JP2013078228A - Switching power-supply device - Google Patents
Switching power-supply device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2013078228A JP2013078228A JP2011217627A JP2011217627A JP2013078228A JP 2013078228 A JP2013078228 A JP 2013078228A JP 2011217627 A JP2011217627 A JP 2011217627A JP 2011217627 A JP2011217627 A JP 2011217627A JP 2013078228 A JP2013078228 A JP 2013078228A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- control signal
- node
- output
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
本発明は、力率改善（Power Factor Control；以下「ＰＦＣ」という。）機能付きの直列共振コンバータ等のスイッチング電源装置に関するものである。 The present invention relates to a switching power supply device such as a series resonant converter having a power factor control (hereinafter referred to as “PFC”) function.
従来、スイッチング電源装置である直列共振コンバータの一種であるＬＬＣコンバータが知られている。例えば、下記の特許文献１、２等には、高調波対策付きＰＦＣ回路を備えたハーフブリッジ（ＨＢ）ＬＬＣコンバータの技術が記載されている。このＨＢＬＬコンバータは、力率を改善するための前段のＰＦＣ回路と、直流（以下「ＤＣ」という。）電圧をレベルの異なるＤＣ電圧に変換する後段のＤＣ／ＤＣコンバータとにより構成されている。ＰＦＣ回路は、力率改善により入力電圧を安定化する回路であり、ＰＦＣ制御部によりオン／オフがデューティ（Duty）制御されるスイッチ素子を有している。ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＤＣ／ＤＣ制御部によりオン／オフがパルス幅変調（以下「ＰＷＭ」という。）制御されるスイッチ素子と、変圧器（以下「トランス」という。）を有するＬＬＣ共振回路等とにより構成されている。
2. Description of the Related Art Conventionally, an LLC converter that is a kind of series resonant converter that is a switching power supply device is known. For example, the following
しかしながら、従来のスイッチング電源装置では、ＰＦＣ回路をスイッチング制御するためのＰＦＣ制御部と、ＤＣ／ＤＣコンバータをスイッチング制御するためのＤＣ／ＤＣ制御部と、が各々必要になるので、回路構成が複雑であって部品点数が多く、小型化及び低コスト化には適さない等の課題があった。 However, the conventional switching power supply apparatus requires a PFC control unit for controlling the switching of the PFC circuit and a DC / DC control unit for controlling the switching of the DC / DC converter, so that the circuit configuration is complicated. However, the number of parts is large, and there are problems such as being unsuitable for downsizing and cost reduction.
本発明のスイッチング電源装置は、第１出力端子及び第２出力端子を有し、交流（以下「ＡＣ」という。）入力電圧を整流して前記第１出力端子及び前記第２出力端子から出力する整流回路と、前記第１出力端子及び前記第２出力端子に対して並列に接続された第１入力コンデンサと、第１ノード及び前記第２出力端子間に直列に接続された第２入力コンデンサと、前記第１出力端子及び第２ノード間に直列に接続されたインダクタと、前記第１ノード及び前記第２ノード間に直列に接続され、第１制御信号によりオン／オフ動作する第１スイッチング素子と、前記第２ノード及び前記第２出力端子間に直列に接続され、第２制御信号によりオン／オフ動作する第２スイッチング素子と、前記第１ノード及び前記第２ノードに対して並列に接続された周波数制御可能な周波数可変回路と、前記周波数可変回路の出力電圧を整流及び平滑してＤＣ出力電圧を出力する整流平滑回路と、所定の電圧及び前記ＤＣ出力電圧に基づき、パルスからなる前記第２制御信号を生成して前記第２スイッチング素子に与えると共に、前記第２制御信号の立ち下がり及び立ち上がりエッジに対してそれぞれ所定のデッドタイムを有する相補的なパルスからなる前記第１制御信号を生成して前記第１スイッチング素子に与える制御部と、を備えたことを特徴とする。 The switching power supply device of the present invention has a first output terminal and a second output terminal, rectifies an alternating current (hereinafter referred to as “AC”) input voltage, and outputs the rectified voltage from the first output terminal and the second output terminal. A rectifier circuit; a first input capacitor connected in parallel to the first output terminal and the second output terminal; a second input capacitor connected in series between the first node and the second output terminal; An inductor connected in series between the first output terminal and the second node, and a first switching element connected in series between the first node and the second node and performing an on / off operation in response to a first control signal. And a second switching element connected in series between the second node and the second output terminal, and turned on / off by a second control signal, and connected in parallel to the first node and the second node. A frequency controllable frequency variable circuit, a rectifying / smoothing circuit for rectifying and smoothing an output voltage of the frequency variable circuit to output a DC output voltage, and a pulse based on a predetermined voltage and the DC output voltage. A second control signal is generated and applied to the second switching element, and the first control signal including complementary pulses each having a predetermined dead time with respect to a falling edge and a rising edge of the second control signal. A control unit that generates and applies the first switching element to the first switching element.
本発明のスイッチング電源装置によれば、共通の制御部によって第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子をスイッチングし、周波数可変回路の周波数制御とＰＦＣのＰＷＭ制御とを行うようにしたので、回路構成が簡単になって部品点数を削減でき、スイッチング電源装置を小型化できると共に、低コストが可能になる。更に、第１ノードの電圧を一定に制御できるので、ＡＣ入力電圧を例えばＡＣ１００Ｖ系でも、あるいはＡＣ２００Ｖ系でも動作するオールラウンド化が可能になる。 According to the switching power supply device of the present invention, the first switching element and the second switching element are switched by the common control unit to perform the frequency control of the frequency variable circuit and the PWM control of the PFC. The number of parts can be simplified and the switching power supply apparatus can be reduced in size and cost can be reduced. Furthermore, since the voltage of the first node can be controlled to be constant, it is possible to make the AC input voltage all-round so that the AC input voltage can be operated even in the AC 100V system or the AC 200V system, for example.
本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。 Modes for carrying out the present invention will become apparent from the following description of the preferred embodiments when read in light of the accompanying drawings. However, the drawings are only for explanation and do not limit the scope of the present invention.
（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１におけるスイッチング電源装置の構成を示す概略の回路図である。
(Configuration of Example 1)
FIG. 1 is a schematic circuit diagram showing a configuration of a switching power supply apparatus according to
このスイッチング電源装置は、例えば、ＰＦＣ機能付き非対称ＨＢＬＬＣコンバータであり、ＡＣ１００Ｖ又はＡＣ２００ＶのＡＣ入力電圧Ｖａｃを整流する整流回路１を有している。整流回路１の第１出力端子（例えば、＋出力端子）１ａ及び第２出力端子（例えば、−出力端子）１ｂには、第１入力コンデンサ２が並列に接続されている。＋出力端子１ａには、電圧Ｖ２が現れる。−出力端子１ｂには、接続点であるノードＮＤ１が接続されている。ノードＮＤ１と、電圧Ｖ３が現れる第１ノードＮＤ２との間には、第２入力コンデンサ４が直列に接続されている。＋出力端子１ａには、電流Ｉ４が流れるインダクタ４を介して、第２ノードＮＤ３が直列に接続されている。第２ノードＮＤ３には、電圧Ｖ４が現れる。
This switching power supply device is, for example, an asymmetric HBLLC converter with a PFC function, and includes a
第１ノードＮＤ２及び第２ノードＮＤ３間には、可変のパルスからなる第１制御信号Ｓ１によりオン／オフ動作する第１スイッチ素子（例えば、電界効果トランジスタであるＮチャネル型のパワーＭＯＳトランジスタ、以下「ＮＭＯＳ」という。）５が直列に接続されている。ＮＭＯＳ５に電流Ｉ５が流れると、そのドレインに電圧Ｖ５が現れる。更に、第２ノードＮＤ３とノードＮＤ１との間にも、可変のパルスからなる第２制御信号Ｓ２によりオン／オフ動作する第２スイッチング素子（例えば、電界効果トランジスタであるＮＭＯＳ）６が直列に接続されている。ＮＭＯＳ６に電流Ｉ６が流れると、そのドレインに電圧Ｖ６が現れる。第２制御信号Ｓ２は、高レベル（以下「Ｈレベル」という。）と低レベル（以下「Ｌレベル」という。）に遷移するパルスからなる信号である。第１制御信号Ｓ１は、第２制御信号Ｓ２のパルスの立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジに対してそれぞれ所定のデッドタイムを有する相補的なパルスである。デッドタイムとは、ＮＭＯＳ５，６が共にオフ状態になる時間のことである。
Between the first node ND2 and the second node ND3, a first switch element (for example, an N-channel type power MOS transistor which is a field effect transistor, which is turned on / off by a first control signal S1 made of a variable pulse, below) "NMOS") 5 are connected in series. When the current I5 flows through the
ＮＭＯＳ５のドレイン・ソース間には、逆極性の寄生ダイオード５ａと寄生容量５ｂとが、並列に接続されている。同様に、ＮＭＯＳ６のドレイン・ソース間にも、逆極性の寄生ダイオード６ａと寄生容量６ｂとが、並列に接続されている。
Between the drain and source of the
ノードＮＤ２及びＮＤ３に対して並列に、周波数制御可能な周波数可変回路（例えば、トランスの１次巻線と共振用コンデンサとが直列に接続された共振回路の１つであるＬＬＣ共振回路）１０が接続されている。ＬＬＣ共振回路１０は、トランス１１、励磁電流Ｉ１２が流れるトランス１１の励磁インダクタンス１２、共振用チョークコイル（以下単に「共振チョーク」という。）１３、及び電流Ｉ１４が流れる共振用コンデンサ１４により構成されている。トランス１１は、巻数Ｎ１の１次巻線１１ａと、巻数Ｎ２の２次巻線１１ｂとを有し、その１次巻線１１ａの巻き始め１１ａ１及び巻き終わり１１ａ２に対して並列に接続された励磁インダクタンス１２に励磁電流Ｉ１２が流れると、その巻き始め１１ａ１に電圧Ｖ１１ａが現れる。トランス１１の巻数比ｎは、巻数Ｎ１／巻数Ｎ２である。
In parallel with the nodes ND2 and ND3, a frequency variable circuit (for example, an LLC resonance circuit which is one of resonance circuits in which a primary winding of a transformer and a resonance capacitor are connected in series) 10 can be controlled. It is connected. The
２次巻線１１ｂの巻き始め１１ｂ１及び巻き終わり１１ｂ２には、整流回路１５が並列に接続されている。整流回路１５は、２次巻線１１ｂに生じるＡＣ電流をＤＣ電流に整流する回路であり、２次巻線１１ｂの巻き始め１１ｂ１に対して順方向に接続された整流用ダイオード１５ａと、２次巻線１１ｂの巻き終わり１１ｂ２に対して順方向に接続された整流用ダイオード１５ｂと、により構成されている。ダイオード１５ａのカソードと、２次巻線１１ｂの中間タップとの間には、電流Ｉ１６が流れる平滑用コンデンサ１６が接続されている。整流回路１５及び平滑用コンデンサ１６により、整流平滑回路が構成されている。平滑用コンデンサ１６により平滑されたＤＣ出力電流Ｉｏ及びＤＣ出力電圧Ｖｏは、出力端子１７ａ，１７ｂから出力されて負荷ＲＬへ供給される。
A
このスイッチング電源装置は、第１制御信号Ｓ１及び第２制御信号Ｓ２を生成するための制御部２０を備えている。
This switching power supply device includes a
なお、図１に示す制御部２０では、説明を簡単にするために、電流不連続型ＰＦＣに対応した回路構成が図示されている。
In addition, in the
制御部２０は、所定の電圧（例えば、第１ノードＮＤ２の電圧）Ｖ３及びＤＣ出力電圧Ｖｏに基づき、第２制御信号Ｓ２及び第１制御信号Ｓ１を生成する回路である。制御部２０は、第１演算手段（例えば、演算増幅器であるオペアンプにより構成された反転増幅器）２１と、第２演算手段（例えば、オペアンプにより構成された正相増幅器）２２とを有している。反転増幅器２１は、＋入力端子に第１基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力され、−入力端子に電圧Ｖ３が入力され、その電圧Ｖ３が上昇すると、出力端子から出力される第１変動抑制量（例えば、出力電圧）Ｖ２１が下降し、電圧Ｖ３が下降すると、出力電圧Ｖ２１が上昇する回路である。正相増幅器２２は、−入力端子に第２基準電圧Ｖｒｅｆ２が入力され、＋入力端子に出力電圧Ｖｏが入力され、その出力電圧Ｖｏが上昇すると、出力端子から出力される第２変動抑制量（例えば、出力電圧）Ｖ２２も上昇し、出力電圧Ｖｏが下降すると、出力電圧Ｖ２２も下降する回路である。正相増幅器２２の出力端子には、三角波発生手段（例えば、三角波発生回路）２３が接続されている。
The
三角波発生回路２３は、定電流源２３ａ、電圧比較器２３ｂ、ＮＰＮトランジスタ２３ｃ、及びコンデンサ２３ｄを有している。定電流源２３ａは、＋電源電圧ＶＣＣが印加されるＶＣＣ電源とノードＮＤ１１との間に接続され、入力される出力電圧Ｖ２２が上昇すると、電流値が増加し、出力電圧Ｖ２２が下降すると、電流値が減少する回路である。電圧比較器２３ｂは、−入力端子に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ３と＋入力端子に入力されるノードＮＤ１１の電圧とを比較し、（ノードＮＤ１１の電圧≧基準電圧Ｖｒｅｒ２）の時には出力端子の電圧がＨレベルになり、（ノードＮＤ１１の電圧＜基準電圧Ｖｒｅｒ２）の時には出力端子の電圧がＬレベルになる回路であり、この出力端子に、トランジスタ２３ｃのベースが接続されている。トランジスタ２３ｃは、コレクタがノードＮＤ１１に接続され、エミッタがグランドＧＮＤに接続され、ベースの電圧がＨレベルの時にコレクタ・エミッタ間がオン状態になり、ベースの電圧がＬレベルの時にコレクタ・エミッタ間がオフ状態になる素子である。トランジスタ２３ｃのコレクタ及びエミッタには、コンデンサ２３ｄが並列に接続されている。
The triangular
ノードＮＤ１１と反転増幅器２１の出力端子とには、比較手段（例えば、電圧比較器）２４が接続されている。電圧比較器２４は、−入力端子に入力されるノードＮＤ１１の電圧と、＋入力端子に入力される出力電圧Ｖ２１とを比較し、（出力電圧Ｖ２１≧ノードＮＤ１１の電圧）の時に出力端子の電圧（即ち、第２制御信号Ｓ２）をＨレベルにし、（出力電圧Ｖ２１＜ノードＮＤ１１の電圧）の時に出力端子の電圧（即ち、第２制御信号Ｓ２）をＬレベルにする回路である。電圧比較器２４の出力端子には、パルス生成手段（例えば、パルス生成回路）２５が接続されている。パルス生成回路２５は、電圧比較器２４から出力される第２制御信号Ｓ２に対して所定のデッドタイムを有する相補的なパルスの第１制御信号Ｓ１を出力する回路であり、インバータ及びフリップフロップ回路等により構成されている。
A comparing means (for example, a voltage comparator) 24 is connected to the node ND11 and the output terminal of the inverting
（制御部の動作）
図２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、図１中の制御部２０の動作を示す概略の波形図であり、同図（ａ）は定常時の波形図、同図（ｂ）は出力電圧Ｖｏが上昇した場合の波形図、及び、同図（ｃ）はノードＮＤ２の電圧Ｖ３が上昇した場合の波形図である。
(Operation of control unit)
FIGS. 2A, 2B, and 2C are schematic waveform diagrams showing the operation of the
なお、図２（ａ）〜（ｃ）では、説明を簡単にするために、制御信号Ｓ１，Ｓ２の波形が、実線で示されるように、デッドタイムを無視して図示されている。但し、図２（ａ）では、参考のために、デッドタイムを考慮した制御信号Ｓ１の波形が、破線にて付加されている。 2A to 2C, the waveforms of the control signals S1 and S2 are illustrated ignoring the dead time as shown by solid lines for the sake of simplicity. However, in FIG. 2A, for reference, the waveform of the control signal S1 considering the dead time is added with a broken line.
図２（ａ）に示すように、定常時の場合、三角波発生回路２３では、トランジスタ２３ｃがオフ状態の間、定電流源２３ａから供給される電流によりコンデンサ２３ｄが充電され、ノードＮＤ１１の電圧が上昇して行く。ノードＮＤ１１の電圧が基準電圧Ｖｒｅｒ３を超えると、電圧比較器２３ｂの出力端子がＨレベルになり、トランジスタ２３ｃがオン状態になる。トランジスタ２３ｃがオン状態になると、コンデンサ２３ｄに蓄積された電荷がそのトランジスタ２３ｃを介して放電され、ノードＮＤ１１の電圧が降下して行く。この結果、ノードＮＤ１１に、三角波の電圧が発生する。
As shown in FIG. 2A, in the steady state, in the triangular
三角波の電圧の上昇時において、この三角波の電圧が、反転増幅器２１の出力電圧Ｖ２１を超えると、電圧比較器２４から出力される第２制御信号Ｓ２がＬレベルに立ち下がる。その後、三角波の電圧の下降時において、この三角波の電圧が、反転増幅器２１の出力電圧Ｖ２１よりも低下すると、電圧比較器２４から出力される第２制御信号Ｓ２がＨレベルに立ち上がる。
When the triangular wave voltage rises and the triangular wave voltage exceeds the output voltage V21 of the inverting
第２制御信号Ｓ２がＬレベルに立ち下がると、パルス生成回路２５により、所定のデッドタイムをおいてそのＬレベルが反転され、そのパルス生成回路２５から出力される第１制御信号Ｓ１がＨレベルに立ち上がる。その後、第２制御信号Ｓ２がＨレベルに立ち上がる時刻の所定のデッドタイム前に、パルス生成回路２５により、そのＨレベルが反転され、そのパルス生成回路２５から出力される第１制御信号Ｓ１がＬレベルに立ち下がる。
When the second control signal S2 falls to the L level, the
図２（ｂ）に示すように、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが上昇した場合、正相増幅器２２を介して定電流源２３ａの電流値が増加し、ノードＮＤ１１から出力される三角波の電圧の周波数が高くなり、第１制御信号Ｓ１及び第２制御信号Ｓ２の周波数が高くなる。その結果、ＮＭＯＳ５，６のスイッチング周波数が高くなり、後述するように、出力電圧Ｖｏの上昇が抑制される。
As shown in FIG. 2B, when the output voltage Vo of the switching power supply rises, the current value of the constant
又、図２（ｃ）に示すように、ノードＮＤ２の電圧Ｖ３が上昇した場合、反転増幅器２１の出力電圧Ｖ２１が下がり、ＰＷＭ制御により、電圧比較器２４から出力される第２制御信号Ｓ２におけるＨレベルのパルス幅が狭くなると共に、パルス生成回路２５から出力される第１制御信号Ｓ１のＬレベルのパルス幅が狭くなる。その結果、ＮＭＯＳ６のオン時間が短くなると共に、ＮＭＯＳ５のオフ時間が短くなり、後述するように、ノードＮＤ２の電圧Ｖ３の上昇が抑制される。
Further, as shown in FIG. 2C, when the voltage V3 of the node ND2 increases, the output voltage V21 of the inverting
なお、以上説明した制御部２０の動作は、図１に示す電流不連続型ＰＦＣに対応した動作であるが、後述する実施例２の電流連続型ＰＦＣに対応した制御部の構成では、略同様の動作が連続的に行われることになる。
The operation of the
（スイッチング電源装置の周波数制御動作）
図３は、図１のスイッチング電源装置の周波数制御動作を示す波形図である。
(Frequency control operation of switching power supply)
FIG. 3 is a waveform diagram showing a frequency control operation of the switching power supply device of FIG.
図３において、ｔｏｎはＮＭＯＳ６のオン期間、ｔｏｆｆは入力コンデンサ３の充電期間、Ｉ４ｐはインダクタ４に流れる電流Ｉ４の最大値、Ｉ１４ｐは共振用コンデンサ１４に流れる電流Ｉ１４の最大値、及び、ｎＶｏのｎはトランス１１の巻数比（＝Ｎ１／Ｎ２）である。
In FIG. 3, ton is the on period of the
この図３を参照しつつ、共振チョーク１３とＮＭＯＳ５，６に存在する寄生ダイオード５ａ，６ａ及び寄生容量５ｂ，６ｂとを考慮したスイッチング電源装置の周波数制御動作を説明する。
With reference to FIG. 3, the frequency control operation of the switching power supply device in consideration of the
スイッチング電源装置において、ＤＣ出力電圧Ｖｏの制御は、ＮＭＯＳ５，６のスイッチング周波数を制御することにより行われる。即ち、スイッチング周波数を上げると出力電圧Ｖｏが下がり、スイッチング周波数を下げると、出力電圧Ｖｏが上がる。この周波数制御動作は、以下の４つの動作期間Ｍ１〜Ｍ４に分けることができ、ＮＭＯＳ５，６はソフトスイッチングとなる。
In the switching power supply, the DC output voltage Vo is controlled by controlling the switching frequency of the
（１） 動作期間Ｍ１（時刻ｔ０’〜ｔ１の期間、ＮＭＯＳ６はオン、ＮＭＯＳ５はオフ）
(1) Operation period M1 (during time t0 'to t1,
図３の時刻ｔ０’において、ＮＭＯＳ６がオン、ＮＭＯＳ５がオフすると、入力側とコンバータ側の電流ルートが夫々発生する。
When the
入力側において、インダクタ４に流れる電流Ｉ４は、コンデンサ２→インダクタ４→ＮＭＯＳ６→コンデンサ２というルートで流れ、この電流Ｉ４が増加して行く。この際、インダクタ４に印加される電圧は、Ｖ２（ｔ）（＝Ｖａｃ（ｔ）、但し、ｔは時間）となる。そのため、時刻ｔ０’，ｔ０，ｔ１’経過後の時刻ｔ１における電流Ｉ４のピーク値Ｉ４ｐは、
Ｉ４ｐ＝｛Ｖ２（ｔ）×ｔｏｎ｝／Ｌ
但し、Ｌ：インダクタ４のインダクタンス値
On the input side, the current I4 flowing through the inductor 4 flows along the route of
I4p = {V2 (t) × ton} / L
Where L: inductance value of inductor 4
コンバータ側において、共振チョーク１３に流れる電流は、入力コンデンサ３→共振チョーク１３→トランス１１の１次巻線１ａ及び励磁インダクタンス１２→共振用コンデンサ１４→ＮＭＯＳ６→入力コンデンサ３というルートで流れる。この際、共振用コンデンサ１４には、負に変化する電流Ｉ１４が流れる。又、ＮＭＯＳ６に流れる電流Ｉ６は、インダクタ４に流れる電流Ｉ４と、共振用コンデンサ１４に流れる電流Ｉ１４と、の合成された正に変化する電流波形となる。
On the converter side, the current flowing through the
トランス１１の１次巻線１１ａに電流が流れると、２次巻線１１ｂに誘起され、２次巻線１１ｂ→整流用ダイオード１５ａ→平滑用コンデンサ１６及び負荷ＲＬ→２次巻線１１ｂというルートで電流が流れる。そのため、トランス１１の１次巻線１１ａには、一定の正の電圧Ｖ１１ａ（＝ｎＶｏ、但し、ｎ＝１次巻数Ｎ１／２次巻数Ｎ２、Ｖｏは出力電圧）が発生する。
When a current flows through the primary winding 11a of the transformer 11, it is induced in the secondary winding 11b and follows the route of the secondary winding 11b → rectifying
これにより、トランス１１の励磁インダクタンス１２には、負から正へ増加する励磁電流Ｉ１２が流れる。又、平滑用コンデンサ１６には、正に変化する電流Ｉ１６が流れ、図３中の斜線部が平滑用コンデンサ１６への充電電流となる。この平均値がＤＣ出力電流Ｉｏとなるため、この出力電流Ｉｏを中心に充放電が繰り返される。
As a result, an exciting current I12 that increases from negative to positive flows through the
ＮＭＯＳ６がターンオンする時に、このＮＭＯＳ６の寄生ダイオード６ａが導通している状態でターンオンされるため、零電圧スイッチング（以下「ＺＶＳ」という。）、及び零電流スイッチング（以下「ＺＣＳ」という。）動作となる。
When the
（２） 動作期間Ｍ２（時刻ｔ１〜ｔ２’の期間、ＮＭＯＳ６及びＮＭＯＳ５はオフ） (2) Operating period M2 (periods t1 to t2 ', NMOS6 and NMOS5 are off)
時刻ｔ１において、ＮＭＯＳ６がターンオフ（ＮＭＯＳ５もオフ状態）すると、インダクタ４等の作用により、ＮＭＯＳ６の寄生容量６ｂは、０Ｖから電圧Ｖ３まで充電されると共に、ＮＭＯＳ５の寄生容量５ｂが、電圧Ｖ３から０Ｖまで放電される。ＮＭＯＳ６がターンオフする瞬間は、このＮＭＯＳ６の寄生容量６ｂの電圧が、０Ｖから傾斜を持って充電されるため、ＺＶＳ動作となる。
At time t1, when the
入力側のインダクタ４に蓄えられたエネルギーは、ＮＭＯＳ６及びＮＭＯＳ５の寄生容量６ｂ，５ｂの充放電が終了すると、インダクタ４→ＮＭＯＳ５の寄生ダイオード５ａ→入力コンデンサ３→入力コンデンサ２というルートで回生され続ける。
The energy stored in the inductor 4 on the input side continues to be regenerated along the route of the inductor 4 → the parasitic diode 5a of the
又、コンバータ側の共振チョーク１３やトランス１１の励磁インダクタンス１２に蓄積されたエネルギーは、共振チョーク１３→トランス１１の１次巻線１１ａ及び励磁インダクタンス１２→共振用コンデンサ１４→ＮＭＯＳ５の寄生ダイオード５ａ→共振チョーク１３というルートで回生される。
The energy accumulated in the converter
この時、共振チョーク１３に蓄積されたエネルギーは、前記のトランス１１の１次巻線１１ａを通して電流が流れるため、このトランス１１の磁気作用により、トランス１１の２次巻線１１ｂ→整流用ダイオード１５ａ→平滑用コンデンサ１６及び負荷ＲＬ→２次巻線１１ｂというルートで負荷ＲＬ側へ供給される。しかし、図３中の電流Ｉ１６波形から分かるように、共振チョーク１３から負荷ＲＬ側へ供給される電流は、出力電流Ｉｏよりも低いため、残りは、平滑用コンデンサ１６からの放電電流Ｉ１６となる。
At this time, since the current accumulated in the
（３） 動作期間Ｍ３（時刻ｔ２’〜ｔ４の期間、ＮＭＯＳ６はオフ、ＮＭＯＳ５はオン）
(3) Operation period M3 (period of time t2 'to t4,
時刻ｔ２’において、ＮＭＯＳ５がターンオンするが、動作期間Ｍ２でインダクタ４及び共振チョーク１３等の回生エネルギーが残っているため、ＮＭＯＳ５に流れる電流は、負側より流れる。
At time t2 ', the
時刻ｔ３において、入力側のインダクタ４の回生電流Ｉ４は０Ａとなり、コンバータ側の共振電流Ｉ１４が流れる。共振用コンデンサ１４が図１の回路図に示した＋方向に入力コンデンサ３の電圧（Ｖ３×１／２）が充電されているため、ＮＭＯＳ５がターンオンして時刻ｔ３に達すると、前記共振電流Ｉ１４は、共振用コンデンサ１４→トランス１１の１次巻線１１ａ及び励磁インダクタンス１２→共振チョーク１３→ＮＭＯＳ５→共振用コンデンサ１４というルートで流れる。
At time t3, the regenerative current I4 of the input-side inductor 4 becomes 0A, and the converter-side resonance current I14 flows. Since the
そのため、トランス１１の磁気作用により、２次側には、２次巻線１１ｂの巻き終わり１１ｂ２→整流用ダイオード１５ｂ→平滑用コンデンサ１６及び負荷ＲＬ→２次巻線１１ｂの巻き始め１１ｂ１というルートで電流が流れ、負荷ＲＬ側にエネルギーが伝達される。
Therefore, due to the magnetic action of the transformer 11, on the secondary side, the winding end 11b2 of the secondary winding 11b → the rectifying
（４） 動作期間Ｍ４（時刻ｔ４〜ｔ５’の期間、ＮＭＯＳ６はオフ、ＮＭＯＳ５はオフ） (4) Operation period M4 (period from time t4 to t5 ', NMOS6 is off and NMOS5 is off)
時刻ｔ４において、ＮＭＯＳ５がターンオフすると、共振チョーク１３や励磁インダクタンス１２に蓄積された電流で、ＮＭＯＳ５の寄生容量５ｂを０Ｖから電圧Ｖ３まで充電すると共に、ＮＭＯＳ６の寄生容量６ｂを電圧Ｖ３から０Ｖへ放電し、時刻ｔ５で動作を完了する。この期間、負荷ＲＬには、平滑用コンデンサ１６より出力電流Ｉｏが供給される。
At time t4, when the
以上のように、スイッチング周期の主な４つの動作期間Ｍ１〜Ｍ４について説明をした。入力側のインダクタ４に流れるピーク電流Ｉ４ｐは、図３に示すように、商用のＡＣ入力電圧Ｖａｃの瞬時値に比例して三角波の電流Ｉ４が流れるため、入力コンデンサ２でフィルタ処理されて平均値にされると、ＡＣ入力電流はＡＣ入力電圧Ｖａｃと相似な電流波形となり、力率及び高調波電流が改善されることになる。
As described above, the four main operation periods M1 to M4 of the switching cycle have been described. As shown in FIG. 3, the peak current I4p flowing through the inductor 4 on the input side is filtered by the
（スイッチング電源装置のＰＦＣ動作）
図４（ａ）、（ｂ）は、図１のスイッチング電源装置のＰＦＣ動作を示す概略の波形図であり、同図（ａ）は定常時の波形図、及び、同図（ｂ）はノードＮＤ２の電圧Ｖ３の上昇時における波形図である。
(PFC operation of switching power supply)
4 (a) and 4 (b) are schematic waveform diagrams showing the PFC operation of the switching power supply device of FIG. 1. FIG. 4 (a) is a waveform diagram in a steady state and FIG. 4 (b) is a node. It is a wave form diagram at the time of the rise of the voltage V3 of ND2.
なお、図４（ａ）、（ｂ）では、説明を簡単にするために、制御信号Ｓ１，Ｓ２の波形が、デッドタイムを無視して図示されている。 4A and 4B, the waveforms of the control signals S1 and S2 are shown ignoring the dead time for the sake of simplicity.
図４（ａ）に示すように、定常時の場合、制御部２０内の反転増幅器２１は、ノードＮＤ２の電圧Ｖ３と基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較し、所定の出力電圧Ｖ２１を電圧比較器２４の＋入力端子へ出力する。電圧比較器２４は、三角波発生回路２３のノードＮＤ１１から出力された三角波の電圧と、出力電圧Ｖ２１とを比較し、所定のＨレベルのパルス幅の第２制御信号Ｓ２を出力する。第２制御信号Ｓ２は、パルス生成回路２５により、所定のデッドタイムをおいて反転され、そのパルス生成回路２５から所定のＬレベルのパルス幅の第１制御信号Ｓ１が出力される。
As shown in FIG. 4A, in the steady state, the inverting
第２制御信号Ｓ２がＨレベル、及び第１制御信号Ｓ１がＬレベルになる動作期間Ｍ１の場合、第２制御信号Ｓ２のＨレベルによってＮＭＯＳ６がオンし、第１制御信号Ｓ１のＬレベルによってＮＭＯＳ５がオフする。すると、前述したように、入力コンデンサ２→インダクタ４→ＮＭＯＳ６→入力コンデンサ２という電流ルートと、入力コンデンサ３→共振チョーク１３→トランス１１の１次巻線１１ａ及び励磁インダクタンス１２→共振用コンデンサ１４→ＮＭＯＳ６→入力コンデンサ３という電流ルートと、に電流が流れる。そのため、インダクタ４を流れる電流Ｉ４が増加して行くと共に、ＮＭＯＳ６を流れる電流Ｉ６も増加して行く。この際、ＮＭＯＳ５には電流Ｉ５が流れない。
In the operation period M1 in which the second control signal S2 is at the H level and the first control signal S1 is at the L level, the
第２制御信号Ｓ２がＬレベル、及び第１制御信号Ｓ１がＨレベルになる動作期間Ｍ３の場合、第２制御信号Ｓ２のＬレベルによってＮＭＯＳ６がオフし、第１制御信号Ｓ１のＨレベルによってＮＭＯＳ５がオンする。すると、インダクタ４に流れる電流Ｉ４が０Ａへと減少して行く。この際、ＮＭＯＳ５がオンすることで、このＮＭＯＳ５を流れる電流Ｉ５が、負電流値から正電流値へと増加していく。
In the operation period M3 in which the second control signal S2 is at the L level and the first control signal S1 is at the H level, the
図４（ｂ）に示すように、ノードＮＤ２の電圧Ｖ３が上昇した場合、制御部２０内の反転増幅器２１の出力電圧Ｖ２１が下がり、電圧比較器２４から出力される第２制御信号Ｓ２におけるＨレベルのパルス幅が狭くなると共に、パルス生成回路２５から出力される第１制御信号Ｓ１のＬレベルのパルス幅が狭くなる。その結果、ＮＭＯＳ６のオン時間が短くなると共に、ＮＭＯＳ５のオフ時間が短くなり、ノードＮＤ２の電圧Ｖ３の上昇が抑制される。
As shown in FIG. 4B, when the voltage V3 of the node ND2 increases, the output voltage V21 of the inverting
これに対し、ノードＮＤ２の電圧Ｖ３が下降した場合、制御部２０内の反転増幅器２１の出力電圧Ｖ２１が上がり、電圧比較器２４から出力される第２制御信号Ｓ２におけるＨレベルのパルス幅が広くなると共に、パルス生成回路２５から出力される第１制御信号Ｓ１のＬレベルのパルス幅が広くなる。その結果、ＮＭＯＳ６のオン時間が長くなると共に、ＮＭＯＳ５のオフ時間が長くなり、ノードＮＤ２の電圧Ｖ３の下降が抑制される。
On the other hand, when the voltage V3 at the node ND2 decreases, the output voltage V21 of the inverting
以上のようなＰＷＭ制御により、ノードＮＤ２の電圧Ｖ３と、入力コンデンサ３を流れる電流Ｉ３の力率が改善される。
By the PWM control as described above, the power factor of the voltage V3 of the node ND2 and the current I3 flowing through the
（実施例１の効果）
本実施例１のスイッチング電源装置によれば、共通の制御部２０によってＮＭＯＳ５，６をスイッチングし、ＬＬＣ共振回路１０の周波数制御とＰＦＣのＰＷＭ制御とを行うようにしたので、回路構成が簡単になって部品点数を削減でき、スイッチング電源装置を小型化できると共に、低コストが可能になる。更に、入力コンデンサ３の電圧を一定に制御できるので、ＡＣ入力電圧Ｖａｃを例えば商用のＡＣ１００Ｖ系でも、あるいはＡＣ２００Ｖ系でも動作するオールラウンド化が可能になる。
(Effect of Example 1)
According to the switching power supply device of the first embodiment, the
（実施例１の変形例）
図５は、図１中の制御部の変形例を示す概略の回路図であり、図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
(Modification of Example 1)
FIG. 5 is a schematic circuit diagram showing a modified example of the control unit in FIG. 1, and elements common to those in FIG. 1 are denoted by common reference numerals.
この変形例の制御部２０Ａでは、図１中の制御部２０における反転増幅器２１が省略され、所定の電圧Ｖｒｅｆが電圧比較器２４の＋入力端子に入力される構成になっている。
In the
変動が小さな負荷ＲＬに対してＤＣ出力電圧Ｖｏ及びＤＣ出力電流Ｉｏを供給するスイッチング電源装置では、ノードＮＤ２の電圧Ｖ３の変動も小さい。そのため、反転増幅器２１を省略し、予め設定された所定の電圧Ｖｒｅｒを電圧比較器２４の＋入力端子に入力するような構成に変形しても、実際の運用上において支障がなく、従来よりも力率及び高調波電流を改善できる。しかも、反転増幅器２１の省略により、制御部２０Ａの回路構成を簡略化できる。
In the switching power supply device that supplies the DC output voltage Vo and the DC output current Io to the load RL with a small fluctuation, the fluctuation of the voltage V3 of the node ND2 is also small. Therefore, even if the inverting
（制御部の構成）
図６は、本発明の実施例２における制御部を示す概略の回路図であり、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。
(Configuration of control unit)
FIG. 6 is a schematic circuit diagram illustrating a control unit according to the second embodiment of the present invention. Elements common to the elements in FIG. 1 illustrating the first embodiment are denoted by common reference numerals.
本実施例２の制御部２０Ｂは、電流連続型ＰＦＣに対応したものであり、実施例１の制御部２０内の反転増幅器２１に代えて、積分手段（例えば、積分回路）２６、乗算手段（例えば、乗算器）２７、及び第１比較手段（例えば、電流比較器）２８が設けられている。
The
積分回路２６は、第１基準電圧Ｖｒｅｒ１に対して第１ノードＮＤ２の電圧Ｖ３の変動量を積分して積分電圧値（例えば、出力電圧）Ｖ２６を求める回路であり、オペアンプ２６ａ及びコンデンサ２６ｂにより構成されている。オペアンプ２６ａおいて、＋入力端子には第１基準電圧Ｖｒｅｆ１が入力されると共に、−入力端子には電圧Ｖ３が入力される。オペアンプ２６ａの−入力端子と出力端子との間には、コンデンサ２６ｂが接続され、更に、その出力端子に、乗算器２７が接続されている。乗算器２７は、出力電圧Ｖ２６と整流回路１における＋出力端子１ａの電圧Ｖ２とを乗算して、この乗算結果に応じた電流の乗算値（例えば、出力電流）Ｉ２７を求める回路であり、この出力側に、電流比較器２８の−入力端子が接続されている。
The integrating
電流比較器２８は、−入力端子に入力される出力電流Ｉ２７と、インダクタ４に流れる電流Ｉ４と、を比較してこの比較結果に応じた電圧の第１変動抑制量（例えば、出力電圧）Ｖ２８を求める回路であり、この出力側に、第２比較手段としての電圧比較器２４の＋入力端子が接続されている。電圧比較器２４の−入力端子には、実施例１と同様に、三角波発生回路２３のノードＮＤ１１が接続されている。その他の構成は、実施例１の制御部２０と同様である。
The
（制御部の動作）
制御部２０Ｂの動作を、実施例１における制御部２０の動作波形である図２（ａ）〜（ｃ）を参照しつつ説明する。
(Operation of control unit)
The operation of the
なお、図２（ａ）〜（ｃ）において、実施例１の出力電圧Ｖ２１は、本実施例２の出力電圧Ｖ２８に相当する。 2A to 2C, the output voltage V21 of the first embodiment corresponds to the output voltage V28 of the second embodiment.
図２（ａ）に示すように、定常時の場合、実施例１と同様に、三角波発生回路２３のノードＮＤ１１に、三角波の電圧が発生する。
As shown in FIG. 2A, in the steady state, a triangular wave voltage is generated at the node ND11 of the triangular
三角波の電圧の上昇時において、この三角波の電圧が、電流比較器２８の出力電圧Ｖ２８（実施例１の反転増幅器２１の出力電圧Ｖ２１に相当）を超えると、実施例１と同様に、電圧比較器２４から出力される第２制御信号Ｓ２がＬレベルに立ち下がる。その後、三角波の電圧の下降時において、この三角波の電圧が、電流比較器２８の出力電圧Ｖ２８よりも低下すると、電圧比較器２４から出力される第２制御信号Ｓ２がＨレベルに立ち上がる。
When the voltage of the triangular wave rises, if the voltage of the triangular wave exceeds the output voltage V28 of the current comparator 28 (corresponding to the output voltage V21 of the inverting
実施例１と同様に、第２制御信号Ｓ２がＬレベルに立ち下がると、パルス生成回路２５から出力される第１制御信号Ｓ１がＨレベルに立ち上がる。その後、第２制御信号Ｓ２がＨレベルに立ち上がる時刻の所定のデッドタイム前に、パルス生成回路２５から出力される第１制御信号Ｓ１がＬレベルに立ち下がる。
As in the first embodiment, when the second control signal S2 falls to the L level, the first control signal S1 output from the
図２（ｂ）に示すように、スイッチング電源装置のＤＣ出力電圧Ｖｏが上昇した場合、実施例１と同様に、ノードＮＤ１１から出力される三角波の電圧の周波数が高くなり、第１制御信号Ｓ１及び第２制御信号Ｓ２の周波数が高くなる。その結果、ＮＭＯＳ５，６のスイッチング周波数が高くなり、出力電圧Ｖｏの上昇が抑制される。
As shown in FIG. 2B, when the DC output voltage Vo of the switching power supply rises, the frequency of the triangular wave voltage output from the node ND11 increases as in the first embodiment, and the first control signal S1 And the frequency of 2nd control signal S2 becomes high. As a result, the switching frequency of the
又、図２（ｃ）に示すように、ノードＮＤ２の電圧Ｖ３が上昇した場合、この上昇分が積分回路２６にて反転されて積分され、この出力電圧Ｖ２６が乗算器２７へ入力される。乗算器２７において、入力された出力電圧Ｖ２６と、整流回路１の＋出力端子１ａにおける電圧Ｖ２と、が乗算され、この出力電流Ｉ２７が電流比較器２８の−入力端子に入力される。電流比較器２８において、−入力端子に入力された出力電流Ｉ２７と、＋入力端子に入力されたインダクタ４の電流Ｉ４と、が比較され、この比較結果に応じた出力電圧Ｖ２８が低下し、電圧比較器２４の＋入力端子に入力される。すると、ＰＷＭ制御により、電圧比較器２４から出力される第２制御信号Ｓ２におけるＨレベルのパルス幅が狭くなると共に、パルス生成回路２５から出力される第１制御信号Ｓ１のＬレベルのパルス幅が狭くなる。その結果、ＮＭＯＳ６のオン時間が短くなると共に、ＮＭＯＳ５のオフ時間が短くなり、ノードＮＤ２の電圧Ｖ３の上昇が抑制される。
Further, as shown in FIG. 2C, when the voltage V3 of the node ND2 rises, this rise is inverted and integrated by the integrating
このような動作が連続的に行われ、ＮＭＯＳ５，６のオン／オフ時間が制御されて、出力電圧Ｖｏ及びノードＮＤ２の電圧Ｖ３が一定値に保持される。
Such an operation is continuously performed, the on / off times of the
（実施例２の効果）
本実施例２によれば、共通の制御部２０ＢによってＮＭＯＳ５，６をスイッチングし、ＬＬＣ共振回路１０の周波数制御とＰＦＣのＰＷＭ制御とを行うようにしたので、実施例１と略同様の効果がある。
(Effect of Example 2)
According to the second embodiment, the
（実施例１、２の他の変形例）
本発明は、上記実施例１、２やその変形例に限定されず、更に他の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）〜（ｅ）のようなものがある。
(Other variations of Examples 1 and 2)
The present invention is not limited to the first and second embodiments and the modifications thereof, and can be used and modified in other ways. For example, the following forms (a) to (e) are available as usage forms and modifications.
（ａ） 図１において、ＮＭＯＳ５，６の寄生容量５ｂ，６ｂだけでソフトスイッチングすることが難しい場合には、ＮＭＯＳ５，６に対して並列に小容量のコンデンサを接続すれば良い。又、ＮＭＯＳ５，６は、他のトランジスタからなるスイッチング素子により構成しても良い。
(A) In FIG. 1, when it is difficult to perform soft switching only with the
（ｂ） ＬＬＣ共振回路１０は、これに代えて、１次巻線１１ａ及び２次巻線１１ｂを有するトランス１１と、共振用コンデンサ１４と、を備え、その１次巻線１１ａと共振用コンデンサ１４とが直列に接続された共振回路を設けたり、あるいは、周波数制可能な他の周波数可変回路を設けても良い。励磁インダクタンス１２及び共振チョーク１３は、外付けしても良い。又、共振チョーク１３は、トランス１１の漏れインダクタンスで構成しても良い。
(B) The LLC
（ｃ） 図１中の制御部２０は、第１演算手段である反転増幅器２１、第２演算手段である正相増幅器２２、三角波発生手段である三角波発生回路２３、比較手段である電圧比較器２４、及びパルス発生手段であるパルス生成回路２５により構成されているが、それらの第１演算手段、第２演算手段、三角波発生手段、比較手段、及びパルス生成手段は、中央処理装置（以下「ＣＰＵ」という。）を用いたプログラム制御により実現する構成にしても良い。
(C) The
（ｄ） 図５の制御部２０Ａは、演算手段である正相増幅器２２、三角波発生手段である三角波発生回路２３、比較手段である電圧比較器２４、及びパルス生成手段であるパルス生成回路２５により構成されているが、それらの演算手段、三角波発生手段、比較手段、及びパルス生成手段は、ＣＰＵを用いたプログラム制御により実現する構成にしても良い。
(D) The
（ｅ） 図６の制御部２０Ｂは、積分手段である積分回路２６、乗算手段である乗算器２７、第１比較手段である電流比較器２８、演算手段である正相増幅器２２、三角波発生手段である三角波発生回路２３、第２比較手段である電圧比較器２４、及びパルス生成手段であるパルス生成回路２５により構成されているが、それらの積分手段、乗算手段、第１比較手段、演算手段、三角波発生手段、第２比較手段、及びパルス生成手段は、ＣＰＵを用いたプログラム制御により実現する構成にしても良い。
(E) The
１，１５ 整流回路
２，３ 入力コンデンサ
４ インダクタ
５，６ ＮＭＯＳ
１０ ＬＬＣ共振回路
１１ トランス
１２ 励磁インダクタス
１３ 共振チョーク
１４ 共振用コンデンサ
１６ 平滑用コンデンサ
２０，２０Ａ，２０Ｂ 制御部
２１ 反転増幅器
２２ 正相増幅器
２３ 三角波発生回路
２４ 電圧比較器
２５ パルス生成回路
２６ 積分回路
２７ 乗算器
２８ 電流比較器
1,15
DESCRIPTION OF
Claims (7)
前記第１出力端子及び前記第２出力端子に対して並列に接続された第１入力コンデンサと、
第１ノード及び前記第２出力端子間に直列に接続された第２入力コンデンサと、
前記第１出力端子及び第２ノード間に直列に接続されたインダクタと、
前記第１ノード及び前記第２ノード間に直列に接続され、第１制御信号によりオン／オフ動作する第１スイッチング素子と、
前記第２ノード及び前記第２出力端子間に直列に接続され、第２制御信号によりオン／オフ動作する第２スイッチング素子と、
前記第１ノード及び前記第２ノードに対して並列に接続された周波数制御可能な周波数可変回路と、
前記周波数可変回路の出力電圧を整流及び平滑して直流出力電圧を出力する整流平滑回路と、
所定の電圧及び前記直流出力電圧に基づき、パルスからなる前記第２制御信号を生成して前記第２スイッチング素子に与えると共に、前記第２制御信号の立ち下がり及び立ち上がりエッジに対してそれぞれ所定のデッドタイムを有する相補的なパルスからなる前記第１制御信号を生成して前記第１スイッチング素子に与える制御部と、
を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。 A rectifier circuit having a first output terminal and a second output terminal, rectifying an AC input voltage and outputting the rectified voltage from the first output terminal and the second output terminal;
A first input capacitor connected in parallel to the first output terminal and the second output terminal;
A second input capacitor connected in series between a first node and the second output terminal;
An inductor connected in series between the first output terminal and the second node;
A first switching element connected in series between the first node and the second node and configured to be turned on / off by a first control signal;
A second switching element connected in series between the second node and the second output terminal and configured to be turned on / off by a second control signal;
A frequency controllable frequency variable circuit connected in parallel to the first node and the second node;
A rectifying / smoothing circuit that rectifies and smoothes the output voltage of the frequency variable circuit to output a DC output voltage;
Based on a predetermined voltage and the DC output voltage, the second control signal including a pulse is generated and applied to the second switching element, and predetermined dead with respect to a falling edge and a rising edge of the second control signal. A control unit that generates the first control signal including complementary pulses having time and supplies the first control signal to the first switching element;
A switching power supply device comprising:
１次巻線及び２次巻線を有する変圧器と、共振用コンデンサと、を備え、前記１次巻線と前記共振用コンデンサとが直列に接続された共振回路により構成されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。 The frequency variable circuit is:
A transformer having a primary winding and a secondary winding, and a resonance capacitor, and comprising a resonance circuit in which the primary winding and the resonance capacitor are connected in series. The switching power supply device according to claim 1.
前記変圧器と、前記変圧器の励磁インダクタンスと、共振用チョークコイルと、前記共振用コンデンサと、を備え、前記１次巻線と前記共振用チョークコイルと前記共振用コンデンサとが直列に接続され、前記励磁インダクタンスが前記１次巻線に並列に接続されたＬＬＣ共振回路により構成されていることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。 The resonant circuit is:
The transformer, an excitation inductance of the transformer, a resonance choke coil, and the resonance capacitor, and the primary winding, the resonance choke coil, and the resonance capacitor are connected in series. 3. The switching power supply device according to claim 2, wherein the exciting inductance is constituted by an LLC resonant circuit connected in parallel to the primary winding.
前記制御部は、
第１基準電圧に対して前記第１ノードの電圧の変動量に反比例する第１変動抑制量を求める第１演算手段と、
第２基準電圧に対して前記直流出力電圧の変動量に比例する第２変動抑制量を求める第２演算手段と、
前記第２変動抑制量に比例した周波数の三角波の電圧を発生する三角波発生手段と、
前記第１変動抑制量と前記三角波の電圧とを比較してこの比較結果に応じたパルス幅の前記第２制御信号を生成する比較手段と、
前記第２制御信号に対して前記所定のデッドタイムを有する相補的な前記第１制御信号を生成するパルス生成手段と、
を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。 The predetermined voltage is a voltage of the first node;
The controller is
First computing means for obtaining a first fluctuation suppression amount that is inversely proportional to the fluctuation amount of the voltage at the first node with respect to the first reference voltage;
Second computing means for obtaining a second fluctuation suppression amount proportional to the fluctuation amount of the DC output voltage with respect to the second reference voltage;
A triangular wave generating means for generating a triangular wave voltage having a frequency proportional to the second fluctuation suppression amount;
Comparing means for comparing the first fluctuation suppression amount and the voltage of the triangular wave to generate the second control signal having a pulse width corresponding to the comparison result;
Pulse generating means for generating the first control signal complementary to the second control signal having the predetermined dead time;
The switching power supply device according to any one of claims 1 to 3, wherein:
基準電圧に対して前記直流出力電圧の変動量に比例する変動抑制量を求める演算手段と、
前記変動抑制量に比例した周波数の三角波の電圧を発生する三角波発生手段と、
前記所定の電圧と前記三角波の電圧とを比較してこの比較結果に応じたパルス幅の前記第２制御信号を生成する比較手段と、
前記第２制御信号に対して前記所定のデッドタイムを有する相補的な前記第１制御信号を生成するパルス生成手段と、
を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。 The controller is
A calculation means for obtaining a fluctuation suppression amount proportional to a fluctuation amount of the DC output voltage with respect to a reference voltage;
A triangular wave generating means for generating a triangular wave voltage having a frequency proportional to the fluctuation suppression amount;
Comparing means for comparing the predetermined voltage with the voltage of the triangular wave and generating the second control signal having a pulse width according to the comparison result;
Pulse generating means for generating the first control signal complementary to the second control signal having the predetermined dead time;
The switching power supply device according to any one of claims 1 to 3, wherein:
前記制御部は、
第１基準電圧に対して前記第１ノードの電圧の変動量を積分して積分電圧値を求める積分手段と、
前記積分電圧値と前記第１出力端子の電圧とを乗算してこの乗算結果に応じた電流の乗算値を求める乗算手段と、
前記乗算値と前記インダクタ４に流れる電流値とを比較してこの比較結果に応じた電圧の第１変動抑制量を求める第１比較手段と、
第２基準電圧に対して前記直流出力電圧の変動量に比例する第２変動抑制量を求める演算手段と、
前記第２変動抑制量に比例した周波数の三角波の電圧を発生する三角波発生手段と、
前記第１変動抑制量と前記三角波の電圧とを比較してこの比較結果に応じたパルス幅の前記第２制御信号を生成する第２比較手段と、
前記第２制御信号に対して前記所定のデッドタイムを有する相補的な前記第１制御信号を生成するパルス生成手段と、
を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。 The predetermined voltage is a voltage of the first node;
The controller is
Integrating means for integrating an amount of fluctuation of the voltage at the first node with respect to a first reference voltage to obtain an integrated voltage value;
Multiplication means for multiplying the integrated voltage value by the voltage of the first output terminal to obtain a multiplication value of a current corresponding to the multiplication result;
A first comparison means for comparing the multiplication value with a current value flowing through the inductor 4 to obtain a first fluctuation suppression amount of a voltage according to the comparison result;
Calculating means for obtaining a second fluctuation suppression amount proportional to the fluctuation amount of the DC output voltage with respect to the second reference voltage;
A triangular wave generating means for generating a triangular wave voltage having a frequency proportional to the second fluctuation suppression amount;
A second comparing means for comparing the first fluctuation suppression amount and the voltage of the triangular wave to generate the second control signal having a pulse width according to the comparison result;
Pulse generating means for generating the first control signal complementary to the second control signal having the predetermined dead time;
The switching power supply device according to any one of claims 1 to 3, wherein:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011217627A JP5823235B2 (en) | 2011-09-30 | 2011-09-30 | Switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011217627A JP5823235B2 (en) | 2011-09-30 | 2011-09-30 | Switching power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2013078228A true JP2013078228A (en) | 2013-04-25 |
| JP5823235B2 JP5823235B2 (en) | 2015-11-25 |
Family
ID=48481312
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2011217627A Expired - Fee Related JP5823235B2 (en) | 2011-09-30 | 2011-09-30 | Switching power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP5823235B2 (en) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013236428A (en) * | 2012-05-07 | 2013-11-21 | Sanken Electric Co Ltd | Dc conversion device |
| JP2014093810A (en) * | 2012-11-01 | 2014-05-19 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | Switching power supply |
| CN104377951A (en) * | 2014-11-12 | 2015-02-25 | 广东美的制冷设备有限公司 | Power factor correction method and device, air conditioner and electric appliance |
| CN104779806A (en) * | 2015-04-30 | 2015-07-15 | 广州金升阳科技有限公司 | Asymmetrical half-bridge fly-back converter and control method thereof |
| JP2015186433A (en) * | 2014-03-26 | 2015-10-22 | サンケン電気株式会社 | Current resonance type power supply device |
| US9641088B2 (en) | 2014-03-06 | 2017-05-02 | Sanken Electric Co., Ltd. | Current resonant power source apparatus |
| US9774262B2 (en) | 2013-09-30 | 2017-09-26 | Sanken Electric Co., Ltd. | Current resonance type power supply device |
| KR101877019B1 (en) * | 2018-02-13 | 2018-07-10 | 스마트론파워(주) | Smart Turn-onLLC Converter for ZVS(Zero-Voltage-Switching) |
| KR101879672B1 (en) * | 2018-02-13 | 2018-07-18 | 스마트론파워(주) | Smart Turn-onConverter for ZVS(Zero-Voltage-Switching) |
| KR20190097819A (en) * | 2018-02-13 | 2019-08-21 | 스마트론파워(주) | Smart Turn-onLLC Converter for ZVS(Zero-Voltage-Switching) |
| WO2020158859A1 (en) | 2019-02-01 | 2020-08-06 | オムロン株式会社 | Resonant converter, and control circuit and control method for same |
-
2011
- 2011-09-30 JP JP2011217627A patent/JP5823235B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013236428A (en) * | 2012-05-07 | 2013-11-21 | Sanken Electric Co Ltd | Dc conversion device |
| JP2014093810A (en) * | 2012-11-01 | 2014-05-19 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | Switching power supply |
| US9774262B2 (en) | 2013-09-30 | 2017-09-26 | Sanken Electric Co., Ltd. | Current resonance type power supply device |
| US9641088B2 (en) | 2014-03-06 | 2017-05-02 | Sanken Electric Co., Ltd. | Current resonant power source apparatus |
| JP2015186433A (en) * | 2014-03-26 | 2015-10-22 | サンケン電気株式会社 | Current resonance type power supply device |
| US9444352B2 (en) | 2014-03-26 | 2016-09-13 | Sanken Electric Co., Ltd. | Current resonance type power supply device |
| CN104377951A (en) * | 2014-11-12 | 2015-02-25 | 广东美的制冷设备有限公司 | Power factor correction method and device, air conditioner and electric appliance |
| CN104779806A (en) * | 2015-04-30 | 2015-07-15 | 广州金升阳科技有限公司 | Asymmetrical half-bridge fly-back converter and control method thereof |
| KR101877019B1 (en) * | 2018-02-13 | 2018-07-10 | 스마트론파워(주) | Smart Turn-onLLC Converter for ZVS(Zero-Voltage-Switching) |
| KR101879672B1 (en) * | 2018-02-13 | 2018-07-18 | 스마트론파워(주) | Smart Turn-onConverter for ZVS(Zero-Voltage-Switching) |
| KR20190097819A (en) * | 2018-02-13 | 2019-08-21 | 스마트론파워(주) | Smart Turn-onLLC Converter for ZVS(Zero-Voltage-Switching) |
| KR102446692B1 (en) | 2018-02-13 | 2022-09-27 | 스마트론파워(주) | Smart Turn-onLLC Converter for ZVS(Zero-Voltage-Switching) |
| WO2020158859A1 (en) | 2019-02-01 | 2020-08-06 | オムロン株式会社 | Resonant converter, and control circuit and control method for same |
| US11515799B2 (en) | 2019-02-01 | 2022-11-29 | Omron Corporation | Resonant converter controller circuit for controlling resonant converter converting input DC voltage into DC voltage |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP5823235B2 (en) | 2015-11-25 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP5823235B2 (en) | Switching power supply | |
| JP4525617B2 (en) | Switching power supply circuit | |
| JP3682773B2 (en) | Switching power supply | |
| JP4232845B1 (en) | DC converter | |
| JP5434371B2 (en) | Resonant switching power supply | |
| JP4254884B2 (en) | Power factor correction circuit | |
| EP1172924A2 (en) | Switching power supply having an improved power factor by voltage feedback | |
| JP2008312359A (en) | Switching power supply device and regulation circuit | |
| JP2011019371A (en) | Dc-dc converter | |
| JP2012005249A (en) | Switching power supply circuit | |
| JP7279852B2 (en) | integrated circuit, power supply | |
| JP2014060895A (en) | Power supply device | |
| JP2010035370A (en) | Dc-dc converter integrated circuit, and dc-dc converter | |
| JP2011087394A (en) | Switching element driving control circuit and switching power supply device | |
| JP2015077007A (en) | Switching power supply device | |
| JP2008131793A (en) | Dc conversion device | |
| JP2004260989A (en) | Switching power supply | |
| JP2001190072A (en) | Switching power source | |
| JP2009017714A (en) | Switching power circuit | |
| JP2011142765A (en) | Full bridge composite resonance type dc-dc converter | |
| JP2001309646A (en) | Switching power unit | |
| JP4470555B2 (en) | converter | |
| JP5381027B2 (en) | DC-DC converter | |
| JP2003125582A (en) | Power unit | |
| JP5742943B2 (en) | DC-DC converter, DC-DC conversion method, and information device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20140523 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20150311 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20150317 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20150420 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20151006 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20151007 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5823235 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |