and connected.
A zero current switching (ZCS) inductor (L S1 ) is provided in series with the first switch (S 1 ). The ZCS inductor (L S1 ) can prevent an excessive current when the first switch (S 1 ) is switched, and a low switching loss can be achieved.
同様に、第２インバータユニットＵ２は、第３スイッチ（Ｓ３）と第４スイッチ（Ｓ４）が直列接続され、第３スイッチ（Ｓ３）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ３）に接続され第３スイッチング素子（Ｑ３）が構成され、第４スイッチ（Ｓ４）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ４）が接続され第４スイッチング素子（Ｑ４）が構成されている。そして、第３スイッチング素子（Ｑ３）と第４スイッチング素子（Ｑ４）の接続中点ｂには、共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）が直列接続された第２共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第３スイッチ（Ｓ３）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（ＬＳ２）が設けられている。ＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）により、第３スイッチ（Ｓ３）の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
Similarly, in the second inverter unit U 2 , the third switch (S 3 ) and the fourth switch (S 4 ) are connected in series, and the anti-parallel diode (D 3 ) is connected in parallel with the third switch (S 3 ). Thus, a third switching element (Q 3 ) is configured, and an anti-parallel diode (D 4 ) is connected in parallel to the fourth switch (S 4 ) to configure a fourth switching element (Q 4 ). A second resonant tank circuit in which a resonant inductor (L 2 ) and a resonant capacitor (C 2 ) are connected in series at a connection midpoint b between the third switching element (Q 3 ) and the fourth switching element (Q 4 ). Is branched and connected.
A zero current switching (ZCS) inductor (L S2 ) is provided in series with the third switch (S 3 ). The ZCS inductor (L S2 ) can prevent an excessive current when the third switch (S 3 ) is switched, and a low switching loss can be achieved.
第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、互いに並列に接続され、また直流電源Ｖｉｎ（電源電圧をＶｉｎ（Ｖ）とする）に並列に接続されている。そして、互いに並列である第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、第１共振タンク及び第２共振タンクをブリッジとして接続中点ａと接続中点ｂが接続されている。 The first inverter unit U 1 and second inverter unit U 2 is connected in parallel to be connected in parallel with each other, also the DC power supply V in (the power supply voltage and V in (V)). Then, the first inverter unit U 1 and the second inverter unit U 2 which is parallel with one another, the connection point a and the connection point b is connected to the first resonant tank and the second resonant tank as a bridge.
また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱（ＩＨ）負荷（負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０）と力率補償用コンデンサ（Ｃ０）とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてＲＬ直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ０）は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第１共振タンクと第２共振タンクの接続中点ｃと、直流電源Ｖｉｎの負極側との間に接続される。 In the heating load unit, an induction heating (IH) load (load resistance R 0 and load inductor L 0 ) and a power factor compensation capacitor (C 0 ) are connected in series. Here, the load resistance R 0 and the load inductor L 0 of the induction heating load are RL series as a simple equivalent circuit representing a phenomenon in which Joule heat is generated by inducing an eddy current in the heating target through the work coil. Shown as a circuit. The power factor compensation capacitor (C 0 ) is used to compensate for the load of the heating unit, which is an inductive load. Heating the load unit includes a connection midpoint c of the first resonant tank and the second resonant tank is connected between the negative side of the DC power source V in.
実施例１の誘導加熱用高周波インバータは、２つの共振インダクタ（Ｌ１，Ｌ２）と２つの共振コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の共振周波数ｆｒより低い動作周波数ｆｓ（＜ｆｒ）で進み電流動作させることにより、接続中点ａと接続中点ｂから流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、振幅制御し、接続中点ｃから加熱負荷ユニットに流れる出力電流Ｉｏを制御し、出力電力を広範囲に高速かつ連続的に変化させることができる。 The high frequency inverter for induction heating according to the first embodiment has an operating frequency f s (<f r ) lower than the resonant frequency f r of the two resonant inductors (L 1 , L 2 ) and the two resonant capacitors (C 1 , C 2 ). The combined instantaneous current vector of the currents flowing out from the connection middle point a and the connection middle point b is subjected to phase difference angle control and amplitude control, and the output current flowing from the connection middle point c to the heating load unit By controlling Io , the output power can be changed rapidly and continuously over a wide range.
（回路動作）
図１に示す回路構成において、接続中点ａと接続中点ｂから流れ出るｉＬ１，ｉＬ２の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、かつ、振幅制御することにより、接続中点ｃから加熱負荷ユニットに流れ出る合成ベクトルｉｏを高速制御する。これにより、誘導加熱（ＩＨ）負荷に流す高周波電流の瞬時電流ベクトルの大きさを制御し、出力電力を連続的に可変できる。
図２に実施例１の誘導加熱用高周波インバータの理論動作波形を示す。実施例１の誘導加熱用高周波インバータの動作は以下の１２の動作モードから成る。実施例１の誘導加熱用高周波インバータは、図２に示すように、時間の経過に従って、第１インバータユニットＵ１及び第２インバータユニットＵ２の第１スイッチ（Ｓ１）〜第４スイッチ（Ｓ４）をそれぞれのゲートトリガ信号によってオン・オフ制御することによって、ｔ０〜ｔ１２の区間において、１サイクル分の高周波電力変換動作を行い、この高周波電力変換サイクルを繰り返すことによって高周波電力変換を行う。
以下、ｔ０〜ｔ１２の各区間（ｔｎ〜ｔｎ＋１；ｎ＝０〜１１）における実施例１の誘導加熱用高周波インバータの１２の動作モードについて説明する。
(Circuit operation)
In the circuit configuration shown in FIG. 1, the combined instantaneous current vector of i L1 and i L2 flowing out from the connection midpoint a and the connection midpoint b is heated from the connection midpoint c by controlling the phase difference angle and controlling the amplitude. the resultant vector i o flowing to the load unit speed control. Thereby, the magnitude | size of the instantaneous current vector of the high frequency current sent through an induction heating (IH) load is controlled, and output electric power can be varied continuously.
FIG. 2 shows a theoretical operation waveform of the high frequency inverter for induction heating according to the first embodiment. The operation of the induction heating high-frequency inverter according to the first embodiment includes the following 12 operation modes. As shown in FIG. 2, the induction heating high-frequency inverter according to the first embodiment has a first switch (S 1 ) to a fourth switch (S) of the first inverter unit U 1 and the second inverter unit U 2 as time elapses. by controlling the on and off by 4) the respective gate trigger signals, in the interval of t 0 ~t 12, performs high-frequency power conversion operation of one cycle, the high-frequency power conversion by repeating the high frequency power conversion cycle Do.
Hereinafter, 12 operation modes of the induction heating high-frequency inverter according to the first embodiment in each section (t n to t n + 1 ; n = 0 to 11) of t 0 to t 12 will be described.
＜モード１：区間ｔ０〜ｔ１＞
図２の区間ｔ０〜ｔ１における動作モードを説明する。前回のサイクルの区間ｔ１１〜ｔ１２において、第１インバータユニットＵ１の第１スイッチ（Ｓ１）はオンに切り換えられ、第２インバータユニットＵ２の第３スイッチ（Ｓ３）がオン状態で、第４スイッチ（Ｓ４）がオフ状態である。第１インバータユニットＵ１の逆並列ダイオード（Ｄ２）が導通状態である。
上記の状態で、第１インバータユニットＵ１の第２スイッチ（Ｓ２）が逆並列ダイオード（Ｄ２）の導通中にオフに切り替えられると、区間ｔ０〜ｔ１の動作モードに移行する。
区間ｔ０〜ｔ１の動作モードでは、図３の電流経路図に示すように、電源（Ｖｉｎ）−第１スイッチ（Ｓ１）−直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−ＩＨ負荷で閉ループ回路を形成し、電流ｉＬ１が流れる電流ループができる。また、第２インバータユニットＵ２の逆並列ダイオード（Ｄ３）が導通状態であり、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−逆並列ダイオード（Ｄ３）−第１スイッチ（Ｓ１）−直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）で閉ループ回路を形成し、電流ｉＬ２が流れる電流ループができ、回路内を循環する。ここで、第１スイッチ（Ｓ１）及び第３スイッチ（Ｓ３）の両端電圧は、図４のＶ１，Ｖ３に示すように共に０（Ｖ）になり、接続中点ａと接続中点ｂは共にＶｉｎ（ｖ）となる。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式１のようになる。
<Mode 1: interval t 0 ~t 1>
An operation mode in the section t 0 to t 1 in FIG. 2 will be described. In the interval t 11 to t 12 of the previous cycle, the first switch (S 1 ) of the first inverter unit U 1 is switched on, and the third switch (S 3 ) of the second inverter unit U 2 is in the on state. The fourth switch (S 4 ) is in an off state. The antiparallel diode (D 2 ) of the first inverter unit U 1 is in a conductive state.
In the above state, when the second switch (S 2 ) of the first inverter unit U 1 is switched off while the antiparallel diode (D 2 ) is conducting, the operation mode of the section t 0 to t 1 is shifted.
In the operation mode of the interval t 0 ~t 1, as shown in a current path diagram of FIG. 3, the power supply (V in) - first switch (S 1) - series resonant circuit (L 1 -C 1) at -IH load A closed loop circuit is formed, and a current loop through which the current i L1 flows is formed. Further, the anti-parallel diode (D 3 ) of the second inverter unit U 2 is in a conductive state, and the series resonant circuit (L 2 -C 2 ) -the anti-parallel diode (D 3 ) -the first switch (S 1 ) -series. A closed loop circuit is formed by the resonance circuit (L 1 -C 1 ), a current loop through which the current i L2 flows is formed, and circulates in the circuit. Here, the voltages at both ends of the first switch (S 1 ) and the third switch (S 3 ) are both 0 (V) as shown by V 1 and V 3 in FIG. Both points b are V in (v).
In this mode, the current i o flowing through the IH load is expressed by the following formula 1.
（数１）
ｉｏ＝ｉＬ１−ｉＬ２ ・・・（式１）
(Equation 1)
i o = i L1 −i L2 (Equation 1)
＜モード２：区間ｔ１〜ｔ２＞
モード１の状態から、第３スイッチ（Ｓ３）を逆並列ダイオード（Ｄ３）の導通中にオフに切り替えることで、第２インバータユニットＵ２の状態が変化する。すなわち、第３スイッチ（Ｓ３）をオフすることにより、第３スイッチング素子（Ｑ３）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ３）のリカバリ―電流は、ＺＣＳ促進インダクタＬＳ２の効果により小さい。また、同様に、第２インバータユニットＵ２のＺＣＳ促進インダクタＬＳ２によって、第４スイッチング素子（Ｑ４）がＺＣＳターンオンする（図５，図６を参照）。
ここで、第１スイッチ（Ｓ１）の両端電圧は０（Ｖ）のままであるが、第３スイッチ（Ｓ３）の両端電圧はＶｉｎ（Ｖ）となる。
<Mode 2: interval t 1 ~t 2>
By switching off the third switch (S 3 ) from the state of mode 1 while the antiparallel diode (D 3 ) is conducting, the state of the second inverter unit U 2 changes. That is, by turning off the third switch (S 3 ), the third switching element (Q 3 ) is turned off by ZCZVS. Here, the recovery-current of the anti-parallel diode (D 3 ) is smaller due to the effect of the ZCS facilitating inductor L S2 . Similarly, the fourth switching element (Q 4 ) is turned on by the ZCS promoting inductor L S2 of the second inverter unit U 2 (see FIGS. 5 and 6).
Here, the voltage across the first switch (S 1 ) remains 0 (V), but the voltage across the third switch (S 3 ) becomes V in (V).
＜モード３：区間ｔ３〜ｔ４＞
第１インバータユニットＵ１では、区間ｔ０〜ｔ１の動作モードと同様、電源（Ｖｉｎ）−第１スイッチ（Ｓ１）−直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ１が流れる。この電流ｉＬ１は直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）によって時間の経過と共に電流量が減ってくる。
また、第２インバータユニットＵ２では、第３スイッチ（Ｓ３）がオフされたことによって、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−第４スイッチ（Ｓ４）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環するようになる（図７，図８を参照）。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式２のようになる。
<Mode 3: interval t 3 ~t 4>
In the first inverter unit U 1 , similarly to the operation mode in the section t 0 to t 1 , the power source (V in ), the first switch (S 1 ), the series resonance circuit (L 1 -C 1 ), and the IH load are formed. The current i L1 flows in the closed loop circuit. The amount of current i L1 decreases with time due to the series resonance circuit (L 1 -C 1 ).
Further, in the second inverter unit U 2 , a closed loop formed by a series resonant circuit (L 2 -C 2 ) -fourth switch (S 4 ) -IH load by turning off the third switch (S 3 ). The current i L2 circulates in the circuit (see FIGS. 7 and 8).
In this mode, the current i o flowing through the IH load is expressed by the following equation 2.
（数２）
ｉｏ＝ｉＬ１−ｉＬ２ ・・・（式２）
(Equation 2)
i o = i L1 −i L2 (Expression 2)
＜モード４：区間ｔ４〜ｔ５＞
第１インバータユニットＵ１において、図１０に示すように、電流ｉＬ１がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ１）が導通する。すなわち、図９に示すように、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−逆並列ダイオード（Ｄ１）−電源（Ｖｉｎ）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で、電流ｉＬ１が反転して電源（Ｖｉｎ）に逆流（回生）する方向に流れるようになる。
第２インバータユニットＵ２では、区間ｔ３〜ｔ４の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−第４スイッチ（Ｓ４）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環する。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式３のようになる。
<Mode 4: interval t 4 ~t 5>
In the first inverter unit U 1, as shown in FIG. 10, the current i L1 is reversed by the zero crossing, the anti-parallel diode (D 1) is conductive. That is, as shown in FIG. 9, the current i L1 is inverted in a closed loop circuit formed by a series resonant circuit (L 1 -C 1 ) -an antiparallel diode (D 1 ) -power source (V in ) -IH load. As a result, it flows in the direction of reverse flow (regeneration) to the power source (V in ).
In the second inverter unit U 2 , the current i is a closed loop circuit formed by a series resonant circuit (L 2 -C 2 ) -fourth switch (S 4 ) -IH load, as in the operation mode of the sections t 3 to t 4. L2 circulates.
In this mode, the current i o flowing through the IH load is expressed by the following equation 3.
（数３）
ｉｏ＝−（ｉＬ１＋ｉＬ２） ・・・（式３）
(Equation 3)
i o = − (i L1 + i L2 ) (Formula 3)
＜モード５：区間ｔ５〜ｔ６＞
第１インバータユニットＵ１では、区間ｔ４〜ｔ５の動作モードと同様、逆並列ダイオード（Ｄ１）が導通中で、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−逆並列ダイオード（Ｄ１）−電源（Ｖｉｎ）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ１が流れる。
第２インバータユニットＵ２では、図１２に示すように、電流ｉＬ２がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ４）が導通する。すわなち、図１１に示すように、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ４）で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環する。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式４のようになる。
<Mode 5: interval t 5 ~t 6>
In the first inverter unit U 1 , the antiparallel diode (D 1 ) is conducting, as in the operation mode of the sections t 4 to t 5 , and the series resonant circuit (L 1 -C 1 ) −antiparallel diode (D 1 ). - current flows i L1 in a closed loop circuit formed by the power source (V in) -IH load.
In the second inverter unit U 2, as shown in FIG. 12, when the current i L2 is reversed with the zero crossing, the anti-parallel diode (D 4) are turned on. That is, as shown in FIG. 11, the current i L2 circulates in a closed loop circuit formed by a series resonance circuit (L 2 -C 2 ) -IH load-antiparallel diode (D 4 ).
In this mode, the current i o flowing through the IH load is expressed by the following equation 4.
（数４）
ｉｏ＝−ｉＬ１＋ｉＬ２ ・・・（式４）
(Equation 4)
i o = −i L1 + i L2 (Expression 4)
＜モード６：区間ｔ６〜ｔ７＞
モード５の状態から、第１スイッチ（Ｓ１）を逆並列ダイオード（Ｄ１）の導通中にオフに切り替えることで、第１インバータユニットＵ１の状態が変化する。すなわち、第１スイッチ（Ｓ１）をオフすることにより、第１スイッチング素子（Ｑ１）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ１）のリカバリ―電流はＺＣＳ促進インダクタＬＳ１の効果により小さい。また、同様に、第１インバータユニットＵ１のＺＣＳ促進インダクタＬＳ１によって、第２スイッチング素子（Ｑ２）がＺＣＳターンオンする（図１３，図１４を参照）。
<Mode 6: interval t 6 ~t 7>
By switching the first switch (S 1 ) off while the antiparallel diode (D 1 ) is conducting from the mode 5 state, the state of the first inverter unit U 1 changes. That is, by turning off the first switch (S 1 ), the first switching element (Q 1 ) is turned off by ZCZVS. Here, the recovery-current of the anti-parallel diode (D 1 ) is smaller due to the effect of the ZCS facilitating inductor L S1 . Similarly, the second switching element (Q 2 ) is turned on by the ZCS promoting inductor L S1 of the first inverter unit U 1 (see FIGS. 13 and 14).
＜モード７：区間ｔ７〜ｔ８＞
第１インバータユニットＵ１では、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−第２スイッチ（Ｓ２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ１が循環するようになる（図１５，図１６を参照）。
第２インバータユニットＵ２では、区間ｔ５〜ｔ６の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ４）で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環する。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式５のようになる。
<Mode 7: interval t 7 ~t 8>
In the first inverter unit U 1 , the current i L1 circulates in a closed loop circuit formed by a series resonance circuit (L 1 -C 1 ) -second switch (S 2 ) -IH load (FIG. 15, FIG. 15). 16).
In the second inverter unit U 2 , the current i is a closed loop circuit formed by a series resonant circuit (L 2 -C 2 ) -IH load-antiparallel diode (D 4 ) as in the operation mode of the sections t 5 to t 6. L2 circulates.
In this mode, the current i o flowing through the IH load is expressed by the following equation (5).
（数５）
ｉｏ＝−ｉＬ１＋ｉＬ２ ・・・（式５）
(Equation 5)
i o = −i L1 + i L2 (Formula 5)
＜モード８：区間ｔ８〜ｔ９＞
モード７の状態から、第４スイッチ（Ｓ４）を逆並列ダイオード（Ｄ４）の導通中にオフに切り替えることで、第２インバータユニットＵ２の状態が変化する。すなわち、第４スイッチ（Ｓ４）をオフすることにより、第４スイッチング素子（Ｑ４）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ４）のリカバリ―電流はＺＣＳ促進インダクタＬＳ２の効果により小さい。また、第２インバータユニットＵ２のＺＣＳ促進インダクタＬＳ２によって、第３スイッチング素子（Ｑ３）がＺＣＳターンオンする（図１７，図１８を参照）。
<Mode 8: interval t 8 ~t 9>
By switching the fourth switch (S 4 ) off from the state of mode 7 while the antiparallel diode (D 4 ) is conducting, the state of the second inverter unit U 2 changes. That is, by turning off the fourth switch (S 4 ), the fourth switching element (Q 4 ) is turned off by ZCZVS. Here, the recovery-current of the anti-parallel diode (D 4 ) is smaller due to the effect of the ZCS facilitating inductor L S2 . Further, the third switching element (Q 3 ) is turned on by the ZCS promotion inductor L S2 of the second inverter unit U 2 (see FIGS. 17 and 18).
＜モード９：区間ｔ８〜ｔ９＞
第１インバータユニットＵ１では、区間ｔ７〜ｔ８の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−第２スイッチ（Ｓ２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ１が循環する。
第２インバータユニットＵ２では、第３スイッチング素子（Ｑ３）がＺＣＳターンオンしたことから、電源（Ｖｉｎ）−第３スイッチ（Ｓ３）−直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が流れ、電源（Ｖｉｎ）が電力を供給する状態となる（図１９，図２０を参照）。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式６のようになる。
<Mode 9: interval t 8 ~t 9>
In the first inverter unit U 1 , the current i is a closed loop circuit formed by a series resonance circuit (L 1 -C 1 ) -second switch (S 2 ) -IH load, as in the operation mode of the sections t 7 to t 8. L1 circulates.
In the second inverter unit U 2 , since the third switching element (Q 3 ) is turned on by the ZCS, the power supply (V in ) —the third switch (S 3 ) —the series resonance circuit (L 2 —C 2 ) —IH load The current i L2 flows in the closed loop circuit formed by the above, and the power source (V in ) supplies power (see FIGS. 19 and 20).
In this mode, the current i o flowing through the IH load is expressed by the following equation (6).
（数６）
ｉｏ＝−ｉＬ１＋ｉＬ２ ・・・（式６）
(Equation 6)
i o = −i L1 + i L2 (Expression 6)
＜モード１０：区間ｔ９〜ｔ１０＞
第１インバータユニットＵ１において、図２２に示すように、電流ｉＬ１がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ２）が導通する。すなわち、図２１に示すように、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ２）で形成される閉ループ回路で、電流ｉＬ１が反転して循環するようになる。
第２インバータユニットＵ２では、区間ｔ８〜ｔ９の動作モードと同様、電源（Ｖｉｎ）−第３スイッチ（Ｓ３）−直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が流れ、電源（Ｖｉｎ）が電力を供給する状態を保つ。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式７のようになる。
<Mode 10: interval t 9 ~t 10>
In the first inverter unit U 1, as shown in FIG. 22, the current i L1 is reversed by the zero crossing, the anti-parallel diode (D 2) is conducting. That is, as shown in FIG. 21, in a closed loop circuit formed of a series resonant circuit (L 1 -C 1 ) -IH load-antiparallel diode (D 2 ), the current i L1 is inverted and circulated. .
In the second inverter unit U 2 , similarly to the operation mode of the sections t 8 to t 9 , the power supply (V in ) −the third switch (S 3 ) −the series resonance circuit (L 2 −C 2 ) −IH load is formed. The current i L2 flows in the closed loop circuit and the power source (V in ) keeps supplying power.
In this mode, the current i o flowing through the IH load is expressed by the following equation (7).
（数７）
ｉｏ＝ｉＬ１＋ｉＬ２ ・・・（式７）
(Equation 7)
i o = i L1 + i L2 (Expression 7)
＜モード１１：区間ｔ１０〜ｔ１１＞
第１インバータユニットＵ１では、区間ｔ９〜ｔ１０の動作モードと同様、直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）−ＩＨ負荷−逆並列ダイオード（Ｄ２）で形成される閉ループ回路で、電流ｉＬ１が反転して循環する。
第２インバータユニットＵ２では、図２４に示すように、電流ｉＬ２がゼロクロスして反転すると、逆並列ダイオード（Ｄ３）が導通する。すわなち、図２３に示すように、直列共振回路（Ｌ２−Ｃ２）−逆並列ダイオード（Ｄ３）−電源（Ｖｉｎ）−ＩＨ負荷で形成される閉ループ回路で電流ｉＬ２が循環し、電源（Ｖｉｎ）へ回生される。
このモードの場合、ＩＨ負荷に流れる電流ｉｏは下記式８のようになる。
<Mode 11: interval t 10 ~t 11>
The first inverter unit U 1 is a closed loop circuit formed by a series resonant circuit (L 1 -C 1 ) -IH load-antiparallel diode (D 2 ), as in the operation mode of the sections t 9 to t 10. i L1 reverses and circulates.
In the second inverter unit U 2, as shown in FIG. 24, when the current i L2 is reversed with the zero crossing, the anti-parallel diode (D 3) is conductive. That is, as shown in FIG. 23, the current i L2 circulates in a closed loop circuit formed by a series resonant circuit (L 2 -C 2 ) -an antiparallel diode (D 3 ) -power source (V in ) -IH load. And regenerated to the power source (V in ).
In this mode, the current i o flowing through the IH load is expressed by the following equation (8).
（数８）
ｉｏ＝ｉＬ１−ｉＬ２ ・・・（式８）
(Equation 8)
i o = i L1 −i L2 (Equation 8)
＜モード１２：区間ｔ１１〜ｔ１２＞
モード１１の状態から、第２スイッチ（Ｓ２）を逆並列ダイオード（Ｄ２）の導通中にオフに切り替えることで、第１インバータユニットＵ１の状態が変化する。すなわち、第２スイッチ（Ｓ２）をオフすることにより、第２スイッチング素子（Ｑ２）がＺＣＺＶＳターンオフする。ここで、逆並列ダイオード（Ｄ２）のリカバリ―電流はＺＣＳ促進インダクタＬＳ１の効果により小さい。
また、第１インバータユニットＵ１のＺＣＳ促進インダクタＬＳ１によって、第１スイッチング素子（Ｑ１）がＺＣＳターンオンする（図２５，図２６を参照）。
<Mode 12: interval t 11 ~t 12>
By switching off the second switch (S 2 ) from the state of mode 11 while the antiparallel diode (D 2 ) is conducting, the state of the first inverter unit U 1 changes. That is, by turning off the second switch (S 2 ), the second switching element (Q 2 ) is turned off by ZCZVS. Here, the recovery-current of the anti-parallel diode (D 2 ) is smaller due to the effect of the ZCS facilitating inductor L S1 .
Further, the first switching element (Q 1 ) is turned on by ZCS by the ZCS promotion inductor L S1 of the first inverter unit U 1 (see FIGS. 25 and 26).
図２７に上述の動作モード１〜１２の動作遷移を示す。 FIG. 27 shows operation transitions in the operation modes 1 to 12 described above.
（インバータの特性）
次に、実施例１の誘導加熱用高周波インバータと特性について説明する。以下では、動作周波数ｆｓを１００（ｋＨｚ）としている。
まず、図２８に重負荷から軽負荷に対する出力電圧波形および出力電流波形を示す。図２８（ａ）は出力電圧波形を示しており、（ｂ）は出力電流波形を示している。図２８に示すように、出力電圧および出力電流の振幅は、重負荷（出力電力Ｐ０＝１．９（ｋＷ））では大きく、軽負荷（出力電力Ｐ０＝１１（Ｗ））では小さくなっていることから、誘導加熱用高周波インバータが出力制御を行っていることが分かる。
(Inverter characteristics)
Next, the induction heating high-frequency inverter of Example 1 and characteristics will be described. Hereinafter, the operating frequency f s is set to 100 (kHz).
First, FIG. 28 shows an output voltage waveform and an output current waveform from a heavy load to a light load. FIG. 28A shows an output voltage waveform, and FIG. 28B shows an output current waveform. As shown in FIG. 28, the amplitudes of the output voltage and output current are large at the heavy load (output power P 0 = 1.9 (kW)) and small at the light load (output power P 0 = 11 (W)). Thus, it can be seen that the induction heating high-frequency inverter performs output control.
また、図２９に共振インダクタ電流波形と共振コンデンサ電圧波形を示す。図２９（ａ）は軽負荷（出力電力Ｐ０＝１１（Ｗ），位相差角０．９（ｄｅｇ））におけるもので、上段が共振コンデンサ電圧波形を、下段が共振インダクタ電流波形を示している。図２９（ｂ）は重負荷（出力電力Ｐ０＝１．８（ｋＷ），位相差角１６２（ｄｅｇ））におけるもので、上段が共振コンデンサ電圧波形を、下段が共振インダクタ電流波形を示している。図中、ＶＣ１，ＶＣ２は、それぞれ共振コンデンサＣ１と共振コンデンサＣ２の電圧を示しており、ｉＬ１，ｉＬ２は、それぞれ共振インダクタＬ１と共振インダクタＬ２の電流を示している。図２９に示すように、位相差角の増加に応じて共振インダクタＬ２と共振コンデンサＣ２の動作電圧電流の振幅幅が減少していることが分かる。このことから、共振インダクタＬ１と共振コンデンサＣ１で構成される第１共振タンクと、共振インダクタＬ２と共振コンデンサＣ２で構成される第２共振タンクの接続中点ｃの状態が互いに干渉していることが分かる。 FIG. 29 shows a resonant inductor current waveform and a resonant capacitor voltage waveform. FIG. 29A shows a light load (output power P 0 = 11 (W), phase difference angle 0.9 (deg)), with the upper stage showing the resonant capacitor voltage waveform and the lower stage showing the resonant inductor current waveform. Yes. FIG. 29B shows the case of heavy load (output power P 0 = 1.8 (kW), phase difference angle 162 (deg)), with the upper part showing the resonance capacitor voltage waveform and the lower part showing the resonance inductor current waveform. Yes. In the figure, V C1 and V C2 indicate the voltages of the resonant capacitor C 1 and the resonant capacitor C 2 , respectively, and i L1 and i L2 indicate the currents of the resonant inductor L 1 and the resonant inductor L 2 , respectively. . As shown in FIG. 29, it can be seen that the amplitude width of the operating voltage and current of the resonant inductor L 2 and the resonance capacitor C 2 in accordance with an increase in the phase difference angle is decreased. Therefore, a first resonant tank composed of resonant inductor L 1 and the resonance capacitor C 1, the state of the connection midpoint c of the second resonant tank composed of resonant inductor L 2 and the resonance capacitor C 2 is mutually interfere You can see that
また、図３０に重負荷（出力電力Ｐ０＝１．９（ｋＷ））および軽負荷（出力電力Ｐ０＝１１（Ｗ））におけるスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各スイッチング電圧電流波形を示す。重負荷（出力電力Ｐ０＝１．９（ｋＷ））の場合、軽負荷（出力電力Ｐ０＝１１（Ｗ））と比べて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各スイッチングの電流変動が小さいことが分かる。 FIG. 30 shows switching voltage current waveforms of the switching elements Q 1 to Q 4 in a heavy load (output power P 0 = 1.9 (kW)) and a light load (output power P 0 = 11 (W)). . In the case of a heavy load (output power P 0 = 1.9 (kW)), the current fluctuation of each switching of the switching elements Q 1 to Q 4 is small compared to a light load (output power P 0 = 11 (W)). I understand that.
また、図３１に位相差角制御に対する入力電力および出力電力の制御特性図を示す。図３１（１）は位相差角制御に対する入力電力の制御特性を示しており、図３１（２）は位相差角制御に対する出力電力の制御特性を示している。動作周波数ｆｓを１００（ｋＨｚ）に設定してソフトスイッチング条件下で電流ベクトル位相差を変化させた場合、約５０（Ｗ）から約２（ｋＷ）の実効電力制御が可能であることが確認できた。
すなわち、実施例１の誘導加熱用高周波インバータを用いることにより、重負荷から軽負荷まで広い電力制御が行えることが理解できる。
FIG. 31 is a control characteristic diagram of input power and output power with respect to phase difference angle control. FIG. 31 (1) shows the control characteristics of the input power for the phase difference angle control, and FIG. 31 (2) shows the control characteristics of the output power for the phase difference angle control. When the operating frequency f s is set to 100 (kHz) and the current vector phase difference is changed under soft switching conditions, it is confirmed that effective power control from about 50 (W) to about 2 (kW) is possible. did it.
That is, it can be understood that wide power control from heavy load to light load can be performed by using the induction heating high-frequency inverter of the first embodiment.
図３２は、ＺＣＳ促進用インダクタの回路配置パターンを示している。ＺＣＳ促進用インダクタは、各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されており、図３２に示すように６種類の配置パターンが存在する。これらの配置パターンのＺＣＳ促進用インダクタが設けられることにより、スイッチ素子の切換時の過大電流を防ぐことができ、低スイッチング損失を図ることができる。
図３２（１）は、上述の実施例１と同じ回路であり、第１スイッチ（Ｓ１）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（２）は、第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第４スイッチ（Ｓ４）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（３）は、第１スイッチ（Ｓ１）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第４スイッチ（Ｓ４）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（４）は、第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第３スイッチ（Ｓ３）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（５）は、電源にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ）が直列に設けられたインダクタ配置パターンである。
図３２（６）は、第１スイッチ（Ｓ１）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられ、また第２スイッチ（Ｓ２）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ１）、第４スイッチ（Ｓ４）に直列にＺＣＳ用インダクタ（ＬＳ２）が設けられたインダクタ配置パターンである。図３２（６）の場合、図３２（１）〜（５）で用いるインダクタの１／２の小容量のインダクタを用いる。
FIG. 32 shows a circuit arrangement pattern of the ZCS promoting inductor. The ZCS promoting inductor is connected in series with the semiconductor switch on the positive side or the negative side of the power supply in each inverter unit, and there are six types of arrangement patterns as shown in FIG. By providing the ZCS promoting inductors having these arrangement patterns, an excessive current at the time of switching of the switch element can be prevented, and a low switching loss can be achieved.
FIG. 32 (1) shows the same circuit as that of the first embodiment described above. The ZCS inductor (L S1 ) is connected in series to the first switch (S 1 ), and the ZCS inductor (in series) is connected to the second switch (S 2 ). L S2 ) is an inductor arrangement pattern. Figure 32 (2) is, ZCS inductor in series with the second switch (S 2) (L S1), an inductor arrangement pattern ZCS inductor in series (L S2) is provided in the fourth switch (S 4) is there. 32 (3) is, ZCS inductor in series with the first switch (S 1) (L S1), an inductor arrangement pattern ZCS inductor in series (L S2) is provided in the fourth switch (S 4) is there. Figure 32 (4) is, ZCS inductor in series with the second switch (S 2) (L S1), an inductor arrangement pattern ZCS inductor in series (L S2) is provided in the third switch (S 3) is there. FIG. 32 (5) shows an inductor arrangement pattern in which a ZCS inductor (L S ) is provided in series with a power source.
FIG. 32 (6) shows a ZCS inductor (L S1 ) in series with the first switch (S 1 ), a ZCS inductor (L S2 ) in series with the second switch (S 2 ), and the second switch ZCS inductor in series (S 2) (L S1) , an inductor arrangement pattern ZCS inductor in series (L S2) is provided in the fourth switch (S 4). In the case of FIG. 32 (6), an inductor having a small capacity that is 1/2 that of the inductor used in FIGS. 32 (1) to 32 (5) is used.
図３３は、実施例２の誘導加熱用高周波インバータの回路構成を示している。実施例２の誘導加熱用高周波インバータは、実施例１の誘導加熱用高周波インバータと比べ、インダクタＬＳ１，ＬＳ２の代替として、第２スイッチ（Ｓ２）と第４スイッチ（Ｓ４）にそれぞれ並列にコンデンサＣＳ１，ＣＳ２を設けたものである。これらのコンデンサＣＳ１，ＣＳ２を設けることにより、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）を行うことが可能になる。
以下詳細に説明する。図３３の第１インバータユニットＵ１において、共振インダクタＬ１とコンデンサＣＳ１による部分共振（スイッチ状態の遷移時の生じる共振現象）を利用して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のＺＶＳを実現する。例として、第１スイッチ（Ｓ１）がオン状態、かつ、第２スイッチ（Ｓ２）がオフ状態から、ある時刻に第１スイッチ（Ｓ１）のゲートをオフすると、上記の部分共振により電源電圧Ｖｉｎまで充電されていた第２スイッチング素子（Ｑ２）の端子電圧、すなわち、コンデンサＣＳ１の電圧ＶＱ２は緩やかに（共振状）に下降し始める。これと同時にゲートをオフした第１スイッチング素子（Ｑ１）の端子電圧ＶＱ１は、次式のようになる。
FIG. 33 shows a circuit configuration of the induction heating high-frequency inverter according to the second embodiment. The induction heating high-frequency inverter according to the second embodiment is different from the induction heating high-frequency inverter according to the first embodiment in that the second switch (S 2 ) and the fourth switch (S 4 ) are substituted for the inductors L S1 and L S2. Capacitors C S1 and C S2 are provided in parallel. By providing these capacitors C S1 and C S2 , zero voltage switching (ZVS) can be performed.
This will be described in detail below. In the first inverter unit U 1 in FIG. 33, ZVS of the switching elements Q 1 and Q 2 is realized by utilizing partial resonance (resonance phenomenon that occurs at the time of switching of the switch state) by the resonant inductor L 1 and the capacitor C S1. . For example, when the first switch (S 1 ) is turned on and the second switch (S 2 ) is turned off, the gate of the first switch (S 1 ) is turned off at a certain time. the terminal voltage of the second switching element that has been charged to a voltage V in (Q 2), i.e., the voltage V Q2 of the capacitor C S1 starts to descend to gradually (resonance-like). At the same time, the terminal voltage V Q1 of the first switching element (Q 1 ) whose gate is turned off is expressed by the following equation.
（数９）
ＶＱ１＝ＶＩＮ−ＶＱ２
(Equation 9)
V Q1 = V IN −V Q2
すなわち、第１スイッチング素子（Ｑ１）の端子電圧ＶＱ１は、ゼロレベルから緩やかに上昇する。このため、第１スイッチング素子（Ｑ１）はゲートをオフしたことにより遮断された電流の急激な下降に反してその端子電圧が緩やかに上昇することから、電圧・電流のオーバーラップ期間が低減されるソフトスイッチング動作となる。これが、ＺＶＳターンオンの原理である。
一方、コンデンサＣＳ１が完全に放電されその電圧ＶＱ２がゼロに達すると、第２スイッチ（Ｓ２）に逆並列のダイオード（Ｄ２）が順バイアス状態となり、負荷電流の一部である電流が流れ始めることになる。その間に、第２スイッチ（Ｓ２）のゲートをトリガすれば、第２スイッチング素子（Ｑ２）は、そのアクティブの第２スイッチ部（Ｓ２）に電流が流れず、また電圧もかかっていない（ダイオードの順方向電圧は、シリコンベースで約０．７ボルトである。このため、電源電圧ＶＩＮに比べて十分小さい場合は無視できる）状態でのターンオンであるため、ゼロ電圧・ゼロ電流のソフトスイッチングであるＺＶＺＣＳターンオン動作が実現する。
なお、同様に、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に対しては、コンデンサＣＳ２が同様に、ＺＶＳ動作を可能とする。
That is, the terminal voltage V Q1 of the first switching element (Q 1 ) rises gradually from the zero level. For this reason, the terminal voltage of the first switching element (Q 1 ) gradually increases against the sudden decrease of the current interrupted by turning off the gate, so that the voltage / current overlap period is reduced. Soft switching operation. This is the principle of ZVS turn-on.
On the other hand, if the voltage V Q2 capacitor C S1 is completely discharged reaches zero, the inverse-parallel diode (D 2) is forward biased to the second switch (S 2), which is part of the load current Current Will begin to flow. In the meantime, if the gate of the second switch (S 2 ) is triggered, the second switching element (Q 2 ) has no current flowing through its active second switch part (S 2 ) and no voltage. (The forward voltage of the diode is about 0.7 volts on a silicon basis. Therefore, it is negligible if it is sufficiently small compared to the power supply voltage VIN ). ZVZCS turn-on operation that is soft switching is realized.
Similarly, for the switching elements Q 3 and Q 4 , the capacitor C S2 similarly enables ZVS operation.
実施例１では、２つの共振インダクタ（Ｌ１，Ｌ２）と２つの共振コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の共振周波数ｆｒより低いスイッチング動作周波数ｆｓ（＜ｆｒ）で進み電流動作させていたが、実施例２では、共振周波数ｆｒより高くスイッチング動作周波数ｆｓ（＞ｆｒ）を選定する必要がある。これにより、上述のＺＶＺＣＳ動作を得ることができる。すなわち、実施例２は、実施例１の進み電流を伴うＺＣＳ動作とは異なり、遅れ電流動作を実現することになる。 In Example 1, by current operation proceeds in two resonant inductor (L 1, L 2) and the two resonant capacitors (C 1, C 2) of the resonance frequency f is lower than r switching operation frequency f s (<f r) However, in the second embodiment, it is necessary to select the switching operation frequency f s (> f r ) higher than the resonance frequency f r . Thereby, the above-described ZVZCS operation can be obtained. In other words, the second embodiment realizes a delayed current operation, unlike the ZCS operation involving the leading current of the first embodiment.
実施例１では、進み位相の電流がターンしたスイッチに流れ込もうとする。このとき，進み位相であるため，ある値（初期電流値）をもった波形である。ここで、インダクタＬＳ１，ＬＳ１の減流作用により、スイッチターンオン電流は初期電流がそのまま流れる急峻な電流波形とはならず、ゼロから緩やかに立ち上がる緩やかな電流波形となる。これにより、スイッチターンオン時は、それと同時に急激に下降する端子電圧と電流の重なりが少ないソフトスイッチングであるＺＣＳターンとなる。
また、そのターンオフは、進み位相電流のためスイッチがオン状態でも自然に電流が反転し、逆並列ダイオードに電流が流れる区間が生まれる。その間にスイッチのゲート信号を取り除く（オフ）すると、スイッチには電流が流れておらず、かつ、ダイオードの順方向電圧が無視できるとすると、スイッチはゼロ電流、かつ、ゼロ電圧のソフトスイッチング動作となる。すなわち、ＺＣＺＶＳターンオフとなる。
In the first embodiment, the lead phase current tries to flow into the turned switch. At this time, since it is a lead phase, it has a certain value (initial current value). Here, due to the current reducing action of the inductors L S1 and L S1 , the switch turn-on current does not become a steep current waveform in which the initial current flows as it is, but a gentle current waveform that gradually rises from zero. As a result, when the switch is turned on, a ZCS turn which is a soft switching in which there is little overlap between the terminal voltage and the current that rapidly decreases at the same time.
Further, the turn-off is a lead phase current, so that the current is naturally reversed even when the switch is turned on, and a section where current flows in the antiparallel diode is created. If the gate signal of the switch is removed (turned off) during that time, no current flows through the switch, and if the forward voltage of the diode can be ignored, the switch has zero current and zero voltage soft switching operation. Become. That is, ZCZVS turn-off is performed.
以上、説明した実施例１と実施例２の回路では、ソフトスイッチング方式，共振周波数に対するスイッチング周波数の設定等で違いはある。しかしながら、２つの共振タンク回路に流れる電流を合成して負荷電流を得て、合成瞬時電流ベクトルの制御に基づく電力制御である点は共通している。 As described above, the circuits of the first and second embodiments described above are different in the soft switching method, the setting of the switching frequency with respect to the resonance frequency, and the like. However, it is common in that the power control is based on the control of the combined instantaneous current vector by combining the currents flowing through the two resonant tank circuits to obtain the load current.
次に、実施例１や実施例２における瞬時電流ベクトル制御の変形として、それとは双対の瞬時電圧ベクトル制御を実現するものについて実施例３および実施例４で説明する。
図３４に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。実施例３の誘導加熱用高周波インバータは、瞬時電圧ベクトル制御ＺＣＳ高周波インバータである。
実施例３の誘導加熱用高周波インバータは、実施例１と同様に、第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２と加熱負荷ユニットを有する。２つのインバータユニットは共に、それぞれＩＧＢＴから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。
実施例３では、実施例１と比べて加熱負荷ユニットの配置が異なっている。
Next, as a modification of the instantaneous current vector control in the first embodiment and the second embodiment, what realizes dual instantaneous voltage vector control will be described in the third and fourth embodiments.
FIG. 34 shows a circuit configuration diagram of the induction heating high-frequency inverter of the third embodiment. The high frequency inverter for induction heating of Example 3 is an instantaneous voltage vector control ZCS high frequency inverter.
Induction heating high-frequency inverter of the third embodiment, in the same manner as in Example 1, having a first inverter unit U 1 and the second inverter unit U 2 and the heating load unit. In each of the two inverter units, IGBT semiconductor switches are connected in series, and the semiconductor switches are connected in parallel with antiparallel diodes.
In the third embodiment, the arrangement of the heating load unit is different from that in the first embodiment.
実施例３の誘導加熱用高周波インバータについて、具体的に説明する。
図３４に示すように、第１インバータユニットＵ１は、第１スイッチ（Ｓ１）と第２スイッチ（Ｓ２）が直列接続され、第１スイッチ（Ｓ１）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ１）に接続され第１スイッチング素子（Ｑ１）が構成され、第２スイッチ（Ｓ２）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ２）が接続され第２スイッチング素子（Ｑ２）が構成されている。そして、第１スイッチング素子（Ｑ１）と第２スイッチング素子（Ｑ２）の接続中点ａには、共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）が直列接続された第１共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第１スイッチ（Ｓ１）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（ＬＳ）が設けられている。
The induction heating high-frequency inverter of Example 3 will be specifically described.
As shown in FIG. 34, the first inverter unit U 1 includes a first switch (S 1 ) and a second switch (S 2 ) connected in series, and an antiparallel diode (D) in parallel with the first switch (S 1 ). 1 ) is connected to form a first switching element (Q 1 ), and an antiparallel diode (D 2 ) is connected in parallel to the second switch (S 2 ) to form a second switching element (Q 2 ). . A first resonant tank circuit in which a resonant inductor (L 1 ) and a resonant capacitor (C 1 ) are connected in series at a connection midpoint a between the first switching element (Q 1 ) and the second switching element (Q 2 ). Is branched and connected.
Also, a zero current switching (ZCS) inductor (L S ) is provided in series with the first switch (S 1 ).
同様に、第２インバータユニットＵ２は、第３スイッチ（Ｓ３）と第４スイッチ（Ｓ４）が直列接続され、第３スイッチ（Ｓ３）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ３）に接続され第３スイッチング素子（Ｑ３）が構成され、第４スイッチ（Ｓ４）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ４）が接続され第４スイッチング素子（Ｑ４）が構成されている。そして、第３スイッチング素子（Ｑ３）と第４スイッチング素子（Ｑ４）の接続中点ｂには、共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）が直列接続された第２共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第３スイッチ（Ｓ３）に直列に、ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタ（ＬＳ）が設けられている。
Similarly, in the second inverter unit U 2 , the third switch (S 3 ) and the fourth switch (S 4 ) are connected in series, and the anti-parallel diode (D 3 ) is connected in parallel with the third switch (S 3 ). Thus, a third switching element (Q 3 ) is configured, and an anti-parallel diode (D 4 ) is connected in parallel to the fourth switch (S 4 ) to configure a fourth switching element (Q 4 ). A second resonant tank circuit in which a resonant inductor (L 2 ) and a resonant capacitor (C 2 ) are connected in series at a connection midpoint b between the third switching element (Q 3 ) and the fourth switching element (Q 4 ). Is branched and connected.
Also, a zero current switching (ZCS) inductor (L S ) is provided in series with the third switch (S 3 ).
第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、互いに並列に接続され、また直流電源Ｖｉｎ（電源電圧をＶｉｎ（Ｖ）とする）に並列に接続されている。そして、互いに並列である第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、第１共振タンク及び第２共振タンクをブリッジとして接続中点ｃで接続されている。また、接続中点ｃは直流電源Ｖｉｎの負極側に接続されている。 The first inverter unit U 1 and the second inverter unit U 2 is connected in parallel to be connected in parallel with each other, also the DC power supply V in (the power supply voltage and V in (V)). Then, and it is connected to the first inverter unit U 1 in parallel to each other second inverter unit U 2 is a connection point c a first resonant tank and the second resonant tank as a bridge. The connection middle point c is connected to the negative electrode side of the DC power source V in.
また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱（ＩＨ）負荷（負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０）と力率補償用コンデンサ（Ｃ０）とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてＲＬ直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ０）は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第１共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）の接続中点ｄと、第２共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）の接続中点ｅとの間に、接続されている。 In the heating load unit, an induction heating (IH) load (load resistance R 0 and load inductor L 0 ) and a power factor compensation capacitor (C 0 ) are connected in series. Here, the load resistance R 0 and the load inductor L 0 of the induction heating load are RL series as a simple equivalent circuit representing a phenomenon in which Joule heat is generated by inducing an eddy current in the heating target through the work coil. Shown as a circuit. The power factor compensation capacitor (C 0 ) is used to compensate for the load of the heating unit, which is an inductive load. The heating load unit includes a connection midpoint d between the resonance inductor (L 1 ) and the resonance capacitor (C 1 ) constituting the first resonance tank, a resonance inductor (L 2 ) and the resonance capacitor (C) constituting the second resonance tank. 2 ) is connected to the midpoint of connection e.
実施例３の誘導加熱用高周波インバータは、２つの共振タンクの共振コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御することにより、力率補償用コンデンサＣｏを含めた負荷（Ｒｏ−Ｌｏ）に印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に変化させることができる。 Induction heating high-frequency inverter of the third embodiment, by controlling the phase difference synthesis instantaneous voltage vector of the resonant capacitor of the two resonant tank (C 1, C 2), including the capacitor C o for power factor compensation load ( The amplitude and phase of the high-frequency voltage applied to R o −L o ) can be changed rapidly and continuously.
図３５に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータを示す。また、図３６に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの位相差角−出力電力特性を示す。図３６から、位相差角を制御することにより、出力電力を５０Ｗ〜２４００Ｗまで広範囲に連続的に変化させることができることが確認できる。
図３７はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１８[deg],Ｐ＝２．５[kW]）、図３８はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝９０[deg], Ｐ＝１．２[kW]）、図３９はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１６２[deg], Ｐ＝５６[W]）を示している。
図４０に、実施例３の誘導加熱用高周波インバータの各位相差角における出力電圧波形および出力電流波形を示す。ここで、図４０（１）が出力電圧波形であり、図４０（２）が出力電流波形である。また、図４１に共振キャパシタ間電圧波形を、図４２に共振インダクタ間電流波形を示す。
FIG. 35 shows circuit parameters of the induction heating high-frequency inverter according to the third embodiment. FIG. 36 shows the phase difference angle-output power characteristics of the induction heating high-frequency inverter of Example 3. From FIG. 36, it can be confirmed that the output power can be continuously changed over a wide range from 50 W to 2400 W by controlling the phase difference angle.
Figure 37 is a waveform diagram of the switching element (Q 1 ~Q 4) (Φ = 18 [deg], P = 2.5 [kW]), FIG. 38 is a waveform diagram of the switching element (Q 1 ~Q 4) (Φ = 90 [deg], P = 1.2 [kW]), FIG. 39 shows a waveform diagram (Φ = 162 [deg], P = 56 [W]) of the switching elements (Q 1 to Q 4 ). .
In FIG. 40, the output voltage waveform and output current waveform in each phase difference angle of the high frequency inverter for induction heating of Example 3 are shown. Here, FIG. 40 (1) is an output voltage waveform, and FIG. 40 (2) is an output current waveform. 41 shows a voltage waveform between the resonant capacitors, and FIG. 42 shows a current waveform between the resonant inductors.
図４３に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの回路構成図を示す。実施例４の誘導加熱用高周波インバータは、瞬時電圧ベクトル制御ＺＶＳ高周波インバータである。
実施例４の誘導加熱用高周波インバータは、実施例２と同様に、第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２と加熱負荷ユニットを有する。２つのインバータユニットは共に、それぞれＩＧＢＴから成る半導体スイッチが直列接続され、かつ、半導体スイッチは、それぞれ並列に逆並列ダイオードが接続されている。
実施例４では、実施例２と比べて加熱負荷ユニットの配置が異なっている。
In FIG. 43, the circuit block diagram of the induction heating high frequency inverter of Example 4 is shown. The induction heating high-frequency inverter of the fourth embodiment is an instantaneous voltage vector control ZVS high-frequency inverter.
Induction heating high-frequency inverter of the fourth embodiment, in the same manner as in Example 2, having a first inverter unit U 1 and the second inverter unit U 2 and the heating load unit. In each of the two inverter units, IGBT semiconductor switches are connected in series, and the semiconductor switches are connected in parallel with antiparallel diodes.
In the fourth embodiment, the arrangement of the heating load unit is different from that in the second embodiment.
実施例４の誘導加熱用高周波インバータについて、具体的に説明する。
図４３に示すように、第１インバータユニットＵ１は、第１スイッチ（Ｓ１）と第２スイッチ（Ｓ２）が直列接続され、第１スイッチ（Ｓ１）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ１）に接続され第１スイッチング素子（Ｑ１）が構成され、第２スイッチ（Ｓ２）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ２）が接続され第２スイッチング素子（Ｑ２）が構成されている。そして、第１スイッチング素子（Ｑ１）と第２スイッチング素子（Ｑ２）の接続中点ａには、共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）が直列接続された第１共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第２スイッチ（Ｓ２）に並列に、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサ（ＣＳ）が設けられている。
The induction heating high-frequency inverter of Example 4 will be specifically described.
As shown in FIG. 43, the first inverter unit U 1 includes a first switch (S 1 ) and a second switch (S 2 ) connected in series, and an antiparallel diode (D) in parallel with the first switch (S 1 ). 1 ) is connected to form a first switching element (Q 1 ), and an antiparallel diode (D 2 ) is connected in parallel to the second switch (S 2 ) to form a second switching element (Q 2 ). . A first resonant tank circuit in which a resonant inductor (L 1 ) and a resonant capacitor (C 1 ) are connected in series at a connection midpoint a between the first switching element (Q 1 ) and the second switching element (Q 2 ). Is branched and connected.
A zero voltage switching (ZVS) capacitor (C S ) is provided in parallel with the second switch (S 2 ).
同様に、第２インバータユニットＵ２は、第３スイッチ（Ｓ３）と第４スイッチ（Ｓ４）が直列接続され、第３スイッチ（Ｓ３）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ３）に接続され第３スイッチング素子（Ｑ３）が構成され、第４スイッチ（Ｓ４）に並列に逆並列ダイオード（Ｄ４）が接続され第４スイッチング素子（Ｑ４）が構成されている。そして、第３スイッチング素子（Ｑ３）と第４スイッチング素子（Ｑ４）の接続中点ｂには、共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）が直列接続された第２共振タンク回路が分岐して接続されている。
また、第４スイッチ（Ｓ４）に並列に、ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用コンデンサ（ＣＳ）が設けられている。
Similarly, in the second inverter unit U 2 , the third switch (S 3 ) and the fourth switch (S 4 ) are connected in series, and the anti-parallel diode (D 3 ) is connected in parallel with the third switch (S 3 ). Thus, a third switching element (Q 3 ) is configured, and an anti-parallel diode (D 4 ) is connected in parallel to the fourth switch (S 4 ) to configure a fourth switching element (Q 4 ). A second resonant tank circuit in which a resonant inductor (L 2 ) and a resonant capacitor (C 2 ) are connected in series at a connection midpoint b between the third switching element (Q 3 ) and the fourth switching element (Q 4 ). Is branched and connected.
Further, a zero voltage switching (ZVS) capacitor (C S ) is provided in parallel with the fourth switch (S 4 ).
第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、互いに並列に接続され、また直流電源Ｖｉｎ（電源電圧をＶｉｎ（Ｖ）とする）に並列に接続されている。そして、互いに並列である第１インバータユニットＵ１と第２インバータユニットＵ２は、第１共振タンク及び第２共振タンクをブリッジとして接続中点ｃで接続されている。また、接続中点ｃは直流電源Ｖｉｎの負極側に接続されている。 The first inverter unit U 1 and the second inverter unit U 2 is connected in parallel to be connected in parallel with each other, also the DC power supply V in (the power supply voltage and V in (V)). Then, and it is connected to the first inverter unit U 1 in parallel to each other second inverter unit U 2 is a connection point c a first resonant tank and the second resonant tank as a bridge. The connection middle point c is connected to the negative electrode side of the DC power source V in.
また、加熱負荷ユニットは、誘導加熱（ＩＨ）負荷（負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０）と力率補償用コンデンサ（Ｃ０）とが直列接続されている。ここで、誘導加熱負荷の負荷抵抗Ｒ０及び負荷インダクタＬ０は、ワークコイルを流れて加熱対象物に渦電流を誘導させることによりジュール熱を発生させる現象を表わす簡易的な等価回路としてＲＬ直列回路として示している。また、力率補償用コンデンサ（Ｃ０）は誘導性負荷である加熱ユニットの負荷を補償するために用いられる。加熱負荷ユニットは、第１共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ１）と共振コンデンサ（Ｃ１）の接続中点ｄと、第２共振タンクを構成する共振インダクタ（Ｌ２）と共振コンデンサ（Ｃ２）の接続中点ｅとの間に、接続されている。 In the heating load unit, an induction heating (IH) load (load resistance R 0 and load inductor L 0 ) and a power factor compensation capacitor (C 0 ) are connected in series. Here, the load resistance R 0 and the load inductor L 0 of the induction heating load are RL series as a simple equivalent circuit representing a phenomenon in which Joule heat is generated by inducing an eddy current in the heating target through the work coil. Shown as a circuit. The power factor compensation capacitor (C 0 ) is used to compensate for the load of the heating unit, which is an inductive load. The heating load unit includes a connection midpoint d between the resonance inductor (L 1 ) and the resonance capacitor (C 1 ) constituting the first resonance tank, a resonance inductor (L 2 ) and the resonance capacitor (C) constituting the second resonance tank. 2 ) is connected to the midpoint of connection e.
実施例４の誘導加熱用高周波インバータは、２つの共振タンクの共振コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御することにより、力率補償用コンデンサＣｏを含めた負荷（Ｒｏ−Ｌｏ）に印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に変化させることができる。 Induction heating high-frequency inverter of the fourth embodiment, by controlling the phase difference synthesis instantaneous voltage vector of the resonant capacitor of the two resonant tank (C 1, C 2), including the capacitor C o for power factor compensation load ( The amplitude and phase of the high-frequency voltage applied to R o −L o ) can be changed rapidly and continuously.
図４４に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの回路パラメータを示す。また、図４５に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの位相差角−出力電力特性を示す。図４５から、位相差角を制御することにより、出力電力を５０Ｗ〜２４００Ｗまで広範囲に連続的に変化させることができることが確認できる。
図４６はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１８[deg],Ｐ＝２．４[kW]）、図４７はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝９０[deg], Ｐ＝１．２[kW]）、図４８はスイッチング素子（Ｑ１〜Ｑ４）の波形図（Φ ＝１６２[deg], Ｐ＝５６[W]）を示している。
図４９に、実施例４の誘導加熱用高周波インバータの各位相差角における出力電圧波形および出力電流波形を示す。ここで、図４９（１）が出力電圧波形であり、図４９（２）が出力電流波形である。また、図５０に共振キャパシタ間電圧波形を、図５１に共振インダクタ間電流波形を示す。
FIG. 44 shows circuit parameters of the induction heating high-frequency inverter of the fourth embodiment. FIG. 45 shows the phase difference angle-output power characteristics of the induction heating high-frequency inverter of Example 4. From FIG. 45, it can be confirmed that the output power can be continuously changed over a wide range from 50 W to 2400 W by controlling the phase difference angle.
Figure 46 is a waveform diagram of the switching element (Q 1 ~Q 4) (Φ = 18 [deg], P = 2.4 [kW]), FIG. 47 is a waveform diagram of the switching element (Q 1 ~Q 4) (Φ = 90 [deg], P = 1.2 [kW]), FIG. 48 shows a waveform diagram (Φ = 162 [deg], P = 56 [W]) of the switching elements (Q 1 to Q 4 ). .
In FIG. 49, the output voltage waveform and output current waveform in each phase difference angle of the high frequency inverter for induction heating of Example 4 are shown. Here, FIG. 49 (1) shows the output voltage waveform, and FIG. 49 (2) shows the output current waveform. FIG. 50 shows a voltage waveform between resonant capacitors, and FIG. 51 shows a current waveform between resonant inductors.
本発明の誘導加熱用高周波インバータは、電磁調理器（誘導加熱調理器）、水蒸気を含む流体加熱装置、動力的強力超音波発生装置（超音波洗浄機，超音波ホモジナイザーなど）、超音波溶接機、レーザープリンタなど、高周波交流電流を要する電気機器や電気設備に有用である。 The induction heating high-frequency inverter of the present invention includes an electromagnetic cooker (induction heating cooker), a fluid heating device containing steam, a powerful dynamic ultrasonic generator (such as an ultrasonic cleaner and an ultrasonic homogenizer), and an ultrasonic welder. It is useful for electrical equipment and equipment that require high-frequency alternating current, such as laser printers.
Ｕ１，Ｕ２ インバータユニット
Ｓ１〜Ｓ４ スイッチ
Ｄ１〜Ｄ４ 逆並列ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ 共振インダクタ
Ｃ１，Ｃ２ 共振コンデンサ
Ｃ０ 力率補償用コンデンサ
ＬＳ，ＬＳ１，ＬＳ２ ＺＣＳ用インダクタ
ＣＳ，ＣＳ１，ＣＳ２ ＺＶＳ用共振ロスレススナバコンデンサ
U 1 and U 2 inverter units S 1 to S 4 switches D 1 to D 4 antiparallel diodes L 1 and L 2 resonant inductors C 1 and C 2 resonant capacitors C 0 power factor compensating capacitors L S, L S1 and L S2 Inductor for ZCS C S , C S1 , C S2 Resonant lossless snubber capacitor for ZVS
Claims (11)
第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、
を備え、
上記の第１インバータユニットと第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続し、
第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と、上記の直流電源の負極側との間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、
第１接続中点と第２接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る、
ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
The first switch and the second switch are connected in series, an antiparallel diode is connected in parallel to each of the first switch and the second switch, and is branched and connected from the first connection midpoint of the first switch and the second switch. A first inverter unit comprising a first resonant tank circuit;
The third switch and the fourth switch are connected in series, an antiparallel diode is connected in parallel to each of the third switch and the fourth switch, and the third switch and the fourth switch are branched and connected from the second connection midpoint. A second inverter unit comprising a second resonant tank circuit;
A heating load unit in which a load resistor, a load inductor and a power factor compensating capacitor are connected in series;
With
The first inverter unit and the second inverter unit are connected in parallel to each other and connected to the DC power source in parallel, and the first connection midpoint and the second connection midpoint are connected via the first resonance tank and the second resonance tank. connection,
The heating load unit is connected between the third connection midpoint of the first resonance tank and the second resonance tank and the negative electrode side of the DC power supply,
The phase difference angle control is performed on the combined instantaneous current vector of the currents flowing out from the first connection midpoint and the second connection midpoint, the output current flowing through the heating load unit can be controlled, and the output power can be continuously varied at a high speed.
A high-frequency inverter for induction heating characterized by this.
第３スイッチと第４スイッチを直列接続し、第３スイッチ及び第４スイッチにそれぞれ並列に逆並列ダイオードを接続し、第３スイッチと第４スイッチの第２接続中点から分岐して接続された第２共振タンク回路とを備えた第２インバータユニットと、
負荷抵抗、負荷インダクタ及び力率補償用コンデンサが直列接続された加熱負荷ユニットと、
を備え、
上記の第１インバータユニットと第２インバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、第１共振タンク及び第２共振タンクを介して第１接続中点と第２接続中点を接続し、
第１共振タンクと第２共振タンクの第３接続中点と直流電源の負極側を接続し、
第１共振タンクおよび第２共振タンク共に、共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、第３接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、
第１共振タンクおよび第２共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、
第１共振タンクと第２共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る、
ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
The first switch and the second switch are connected in series, an antiparallel diode is connected in parallel to each of the first switch and the second switch, and is branched and connected from the first connection midpoint of the first switch and the second switch. A first inverter unit comprising a first resonant tank circuit;
The third switch and the fourth switch are connected in series, an antiparallel diode is connected in parallel to each of the third switch and the fourth switch, and the third switch and the fourth switch are branched and connected from the second connection midpoint. A second inverter unit comprising a second resonant tank circuit;
A heating load unit in which a load resistor, a load inductor and a power factor compensating capacitor are connected in series;
With
The first inverter unit and the second inverter unit are connected in parallel to each other and connected to the DC power source in parallel, and the first connection midpoint and the second connection midpoint are connected via the first resonance tank and the second resonance tank. connection,
Connecting the third connection midpoint of the first resonant tank and the second resonant tank and the negative side of the DC power supply;
In both the first resonance tank and the second resonance tank, a resonance inductor and a resonance capacitor are connected in series, and the respective resonance capacitors are arranged on the third connection middle point side,
The heating load unit is connected between the connection midpoints of the resonance inductor and the resonance capacitor of the first resonance tank and the second resonance tank,
The composite instantaneous voltage vector of the voltages of the resonance capacitors of the first resonance tank and the second resonance tank is controlled in phase difference, and the amplitude and phase of the high-frequency voltage applied to the heating load unit can be varied rapidly and continuously.
A high-frequency inverter for induction heating characterized by this.
（１）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（２）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（３）第１インバータユニットの第１スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（４）第１インバータユニットの第２スイッチと直列に第１ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に第２ゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
（５）直流電源と直列にゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）用インダクタが接続される。
The high frequency inverter for induction heating according to claim 1 or 2, wherein the high frequency inverter is one of the following (1) to (5).
(1) A first zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the first switch of the first inverter unit, and a second zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the third switch of the second inverter unit. Connected.
(2) A first zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the second switch of the first inverter unit, and a second zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the fourth switch of the second inverter unit. Connected.
(3) A first zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the first switch of the first inverter unit, and a second zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the fourth switch of the second inverter unit. Connected.
(4) A first zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the second switch of the first inverter unit, and a second zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the third switch of the second inverter unit. Connected.
(5) A zero current switching (ZCS) inductor is connected in series with the DC power supply.
それぞれ、第１インバータユニットの第１スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第３スイッチと直列に接続され、第１インバータユニットの第２スイッチと直列に接続され、第２インバータユニットの第４スイッチと直列に接続された、
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
Four zero current switching (ZCS) inductors of the same capacity
Respectively connected in series with the first switch of the first inverter unit, connected in series with the third switch of the second inverter unit, connected in series with the second switch of the first inverter unit, Connected in series with 4 switches,
The high frequency inverter for induction heating according to claim 1 or 2.
上記の第２インバータユニットの第４スイッチと並列に第２ゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）用共振ロスレススナバコンデンサが接続された
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
A resonance lossless snubber capacitor for first zero voltage switching (ZVS) is connected in parallel with the second switch of the first inverter unit.
The induction heating high frequency inverter according to claim 1 or 2, wherein a resonance lossless snubber capacitor for second zero voltage switching (ZVS) is connected in parallel with the fourth switch of the second inverter unit.
誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、
前記インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、
を備え、
１組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、
２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側との間に、加熱負荷ユニットを接続し、各々の半導体スイッチ間の接続中点から流れ出る電流の合成瞬時電流ベクトルを位相差角制御し、加熱負荷ユニットに流れる出力電流を制御し、出力電力を高速かつ連続的に可変し得る、
ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
A pair of inverter units comprising two semiconductor switches and a resonant tank connected in parallel to each semiconductor switch and connected in parallel with a branch point from a connection midpoint between the semiconductor switches;
A heating load unit having an induction heating load and a power factor correction function;
Zero current switching (ZCS) promoting means or zero voltage switching (ZVS) promoting means of each semiconductor switch in the inverter unit;
With
A set of inverter units are connected in parallel to each other and connected to the DC power source in parallel, and the connection midpoints are connected to each other via the respective resonant tanks.
A heating load unit is connected between the connection midpoint of the two resonant tanks and the negative electrode side of the DC power supply, and the resultant instantaneous current vector flowing out from the connection midpoint between the respective semiconductor switches is controlled in phase difference angle. The output current flowing to the heating load unit is controlled, and the output power can be varied continuously at high speed.
A high-frequency inverter for induction heating characterized by this.
誘導加熱負荷及び力率改善機能を有する加熱負荷ユニットと、
前記インバータユニットにおける各々の半導体スイッチのゼロカレントスイッチング（ＺＣＳ）促進手段あるいはゼロボルテージスイッチング（ＺＶＳ）促進手段と、
を備え、
１組のインバータユニットを互いに並列に接続して直流電源に並列接続すると共に、それぞれの共振タンクを介して各々の接続中点どうしを接続し、
２つの共振タンクの接続中点と直流電源の負極側とを接続し、
各共振タンクは共振インダクタと共振コンデンサが直列に接続されたもので、共振タンクの接続中点側にそれぞれの共振コンデンサが配置され、
共振タンクの共振インダクタと共振コンデンサの接続中点どうしの間に、上記の加熱負荷ユニットを接続し、
２つの共振タンクのそれぞれの共振コンデンサの電圧の合成瞬時電圧ベクトルを位相差制御し、加熱負荷ユニットに印加される高周波電圧の振幅と位相を高速かつ連続的に可変し得る、
ことを特徴とする誘導加熱用高周波インバータ。
A pair of inverter units comprising two semiconductor switches and a resonant tank connected in parallel to each semiconductor switch and connected in parallel with a branch point from a connection midpoint between the semiconductor switches;
A heating load unit having an induction heating load and a power factor correction function;
Zero current switching (ZCS) promoting means or zero voltage switching (ZVS) promoting means of each semiconductor switch in the inverter unit;
With
A set of inverter units are connected in parallel to each other and connected to the DC power source in parallel, and the connection midpoints are connected to each other via the respective resonant tanks.
Connect the midpoint of connection between the two resonant tanks and the negative side of the DC power supply,
Each resonance tank has a resonance inductor and a resonance capacitor connected in series, and each resonance capacitor is arranged on the connection middle point side of the resonance tank.
Connect the above heating load unit between the connection midpoint of the resonance inductor and resonance capacitor of the resonance tank,
Phase difference control is performed on the combined instantaneous voltage vector of the voltages of the resonant capacitors of the two resonant tanks, and the amplitude and phase of the high-frequency voltage applied to the heating load unit can be varied rapidly and continuously
A high-frequency inverter for induction heating characterized by this.
各インバータユニットにおける電源の正極側あるいは負極側の半導体スイッチと直列接続されたインダクタである、
ことを特徴とする請求項６又は７に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
The zero current switching (ZCS) promoting means is:
It is an inductor connected in series with the semiconductor switch on the positive electrode side or the negative electrode side of the power supply in each inverter unit.
The high frequency inverter for induction heating according to claim 6 or 7.
各インバータユニットにおける電源の負極側の半導体スイッチと並列接続されたコンデンサで
ことを特徴とする請求項６又は７に記載の誘導加熱用高周波インバータ。
The zero voltage switching (ZVS) promoting means is:
The induction heating high-frequency inverter according to claim 6 or 7, wherein the induction heating high-frequency inverter is a capacitor connected in parallel with the semiconductor switch on the negative electrode side of the power supply in each inverter unit.
（１）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第２スイッチがオフされた後あるいは同時に第１スイッチがオンされるステップと、
（２）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第３スイッチがオフされた後あるいは同時に第４スイッチがオンされるステップと、
（３）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第１スイッチがオフされた後あるいは同時に第２スイッチがオンされるステップと、
（４）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第４スイッチがオフされた後あるいは同時に第３スイッチがオンされるステップと、
を含む誘導加熱用高周波インバータの制御方法。
A method for controlling a high-frequency inverter for induction heating according to any one of claims 1 to 5,
(1) the first switch is turned on after or simultaneously with the second switch being turned off while the antiparallel diodes connected in parallel are conductive;
(2) a step in which the fourth switch is turned on after or simultaneously with the third switch being turned off while the antiparallel diodes connected in parallel are conductive;
(3) a step in which the second switch is turned on after or simultaneously with the first switch being turned off while the antiparallel diodes connected in parallel are conductive;
(4) the third switch is turned on after or simultaneously with the fourth switch being turned off while the antiparallel diodes connected in parallel are conductive;
Control method of induction heating high frequency inverter including
コンピュータに、
（１）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第２スイッチがオフされた後あるいは同時に第１スイッチがオンされるステップと、
（２）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第３スイッチがオフされた後あるいは同時に第４スイッチがオンされるステップと、
（３）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第１スイッチがオフされた後あるいは同時に第２スイッチがオンされるステップと、
（４）並列に接続された逆並列ダイオードが導通中に第４スイッチがオフされた後あるいは同時に第３スイッチがオンされるステップと、
を実行させるための制御プログラム。
A gate control program for a switch of a high-frequency inverter for induction heating according to any one of claims 1 to 5,
On the computer,
(1) the first switch is turned on after or simultaneously with the second switch being turned off while the antiparallel diodes connected in parallel are conductive;
(2) a step in which the fourth switch is turned on after or simultaneously with the third switch being turned off while the antiparallel diodes connected in parallel are conductive;
(3) a step in which the second switch is turned on after or simultaneously with the first switch being turned off while the antiparallel diodes connected in parallel are conductive;
(4) the third switch is turned on after or simultaneously with the fourth switch being turned off while the antiparallel diodes connected in parallel are conductive;
A control program to execute.
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