JP2013081108A - Amplifier device, digital signal processing device and radio communication device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、増幅装置、デジタル信号処理装置、及び無線通信装置に関するものである。 The present invention relates to an amplification device, a digital signal processing device, and a wireless communication device.
高出力増幅器（High Power Amplifier、以下、「ＨＰＡ」という）などの増幅器を用いて、電力を増幅する場合、増幅器の非線形な歪特性のため、所望の入出力特性を得ることができない。そこで、増幅器の歪を補償するため、歪補償処理が行われる（特許文献１参照）。 When power is amplified using an amplifier such as a high power amplifier (hereinafter referred to as “HPA”), desired input / output characteristics cannot be obtained due to the nonlinear distortion characteristics of the amplifier. Therefore, distortion compensation processing is performed to compensate for amplifier distortion (see Patent Document 1).
歪補償処理としては、ＤＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ ＰｒｅＤｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）のように、デジタル信号処理によって行われるものがある。 As the distortion compensation processing, there is a processing performed by digital signal processing, such as DPD (Digital Pre-Distortion).
しかし、歪補償は、増幅器の出力を必要とするため、デジタル信号処理によって歪補償を行う場合であっても、アナログ信号である増幅器出力を取得する必要がある。 However, since distortion compensation requires the output of an amplifier, it is necessary to obtain an amplifier output that is an analog signal even when distortion compensation is performed by digital signal processing.
アナログ信号である増幅器出力を取得するには、増幅器出力をモニターするアナログ回路（カプラ、ローノイズ増幅器、復調器、及びアナログフィルタなどのアナログ素子を含む高周波回路）及びＡＤ変換器が必要とされる。このような回路は、無線受信機におけるＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）部と同等のものであり、回路規模を大きくしてしまう。 In order to obtain an amplifier output that is an analog signal, an analog circuit (a high-frequency circuit including analog elements such as a coupler, a low-noise amplifier, a demodulator, and an analog filter) that monitors the amplifier output and an AD converter are required. Such a circuit is equivalent to an RF (Radio Frequency) unit in a radio receiver, and increases the circuit scale.
そこで、本発明は、増幅器の出力を複雑なアナログ信号処理を行うことなく取得できるようにすることを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to make it possible to acquire the output of an amplifier without performing complicated analog signal processing.
（１）本発明は、増幅器と、前記増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理部と、前記増幅器の出力側に設けられたアナログフィルタと、を備え、前記デジタル信号処理部は、前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、を備え、前記増幅器は、前記量子化信号を増幅し、前記アナログフィルタは、前記量子化信号からアナログ信号を生成し、前記デジタル信号処理部は、前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得することを特徴とする増幅装置である。 (1) The present invention includes an amplifier, a digital signal processing unit that outputs a signal to be amplified by the amplifier, and an analog filter provided on the output side of the amplifier, and the digital signal processing unit includes: A distortion compensation unit that performs distortion compensation of the amplifier based on an output of the amplifier; and a ΔΣ modulation unit that performs ΔΣ modulation on a signal to be amplified by the amplifier and outputs a quantized signal, The amplifier amplifies the quantized signal, the analog filter generates an analog signal from the quantized signal, and the digital signal processing unit outputs from the amplifier for distortion compensation by the distortion compensator. It is an amplification device characterized by acquiring the quantized signal.
上記本発明によれば、歪補償部を備えるデジタル信号処理部は、歪補償部による歪補償のために、増幅器から出力された量子化信号を取得するため、増幅器の出力を複雑なアナログ信号処理を行うことなく取得することができる。 According to the present invention, the digital signal processing unit including the distortion compensation unit obtains the quantized signal output from the amplifier for distortion compensation by the distortion compensation unit, and thus the output of the amplifier is complicated analog signal processing. Can be obtained without doing.
（２）前記増幅器は、デジタル増幅器であるのが好ましい。この場合、電力効率が良くなる。 (2) The amplifier is preferably a digital amplifier. In this case, power efficiency is improved.
（３）前記デジタル信号処理部は、前記アナログフィルタと同じ特性を持つデジタルフィルタを更に備え、前記デジタルフィルタは、前記デジタル信号処理部が取得した前記量子化信号に対してフィルタリングを行い、前記歪補償部は、前記デジタルフィルタの出力に基づいて、歪補償を行うのが好ましい。デジタル信号処理部が、アナログ信号を生成するアナログフィルタと同じ特性を持つデジタルフィルタを持つことで、デジタル信号処理部は、アナログフィルタから出力されるアナログ信号に対応するデジタル信号を得ることができる。 (3) The digital signal processing unit further includes a digital filter having the same characteristics as the analog filter, and the digital filter performs filtering on the quantized signal acquired by the digital signal processing unit, and the distortion The compensation unit preferably performs distortion compensation based on the output of the digital filter. Since the digital signal processing unit has a digital filter having the same characteristics as the analog filter that generates the analog signal, the digital signal processing unit can obtain a digital signal corresponding to the analog signal output from the analog filter.
（４）前記デジタル信号処理部は、前記デジタルフィルタの出力を復調する復調部を更に備え、前記歪補償部は、前記復調部の出力に基づいて、歪補償を行うのが好ましい。この場合、復調（直交復調など）もデジタル信号処理部で行える。また、復調することで、搬送波のような高周波を扱う必要がなくなり、デジタル信号処理部における処理速度を抑えることができる。 (4) Preferably, the digital signal processing unit further includes a demodulation unit that demodulates the output of the digital filter, and the distortion compensation unit performs distortion compensation based on the output of the demodulation unit. In this case, demodulation (such as quadrature demodulation) can also be performed by the digital signal processing unit. Further, by demodulating, it is not necessary to handle high frequencies such as carrier waves, and the processing speed in the digital signal processing unit can be suppressed.
（５）前記ΔΣ変調器は、バンドパス型ΔΣ変調器であるのが好ましい。バンドパス型ΔΣ変調器は、無線周波数信号のような高周波を扱う際に有利である。 (5) The ΔΣ modulator is preferably a bandpass type ΔΣ modulator. A bandpass ΔΣ modulator is advantageous when handling high frequencies such as radio frequency signals.
（６）前記アナログ信号は、無線周波数信号であるのが好ましい。 (6) The analog signal is preferably a radio frequency signal.
（７）他の観点からみた本発明は、増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理装置であって、前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、を備え、前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得するよう構成されていることを特徴とするデジタル信号処理装置である。 (7) The present invention viewed from another viewpoint is a digital signal processing apparatus that outputs a signal to be amplified by an amplifier, and a distortion compensation unit that performs distortion compensation of the amplifier based on the output of the amplifier; A delta-sigma modulation unit that performs delta-sigma modulation on the signal to be amplified by the amplifier and outputs a quantized signal, and the quantized signal output from the amplifier for distortion compensation by the distortion compensation unit The digital signal processing device is configured to acquire the signal.
（８）さらに他の観点からみた本発明は、前記（１）〜（６）のいずれか１項に記載の増幅装置を通信信号の増幅のために備えた無線通信装置である。 (8) The present invention viewed from still another viewpoint is a wireless communication apparatus provided with the amplification apparatus according to any one of the above (1) to (6) for amplification of a communication signal.
本発明によれば、増幅器の出力を複雑なアナログ信号処理を行うことなく取得できる。 According to the present invention, the output of the amplifier can be acquired without performing complicated analog signal processing.
以下、本発明の好ましい実施形態について図面を参照しながら説明する。
［１．増幅装置の全体構成］
図１は、実施形態に係る増幅装置１を示している。この増幅装置１は、移動体通信システムにおける無線基地局装置又は無線端末装置などの無線通信装置に搭載される。なお、増幅装置１は、受信信号の増幅に用いても良い。
Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[1. Overall configuration of amplification apparatus]
FIG. 1 shows an amplifying apparatus 1 according to the embodiment. The amplification device 1 is mounted on a wireless communication device such as a wireless base station device or a wireless terminal device in a mobile communication system. Note that the amplifying apparatus 1 may be used for amplification of a received signal.
増幅装置１は、送信信号の処理を行うデジタル信号処理部（デジタル信号処理装置）２と、デジタル信号処理部２から出力された送信信号を増幅する増幅器（高出力増幅器；Ｈｉｇｈ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）３と、アナログフィルタ４と、を備えている。
増幅器３の出力は、アナログフィルタ４を通って、無線通信装置のアンテナ５から無線送信される。
The amplifying device 1 includes a digital signal processing unit (digital signal processing device) 2 for processing a transmission signal, an amplifier (high power amplifier) 3 for amplifying the transmission signal output from the digital signal processing unit 2, and The analog filter 4 is provided.
The output of the amplifier 3 passes through the analog filter 4 and is wirelessly transmitted from the antenna 5 of the wireless communication apparatus.
デジタル信号処理部２は、送信信号であるベースバンド信号（ＩＱ信号）を出力するベースバンド部２３と、ベースバンド信号を直交変調する直交変調器２４と、ΔΣ変調器２５と、を備えている。
さらに、デジタル信号処理部２は、増幅器３の出力に基づいて、増幅器３の歪補償を行う歪補償部１５を備えている。
The digital signal processing unit 2 includes a baseband unit 23 that outputs a baseband signal (IQ signal) that is a transmission signal, an orthogonal modulator 24 that orthogonally modulates the baseband signal, and a ΔΣ modulator 25. .
Further, the digital signal processing unit 2 includes a distortion compensation unit 15 that performs distortion compensation of the amplifier 3 based on the output of the amplifier 3.
ベースバンド部２３は、ＩＱベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号それぞれ）をデジタルデータとして出力する。
ベースバンド部２３から出力されたＩＱベースバンド信号は、歪補償部１５によって歪補償処理が行われる。歪補償後のベースバンド信号（Ｉ’信号、Ｑ’信号）は、直交変調器２４に与えられる。
The baseband unit 23 outputs IQ baseband signals (I signal and Q signal) as digital data.
The IQ baseband signal output from the baseband unit 23 is subjected to distortion compensation processing by the distortion compensation unit 15. The baseband signals (I ′ signal and Q ′ signal) after distortion compensation are supplied to the quadrature modulator 24.
直交変調器２４では、搬送波（無変調波）をベースバンド信号の変化に応じて変調させて、搬送波にベースバンド信号が付加された変調波（直交変調波）を出力する。直交変調器２４は、デジタル信号処理で直交変調を行うデジタル直交変調器として構成されているため、直交変調器２４からは、多ビットのデジタルデータ（離散値）によって表現されたデジタル信号形式の変調波（デジタル変調波；デジタルＲＦ信号）が出力される。出力された変調波は、ΔΣ変調器２５に与えられる。
なお、変調波を生成する変調器２４としては、直交変調器に限らず、変調波を生成するための他の方式の変調器であってもよい。
The quadrature modulator 24 modulates a carrier wave (non-modulated wave) according to a change in the baseband signal, and outputs a modulated wave (orthogonal modulated wave) in which the baseband signal is added to the carrier wave. Since the quadrature modulator 24 is configured as a digital quadrature modulator that performs quadrature modulation by digital signal processing, the quadrature modulator 24 modulates in a digital signal format expressed by multi-bit digital data (discrete values). A wave (digital modulation wave; digital RF signal) is output. The output modulated wave is given to the ΔΣ modulator 25.
The modulator 24 that generates the modulated wave is not limited to the quadrature modulator, and may be a modulator of another method for generating the modulated wave.
前記搬送波の周波数は、通常の無線周波数を採用できる。無線周波数としては、好ましくは３０ＭＨｚ以上、より好ましくは３００ＭＨｚ以上、さらに好ましくは１ＧＨｚ以上である。
変調波の信号帯域幅も、特に限定されないが、搬送波周波数に対して十分小さい狭帯域であるのが好ましい。信号帯域幅は、例えば、５ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲が好ましい。
A normal radio frequency can be adopted as the frequency of the carrier wave. The radio frequency is preferably 30 MHz or more, more preferably 300 MHz or more, and further preferably 1 GHz or more.
The signal bandwidth of the modulated wave is not particularly limited, but is preferably a narrow band sufficiently small with respect to the carrier frequency. The signal bandwidth is preferably in the range of 5 MHz to 20 MHz, for example.
ΔΣ変調器２５は、直交変調器２４から出力された変調信号に対して、ΔΣ変調を行って１ｂｉｔの量子化信号（パルス信号）を出力する。ΔΣ変調器２５としては、ローパス型ΔΣ変調器であってもよいが、バンドパス型ΔΣ変調器が好ましい。ΔΣ変調器２５が、バンドパス型である場合、バンドパス型ΔΣ変調器２５の中心周波数は、前記搬送波の周波数と一致するように設定されている。
ΔΣ変調についての説明及びバンドパス型ΔΣ変調器の優位性については後述する。
なお、ΔΣ変調器２５から出力される量子化信号は、１ｂｉｔである必要はない。ΔΣ変調器２５から出力される量子化信号は、ΔΣ変調器２５に入力されたデジタルデータのビット数よりも少なければよい。
The ΔΣ modulator 25 performs ΔΣ modulation on the modulated signal output from the quadrature modulator 24 and outputs a 1-bit quantized signal (pulse signal). The ΔΣ modulator 25 may be a low-pass ΔΣ modulator, but is preferably a bandpass ΔΣ modulator. When the ΔΣ modulator 25 is a bandpass type, the center frequency of the bandpass type ΔΣ modulator 25 is set to coincide with the frequency of the carrier wave.
The explanation about ΔΣ modulation and the superiority of the bandpass ΔΣ modulator will be described later.
Note that the quantized signal output from the ΔΣ modulator 25 does not have to be 1 bit. The quantized signal output from the ΔΣ modulator 25 may be smaller than the number of bits of digital data input to the ΔΣ modulator 25.
ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号（パルス信号）は、デジタル信号処理部２の出力として、増幅器３側に与えられる。
増幅器３は、デジタル増幅器が採用されている。本実施形態の増幅器３には、ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号（パルス信号）が入力として与えられ、一般的な無線通信装置の増幅器のようにアナログ信号（アナログＲＦ信号）が入力として与えられるわけではない。
The quantized signal (pulse signal) output from the ΔΣ modulator 25 is given to the amplifier 3 side as the output of the digital signal processing unit 2.
The amplifier 3 is a digital amplifier. The amplifier 3 of this embodiment is supplied with the quantized signal (pulse signal) output from the ΔΣ modulator 25 as an input, and receives an analog signal (analog RF signal) as in an amplifier of a general wireless communication device. Is not given as.
したがって、増幅器３として、アナログ増幅器ではなく、パルス信号を増幅するデジタル増幅器（Ｓ級の増幅器）を採用することができる。デジタル増幅器は飽和状態で動作するため高効率であり、有利である。なお、増幅器３は、アナログ増幅器であってもよい。 Therefore, a digital amplifier (S class amplifier) that amplifies a pulse signal can be employed as the amplifier 3 instead of an analog amplifier. Digital amplifiers are advantageous because they operate in saturation and are highly efficient. The amplifier 3 may be an analog amplifier.
増幅器３は、増幅された量子化信号（パルス信号）を出力する。増幅器３から出力された量子化信号（パルス信号）は、アナログフィルタ４に与えられる。 The amplifier 3 outputs an amplified quantized signal (pulse signal). The quantized signal (pulse signal) output from the amplifier 3 is given to the analog filter 4.
アナログフィルタ４としては、ΔΣ変調器２５がバンドパス型であればアナログバンドパスフィルタが用いられ、ΔΣ変調器２５がローパス型であればアナログローパスフィルタが用いられる。 As the analog filter 4, an analog bandpass filter is used if the ΔΣ modulator 25 is a bandpass type, and an analog lowpass filter is used if the ΔΣ modulator 25 is a lowpass type.
アナログフィルタ４は、ΔΣ変調器２５によってノイズシェイピング（後述）された量子化雑音を除去するように設定されている。このアナログフィルタ４によって、ΔΣ変調器２５によって生成された量子化信号から、アナログ信号の前記変調波（連続波）を生成することができる。
つまり、アナログフィルタ４は、ΔΣ変調器２５に入力されたデジタルＲＦ信号に対応するアナログＲＦ信号を生成して出力する。なお、アナログフィルタ４の通過帯域の周波数は、生成されるアナログ信号（アナログ変調波：アナログＲＦ信号）の周波数に設定されている。
アナログフィルタ４の出力（アナログ変調波；アナログＲＦ信号）は、アンテナから無線送信される。
The analog filter 4 is set so as to remove the quantization noise noise-shaped (described later) by the ΔΣ modulator 25. The analog filter 4 can generate the modulated wave (continuous wave) of the analog signal from the quantized signal generated by the ΔΣ modulator 25.
That is, the analog filter 4 generates and outputs an analog RF signal corresponding to the digital RF signal input to the ΔΣ modulator 25. The frequency of the pass band of the analog filter 4 is set to the frequency of the generated analog signal (analog modulated wave: analog RF signal).
The output of the analog filter 4 (analog modulated wave; analog RF signal) is wirelessly transmitted from the antenna.
本実施形態の増幅装置１では、直交変調器２４、ΔΣ変調器２５、及び歪補償部１５がデジタル信号処理を行うデジタル回路として構成されている。したがって、高周波である変調波を扱いつつも、増幅器３の手前でアナログ回路を用いる必要がなく有利である。 In the amplifying apparatus 1 of the present embodiment, the quadrature modulator 24, the ΔΣ modulator 25, and the distortion compensation unit 15 are configured as a digital circuit that performs digital signal processing. Therefore, it is advantageous that an analog circuit need not be used before the amplifier 3 while handling a modulated wave having a high frequency.
［２．ΔΣ変調］
［２．１ ΔΣ変調器の基本構成］
図２に示すように、ΔΣ変調器２５は、ループフィルタ２７と、量子化器２８と、を備えている（非特許文献１参照）。
図２に示すΔΣ変調器２５は、入力（本実施形態では、変調波）Ｕが、ループフィルタ２７に与えられる。ループフィルタ２７の出力Ｙは、量子化器（例えば、１ｂｉｔ量子化器）２８に与えられる。量子化器２８の出力（量子化信号）Ｖは、ループフィルタ２７への他の入力として与えられる。
[2. ΔΣ modulation]
[2.1 Basic configuration of ΔΣ modulator]
As shown in FIG. 2, the ΔΣ modulator 25 includes a loop filter 27 and a quantizer 28 (see Non-Patent Document 1).
In the ΔΣ modulator 25 shown in FIG. 2, an input (modulated wave in this embodiment) U is given to the loop filter 27. The output Y of the loop filter 27 is supplied to a quantizer (for example, 1-bit quantizer) 28. The output (quantized signal) V of the quantizer 28 is given as another input to the loop filter 27.
ΔΣ変調器２５の特性は、信号伝達関数（ＳＴＦ；Ｓｉｇｎａｌ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）及び雑音伝達関数（ＮＴＦ；Ｎｏｉｓｅ Ｔｒａｎｓｆｅｒ Ｆｕｎｃｔｉｏｎ）によって表すことができる。
つまり、ΔΣ変調器２５の入力をＵとし、ΔΣ変調器２５の出力をＶとし、量子化雑音をＥとしたときに、ΔΣ変調器２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
That is, when the input of the ΔΣ modulator 25 is U, the output of the ΔΣ modulator 25 is V, and the quantization noise is E, the characteristics of the ΔΣ modulator 25 are expressed in the z region as follows. is there.
したがって、所望のＮＴＦとＳＴＦとが与えられると、ループフィルタ２７の伝達関数を得ることができる。 Therefore, given the desired NTF and STF, the transfer function of the loop filter 27 can be obtained.
このようなΔΣ変調は、オーバサンプリング変調の一種であり、一般的には、ＡＤ変換又はＤＡ変換に用いられている技術である。
ΔΣ変調では、信号帯域内の量子化雑音を、信号帯域外に移動させて、信号帯域内の量子化雑音を大きく低下させるノイズシェイピング（Ｎｏｉｓｅ Ｓｈａｐｉｎｇ）が行われる。
Such ΔΣ modulation is a kind of oversampling modulation, and is generally a technique used for AD conversion or DA conversion.
In ΔΣ modulation, noise shaping (Noise Shaping) is performed in which the quantization noise in the signal band is moved outside the signal band to greatly reduce the quantization noise in the signal band.
図３は、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の線形ｚ領域モデルのブロック図を示している。符号１２７がループフィルタの部分を示し、符号１２８が量子化器を示している。このΔΣ変調器１２５への入力をＵ（ｚ）とし、出力をＶ（ｚ）とし、量子化雑音をＥ（ｚ）としたときに、ΔΣ変調器１２５の特性を、ｚ領域において表すと、次のとおりである。
Ｖ（ｚ）＝Ｕ（ｚ）＋（１−ｚ−１）Ｅ（ｚ）
FIG. 3 shows a block diagram of the linear z-domain model of the first-order low-pass ΔΣ modulator 125. Reference numeral 127 represents a loop filter portion, and reference numeral 128 represents a quantizer. When the input to the ΔΣ modulator 125 is U (z), the output is V (z), and the quantization noise is E (z), the characteristics of the ΔΣ modulator 125 are expressed in the z region. It is as follows.
V (z) = U (z) + (1-z −1 ) E (z)
つまり、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５において、信号伝達関数ＳＴＦ（ｚ）＝１であり、雑音伝達関数ＮＴＦ（ｚ）＝１−ｚ−１である。 That is, in the first-order low-pass ΔΣ modulator 125 shown in FIG. 3, the signal transfer function STF (z) = 1 and the noise transfer function NTF (z) = 1−z −1 .
［２．２ ローパス型ΔΣ変調とバンドパス型ΔΣ変調］
ローパス型ΔΣ変調では、図４（ａ）に示すように、低い周波数の量子化雑音が、より高い周波数側に移動して、低い周波数の量子化雑音が減衰するようノイズシェイピングされている。つまり、ローパス型Δ変調では、雑音伝達関数（ＮＴＦ）は、低周波数（０Ｈｚ付近）において、通過雑音を阻止する特性を有している。
[2.2 Low-pass ΔΣ modulation and bandpass ΔΣ modulation]
In the low-pass ΔΣ modulation, as shown in FIG. 4A, noise shaping is performed so that the low-frequency quantization noise moves to a higher frequency side and the low-frequency quantization noise is attenuated. That is, in the low-pass type Δ modulation, the noise transfer function (NTF) has a characteristic of blocking passing noise at a low frequency (near 0 Hz).
オーバサンプリングを行うため、ΔΣ変調が施される信号の周波数は、ローパス型ΔΣ変調器のサンプリング周波数ｆｓよりも十分小さいことが必要である。換言すると、信号の周波数に対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓが要求される。例えば、信号の周波数に対して、１２８倍程度のサンプリング周波数ｆｓが必要である。 In order to perform oversampling, the frequency of the signal subjected to ΔΣ modulation needs to be sufficiently smaller than the sampling frequency fs of the low-pass ΔΣ modulator. In other words, a sufficiently high sampling frequency fs is required for the signal frequency. For example, a sampling frequency fs of about 128 times the signal frequency is required.
一方、バンドパス型ΔΣ変調では、図４（ｂ）に示すように、雑音伝達関数（ＮＴＦ）は、０Ｈｚよりも大きい周波数において、通過雑音を阻止する。 On the other hand, in the bandpass type ΔΣ modulation, as shown in FIG. 4B, the noise transfer function (NTF) blocks the passing noise at a frequency higher than 0 Hz.
バンドパス型ΔΣ変調では、信号の周波数ｆ０ではなく、信号の帯域幅ｆＢが、サンプリング周波数ｆｓよりも十分に小さければよい。
したがって、バンドパス型ΔΣ変調では、ΔΣ変調が施される信号の周波数（中心周波数）ｆ０は、サンプリング周波数ｆｓ以下であればよい。
換言すると、バンドパス型ΔΣ変調では、信号の帯域幅ｆＢに対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓであればよい。例えば、信号の帯域幅ｆＢに対して、６４倍程度の十分に大きなサンプリング周波数ｆｓがあればよい。
In the band-pass ΔΣ modulation, not the signal frequency f 0 but the signal bandwidth f B should be sufficiently smaller than the sampling frequency fs.
Therefore, in the bandpass type ΔΣ modulation, the frequency (center frequency) f 0 of the signal subjected to ΔΣ modulation may be equal to or lower than the sampling frequency fs.
In other words, in the band-pass ΔΣ modulation, the sampling frequency fs may be sufficiently larger than the signal bandwidth f B. For example, a sufficiently large sampling frequency fs of about 64 times the signal bandwidth f B is sufficient.
ここで、例えば、無線通信の搬送波周波数ｆ０が１ＧＨｚ、信号帯域ｆＢが２０ＭＨｚであるものとする。このような無線周波数の変調波（ＲＦ信号）に対して、ローパス型ΔΣ変調を行おうとすると、変調波の最大周波数は、約１ＧＨｚであるため、変調波の最大周波数である１ＧＨｚに対して、十分に大きな（１２８倍程度）のサンプリング周波数ｆｓ（＝約１２８ＧＨｚ）が必要となる。このように、ローパス型ΔΣ変調では、サンプリング周波数（サンプリング速度）が高くなりすぎる。 Here, for example, it is assumed that the carrier frequency f 0 of radio communication is 1 GHz and the signal band f B is 20 MHz. When low-pass ΔΣ modulation is performed on a modulation wave (RF signal) of such a radio frequency, the maximum frequency of the modulation wave is about 1 GHz, so that the maximum frequency of the modulation wave is 1 GHz. A sufficiently large (about 128 times) sampling frequency fs (= about 128 GHz) is required. Thus, in the low-pass type ΔΣ modulation, the sampling frequency (sampling speed) becomes too high.
これに対し、バンドパス型ΔΣ変調では、信号の帯域幅ｆＢに対して、十分に大きなサンプリング周波数ｆｓであればよいため、信号帯域が２０ＭＨｚのＲＦ信号であれば、２０ＭＨｚ×６４＝１．２８ＧＨｚ程度のサンプリング周波数ｆｓ（サンプリング速度＝１．２８ＧＳ／Ｓ）でよい。また、信号帯域が５ＭＨｚであれば、３２０ＭＨｚのサンプリング周波数（サンプリング速度＝３２０ＭＳ／ｓ）でよい。
このように、バンドパス型ΔΣ変調では、サンプリング周波数（サンプリング速度）を小さくできるため、有利である。
On the other hand, in the band-pass ΔΣ modulation, the sampling frequency fs may be sufficiently larger than the signal bandwidth f B , so that if the signal band is an RF signal of 20 MHz, 20 MHz × 64 = 1. A sampling frequency fs of about 28 GHz (sampling rate = 1.28 GS / S) may be used. If the signal band is 5 MHz, a sampling frequency of 320 MHz (sampling speed = 320 MS / s) may be used.
Thus, the band-pass type ΔΣ modulation is advantageous because the sampling frequency (sampling speed) can be reduced.
［２．３ バンドパス型のΔΣ変調器の設計］
［２．３．１ 変換式］
非特許文献１によれば、ローパス型ΔΣ変調器に対して、以下の変換を行うことで、ローパス型ΔΣ変調器を、バンドパス型ΔΣ変調器に変換できる。
[2.3.1 Conversion formula]
According to Non-Patent Document 1, a low pass type ΔΣ modulator can be converted into a band pass type ΔΣ modulator by performing the following conversion on the low pass type ΔΣ modulator.
上記変換式に従って、ローパス型ΔΣ変調器１２５のｚ領域モデルにおけるｚを、ｚ’＝−ｚ２に置き換えることでバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。 By replacing z in the z region model of the low-pass ΔΣ modulator 125 with z ′ = − z 2 in accordance with the above conversion formula, a band-pass ΔΣ modulator can be obtained.
上記変換式を用いると、ｎ次のローパス型ΔΣ変調器（ｎは１以上の整数）を、２ｎ次のバンドパス型Σ変調器に変換できる。
例えば、１次ローパス型ΔΣ変調器１２５の周波数特性は、図５（ａ）に示すとおりである。１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、上記変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器の周波数特性は、図５（ｂ）に示すようになる。なお、図５において、横軸θは正規化周波数である。
Using the above conversion equation, an n-order low-pass ΔΣ modulator (n is an integer of 1 or more) can be converted to a 2n-order band-pass Σ modulator.
For example, the frequency characteristic of the first-order low-pass ΔΣ modulator 125 is as shown in FIG. The frequency characteristic of the secondary bandpass ΔΣ modulator obtained by converting the primary lowpass ΔΣ modulator 125 with the above conversion formula is as shown in FIG. In FIG. 5, the horizontal axis θ is the normalized frequency.
上記変換式で得られたバンドパス型ΔΣ変調器の信号伝達関数及び雑音伝達関数は、変換前のローパス型ΔΣ変調器１２５と同じ利得を持つものの、図５（ｂ）に示す周波数特性は、図５（ａ）に示す周波数特性が２分の１に圧縮され、折り返されている。 Although the signal transfer function and noise transfer function of the bandpass ΔΣ modulator obtained by the above conversion equation have the same gain as the low-pass ΔΣ modulator 125 before conversion, the frequency characteristics shown in FIG. The frequency characteristic shown in FIG. 5A is compressed by half and folded.
上記変換式で得られたバンドパス型ΔΣ変調器は、同じオーバサンプリング比で動作する変換前のローパス型ΔΣ変調器１２５と同じ安定性特性とＳＮＲ特性を持つ。 The bandpass ΔΣ modulator obtained by the above conversion formula has the same stability characteristics and SNR characteristics as the low-pass ΔΣ modulator 125 before conversion operating at the same oversampling ratio.
しかし、上記変換式では、図５（ｂ）に示すように、サンプリング周波数ｆｓの１／４の周波数（正規化周波数θ＝±π／２）用のバンドパス型ΔΣ変調器しか得られない。つまり、上記変換式では、サンプリング周波数ｆｓの１／４周波数（正規化周波数θ＝±π／２）が量子化雑音阻止帯域の中心周波数ｆ０であるバンドパス型ΔΣ変調器しか得られない。 However, in the above conversion formula, as shown in FIG. 5B, only a band-pass type ΔΣ modulator for a frequency of 1/4 of the sampling frequency fs (normalized frequency θ = ± π / 2) can be obtained. That is, in the above conversion formula, only a bandpass ΔΣ modulator having a quarter frequency (normalized frequency θ = ± π / 2) of the sampling frequency fs and the center frequency f 0 of the quantization noise stop band can be obtained.
本発明者は、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ０（θ＝θ０）を、中心周波数ｆ０として持つバンドパス型ΔΣ変調器を得るための変換式を見出した。当該変換式は、例えば、次の式（３）に示す通りである。
ここで、
θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ）
The inventor has found a conversion formula for obtaining a bandpass type ΔΣ modulator having a desired frequency f 0 (θ = θ 0 ) as a center frequency f 0 from a low pass type ΔΣ modulator. The conversion formula is as shown in the following formula (3), for example.
here,
θ 0 = 2π × (f 0 / fs)
式（２）の変換式では、特定の周波数θ０＝π／２に関するものであったが、式（３）の変換式では、任意の周波数（θ０）に一般化されている。 The conversion formula of Formula (2) relates to a specific frequency θ 0 = π / 2, but the conversion formula of Formula (3) is generalized to an arbitrary frequency (θ 0 ).
［２．３．２ 変換式の考え方］
ローパス型ΔΣ変調器において、ｚ＝ｅｊωＴ＝１という前提に立つと、ローパス型変調器の特性を維持しつつバンドパス型ΔΣ変調器に変換するためのｚ’の絶対値は１となるべきである。
｜ｚ’｜＝１でなければ、素子ｚを通過した信号の大きさ（振幅）が変化するため、変換前のローパス型ΔΣ変調器よりも特性が劣化するからである。
なお、ｚ’の大きさは、１であっても、−１であってもよい。これは、ｚ’＝１とｚ’＝−１とは、単に位相が反転した関係にすぎず、信号の大きさを変化させないからである。
[2.3.2 Concept of conversion formula]
In the low-pass type ΔΣ modulator, assuming that z = e jωT = 1, the absolute value of z ′ for conversion to the band-pass type ΔΣ modulator should be 1 while maintaining the characteristics of the low-pass type modulator. It is.
If | z ′ | = 1, the magnitude (amplitude) of the signal that has passed through the element z changes, and the characteristics are deteriorated compared to the low-pass ΔΣ modulator before conversion.
Note that z ′ may be 1 or −1. This is because z ′ = 1 and z ′ = − 1 are merely a relationship in which the phases are reversed, and the signal magnitude is not changed.
したがって、ローパス型ΔΣ変調器の特性を劣化させずに維持しつつ、バンドパス型ΔΣ変調器を得るためのｚ’は、ｚ及びθ０を含む関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）であって、任意のｚ，θ０について、ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の絶対値が常に１となる関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）であれば良い。 Therefore, z ′ for obtaining a bandpass ΔΣ modulator while maintaining the characteristics of the lowpass ΔΣ modulator without deterioration is a function f cnv (z, θ 0 ) including z and θ 0. For any z, θ 0 , a function f cnv (z, θ 0 ) in which the absolute value of f cnv (z, θ 0 ) is always 1 may be used.
そのような関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）を見出せば、ローパス型ΔΣ変調器を、所望の周波数ｆ０（θ０）用のバンドパス型ΔΣ変調器が得られる。 If such a function f cnv (z, θ 0 ) is found, a low-pass ΔΣ modulator and a band-pass ΔΣ modulator for a desired frequency f 0 (θ 0 ) can be obtained.
本発明者は、次のようにして、そのような関数ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）を見出し、式（２）を一般化した変換式ｚ→ｚ’（式（３））を得た。 The present inventor finds such a function z ′ = f cnv (z, θ 0 ) as follows and generalizes a conversion formula z → z ′ (formula (3)) obtained by generalizing formula (2). Obtained.
まず、ローパス型ΔΣ変調器から、所望の周波数ｆ０（θ＝θ０）を中心周波数ｆ０として持つバンドパス型ΔΣ変調器への変換は、周波数特性で考えると、図６に示すようになる。図６は、図５を、任意の周波数ｆ０（θ＝θ０）で一般化したものである。
図６（ｂ）に示すように、バンドパス型ΔΣ変調器の雑音阻止帯域の中心周波数はｆ０（θ０＝２π×（ｆ０／ｆｓ））である。
First, conversion from a low pass type ΔΣ modulator to a band pass type ΔΣ modulator having a desired frequency f 0 (θ = θ 0 ) as a center frequency f 0 is considered as shown in FIG. Become. FIG. 6 is a generalization of FIG. 5 at an arbitrary frequency f 0 (θ = θ 0 ).
As shown in FIG. 6B, the center frequency of the noise stop band of the band-pass ΔΣ modulator is f 0 (θ 0 = 2π × (f 0 / fs)).
ここで、
とおくことで、周波数領域で考える。なお、Ｔはサンプリング周期である。
here,
Therefore, we consider in the frequency domain. T is a sampling period.
また、式（４）のωＴは、
である。
In addition, ωT in Equation (4) is
It is.
そして、図６（ａ）に示すように、ローパス型ΔΣ変調器では、ｆ０＝０（θ＝０）で動作している。そこで、本発明者は、式（４）に関して、ローパス型ΔΣ変調器では、以下の式（６）が成り立つと考えた。
つまり、ローパス型ΔΣ変調器では、図６（ａ）に示すように、ｅｊ０で動作していると考えることができる。
As shown in FIG. 6A, the low-pass ΔΣ modulator operates at f 0 = 0 (θ = 0). Therefore, the present inventor considered that the following equation (6) holds in the low-pass type ΔΣ modulator with respect to the equation (4).
That is, it can be considered that the low-pass type ΔΣ modulator operates at e j0 as shown in FIG.
式（６）より、以下の式（７）が得られる。
一方、バンドパス型ΔΣ変調器では、図６（ｂ）及び図７（ｂ）に示すように、θ０及び−θ０において、複素共役の対で動作する。
したがって、ローパス型Δ変調器における式（７）に基づくとともに、バンドパス型ΔΣ変調器が複素共役の対を持つことを考慮すると、次の式（８）が得られる。
Therefore, considering the fact that the bandpass type ΔΣ modulator has a complex conjugate pair based on the formula (7) in the low-pass type Δ modulator, the following formula (8) is obtained.
本発明者は、式（８）を利用して、ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）を得た。
すなわち、まず、上記式（８）を次のように変形して、右辺（一方の辺）の値が１である式（１０）を得る。
That is, first, the above equation (8) is modified as follows to obtain equation (10) in which the value of the right side (one side) is 1.
式（１０）は、その左辺（他方の辺）の式の値が、任意のｚ，θ０について、常に左辺の値＝１となる恒等式であることが明らかである。
したがって、式（１０）の左辺は、任意のｚ，θ０について、値が常に１となる関数ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）となっている。
Equation (10), the value of the expression of the left-hand (the other side) is, any z, the theta 0, it is clear that it is always identity as the left-hand side value = 1.
Therefore, the left side of the equation (10) is a function f cnv (z, θ 0 ) whose value is always 1 for any z and θ 0 .
式（１０）より、ローパス型からバンドパス型へ変換するための変換式ｚ→ｚ’におけるｚ’は、次の通りである。
上記式（１１）より、式（３）の変換式が得られる。
なお、上記式（３）において、θ０＝π／２（ｆ０＝ｆｓ／４の場合）とおくと、式（２）の変換式と等価であることがわかる。
さらに、ローパス型ΔΣ変換器は、θ０＝０である。θ０＝０の場合、式（３）の変換式は、ｚ→ｚとなり、式（３）は、ローパス型ΔΣ変換器を変形させないことがわかる。
From Expression (10), z ′ in the conversion expression z → z ′ for converting from the low pass type to the band pass type is as follows.
From the above equation (11), the conversion equation of equation (3) is obtained.
In the above equation (3), when θ 0 = π / 2 (when f 0 = fs / 4) is set, it can be seen that it is equivalent to the conversion equation of equation (2).
Further, the low-pass ΔΣ converter has θ 0 = 0. When θ 0 = 0, the conversion equation of Equation (3) becomes z → z, and it can be seen that Equation (3) does not deform the low-pass ΔΣ converter.
また、ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の値は、−１でもよいため（絶対値が１であればよいため）、ｚ’は、次の形式であってもよい。 Since z ′ = f cnv (z, θ 0 ) may be −1 (because the absolute value is 1), z ′ may be in the following format.
また、ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の分母と分子とを入れ替えても、１又は−１となるため、ｚ’は、次の形式であってもよい。
なお、任意のｚ，θ０について、絶対値が常に１となる式ｚ’＝ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）の表現形式は、当然ながら、例示したものに限定されない。ｆｃｎｖ（ｚ，θ０）について、多様な表現形式が存在することは、式（８）から一方の辺の値が１又は−１である恒等式を得るための式の変形の仕方が一通りではないことからも明らかである。 Of course, the expression format of the expression z ′ = f cnv (z, θ 0 ) whose absolute value is always 1 for any z, θ 0 is not limited to that illustrated. Regarding f cnv (z, θ 0 ), there are various expression formats. This means that the equation can be transformed from the equation (8) in order to obtain an identity with a value of one side of 1 or −1. It is clear that this is not the case.
［２．４ バンドパスΔΣ変調器の例］
［２．４．１ 第１例］
図８は、図３に示す１次ローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換して得られた２次バンドパス型ΔΣ変調器２５を示している。
なお、図３から図８への変換では、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ０とおいた下記の変換式を用いた。
[2.4.1 First example]
FIG. 8 shows a second-order bandpass ΔΣ modulator 25 obtained by converting the first-order lowpass ΔΣ modulator 125 shown in FIG. 3 using the conversion equation (3).
In the conversion from FIG. 3 to FIG. 8, for the convenience of notation, the following conversion equation with a = cos θ 0 in Equation (3) was used.
［２．４．２ 第２例］
図９は、非特許文献１に記載されたＣＲＦＢ構造のループフィルタ１２７を持つローパス型ΔΣ変調器１２５を示している。なお、図９において、符号１２８は、量子化器を示す。
[2.4.2 Second example]
FIG. 9 shows a low-pass ΔΣ modulator 125 having a CRFB structure loop filter 127 described in Non-Patent Document 1. In FIG. 9, reference numeral 128 denotes a quantizer.
図９に示すローパス型ΔΣ変調器１２５を、式（３）の変換式で変換すると、図１０に示すバンドパス型ΔΣ変調器２５が得られる。なお、ここでも、表記の便宜上、式（３）において、ａ＝ｃｏｓθ０とおいた。 When the low-pass type ΔΣ modulator 125 shown in FIG. 9 is converted by the conversion formula (3), a bandpass type ΔΣ modulator 25 shown in FIG. 10 is obtained. Also here, for convenience of description, in equation (3), a = cos θ 0 is set.
図９の（１／（ｚ−１））と（ｚ／（ｚ−１））におけるｚが、変換式によって変換される。（１／（ｚ−１））と（ｚ／（ｚ−１））の変換後の式は、それぞれ、次の通りである。
［２．４．３ その他］
バンドパス型ΔΣ変調器への変換は、その他の高次ローパス型ΔΣ変調器（例えば、非特許文献１記載のＣＩＦＢ構造、ＣＲＦＦ構造、ＣＩＦＦ構造など）に対しても適用できる。
[2.4.3 Others]
The conversion to the bandpass type ΔΣ modulator can be applied to other high-order lowpass type ΔΣ modulators (for example, the CIFB structure, the CRFF structure, the CIFF structure, etc. described in Non-Patent Document 1).
［２．５ 出力結果］
図１１〜図１４は、第２例（図１０）のバンドパス型ΔΣ変調器において、θ０＝π／４とした場合（図１１）、θ０＝３π／４とした場合（図１２）、θ０＝５π／４とした場合（図１３）、θ０＝７π／４とした場合（図１４）の出力スペクトラム波形を示している。
[2.5 Output results]
FIGS. 11 to 14 show a case where θ 0 = π / 4 (FIG. 11) and θ 0 = 3π / 4 in the bandpass ΔΣ modulator of the second example (FIG. 10) (FIG. 12). , Θ 0 = 5π / 4 (FIG. 13), and θ 0 = 7π / 4 (FIG. 14).
図１１〜図１４に示すように、θ０＝π／４，３π／４，５π／４，７π／４の各周波数において、信号が所望のθ０において出現しており、θ０＝±π／２以外の他の周波数用のバンドパス型ΔΣ変調器が得られていることが分かる。 As shown in FIGS. 11 to 14, at each frequency of θ 0 = π / 4, 3π / 4, 5π / 4, and 7π / 4, a signal appears at a desired θ 0 , and θ 0 = ± π It can be seen that bandpass ΔΣ modulators for frequencies other than / 2 are obtained.
従来、任意の周波数ｆ０に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器の設計手法は確立していなかった。しかし、式（３）の変換式を用いることで、所望の搬送周波数ｆ０を、雑音伝達関数（ＮＴＦ）の雑音阻止帯域として設定でき、所望の搬送周波数ｆ０に対してバンドパス型ΔΣ変調を行うバンドパス型ΔΣ変調器を設計することができる。 Conventionally, a design method for a bandpass ΔΣ modulator that performs bandpass ΔΣ modulation on an arbitrary frequency f 0 has not been established. However, the desired carrier frequency f 0 can be set as the noise rejection band of the noise transfer function (NTF) by using the conversion equation of the expression (3), and the bandpass type ΔΣ modulation is performed with respect to the desired carrier frequency f 0 . It is possible to design a bandpass ΔΣ modulator that performs the above.
［３．歪補償］
増幅器３において非線形特性（ＡＭ−ＡＭ特性、ＡＭ−ＰＭ特性）が存在する場合には、増幅器３から出力されるパルス信号の振幅及び／又は位置のずれが、歪として生じる。
デジタル信号処理部２は、増幅器３の歪補償のため、増幅器３から出力された量子化信号（パルス信号）を取得する。
増幅器３の出力信号は、カプラ６によって検出され、カプラ６の検出信号の振幅を調整する可変減衰器７を介して、デジタル信号処理部２に与えられる。
[3. Distortion compensation]
When nonlinear characteristics (AM-AM characteristics, AM-PM characteristics) exist in the amplifier 3, a deviation in amplitude and / or position of the pulse signal output from the amplifier 3 occurs as distortion.
The digital signal processing unit 2 acquires the quantized signal (pulse signal) output from the amplifier 3 for distortion compensation of the amplifier 3.
The output signal of the amplifier 3 is detected by the coupler 6 and given to the digital signal processing unit 2 via the variable attenuator 7 that adjusts the amplitude of the detection signal of the coupler 6.
増幅器３から出力される信号は、量子化信号（パルス信号）であるため、カプラ６からデジタル信号処理部２までの間に複雑なアナログ回路は不要であり、デジタル信号処理部２は、増幅器出力を容易に取得することができる。 Since the signal output from the amplifier 3 is a quantized signal (pulse signal), a complicated analog circuit is not required between the coupler 6 and the digital signal processing unit 2, and the digital signal processing unit 2 outputs the amplifier output. Can be easily obtained.
デジタル信号処理部２は、デジタルフィルタ（第１デジタルフィルタ）１１を備えており、デジタル信号処理部２が取得した増幅器３の出力信号（量子化信号）は、第１デジタルフィルタ１１に与えられる。 The digital signal processing unit 2 includes a digital filter (first digital filter) 11, and an output signal (quantized signal) of the amplifier 3 acquired by the digital signal processing unit 2 is given to the first digital filter 11.
第１デジタルフィルタ１１は、アナログフィルタ４と同じフィルタ特性を有している。したがって、第１デジタルフィルタ１１は、増幅器３の出力信号（量子化信号）に対して、アナログフィルタ４と同様のフィルタリング処理を行って、ＲＦ信号（搬送波）を出力することができる。ただし、第１デジタルフィルタ１１は、アナログフィルタ４とは異なり、デジタル信号処理によってフィルタリングを行うため、その出力はデジタル信号となる。つまり、第１デジタルフィルタ１１の出力は、デジタルＲＦ信号となる。 The first digital filter 11 has the same filter characteristics as the analog filter 4. Therefore, the first digital filter 11 can output the RF signal (carrier wave) by performing the same filtering process as the analog filter 4 on the output signal (quantized signal) of the amplifier 3. However, unlike the analog filter 4, the first digital filter 11 performs filtering by digital signal processing, so that its output is a digital signal. That is, the output of the first digital filter 11 is a digital RF signal.
第１デジタルフィルタ１１から出力されたデジタルＲＦ信号は、デジタル直交復調器１３に与えられる。デジタル直交復調器１３は、復調されたベースバンド信号（Ｉ’’信号、Ｑ’’信号）を出力する。
復調されたベースバンド信号は、歪補償部１５に与えられる。
The digital RF signal output from the first digital filter 11 is given to the digital quadrature demodulator 13. The digital quadrature demodulator 13 outputs demodulated baseband signals (I ″ signal, Q ″ signal).
The demodulated baseband signal is given to the distortion compensator 15.
歪補償部（ＤＰＤ）１５は、送信信号（ベースバンド信号）に対して歪補償処理を行って、歪補償された送信信号（ベースバンド信号）を出力する歪補償処理部１５ａと、増幅器３の歪特性を推定する特性推定部１５ｂと、を備えている。
歪補償処理部１５ａは、特性推定部１５ｂにて推定された増幅器３の歪特性に基づいて、歪を打ち消すように歪補償処理を行う。
The distortion compensation unit (DPD) 15 performs distortion compensation processing on the transmission signal (baseband signal) and outputs a distortion-compensated transmission signal (baseband signal). A characteristic estimation unit 15b that estimates distortion characteristics.
The distortion compensation processing unit 15a performs a distortion compensation process so as to cancel the distortion based on the distortion characteristics of the amplifier 3 estimated by the characteristic estimation unit 15b.
特性推定部１５ｂは、直交復調器１３から出力されたベースバンド信号（Ｉ’’信号、Ｑ’’信号）と、歪補償部１５（歪補償処理部１５ａ）から出力されたベースバンド信号（Ｉ’信号、Ｑ’信号）とを比較して、歪特性を推定する。なお、特性推定部１５ｂは、歪補償部１５（歪補償処理部１５ａ）から出力されたベースバンド信号（Ｉ’信号、Ｑ’信号）に代えて、歪補償部１５（歪補償処理部１５ａ）に入力されるベースバンド信号（Ｉ信号、Ｑ信号）を用いても良い。 The characteristic estimation unit 15b includes a baseband signal (I ″ signal, Q ″ signal) output from the quadrature demodulator 13 and a baseband signal (I) output from the distortion compensation unit 15 (distortion compensation processing unit 15a). And the distortion characteristics are estimated. The characteristic estimation unit 15b replaces the baseband signal (I ′ signal, Q ′ signal) output from the distortion compensation unit 15 (distortion compensation processing unit 15a) with the distortion compensation unit 15 (distortion compensation processing unit 15a). Baseband signals (I signal and Q signal) input to the signal may be used.
以上のように、本実施形態の増幅装置１では、歪補償に必要な処理の大部分をデジタル信号処理部２にて行える。 As described above, in the amplifying apparatus 1 of the present embodiment, most of the processing necessary for distortion compensation can be performed by the digital signal processing unit 2.
［４．増幅装置の変形例］
［４．１ 第１変形例］
図１５は、第１変形例に係る増幅装置１を示している。図１５に示す増幅装置１では、図１に示す増幅装置１の直交復調器１３が省略されている。このため、歪補償部１５（特性推定部１５ｂ）には、第１デジタルフィルタ１１の出力であるデジタルＲＦ信号が、与えられる。なお、第１変形例及びその他の変形例において説明を省略した点は、図１に示す増幅装置１と同様である。
[4. Modification of amplification device]
[4.1 First Modification]
FIG. 15 shows an amplifying apparatus 1 according to the first modification. In the amplification device 1 shown in FIG. 15, the quadrature demodulator 13 of the amplification device 1 shown in FIG. 1 is omitted. For this reason, the digital RF signal that is the output of the first digital filter 11 is given to the distortion compensation unit 15 (characteristic estimation unit 15b). In addition, the point which abbreviate | omitted description in the 1st modification and another modification is the same as that of the amplifier 1 shown in FIG.
第１変形例に係る増幅装置１では、特性推定部１５ｂは、デジタルフィルタ１１から出力されたデジタルＲＦ信号と、直交変調器２４から出力されたデジタルＲＦ信号と、を比較して、増幅器３の歪特性を推定する。
図１に示す増幅装置１のように、ベースバンド信号を用いて歪補償をすると、歪補償の処理速度を抑えることができるのに対して、第１変形例に係る増幅装置１のように高周波であるＲＦ信号を用いて歪補償をすると、歪保障の処理速度を高速化する必要がある。
ただし、第１変形例に係る増幅装置１では、直交復調器１３を省略できるため、デジタル信号処理部２の構成を簡素化できる。
In the amplification device 1 according to the first modification, the characteristic estimation unit 15b compares the digital RF signal output from the digital filter 11 with the digital RF signal output from the quadrature modulator 24, and Estimate the distortion characteristics.
When the distortion compensation is performed using the baseband signal as in the amplifying apparatus 1 illustrated in FIG. 1, the processing speed of the distortion compensation can be suppressed, whereas the high frequency as in the amplifying apparatus 1 according to the first modification example. When the distortion compensation is performed using the RF signal, it is necessary to increase the processing speed of the distortion guarantee.
However, in the amplifying apparatus 1 according to the first modification, the quadrature demodulator 13 can be omitted, so that the configuration of the digital signal processing unit 2 can be simplified.
［４．２ 第２変形例］
図１６は、第２変形例に係る増幅装置１を示している。第２変形例に係る増幅装置１では、歪補償部１５が、直交変調器２４とΔΣ変調器２５との間に設けられている。
[4.2 Second Modification]
FIG. 16 shows an amplifying apparatus 1 according to a second modification. In the amplifying apparatus 1 according to the second modified example, the distortion compensation unit 15 is provided between the quadrature modulator 24 and the ΔΣ modulator 25.
第２変形例に係る増幅装置１では、第１変形例に係る増幅装置１と同様に、直交復調器１３が省略されており、歪補償部１５（特性推定部１５ｂ）には、第１デジタルフィルタ１１の出力であるデジタルＲＦ信号が、与えられる。 In the amplifying apparatus 1 according to the second modified example, the quadrature demodulator 13 is omitted as in the amplifying apparatus 1 according to the first modified example, and the distortion compensator 15 (characteristic estimating unit 15b) includes the first digital A digital RF signal that is the output of the filter 11 is provided.
第２変形例に係る増幅装置１では、特性推定部１５ｂは、デジタルフィルタ１１から出力されたデジタルＲＦ信号と、補償処理部１５ａから出力されたデジタルＲＦ信号（又は直交変調器２４から出力されたデジタルＲＦ信号）と、を比較して、増幅器３の歪特性を推定する。そして、補償処理部１５ａは、直交変調器２４から出力されたデジタルＲＦ信号に対して歪補償処理を行い、歪補償がなされたデジタルＲＦ信号を、ΔΣ変調器２５に与える。 In the amplifying apparatus 1 according to the second modification, the characteristic estimation unit 15b includes the digital RF signal output from the digital filter 11 and the digital RF signal output from the compensation processing unit 15a (or output from the quadrature modulator 24). Digital RF signal) and the distortion characteristics of the amplifier 3 are estimated. Then, the compensation processing unit 15 a performs distortion compensation processing on the digital RF signal output from the quadrature modulator 24, and gives the digital RF signal subjected to distortion compensation to the ΔΣ modulator 25.
［４．３ 第３変形例］
図１７は、第３変形例に係る増幅装置１を示している。第３変形例に係る増幅装置１では、歪補償部１５が、ΔΣ変調器２５の出力側に設けられている。
[4.3 Third Modification]
FIG. 17 shows an amplifying apparatus 1 according to the third modification. In the amplifying apparatus 1 according to the third modification, the distortion compensation unit 15 is provided on the output side of the ΔΣ modulator 25.
第２変形例に係る増幅装置１では、図１に示す増幅装置１におけるデジタルフィルタ１１及び直交復調器１３が省略されている。歪補償部１５（特性推定部１５ｂ）には、増幅器３の出力（量子化信号；パルス信号）が、（減衰器７を介して）与えられる。 In the amplifying apparatus 1 according to the second modification, the digital filter 11 and the quadrature demodulator 13 in the amplifying apparatus 1 shown in FIG. 1 are omitted. The distortion compensation unit 15 (characteristic estimation unit 15b) is given the output (quantized signal; pulse signal) of the amplifier 3 (via the attenuator 7).
つまり、デジタル信号処理部２が取得した量子化信号（パルス信号）は、デジタルフィルタ１１によってＲＦ信号に変換されることなく、量子化信号（パルス信号）のまま、特性推定部１５ｂに与えられる。 That is, the quantized signal (pulse signal) acquired by the digital signal processing unit 2 is not converted into an RF signal by the digital filter 11 but is given to the characteristic estimation unit 15b as it is as the quantized signal (pulse signal).
第３変形例に係る増幅装置１では、特性推定部１５ｂは、増幅器３の出力である量子化信号と、補償処理部１５ａから出力された量子化信号（又はΔΣ変調器２５から出力された量子化信号）と、を比較して、増幅器３の歪特性を推定する。そして、補償処理部１５ａは、ΔΣ変調器２５から出力された量子化信号に対して歪補償処理を行い、歪補償がなされた量子化信号を、デジタル信号処理部２の出力として、増幅器３に与える。
なお、歪補償処理部１５ａは、量子化信号を示すパルス信号のパルス振幅又はパルス位置を調整することで歪補償処理を行う。
In the amplification device 1 according to the third modification, the characteristic estimation unit 15b includes the quantized signal that is the output of the amplifier 3 and the quantized signal that is output from the compensation processing unit 15a (or the quantum signal that is output from the ΔΣ modulator 25). The distortion characteristics of the amplifier 3 are estimated. The compensation processing unit 15 a performs distortion compensation processing on the quantized signal output from the ΔΣ modulator 25, and the quantized signal subjected to distortion compensation is output to the amplifier 3 as an output of the digital signal processing unit 2. give.
Note that the distortion compensation processing unit 15a performs distortion compensation processing by adjusting the pulse amplitude or the pulse position of the pulse signal indicating the quantized signal.
［４．４ 第４変形例］
図１８は、第４変形例に係る増幅装置１を示している。第４変形例に係る増幅装置１では、図１に示す増幅装置１と同様に、直交変調器２４の入力側に歪補償部１５が設けられている。
第４変形例に係る増幅装置１では、デジタル信号処理部２は、増幅器３の出力信号を取得する。
デジタル信号処理部２が取得した増幅器３の出力信号（量子化信号）は、第１デジタルフィルタ１１に与えられる。また、増幅器３への入力信号は、第２デジタルフィルタ１２に与えられる。
[4.4 Fourth Modification]
FIG. 18 shows an amplifying apparatus 1 according to the fourth modification. In the amplifying apparatus 1 according to the fourth modification, the distortion compensating unit 15 is provided on the input side of the quadrature modulator 24 as in the amplifying apparatus 1 illustrated in FIG.
In the amplifying apparatus 1 according to the fourth modified example, the digital signal processing unit 2 acquires the output signal of the amplifier 3.
The output signal (quantized signal) of the amplifier 3 acquired by the digital signal processing unit 2 is given to the first digital filter 11. An input signal to the amplifier 3 is given to the second digital filter 12.
第１及び第２デジタルフィルタ１１，１２は、アナログフィルタ４と同じフィルタ特性を有している。したがって、第１及び第２デジタルフィルタ１１，１２は、増幅器３の入出力信号（量子化信号）に対して、アナログフィルタ４と同様のフィルタリング処理を行って、ＲＦ信号（搬送波）を出力することができる。ただし、第１及び第２デジタルフィルタ１１，１２は、アナログフィルタ４とは異なり、デジタル信号処理によってフィルタリングを行うため、その出力はデジタル信号となる。つまり、第１及び第２デジタルフィルタ１１の出力は、デジタルＲＦ信号となる。 The first and second digital filters 11 and 12 have the same filter characteristics as the analog filter 4. Therefore, the first and second digital filters 11 and 12 perform the same filtering process as that of the analog filter 4 on the input / output signal (quantized signal) of the amplifier 3 to output an RF signal (carrier wave). Can do. However, unlike the analog filter 4, the first and second digital filters 11 and 12 perform filtering by digital signal processing, so that their outputs are digital signals. That is, the outputs of the first and second digital filters 11 are digital RF signals.
第１及び第２デジタルフィルタ１１，１２から出力されたデジタルＲＦ信号は、デジタル直交復調器１３及びデジタル直交復調器１４に与えられる。デジタル直交復調器１３，１４は、それぞれ、復調されたベースバンド信号を出力する。
復調されたベースバンド信号は、歪補償部１５に与えられる。
The digital RF signals output from the first and second digital filters 11 and 12 are given to the digital quadrature demodulator 13 and the digital quadrature demodulator 14. Each of the digital quadrature demodulators 13 and 14 outputs a demodulated baseband signal.
The demodulated baseband signal is given to the distortion compensator 15.
歪補償部１５の特性推定部１５ｂは、直交復調器１３から出力されたベースバンド信号と、直交復調気１４から出力されたベースバンド信号とを比較して、歪特性を推定する。 The characteristic estimation unit 15b of the distortion compensation unit 15 compares the baseband signal output from the quadrature demodulator 13 with the baseband signal output from the quadrature demodulator 14, and estimates the distortion characteristic.
また、第４変形例に係る増幅装置１では、ΔΣ変調器２５の出力側に高調波強調部２６が設けられている。この高調波強調部は、アップサンプリング（×２）を行い、本来の信号の高調波成分を利用することができる。なお、高調波強調部２６は省略してもよい。 In the amplifying apparatus 1 according to the fourth modification, a harmonic emphasizing unit 26 is provided on the output side of the ΔΣ modulator 25. This harmonic emphasis unit can perform upsampling (× 2) and use the harmonic component of the original signal. Note that the harmonic emphasis unit 26 may be omitted.
［５．付記］
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記した意味ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味、及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
[5. Addendum]
The embodiment disclosed this time should be considered as illustrative in all points and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the meanings described above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
１ 増幅装置
２ デジタル信号処理部（デジタル信号処理装置）
３ 増幅器
４ アナログフィルタ
５ アンテナ
６ カプラ
７ 可変減衰器
１１ 第１デジタルフィルタ
１２ 第２デジタルフィルタ
１３ デジタル直交復調器
１４ デジタル直交復調器
１５ａ 歪補償処理部
１５ｂ 特性推定部
１５ａ 特性推定部
１５ 歪補償部
２３ ベースバンド部
２４ 直交変調器（変調器）
２５ ΔΣ変調器
２６ 高調波強調部
２７ ループフィルタ
２８ 量子化器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Amplifier 2 Digital signal processing part (digital signal processing device)
3 amplifier 4 analog filter 5 antenna 6 coupler 7 variable attenuator 11 first digital filter 12 second digital filter 13 digital quadrature demodulator 14 digital quadrature demodulator 15a distortion compensation processing unit 15b characteristic estimation unit 15a characteristic estimation unit 15 distortion compensation unit 23 Baseband part 24 Quadrature modulator (modulator)
25 ΔΣ modulator 26 Harmonic enhancement unit 27 Loop filter 28 Quantizer
Claims (8)
前記増幅器によって増幅されるべき信号を出力するデジタル信号処理部と、
前記増幅器の出力側に設けられたアナログフィルタと、
を備え、
前記デジタル信号処理部は、
前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、
前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、
を備え、
前記増幅器は、前記量子化信号を増幅し、
前記アナログフィルタは、前記量子化信号からアナログ信号を生成し、
前記デジタル信号処理部は、前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得する
ことを特徴とする増幅装置。 An amplifier;
A digital signal processing unit for outputting a signal to be amplified by the amplifier;
An analog filter provided on the output side of the amplifier;
With
The digital signal processor is
A distortion compensation unit that performs distortion compensation of the amplifier based on the output of the amplifier;
A ΔΣ modulator that performs ΔΣ modulation on the signal to be amplified by the amplifier and outputs a quantized signal;
With
The amplifier amplifies the quantized signal;
The analog filter generates an analog signal from the quantized signal,
The digital signal processing unit acquires the quantized signal output from the amplifier for distortion compensation by the distortion compensation unit.
請求項１記載の増幅装置。 The amplifying apparatus according to claim 1, wherein the amplifier is a digital amplifier.
前記デジタルフィルタは、前記デジタル信号処理部が取得した前記量子化信号に対してフィルタリングを行い、
前記歪補償部は、前記デジタルフィルタの出力に基づいて、歪補償を行う
請求項１又は２記載の増幅装置。 The digital signal processing unit further includes a digital filter having the same characteristics as the analog filter,
The digital filter performs filtering on the quantized signal acquired by the digital signal processing unit,
The amplification device according to claim 1, wherein the distortion compensation unit performs distortion compensation based on an output of the digital filter.
前記歪補償部は、前記復調部の出力に基づいて、歪補償を行う
請求項３記載の増幅装置。 The digital signal processing unit further includes a demodulation unit that demodulates the output of the digital filter,
The amplification device according to claim 3, wherein the distortion compensation unit performs distortion compensation based on an output of the demodulation unit.
請求項１〜４のいずれか１項に記載の増幅装置。 The amplifying apparatus according to claim 1, wherein the ΔΣ modulator is a bandpass type ΔΣ modulator.
請求項１〜５のいずれか１項に記載の増幅装置。 The amplifying apparatus according to claim 1, wherein the analog signal is a radio frequency signal.
前記増幅器の出力に基づいて、前記増幅器の歪補償を行う歪補償部と、
前記増幅器によって増幅されるべき信号に対してΔΣ変調を行って量子化信号を出力するΔΣ変調部と、
を備え、
前記歪補償部による歪補償のために、前記増幅器から出力された量子化信号を取得するよう構成されている
ことを特徴とするデジタル信号処理装置。 A digital signal processing device for outputting a signal to be amplified by an amplifier,
A distortion compensation unit that performs distortion compensation of the amplifier based on the output of the amplifier;
A ΔΣ modulator that performs ΔΣ modulation on the signal to be amplified by the amplifier and outputs a quantized signal;
With
A digital signal processing apparatus configured to acquire a quantized signal output from the amplifier for distortion compensation by the distortion compensator.
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