JP2013071535A - Device and method for controlling active noise - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、能動型騒音制御装置、能動型騒音制御方法及び能動型騒音制御プログラム、並びに、当該能動型騒音制御プログラムが記録された記録媒体に関する。 The present invention relates to an active noise control device, an active noise control method, an active noise control program, and a recording medium on which the active noise control program is recorded.
近年、騒音(制御対象音)の逆位相の音(制御音)を発生させて、騒音の消音制御を行う能動型騒音制御(ANC:Active Noise Control)装置が注目されている。こうした能動型騒音制御装置は、例えば、車両の車室内で聞こえる騒音としてのエンジン音を、スピーカから出力する制御音で制御し、搭乗者の耳位置でエンジン音を低減させるために用いられる。 2. Description of the Related Art In recent years, active noise control (ANC) devices that generate noise (control sound) having an opposite phase to noise (control target sound) and perform noise suppression control have attracted attention. Such an active noise control device is used, for example, to control engine sound as noise that can be heard in the passenger compartment of a vehicle with control sound output from a speaker, and to reduce engine sound at a passenger's ear position.
かかる能動型騒音制御装置について、採用する制御系の発散を防止するため、制御音信号のパワー(ひいては、制御音のパワー)を検出し、検出結果が所定閾値を超えた場合に、制御系の発散が発生したと判断する技術が提案されている(特許文献1参照:以下、「従来例1」という)。この従来例1の技術では、制御系の発散が発生したと判断された場合には、制御音出力を停止させるようになっている。 In order to prevent the divergence of the control system employed for such an active noise control device, the power of the control sound signal (and thus the power of the control sound) is detected, and when the detection result exceeds a predetermined threshold value, A technique for determining that divergence has occurred has been proposed (see Patent Document 1: hereinafter referred to as “Conventional Example 1”). In the technique of the conventional example 1, when it is determined that the divergence of the control system has occurred, the control sound output is stopped.
なお、従来例1の技術では、制御音出力を行うスピーカを駆動する駆動アンプの出力電圧を検出する。そして、設計上で意図した制御音信号のパワーに対して、検出された電圧値が大きければ、当該所定閾値を大きくする。一方、設計上で意図した制御音信号のパワーに対して、検出された電圧値が小さければ、当該所定閾値を小さくする。このように、所定閾値を制御することにより、構成要素の特性のばらつきに起因する装置固有の動作特性のばらつきによる発散の有無に関する誤判断を防止するようになっている。 In the technique of Conventional Example 1, the output voltage of the drive amplifier that drives the speaker that outputs the control sound is detected. If the detected voltage value is large with respect to the power of the control sound signal intended in design, the predetermined threshold value is increased. On the other hand, if the detected voltage value is small with respect to the power of the control sound signal intended by design, the predetermined threshold value is decreased. In this way, by controlling the predetermined threshold value, erroneous determination regarding the presence / absence of divergence due to variations in the operation characteristics unique to the apparatus due to variations in the characteristics of the constituent elements is prevented.
また、制御系の発散に対応するための技術ではないが、能動型騒音制御装置における制御系の制御アルゴリズムとして、適応フィルタ出力から誤差信号入力までのモデル化された伝達関数の位相特性を畳み込んで制御音信号を生成するFiltered-X LMS(Least Mean Square)アルゴリズムを採用する技術が提案されている(特許文献2参照:以下、「従来例2」という)。この従来例2の技術では、Filtered-X LMSアルゴリズムを採用し、制御結果を計測するための誤差センサの計測結果の一定時間における平均値に基づき、ステップサイズパラメータの値を、過渡状態で「大」、定常状態で「小」とするように漸近的に可変とすることで、収束が速く、定常状態で安定な制御を可能としている。 Although not a technique for dealing with control system divergence, the phase characteristics of the modeled transfer function from the adaptive filter output to the error signal input are convolved as a control system control algorithm in the active noise control device. A technique that employs a Filtered-X LMS (Least Mean Square) algorithm that generates a control sound signal is proposed (refer to Patent Document 2: hereinafter referred to as “conventional example 2”). In the technique of Conventional Example 2, the Filtered-X LMS algorithm is adopted, and the step size parameter value is set to “Large” in the transient state based on the average value of the measurement result of the error sensor for measuring the control result over a fixed time. By making asymptotically variable so as to be “small” in the steady state, the convergence is fast and stable control is possible in the steady state.
上述した従来例1の技術では、設計上で想定される正常制御動作の制御音の通常のパワー値より大きな値が、所定閾値として採用されることになる。このため、制御系の発散に伴う異常な制御音の音量が相当程度大きくなってしまった後に、制御系が発散したと判断し、制御音出力を停止させる。この結果、制御音出力を停止させるまでの間に、異音又は爆音が発生してしまう事態を招くことがあった。 In the technique of Conventional Example 1 described above, a value larger than the normal power value of the control sound of the normal control operation assumed in design is adopted as the predetermined threshold value. For this reason, after the volume of the abnormal control sound accompanying the divergence of the control system has become considerably large, it is determined that the control system diverges and the control sound output is stopped. As a result, there is a case in which abnormal noise or explosive noise occurs before the control sound output is stopped.
また、Filtered-X LMSアルゴリズムを採用する制御系では、温度変化等に伴う音の伝搬環境の変化などの要因により、演算に用いられるモデル化された伝達関数の位相特性と実際の位相特性との位相差の絶対値がπ/2を超えると、動作が不安定になり発散する。 Also, in a control system that employs the Filtered-X LMS algorithm, the phase characteristics of the modeled transfer function used in the calculation and the actual phase characteristics may be affected by factors such as changes in the sound propagation environment accompanying temperature changes. When the absolute value of the phase difference exceeds π / 2, the operation becomes unstable and diverges.
さらに、誤差センサであるマイクロフォンに風があたることにより発生するいわゆる吹かれ音や、当該マイクロフォンが叩かれることにより発生する打撃音は、制御系の動作を乱す外乱となる。すなわち、こうした外乱が発生すると、制御系は、当該外乱を含んだ音の消音を行うべく制御動作を実行するため、制御音が大きくなり、異音となってしまうことがある。 Furthermore, a so-called blowing sound that is generated when wind is applied to a microphone that is an error sensor, and a percussive sound that is generated when the microphone is struck become disturbances that disturb the operation of the control system. That is, when such a disturbance occurs, the control system performs a control operation to mute the sound including the disturbance, so that the control sound becomes loud and may be abnormal.
このため、能動型騒音制御に際して異音又は爆音の発生を効果的に抑制することができる技術が待望されている。かかる要請に応えることが、本発明が解決すべき課題の一つとして挙げられる。 For this reason, there is a need for a technique that can effectively suppress the generation of abnormal noise or explosion during active noise control. Meeting this requirement is one of the problems to be solved by the present invention.
本発明は、上記の事情に鑑みてなされたものであり、異音又は爆音の発生を効果的に抑制することができる新たな能動型騒音制御装置及び能動型騒音制御方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a new active noise control device and an active noise control method capable of effectively suppressing the generation of abnormal noise or explosion. And
請求項1に記載の発明は、制御音信号に従って音出力部から出力された制御音により、所定位置における制御対象音の消音制御を行う能動型騒音制御装置であって、前記制御音信号を生成する適応ノッチフィルタ部と;前記所定位置における音を収音し、誤差信号を生成する収音部と;前記適応ノッチフィルタ部の出力から前記適応ノッチフィルタ部の前記誤差信号の入力までのモデル化された伝達関数に基づいて、前記制御対象音と相関のある基準信号の位相を補正して参照信号を生成する参照信号生成部と;前記誤差信号、前記参照信号、及び、前記適応ノッチフィルタ部の伝達関数に基づいて、前記適応ノッチフィルタ部の出力から前記適応ノッチフィルタ部の前記誤差信号の入力までの伝達関数の位相特性と、前記モデル化された伝達関数の位相特性との位相差を反映している判定用信号を生成する判定用信号生成部と;前記判定用信号に基づいて、前記制御音の出力特性を制御する出力特性制御部と;を備え、前記適応ノッチフィルタ部は、前記基準信号、前記参照信号及び前記誤差信号に基づいて、前記制御音信号を生成する、ことを特徴とする能動型騒音制御装置である。
The invention according to
請求項9に記載の発明は、制御音信号を生成する適応ノッチフィルタ部と;所定位置における音を収音し、誤差信号を生成する収音部と;前記適応ノッチフィルタ部の出力から前記適応ノッチフィルタ部の前記誤差信号の入力までのモデル化された伝達関数に基づいて、制御対象音と相関のある基準信号の位相を補正して参照信号を生成する参照信号生成部と;を備え、前記適応ノッチフィルタ部が前記基準信号、前記参照信号及び前記誤差信号に基づいて生成した前記制御音信号に従って音出力部から出力された制御音により、前記所定位置における前記制御対象音の消音制御を行う能動型騒音制御装置で使用される能動型騒音制御方法であって、前記誤差信号、前記参照信号、及び、前記適応ノッチフィルタ部の伝達関数に基づいて、前記適応ノッチフィルタ部の出力から前記適応ノッチフィルタ部の前記誤差信号の入力までの伝達関数の位相特性と、前記モデル化された伝達関数の位相特性との位相差を反映している判定用信号を生成する判定用信号生成工程と;前記判定用信号に基づいて、前記制御音の出力特性を制御する出力特性制御工程と;を備えることを特徴とする能動型騒音制御方法である。 The invention according to claim 9 is an adaptive notch filter section that generates a control sound signal; a sound collection section that collects sound at a predetermined position and generates an error signal; and the adaptive notch filter output from the adaptive notch filter section A reference signal generation unit that generates a reference signal by correcting the phase of a reference signal correlated with the control target sound based on a modeled transfer function up to the input of the error signal of the notch filter unit; The adaptive notch filter unit performs mute control of the control target sound at the predetermined position by the control sound output from the sound output unit according to the control sound signal generated based on the reference signal, the reference signal, and the error signal. An active noise control method used in an active noise control device for performing an error signal based on the error signal, the reference signal, and a transfer function of the adaptive notch filter unit. A determination signal reflecting the phase difference between the phase characteristic of the transfer function from the output of the adaptive notch filter unit to the input of the error signal of the adaptive notch filter unit and the phase characteristic of the modeled transfer function. An active noise control method comprising: a determination signal generation step for generating; and an output characteristic control step for controlling an output characteristic of the control sound based on the determination signal.
請求項10に記載の発明は、請求項9に記載の能動型騒音制御方法を演算手段に実行させる、ことを特徴とする能動型騒音制御プログラムである。 A tenth aspect of the present invention is an active noise control program characterized by causing an arithmetic means to execute the active noise control method according to the ninth aspect.
請求項11に記載の発明は、請求項10に記載の能動型騒音制御プログラムが、演算手段により読み取り可能に記録されている、ことを特徴とする記録媒体である。 According to an eleventh aspect of the present invention, there is provided a recording medium in which the active noise control program according to the tenth aspect is recorded so as to be readable by the calculation means.
以下、本発明の一実施形態を、図1〜図6を参照して説明する。以下、車室内に漏れてくるエンジン音を、Filtered-X LMSアルゴリズムを採用した騒音制御による消音を行う能動型騒音制御装置を例示して、説明する。なお、以下の説明及び図面においては、同一又は同等の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. Hereinafter, an active noise control device that silences engine sound leaking into the vehicle interior by noise control using the Filtered-X LMS algorithm will be described as an example. In the following description and drawings, the same or equivalent elements are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
[構成]
図1には、一実施形態に係る能動型騒音制御(ANC)装置100の概略的な構成がブロック図にて示されている。この図1に示されるように、能動型騒音制御装置100は、周波数検出部110と、正弦波発生部115と、ミュート処理部120と、π/2遅延部125とを備えている。また、能動型騒音制御装置100は、参照信号生成部130と、適応ノッチフィルタ部140と、音出力部150とを備えている。さらに、能動型騒音制御装置100は、収音部160と、判定用信号生成部170と、出力特性制御部180とを備えている。
[Constitution]
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an active noise control (ANC)
上記の周波数検出部110は、騒音源としてのエンジンの回転を検出する不図示の回転検出センサから送られ、入力ポートIPTに入力したエンジン回転信号を受ける。そして、周波数検出部110は、エンジン回転信号の周波数を検出し、検出結果をエンジン回転周波数に変換した後に、検出角周波数DQとして、正弦波発生部115へ送る。
The
本実施形態では、当該エンジン回転信号はアナログ信号となっている。周波数検出部110は、当該アナログ信号を、内蔵するAD(Analogue to Digital)変換器によりデジタル信号に変換した後、デジタル信号処理により、エンジン回転信号の周波数を検出するようになっている。なお、本実施形態では、周波数検出部110以降、後述する制御音信号yの生成までの間における信号処理は、デジタル信号処理により行われるようになっている。
In the present embodiment, the engine rotation signal is an analog signal. The
上記の正弦波発生部115は、周波数検出部110から送られた検出角周波数DQを受ける。そして、正弦波発生部115は、当該検出角周波数DQに基づいて、次の(1)式で表される正弦波信号Xを生成し、生成された正弦波信号Xを、ミュート処理部120へ送る。
X(t)=sin(ω・t) …(1)
The
X (t) = sin (ω · t) (1)
なお、角周波数ωとしては、検出角周波数DQでエンジンが回転する場合に、エンジン音において大きなレベルを有する成分の角周波数である検出角周波数DQの自然数倍の角周波数のいずれかとされる。すなわち、予め選択された自然数に検出角周波数DQを乗じて得られる角周波数が、角周波数ωとされる。 Note that the angular frequency ω is any angular frequency that is a natural number multiple of the detected angular frequency DQ that is the angular frequency of the component having a large level in the engine sound when the engine rotates at the detected angular frequency DQ. That is, the angular frequency obtained by multiplying the natural number selected in advance by the detected angular frequency DQ is the angular frequency ω.
上記のミュート処理部120は、正弦波発生部115から送られた正弦波信号Xを受ける。そして、ミュート処理部120は、出力特性制御部180から送られたミュート制御指定MCに従って、正弦波信号Xに対してソフトミュート処理を施し、次の(2)式で表わされる信号x0を生成し、生成された信号x0をπ/2遅延部125、参照信号生成部130及び適応ノッチフィルタ部140へ送る。
x0(t)=GM・sin(ωt) …(2)
ここで、値GMは、ミュート係数である。
The
x0 (t) = G M · sin (ωt) ... (2)
Here, the value G M is the mute factor.
このミュート処理部120は、ミュート制御指定MCによりミュート設定が指定された場合には、アタック時間が短いソフトミュート処理、すなわち、急激にミュート係数GMが減少するソフトミュート処理を実行する。また、ミュート処理部120は、ミュート制御指定MCによりミュート解除が指定された場合には、リカバリ時間が比較的長いソフトミュート処理、すなわち、緩やかにミュート係数GMが増加するソフトミュート処理を実行する。
The
なお、ミュート処理部120におけるミュート処理が行われていない期間においては、値GMが「1」であり、信号x0は、正弦波信号Xそのものとなるようになっている。
In the period in which the mute processing in the
上記のπ/2遅延部125は、ミュート処理部120から送られた信号x0を受ける。そして、π/2遅延部125は、信号x0の位相をπ/2だけ遅延させて、次の(3)式で表わされる信号x1を生成し、生成された信号x1を参照信号生成部130及び適応ノッチフィルタ部140へ送る。
x1(t)=−GM・cos(ωt) …(3)
The π / 2
x1 (t) = - G M · cos (ωt) ... (3)
なお、上述の信号x0及び信号x1が、適応ノッチフィルタ部140にとっての基準信号となる。
Note that the signal x0 and the signal x1 described above are reference signals for the adaptive
上記の参照信号生成部130は、ミュート処理部120から送られた信号x0、及び、π/2遅延部125から送られた信号x1を受ける。そして、参照信号生成部130では、出力特性制御部180による制御のもとで、位相補正部131,132が信号x0,x1の位相補正を行って、次の(4)式及び(5)式で表わせる参照信号r0,r1を生成し、生成された参照信号r0,r1を適応ノッチフィルタ部140及び判定用信号生成部170へ送る。
r0(t)=GM・sin(ωt+Δθ) …(4)
r1(t)=−GM・cos(ωt+Δθ) …(5)
The
r0 (t) = G M · sin (ωt + Δθ) ... (4)
r1 (t) = - G M · cos (ωt + Δθ) ... (5)
ここで、位相Δθは、適応ノッチフィルタ部140の出力から適応ノッチフィルタ部140の誤差信号入力までの間の伝達関数C(利得特性:G,位相特性:dθ(以下、単に「位相dθ」とも呼ぶ))をモデル化した伝達関数C^の位相特性となっている。
Here, the phase Δθ is a transfer function C (gain characteristic: G, phase characteristic: dθ (hereinafter, simply referred to as “phase dθ”) from the output of the adaptive
上記の適応ノッチフィルタ部140は、ミュート処理部120から送られた信号x0、π/2遅延部125から送られた信号x1、参照信号生成部130から送られた参照信号r0,r1、及び、収音部160から送られた誤差信号eを受ける。そして、適応ノッチフィルタ部140は、信号x0,x1、参照信号r0,r1及び誤差信号eに基づいて、LMSアルゴリズムを用いて、次の(6)式で表わされる制御音信号yを生成し、生成された制御音信号yを音出力部150及び判定用信号生成部170へ送る。
y(t)=A・sin(ωt+θ) …(6)
すなわち、適応ノッチフィルタ部140の伝達関数は、利得AF(=A/GM)及び位相特性θ(単に「位相θ」とも呼ぶ)を有する。
The adaptive
y (t) = A · sin (ωt + θ) (6)
That is, the transfer function of the adaptive
ここで、利得AFは、予め定められた最大利得値AMAXが上限値となるようになっている。なお、最大利得値AMAXは、ミュート係数GMの最小値との積(=AMAX・GM)が1よりも十分に小さくなるように、予め定められる。 Here, the gain A F is set such that a predetermined maximum gain value A MAX is an upper limit value. The maximum gain value A MAX, like the product of the minimum value of the mute factor G M (= A MAX · G M) is sufficiently smaller than 1, it is predetermined.
なお、適応ノッチフィルタ部140の構成については、後述する。
The configuration of the adaptive
上記の音出力部150は、DA(Digital to Analogue)変換部、パワー増幅器及びスピーカを備えて構成されている。この音出力部150は、適応ノッチフィルタ部140から送られた制御音信号yを受ける。制御音信号yを受けた音出力部150では、DA変換部が制御音信号yをアナログ信号に変換し、パワー増幅部を介して、変換されたアナログ信号をスピーカに供給する。この結果、スピーカから制御音が出力される。
The
上記の収音部160は、車室内の所定位置に設置されたマイクロフォン及びAD変換部を備えて構成されている。収音部160におけるマイクロフォンによる収音結果は当該AD変換部によりデジタル信号に変換される。こうして変換されたデジタル信号が、誤差信号eとして、適応ノッチフィルタ部140及び判定用信号生成部170へ送られる。
The
ここで、適応ノッチフィルタ部140の出力から適応ノッチフィルタ部140の誤差信号入力までの間の伝達関数Cの特性は、上述したように、利得G及び位相dθなので、誤差信号eは、次の(7)式により表わされる。
e(t)=A・sin(ωt+θ+dθ)) …(7)
なお、マイクロフォンが設置された所定位置に制御対象音が存在する場合には、適応動作の結果が、適応ノッチフィルタ部140の利得AF(=A/GM)及び位相θの変化として反映される。
Here, since the characteristics of the transfer function C from the output of the adaptive
e (t) = A · sin (ωt + θ + dθ)) (7)
When the target sound is present at a predetermined position where the microphone is installed, the result of the adaptive operation is reflected as changes in the gain A F (= A / G M ) and the phase θ of the adaptive
上記の判定用信号生成部170は、参照信号生成部130から送られた参照信号r0,r1、適応ノッチフィルタ部140から送られたフィルタ係数W0,W1及び制御音信号y、並びに、収音部160から送られた誤差信号eを受ける。そして、判定用信号生成部170は、参照信号r0,r1、フィルタ係数W0,W1、制御音信号y及び誤差信号eに基づいて、適応ノッチフィルタ部140における適応制御の発散及び外乱混入の判定のための第1判定用信号CVと、上述した位相Δθと位相dθとの位相差δθ(=Δθ−dθ)を判定するための第2判定用信号SVとを生成する。こうして生成された第1判定用信号CV及び第2判定用信号SVは、出力特性制御部180へ送られる。
The determination
なお、判定用信号生成部170の構成については、後述する。
The configuration of the determination
上記の出力特性制御部180は、判定用信号生成部170から送られた第1判定用信号CV及び第2判定用信号SVを受ける。そして、出力特性制御部180は、第1判定用信号CVに基づいてミュート制御指定MCを生成し、生成されたミュート制御指定MCをミュート処理部120へ送る。また、出力特性制御部180は、第2判定用信号SVに基づいて位相補正指定PCを生成し、生成された位相補正指定PCを参照信号生成部130へ送る。
The output
なお、出力特性制御部180による出力特性制御処理であるミュート制御処理及び位相補正制御処理については、後述する。
The mute control process and the phase correction control process, which are output characteristic control processes by the output
次に、上記の適応ノッチフィルタ部140の構成について説明する。適応ノッチフィルタ部140は、図2に示されるように、フィルタ係数更新部141,142と、適応フィルタ部143,144と、加算部145とを備えている。
Next, the configuration of the adaptive
上記のフィルタ係数更新部141は、参照信号生成部130から送られた参照信号r0、及び、収音部160から送られた誤差信号eを受ける。そして、フィルタ係数更新部141は、参照信号r0及び誤差信号eに基づき、二乗平均誤差の瞬時値を用いるLMSアルゴリズムを使用してフィルタ係数W0を生成し、生成されたフィルタ係数W0を適応フィルタ部143及び判定用信号生成部170へ送る。
The filter
上記のフィルタ係数更新部142は、参照信号生成部130から送られた参照信号r1、及び、収音部160から送られた誤差信号eを受ける。そして、フィルタ係数更新部142は、参照信号r1及び誤差信号eに基づき、二乗平均誤差の瞬時値を用いるLMSアルゴリズムを使用してフィルタ係数W1を生成し、生成されたフィルタ係数W1を適応フィルタ部144及び判定用信号生成部170へ送る。
The filter
なお、上記のフィルタ係数更新部141により生成されるW0は、下記の(8)式によって表わされるとともに、上記のフィルタ係数更新部142により生成されたW1は、下記の(9)式によって表わされる。
W0(t)=AF・cosθ …(8)
W1(t)=−AF・sinθ …(9)
Note that W0 generated by the filter
W0 (t) = A F · cos θ (8)
W1 (t) = − A F · sin θ (9)
上記の適応フィルタ部143は、ミュート処理部120から送られた信号x0、及び、フィルタ係数更新部141から送られたフィルタ係数W0を受ける。そして、適応フィルタ部143は、信号x0とフィルタ係数W0とを乗算し、乗算結果を加算部145へ送る。
The
上記の適応フィルタ部144は、π/2遅延部125から送られた信号x1、及び、フィルタ係数更新部142から送られたフィルタ係数W1を受ける。そして、適応フィルタ部144は、信号x1とフィルタ係数W1とを乗算し、乗算結果を加算部145へ送る。
The
上記の加算部145は、適応フィルタ部143から送られた乗算結果、及び、適応フィルタ部144から送られた乗算結果を受ける。そして、加算部145は、双方の乗算結果を加算して、制御音信号yを生成する。すなわち、加算部145は、次の(10)式の計算を行うことにより、制御音信号y(上述の(6)式参照)を生成する。
x0(t)・W0(t)+x1(t)・W1(t)
=GM・AF・(sin(ωt)・cosθ+cos(ωt)・sinθ)
=A・sin(ωt+θ)=y(t) …(10)
こうして生成された制御音信号yは、音出力部150及び判定用信号生成部170へ送られる。
The
x0 (t) · W0 (t) + x1 (t) · W1 (t)
= G M · A F · (sin (ωt) · cos θ + cos (ωt) · sin θ)
= A · sin (ωt + θ) = y (t) (10)
The control sound signal y generated in this way is sent to the
次いで、上記の判定用信号生成部170の構成について説明する。判定用信号生成部170は、図3に示されるように、レベル検出部210と、第1生成部220と、第2生成部230とを備えている。
Next, the configuration of the determination
上記のレベル検出部210は、適応ノッチフィルタ部140から送られた制御音信号yを受ける。そして、レベル検出部210は、制御音信号yの振幅値A(上述の(6)式又は(10)式参照)を検出する。検出結果である振幅値Aは、第1生成部220及び第2生成部230へ送られる。
The
上記の第1生成部220は、参照信号生成部130から送られた参照信号r0,r1、適応ノッチフィルタ部140から送られたフィルタ係数W0,W1、収音部160から送られた誤差信号e、及び、レベル検出部210から送られた振幅値Aを受ける。そして、第1生成部220は、参照信号r0,r1、フィルタ係数W0,W1、誤差信号e及び振幅値Aに基づいて、第1判定用信号CVを生成する。
The
かかる機能を有する第1生成部220は、乗算部221,222と、加算部223とを備えている。また、第1生成部220は、除算部224と、平滑化部225とを備えている。
The
上記の乗算部221は、参照信号生成部130から送られた参照信号r0、適応ノッチフィルタ部140から送られたフィルタ係数W0、及び、収音部160から送られた誤差信号eを受ける。そして、乗算部221は、参照信号r0と、フィルタ係数W0と、誤差信号eとを乗算し、乗算結果を加算部223へ送る。
The
上記の乗算部222は、参照信号生成部130から送られた参照信号r1、適応ノッチフィルタ部140から送られたフィルタ係数W1、及び、収音部160から送られた誤差信号eを受ける。そして、乗算部222は、参照信号r1と、フィルタ係数W1と、誤差信号eとを乗算し、乗算結果を加算部223へ送る。
The
上記の加算部223は、乗算部221から送られた乗算結果、及び、乗算部222から送られた乗算結果を受ける。そして、加算部223は、これらの乗算結果を加算して、信号u1を生成する。こうして生成された信号u1は、次の(11)式で表わされる。
u1(t)=(r0(t)・W0(t)+r1(t)・W1(t))・e(t)
=A・(sin(ωt+Δθ+θ))・e(t) …(11)
こうして生成された信号u1は、除算部224へ送られる。
The
u1 (t) = (r0 (t) .W0 (t) + r1 (t) .W1 (t)). e (t)
= A · (sin (ωt + Δθ + θ)) · e (t) (11)
The signal u1 generated in this way is sent to the
上記の除算部224は、加算部223から送られた信号u1を入力端子I1で受けるとともに、レベル検出部210から送られた振幅値Aを入力端子I2で受ける。そして、除算部224は、次の(12)式で表わされる信号u2を生成し、生成された信号u2を平滑化部225へ送る。
u2(t)=u1(t)/A
=(sin(ωt+Δθ+θ))・e(t) …(12)
The
u2 (t) = u1 (t) / A
= (Sin (ωt + Δθ + θ)) · e (t) (12)
上記の平滑化部225は、除算部224から送られた信号u2を受ける。そして、平滑化部225は、信号u2について時間(π/ω)にわたっての時間平均処理を行うことにより、信号u2の平滑化を行って、第1判定用信号CVを生成する。生成された第1判定用信号CVは、出力特性制御部180へ送られる。
The smoothing
上記のように平滑化部225が信号u2の平滑化を行うと、信号u2における直流成分以外は、略0となるので、第1判定用信号CVは、信号u2における直流成分とほぼ等しくなる。すなわち、第1判定用信号CVは、次の(13),(14)式により表わすことができる。
CV(t)≒K・cos(Δθ−dθ)=K・cosδ …(13)
K=A・G/2>0 …(14)
When the smoothing
CV (t) ≈K · cos (Δθ−dθ) = K · cos δ (13)
K = A · G / 2> 0 (14)
ところで、本実施形態では、外乱が誤差信号eに混入していない場合には、制御対象音の変化は制御性能に比べて緩やかであるので、局時的には制御対象音は一定であるといえる。このため、本実施形態における消音制御は、音場的なディップ等で利得Gが小さくなると振幅値Aを大きくなるような適応的な制御を行って、マイクロフォン位置における制御音を一定とする、すなわち、値(A・G)を一定とする制御である。このため、第1判定用信号CVは、外乱が誤差信号eに混入していない場合には、制御音信号yの振幅値Aに対する依存性が除去されたものとなっているといえる。 By the way, in this embodiment, when the disturbance is not mixed in the error signal e, the change in the control target sound is gentle compared to the control performance, and therefore the control target sound is constant locally. I can say that. For this reason, the mute control in the present embodiment performs adaptive control that increases the amplitude value A when the gain G decreases due to a sound field dip or the like, and makes the control sound at the microphone position constant, that is, The value (A · G) is constant. For this reason, it can be said that the first determination signal CV has the dependency on the amplitude value A of the control sound signal y removed when disturbance is not mixed in the error signal e.
上記の第2生成部230は、参照信号生成部130から送られた参照信号r0,r1、適応ノッチフィルタ部140から送られたフィルタ係数W0,W1、収音部160から送られた誤差信号e、及び、レベル検出部210から送られた振幅値Aを受ける。そして、第2生成部230は、参照信号r0,r1、フィルタ係数W0,W1、誤差信号e及び振幅値Aに基づいて、第2判定用信号SVを生成する。
The
かかる機能を有する第2生成部230は、乗算部231,232と、減算部233とを備えている。また、第2生成部230は、除算部234と、平滑化部235とを備えている。
The
上記の乗算部231は、参照信号生成部130から送られた参照信号r0、適応ノッチフィルタ部140から送られたフィルタ係数W1、及び、収音部160から送られた誤差信号eを受ける。そして、乗算部231は、参照信号r0と、フィルタ係数W1と、誤差信号eとを乗算し、乗算結果を減算部233へ送る。
The
上記の乗算部232は、参照信号生成部130から送られた参照信号r1、適応ノッチフィルタ部140から送られたフィルタ係数W0、及び、収音部160から送られた誤差信号eを受ける。そして、乗算部232は、参照信号r1と、フィルタ係数W0と、誤差信号eとを乗算し、乗算結果を減算部233へ送る。
The
上記の減算部233は、乗算部231から送られた乗算結果を+入力端子で受けるとともに、乗算部232から送られた乗算結果を−入力端子で受ける。そして、減算部233は、乗算部231から送られた乗算結果から乗算部232から送られた乗算結果を減算して、信号v1を生成する。こうして生成された信号v1は、次の(15)式で表わされる。
v1(t)=(r0(t)・W1(t)−r1(t)・W0(t))・e(t)
=−A・(cos(ωt+Δθ+θ))・e(t) …(15)
こうして生成された信号v1は、除算部234へ送られる。
The
v1 (t) = (r0 (t) .W1 (t) -r1 (t) .W0 (t)). e (t)
= −A · (cos (ωt + Δθ + θ)) · e (t) (15)
The signal v1 thus generated is sent to the
上記の除算部234は、減算部233から送られた信号v1を入力端子I1で受けるとともに、レベル検出部210から送られた振幅値Aを入力端子I2で受ける。そして、除算部234は、次の(16)式で表わされる信号v2を生成し、生成された信号v2を平滑化部235へ送る。
v2(t)=v1(t)/A
=−(cos(ωt+Δθ+θ))・e(t) …(16)
The
v2 (t) = v1 (t) / A
= − (Cos (ωt + Δθ + θ)) · e (t) (16)
上記の平滑化部235は、除算部234から送られた信号v2を受ける。そして、平滑化部235は、信号v2について時間(π/ω)にわたっての時間平均処理を行うことにより、信号v2の平滑化を行って、第2判定用信号SVを生成する。生成された第2判定用信号SVは、出力特性制御部180へ送られる。
The smoothing
ここで、信号v2の平滑化を行うと、信号v2における直流成分以外は、略0となるので、第2判定用信号CVは、信号v2における直流成分とほぼ等しくなる。すなわち、第2判定用信号SVは、次の(17),(18)式により表わすことができる。
SV(t)≒−K・sin(Δθ−dθ)=−K・sinδ …(17)
K=A・G/2>0 …(18)
Here, when the signal v2 is smoothed, the components other than the DC component in the signal v2 are substantially zero, so the second determination signal CV is substantially equal to the DC component in the signal v2. That is, the second determination signal SV can be expressed by the following equations (17) and (18).
SV (t) ≈−K · sin (Δθ−dθ) = − K · sin δ (17)
K = A · G / 2> 0 (18)
ところで、本実施形態における消音制御は、上述したように、外乱が誤差信号eに混入していない場合には、値(A・G)を一定とする制御である。このため、第2判定用信号SVは、外乱が誤差信号eに混入していない場合には、制御音信号yの振幅値Aに対する依存性が除去されたものとなっているといえる。 By the way, the silencing control in the present embodiment is a control for keeping the value (A · G) constant when the disturbance is not mixed in the error signal e as described above. For this reason, it can be said that the second determination signal SV has the dependency on the amplitude value A of the control sound signal y removed when disturbance is not mixed in the error signal e.
[動作]
次に、以上のように構成された能動型騒音制御装置100の動作について、出力特性制御部180による制御音の出力制御処理に主に着目して説明する。
[Operation]
Next, the operation of the active
入力ポートIPTに入力したエンジン回転信号を受けると、周波数検出部110は、エンジン回転信号の周波数を検出する。そして、周波数検出部110は、検出結果をエンジン回転周波数に変換した後に、検出角周波数DQとして、正弦波発生部115へ送る(図1参照)。
When receiving the engine rotation signal input to the input port IPT, the
検出角周波数DQを受けた正弦波発生部115は、当該検出角周波数DQに基づいて、上述の(1)で表わされる正弦波信号Xを生成する。そして、正弦波発生部115は、生成された正弦波信号Xを、ミュート処理部120へ送る(図1参照)。
The
正弦波信号Xを受けたミュート処理部120は、出力特性制御部180から送られたミュート制御指定MCに従って、正弦波信号Xに対してソフトミュート処理を施し、上述の(2)式で表わされる信号x0を生成する。そして、ミュート処理部120は、生成された信号x0をπ/2遅延部125、参照信号生成部130及び適応ノッチフィルタ部140へ送る(図1参照)。
Upon receiving the sine wave signal X, the
信号x0を受けたπ/2遅延部125は、信号x0の位相をπ/2だけ遅延させて、上述の(3)式で表わされる信号x1を生成する。そして、π/2遅延部125は、生成された信号x1を参照信号生成部130及び適応ノッチフィルタ部140へ送る(図1参照)。
Upon receiving the signal x0, the π / 2
信号x0,x1を受けた参照信号生成部130は、出力特性制御部180による制御のもとで、信号x0,x1の位相補正を行って、上述の(4)式及び(5)式で表わされる参照信号r0,r1を生成する。そして、参照信号生成部130は、生成された参照信号r0,r1を適応ノッチフィルタ部140及び判定用信号生成部170へ送る(図1参照)。
Receiving the signals x0 and x1, the reference
信号x0,x1、及び、参照信号r0,r1を受けた適応ノッチフィルタ部140は、その時点で収音部160から受けた誤差信号eを参照し、LMSアルゴリズムを使用して、上述の(6)式で表わされる制御音信号yを生成する。そして、適応ノッチフィルタ部140は、生成された制御音信号yを音出力部150及び判定用信号生成部170へ送る(図1,2参照)。
The adaptive
制御音信号yを受けた音出力部150は、制御音信号yに従って、スピーカから制御音が出力する。なお、こうしてスピーカから制御音が出力されている状態においてマイクロフォンで収音された結果を、収音部160は、誤差信号eとして、適応ノッチフィルタ部140及び判定用信号生成部170へ送る。
The
以上のようにFiltered-X LMSアルゴリズムを採用して行われる騒音制御による消音動作と並行して、判定用信号生成部170が、上述のようにして、(13)式で表わされる第1判定用信号CVを生成するとともに、(17)式で表わされる第2判定用信号SVを生成する。そして、判定用信号生成部170は、生成された第1判定用信号CV及び第2判定用信号SVを、出力特性制御部180へ送る。
As described above, in parallel with the mute operation by noise control performed by adopting the Filtered-X LMS algorithm, the determination
第1判定用信号CV及び第2判定用信号SVを受けた出力特性制御部180は、第1判定用信号CV及び第2判定用信号SVに基づいて、制御音の出力特性制御を行う。かかる制御音の出力特性制御には、第1判定用信号CVに基づくミュート制御及び第2判定用信号SVに基づく位相補正制御が含まれている。
Upon receiving the first determination signal CV and the second determination signal SV, the output
<ミュート制御処理>
まず、出力特性制御部180によるミュート制御処理について説明する。なお、当初においては、ミュート処理部120はミュート処理を行っておらず、ミュート処理部120は、信号x0として信号Xを出力するものとする。
<Mute control processing>
First, mute control processing by the output
ミュート制御に際しては、図4に示されるように、まず、ステップS11において、出力特性制御部180が、判定用信号生成部170から送られている第1判定用信号CVの値(以下、「値CV」と記す)を読み取る。引き続き、ステップS12において、出力特性制御部180が、値CVが第1閾値VT1よりも小さいか否かを判定することにより、上述した(13)式における位相差δの絶対値がπ/2を超え、能動型騒音制御装置100で採用しているFiltered-X LMSアルゴリズムによる制御が不安定となる可能性があるか否かを判定する。
In the mute control, as shown in FIG. 4, first, in step S <b> 11, the output
ここで、値CVの符号は、上述した(13),(14)式で示されるように、位相差δの絶対値がπ/2を超えると負となる位相差δの余弦値(=cosδ)の符号にほぼ一致するようになっている。しかしながら、(13)式が近似式であることから、値CVの符号は、位相差δの余弦値(=cosδ)の符号に完全に一致する訳ではない。 Here, the sign of the value CV is the cosine value (= cos δ) of the phase difference δ that becomes negative when the absolute value of the phase difference δ exceeds π / 2, as shown by the above-described equations (13) and (14). ). However, since the expression (13) is an approximate expression, the sign of the value CV does not completely match the sign of the cosine value (= cos δ) of the phase difference δ.
そこで、Filtered-X LMSアルゴリズムによる制御が不安定となる位相差δの絶対値がπ/2を超えている可能性があるか否か判定に際して、本実施形態では、第1閾値VT1を負の所定値としている。かかる第1閾値VT1は、位相差δの絶対値がπ/2を超えている可能性があるかを判断可能とするとの観点から、実験、シミュレーション、経験等に基づいて、予め定められる。 Therefore, in determining whether the absolute value of the phase difference δ at which control by the Filtered-X LMS algorithm becomes unstable may exceed π / 2, in the present embodiment, the first threshold value VT1 is set to a negative value. It is a predetermined value. The first threshold value VT1 is determined in advance based on experiments, simulations, experiences, and the like from the viewpoint that it is possible to determine whether the absolute value of the phase difference δ may exceed π / 2.
ステップS12における判定の結果が否定的であった場合(ステップS12:N)には、処理は、後述するステップS19へ進む。一方、ステップS12における判定の結果が肯定的であった場合(ステップS12:Y)には、処理はステップS13へ進む。 If the result of the determination in step S12 is negative (step S12: N), the process proceeds to step S19 described later. On the other hand, when the result of the determination in step S12 is affirmative (step S12: Y), the process proceeds to step S13.
ステップS13では、出力特性制御部180が、「CV<VT1」の状態の継続時間の監視を開始する。引き続き、ステップS14において、出力特性制御部180が、値CVを読み取る。
In step S13, the output
次に、ステップS15において、出力特性制御部180が、値CVが第1閾値VT1よりも小さいか否かを判定する。この判定の結果が肯定的であった場合(ステップS15:Y)には、処理はステップS16へ進む。
Next, in step S15, the output
ステップS16では、出力特性制御部180が、「CV<VT1」の状態の継続時間が所定時間TTH以上となったか否かを判定する。ここで、所定時間TTHは、位相差δの絶対値がπ/2を超えている可能性がほぼ確実であるといえるとの観点から、実験、シミュレーション、経験等に基づいて、予め定められる。
In step S16, the output
ステップS16における判定の結果が否定的であった場合(ステップS16:N)には、処理はステップS14へ戻る。この後、「CV<VT1」の状態が継続していると、ステップS14〜S16の処理が繰り返される。そして、「CV<VT1」の状態の継続時間が所定時間TTH以上となると、処理はステップS17へ進む。 If the result of the determination in step S16 is negative (step S16: N), the process returns to step S14. Thereafter, if the state of “CV <VT1” continues, the processes of steps S14 to S16 are repeated. Then, when the duration of the state of “CV <VT1” is equal to or longer than the predetermined time TTH, the process proceeds to step S17.
ステップS17では、出力特性制御部180が、ミュート設定を指定したミュート制御指定MCを、ミュート処理部120へ送る。この結果、ミュート処理部120により、アタック時間が短いソフトミュート処理、すなわち、急激にミュート係数GMが減少するソフトミュート処理が実行される。
In step S <b> 17, the output
ここで、ソフトミュート処理によりミュート係数GMが減少すると、上述した(4),(5)式で示されるように、参照信号r0,r1も減衰されたものとなる。このため、フィルタ係数W0,W1の更新はゆっくりしたものとなるので、制御音信号yは急激に減衰する。この結果、制御音の音量は急激に減少する。また、上述したように、適応ノッチフィルタ部140の最大利得値AMAXは、ミュート係数GMの最小値との積(=AMAX・GM)が1よりも十分に小さいので、ミュート係数GMが最小値となった後に、適応ノッチフィルタ部140の利得AFが、最大利得値AMAXとなったとしても、制御音の音量は十分に小さなものとなる。
Here, when the mute factor G M is reduced by the soft mute processing, the above-described (4), as indicated by (5), the reference signal r0, r1 also becomes attenuated. For this reason, since the update of the filter coefficients W0 and W1 is slow, the control sound signal y is rapidly attenuated. As a result, the volume of the control sound decreases rapidly. As described above, the maximum gain value A MAX of the
以上のようにしてステップS17が実行されると、出力特性制御部180は、ミュート制御の処理を終了する。この結果、制御音の音量が十分に小さな状態に維持される。
When step S17 is executed as described above, the output
上述したステップS15における判定結果が否定的であった場合(ステップS15:N)には、処理はステップS18へ進む。このステップS18では、出力特性制御部180が、「CV<VT1」の状態の継続時間の監視を終了する。引き続き、ステップS19において、出力特性制御部180が、外乱監視処理を実行する。そして、処理はステップS11へ戻る。なお、ステップS19における外乱監視処理の内容については、後述する。
If the determination result in step S15 described above is negative (step S15: N), the process proceeds to step S18. In step S18, the output
上記のようにしてステップS11〜S19の処理を実行することにより、出力特性制御部180は、ミュート制御の処理を実行する。
By executing the processes of steps S11 to S19 as described above, the output
次に、ステップS19における外乱監視処理について説明する。かかる外乱監視処理に際しては、図5に示されるように、まず、ステップS21において、出力特性制御部180が、値CVが所定閾値VT2(>0)よりも大きいか否かを判定することにより、大きな外乱音に起因する外乱が誤差信号eに混入しているか否かを判定する。かかる判定により外乱混入の判定を行うのは、値CVが、外乱音に同期しつつ、外乱音の大きさに対応した振れ幅で、正負に振れることになるためである。
Next, the disturbance monitoring process in step S19 will be described. In the disturbance monitoring process, as shown in FIG. 5, first, in step S21, the output
なお、所定閾値VT2は、外乱音の消音のために出力される制御音の音量が大きくなりすぎる可能性を判断するとの観点から、実験、シミュレーション、経験等に基づいて、予め定められる。 Note that the predetermined threshold value VT2 is determined in advance based on experiments, simulations, experiences, and the like from the viewpoint of determining the possibility that the volume of the control sound output for muting the disturbance noise becomes too large.
ステップS21における判定の結果が肯定的であった場合(ステップS21:Y)には、処理はステップS22へ進む。このステップS22では、出力特性制御部180が、ミュート処理部120に対してミュート設定を行っているか否かを判定する。ステップS22における判定の結果が肯定的であった場合(ステップS22:Y)には、出力特性制御部180は、制御音の音量が異常に大きくなることを防止するための対策が既に採られていると判断し、ステップS19の処理を終了する。
If the result of the determination in step S21 is affirmative (step S21: Y), the process proceeds to step S22. In step S22, the output
ステップS22における判定の結果が否定的であった場合(ステップS22:N)には、処理はステップS23へ進む。このステップS23では、制御音の音量が異常に大きくなることを防止するため、出力特性制御部180が、ミュート処理部120へ、ミュート設定を指定したミュート制御指定MCを、ミュート処理部120へ送る。そして、出力特性制御部180は、ステップS19の処理を終了する。
If the result of the determination in step S22 is negative (step S22: N), the process proceeds to step S23. In step S23, the output
上述したステップS21における判定の結果が否定的であった場合(ステップS21:N)には、処理はステップS24へ進む。このステップS24では、出力特性制御部180が、ミュート処理部120に対してミュート設定を行っているか否かを判定する。ステップS24における判定の結果が否定的であった場合(ステップS24:N)には、出力特性制御部180は、ステップS19の処理を終了する。
If the result of the determination in step S21 described above is negative (step S21: N), the process proceeds to step S24. In step S24, the output
ステップS24における判定の結果が肯定的であった場合(ステップS24:Y)には、処理はステップS25へ進む。このステップS25では、出力特性制御部180が、制御音の音量が異常に大きくなることを防止するためのミュート処理が必要でないと判断し、ミュート処理部120へ、ミュート解除を指定したミュート制御信号MCを、ミュート処理部120へ送る。そして、出力特性制御部180は、ステップS19の処理を終了する。
If the result of the determination in step S24 is affirmative (step S24: Y), the process proceeds to step S25. In this step S25, the output
ミュート解除が指定されると、ミュート処理部120は、緩やかにミュート係数GMが増加するソフトミュート処理を実行する。ソフトミュート処理によりミュート係数GMが緩やかに増加すると、参照信号r0,r1のレベルの緩やかに回復し、フィルタ係数W0,W1の更新速度も緩やかに回復する。また、信号x0,x1のレベルも緩やかに回復する。この結果、車両の搭乗者にとって違和感を抱かせない態様で、ミュート処理が行われない通常の制御音生成処理に復帰する。
When unmute is specified, the
上記のステップS21〜S25の処理を行うことにより、出力特性制御部180は、外乱監視、並び、外乱監視結果に基づくミュート設定及びミュート解除の処理を実行する。そして、ステップS19の処理が終了すると、処理は、上述した図4におけるステップS11へ戻る。
By performing the processes in steps S21 to S25, the output
<位相補正制御処理>
次に、出力特性制御部180による位相補正制御の処理について説明する。
<Phase correction control processing>
Next, phase correction control processing by the output
位相補正制御に際しては、図6に示されるように、まず、ステップS31において、出力特性制御部180は、判定用信号生成部170から送られている第2判定用信号SVの値(以下、「値SV」と記す)を読み取る。引き続き、ステップS32において、出力特性制御部180が、値SVに基づいて、参照信号生成部130における位相補正量、すなわち、位相Δθの変更量(以下、「位相補正変更量」と記す)を決定する。
In the phase correction control, as shown in FIG. 6, first, in step S <b> 31, the output
ここで、外乱が無い又は小さい場合には、値SVは、上述した(17),(18)式で表されるように、位相差δの正弦値(=sinδ)に定数(−K(<0))を乗じた値となる。このため、上述したミュート制御処理によりミュート設定が行われることなく、通常の制御音出力のための制御が行われている場合には、値SVは、位相差δの値に応じて一義的に決まるようになっている。 Here, when there is no disturbance or when the disturbance is small, the value SV is expressed by a constant (−K (<K) in the sine value (= sin δ) of the phase difference δ, as represented by the equations (17) and (18). 0)). Therefore, when normal control sound output control is performed without performing mute setting by the mute control process described above, the value SV is uniquely determined according to the value of the phase difference δ. It is decided.
すなわち、通常の制御音出力のための制御が行われている場合には、値SVの符号は、外乱が無い又は小さいければ、位相差δの符号と逆になるといえる。また、値SVの絶対値は、位相差δの絶対値が大きなほど大きくなるといえる。 That is, when control for normal control sound output is performed, it can be said that the sign of the value SV is opposite to the sign of the phase difference δ if there is no disturbance or is small. Further, it can be said that the absolute value of the value SV increases as the absolute value of the phase difference δ increases.
そこで、本実施形態では、出力特性制御部180は、通常の制御音出力のための制御が行われているものとして、位相差δを0とすることを最終目標としつつ、制御音出力の制御動作の安定性の維持のため、位相差δが緩やかに0に近付くように、位相Δθの変更量を決定するようになっている。すなわち、値SVが正値であった場合には、負値の位相補正変更量が決定され、値SVが負値であった場合には、正値の位相補正変更量が決定される。
Therefore, in this embodiment, the output
次に、ステップS33において、出力特性制御部180が、決定された位相補正変更量を、参照信号生成部130に対して指定する。かかる位相補正変更量の指定を受けた参照信号生成部130は、位相Δθを、指定された位相変更量だけ変更した参照信号r0,r1を生成する。
Next, in step S <b> 33, the output
ステップS33が終了すると、処理はステップS31へ戻る。以後、ステップS31〜S33の処理が繰り返されることにより、通常の制御音出力のための制御が行われている場合において、制御音出力のための制御が不安定となって発散を引き起こすことになる位相差δの絶対値がπ/2を超えることを防止するための参照信号r0,r1を生成することができる。このため、温度等の環境条件の変化に伴う制御系の発散が防止される。 When step S33 ends, the process returns to step S31. Thereafter, by repeating the processing of steps S31 to S33, when control for normal control sound output is performed, control for control sound output becomes unstable and causes divergence. Reference signals r0 and r1 for preventing the absolute value of the phase difference δ from exceeding π / 2 can be generated. For this reason, the divergence of the control system accompanying changes in environmental conditions such as temperature is prevented.
以上説明したように、本実施形態では、参照信号生成部130が、適応ノッチフィルタ部140の出力から適応ノッチフィルタ部140の誤差信号入力までのモデル化された伝達関数に基づいて、基準信号x0,x1の位相を補正して参照信号r0,r1を生成する。そして、適応ノッチフィルタ部140が、基準信号x0,x1、及び、収音部160による収音結果である誤差信号eに基づいて、参照信号r0,r1、制御音信号yを生成する。こうした適応ノッチフィルタ部140による制御音信号yの生成と並行して、判定用信号生成部170が、誤差信号e、参照信号r0,r1、及び、適応ノッチフィルタ部140の伝達関数(すなわち、適応ノッチフィルタ部140の利得特性及び位相特性θ)に基づいて、適応ノッチフィルタ部140の出力から適応ノッチフィルタ部140の誤差信号入力までの伝達関数の位相特性dθと、当該モデル化された伝達関数の位相特性Δθとの位相差δθを反映している第1判定用信号CV及び第2判定用信号SVを生成する。そして、出力特性制御部180が、第1判定用信号CV及び第2判定用信号SVに基づいて、異音又は爆音の発生を抑制すべく、制御音の出力特性を制御する。
As described above, in the present embodiment, the
したがって、能動型騒音制御に際して、異音又は爆音の発生を効果的に抑制することができる。 Therefore, it is possible to effectively suppress the generation of abnormal noise or explosion during active noise control.
また、本実施形態では、第1判定用信号CVを、当該位相差δθの余弦値を反映した信号値を有する信号とし、第1判定用信号CVの値と第1閾値VT1との大小関係に基づいて、当該位相差δθの余弦値が負となっており、当該位相差δθの絶対値がπ/2を超えていると判断された場合に、ミュート処理部120に制御音に対するミュート処理を行わせる。このため、Filtered-X LMSアルゴリズムによる制御音出力のための制御が不安定となって発散状態となることを早期に検出し、制御音に対するミュート処理を行うことができるので、制御音出力による異音や爆音の発生を抑制することができる。
In the present embodiment, the first determination signal CV is a signal having a signal value reflecting the cosine value of the phase difference δθ, and the magnitude relationship between the value of the first determination signal CV and the first threshold value VT1 is satisfied. Based on this, when it is determined that the cosine value of the phase difference δθ is negative and the absolute value of the phase difference δθ exceeds π / 2, the
また、本実施形態では、当該位相差δθの絶対値がπ/2を超えていると判断するに際して、第1判定用信号CVの値と第1閾値VT1との大小関係から当該位相差δθの余弦値が負であることが推定される状態が、所定時間TTH以上にわたって継続した場合に、当該位相差δθの余弦値が負となっていると判断するようにしている。このため、当該位相差δθの余弦値が負となっていることを、確実性を高めて判断することができる。 In the present embodiment, when determining that the absolute value of the phase difference δθ exceeds π / 2, the phase difference δθ is determined from the magnitude relationship between the value of the first determination signal CV and the first threshold value VT1. When the state where the cosine value is estimated to be negative continues for a predetermined time TTH or more, it is determined that the cosine value of the phase difference δθ is negative. For this reason, it can be determined with increased certainty that the cosine value of the phase difference δθ is negative.
また、本実施形態では、第1判定用信号CVの値と、第2閾値VT2との大小関係に基づいて、外乱ノイズ音が収音部160により収音されていると判断した場合に、ミュート処理部120に制御音に対するミュート処理を行わせる。このため、大きな外乱ノイズ音の混入を簡易に検出することができ、当該大きな外乱ノイズ音の消音のために制御音の音量が異常に大きくなることを防止することができる。
Further, in the present embodiment, when it is determined that the disturbance noise sound is collected by the
また、本実施形態では、第2判定用信号SVを、位相差δθの正弦値を反映した信号値を有する信号とし、第2判定用信号SVの値に基づいて、当該位相差δθの絶対値を減少させるように、参照信号生成部130による位相補正量Δθを制御する。このため、Filtered-X LMSアルゴリズムによる制御音出力のための制御が不安定となって発散を引き起こす原因となる位相差δの絶対値がπ/2を超えることが防止することができる。
In the present embodiment, the second determination signal SV is a signal having a signal value reflecting the sine value of the phase difference δθ, and the absolute value of the phase difference δθ is based on the value of the second determination signal SV. The phase correction amount Δθ by the reference
[実施形態の変形]
本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、様々な変形が可能である。
[Modification of Embodiment]
The present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications are possible.
例えば、上記の実施形態では、第1及び第2判定用信号CV,SVの生成に際して行われる信号u2,v2の平滑化に際しては、時間(π/ω)にわたっての時間平均処理を行うようにした。これに対して、平滑化に要する時間が制御音出力のための制御にとっての許容時間以内であれば、時間(π/ω)の任意の自然数倍の時間平均処理を行うようにしてもよい。 For example, in the above embodiment, when the signals u2 and v2 performed when the first and second determination signals CV and SV are generated, time average processing over time (π / ω) is performed. . On the other hand, if the time required for smoothing is within an allowable time for control for control sound output, a time average process may be performed that is an arbitrary natural number times the time (π / ω). .
また、上記の実施形態では、制御音信号yの信号レベルを、制御音信号yを受けるレベル検出部210により検出するようにした。これに対し、制御音信号yの信号レベルを、フィルタ係数W0,W1に基づいて生成するようにしてもよい。
Further, in the above embodiment, the signal level of the control sound signal y is detected by the
また、上位の実施形態では、第1判定用信号CVに基づくミュート制御処理、及び、第2判定用信号SVに基づく位相補正制御処理を並行して行うようにした。これに対し、第1判定用信号CVに基づくミュート制御処理、及び、第2判定用信号SVに基づく位相補正制御処理のいずれか一方のみを行うようにしてもよい。 In the upper embodiment, the mute control process based on the first determination signal CV and the phase correction control process based on the second determination signal SV are performed in parallel. On the other hand, only one of the mute control process based on the first determination signal CV and the phase correction control process based on the second determination signal SV may be performed.
また、上位の実施形態では、第1判定用信号CVに基づくミュート制御処理として、値CVと第1閾値VT1とを比較することにより、制御系の発散に伴う異音又は爆音の発生を抑制するための処理、及び、値CVと第2閾値VT2とを比較することにより、外乱ノイズ音の混入に伴う異常に大きな制御音の発生を防止するための処理という2つの処理を並行して行うようにした。これに対し、当該2つの処理の一方のみを行うようにしてもよい。 In the upper embodiment, as a mute control process based on the first determination signal CV, the value CV and the first threshold value VT1 are compared to suppress the generation of abnormal noise or explosion caused by the divergence of the control system. And the second threshold value VT2 are compared to perform two processes in parallel, that is, a process for preventing an abnormally large control sound from occurring due to the mixing of the disturbance noise sound. I made it. On the other hand, only one of the two processes may be performed.
また、上記の実施形態では、本発明を、車室内に漏れてくるエンジン音の消音を行う能動型騒音制御装置に適用したが、他の種類の音の消音を行う能動型騒音制御装置に適用することができるのは勿論である。 In the above embodiment, the present invention is applied to an active noise control device that silences engine sound leaking into the vehicle interior, but is applied to an active noise control device that silences other types of sounds. Of course you can.
なお、上記の実施形態における能動型騒音制御装置100を、中央処理装置(CPU:Central Processing Unit)、DSP(Digital Signal Processor)等を備えた演算手段を備えるコンピュータシステムとして構成し、予め用意されたプログラムを当該コンピュータシステムで実行することにより、上記の実施形態における処理の一部又は全部を実行するようにしてもよい。このプログラムはハードディスク、CD−ROM、DVD等のコンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録され、当該コンピュータによって記録媒体から読み出されて実行される。また、このプログラムは、CD−ROM、DVD等の可搬型記録媒体に記録された形態で取得されるようにしてもよいし、インターネットなどのネットワークを介した配信の形態で取得されるようにしてもよい。
In addition, the active
100 … 能動型騒音制御装置
120 … ミュート処理部
130 … 参照信号生成部
140 … 適応ノッチフィルタ部
150 … 音出力部
160 … 収音部
170 … 判定用信号生成部
180 … 出力特性制御部
210 … レベル検出部
DESCRIPTION OF
Claims (11)
前記制御音信号を生成する適応ノッチフィルタ部と;
前記所定位置における音を収音し、誤差信号を生成する収音部と;
前記適応ノッチフィルタ部の出力から前記適応ノッチフィルタ部の前記誤差信号の入力までのモデル化された伝達関数に基づいて、前記制御対象音と相関のある基準信号の位相を補正して参照信号を生成する参照信号生成部と;
前記誤差信号、前記参照信号、及び、前記適応ノッチフィルタ部の伝達関数に基づいて、前記適応ノッチフィルタ部の出力から前記適応ノッチフィルタ部の前記誤差信号の入力までの伝達関数の位相特性と、前記モデル化された伝達関数の位相特性との位相差を反映している判定用信号を生成する判定用信号生成部と;
前記判定用信号に基づいて、前記制御音の出力特性を制御する出力特性制御部と;を備え、
前記適応ノッチフィルタ部は、前記基準信号、前記参照信号及び前記誤差信号に基づいて、前記制御音信号を生成する、
ことを特徴とする能動型騒音制御装置。 An active noise control device that performs mute control of a control target sound at a predetermined position by a control sound output from a sound output unit according to a control sound signal,
An adaptive notch filter unit for generating the control sound signal;
A sound collection unit that collects sound at the predetermined position and generates an error signal;
Based on the modeled transfer function from the output of the adaptive notch filter unit to the input of the error signal of the adaptive notch filter unit, the phase of the reference signal correlated with the control target sound is corrected to obtain a reference signal. A reference signal generator to generate;
Based on the error signal, the reference signal, and the transfer function of the adaptive notch filter unit, the phase characteristic of the transfer function from the output of the adaptive notch filter unit to the input of the error signal of the adaptive notch filter unit; A determination signal generation unit that generates a determination signal reflecting a phase difference from the phase characteristic of the modeled transfer function;
An output characteristic control unit that controls an output characteristic of the control sound based on the determination signal;
The adaptive notch filter unit generates the control sound signal based on the reference signal, the reference signal, and the error signal.
An active noise control device.
前記判定用信号には、前記位相差の余弦値に対応する信号値を有する第1判定用信号が含まれ、
前記出力特性制御部は、前記第1判定用信号の値に基づいて、前記ミュート処理部による前記制御音に対するミュート処理を制御する、
ことを特徴とする請求項1に記載の能動型騒音制御装置。 A mute processing unit for performing a mute process on the control sound;
The determination signal includes a first determination signal having a signal value corresponding to the cosine value of the phase difference,
The output characteristic control unit controls a mute process for the control sound by the mute processing unit based on a value of the first determination signal;
The active noise control apparatus according to claim 1.
前記判定用信号生成部は、前記レベル検出部による検出結果を利用し、前記制御音信号の信号レベルに依存しない値を有する信号として、前記第1判定用信号を生成する、
ことを特徴とする請求項2〜5のいずれか一項に記載の能動型騒音制御装置。 The determination signal generation unit includes a level detection unit that detects a signal level of the control sound signal,
The determination signal generation unit generates the first determination signal as a signal having a value that does not depend on the signal level of the control sound signal, using a detection result of the level detection unit.
The active noise control device according to any one of claims 2 to 5, wherein
前記出力特性制御部は、前記第2判定用信号の値に基づいて、前記参照信号生成部による位相補正量を制御する、
ことを特徴とする請求項1〜5のいずれか一項に記載の能動型騒音制御装置。 The determination signal includes a second determination signal having a signal value corresponding to the sine value of the phase difference,
The output characteristic control unit controls a phase correction amount by the reference signal generation unit based on a value of the second determination signal;
The active noise control apparatus according to any one of claims 1 to 5, wherein
前記判定用信号生成部は、前記レベル検出部による検出結果を利用し、前記制御音信号の信号レベルに依存しない値を有する信号として、前記第2判定用信号を生成する、
ことを特徴とする請求項7に記載の能動型騒音制御装置。 The determination signal generation unit includes a level detection unit that detects a signal level of the control sound signal,
The determination signal generation unit generates the second determination signal as a signal having a value that does not depend on the signal level of the control sound signal, using a detection result by the level detection unit.
The active noise control apparatus according to claim 7.
前記誤差信号、前記参照信号、及び、前記適応ノッチフィルタ部の伝達関数に基づいて、前記適応ノッチフィルタ部の出力から前記適応ノッチフィルタ部の前記誤差信号の入力までの伝達関数の位相特性と、前記モデル化された伝達関数の位相特性との位相差を反映している判定用信号を生成する判定用信号生成工程と;
前記判定用信号に基づいて、前記制御音の出力特性を制御する出力特性制御工程と;
を備えることを特徴とする能動型騒音制御方法。 An adaptive notch filter unit that generates a control sound signal; a sound collection unit that collects sound at a predetermined position and generates an error signal; and an input of the error signal of the adaptive notch filter unit from an output of the adaptive notch filter unit A reference signal generation unit that generates a reference signal by correcting the phase of the reference signal correlated with the sound to be controlled based on the modeled transfer function until the adaptive notch filter unit includes the reference signal. Used in an active noise control device for performing mute control of the control target sound at the predetermined position by a control sound output from a sound output unit according to the control sound signal generated based on the reference signal and the error signal. An active noise control method comprising:
Based on the error signal, the reference signal, and the transfer function of the adaptive notch filter unit, the phase characteristic of the transfer function from the output of the adaptive notch filter unit to the input of the error signal of the adaptive notch filter unit; A determination signal generation step of generating a determination signal reflecting a phase difference from the phase characteristic of the modeled transfer function;
An output characteristic control step of controlling an output characteristic of the control sound based on the determination signal;
An active noise control method comprising:
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