JP2013110939A - Power conversion apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、三相交流電圧を出力する電力変換装置に関し、詳しくは、電力変換用のユニットを多段に接続して高圧の三相交流電圧を発生させ、高圧電動機等の負荷に供給する電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that outputs a three-phase AC voltage, and more particularly, to convert power supply units in multiple stages to generate a high-voltage three-phase AC voltage and supply it to a load such as a high-voltage motor. It relates to the device.
図9は、この種の電力変換装置の従来技術を示しており、例えば非特許文献1に記載されているものである。
図9において、三相交流電源100の各相(R,S,T相)には変圧器Trの一次巻線Trpが接続され、その二次巻線TrsU1,TrsU2,TrsU3,TrsV1,TrsV2,TrsV3,TrsW1,TrsW2,TrsW3からは等しい変圧比により降圧した三相交流電圧が出力される。なお、一次巻線Trpは三相巻線であるが、図9では便宜的に単線図にて表示している。
FIG. 9 shows a conventional technique of this type of power conversion apparatus, which is described in Non-Patent
9, the three-phase alternating current of each phase of the power supply 100 (R, S, T phase) primary winding Tr p of the transformer Tr is connected to its secondary winding Tr SU1, Tr SU2, Tr SU3, Tr sV1, Tr sV2, Tr sV3, Tr sW1, Tr sW2, three-phase AC voltage stepped down by equal transformation ratio from Tr SW3 is output. Incidentally, the primary winding Tr p is a three-phase winding, are displayed at convenience line diagram in FIG.
U相の二次巻線TrsU1,TrsU2,TrsU3には、同一構成のユニットU1,U2,U3がそれぞれ接続されてU群変換器200Uが構成されており、各ユニットU1,U2,U3は、整流回路を構成するダイオードD1PR,D1PS,D1PT,D1NR,D1NS,D1NT、ダイオードD2PR,D2PS,D2PT,D2NR,D2NS,D2NT、ダイオードD3PR,D3PS,D3PT,D3NR,D3NS,D3NTと、整流された電圧を平滑する平滑コンデンサCd,Cd,Cd(電圧をEdとする)と、単相インバータを構成する単方向スイッチU1PA,U1PB,U1NA,U1NB、単方向スイッチU2PA,U2PB,U2NA,U2NB、単方向スイッチU3PA,U3PB,U3NA,U3NBと、をそれぞれ備えている。
The U-phase secondary windings Tr sU1 , Tr sU2 , and Tr sU3 are connected to the units U 1 , U 2 , and U 3 having the same configuration to form a U group converter 200U , and each unit U 1 , U 2, U 3, the
ここで、例えばU群変換器200Uに接続される二次巻線TrsU1,TrsU2,TrsU3の出力電圧の位相は、電気角で20°ずつの位相差を持っている。また、ユニットU1,U2,U3の交流出力側は直列に接続されており、ユニットU1の一方の交流出力端子がU相出力端子として高圧誘導電動機等の電動機300に接続されている。
Here, for example, the phases of the output voltages of the secondary windings Tr sU1 , Tr sU2 , Tr sU3 connected to the U group converter 200U have a phase difference of 20 ° in electrical angle. Further, the AC output sides of the units U 1 , U 2 , U 3 are connected in series, and one AC output terminal of the unit U 1 is connected to an
V群変換器200V、W群変換器200Wの構成もU群変換器200Uと同一であり、V群変換器200Vは、二次巻線TrsV1,TrsV2,TrsV3に接続されたユニットV1,V2,V3からなり、W群変換器200Wは、二次巻線TrsW1,TrsW2,TrsW3に接続されたユニットW1,W2,W3からなっている。
そして、ユニットV1,W1の各一方の交流出力端子がV相,W相出力端子として電動機300に接続されている。
すなわち、この従来技術では、変圧器Trの二次側に接続されたユニットU1,U2,U3を直列接続してU群変換器200Uを構成すると共に、同様にV群変換器200V、W群変換器200Wを構成し、これらを電動機300にY結線することによって三相出力の電力変換装置を構成している。
The configurations of the
One AC output terminal of each of the units V 1 and W 1 is connected to the
That is, in this prior art, the units U 1 , U 2 , U 3 connected to the secondary side of the transformer Tr are connected in series to form the
次に、この電力変換装置の動作を簡単に説明する。
図10は、図9における出力一相分の電圧(例えばU相出力電圧VoUN)の波形を示しており、ここでは、図10における期間Aの動作を説明する。
期間Aでは、図11に示すように、U群変換器200U内の単方向スイッチU3PA,U3NB,U2PA,U2NB,U1NBを常時オンし、単方向スイッチU1PA,U1NAを適切な変調率で交互にオン・オフする。この場合、ユニットU3の出力電圧は、二次巻線TrsU3から出力される三相交流電圧を整流して平滑した直流電圧Edとなり、ユニットU2の出力電圧=Ed、ユニットU1の出力電圧=Ed×変調率となる。このため、期間AにおけるU相の出力相電圧VoUNは、VoUN=(Ed)+(Ed)+(Ed×変調率)となる。
Next, operation | movement of this power converter device is demonstrated easily.
FIG. 10 shows a waveform of a voltage corresponding to one output phase in FIG. 9 (for example, U-phase output voltage V oUN ). Here, the operation in the period A in FIG. 10 will be described.
In the period A, as shown in FIG. 11, the unidirectional switch U 3PA in
一方、他の例として、図10における期間Bの動作を説明する。
この場合には、図12に示すように、単方向スイッチU3PB,U3NA,U2PB,U2NA,U1PAを常時オンし、単方向スイッチU1PB,U1NBを適切な変調率で交互にオン・オフする。これにより、ユニットU3の出力電圧=−Ed、ユニットU2の出力電圧=−Ed、ユニットU1の出力電圧=−Ed×変調率となるため、U相出力電圧VoUNは、VoUN=−(Ed)−(Ed)−(Ed×変調率)となり、期間Aと比べると出力電圧の極性が反転する。
On the other hand, the operation in the period B in FIG. 10 will be described as another example.
In this case, as shown in FIG. 12, the unidirectional switch U 3PB, U 3NA, U 2PB , U 2NA, and always on the U 1PA, unidirectional switch U 1PB, alternating U 1NB with appropriate modulation factor Turn on and off. Accordingly, since the output voltage of the unit U 3 = −E d , the output voltage of the unit U 2 = −E d , and the output voltage of the unit U 1 = −E d × modulation rate, the U-phase output voltage V oUN is V oUN = − (E d ) − (E d ) − (E d × modulation rate), and the polarity of the output voltage is inverted as compared with the period A.
以上の説明から分かるように、U群変換器200U内の適切な単方向スイッチを常時オンすると共に、適切な単方向スイッチを適切な変調率で交互にオン・オフすることにより、任意の振幅及び周波数の単相交流電圧を出力することができ、V群変換器200V,W群変換器200Wについても同様に動作させることで、昇圧変圧器を用いずに高圧の三相交流電圧を発生させることが可能である。
As can be seen from the above description, by appropriately turning on an appropriate unidirectional switch in the
また、図9のような回路構成にすれば、各ユニットに入力される電圧は変圧器Trにより降圧された電圧になるので、電源電圧に対して低い電圧定格の単方向スイッチを用いることができる。更に、図10の波形に示したように各相の出力電圧は複数の電圧レベルを持った波形となり、1回のスイッチングによる電圧の変化量が少なくなるため、負荷として接続される電動機300の絶縁劣化を抑制することができる。
加えて、前述したように、変圧器Trの二次巻線の出力電圧に位相差を設けているため、変圧器Trの一次側では、電流に含まれる高調波成分が打ち消し合い、ひずみの少ない電流波形を得ることができる。
Further, if the circuit configuration as shown in FIG. 9 is used, the voltage input to each unit is a voltage stepped down by the transformer Tr, so that a unidirectional switch having a lower voltage rating than the power supply voltage can be used. . Further, as shown in the waveform of FIG. 10, the output voltage of each phase has a plurality of voltage levels, and the amount of change in voltage due to one switching is reduced, so that the insulation of the
In addition, as described above, since the phase difference is provided in the output voltage of the secondary winding of the transformer Tr, the harmonic components included in the current cancel each other on the primary side of the transformer Tr, and there is little distortion. A current waveform can be obtained.
なお、図9に示した回路構成では、ダイオードからなる整流回路を用いているため、電動機300が持つエネルギーを電源に回生することは原理的に不可能である。回生が必要な場合には、各ユニットの整流回路を構成するダイオードを、ダイオードとIGBT等の自己消弧形半導体スイッチとの並列接続回路からなる単方向スイッチにそれぞれ置き換えればよい。
In the circuit configuration shown in FIG. 9, since a rectifier circuit made of a diode is used, it is impossible in principle to regenerate the energy of the
図9に示した従来技術によれば、単方向スイッチとして電源電圧よりも十分に低い電圧定格の半導体スイッチを使用することができるが、半導体スイッチの電圧定格を更に低下させることができれば装置を一層低価格にすることができる。
ここで、半導体スイッチの定格電圧を下げるには、直列接続されるユニットの数を増やせばよいことが容易に想像できる。しかし、その場合、変圧器Trの二次巻線数が増加して構成がより複雑になるため、結果として装置の低価格化を妨げると共に、電流が通過する半導体スイッチの数が増加して効率の悪化を招くことになる。
According to the prior art shown in FIG. 9, a semiconductor switch having a voltage rating sufficiently lower than the power supply voltage can be used as a unidirectional switch. However, if the voltage rating of the semiconductor switch can be further reduced, the device is further increased. The price can be reduced.
Here, it can be easily imagined that the number of units connected in series may be increased in order to reduce the rated voltage of the semiconductor switch. However, in that case, the number of secondary windings of the transformer Tr increases and the configuration becomes more complicated. As a result, the cost of the apparatus is hindered, and the number of semiconductor switches through which current passes increases, resulting in efficiency. Will be worsened.
更に、従来技術では、整流後の直流電圧を平滑する平滑コンデンサCdが、装置の小型化、低価格化の障害となっている。この種の平滑コンデンサCdには、一般にエネルギー密度の高い電解コンデンサが用いられるが、この電解コンデンサが装置の長寿命化の妨げとなっていた。 Further, in the prior art, the smoothing capacitor C d for smoothing the DC voltage after rectification, the size of the apparatus, which is an obstacle in cost reduction. As this type of smoothing capacitor Cd , an electrolytic capacitor having a high energy density is generally used. However, this electrolytic capacitor hinders the extension of the life of the apparatus.
そこで、本発明の解決課題は、装置の構成を簡略化して小型化、低価格化を図ると共に、長寿命化を可能にした電力変換装置を提供することにある。 SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide a power conversion device that simplifies the configuration of the device to reduce the size and price, and that can extend the service life.
上記課題を解決するため、請求項1に係る発明は、交流電圧を任意の振幅及び周波数の三相交流電圧に変換する電力変換装置において、
半導体スイッチのスイッチング動作により、単相交流電源の電圧を所望の振幅及び周波数の単相交流電圧に変換するユニットを3つ形成してこれら第1〜第3のユニットの交流出力側を直列接続したものを1つの組とし、
前記1つの組、または、n(nは複数)個の組の交流出力側を直列接続したものを一相分の群として、この群を三相分設け、これら三相分の群の各一方の交流出力端子がそれぞれ単相交流出力端子として負荷に接続される電力変換装置であって、
各組において、前記第1〜第3のユニットがそれぞれ接続される3つの単相交流電源は、互いに電気的に絶縁されて各電源電圧の位相差が電気角で120°ずつ異なり、かつ、前記n個の組の全体において、第1のユニットがそれぞれ接続されるn個の単相交流電源の間、第2のユニットがそれぞれ接続されるn個の単相交流電源の間、第3のユニットがそれぞれ接続されるn個の単相交流電源の間で、各電源電圧がそれぞれ所定の位相差を持つことを特徴とする。
In order to solve the above problem, an invention according to
Three units that convert the voltage of the single-phase AC power source into a single-phase AC voltage having a desired amplitude and frequency are formed by switching operation of the semiconductor switch, and the AC output sides of these first to third units are connected in series. A set of things,
The one set or n (n is a plurality) sets of AC output sides connected in series as a group for one phase, this group is provided for three phases, and each one of the groups for these three phases Each of the AC output terminals is connected to a load as a single-phase AC output terminal,
In each set, the three single-phase AC power supplies to which the first to third units are respectively connected are electrically insulated from each other, and the phase difference of each power supply voltage differs by 120 ° in electrical angle, and Between the n single-phase AC power supplies to which the first unit is connected, and between the n single-phase AC power supplies to which the second unit is connected, the third unit in the entire n sets Each of the power supply voltages has a predetermined phase difference among n single-phase AC power supplies connected to each other.
請求項2に係る発明は、請求項1に記載した電力変換装置において、前記単相交流電源を、一次側が三相交流電源に接続された変圧器の二次巻線により構成し、かつ、前記単相交流電源によって構成される全相数が3以上であることを特徴とする。
The invention according to
請求項3に係る発明は、請求項1または2に記載した電力変換装置において、前記ユニットは、2つの双方向スイッチを直列接続した双方向スイッチ直列接続回路を2つ並列に接続し、この並列接続回路を前記単相交流電源に並列接続すると共に、前記双方向スイッチ直列接続回路における双方向スイッチ同士の直列接続点を単相交流出力端子としたことを特徴とする. According to a third aspect of the present invention, in the power conversion device according to the first or second aspect, the unit is configured to connect two bidirectional switch series connection circuits in which two bidirectional switches are connected in series, in parallel. A connection circuit is connected in parallel to the single-phase AC power supply, and a series connection point between the bidirectional switches in the bidirectional switch series connection circuit is a single-phase AC output terminal.
本発明によれば、従来よりも電圧定格の低い半導体素子を使用することができ、変圧器の二次巻線の巻線数を減少させて変圧器の構成を簡略化することができるため、装置の構成の簡略化、小型化、低価格化が可能である。また、整流電圧を平滑する平滑コンデンサを不要にして、装置の長寿命化を図ることができる。
更に、これらの効果は、半導体素子における損失を従来と同等以下に抑えながら実現可能である。
According to the present invention, it is possible to use a semiconductor element having a voltage rating lower than that of the conventional one, and the number of secondary windings of the transformer can be reduced to simplify the configuration of the transformer. The configuration of the apparatus can be simplified, reduced in size, and reduced in price. In addition, the life of the device can be extended by eliminating the need for a smoothing capacitor that smoothes the rectified voltage.
Furthermore, these effects can be realized while suppressing the loss in the semiconductor element to be equal to or lower than the conventional one.
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。まず、図1は、本発明の実施形態の全体構成を示す回路図である。
この実施形態では、2つの双方向スイッチを直列接続した双方向スイッチ直列接続回路を2つ並列接続し、この並列接続回路を変圧器の二次巻線により構成される単相交流電源に並列に接続して単相−単相電力変換器を構成する。ここで、前記二次巻線に接続される双方向スイッチ直列接続回路の並列接続回路をユニットと呼び、3つのユニットの交流出力側を直列接続したものを1つの組とする。また、上記の組を2つ直列接続して一相分の群変換器を構成し、三相各相(U,V,W相)について構成したU群変換器,V群変換器,W群変換器の各1つの交流出力端子を負荷の電動機に対してY結線するものである。
なお、この実施形態における双方向スイッチには、例えば、逆方向の耐圧を有する逆阻止IGBTが用いられる。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. First, FIG. 1 is a circuit diagram showing an overall configuration of an embodiment of the present invention.
In this embodiment, two bidirectional switch series connection circuits in which two bidirectional switches are connected in series are connected in parallel, and this parallel connection circuit is connected in parallel to a single-phase AC power source constituted by a secondary winding of a transformer. Connect to form a single-phase to single-phase power converter. Here, the parallel connection circuit of the bidirectional switch series connection circuit connected to the secondary winding is referred to as a unit, and the AC output side of the three units connected in series is defined as one set. In addition, two groups are connected in series to form a group converter for one phase, and a U group converter, a V group converter, and a W group configured for each of the three phases (U, V, and W phases). Each AC output terminal of the converter is Y-connected to the load motor.
Note that, for example, a reverse blocking IGBT having a reverse breakdown voltage is used for the bidirectional switch in this embodiment.
すなわち、図1において、100は三相交流電源、Trは一次巻線Trpが三相交流電源100に接続された変圧器であり、各々が互いに絶縁された単相交流電源としての二次巻線TrsRU1,TrsSU1,TrsTU1,TrsRU2,TrsSU2,TrsTU2には、双方向スイッチRU1PA,RU1PB,RU1NA,RU1NB,SU1PA,SU1PB,SU1NA,SU1NB,TU1PA,TU1PB,TU1NA,TU1NB,RU2PA,RU2PB,RU2NA,RU2NB,SU2PA,SU2PB,SU2NA,SU2NB,TU2PA,TU2PB,TU2NA,TU2NBからなる6つのU相のユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2がそれぞれ接続されている。なお、一次巻線Trpは三相巻線であるが、図1では便宜的に単線図にて表示している。
ユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2の交流出力側はすべて直列接続されており、二次巻線TrsRU1,TrsSU1,TrsTU1及びユニットRU1,SU1,TU1により第1組が、二次巻線TrsRU2,TrsSU2,TrsTU2及びユニットRU2,SU2,TU2により第2組が構成されると共に、これらの第1組及び第2組によってU群変換器201Uが構成されている。
That is, in FIG. 1, 100 three-phase AC power source, Tr is connected transformer primary winding Tr p is the three-phase
The AC output sides of the units RU 1 , SU 1 , TU 1 , RU 2 , SU 2 , TU 2 are all connected in series, and the secondary windings Tr sRU 1 , Tr sSU 1 , Tr sTU 1 and the units RU 1 , SU 1 , first set by TU 1 is, by the secondary winding Tr sRU2, Tr sSU2, Tr sTU2 and units RU 2, SU 2, TU 2 together with the second pair is constituted by these first and second sets
同様にして、変圧器Trの二次巻線TrsRV1,TrsSV1,TrsTV1,TrsRV2,TrsSV2,TrsTV2には、各二次巻線にそれぞれ対応する6つのV相のユニットRV1,SV1,TV1,RV2,SV2,TV2が接続されている。ユニットRV1,SV1,TV1,RV2,SV2,TV2の交流出力側はすべて直列接続されており、二次巻線TrsRV1,TrsSV1,TrsTV1及びユニットRV1,SV1,TV1により第1組が、二次巻線TrsRV2,TrsSV2,TrsTV2及びユニットRV2,SV2,TV2により第2組が構成され、これらの第1組及び第2組によってV群変換器201Vが構成されている。
Similarly, the secondary windings Tr sRV1 , Tr sSV1 , Tr sTV1 , Tr sRV2 , Tr sSV2 , and Tr sTV2 of the transformer Tr have six V-phase units RV 1 , RV 1 , corresponding to the secondary windings, respectively. SV 1 , TV 1 , RV 2 , SV 2 , TV 2 are connected. The AC output sides of the units RV 1 , SV 1 , TV 1 , RV 2 , SV 2 , TV 2 are all connected in series, and the secondary windings Tr sRV 1 , Tr sSV 1 , Tr sTV 1 and the units RV 1 , SV 1 , TV by 1 the first set is the secondary winding Tr sRV2, Tr sSV2, Tr sTV2 and unit RV 2, SV 2, TV 2 second set is configured, the first set and V set by a second set of these
更に、変圧器Trの二次巻線TrsRW1,TrsSW1,TrsTW1,TrsRW2,TrsSW2,TrsTW2には、各二次巻線にそれぞれ対応する6つのV相のユニットRW1,SW1,TW1,RW2,SW2,TW2が接続されている。ユニットRW1,SW1,TW1,RW2,SW2,TW2の交流出力側はすべて直列接続されており、二次巻線TrsRW1,TrsSW1,TrsTW1及びユニットRW1,SW1,TW1により第1組が、二次巻線TrsRW2,TrsSW2,TrsTW2及びユニットRW2,SW2,TW2により第2組が構成され、これらの第1組及び第2組によってW群変換器201Wが構成されている。
Furthermore, the secondary windings Tr sRW1 , Tr sSW1 , Tr sTW1 , Tr sRW2 , Tr sSW2 , and Tr sTW2 of the transformer Tr include six V-phase units RW 1 and SW 1 corresponding to the secondary windings, respectively. , TW 1 , RW 2 , SW 2 , TW 2 are connected. The AC output sides of the units RW 1 , SW 1 , TW 1 , RW 2 , SW 2 , TW 2 are all connected in series, and the secondary windings Tr sRW 1 , Tr sSW 1 , Tr sTW 1 and the units RW 1 , SW 1 , first set by TW 1 is, by the secondary winding Tr sRW2, Tr sSW2, Tr sTW2 and unit RW 2, SW 2, TW 2 is configured second set is, first and second sets by the W group of A
なお、各ユニットの直列接続状態を詳述すると、例えばU群変換器201Uでは、最下段のユニットTU2の一方の交流出力端子が中性点Nとなり、他方の交流出力端子がその上段のユニットSU2の一方の交流出力端子に接続され、以後、同様にユニットRU2〜RU1まで接続されて最上段のユニットRU1の他方の交流出力端子がU相出力端子として電動機300に接続されている。
V群変換器201V,W群変換器201Wの直列接続状態も上記と同様であり、それぞれの最下段のユニットTW2,TV2の各一方の交流出力端子が中性点Nとなり、最上段のユニットRV1,RW1の各他方の出力端子がV相出力端子,W相出力端子として電動機300に接続されている。
Incidentally, when detailing the series connection state of each unit, for example, the
The series connection state of the
また、変圧器Trの二次巻線から得られる各組内のユニットの単相電源電圧には、電気角で120度ずつの位相差が設けられる。例えば、U群変換器201Uの第1組の二次巻線TrsRU1,TrsSU1,TrsTU1の電圧には、互いに120°の位相差が設けられている。
更に、各組の間において同一相のユニットの単相電源電圧の間にも位相差が設けられており、その位相差は、60°÷n(nは組数)とする。例えば、図1の例ではn=2であるため、U群変換器201Uの第1組の二次巻線TrsRU1の電圧と第2組の二次巻線TrsRU2の電圧との間には、60°÷2=30°の位相差が設けられている。
In addition, the single-phase power supply voltage of the units in each set obtained from the secondary winding of the transformer Tr is provided with a phase difference of 120 degrees in electrical angle. For example, the first set of secondary windings Tr sRU1 , Tr sSU1 , and Tr sTU1 of the
Furthermore, a phase difference is also provided between the single-phase power supply voltages of the units of the same phase between each set, and the phase difference is 60 ° ÷ n (n is the number of sets). For example, since n = 2 in the example of FIG. 1, the voltage between the voltage of the first set of secondary windings Tr sRU1 and the voltage of the second set of secondary windings Tr sRU2 of the
図2は、図1のように組数nが2の場合における変圧器Trの二次巻線の電圧の位相関係を示しており、一例として、U群変換器201Uの二次巻線TrsRU1,TrsSU1,TrsTU1,TrsRU2,TrsSU2,TrsTU2の電圧波形(ユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2の入力電圧波形)ViRU1,ViSU1,ViTU1,ViRU2,ViSU2,ViTU2を示している。
ここでは、電圧の位相関係を説明することを目的にしているため、各電圧波形は振幅が1の正弦波により表示されている。
FIG. 2 shows the phase relationship of the voltage of the secondary winding of the transformer Tr when the number of sets n is 2 as shown in FIG. 1. As an example, the secondary winding Tr sRU1 of the
Here, for the purpose of explaining the phase relationship of the voltages, each voltage waveform is displayed as a sine wave having an amplitude of 1.
図1の第1組(ユニットRU1,SU1,TU1)において、各二次巻線TrsRU1,TrsSU1,TrsTU1の電圧位相としてViRU1を基準に考えると、図2に示すごとく、ViSU1は120°遅れ、ViTU1は240°遅れとなる。一方、第2組(ユニットRU2,SU2,TU2)において、前述したようにn=2の場合には二次巻線TrsRU1,TrsRU2の電圧に30°の位相差があるので、ViRU1に対して、ViRU2は30°進み、ViSU2は90°遅れ、ViTU2は210°遅れとなる。 In the first set of FIG. 1 (unit RU 1, SU 1, TU 1), considering on the basis of the V IRU1 as a voltage phase of each secondary winding Tr sRU1, Tr sSU1, Tr sTU1 , as shown in FIG. 2, V iSU1 is delayed by 120 ° and V iTU1 is delayed by 240 °. On the other hand, in the second set (units RU 2 , SU 2 , TU 2 ), as described above, when n = 2, the voltages of the secondary windings Tr sRU1 , Tr sRU2 have a phase difference of 30 °. against V iRU1, V iRU2 proceeds 30 °, V iSU2 is delayed 90 °, V iTU2 becomes 210 ° delay.
次に、この実施形態における基本的な動作を説明する。
図3は、本実施形態の基になる出力電圧の境界値を示す波形である。まず、U相の第1組における3つの単相電源電圧のそれぞれについて絶対値をとったもののうち、最大の大きさとなる電圧をMax1、中間の大きさとなる電圧をMid1、最小の大きさとなる電圧をMin1と定義する。また、U相の第2組についても、同様に、最大の大きさとなる電圧をMax2、中間の大きさとなる電圧をMid2、最小の大きさとなる電圧をMin2と定義する。
ここで、U群変換器201Uは、第1組,第2組のユニットRV1,SV1,TV1,RV2,SV2,TV2の交流出力側がすべて直列に接続されているから、先に定義した単相電源電圧の絶対値の最大値、中間値、最小値を用いて、U群変換器201Uの出力電圧(図1におけるU相出力端子−中性点N間の電圧)VoUNの値として、以下の境界値を考える。
Next, the basic operation in this embodiment will be described.
FIG. 3 is a waveform showing the boundary value of the output voltage on which this embodiment is based. First, of the absolute values of the three single-phase power supply voltages in the first set of U phases, the maximum voltage is Max 1 , the intermediate voltage is Mid 1 , and the minimum voltage is the minimum voltage. Is defined as Min 1 . Similarly, for the second set of U phases, the maximum voltage is defined as Max 2 , the intermediate voltage is defined as Mid 2 , and the minimum voltage is defined as Min 2 .
Here, since the
LEVEL0=0
LEVEL1=Min2+LEVEL0
LEVEL2=Mid2+LEVEL1
LEVEL3=Max2+LEVEL2
LEVEL4=Min1+LEVEL3
LEVEL5=Mid1+LEVEL4
LEVEL6=Max1+LEVEL5
LEVEL 0 = 0
LEVEL 1 = Min 2 + LEVEL 0
LEVEL 2 = Mid 2 + LEVEL 1
LEVEL 3 = Max 2 + LEVEL 2
LEVEL 4 = Min 1 + LEVEL 3
LEVEL 5 = Mid 1 + LEVEL 4
LEVEL 6 = Max 1 + LEVEL 5
この出力電圧の境界値に基づいて、本実施形態におけるU群変換器201Uの動作を説明する。
図4は、前述した出力電圧の境界値と2つの出力電圧指令Voref1,Voref2の波形例を示している。ここで、出力電圧指令Voref1,Voref2としては、位相が180°異なり、かつ、振幅が異なる場合を例示してある。
Based on the boundary value of the output voltage, the operation of the
FIG. 4 shows a waveform example of the output voltage boundary value and the two output voltage commands V oref1 and V oref2 described above. Here, as the output voltage commands V oref1 and V oref2 , a case where the phases are different by 180 ° and the amplitudes are different is illustrated.
まず、出力電圧指令がVoref1である場合について、図4に⇔で示した期間(電気角90°〜120°の網掛け部分)の動作を説明する。
この場合、出力電圧指令Voref1の極性が正であり、その絶対値Voref1absがLevel5以上でLevel6未満であるときに、各ユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2の単相電源電圧の極性に注意して、図5に示すように、各ユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2を構成する双方向スイッチのオン・オフを決定する。
First, in the case where the output voltage command is V oref1 , the operation during the period indicated by 部分 in FIG. 4 (the shaded portion with an electrical angle of 90 ° to 120 °) will be described.
In this case, when the polarity of the output voltage command V oref1 is positive and the absolute value V oref1abs is equal to or higher than Level 5 and lower than Level 6 , each unit RU 1 , SU 1 , TU 1 , RU 2 , SU 2 , Paying attention to the polarity of the single-phase power supply voltage of TU 2 , as shown in FIG. 5, the on / off of the bidirectional switches constituting each unit RU 1 , SU 1 , TU 1 , RU 2 , SU 2 , TU 2 To decide.
この場合、図5に示すように、ユニットRU1では双方向スイッチRU1NBを常時オンさせてRU1PA,RU1NAを適切な変調率で交互にオン・オフさせ、ユニットSU1では双方向スイッチSU1PB,SU1NAを常時オンさせ、ユニットTU1では双方向スイッチTU1PB,TU1NAを常時オンさせ、ユニットRU2では双方向スイッチRU2PA,RU2NBを常時オンさせ、ユニットSU2では双方向スイッチSU2PA,SU2NBを常時オンさせ、ユニットTU2では双方向スイッチTU2PB,TU2NAを常時オンさせることにより、ユニットRU2,SU2,TU2,TU1,SU1は、各ユニットの電源電圧を直接出力するか、あるいは、電源電圧の極性を反転させて出力することになる。このとき、前述したように、ユニットRU1では、双方向スイッチRU1NBを常時オン、RU1PA,RU1NAを適切な変調率で交互にオン・オフすることにより、PWM(パルス幅変調)制御を行う。
In this case, as shown in FIG. 5, in the unit RU 1 , the bidirectional switch RU 1NB is always turned on, and the RU 1PA and RU 1NA are alternately turned on / off at an appropriate modulation rate. In the unit SU 1 , the bidirectional switch SU 1PB, is always on the SU 1NA, unit TU 1 in bidirectional switch TU 1PB, is always on the TU 1NA, unit RU 2 in bidirectional switch RU 2PA, is always on the RU 2NB, the bidirectional switch in the unit SU 2 SU 2PA, is always on the SU 2NB, unit TU 2 in bidirectional switch TU 2PB, by always on the TU 2NA, units RU 2, SU 2, TU 2 ,
ここで、すべてのユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2の交流出力側は直列接続されているので、U相の出力電圧VoUNは、各ユニットの出力電圧の総和となり、数式1により表すことができる。この数式1から明らかなように、ユニットRU1における変調率を適切に調整することにより、出力電圧指令通りの正の単相交流電圧VoUNを出力することができる。
[数式1]
VoUN=(変調率×|ViRU1|)+|ViTU1|+|ViSU1|+|ViTU2|+|ViRU2|+|ViSU2|
Here, since the AC output sides of all the units RU 1 , SU 1 , TU 1 , RU 2 , SU 2 , TU 2 are connected in series, the U-phase output voltage V oUN is the output voltage of each unit. This is the sum and can be expressed by
[Formula 1]
V oUN = (modulation factor × | V iRU1 |) + | V iTU1 | + | V iSU1 | + | V iTU2 | + | V iRU2 | + | V iSU2 |
この場合における、出力電圧指令Voref1の極性、出力電圧指令の絶対値Voref1absが存在する領域、各組における単相電源電圧絶対値の最大、中間、最小(Max1,Mid1,Min1、及び、Max2,Mid2,Min2)に該当するユニット、各ユニットを構成する双方向スイッチの状態、各ユニットの出力電圧を表1に整理する。
In this case, the polarity of the output voltage command V Oref1, a region where the absolute value V Oref1abs present the output voltage command, the maximum single-phase supply voltage absolute value in each set, an intermediate,
次に、出力電圧指令がVoref2の場合について、図4の⇔で示した期間の動作を説明する。
この場合には、出力電圧指令Voref2の極性が負であり、その絶対値Voref2absがLevel4以上でLevel5未満であるときに、各ユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2の電源電圧の極性に注意して、図6に示すように、各ユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2を構成する双方向スイッチのオン・オフを決定する。
Next, when the output voltage command is V oref2 , the operation during the period indicated by ⇔ in FIG. 4 will be described.
In this case, when the polarity of the output voltage command V oref2 is negative and the absolute value V oref2abs is not less than Level 4 and less than Level 5 , each unit RU 1 , SU 1 , TU 1 , RU 2 , SU 2 , pay attention to the polarity of the power supply voltage of TU 2 , as shown in FIG. 6, turn on / off the bidirectional switches constituting each unit RU 1 , SU 1 , TU 1 , RU 2 , SU 2 , TU 2. To decide.
この場合、図6に示すように、ユニットRU1では双方向スイッチRU1NA,RU1NBを常時オンさせ、ユニットSU1では双方向スイッチSU1PA,SU1NBを常時オンさせ、ユニットTU1では双方向スイッチTU1PAを常時オンさせると共にTU1PB,TU1NBを適切な変調率で交互にオン・オフさせ、ユニットRU2では双方向スイッチRU2NA,RU2PBを常時オンさせ、ユニットSU2では双方向スイッチSU2PB,SU2NAを常時オンさせ、ユニットTU2では双方向スイッチTU2PA,TU2NBを常時オンさせることにより、ユニットRU2,SU2,TU2,SU1は、各ユニットの電源電圧を直接出力するか、あるいは、電源電圧の極性を反転させて出力することになる。
このとき、前述したように、ユニットTU1は、双方向スイッチTU1PAを常時オンさせてTU1PB,TU1NBを適切な変調率で交互にオン・オフさせることにより、PWM制御を行う。また、ユニットRU1は、双方向スイッチRU1NA,RU1NBを常時オンさせることにより、出力電圧はゼロとなる。
In this case, as shown in FIG. 6, in the unit RU 1 , the bidirectional switches RU 1NA and RU 1NB are always turned on, in the unit SU 1 the bidirectional switches SU 1PA and SU 1NB are always turned on, and in the unit TU 1 The switch TU 1PA is always turned on and the TU 1PB and TU 1NB are alternately turned on and off at an appropriate modulation rate. The unit RU 2 always turns on the bidirectional switches RU 2NA and RU 2PB , and the unit SU 2 has the bidirectional switch. SU 2PB, is always on the SU 2NA, unit TU 2 in bidirectional switch TU 2PA, by always on the TU 2NB, units RU 2, SU 2, TU 2 ,
At this time, as described above, the unit TU 1 performs PWM control by always turning on the bidirectional switch TU 1PA and alternately turning on and off TU 1PB and TU 1NB at an appropriate modulation rate. Further, the unit RU 1 always turns on the bidirectional switches RU 1NA and RU 1NB , so that the output voltage becomes zero.
ここで、すべてのユニットRU1,SU1,TU1,RU2,SU2,TU2の交流出力側は直列接続されているため、U相の出力電圧VoUNは、各ユニットの出力電圧の総和となり、数式2により表すことができる。この数式2から明らかなように、ユニットTU1における変調率を適切に調整することにより、出力電圧指令通りの負の極性の単相交流電圧VoUNを出力することができる。
[数式2]
VoUN=−(変調率×|ViTU1|)−|ViSU1|−|ViTU2|−|ViRU2|−|ViSU2|
Here, since the AC output sides of all the units RU 1 , SU 1 , TU 1 , RU 2 , SU 2 , TU 2 are connected in series, the U-phase output voltage V oUN is the output voltage of each unit. This is the sum and can be expressed by
[Formula 2]
V oUN = − (modulation factor × | V iTU1 |) − | V iSU1 | − | V iTU2 | − | V iRU2 | − | V iSU2 |
この場合における、出力電圧指令Voref1の極性、出力電圧指令の絶対値Voref1absが存在する領域、各組における単相交流電圧絶対値の最大、中間、最小(Max1,Mid1,Min1、及び、Max2,Mid2,Min2)に該当するユニット、各ユニットを構成する双方向スイッチの状態、各ユニットの出力電圧を表2に整理する。
In this case, the polarity of the output voltage command V Oref1, regions where the absolute value V Oref1abs is present in the output voltage command, the maximum single-phase AC voltage absolute value in each set, an intermediate,
図7は、本実施形態における出力相電圧の波形、例えばU群変換器201Uの出力相電圧の波形例である。図示するように、一相分の出力電圧はPWM波形となっている。
なお、図1におけるV群変換器201V,W群変換器201Wの動作は基本的にU群変換器201Vと同一であり、電動機300には位相が120°ずつ、ずれた三相交流電圧が供給されることになる。
一方、負荷電流の波形は、電動機300等の負荷の誘導性成分の作用により連続した波形となる。本実施形態では、連続した負荷電流を各ユニットの双方向スイッチにより遮断するため、各ユニットの単相交流電源には、双方向スイッチのスイッチングによる高周波成分を含む電流が流れる。この高周波成分を抑制するためには、図8に示す他の実施形態のように、各ユニットの変圧器Trの二次巻線(符号Trsで代表する)に、リアクトルLとコンデンサCとからなるフィルタを接続すればよい。ここで、リアクトルLは、変圧器Trの漏れインダクタンスによって代用することも可能である。
FIG. 7 is a waveform example of the output phase voltage in the present embodiment, for example, the waveform of the output phase voltage of the
The operations of the
On the other hand, the waveform of the load current is a continuous waveform due to the action of the inductive component of the load such as the
以上の説明から明らかなように、この実施形態によれば、双方向スイッチのオン・オフ動作により、三相交流電圧を任意の振幅及び周波数の三相交流電圧に変換することができる。また、前述したように、変圧器Trの二次巻線の電圧に位相差を設けているため、変圧器Trの一次側では、電流に含まれる高調波成分が打ち消し合うので、ひずみの少ない電流波形を得ることができる。 As is clear from the above description, according to this embodiment, the three-phase AC voltage can be converted into a three-phase AC voltage having an arbitrary amplitude and frequency by the on / off operation of the bidirectional switch. In addition, as described above, since the phase difference is provided in the voltage of the secondary winding of the transformer Tr, the harmonic components included in the current cancel each other out on the primary side of the transformer Tr. A waveform can be obtained.
以下、従来技術と本実施形態とについて、作用効果を比較する。
まず、半導体素子に印加される電圧について検討する。
図9に示した従来技術の場合、変圧器Trの二次巻線の出力線間電圧の振幅を1とすると、各ユニットにおける直流電圧Edも1となり、各相についてユニットの直列接続数が3であるから、出力一相当たりの電圧(相電圧)の最大振幅は3となる。
一方、図1に示した本実施形態では、変圧器Trの二次巻線の出力線間電圧の振幅を1とすると、各相についてユニットを3つ直列接続した組を2つ直列接続しているため、出力一相当たりの電圧(相電圧)の最大振幅は、図3に示したLEVEL6の電圧脈動を考慮すると約3.73となる。
Hereinafter, the effects of the related art and the present embodiment will be compared.
First, the voltage applied to the semiconductor element is examined.
If the prior art shown in FIG. 9, when 1 the amplitude of the output line voltage of the secondary winding of the transformer Tr, the DC voltage E d also becomes 1 in each unit, the number of serially connected unit for each phase Since it is 3, the maximum amplitude of the voltage (phase voltage) per output phase is 3.
On the other hand, in the present embodiment shown in FIG. 1, assuming that the amplitude of the output line voltage of the secondary winding of the transformer Tr is 1, two sets of three units connected in series for each phase are connected in series. Therefore, the maximum amplitude of the voltage (phase voltage) per output phase is about 3.73 in consideration of the voltage pulsation of LEVEL 6 shown in FIG.
このことは、従来技術と本実施形態とを比較した場合、変圧器Trの二次巻線の線間電圧の振幅が同一であった場合、本実施形態の方が従来技術よりも高い電圧を出力できることを意味する。換言すると、装置の最大出力電圧を両者ともに同等とするならば、本実施形態の方が従来技術よりも変圧器Trの二次側の出力電圧を低減することができ、本実施形態における半導体素子の定格電圧は従来技術の約80%程度で済むことになる。 This is because when comparing the prior art with this embodiment, if the amplitude of the line voltage of the secondary winding of the transformer Tr is the same, the present embodiment has a higher voltage than the prior art. It means that it can output. In other words, if both of the maximum output voltages of the devices are equal, this embodiment can reduce the output voltage on the secondary side of the transformer Tr compared to the prior art, and the semiconductor device in this embodiment The rated voltage is about 80% of the conventional technology.
次に、変圧器Trの二次巻線の巻線数について比較する。なお、以下は、出力一相分についての比較である。
図9の従来技術では、1ユニットの入力が三相であり、出力一相について3つのユニットが直列接続されている。従って、変圧器Trの二次巻線の巻線数は合計で9つとなる。一方、図1の本実施形態では、1ユニットの入力が単相であり、変圧器Trの二次巻線の巻線数は合計で6つとなる。すなわち、本実施形態によれば、変圧器Trの構成を従来技術よりも簡略化することができる。
Next, the number of turns of the secondary winding of the transformer Tr will be compared. The following is a comparison for one output phase.
In the prior art of FIG. 9, the input of one unit has three phases, and three units are connected in series for one output phase. Accordingly, the total number of secondary windings of the transformer Tr is nine. On the other hand, in this embodiment of FIG. 1, the input of one unit is a single phase, and the number of secondary windings of the transformer Tr is six in total. That is, according to the present embodiment, the configuration of the transformer Tr can be simplified as compared with the prior art.
次いで、半導体素子の数について考える。なお、図9に示した従来技術では、回生動作が不可能であるのに対し、本実施形態では、各ユニット内に整流回路を持たず、交流-交流変換を行っているため回生動作が可能である。従って、条件を揃える目的で、従来技術では、図9に示した整流回路のダイオードをIGBTとダイオードとが逆並列接続されたスイッチに置き換えて考えることとする。
この場合、出力一相分について考えると、従来技術ではIGBTが30個、ダイオードが30個の合計60個の半導体素子が必要となる。これに対し、本実施形態では、IGBTが48個となる。すなわち、本実施形態によれば、使用する半導体素子の数が従来技術よりも少なくなる。
Next, the number of semiconductor elements is considered. In the prior art shown in FIG. 9, the regenerative operation is impossible. In this embodiment, each unit does not have a rectifier circuit and performs AC-AC conversion, so that the regenerative operation is possible. It is. Therefore, in order to make the conditions uniform, the conventional technology considers replacing the diode of the rectifier circuit shown in FIG. 9 with a switch in which an IGBT and a diode are connected in antiparallel.
In this case, considering the output for one phase, the prior art requires a total of 60 semiconductor elements including 30 IGBTs and 30 diodes. On the other hand, in this embodiment, there are 48 IGBTs. That is, according to the present embodiment, the number of semiconductor elements to be used is smaller than that of the prior art.
次に、コンデンサについて比較する。
従来技術の場合、各ユニットに入力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路が必要であり、整流後の電圧を平滑する目的でコンデンサCdが接続されている。この場合、平滑効果を高めるには、通常、電解コンデンサ等の静電容量の大きいコンデンサが使用される。
一方、本実施形態においても、図8に示したように、双方向スイッチのスイッチングに伴う高周波成分が電源側に流出するのを抑制するために、コンデンサCを設けることが望ましいが、コンデンサCに要求される静電容量値は高周波成分を除去する程度に小さくてよく、電解コンデンサに対して寿命が長いフィルムコンデンサ等を用いることができる。
従って、本実施形態によれば、従来技術に比べてコンデンサの体積を低減できると共に、装置の長寿命化が可能である。
Next, the capacitors will be compared.
In the case of the prior art, a rectifier circuit that converts an AC voltage input to each unit into a DC voltage is required, and a capacitor Cd is connected for the purpose of smoothing the rectified voltage. In this case, in order to enhance the smoothing effect, a capacitor having a large capacitance such as an electrolytic capacitor is usually used.
On the other hand, in this embodiment, as shown in FIG. 8, it is desirable to provide a capacitor C in order to suppress a high-frequency component accompanying switching of the bidirectional switch from flowing to the power supply side. The required capacitance value may be small enough to remove high-frequency components, and a film capacitor having a long life with respect to the electrolytic capacitor can be used.
Therefore, according to the present embodiment, the volume of the capacitor can be reduced as compared with the prior art, and the life of the apparatus can be extended.
最後に、負荷電流が通過する半導体素子の数を比較する。
従来技術の場合、1つのユニット当たり、電源から負荷に流れる電流が通過する半導体素子の数は4個であり、3つのユニットが直列接続されているから、負荷電流は、出力一相につき合計で12個の半導体素子を通過することになる。
一方、本実施形態の場合、負荷電流は、1つのユニット当たり2個の半導体素子を通過する。本実施形態では、出力一相につき6つのユニットが直列接続されているから、負荷電流は、合計で12個の半導体素子を通過する。
このため、負荷電流が通過する半導体素子の数に関しては、本実施形態と従来技術との間に差異はないと言える。
Finally, the number of semiconductor elements through which the load current passes is compared.
In the case of the prior art, the number of semiconductor elements through which current flowing from the power source to the load passes per unit is four, and since the three units are connected in series, the load current is a total per output phase. It will pass through 12 semiconductor elements.
On the other hand, in this embodiment, the load current passes through two semiconductor elements per unit. In the present embodiment, since six units are connected in series per output phase, the load current passes through a total of 12 semiconductor elements.
For this reason, it can be said that there is no difference between this embodiment and the prior art with respect to the number of semiconductor elements through which the load current passes.
以上の比較から明らかなように、本実施形態では、負荷電流が通過する半導体素子の数は従来技術と同等であり、言い換えれば、従来技術と比べて半導体素子により生じる損失を増やすことなく、装置構成の簡略化、小型化、低価格化、及び長寿命化を達成することができる。 As is clear from the above comparison, in this embodiment, the number of semiconductor elements through which the load current passes is equal to that of the prior art, in other words, without increasing the loss caused by the semiconductor elements as compared with the prior art. Simplification, downsizing, cost reduction, and long life of the configuration can be achieved.
なお、上記実施形態では、U群変換器201U,V群変換器201V,W群変換器201Wを構成する組の数を何れも2としてあるが、これらの組の数は1または3以上であってもよい。何れの場合にも、変圧器の二次巻線からなる単相交流電源によって構成される全相数は、3の倍数となる。
In the above embodiment, the number of sets constituting the
100:三相交流電源
201U:U群変換器
201V:V群変換器
201W:W群変換器
300:電動機
Tr:変圧器
Trp:一次巻線
TrsRU1,TrsSU1,TrsTU1,TrsRU2,TrsSU2,TrsTU2,TrsRV1,TrsSV1,TrsTV1,TrsRW2,TrsSW2,TrsTW2,Trs:二次巻線
RU1,RU2,SU1,SU2,TU1,TU2,RV1,RV2,SV1,SV2,TV1,TV2,RW1,RW2,SW1,SW2,TW1,TW2:ユニット
RU1PA,RU1PB,RU1NA,RU1NB,SU1PA,SU1PB,SU1NA,SU1NB,TU1PA,TU1PB,TU1NA,TU1NB,RU2PA,RU2PB,RU2NA,RU2NB,SU2PA,SU2PB,SU2NA,SU2NB,TU2PA,TU2PB,TU2NA,TU2NB:双方向スイッチ
L:リアクトル
C:コンデンサ
100: three-phase
Claims (3)
半導体スイッチのスイッチング動作により、単相交流電源の電圧を所望の振幅及び周波数の単相交流電圧に変換するユニットを3つ形成してこれら第1〜第3のユニットの交流出力側を直列接続したものを1つの組とし、
前記1つの組、または、n(nは複数)個の組の交流出力側を直列接続したものを一相分の群として、この群を三相分設け、これら三相分の群の各一方の交流出力端子がそれぞれ単相交流出力端子として負荷に接続される電力変換装置であって、
各組において、前記第1〜第3のユニットがそれぞれ接続される3つの単相交流電源は、互いに電気的に絶縁されて各電源電圧の位相差が電気角で120°ずつ異なり、かつ、前記n個の組の全体において、第1のユニットがそれぞれ接続されるn個の単相交流電源の間、第2のユニットがそれぞれ接続されるn個の単相交流電源の間、第3のユニットがそれぞれ接続されるn個の単相交流電源の間で、各電源電圧がそれぞれ所定の位相差を持つことを特徴とする電力変換装置。 In a power conversion device that converts an AC voltage into a three-phase AC voltage having an arbitrary amplitude and frequency,
Three units that convert the voltage of the single-phase AC power source into a single-phase AC voltage having a desired amplitude and frequency are formed by switching operation of the semiconductor switch, and the AC output sides of these first to third units are connected in series. A set of things,
The one set or n (n is a plurality) sets of AC output sides connected in series as a group for one phase, this group is provided for three phases, and each one of the groups for these three phases Each of the AC output terminals is connected to a load as a single-phase AC output terminal,
In each set, the three single-phase AC power supplies to which the first to third units are respectively connected are electrically insulated from each other, and the phase difference of each power supply voltage differs by 120 ° in electrical angle, and Between the n single-phase AC power supplies to which the first unit is connected, and between the n single-phase AC power supplies to which the second unit is connected, the third unit in the entire n sets Each of the power supply voltages has a predetermined phase difference between n single-phase AC power supplies connected to each other.
前記単相交流電源を、一次側が三相交流電源に接続された変圧器の二次巻線により構成し、かつ、前記単相交流電源によって構成される全相数が3の倍数であることを特徴とする電力変換装置。 In the power converter device according to claim 1,
The single-phase AC power source is configured by a secondary winding of a transformer whose primary side is connected to a three-phase AC power source, and the total number of phases configured by the single-phase AC power source is a multiple of three. A power conversion device.
前記ユニットは、2つの双方向スイッチを直列接続した双方向スイッチ直列接続回路を2つ並列に接続し、この並列接続回路を前記単相交流電源に並列接続すると共に、前記双方向スイッチ直列接続回路における双方向スイッチ同士の直列接続点を単相交流出力端子としたことを特徴とする電力変換装置。 In the power converter device according to claim 1 or 2,
The unit has two bidirectional switch series connection circuits in which two bidirectional switches are connected in series, connected in parallel, and the parallel connection circuit is connected in parallel to the single-phase AC power supply, and the bidirectional switch series connection circuit. A power converter comprising a single-phase alternating current output terminal as a series connection point between bidirectional switches.
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