JP2013063018A - Motor controller and electric power steering device - Google Patents
Motor controller and electric power steering device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2013063018A JP2013063018A JP2012245114A JP2012245114A JP2013063018A JP 2013063018 A JP2013063018 A JP 2013063018A JP 2012245114 A JP2012245114 A JP 2012245114A JP 2012245114 A JP2012245114 A JP 2012245114A JP 2013063018 A JP2013063018 A JP 2013063018A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- current
- value
- motor control
- rotation angle
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Steering Control In Accordance With Driving Conditions (AREA)
- Power Steering Mechanism (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
Description
本発明は、モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置に関するものである。 The present invention relates to a motor control device and an electric power steering device.
従来、電動パワーステアリング装置(EPS)等に用いられるモータ制御装置の多くには、電力供給線の断線や駆動回路の接点故障等によってモータの何れかの相(U,V,Wの何れか)に通電不良が生じた場合に、該異常の発生を検出可能な異常検出手段が設けられている。そして、当該異常の発生を検出した場合には、速やかにモータ制御を停止してフェールセーフを図る構成が一般的となっている。 Conventionally, many motor control devices used in an electric power steering device (EPS) or the like have any phase of the motor (any of U, V, and W) due to disconnection of a power supply line or a contact failure of a drive circuit. An abnormality detection means is provided that can detect the occurrence of the abnormality when a current-carrying failure occurs. And when generation | occurrence | production of the said abnormality is detected, the structure which stops motor control rapidly and aims at fail safe is common.
ところが、EPSにおいては、こうしたモータ制御の停止に伴い、そのステアリング特性が大きく変化する。即ち、運転者が的確なステアリング操作を行うためには、より大きな操舵力が要求されることになる。この点を踏まえ、従来、上記のように通電不良相の発生を検出した場合であっても、当該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ制御を継続するモータ制御装置がある(例えば、特許文献1)。そして、これにより、操舵系に対するアシスト力の付与を継続して、フェールセーフに伴う運転者の負担の増大を回避することができる。 However, in EPS, as the motor control stops, the steering characteristics change greatly. That is, in order for the driver to perform an appropriate steering operation, a larger steering force is required. Based on this point, conventionally, there is a motor control device that continues motor control using two phases other than the current-carrying failure phase as a current-carrying phase even when the occurrence of a current-carrying failure phase is detected as described above (for example, Patent Document 1). As a result, the application of assist force to the steering system can be continued, and an increase in the driver's burden associated with fail-safe can be avoided.
しかしながら、上記従来例のように、通電不良相の発生時、当該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ制御を継続する場合に、図16に示すような該各通電相に対して正弦波通電を行う構成(同図に示される例は、U相異常、V,W相通電時)では、トルクリップルの発生に起因する操舵フィーリングの悪化が避けられない。 However, when the motor control is continued with two energization phases other than the energization failure phase at the time of occurrence of the energization failure phase as in the conventional example, for each energization phase as shown in FIG. In the configuration in which sine wave energization is performed (the example shown in the figure is when the U phase is abnormal and the V and W phases are energized), the steering feeling is inevitably deteriorated due to the occurrence of torque ripple.
即ち、図17に示すように、従来の二相駆動時におけるモータ電流の推移をd/q座標系で表した場合、モータトルクの制御目標値であるq軸電流指令値が一定であるにも関わらず、実際のq軸電流値は、正弦波状に変化する。つまり、要求トルクに対応したモータ電流が発生しないために本来の出力性能を引き出せない状態でモータ駆動が継続されることにより、そのアシスト力が大きく変動するという問題があり、この点において、なお改善の余地を残すものとなっていた。 That is, as shown in FIG. 17, when the transition of the motor current during the conventional two-phase drive is expressed in the d / q coordinate system, the q-axis current command value that is the control target value of the motor torque is constant. Regardless, the actual q-axis current value changes sinusoidally. In other words, there is a problem that the assist force fluctuates greatly when the motor drive is continued in a state where the original output performance cannot be obtained because the motor current corresponding to the required torque is not generated. The room was left.
本発明は、上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、通電不良の発生に伴う二相駆動時のモータ回転を円滑化して安定的に高い出力性能を確保することのできるモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and its purpose is to smooth the motor rotation at the time of two-phase driving accompanying the occurrence of an energization failure and to ensure stable high output performance. An object of the present invention is to provide a motor control device and an electric power steering device.
上記問題点を解決するために、請求項1に記載の発明は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を供給する駆動回路と、前記モータの各相に生じた通電不良を検出可能な異常検出手段とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、前記モータの回転角に基づく電流制御の実行により前記モータ制御信号を生成するとともに、前記通電不良の発生時には、その通電不良発生相以外の二相を通電相として前記モータ制御信号の出力を実行するモータ制御装置において、前記モータ制御信号出力手段は、前記通電不良の発生時には、前記各通電相に対し、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電すべく前記電流制御を実行するとともに、各相の電流値は、電流検出手段により所定のサンプリング周期で検出されて、その今回の検出値とともに少なくとも前回の検出値が保持されるものであって、前記電流検出手段は、今回の電流検出時における回転角と前回の電流検出時における回転角との間に前記漸近線に対応する所定の回転角を挟む場合には、その保持された今回の検出値及び前回の検出値について、その絶対値がより大きな値となるように補正すること、を要旨とする。 In order to solve the above problems, the invention according to claim 1 is a motor control signal output means for outputting a motor control signal, and a drive circuit for supplying three-phase drive power to the motor based on the motor control signal. And an abnormality detecting means capable of detecting an energization failure occurring in each phase of the motor, wherein the motor control signal output means generates the motor control signal by executing current control based on the rotation angle of the motor. In addition, when the energization failure occurs, in the motor control device that executes the output of the motor control signal using two phases other than the energization failure occurrence phase as the energization phase, the motor control signal output means In order to energize each energized phase with a phase current that changes into a secant curve or a cosecant curve with a predetermined rotation angle corresponding to the energization failure occurrence phase as an asymptotic line The current value of each phase is detected at a predetermined sampling period by the current detection means, and at least the previous detection value is held together with the current detection value, and the current detection means If the predetermined rotation angle corresponding to the asymptote is sandwiched between the rotation angle at the current detection time and the rotation angle at the previous current detection time, the held current detection value and the previous The gist is to correct the detected value so that the absolute value becomes a larger value.
請求項2に記載の発明は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を供給する駆動回路と、前記モータの各相に生じた通電不良を検出可能な異常検出手段とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、前記モータの回転角に基づく電流制御の実行により前記モータ制御信号を生成するとともに、前記通電不良の発生時には、その通電不良発生相以外の二相を通電相として前記モータ制御信号の出力を実行するモータ制御装置において、前記モータ制御信号出力手段は、前記通電不良の発生時には、前記各通電相に対し、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電すべく前記電流制御を実行するとともに、各相の電流値は、電流検出手段により所定のサンプリング周期で検出されるものであって、前記電流検出手段は、今回の電流検出時における回転角と前回の電流検出時における回転角との間に前記漸近線に対応する所定の回転角を挟む場合には、今回検出された電流値について、その絶対値がより大きな値となるように補正すること、を要旨とする。 The invention according to claim 2 occurs in each phase of the motor, motor control signal output means for outputting a motor control signal, a drive circuit for supplying three-phase drive power to the motor based on the motor control signal, and An abnormality detection means capable of detecting a failure in energization, and the motor control signal output means generates the motor control signal by executing current control based on the rotation angle of the motor, and at the time of occurrence of the energization failure, In the motor control device that executes the output of the motor control signal with the two phases other than the energization failure occurrence phase as the energization phase, the motor control signal output means The current control is performed so as to energize a phase current that changes in a secant curve or a cosecant curve with a predetermined rotation angle corresponding to an energization failure occurrence phase as an asymptotic line. The current value is detected by a current detection unit at a predetermined sampling period, and the current detection unit detects the asymptotic value between a rotation angle at the current current detection and a rotation angle at the previous current detection. When the predetermined rotation angle corresponding to the line is sandwiched, the gist is to correct the current value detected this time so that the absolute value becomes a larger value.
請求項3に記載の発明は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段と、前記モータ制御信号に基づいてモータに三相の駆動電力を供給する駆動回路と、前記モータの各相に生じた通電不良を検出可能な異常検出手段とを備え、前記モータ制御信号出力手段は、前記モータの回転角に基づく電流制御の実行により前記モータ制御信号を生成するとともに、前記通電不良の発生時には、その通電不良発生相以外の二相を通電相として前記モータ制御信号の出力を実行するモータ制御装置において、前記モータ制御信号出力手段は、前記通電不良の発生時には、前記各通電相に対し、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電すべく前記電流制御を実行するとともに、各相の電流値は、電流検出手段により所定のサンプリング周期で検出されるものであって、次回の電流検出時における回転角を推定する推定手段を備え、前記電流検出手段は、今回の電流検出時における回転角と次回の電流検出時における回転角との間に前記漸近線に対応する所定の回転角を挟むと推定される場合には、今回検出された電流値について、その絶対値がより大きな値となるように補正すること、を要旨とする。 The invention according to claim 3 is generated in each phase of the motor, motor control signal output means for outputting a motor control signal, a drive circuit for supplying three-phase drive power to the motor based on the motor control signal. An abnormality detection means capable of detecting a failure in energization, and the motor control signal output means generates the motor control signal by executing current control based on the rotation angle of the motor, and at the time of occurrence of the energization failure, In the motor control device that executes the output of the motor control signal with the two phases other than the energization failure occurrence phase as the energization phase, the motor control signal output means The current control is performed so as to energize a phase current that changes in a secant curve or a cosecant curve with a predetermined rotation angle corresponding to an energization failure occurrence phase as an asymptotic line. The current value is detected at a predetermined sampling period by the current detection means, and includes an estimation means for estimating a rotation angle at the next current detection, and the current detection means is rotated at the current detection time. When it is estimated that a predetermined rotation angle corresponding to the asymptote is sandwiched between the angle and the rotation angle at the next current detection, the absolute value of the current value detected this time is a larger value. The gist is to make corrections as follows.
上記各構成によれば、漸近線に対応する所定の回転角(各相に通電される相電流値に制限のある場合には、所定の回転角近傍の電流制限範囲)を除いて、要求トルクに対応したモータ電流を発生させることができる。その結果、通電不良相発生時においても、大きなトルクリップルの発生を招くことなく、高い出力性能を確保した状態で、そのモータ駆動を継続することができる。 According to each of the above configurations, the required torque except for a predetermined rotation angle corresponding to an asymptote (a current limiting range in the vicinity of the predetermined rotation angle when there is a limit to the phase current value energized in each phase) The motor current corresponding to the can be generated. As a result, even when a poorly energized phase is generated, the motor drive can be continued while ensuring high output performance without causing large torque ripple.
また、一定のサンプリング周期下では、回転角速度の上昇に伴い、そのサンプリングの角度間隔(電流センサの出力信号を取得する角度間隔)が拡大する。そして、60°間隔で各相電流値のピーク(絶対値)が分散する通常の三相正弦波駆動時と比較した場合、上記のような二相駆動時は、各相電流値のピークが漸近線に対応する所定の回転角に集中し且つその立ち上がりが急峻であることから、そのサンプリング角度間隔の拡大が、当該電流検出の精度に大きな影響を与えることになる。 Also, under a certain sampling period, the sampling angular interval (the angular interval for acquiring the output signal of the current sensor) increases as the rotational angular velocity increases. When compared with the normal three-phase sine wave drive in which the peak (absolute value) of each phase current is dispersed at 60 ° intervals, the peak of each phase current value is asymptotic in the two-phase drive as described above. Since it concentrates on a predetermined rotation angle corresponding to the line and its rising edge is steep, the increase in the sampling angle interval greatly affects the accuracy of current detection.
即ち、その電流検出を行なう回転角が、連続して上記漸近線に対応する所定の回転角から外れるような状態になった場合、その連続する検出値は、何れも当該相のピーク値を示していないことになる。そして、例えば、これらの検出値を用いてモータ温度の推定を実行した場合、その温度推定は、モータへの通電量が最も増大する上記所定の回転角近傍の値を切り捨てるかたちでその演算が実行されることになり、その結果、推定されるモータ温度が実際の温度よりも低い値となってしまうおそれがある。 That is, when the rotation angle at which the current is detected continuously deviates from the predetermined rotation angle corresponding to the asymptote, the continuous detection value indicates the peak value of the phase. Will not be. For example, when the motor temperature is estimated using these detected values, the calculation is performed in the form of rounding down the value in the vicinity of the predetermined rotation angle at which the energization amount to the motor increases most. As a result, the estimated motor temperature may be lower than the actual temperature.
しかしながら、上記各構成によれば、上記所定の回転角近傍の通電量、即ちその値が最も増大する範囲の切り捨てを軽減することができる。その結果、例えば、より正確にモータ温度の推定ができる等、大きな利点を享受することができるようになる。 However, according to each of the above configurations, it is possible to reduce the amount of energization in the vicinity of the predetermined rotation angle, that is, the truncation of the range where the value increases most. As a result, for example, it is possible to enjoy great advantages such as more accurate estimation of the motor temperature.
請求項4に記載の発明は、前記電流値の補正は、その検出値と通電可能な最大値との平均値を演算することにより行なわれること、を要旨とする。
上記構成によれば、その演算負荷を抑えて、効率的に且つ精度よく補正演算を実行することができる。
The gist of the invention described in claim 4 is that the correction of the current value is performed by calculating an average value of the detected value and the maximum energizable value.
According to the above configuration, it is possible to execute the correction calculation efficiently and accurately while suppressing the calculation load.
請求項5に記載の発明は、請求項1〜請求項4の何れか一項に記載のモータ制御装置を備えた電動パワーステアリング装置であることを要旨とする。
上記構成によれば、その精度の良い電流検出によって、正確なモータ温度の推定を実現して、その過熱の抑制、及び過熱時における速やかなフェールセーフ制御の実行を可能とする等、より安定的に、そのパワーアシスト制御を実行することができるようになる。
The gist of the invention described in claim 5 is an electric power steering device provided with the motor control device according to any one of claims 1 to 4.
According to the above configuration, accurate current detection enables accurate estimation of the motor temperature, suppression of the overheating, and quick fail-safe control in the event of overheating, etc. In addition, the power assist control can be executed.
本発明によれば、通電不良の発生に伴う二相駆動時のモータ回転を円滑化して安定的に高い出力性能を確保することが可能なモータ制御装置及び電動パワーステアリング装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the motor control apparatus and electric power steering apparatus which can smooth | fasten motor rotation at the time of two-phase drive accompanying generation | occurrence | production of a conduction failure, and can ensure high output performance stably can be provided. .
(第1の実施形態)
以下、本発明を電動パワーステアリング装置(EPS)に具体化した第1の実施形態を図面に従って説明する。なお、第1の実施形態は、参考例として記載するものである。
(First embodiment)
Hereinafter, a first embodiment in which the present invention is embodied in an electric power steering apparatus (EPS) will be described with reference to the drawings. Note that the first embodiment is described as a reference example.
図1は、本実施形態のEPS1の概略構成図である。同図に示すように、ステアリングホイール(ステアリング)2が固定されたステアリングシャフト3は、ラックアンドピニオン機構4を介してラック5に連結されており、ステアリング操作に伴うステアリングシャフト3の回転は、ラックアンドピニオン機構4によりラック5の往復直線運動に変換される。そして、このラック5の往復直線運動により転舵輪6の舵角が変更されるようになっている。 FIG. 1 is a schematic configuration diagram of the EPS 1 of the present embodiment. As shown in the figure, a steering shaft 3 to which a steering wheel (steering) 2 is fixed is connected to a rack 5 via a rack and pinion mechanism 4. It is converted into a reciprocating linear motion of the rack 5 by the and pinion mechanism 4. The rudder angle of the steered wheels 6 is changed by the reciprocating linear motion of the rack 5.
また、EPS1は、操舵系にステアリング操作を補助するためのアシスト力を付与する操舵力補助装置としてのEPSアクチュエータ10と、該EPSアクチュエータ10の作動を制御する制御手段としてのECU11とを備えている。 Further, the EPS 1 includes an EPS actuator 10 as a steering force assisting device that applies an assist force for assisting a steering operation to the steering system, and an ECU 11 as a control unit that controls the operation of the EPS actuator 10. .
本実施形態のEPSアクチュエータ10は、その駆動源であるモータ12がラック5と同軸に配置された所謂ラック型のEPSアクチュエータであり、モータ12が発生するアシストトルクは、ボールねじ機構(図示略)を介してラック5に伝達される。尚、本実施形態のモータ12は、ブラシレスモータであり、ECU11から三相(U,V,W)の駆動電力の供給を受けることにより回転する。そして、モータ制御装置としてのECU11は、このモータ12が発生するアシストトルクを制御することにより、操舵系に付与するアシスト力を制御する(パワーアシスト制御)。 The EPS actuator 10 of the present embodiment is a so-called rack-type EPS actuator in which a motor 12 that is a driving source thereof is arranged coaxially with the rack 5, and an assist torque generated by the motor 12 is a ball screw mechanism (not shown). Is transmitted to the rack 5 via. In addition, the motor 12 of this embodiment is a brushless motor, and rotates by receiving supply of three-phase (U, V, W) driving power from the ECU 11. And ECU11 as a motor control apparatus controls the assist force given to a steering system by controlling the assist torque which this motor 12 generate | occur | produces (power assist control).
本実施形態では、ECU11には、トルクセンサ14及び車速センサ15が接続されている。そして、ECU11は、これらトルクセンサ14及び車速センサ15によりそれぞれ検出される操舵トルクτ及び車速Vに基づいて、EPSアクチュエータ10の作動、即ちパワーアシスト制御を実行する。 In the present embodiment, a torque sensor 14 and a vehicle speed sensor 15 are connected to the ECU 11. Then, the ECU 11 executes the operation of the EPS actuator 10, that is, power assist control, based on the steering torque τ and the vehicle speed V detected by the torque sensor 14 and the vehicle speed sensor 15, respectively.
次に、本実施形態のEPSの電気的構成について説明する。
図2は、本実施形態のEPSの制御ブロック図である。同図に示すように、ECU11は、モータ制御信号を出力するモータ制御信号出力手段としてのマイコン17と、モータ制御信号に基づいてモータ12に三相の駆動電力を供給する駆動回路18とを備えている。
Next, the electrical configuration of the EPS of this embodiment will be described.
FIG. 2 is a control block diagram of the EPS of this embodiment. As shown in the figure, the ECU 11 includes a microcomputer 17 as motor control signal output means for outputting a motor control signal, and a drive circuit 18 for supplying three-phase drive power to the motor 12 based on the motor control signal. ing.
尚、本実施形態の駆動回路18は、直列に接続された一対のスイッチング素子を基本単位(アーム)として各相に対応する3つのアームを並列接続してなる周知のPWMインバータであり、マイコン17の出力するモータ制御信号は、駆動回路18を構成する各スイッチング素子のオンduty比を規定するものとなっている。そして、モータ制御信号が各スイッチング素子のゲート端子に印加され、同モータ制御信号に応答して各スイッチング素子がオン/オフすることにより、車載電源(図示略)の直流電圧が三相(U,V,W)の駆動電力に変換されてモータ12に供給されるようになっている。 The drive circuit 18 of this embodiment is a known PWM inverter in which three arms corresponding to each phase are connected in parallel with a pair of switching elements connected in series as a basic unit (arm). The output of the motor control signal defines the on-duty ratio of each switching element constituting the drive circuit 18. Then, a motor control signal is applied to the gate terminal of each switching element, and each switching element is turned on / off in response to the motor control signal, so that the DC voltage of the in-vehicle power supply (not shown) becomes three-phase (U, V, W) is converted into drive power and supplied to the motor 12.
詳述すると、ECU11には、モータ12に通電される各相電流値Iu,Iv,Iwを検出するための電流センサ19u,19v,19w、及びモータ12の回転角(電気角)θを検出するための回転角センサ20が接続されている。本実施形態のマイコン17は、電流検出部21及び回転角検出部22を備えており、所定のサンプリング周期で取得した各電流センサ19u,19v,19wの出力信号Su,Sv,Sw、及び回転角センサ20の出力信号Saに基づいて、各相電流値Iu,Iv,Iw及び回転角θを検出する。そして、マイコン17は、その検出された各相電流値Iu,Iv,Iw及び回転角θ、並びに上記操舵トルクτ及び車速Vに基づいて駆動回路18にモータ制御信号を出力する。 More specifically, the ECU 11 detects the current sensors 19u, 19v, 19w for detecting the phase current values Iu, Iv, Iw energized to the motor 12, and the rotation angle (electrical angle) θ of the motor 12. A rotation angle sensor 20 is connected. The microcomputer 17 of the present embodiment includes a current detection unit 21 and a rotation angle detection unit 22, and outputs the output signals Su, Sv, Sw of the current sensors 19u, 19v, 19w acquired at a predetermined sampling period, and the rotation angle. Based on the output signal Sa of the sensor 20, the phase current values Iu, Iv, Iw and the rotation angle θ are detected. The microcomputer 17 outputs a motor control signal to the drive circuit 18 based on the detected phase current values Iu, Iv, Iw and the rotation angle θ, and the steering torque τ and the vehicle speed V.
さらに詳述すると、本実施形態のマイコン17は、上記操舵トルクτ及び車速Vに基づいて、操舵系に付与すべきアシスト力(目標アシスト力)を決定し、当該アシスト力をモータ12に発生させるべく、上記検出された各相電流値Iu,Iv,Iw及び回転角θに基づく電流制御を実行することにより上記モータ制御信号を生成する。 More specifically, the microcomputer 17 according to this embodiment determines an assist force (target assist force) to be applied to the steering system based on the steering torque τ and the vehicle speed V, and causes the motor 12 to generate the assist force. Therefore, the motor control signal is generated by executing current control based on the detected phase current values Iu, Iv, Iw and the rotation angle θ.
具体的には、マイコン17は、操舵系に付与するアシスト力、即ちモータトルクの制御目標値として電流指令値を演算する電流指令値演算手段としての電流指令値演算部23と、電流指令値演算部23により算出された電流指令値に基づいてモータ制御信号を生成するモータ制御信号生成手段としてのモータ制御信号生成部24とを備えている。 Specifically, the microcomputer 17 includes a current command value calculation unit 23 as a current command value calculation unit that calculates a current command value as an assist force to be applied to the steering system, that is, a motor torque control target value, and a current command value calculation. And a motor control signal generation unit 24 as a motor control signal generation unit that generates a motor control signal based on the current command value calculated by the unit 23.
電流指令値演算部23は、上記トルクセンサ14及び車速センサ15により検出された操舵トルクτ及び車速Vに基づき、モータトルクの制御目標値に対応する電流指令値として、d/q座標系のq軸電流指令値Iq*を演算し、モータ制御信号生成部24に出力する。一方、モータ制御信号生成部24には、電流指令値演算部23の出力するq軸電流指令値Iq*とともに、各電流センサ19u,19v,19wにより検出された各相電流値Iu,Iv,Iw、及び回転角センサ20により検出された回転角θが入力される。そして、モータ制御信号生成部24は、これら各相電流値Iu,Iv,Iw、及び回転角θ(電気角)に基づいて、d/q座標系における電流フィードバック制御を実行することによりモータ制御信号を生成する。 Based on the steering torque τ and the vehicle speed V detected by the torque sensor 14 and the vehicle speed sensor 15, the current command value calculation unit 23 sets q in the d / q coordinate system as a current command value corresponding to the control target value of the motor torque. The shaft current command value Iq * is calculated and output to the motor control signal generator 24. On the other hand, the motor control signal generator 24 includes the q-axis current command value Iq * output from the current command value calculator 23 and the phase current values Iu, Iv, Iw detected by the current sensors 19u, 19v, 19w. , And the rotation angle θ detected by the rotation angle sensor 20 is input. Then, the motor control signal generation unit 24 executes current feedback control in the d / q coordinate system based on the phase current values Iu, Iv, Iw and the rotation angle θ (electrical angle), thereby performing the motor control signal. Is generated.
さらに詳述すると、本実施形態のモータ制御信号生成部24は、d/q座標系における電流フィードバック制御(d/q軸電流F/B)の実行により三相の相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*を演算する第1電流制御部24aを備えている。そして、通常時には、この第1電流制御部24aにより演算される各相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に基づいて、モータ制御信号を生成する。 More specifically, the motor control signal generation unit 24 of the present embodiment performs three-phase phase voltage command values Vu * and Vv by executing current feedback control (d / q axis current F / B) in the d / q coordinate system. A first current control unit 24a for calculating * and Vw * is provided. At normal times, a motor control signal is generated based on the phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * calculated by the first current control unit 24a.
図3に示すように、第1電流制御部24aに入力された各相電流値Iu,Iv,Iwは、回転角θとともに3相/2相変換部25に入力され、同3相/2相変換部25によりd/q座標系のd軸電流値Id及びq軸電流値Iqに変換される。そして、q軸電流値Iqは、電流指令値演算部23から入力されたq軸電流指令値Iq*とともに減算器26qに入力され、d軸電流値Idは、d軸電流指令値Id*(Id*=0)とともに減算器26dに入力される。 As shown in FIG. 3, each phase current value Iu, Iv, Iw input to the first current control unit 24a is input to the three-phase / two-phase conversion unit 25 together with the rotation angle θ, and the three-phase / 2-phase The converter 25 converts the d / q coordinate system into a d-axis current value Id and a q-axis current value Iq. The q-axis current value Iq is input to the subtractor 26q together with the q-axis current command value Iq * input from the current command value calculation unit 23, and the d-axis current value Id is the d-axis current command value Id * (Id). * = 0) and input to the subtractor 26d.
各減算器26d,26qにおいて演算されたd軸電流偏差ΔId及びq軸電流偏差ΔIqは、それぞれ対応するF/B制御部27d,27qに入力される。そして、これら各F/B制御部27d,27qにおいて、電流指令値演算部23が出力するd軸電流指令値Id*及びq軸電流指令値Iq*に実電流値であるd軸電流値Id及びq軸電流値Iqを追従させるべくフィードバック制御が行われる。 The d-axis current deviation ΔId and q-axis current deviation ΔIq calculated in the subtracters 26d and 26q are input to the corresponding F / B control units 27d and 27q, respectively. In each of the F / B control units 27d and 27q, the d-axis current command value Id * and the q-axis current command value Iq * output from the current command value calculation unit 23 are the d-axis current value Id and the actual current value. Feedback control is performed to follow the q-axis current value Iq.
即ち、F/B制御部27d,27qは、入力されたd軸電流偏差ΔId及びq軸電流偏差ΔIqに所定のF/Bゲイン(PIゲイン)を乗ずることにより、d軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*を演算する。演算されたこれらd軸電圧指令値Vd*及びq軸電圧指令値Vq*は、回転角θとともに2相/3相変換部28に入力され、同2相/3相変換部28において三相の相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に変換される。そして、第1電流制御部24aは、その各相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*をPWM変換部30へと出力する。 That is, the F / B control units 27d and 27q multiply the inputted d-axis current deviation ΔId and q-axis current deviation ΔIq by a predetermined F / B gain (PI gain), thereby obtaining a d-axis voltage command value Vd * and The q-axis voltage command value Vq * is calculated. The calculated d-axis voltage command value Vd * and q-axis voltage command value Vq * are input to the two-phase / three-phase conversion unit 28 together with the rotation angle θ, and the two-phase / three-phase conversion unit 28 outputs three-phase signals. Converted to phase voltage command values Vu *, Vv *, Vw *. Then, the first current control unit 24 a outputs the phase voltage command values Vu *, Vv *, and Vw * to the PWM conversion unit 30.
PWM変換部30は、入力された各相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*に基づきduty指令値αu,αv,αwを生成し、更に、これら各duty指令値αu,αv,αwに示されるオンduty比を有するモータ制御信号を生成する。そして、図2に示すように、マイコン17は、このモータ制御信号生成部24において生成されたモータ制御信号を、駆動回路18を構成する各スイッチング素子(のゲート端子)に出力することにより、同駆動回路18の作動、即ちモータ12への駆動電力の供給を制御する構成となっている。 The PWM converter 30 generates duty command values αu, αv, αw based on the input phase voltage command values Vu *, Vv *, Vw *, and further indicates the duty command values αu, αv, αw. A motor control signal having an on-duty ratio is generated. Then, as shown in FIG. 2, the microcomputer 17 outputs the motor control signal generated by the motor control signal generator 24 to each switching element (the gate terminal thereof) constituting the drive circuit 18, thereby The operation of the drive circuit 18, that is, the supply of drive power to the motor 12 is controlled.
[異常発生時の制御態様]
図2に示すように、本実施形態のECU11では、マイコン17には、EPS1に何らかの異常が生じた場合に、該異常の態様を特定するための異常判定部31が設けられている。そして、ECU11(マイコン17)は、この異常判定部31により特定(判定)された異常の態様に応じて、モータ12の制御モードを変更する。
[Control mode when an abnormality occurs]
As shown in FIG. 2, in the ECU 11 of the present embodiment, the microcomputer 17 is provided with an abnormality determination unit 31 for identifying the abnormality mode when any abnormality occurs in the EPS 1. Then, the ECU 11 (microcomputer 17) changes the control mode of the motor 12 according to the abnormality mode specified (determined) by the abnormality determination unit 31.
詳述すると、異常判定部31には、EPSアクチュエータ10の機械系統の異常を検出するための異常信号S_trが入力されるようになっており、同異常判定部31は、この入力される異常信号S_trに基づいて、EPS1における機械系統の異常を検出する。また、異常判定部31には、検出された各相電流値Iu,Iv,Iw、回転角速度ω、及び上記モータ制御信号生成部24(第1電流制御部24a)において演算されたq軸電流偏差ΔIq、並びに各相のduty指令値αu,αv,αw等が入力される。そして、異常判定部31は、これら各状態量に基づいて、制御系における異常の発生を検出する。 More specifically, an abnormality signal S_tr for detecting an abnormality in the mechanical system of the EPS actuator 10 is input to the abnormality determination unit 31, and the abnormality determination unit 31 receives the input abnormality signal. Based on S_tr, an abnormality in the mechanical system in EPS 1 is detected. The abnormality determination unit 31 includes the detected phase current values Iu, Iv, Iw, the rotational angular velocity ω, and the q-axis current deviation calculated in the motor control signal generation unit 24 (first current control unit 24a). ΔIq and duty command values αu, αv, αw, etc. for each phase are input. And the abnormality determination part 31 detects generation | occurrence | production of abnormality in a control system based on each of these state quantities.
具体的には、本実施形態の異常判定部31は、トルクセンサ14の故障や駆動回路18の故障等、制御系全般に関する異常の発生を検出するために、q軸電流偏差ΔIqを監視する。即ち、q軸電流偏差ΔIqと所定の閾値とを比較し、q軸電流偏差ΔIqが(所定時間以上継続して)当該閾値以上となった場合には、制御系に異常が発生したものと判定する。 Specifically, the abnormality determination unit 31 of the present embodiment monitors the q-axis current deviation ΔIq in order to detect the occurrence of an abnormality related to the entire control system, such as a failure of the torque sensor 14 or a failure of the drive circuit 18. That is, the q-axis current deviation ΔIq is compared with a predetermined threshold value, and if the q-axis current deviation ΔIq is equal to or greater than the threshold value (continuous for a predetermined time), it is determined that an abnormality has occurred in the control system. To do.
また、異常判定部31は、各相電流値Iu,Iv,Iw、回転角速度ω、及び各相のduty指令値αu,αv,αwに基づいて、動力線(モータコイルを含む)の断線や駆動回路18の接点不良等に起因する通電不良相の発生等を検出する。この通電不良相発生の検出は、X相(X=U,V,W)の相電流値Ixが所定値Ith以下(|Ix|≦Ith)、且つ回転角速度ωが断線判定の対象範囲内(|ω|≦ω0)である場合に、該相に対応するduty指令値αxが所定値Ith及び判定対象範囲を規定する閾値ω0に対応する所定範囲(αLo≦αx≦αHi)にない状態が継続するか否かにより行われる。 Further, the abnormality determination unit 31 disconnects or drives a power line (including a motor coil) based on the phase current values Iu, Iv, Iw, the rotational angular velocity ω, and the duty command values αu, αv, αw of each phase. The occurrence of an energization failure phase caused by a contact failure of the circuit 18 is detected. The detection of the occurrence of a poorly energized phase is performed by detecting the phase current value Ix of the X phase (X = U, V, W) below the predetermined value Ith (| Ix | ≦ Ith) and the rotational angular velocity ω within the target range for disconnection determination ( When | ω | ≦ ω0), the state in which the duty command value αx corresponding to the phase is not in the predetermined range (αLo ≦ αx ≦ αHi) corresponding to the predetermined value Ith and the threshold value ω0 defining the determination target range continues. Depending on whether or not.
尚、この場合において、上記相電流値Ixの閾値となる所定値Ithは「0」近傍の値に設定され、回転角速度ωの閾値ω0は、モータの最高回転数に相当する値に設定される。そして、duty指令値αxに関する閾値(αLo,αHi)は、それぞれ通常制御においてduty指令値αxが取り得る下限値よりも小さな値、及び上限値よりも大きな値に設定されている。 In this case, the predetermined value Ith serving as the threshold value of the phase current value Ix is set to a value near “0”, and the threshold value ω0 of the rotational angular velocity ω is set to a value corresponding to the maximum rotational speed of the motor. . The threshold values (αLo, αHi) relating to the duty command value αx are set to a value smaller than a lower limit value that can be taken by the duty command value αx and a value larger than the upper limit value in normal control.
即ち、図4のフローチャートに示すように、異常判定部31は、検出される相電流値Ix(の絶対値)が所定値Ith以下であるか否かを判定し(ステップ101)、所定値Ith以下である場合(|Ix|≦Ith、ステップ101:YES)には、続いて回転角速度ω(の絶対値)が所定の閾値ω0以下であるか否かを判定する(ステップ102)。そして、回転角速度ωが所定の閾値ω0以下である場合(|ω|≦ω0、ステップ102:YES)には、duty指令値αxが上記の所定範囲(αLo≦αx≦αHi)内にあるか否かを判定し(ステップ103)、所定範囲内にない場合(ステップ103:NO)には、該X相に通電不良が生じているものと判定する(ステップ104)。 That is, as shown in the flowchart of FIG. 4, the abnormality determination unit 31 determines whether or not the detected phase current value Ix (absolute value thereof) is equal to or less than a predetermined value Ith (step 101), and the predetermined value Ith If it is below (| Ix | ≦ Ith, Step 101: YES), it is subsequently determined whether or not the rotational angular velocity ω (the absolute value thereof) is not more than a predetermined threshold value ω0 (Step 102). If the rotational angular velocity ω is equal to or less than the predetermined threshold ω0 (| ω | ≦ ω0, step 102: YES), whether the duty command value αx is within the predetermined range (αLo ≦ αx ≦ αHi). If it is not within the predetermined range (step 103: NO), it is determined that an energization failure has occurred in the X phase (step 104).
そして、相電流値Ixが所定値Ithよりも大きい場合(|Ix|>Ith、ステップ101:NO)、回転角速度ωが閾値ω0よりも大きい場合(|ω|>ω0、ステップ102:NO)、又はduty指令値αxが上記所定範囲内にある場合(αLo≦αx≦αHi、ステップ103:YES)には、X相に通電不良が生じていないと判定する(X相正常、ステップ105)。 When the phase current value Ix is larger than the predetermined value Ith (| Ix |> Ith, step 101: NO), when the rotational angular velocity ω is larger than the threshold ω0 (| ω |> ω0, step 102: NO), Alternatively, if the duty command value αx is within the predetermined range (αLo ≦ αx ≦ αHi, step 103: YES), it is determined that no energization failure has occurred in the X phase (normal X phase, step 105).
つまり、X相(U,V,W相の何れか)に通電不良(断線)が生じた場合、当該相の相電流値Ixは「0」となる。ここで、X相の相電流値Ixが「0」又は「0に近い値」となる場合には、このような断線発生時以外にも以下の二つのケースがありうる。 That is, when an energization failure (disconnection) occurs in the X phase (any one of the U, V, and W phases), the phase current value Ix of the phase is “0”. Here, in the case where the X-phase phase current value Ix is “0” or “a value close to 0”, there may be the following two cases in addition to the occurrence of such disconnection.
− モータの回転角速度が最高回転数に達した場合
− 電流指令自体が略「0」である場合
この点を踏まえ、本実施形態では、先ず、判定対象であるX相の相電流値Ixを所定値Ithと比較することにより、当該相電流値Ixが「0」であるか否かを判定する。そして、断線時以外に相電流値Ixが「0」若しくは「0に近い値」をとる上記二つのケースに該当するか否かを判定し、当該二つのケースに該当しない場合には、X相に断線が発生したものと判定する。
− When the rotational angular velocity of the motor reaches the maximum number of rotations − When the current command itself is substantially “0” Based on this point, in the present embodiment, first, the X-phase phase current value Ix to be determined is set to a predetermined value. By comparing with the value Ith, it is determined whether or not the phase current value Ix is “0”. Then, it is determined whether or not the two cases where the phase current value Ix is “0” or “a value close to 0” except when the wire is disconnected. It is determined that a disconnection has occurred.
即ち、相電流値Ixが「0」近傍の所定値Ith以下となるほどの回転角速度ωではないにも関わらず、極端なduty指令値αxが出力されている場合には、当該X相に通電不良が生じているものと判定することができる。そして、本実施形態では、U,V,Wの各相について、順次、上記判定を実行することにより、通電不良が発生した相を特定する構成となっている。 That is, if the extreme duty command value αx is output even though the rotational angular velocity ω is not such that the phase current value Ix is equal to or less than the predetermined value Ith in the vicinity of “0”, the energization failure of the X phase is poor. Can be determined to have occurred. And in this embodiment, it has the structure which specifies the phase in which the conduction failure generate | occur | produced by performing the said determination sequentially about each phase of U, V, and W. FIG.
尚、説明の便宜のため図4のフローチャートでは省略したが、上記判定は、電源電圧がモータ12を駆動するために必要な規定電圧以上である場合を前提として行われる。そして、最終的な異常検出の判断は、所定ステップ104において通電不良が生じているものと判定される状態が所定時間以上継続したか否かにより行われる。 Although not shown in the flowchart of FIG. 4 for convenience of explanation, the above determination is made on the assumption that the power supply voltage is equal to or higher than a specified voltage necessary for driving the motor 12. Then, the final abnormality detection determination is made based on whether or not the state in which it is determined that the energization failure has occurred in the predetermined step 104 has continued for a predetermined time or more.
本実施形態では、ECU11(マイコン17)は、この異常判定部31における異常判定の結果に基づいて、モータ12の制御モードを切り替える。具体的には、異常判定部31は、上記のような通電不良検出を含む異常判定の結果を異常検出信号S_tmとして出力し、電流指令値演算部23及びモータ制御信号生成部24は、その入力される異常検出信号S_tmに応じた電流指令値の演算、及びモータ制御信号の生成を実行する。そして、これにより、マイコン17におけるモータ12の制御モードが切り替えられるようになっている。 In the present embodiment, the ECU 11 (microcomputer 17) switches the control mode of the motor 12 based on the result of the abnormality determination in the abnormality determination unit 31. Specifically, the abnormality determination unit 31 outputs the result of abnormality determination including the above-described failure of energization as an abnormality detection signal S_tm, and the current command value calculation unit 23 and the motor control signal generation unit 24 receive the input. The calculation of the current command value according to the abnormality detection signal S_tm to be performed and the generation of the motor control signal are executed. As a result, the control mode of the motor 12 in the microcomputer 17 can be switched.
さらに詳述すると、本実施形態のECU11は、通常時の制御モードである「通常制御モード」、及びモータ12の駆動を停止すべき異常が発生している場合の制御モードである「アシスト停止モード」、並びにモータ12の各相の何れかに通電不良が生じた場合の制御モードである「二相駆動モード」、以上の大別して3つの制御モードを有している。そして、異常判定部31の出力する異常検出信号S_tmが「通常制御モード」に対応するものである場合には、電流指令値演算部23及びモータ制御信号生成部24は、それぞれ、上記通常時における電流指令値の演算、及びモータ制御信号の生成を実行する。 More specifically, the ECU 11 of the present embodiment is a “normal control mode” that is a normal control mode, and a “assist stop mode” that is a control mode when an abnormality that should stop driving the motor 12 occurs. , And “two-phase drive mode” which is a control mode in the case where energization failure occurs in any of the phases of the motor 12, and the above three broad control modes. When the abnormality detection signal S_tm output from the abnormality determination unit 31 corresponds to the “normal control mode”, the current command value calculation unit 23 and the motor control signal generation unit 24 respectively Calculation of the current command value and generation of the motor control signal are executed.
一方、異常判定部31の出力する異常検出信号S_tmが「アシスト停止モード」である場合には、電流指令値演算部23及びモータ制御信号生成部24は、モータ12の駆動を停止すべく、それぞれ電流指令値の演算、及びモータ制御信号の生成を実行する。尚、「アシスト停止モード」が選択される場合としては、機械系統の異常やトルクセンサ14に異常が発生した場合のほか、電力供給系統における異常発生時については、過電流が生じた場合等が挙げられる。また、「アシスト停止モード」には、直ちにモータ12の駆動を停止する場合のほか、モータ12の出力を徐々に低減する、即ちアシスト力を徐々に低減した後に停止させる場合があり、この場合、モータ制御信号生成部24は、その電流指令値として出力するq軸電流指令値Iq*の値(絶対値)を徐々に低減する。そして、マイコン17は、モータ12の停止後、駆動回路18を構成する各スイッチング素子を開状態とし、図示しない電源リレーを開放する構成となっている。 On the other hand, when the abnormality detection signal S_tm output from the abnormality determination unit 31 is in the “assist stop mode”, the current command value calculation unit 23 and the motor control signal generation unit 24 respectively stop driving the motor 12. Calculation of the current command value and generation of the motor control signal are executed. The “assist stop mode” is selected not only when an abnormality occurs in the mechanical system or the torque sensor 14, but when an abnormality occurs in the power supply system, an overcurrent may occur. Can be mentioned. In addition, in the “assist stop mode”, there is a case where the output of the motor 12 is gradually reduced, that is, the assist force is gradually reduced and then stopped after the drive of the motor 12 is stopped immediately. The motor control signal generator 24 gradually reduces the value (absolute value) of the q-axis current command value Iq * output as the current command value. Then, after the motor 12 is stopped, the microcomputer 17 is configured to open each switching element constituting the drive circuit 18 and open a power relay (not shown).
また、「二相駆動モード」に対応する異常検出信号S_tmには、通電不良発生相を特定する情報が含まれている。そして、異常判定部31の出力する異常検出信号S_tmがこの「二相駆動モード」に対応するものである場合、モータ制御信号生成部24は、当該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ駆動を継続すべく、そのモータ制御信号の生成を実行する。 Further, the abnormality detection signal S_tm corresponding to the “two-phase drive mode” includes information for specifying the energization failure occurrence phase. When the abnormality detection signal S_tm output from the abnormality determination unit 31 corresponds to this “two-phase drive mode”, the motor control signal generation unit 24 sets two phases other than the current-carrying failure occurrence phase as current-carrying phases. In order to continue motor driving, the motor control signal is generated.
詳述すると、図2に示すように、本実施形態のモータ制御信号生成部24は、上記d/q座標系における電流フィードバック制御の実行により各相電圧指令値Vu*,Vv*,Vw*を演算する第1電流制御部24aに加え、相電流フィードバック制御の実行により各相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**を演算する第2電流制御部24bを備えている。そして、異常判定部31から入力される異常検出信号S_tmが上記「二相駆動モード」に対応するものである場合には、この第2電流制御部24bにより演算される各相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**に基づいてモータ制御信号の出力を実行する。 More specifically, as shown in FIG. 2, the motor control signal generator 24 of this embodiment obtains the phase voltage command values Vu *, Vv *, Vw * by executing current feedback control in the d / q coordinate system. In addition to the first current control unit 24a that calculates, a second current control unit 24b that calculates the phase voltage command values Vu **, Vv **, and Vw ** by executing phase current feedback control is provided. When the abnormality detection signal S_tm input from the abnormality determination unit 31 corresponds to the “two-phase drive mode”, each phase voltage command value Vu * calculated by the second current control unit 24b. *, Vv ** and Vw ** are used to output motor control signals.
さらに詳述すると、図3に示すように、本実施形態の第2電流制御部24bは、検出された通電不良発生相以外の残る二相のうちの一相を制御相として選択する制御相選択部32と、当該制御相として選択される相についての相電流指令値Ix*(X=U,V,Wの何れか)を演算する相電流指令値演算部33とを備えている。そして、当該制御相として選択された相電流値Ixとその相電流指令値Ix*(Ix**)との偏差に基づく相電流フィードバック制御の実行により、通電不良発生相以外の二相を通電相としたモータ駆動を実行すべく各相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**を演算する。 More specifically, as shown in FIG. 3, the second current control unit 24 b of the present embodiment selects a control phase that selects one of the remaining two phases other than the detected conduction failure phase as a control phase. And a phase current command value calculation unit 33 for calculating a phase current command value Ix * (X = U, V, or W) for the phase selected as the control phase. Then, by executing the phase current feedback control based on the deviation between the phase current value Ix selected as the control phase and the phase current command value Ix * (Ix **), two phases other than the conduction failure occurrence phase are transferred to the conduction phase. Each phase voltage command value Vu **, Vv **, Vw ** is calculated to execute the motor drive.
具体的には、相電流指令値演算部33が出力する相電流指令値Ix*は、ガード処理部34に入力される。そして、ガード処理が施された後の相電流指令値Ix**は、制御相選択部32において制御相として選択された相の相電流値Ixとともに、減算器35に入力される。減算器35は、相電流指令値Ix*から相電流値Ixを減算することにより相電流偏差ΔIxを演算し、その演算された相電流偏差ΔIxをF/B制御部36に出力する。そして、F/B制御部36は、入力された相電流偏差ΔIxにF/Bゲインを乗ずることにより、当該制御相についての相電圧指令値Vx*を演算する。 Specifically, the phase current command value Ix * output from the phase current command value calculation unit 33 is input to the guard processing unit 34. The phase current command value Ix ** after the guard process is input to the subtractor 35 together with the phase current value Ix of the phase selected as the control phase by the control phase selection unit 32. The subtractor 35 calculates the phase current deviation ΔIx by subtracting the phase current value Ix from the phase current command value Ix *, and outputs the calculated phase current deviation ΔIx to the F / B control unit 36. Then, the F / B control unit 36 calculates the phase voltage command value Vx * for the control phase by multiplying the input phase current deviation ΔIx by the F / B gain.
F/B制御部36において演算された相電圧指令値Vx*は、相電圧指令値演算部37に入力される。そして、相電圧指令値演算部37は、その制御相についての相電圧指令値Vx*に基づいて各相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**を演算する。 The phase voltage command value Vx * calculated by the F / B control unit 36 is input to the phase voltage command value calculation unit 37. And the phase voltage command value calculating part 37 calculates each phase voltage command value Vu **, Vv **, Vw ** based on the phase voltage command value Vx * about the control phase.
即ち、通電不良発生相は通電不能であり、また二相駆動時の各通電相の位相はπ/2(180°)ずれることになる。従って、通電不良発生相の相電圧指令値は「0」、残る他方の通電相の相電圧指令値は、上記制御相に関する相電圧指令値Vx*の符号を反転することにより演算可能である。そして、本実施形態の第2電流制御部24bは、このようにして演算された各相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw **を上記PWM変換部30へと出力する構成となっている。 That is, the energization failure occurrence phase cannot be energized, and the phase of each energized phase during two-phase driving is shifted by π / 2 (180 °). Accordingly, the phase voltage command value of the phase where the power failure has occurred is “0”, and the phase voltage command value of the other current phase can be calculated by inverting the sign of the phase voltage command value Vx * related to the control phase. The second current control unit 24b of the present embodiment is configured to output the phase voltage command values Vu **, Vv **, and Vw ** calculated in this way to the PWM conversion unit 30. ing.
ここで、本実施形態の相電流指令値演算部33は、二相駆動時、その通電不良発生相に対応する所定の回転角を除いて、要求トルク、即ちモータトルクの制御目標値(q軸電流指令値Iq*)に対応するモータ電流(q軸電流値Iq)が発生するような相電流指令値Ix*を演算する。 Here, the phase current command value calculation unit 33 according to the present embodiment, when performing two-phase driving, excludes a predetermined rotation angle corresponding to the phase where the energization failure occurs, and the control target value (q-axis) of the required torque, that is, the motor torque. A phase current command value Ix * is calculated such that a motor current (q-axis current value Iq) corresponding to the current command value Iq *) is generated.
具体的には、相電流指令値演算部33は、その通電不良発生相に応じて、以下の(1)〜(3)式に基づいて、残る二相のうちの一相の相電流指令値Ix*を演算する。 Specifically, the phase current command value calculation unit 33 is a phase current command value of one of the remaining two phases based on the following formulas (1) to (3) according to the energization failure occurrence phase. Calculate Ix *.
尚、図5及び図6は、U相が通電不良相、V,W相の二相が通電相となった場合の例であり、上記の各漸近線に相当する二つの回転角のうち、電気角0°〜360°の範囲において、その値の小さい方を回転角θA、大きい方を回転角θBとすると、この場合、該各回転角θA,θBは、それぞれ「90°」「270°」となる。そして、V相が通電不良発生相である場合の所定の回転角θA,θBは、それぞれ「30°」「210°」となり、W相が通電不良発生相である場合の所定の回転角θA,θBは、それぞれ「150°」「330°」となる(図示略)。 5 and 6 are examples in which the U phase is an energized defective phase and the two phases of the V and W phases are energized phases, and among the two rotation angles corresponding to the above asymptotic lines, In the electrical angle range of 0 ° to 360 °, when the smaller value is the rotation angle θA and the larger value is the rotation angle θB, the rotation angles θA and θB are “90 °” and “270 °, respectively. " The predetermined rotation angles θA and θB when the V phase is a current-carrying failure occurrence phase are “30 °” and “210 °”, respectively, and the predetermined rotation angles θA and θA when the W-phase is a current conduction failure occurrence phase. θB is “150 °” and “330 °”, respectively (not shown).
また、実際には、各相のモータコイル12u,12v,12wに通電可能な電流(の絶対値)には上限があるため、本実施形態では、上記ガード処理部34において、相電流指令値演算部33から出力された相電流指令値Ix*を所定範囲内(−Ix_max≦Ix*≦Ix_max)に制限するガード処理が実行される。尚、「Ix_max」は、X相(U,V,W相)に通電可能な電流値の最大値であり、この最大値は、駆動回路18を構成する各スイッチング素子の定格電流等により規定される。このため、そのガード処理が行われる範囲(電流制限範囲:θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)において、当該ガード処理後の相電流指令値Ix**は、その通電可能な上限値(Ix_max)又は下限値(−Ix_max)で一定となる。 In practice, since there is an upper limit to the current (absolute value) that can be passed through the motor coils 12u, 12v, 12w of each phase, in the present embodiment, the guard processing unit 34 calculates the phase current command value. A guard process for limiting the phase current command value Ix * output from the unit 33 to within a predetermined range (−Ix_max ≦ Ix * ≦ Ix_max) is executed. Note that “Ix_max” is the maximum value of current that can be passed through the X phase (U, V, W phase), and this maximum value is defined by the rated current of each switching element constituting the drive circuit 18. The Therefore, in the range where the guard process is performed (current limiting range: θ1 <θ <θ2, θ3 <θ <θ4), the phase current command value Ix ** after the guard process is the upper limit value ( Ix_max) or the lower limit (−Ix_max).
つまり、本実施形態のマイコン17は、二相駆動時、各通電相に対して正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電すべく、相電流フィードバック制御を実行することにより、その漸近線に相当する所定の回転角θA,θB近傍に設定された電流制限範囲(θ1<θ<θ2,θ3<θ<θ4)を除き、要求トルクに対応するモータ電流を発生させる。そして、これにより、通電不良相の発生時においても、大きなトルクリップルの発生を招くことなく、良好な操舵フィーリングを維持したまま、アシスト力付与を継続する構成となっている。 That is, the microcomputer 17 of the present embodiment performs the phase current feedback control so as to energize each energized phase with a secant curve or a cosecant curve during two-phase driving, Except for current limiting ranges (θ1 <θ <θ2, θ3 <θ <θ4) set in the vicinity of predetermined rotation angles θA and θB corresponding to asymptotes, a motor current corresponding to the required torque is generated. As a result, even when an energization failure phase occurs, the assist force is continuously applied while maintaining a good steering feeling without causing a large torque ripple.
次に、マイコンによる上記異常判定及び制御モードの切り替え、並びに二相駆動時におけるモータ制御信号生成の処理手順について説明する。
図7のフローチャートに示すように、マイコン17は、先ず何らかの異常が発生したか否かを判定し(ステップ201)、異常が発生したと判定した場合(ステップ201:YES)には、続いてその異常が制御系の異常であるか否かを判定する(ステップ202)。次に、ステップ202において、制御の異常が発生したと判定した場合(ステップ202:YES)、現在の制御モードが二相駆動モードであるか否かを判定し(ステップ203)、二相駆動モードではない場合(ステップ203:NO)には、当該制御系の異常が、通電不良相の発生であるか否かを判定する(ステップ204)。そして、通電不良相が発生したと判定した場合(ステップ204:YES)には、当該通電不良相以外の残る二相を通電相とするモータ制御信号の出力を実行する(二相駆動モード、ステップ205)。
Next, the abnormality determination and control mode switching by the microcomputer and the motor control signal generation processing procedure during two-phase driving will be described.
As shown in the flowchart of FIG. 7, the microcomputer 17 first determines whether or not any abnormality has occurred (step 201). If it is determined that an abnormality has occurred (step 201: YES), then It is determined whether the abnormality is a control system abnormality (step 202). Next, when it is determined in step 202 that a control abnormality has occurred (step 202: YES), it is determined whether or not the current control mode is the two-phase drive mode (step 203), and the two-phase drive mode is determined. If not (step 203: NO), it is determined whether or not the abnormality of the control system is the occurrence of a poorly energized phase (step 204). If it is determined that a current-carrying failure phase has occurred (step 204: YES), a motor control signal is output that uses the remaining two phases other than the current-carrying failure phase as a current-carrying phase (two-phase drive mode, step). 205).
上述のように、この二相駆動モードにおけるモータ制御信号の出力は、通電不良発生相に応じた所定の回転角θA,θBを漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流指令値を演算し、その相電流指令値に基づく相電流フィードバック制御を実行することにより行われる。 As described above, the output of the motor control signal in the two-phase drive mode is a phase current command that changes into a secant curve or a remainder curve with predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the energization failure occurrence phase as asymptotic lines. This is performed by calculating a value and executing phase current feedback control based on the phase current command value.
即ち、図8のフローチャートに示すように、マイコン17は、先ず、通電不良発生相がU相であるか否かを判定し(ステップ301)、U相であるである場合(ステップ301:YES)には、上記(1)式に基づいて、V相についての相電流指令値Iv*を演算する(ステップ302)。次に、マイコン17は、その相電流指令値Iv*についてガード処理演算を実行し、当該ガード処理後の相電流指令値Iv**を所定範囲内に制限する(ステップ303)。そして、そのガード処理後の相電流指令値Iv**に基づく相電流フィードバック制御の実行によりV相についての相電圧指令値Vv*を演算し(ステップ304)、当該相電圧指令値Vv*に基づいて、各相の相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**を演算する(Vu**=0,Vv**=Vv*,Vw**=-Vv*、ステップ305)。 That is, as shown in the flowchart of FIG. 8, the microcomputer 17 first determines whether or not the current-carrying failure occurrence phase is the U phase (step 301), and if it is the U phase (step 301: YES). In step S302, the phase current command value Iv * for the V phase is calculated based on the equation (1). Next, the microcomputer 17 executes a guard process calculation for the phase current command value Iv *, and limits the phase current command value Iv ** after the guard process within a predetermined range (step 303). Then, by executing phase current feedback control based on the phase current command value Iv ** after the guard processing, a phase voltage command value Vv * for the V phase is calculated (step 304), and based on the phase voltage command value Vv *. Thus, phase voltage command values Vu **, Vv **, and Vw ** for each phase are calculated (Vu ** = 0, Vv ** = Vv *, Vw ** =-Vv *, step 305).
一方、上記ステップ301において、通電不良発生相がU相ではないと判定した場合(ステップ301:NO)、マイコン17は、通電不良発生相がV相であるかを判定し(ステップ306)、通電不良発生相がV相である場合(ステップ306:YES)には、上記(2)式に基づいて、U相についての相電流指令値Iu*を演算する(ステップ307)。次に、マイコン17は、その相電流指令値Iu*についてガード処理演算を実行し、当該ガード処理後の相電流指令値Iu**を所定範囲内に制限する(ステップ308)。そして、そのガード処理後の相電流指令値Iv**に基づく相電流フィードバック制御を実行し(ステップ309)、該相電流フィードバック制御の実行により演算された相電圧指令値Vu*に基づいて、各相の相電圧指令値Vu* *,Vv**,Vw**を演算する(Vu**=Vu*,Vv**=0,Vw**=-Vu*、ステップ310)。 On the other hand, if it is determined in step 301 that the energization failure occurrence phase is not the U phase (step 301: NO), the microcomputer 17 determines whether the energization failure occurrence phase is the V phase (step 306). When the defect occurrence phase is the V phase (step 306: YES), the phase current command value Iu * for the U phase is calculated based on the above equation (2) (step 307). Next, the microcomputer 17 executes a guard process calculation for the phase current command value Iu *, and limits the phase current command value Iu ** after the guard process within a predetermined range (step 308). Then, phase current feedback control based on the phase current command value Iv ** after the guard processing is executed (step 309), and each phase voltage command value Vu * calculated by the execution of the phase current feedback control is The phase voltage command values Vu **, Vv **, and Vw ** for the phases are calculated (Vu ** = Vu *, Vv ** = 0, Vw ** = − Vu *, step 310).
また、上記ステップ306において、通電不良発生相がV相ではないと判定した場合(ステップ306:NO)、マイコン17は、上記(3)式に基づいて、V相についての相電流指令値Iv*を演算し(ステップ311)、続いてガード処理演算を実行することにより、当該ガード処理後の相電流指令値Iv**を所定範囲内に制限する(ステップ312)。そして、そのガード処理後の相電流指令値Iv**に基づく相電流フィードバック制御を実行し(ステップ313)、該相電流フィードバック制御の実行により演算された相電圧指令値Vv*に基づいて、残る二相(V,W相)の相電圧指令値Vu**,Vw**を演算する(Vu**=-Vv*,Vv**=Vv*,Vw**=0、ステップ314)。 If it is determined in step 306 that the energization failure occurrence phase is not the V phase (step 306: NO), the microcomputer 17 determines the phase current command value Iv * for the V phase based on the above equation (3). Is calculated (step 311), and then the guard process calculation is executed to limit the phase current command value Iv ** after the guard process within a predetermined range (step 312). Then, the phase current feedback control based on the phase current command value Iv ** after the guard processing is executed (step 313), and the remaining based on the phase voltage command value Vv * calculated by the execution of the phase current feedback control. Two-phase (V, W phase) phase voltage command values Vu ** and Vw ** are calculated (Vu ** = − Vv *, Vv ** = Vv *, Vw ** = 0, step 314).
そして、マイコン17は、上記ステップ305、ステップ310、又はステップ314において演算された各相電圧指令値Vu**,Vv**,Vw**に基づくモータ制御信号を生成
し、駆動回路18に出力する(ステップ315)。
The microcomputer 17 generates a motor control signal based on the phase voltage command values Vu **, Vv **, and Vw ** calculated in step 305, step 310, or step 314, and outputs the motor control signal to the drive circuit 18. (Step 315).
尚、上記ステップ201において、特に異常はないと判定した場合(ステップ201:NO)には、マイコン17は、上述のように、d/q座標系での電流フィードバック制御の実行によりモータ制御信号の出力を実行する(通常制御モード、ステップ206)。また、上記ステップ202において、制御系以外の異常が発生したと判定した場合(ステップ202:NO)、ステップ203において、既に二相駆動モードであると判定した場合(ステップ203:YES)、又は上記ステップ203において、通電不良相の発生以外の異常が発生したと判定した場合(ステップ203:NO)には、マイコン17は、アシスト停止モードへと移行する(ステップ207)。そして、モータ12の駆動を停止するためのモータ制御信号の出力、及び電源リレーの開放等を実行する。 If it is determined in step 201 that there is no abnormality (step 201: NO), as described above, the microcomputer 17 executes the current feedback control in the d / q coordinate system to execute the motor control signal. The output is executed (normal control mode, step 206). Further, when it is determined in step 202 that an abnormality other than the control system has occurred (step 202: NO), when it is determined in step 203 that the two-phase drive mode has already been established (step 203: YES), or the above If it is determined in step 203 that an abnormality other than the occurrence of a poorly energized phase has occurred (step 203: NO), the microcomputer 17 shifts to the assist stop mode (step 207). And the output of the motor control signal for stopping the drive of the motor 12, opening of the power relay, etc. are executed.
[二相駆動時の電流検出]
次に、本実施形態における二相駆動時の電流検出の態様について説明する。
上述のように、本実施形態のマイコン17は、所定のサンプリング周期で取得した各電流センサ19u,19v,19wの出力信号Su,Sv,Sw、及び回転角センサ20の出力信号Saに基づいて、モータ12の各相電流値Iu,Iv,Iw及び回転角θを検出する。そして、マイコン17は、その検出された各相電流値Iu,Iv,Iw及び回転角θに基づいてモータ12の回転を制御し、及び上記異常判定等を実行する。
[Current detection during two-phase drive]
Next, the mode of current detection during two-phase driving in this embodiment will be described.
As described above, the microcomputer 17 of the present embodiment is based on the output signals Su, Sv, Sw of the current sensors 19u, 19v, 19w and the output signal Sa of the rotation angle sensor 20 acquired at a predetermined sampling period. The phase current values Iu, Iv, Iw and the rotation angle θ of the motor 12 are detected. Then, the microcomputer 17 controls the rotation of the motor 12 based on the detected phase current values Iu, Iv, Iw and the rotation angle θ, and executes the abnormality determination and the like.
また、本実施形態のマイコン17は、その異常検出の一環として、各相電流値Iu,Iv,Iwに基づくモータ12の温度推定を実行する。即ち、モータ12の温度は、当該モータ12に通電する電流量に応じて上昇することが知られている。そして、本実施形態では、各相電流値の二乗和を演算することにより温度推定を実行し、常時、モータ12の温度を監視することにより、その過熱の抑制、及び過熱時における速やかなフェールセーフ制御の実行を図る構成となっている。 Moreover, the microcomputer 17 of this embodiment performs the temperature estimation of the motor 12 based on each phase current value Iu, Iv, Iw as part of the abnormality detection. That is, it is known that the temperature of the motor 12 rises according to the amount of current that flows through the motor 12. In this embodiment, the temperature estimation is performed by calculating the sum of squares of the current values of the respective phases, and the temperature of the motor 12 is constantly monitored, so that the overheating can be suppressed and the fail safe can be performed quickly in the event of overheating. It is the structure which aims at execution of control.
ここで、本実施形態のマイコン17は、二相駆動時には、各通電相に対して正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電する。従って、その各相電流値Ixは、上記漸近線に相当する所定の回転角θA,θB近傍においてその通電可能な上限値(Ix_max)又は下限値(−Ix_max)まで増大することになる(図5参照)。つまり、二相駆動時には、その通常制御時よりも過熱が生じやすい状態でモータ12が運転される。そのため、上記のようなモータ温度の監視、即ちモータ温度の正確な推定が極めて重要となる。 Here, during the two-phase driving, the microcomputer 17 of the present embodiment energizes each energized phase with a phase current that changes in the form of a secant curve or a remainder curve. Accordingly, each phase current value Ix increases to an upper limit value (Ix_max) or a lower limit value (−Ix_max) that can be energized in the vicinity of the predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote (FIG. 5). reference). That is, during two-phase driving, the motor 12 is operated in a state where overheating is more likely to occur than during normal control. Therefore, monitoring of the motor temperature as described above, that is, accurate estimation of the motor temperature is extremely important.
しかしながら、このような二相駆動時には、各相電流値Ixの変動が極めて大きく、且つその絶対値のピークは、各通電相ともに上記漸近線に相当する所定の回転角θA,θBとなる。このため、モータ12の回転角速度ωが上昇した場合には、その検出される各相電流値Ixに基づき推定されるモータ温度が実際の温度よりも低くなりやすく、これにより、その過熱抑制制御の開始タイミングに遅延が生ずるおそれがある。 However, during such two-phase driving, the fluctuation of each phase current value Ix is extremely large, and the peak of the absolute value becomes a predetermined rotation angle θA, θB corresponding to the asymptote for each energized phase. For this reason, when the rotational angular velocity ω of the motor 12 increases, the motor temperature estimated based on the detected phase current value Ix tends to be lower than the actual temperature. There may be a delay in the start timing.
即ち、一定のサンプリング周期下では、回転角速度ωの上昇に伴いマイコン17が各電流センサ19u,19v,19wの出力信号Su,Sv,Swを取得する角度間隔(電気角)が拡大する。そして、60°間隔で各相電流値Iu,Iv,Iwのピーク(絶対値)が分散する通常の三相正弦波駆動時と比較した場合、二相駆動時は、各相電流値Ixのピークが所定の回転角θA,θBに集中し且つその立ち上がりが急峻であることから、こうした各出力信号Su,Sv,Swの取得角度間隔の拡大が、その電流検出の精度に大きな影響を与えることになる。 That is, under a certain sampling period, the angular interval (electrical angle) at which the microcomputer 17 obtains the output signals Su, Sv, Sw of the current sensors 19u, 19v, 19w increases as the rotational angular velocity ω increases. When compared with the normal three-phase sine wave drive in which the peak (absolute value) of each phase current value Iu, Iv, Iw is dispersed at 60 ° intervals, the peak of each phase current value Ix in the two-phase drive. Are concentrated on the predetermined rotation angles θA and θB and their rising edges are steep, so that the increase of the acquisition angle interval of each output signal Su, Sv, Sw greatly affects the accuracy of current detection. Become.
つまり、本実施形態の二相駆動時には、各相電流値Ixのピーク値(若しくはそれに近い値)を取得可能な回転角(電気角)の範囲が狭いため、上記回転角速度ωの上昇に伴う上記各出力信号Su,Sv,Swの取得角度間隔の拡大により、当該ピーク値の検出頻度が減少することになる。このため、各電流センサ19u,19v,19wの出力信号Su,Sv,Swに基づき演算されるモータ12への通電電流量(各相電流値Ixの二乗和がこれに相当する)は、実際の通電電流量よりも小さなものとなり、その結果、実際よりも低いモータ温度が推定されてしまう可能性がある。 That is, at the time of two-phase driving of the present embodiment, the range of the rotation angle (electrical angle) that can acquire the peak value (or a value close to it) of each phase current value Ix is narrow. As the acquisition angle interval of each output signal Su, Sv, Sw increases, the detection frequency of the peak value decreases. For this reason, the energization current amount to the motor 12 calculated based on the output signals Su, Sv, Sw of the respective current sensors 19u, 19v, 19w (the square sum of the phase current values Ix corresponds to this) As a result, the motor temperature may be estimated to be lower than the actual temperature.
ここで、このような回転角速度ωの上昇に伴う上記取得角度間隔の拡大に対応すべく、その各電流センサ19u,19v,19wの出力信号Su,Sv,Swのサンプリング周期を短縮化することが考えられる。しかしながら、この場合には、その背反として、高速サンプリングの実行に伴う演算負荷の増大に応えるためのマイコン17の高性能化、及びそれに伴うコストの上昇が不可避となる。 Here, in order to cope with such an increase in the acquisition angle interval accompanying the increase in the rotational angular velocity ω, the sampling period of the output signals Su, Sv, Sw of the current sensors 19u, 19v, 19w can be shortened. Conceivable. However, in this case, as a contradiction, it is inevitable that the microcomputer 17 has a higher performance and a corresponding increase in cost in order to respond to an increase in calculation load accompanying the execution of high-speed sampling.
この点を踏まえ、本実施形態では、電流検出手段としてのマイコン17は、検出される回転角速度ωに応じて、そのサンプリング周期を短縮化する。具体的には、図9に示すように、マイコン17は、その検出される回転角速度ω(の絶対値)が所定の閾値ω0を超えるか否かを判定し(ステップ401)、回転角速度ωが所定の閾値ω0を超える場合(|ω|>ω0、ステップ401:YES)には、サンプリング周期を短縮した高速サンプリングを実行する(ステップ402)。そして、その回転角速度ωが所定の閾値ω0以下である場合(|ω|≦ω0、ステップ401:NO)には、通常のサンプリング周期で各電流センサ19u,19v,19wの出力信号Su,Sv,Swを取得する(ステップ403)。 In consideration of this point, in the present embodiment, the microcomputer 17 as the current detection unit shortens the sampling cycle in accordance with the detected rotational angular velocity ω. Specifically, as shown in FIG. 9, the microcomputer 17 determines whether or not the detected rotational angular velocity ω (absolute value thereof) exceeds a predetermined threshold ω0 (step 401), and the rotational angular velocity ω is If the predetermined threshold value ω0 is exceeded (| ω |> ω0, step 401: YES), high-speed sampling with a reduced sampling period is executed (step 402). When the rotational angular velocity ω is equal to or less than a predetermined threshold value ω0 (| ω | ≦ ω0, step 401: NO), the output signals Su, Sv, Sw is acquired (step 403).
即ち、本実施形態のマイコン17は、検出される回転角速度ωが、その各相電流値Ixの二乗和に基づく温度推定に影響を与えるような高速回転領域においてのみ、その各電流センサ19u,19v,19wの出力信号Su,Sv,Swのサンプリング周期を短縮した高速サンプリングを実行する。そして、これにより、その演算負荷の上昇を抑えつつ、高精度の温度推定を可能とする構成となっている。 That is, the microcomputer 17 according to the present embodiment has the current sensors 19u and 19v only in the high-speed rotation region where the detected rotational angular velocity ω affects the temperature estimation based on the sum of squares of the phase current values Ix. , 19w of the output signals Su, Sv, and Sw, high-speed sampling is performed by shortening the sampling period. As a result, the temperature can be estimated with high accuracy while suppressing an increase in the calculation load.
(第2の実施形態)
以下、本発明を電動パワーステアリング装置(EPS)に具体化した第2の実施形態を図面に従って説明する。
(Second Embodiment)
Hereinafter, a second embodiment in which the present invention is embodied in an electric power steering device (EPS) will be described with reference to the drawings.
尚、本実施形態と上記第1の実施形態との主たる相違点は、二相駆動時における電流検出の態様についてのみである。このため、説明の便宜上、第1の実施形態と同一の部分については同一の符号を付すこととして、その説明を省略する。 The main difference between the present embodiment and the first embodiment is only the mode of current detection during two-phase driving. For this reason, for convenience of explanation, the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the explanation thereof is omitted.
上述のように、モータ12の温度は、当該モータ12に通電する電流量に応じて上昇することが知られている。そして、本実施形態においてもまた、マイコン17は、この関係を利用して各相電流値の二乗和を演算することによりモータ12の温度推定を実行する。 As described above, it is known that the temperature of the motor 12 rises according to the amount of current that flows through the motor 12. Also in the present embodiment, the microcomputer 17 executes the temperature estimation of the motor 12 by calculating the sum of squares of the current values of the phases using this relationship.
具体的には、本実施形態では、マイコン17により連続的に検出される各相電流値Ixは、その直近の4回分の検出値(直近の4値)までが図示しないメモリに記憶される構成となっている。そして、マイコン17は、随時、メモリに記憶(保持)された直近の4値を読み出し、その二乗和に所定のゲインを乗ずることにより、モータ12の温度推定を実行する。 Specifically, in the present embodiment, each phase current value Ix continuously detected by the microcomputer 17 is stored in a memory (not shown) up to the latest four detected values (the latest four values). It has become. Then, the microcomputer 17 reads the latest four values stored (held) in the memory as needed, and multiplies the square sum by a predetermined gain to execute the temperature estimation of the motor 12.
即ち、図10のフローチャートに示すように、マイコン17は、各相電流値Ixを検出すると(ステップ501)、その検出された値(検出値)をメモリに記憶する(ステップ502)。尚、本実施形態では、その検出値の記憶により、メモリ内に記憶された最も古い値を更新することで、当該相について、その直近の4値を保持する構成となっている。 That is, as shown in the flowchart of FIG. 10, when the microcomputer 17 detects each phase current value Ix (step 501), the microcomputer 17 stores the detected value (detected value) in the memory (step 502). In the present embodiment, the oldest value stored in the memory is updated by storing the detected value, so that the latest four values are held for the phase.
次に、本実施形態のマイコン17は、そのメモリに記憶された検出値について後述する相電流検出値補正演算を実行する(ステップ503)。そして、当該メモリに記憶された各相の直近の4値を読み出し(ステップ504)、その二乗和を演算することにより、モータ12の温度推定を実行する(ステップ505)。 Next, the microcomputer 17 according to the present embodiment executes a phase current detection value correction calculation to be described later for the detection value stored in the memory (step 503). Then, the latest four values of each phase stored in the memory are read (step 504), and the temperature of the motor 12 is estimated by calculating the sum of squares (step 505).
さて、上述のように、二相駆動時には、回転角速度ωの上昇に伴いマイコン17が各電流センサ19u,19v,19wの出力信号Su,Sv,Swを取得する角度間隔(電気角)が拡大することにより、各相電流値Ixのピーク値(若しくはそれに近い値)の検出頻度が減少する。このため、各相電流値Ixの二乗和が示すモータ12への通電電流量は、実際の通電電流量よりも小さなものとなり、その結果、実際よりも低いモータ温度が推定されてしまうという問題がある。 As described above, during two-phase driving, the angular interval (electrical angle) at which the microcomputer 17 obtains the output signals Su, Sv, Sw of the current sensors 19u, 19v, 19w increases as the rotational angular velocity ω increases. As a result, the detection frequency of the peak value of each phase current value Ix (or a value close thereto) decreases. For this reason, the energization current amount to the motor 12 indicated by the sum of squares of the phase current values Ix is smaller than the actual energization current amount, and as a result, a motor temperature lower than the actual current is estimated. is there.
即ち、例えば、図11に示すように、電気角360°内に4回の電流検出が行なわれた場合に、その4回の検出時における各回転角θp1,θp2,θp3,θp4の全てが上記漸近線に対応する所定の回転角θA,θBから外れているならば、メモリに記憶される直近の4回分の検出値I1,I2,I3,I4は、何れも当該相のピーク値を示していないことになる。つまり、これらの検出値I1,I2,I3,I4に基づくモータ温度の推定は、その上記所定の回転角θA,θB近傍の値、モータ12への通電量が最も増大する部分を切り捨てるかたちでその演算が実行されることになる。そして、これにより、推定されるモータ温度が実際の温度よりも低い値となってしまうおそれがある。 That is, for example, as shown in FIG. 11, when current detection is performed four times within an electrical angle of 360 °, all the rotation angles θp1, θp2, θp3, and θp4 at the time of the four detections are If the predetermined rotational angles θA and θB corresponding to the asymptote are deviated, the latest four detected values I1, I2, I3, and I4 stored in the memory all indicate the peak value of the phase. There will be no. That is, the estimation of the motor temperature based on these detected values I1, I2, I3, and I4 is performed by rounding down the value in the vicinity of the predetermined rotation angles θA and θB and the portion where the amount of current supplied to the motor 12 increases most. The operation will be executed. As a result, the estimated motor temperature may be lower than the actual temperature.
この点を踏まえ、本実施形態のマイコン17は、このような場合、相電流検出値補正演算の実行により、メモリへの記憶により保持された直近の4回分の検出値のうち、直近の二回分の検出値を補正する。 In consideration of this point, in this case, the microcomputer 17 according to the present embodiment performs the phase current detection value correction calculation to perform the latest two detection values among the latest four detection values held by storage in the memory. The detected value is corrected.
具体的には、マイコン17は、最新の相電流値Ixを検出した際、その今回検出時における回転角(電気角)θcuと前回検出時における回転角θbfとの間に、上記漸近線に対応する所定の回転角θA,θBを挟む場合、メモリに記憶された今回の検出値Icu及び前回の検出値Ibfについて、その絶対値がより大きな値となるように補正する。 Specifically, when the microcomputer 17 detects the latest phase current value Ix, the microcomputer 17 corresponds to the asymptotic line between the rotation angle (electrical angle) θcu at the current detection and the rotation angle θbf at the previous detection. When the predetermined rotation angles θA and θB are sandwiched, the current detection value Icu and the previous detection value Ibf stored in the memory are corrected so that their absolute values become larger.
例えば、上記図11に示す例では、最新の相電流値Ixとして「I2」が検出される場合、その今回検出時における回転角θcu、即ち回転角θp2(120°)と、その相電流値Ixの前回値として「I1」が検出された前回検出時における回転角θbf、即ち回転角θp1(0°)との間には、漸近線に対応する所定の回転角θA(90°)を挟む。同様に、最新の相電流値Ixとして「I4」が検出される場合、その今回検出時における回転角θcu、即ち回転角θp4(360°)と、その相電流値Ixとして「I3」が検出された前回検出時における回転角θbf、即ち回転角θp3(240°)との間には、漸近線に対応する所定の回転角θBを挟む。 For example, in the example shown in FIG. 11, when “I2” is detected as the latest phase current value Ix, the rotation angle θcu at the current detection, that is, the rotation angle θp2 (120 °), and the phase current value Ix A predetermined rotation angle θA (90 °) corresponding to an asymptotic line is sandwiched between the rotation angle θbf at the time of the previous detection when “I1” was detected as the previous value, that is, the rotation angle θp1 (0 °). Similarly, when “I4” is detected as the latest phase current value Ix, the rotation angle θcu at the current detection, that is, the rotation angle θp4 (360 °), and “I3” as the phase current value Ix are detected. A predetermined rotation angle θB corresponding to an asymptote is sandwiched between the rotation angle θbf at the previous detection, that is, the rotation angle θp3 (240 °).
このような場合、本実施形態のマイコン17は、そのメモリに記憶(保持)された今回の検出値Icu及び前回の検出値Ibfのそれぞれについて、その通電可能な最大値Imax(上記ガード処理における上限値(Ix_max)又は下限値(−Ix_max))との間の平均値を演算する。そして、その平均値を新たな検出値Icu´,Ibf´とすることにより、その絶対値を増大する補正を実行する構成となっている。 In such a case, the microcomputer 17 according to the present embodiment, for each of the current detection value Icu and the previous detection value Ibf stored (held) in the memory, the maximum energizable value Imax (the upper limit in the guard process). An average value between the value (Ix_max) and the lower limit value (−Ix_max)) is calculated. And the correction which increases the absolute value is performed by making the average value into new detection value Icu ', Ibf'.
即ち、図12のフローチャートに示すように、本実施形態のマイコン17は、先ず今回検出時における回転角θcuと前回検出時における回転角θbfとの間に、上記漸近線に対応する所定の回転角θA,θBを挟むか否かを判定する(ステップ601)。 That is, as shown in the flowchart of FIG. 12, the microcomputer 17 of the present embodiment first determines a predetermined rotation angle corresponding to the asymptote between the rotation angle θcu at the current detection and the rotation angle θbf at the previous detection. It is determined whether or not θA and θB are sandwiched (step 601).
このステップ601において、当該所定の回転角θA,θBを挟むと判定した場合(ステップ601:YES)、マイコン17は、次に、今回の検出値Icuと通電可能な最大値Imaxとの平均値を演算し、メモリに記憶された今回の検出値Icuを更新することにより当該今回の検出値Icuの補正を実行する(Icu´=(Icu+Imax)/2、ステップ602)。そして、更に前回の検出値Ibfと通電可能な最大値Imaxとの平均値を演算し、メモリに記憶された前回の検出値Ibfを更新することにより当該前記の検出値Ibfの補正を実行する(Ibf´=(Ibf+Imax)/2、ステップ602)。 If it is determined in step 601 that the predetermined rotation angles θA and θB are sandwiched (step 601: YES), the microcomputer 17 next calculates an average value of the current detection value Icu and the energizable maximum value Imax. The current detection value Icu is calculated and updated by updating the current detection value Icu (Icu ′ = (Icu + Imax) / 2, step 602). Further, the average value of the previous detection value Ibf and the maximum energizable value Imax is calculated, and the previous detection value Ibf stored in the memory is updated to correct the detection value Ibf ( Ibf ′ = (Ibf + Imax) / 2, step 602).
つまり、今回検出時における回転角θcuと前回検出時における回転角θbfとの間に、上記所定の回転角θA,θBを挟む場合、今回の検出値Icu及び前回の検出値Ibfについて、その絶対値がより大きな値となるように補正することで、上記所定の回転角θA,θB近傍の通電量、即ちその値が最も増大する範囲の切り捨てを軽減することができる。また、本実施形態では、その補正演算の実行による演算負荷を考慮し、補正対象となる各検出値Icu,Ibfと通電可能な最大値Imaxとの平均値を用いることで、効率的に且つ精度よく、相電流検出値補正演算を実行する。そして、相電流検出値補正演算により補正された後の直近の4回分の検出値(図11参照、I1´,I2´,I3´,I4´)を用いることにより、より正確にモータ温度を推定することが可能な構成となっている。 That is, when the predetermined rotation angles θA and θB are sandwiched between the rotation angle θcu at the current detection and the rotation angle θbf at the previous detection, the absolute values of the current detection value Icu and the previous detection value Ibf Is corrected so as to have a larger value, it is possible to reduce the amount of energization in the vicinity of the predetermined rotation angles θA and θB, that is, the truncation of the range in which the value increases most. Further, in the present embodiment, the calculation load due to the execution of the correction calculation is taken into account, and the average value of the detected values Icu and Ibf to be corrected and the maximum value Imax that can be energized is used, thereby efficiently and accurately. Often, the phase current detection value correction calculation is executed. And the motor temperature is estimated more accurately by using the latest four detected values (see FIG. 11, I1 ′, I2 ′, I3 ′, I4 ′) after being corrected by the phase current detection value correction calculation. It is possible to do this.
なお、上記各実施形態は以下のように変更してもよい。
・上記各実施形態では、モータ制御装置としてのECU11は、大別して、「通常制御モード」、「アシスト停止モード」、及び「二相駆動モード」の3つの制御モードを有することとした。しかし、異常発生時におけるモータ制御の形態は、これらのモードに限るものではない。つまり、通電不良相発生時に該通電不良発生相以外の二相を通電相としてモータ制御を実行する構成であれば、どのようなものに適用してもよい。また、異常検出(判定)の方法についても、本実施形態の構成に限るものではない。
In addition, you may change each said embodiment as follows.
In each of the above embodiments, the ECU 11 as the motor control device is roughly divided into three control modes of “normal control mode”, “assist stop mode”, and “two-phase drive mode”. However, the mode of motor control when an abnormality occurs is not limited to these modes. In other words, any configuration may be applied as long as the motor control is executed by using two phases other than the energization failure phase as the energization phase when the energization failure phase occurs. Also, the method of abnormality detection (determination) is not limited to the configuration of the present embodiment.
・上記各実施形態では、電流指令値演算部23は、二相駆動時、通電不良発生相以外の二相のうちの一相についての相電流指令値を出力し、モータ制御信号生成部24は、当該相についての相電圧指令値を演算した後に、これに基づいて他相の相電圧指令値を演算することとした。しかし、これに限らず、電流指令値演算部23が、通電不良発生相以外の二相の両方についての相電流指令値を出力する構成としてもよい。 In each of the above embodiments, the current command value calculation unit 23 outputs a phase current command value for one of the two phases other than the energization failure occurrence phase during two-phase driving, and the motor control signal generation unit 24 After calculating the phase voltage command value for the phase, the phase voltage command value for the other phase is calculated based on the calculated phase voltage command value. However, the present invention is not limited to this, and the current command value calculation unit 23 may output phase current command values for both two phases other than the energization failure occurrence phase.
・また、上記各実施形態では、上記(1)〜(3)式に基づいて、U相又はW相の異常時には、V相の相電流指令値Iv*を演算し、V相の異常時には、U相の相電流指令値Iu*を演算することとした。しかし、これに限らず、U相又はV相の異常時には、W相の相電流指令値(Iw*)を演算し、W相の異常時には、U相の相電流指令値(Iu*)を演算する等の構成としてもよい。尚、この場合における各相電流指令値は、上記(1)〜(3)式の符号を逆にすることで演算可能である。 In each of the above embodiments, based on the above equations (1) to (3), when the U phase or W phase is abnormal, the V phase phase current command value Iv * is calculated, and when the V phase is abnormal, The U-phase phase current command value Iu * is calculated. However, not limited to this, the W-phase current command value (Iw *) is calculated when the U-phase or V-phase is abnormal, and the U-phase current command value (Iu *) is calculated when the W-phase is abnormal. It is good also as a structure of carrying out. In addition, each phase current command value in this case can be calculated by reversing the signs of the above formulas (1) to (3).
・更に、通電不良発生時における相電流指令値は、必ずしも上記(1)〜(3)式により演算した場合と完全には同一でなくともよい。即ち、所定の回転角を漸近線として略正割曲線又は略余割曲線状に変化する、或いはこれに近似して変化するような相電流指令値を演算しても、上記各実施形態に近い効果を得ることができる。但し、上記(1)〜(3)式に基づき相電流指令値を演算した場合が、最も要求トルクに近いモータ電流を発生させることが可能であり、該各式に基づき演算される相電流指令値に近い値が演算される方法ほど、より顕著な効果が得られることはいうまでもない。 Furthermore, the phase current command value at the time of energization failure does not necessarily have to be completely the same as that calculated by the above formulas (1) to (3). That is, even if a phase current command value that changes to a substantially secant curve or a substantially cosecant curve with an asymptotic line as a predetermined rotation angle, or changes in an approximate manner, is similar to each of the above embodiments. An effect can be obtained. However, when the phase current command value is calculated based on the above equations (1) to (3), it is possible to generate a motor current closest to the required torque, and the phase current command calculated based on each equation Needless to say, a method that calculates a value close to a value provides a more remarkable effect.
・上記第1の実施形態では、マイコン17は、検出される回転角速度ω(の絶対値)が所定の閾値ω0を超える場合には、そのサンプリング周期を短縮した高速サンプリングを実行することとした(図9参照)。しかし、これに限らず、例えばマップ演算を実行する等によって、図13に示すような回転角速度ωの上昇に応じて連続的にサンプリング周期を短縮化する構成としてもよい。また、回転角速度ωに基づき複数段階でサンプリング周期を短縮化する構成としてもよい。 In the first embodiment, when the detected rotational angular velocity ω (the absolute value thereof) exceeds the predetermined threshold value ω0, the microcomputer 17 executes high-speed sampling with a shortened sampling cycle ( (See FIG. 9). However, the present invention is not limited to this. For example, the sampling cycle may be shortened continuously according to the increase in the rotational angular velocity ω as shown in FIG. Alternatively, the sampling cycle may be shortened in a plurality of stages based on the rotational angular velocity ω.
・上記第2の実施形態では、検出される各相電流値Ixは、その直近の4回分の検出値(直近の4値)までが保持(メモリに記憶)され、マイコン17は、その保持された直近の4値を随時読み出すことによりモータ温度の推定を実行することとした。しかし、これに限らず、今回の検出値Icuとともに少なくとも前回の検出値Ibfが保持される構成であれば、本発明を適用することが可能である。また、その保持された各検出値の用途は、必ずしも温度推定に限るものではない。 In the second embodiment, each detected phase current value Ix is held (stored in the memory) up to the latest four detected values (the latest four values), and the microcomputer 17 is held. The latest four values are read as needed to estimate the motor temperature. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can be applied to any configuration as long as at least the previous detection value Ibf is held together with the current detection value Icu. Further, the use of each detection value held is not necessarily limited to temperature estimation.
・更に、上記第2の実施形態では、メモリに記憶された検出値を読み出してモータ温度の推定に用いることとした。しかし、これに限らず、検出される各相電流値Ixを随時使用する構成についても、その検出値Idtの絶対値を増大させるような相電流検出値補正演算を実行しても良い。 Furthermore, in the second embodiment, the detected value stored in the memory is read out and used for estimating the motor temperature. However, the present invention is not limited to this, and the phase current detection value correction calculation that increases the absolute value of the detected value Idt may be executed for a configuration that uses the detected phase current value Ix as needed.
具体的には、以下の二つの補正演算の何れか又は双方を実行するとよい。
− 今回の電流検出時における回転角と前回の電流検出時における回転角との間に上記漸近線に対応する所定の回転角を挟む場合には、今回検出された電流値について、その絶対値がより大きな値となるように補正する。
Specifically, one or both of the following two correction calculations may be executed.
-If a predetermined rotation angle corresponding to the asymptote is sandwiched between the rotation angle at the current detection and the rotation angle at the previous current detection, the absolute value of the current value detected this time is Correct to a larger value.
− 次回の電流検出時における回転角を推定する。そして、今回の電流検出時における回転角と次回の電流検出時における回転角との間に上記漸近線に対応する所定の回転角を挟むと推定される場合には、今回検出された電流値について、その絶対値がより大きな値となるように補正する。尚、次回の電流検出時における回転角の推定は、モータの回転角速度ω、或いは過去の電流検出時における回転角の推移等により行なうとよい。 − Estimate the rotation angle at the next current detection. If it is estimated that a predetermined rotation angle corresponding to the asymptote is sandwiched between the rotation angle at the current detection time and the rotation angle at the next current detection time, the current value detected this time The absolute value is corrected so as to be a larger value. The rotation angle at the next current detection may be estimated from the rotation angular velocity ω of the motor or the transition of the rotation angle at the past current detection.
より具体的には、例えば、図14のフローチャートに示すように、先ず、今回検出時における回転角と前回検出時における回転角との間に、上記漸近線に対応する所定の回転角θA,θBを挟むか否かを判定する(ステップ701)。そして、このステップ701において、当該所定の回転角θA,θBを挟むと判定した場合(ステップ701:YES)、その検出される相電流値Ix(検出値Idt)と上記通電可能な最大値Imaxとの平均値を演算することにより、その検出値Idtを補正する(Idt´=(Idt+Imax)/2、ステップ702)。 More specifically, for example, as shown in the flowchart of FIG. 14, first, predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote between the rotation angle at the current detection time and the rotation angle at the previous detection time. It is determined whether or not a clip is inserted (step 701). If it is determined in step 701 that the predetermined rotation angles θA and θB are sandwiched (step 701: YES), the detected phase current value Ix (detected value Idt) and the maximum energizable value Imax Then, the detected value Idt is corrected by calculating the average value (Idt ′ = (Idt + Imax) / 2, step 702).
一方、上記ステップ701において、今回検出時における回転角と前回検出時における回転角との間には、上記所定の回転角θA,θBを挟んでいないと判定した場合(ステップ701:NO)、続いて、次回検出時における回転角を推定する(ステップ703)。そして、今回検出時における回転角と次回検出時における回転角との間に、上記漸近線に対応する所定の回転角θA,θBを挟むと推定されるか否かを判定し(ステップ704)、当該所定の回転角θA,θBを挟むと推定される場合(ステップ704:YES)には、上記ステップ702の実行によりその検出値Idtを補正する。 On the other hand, if it is determined in step 701 that the predetermined rotation angles θA and θB are not sandwiched between the rotation angle at the current detection and the rotation angle at the previous detection (step 701: NO), Thus, the rotation angle at the next detection is estimated (step 703). Then, it is determined whether or not it is estimated that predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the asymptote are sandwiched between the rotation angle at the current detection time and the rotation angle at the next detection time (step 704). When it is estimated that the predetermined rotation angles θA and θB are sandwiched (step 704: YES), the detected value Idt is corrected by executing step 702.
このように、上記ステップ701〜ステップ704を実行することで、上記第2の実施形態と同様の効果を得ることができるようになる。尚、次回検出時における回転角の推定を実行する推定手段については、マイコン17であってもよく、マイコン17以外がこれを構成する形態であってもよい。 As described above, by executing Steps 701 to 704, the same effects as those of the second embodiment can be obtained. In addition, about the estimation means which performs estimation of the rotation angle at the time of next detection, the microcomputer 17 may be sufficient and the form which comprises this other than the microcomputer 17 may be sufficient.
・更に、電流制御の形態としては、必ずしも、上記各実施形態のような三相交流座標(U,V,W)における相電流フィードバック制御でなくともよい。例えば、以下に示す(4)〜(6)式により、通電不良発生相に応じた所定の回転角θA,θBを漸近線として、正接曲線(タンジェント)状に変化するd軸電流指令値Id*を演算する。そして、該d軸電流指令値Id*に基づくd/q座標系の電流フィードバック制御の実行によりモータ制御信号を生成する構成に適用してもよい(図15参照、同図はU相通電不良時の例)。尚、この場合におけるF/Bゲイン可変制御については、そのd/q座標系における電流フィードバック制御において行なうこととすればよい。 Furthermore, as a form of current control, the phase current feedback control in the three-phase AC coordinates (U, V, W) as in the above embodiments is not necessarily required. For example, according to the following equations (4) to (6), a d-axis current command value Id * that changes into a tangent curve (tangent) with predetermined rotation angles θA and θB corresponding to the energization failure occurrence phase as asymptotic lines. Is calculated. Then, the present invention may be applied to a configuration in which a motor control signal is generated by executing current feedback control in the d / q coordinate system based on the d-axis current command value Id * (see FIG. Example). In this case, the F / B gain variable control may be performed in the current feedback control in the d / q coordinate system.
1…電動パワーステアリング装置(EPS)、10…EPSアクチュエータ、11…ECU、12…モータ、12u,12v,12w…モータコイル、17…マイコン、18…駆動回路、19u,19v,19w…電流センサ、21…電流検出部、23…電流指令値演算部、24…モータ制御信号生成部、24a…第1電流制御部、24b…第2電流制御部、31…異常判定部、33…相電流指令値演算部、34…ガード処理部、36…F/B制御部、37…相電圧指令値演算部、Ix*,Iu*,Iv*,Iw*…相電流指令値、Ix,Iu,Iv,Iw…相電流値、I1,I1´,I2,I2´,I3,I3´,I4,I4´,Icu,Icu´,Ibf,Ibf´,Idt,Idt´…検出値、Imax…最大値、Vx*,Vu*,Vv*,Vw*,Vu**,Vv**,Vw**…相電圧指令値、Id…d軸電流値、Iq…q軸電流値、Id*…d軸電流指令値、Iq*…q軸電流指令値、θ,θA,θB,θp1,θp2,θp3,θp4,θcu,θbf…回転角、ω…回転角速度、ω0…閾値、Su,Sv,Sw…出力信号。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Electric power steering apparatus (EPS), 10 ... EPS actuator, 11 ... ECU, 12 ... Motor, 12u, 12v, 12w ... Motor coil, 17 ... Microcomputer, 18 ... Drive circuit, 19u, 19v, 19w ... Current sensor, DESCRIPTION OF SYMBOLS 21 ... Current detection part, 23 ... Current command value calculating part, 24 ... Motor control signal production | generation part, 24a ... 1st current control part, 24b ... 2nd current control part, 31 ... Abnormality determination part, 33 ... Phase current command value Calculation unit 34 ... Guard processing unit 36 ... F / B control unit 37 ... Phase voltage command value calculation unit Ix *, Iu *, Iv *, Iw * ... Phase current command value, Ix, Iu, Iv, Iw ... phase current values, I1, I1 ', I2, I2', I3, I3 ', I4, I4', Icu, Icu ', Ibf, Ibf', Idt, Idt '... detected value, Imax ... maximum value, Vx * , Vu *, Vv *, Vw *, Vu **, Vv **, Vw ** ... Phase voltage command value, Id ... Axis current value, Iq ... q-axis current value, Id * ... d-axis current command value, Iq * ... q-axis current command value, θ, θA, θB, θp1, θp2, θp3, θp4, θcu, θbf ... rotation angle, ω: rotational angular velocity, ω0: threshold, Su, Sv, Sw: output signal.
Claims (5)
前記モータ制御信号出力手段は、前記通電不良の発生時には、前記各通電相に対し、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電すべく前記電流制御を実行するとともに、
各相の電流値は、電流検出手段により所定のサンプリング周期で検出されて、その今回の検出値とともに少なくとも前回の検出値が保持されるものであって、
前記電流検出手段は、今回の電流検出時における回転角と前回の電流検出時における回転角との間に前記漸近線に対応する所定の回転角を挟む場合には、その保持された今回の検出値及び前回の検出値について、その絶対値がより大きな値となるように補正すること、を特徴とするモータ制御装置。 Motor control signal output means for outputting a motor control signal; a drive circuit for supplying three-phase drive power to the motor based on the motor control signal; The motor control signal output means generates the motor control signal by executing current control based on the rotation angle of the motor, and when the energization failure occurs, two phases other than the energization failure occurrence phase are generated. In the motor control device that executes the output of the motor control signal with the current passing phase as
The motor control signal output means is a phase that changes into a secant curve or a remainder curve with a predetermined rotation angle corresponding to the energization failure occurrence phase as an asymptotic line for each energization phase when the energization failure occurs. While performing the current control to energize the current,
The current value of each phase is detected at a predetermined sampling period by the current detection means, and at least the previous detection value is held together with the current detection value,
When the current detection means sandwiches a predetermined rotation angle corresponding to the asymptote between the rotation angle at the current detection and the rotation angle at the previous current detection, the current detection is held. A motor control device that corrects the value and the previous detection value so that the absolute value becomes a larger value.
前記モータ制御信号出力手段は、前記通電不良の発生時には、前記各通電相に対し、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電すべく前記電流制御を実行するとともに、
各相の電流値は、電流検出手段により所定のサンプリング周期で検出されるものであって、
前記電流検出手段は、今回の電流検出時における回転角と前回の電流検出時における回転角との間に前記漸近線に対応する所定の回転角を挟む場合には、今回検出された電流値について、その絶対値がより大きな値となるように補正すること、
を特徴とするモータ制御装置。 Motor control signal output means for outputting a motor control signal; a drive circuit for supplying three-phase drive power to the motor based on the motor control signal; The motor control signal output means generates the motor control signal by executing current control based on the rotation angle of the motor, and when the energization failure occurs, two phases other than the energization failure occurrence phase are generated. In the motor control device that executes the output of the motor control signal with the current passing phase as
The motor control signal output means is a phase that changes into a secant curve or a remainder curve with a predetermined rotation angle corresponding to the energization failure occurrence phase as an asymptotic line for each energization phase when the energization failure occurs. While performing the current control to energize the current,
The current value of each phase is detected at a predetermined sampling period by the current detection means,
When the current detection means sandwiches a predetermined rotation angle corresponding to the asymptote between the rotation angle at the current detection and the rotation angle at the previous current detection, the current detection means , Correct that absolute value to a larger value,
A motor control device.
前記モータ制御信号出力手段は、前記通電不良の発生時には、前記各通電相に対し、前記通電不良発生相に応じた所定の回転角を漸近線として正割曲線又は余割曲線状に変化する相電流を通電すべく前記電流制御を実行するとともに、
各相の電流値は、電流検出手段により所定のサンプリング周期で検出されるものであって、
次回の電流検出時における回転角を推定する推定手段を備え、
前記電流検出手段は、今回の電流検出時における回転角と次回の電流検出時における回転角との間に前記漸近線に対応する所定の回転角を挟むと推定される場合には、今回検出された電流値について、その絶対値がより大きな値となるように補正すること、
を特徴とするモータ制御装置。 Motor control signal output means for outputting a motor control signal; a drive circuit for supplying three-phase drive power to the motor based on the motor control signal; The motor control signal output means generates the motor control signal by executing current control based on the rotation angle of the motor, and when the energization failure occurs, two phases other than the energization failure occurrence phase are generated. In the motor control device that executes the output of the motor control signal with the current passing phase as
The motor control signal output means is a phase that changes into a secant curve or a remainder curve with a predetermined rotation angle corresponding to the energization failure occurrence phase as an asymptotic line for each energization phase when the energization failure occurs. While performing the current control to energize the current,
The current value of each phase is detected at a predetermined sampling period by the current detection means,
An estimation means for estimating the rotation angle at the next current detection is provided
The current detection means is detected this time when it is estimated that a predetermined rotation angle corresponding to the asymptote is sandwiched between the rotation angle at the current detection time and the rotation angle at the next current detection time. Correct the current value so that the absolute value becomes a larger value,
A motor control device.
前記電流値の補正は、その検出値と通電可能な最大値との平均値を演算することにより行なわれること、を特徴とするモータ制御装置。 In the motor control device according to any one of claims 1 to 3,
The motor control device characterized in that the correction of the current value is performed by calculating an average value of the detected value and a maximum value that can be energized.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012245114A JP5464255B2 (en) | 2012-11-07 | 2012-11-07 | Motor control device and electric power steering device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012245114A JP5464255B2 (en) | 2012-11-07 | 2012-11-07 | Motor control device and electric power steering device |
Related Parent Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008110352A Division JP5217599B2 (en) | 2008-04-21 | 2008-04-21 | Motor control device and electric power steering device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2013063018A true JP2013063018A (en) | 2013-04-04 |
JP5464255B2 JP5464255B2 (en) | 2014-04-09 |
Family
ID=48187171
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2012245114A Expired - Fee Related JP5464255B2 (en) | 2012-11-07 | 2012-11-07 | Motor control device and electric power steering device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5464255B2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2015072173A1 (en) * | 2013-11-15 | 2015-05-21 | 三菱重工業株式会社 | Induction motor control method and induction motor control device |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5858893A (en) * | 1981-09-30 | 1983-04-07 | Hitachi Ltd | Controller for chopper |
JPH10285989A (en) * | 1997-04-04 | 1998-10-23 | Mitsutoyo Corp | Current detector and current controller |
JP2001197799A (en) * | 2000-01-06 | 2001-07-19 | Honda Motor Co Ltd | Controller for ac motor |
WO2005091488A1 (en) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Motor controller |
-
2012
- 2012-11-07 JP JP2012245114A patent/JP5464255B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5858893A (en) * | 1981-09-30 | 1983-04-07 | Hitachi Ltd | Controller for chopper |
JPH10285989A (en) * | 1997-04-04 | 1998-10-23 | Mitsutoyo Corp | Current detector and current controller |
JP2001197799A (en) * | 2000-01-06 | 2001-07-19 | Honda Motor Co Ltd | Controller for ac motor |
WO2005091488A1 (en) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Motor controller |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2015072173A1 (en) * | 2013-11-15 | 2015-05-21 | 三菱重工業株式会社 | Induction motor control method and induction motor control device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP5464255B2 (en) | 2014-04-09 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5233178B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5056175B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5470697B2 (en) | Electric power steering device | |
JP5029312B2 (en) | Electric power steering device | |
JP5157517B2 (en) | Electric power steering device | |
JP2008211910A (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5070867B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5396948B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP4918870B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5082719B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP2008211909A (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP2017226305A (en) | Electric power steering device | |
JP5146133B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5217599B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5082947B2 (en) | Electric power steering device | |
JP5266793B2 (en) | Electric power steering device | |
JP5315727B2 (en) | Electric power steering device | |
JP5464255B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5082608B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5119991B2 (en) | Electric power steering device | |
JP4952340B2 (en) | Electric power steering device | |
JP5266763B2 (en) | Electric power steering device | |
JP2012065416A (en) | Motor controlling device and electric power steering device | |
JP5326264B2 (en) | Motor control device and electric power steering device | |
JP5176369B2 (en) | Electric power steering device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20131212 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20131224 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20140106 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |