JP2012249264A - Radio communication system, radio communication device and synchronous signal transmission device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、無線通信技術に関する。 The present invention relates to wireless communication technology.
近年、ユビキタス社会のネットワークを担う近距離無線通信が注目されている。近距離無線には、通信距離が１００ｍ程度の無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）や１０ｍから２０ｍ程度をカバーする無線ＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）などがある。また、人が通信相手と接触するまで近接したときに通信することを目的とし、人体などの伝送媒体に電界を誘起し、誘起された電界を検出することで通信する電界通信も存在する。 In recent years, short-range wireless communication that plays a role in the network of ubiquitous society has attracted attention. The short-range wireless includes a wireless LAN (Local Area Network) having a communication distance of about 100 m, a wireless PAN (Personal Area Network) covering about 10 to 20 m, and the like. In addition, there is an electric field communication in which communication is performed by inducing an electric field in a transmission medium such as a human body and detecting the induced electric field for the purpose of communication when a person comes close to contact with a communication partner.
図２３に従来の無線通信システムで使用される無線通信端末１００，２００のブロック図を示す。同図では無線通信端末１００が送信すべき情報を送信し、無線通信端末２００で受信する場合を記載している。
FIG. 23 shows a block diagram of
無線通信端末１００では、端末処理部１０１で送信すべき情報に基づくデータ列を出力し、データエンコーダ１０２で通信制御に必要なデータ列を付加したパケットを生成し、クロック部１０３から出力されたクロック信号でパケットに基づいた信号列を変調して出力する。そして、変調部１０５でクロック信号で変調されたパケットに基づいた信号列を、搬送波生成部１０４から出力された所定の周波数の搬送波で変調し、パワーアンプ１０６で出力信号を所定の振幅まで増幅してアンテナ１０７から出力する。
In the
無線通信端末２００では、アンテナ２０７で受信した信号を増幅・フィルタ部２０１で増幅するとともに、不要な雑音を除去する。搬送波再生部２０３で増幅・フィルタ部２０１の出力信号から搬送波を再生し、復調部２０２で増幅・フィルタ部２０１の出力信号と搬送波再生部２０３から出力された搬送波とを同期検波し、クロック信号で変調されたパケットに基づいた信号列を復調する。そして、データデコーダ２０５で、クロック再生部２０４が復調部２０２の出力信号から再生したクロック信号を用いて、復調部２０２の出力信号からパケットに基づいた信号列を再生するとともに、受信すべきデータ列を抽出し、端末処理部２０６に出力する。
The
これらの無線通信システムの内、発射する電波が著しく微弱な無線局（微弱無線）や空中線電力が１０ｍＷ以下の小電力無線局に該当する無線通信システムでは、信号強度が微弱なため環境雑音の影響を受けやすい。環境雑音が大きい場合、データだけでなくクロック等の同期をとるために必要な信号も乱されるため、受信信号と雑音の強度から予想されるエラーレートよりも実際のエラーレートが悪くなる。 Among these wireless communication systems, in radio communication systems corresponding to radio stations that emit extremely weak radio waves (weak radios) or low-power radio stations that have an antenna power of 10 mW or less, the signal strength is so weak that it is affected by environmental noise. It is easy to receive. When the environmental noise is large, not only the data but also the signal necessary for synchronizing the clock and the like are disturbed, so that the actual error rate becomes worse than the error rate expected from the received signal and the intensity of the noise.
また、上述の無線通信システムでは連続する０または１からなる長いベースバンド信号が含まれない任意のビットパターンのデジタルシリアルデータを符号化し、クロック信号を送信データ内に埋め込むマンチェスター符号化法が使用されることがある。この方法を使用すると、精度が高くない安価なクロックを持つ送信器から出力された信号強度が不安定な送信データを復号できる安価なデータリカバリ回路を構築することができる。 In the above-described wireless communication system, the Manchester encoding method is used in which digital serial data having an arbitrary bit pattern that does not include a long baseband signal composed of continuous 0s or 1s is encoded and a clock signal is embedded in transmission data. Sometimes. By using this method, it is possible to construct an inexpensive data recovery circuit that can decode transmission data with unstable signal strength output from a transmitter having an inexpensive clock with high accuracy.
図２４にマンチェスター符号化法を用いた場合のアンテナ１０７から出力されるパワースペクトル密度の周波数特性を示し、図２５に送信データのみを送信する場合に用いられるＮＲＺ（Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ Ｔｏ Ｚｅｒｏ）符号化法でのパワースペクトル密度の周波数特性を示す。マンチェスター符号化法では送信データに加えてクロック信号も送信するため、図２４，２５に示すように、ＮＲＺ符号化法よりも占有帯域幅が広くなり環境雑音が混入しやすくなる。このため、クロック信号等の基準信号の復元、延いては安定した通信が困難になる。
FIG. 24 shows frequency characteristics of the power spectral density output from the
本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、環境雑音下でも安定した通信を可能とすることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object thereof is to enable stable communication even under environmental noise.
第１の本発明に係る無線通信システムは、第１、第２の無線通信装置、同期信号送信装置を備え、前記第１、第２の無線通信装置間で無線を用いて情報を送受信する無線通信システムであって、前記同期信号送信装置は、同期信号で変調した同期変調信号を生成する同期変調信号発生手段と、前記同期変調信号を送信する同期変調信号送信手段と、を有し、前記第１、第２の無線通信装置のそれぞれは、前記同期変調信号を受信して前記同期信号を抽出する同期信号抽出手段と、前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、を有し、前記第１の無線通信装置は、前記クロック信号に基づいて送信すべき情報からパケットを生成するパケット生成手段と、前記パケットに基づいた信号列を前記搬送波で変調して変調搬送波を生成する変調手段と、前記変調搬送波を送信する送信手段と、を有し、前記第２の無線通信装置は、前記変調搬送波を受信する受信手段と、前記搬送波に基づいて前記変調搬送波から前記パケットに基づいた信号列を復調する復調手段と、前記クロック信号に基づいて前記パケットに基づいた信号列から前記情報を取得するパケット抽出手段と、を有することを特徴とする。 A wireless communication system according to a first aspect of the present invention includes first and second wireless communication apparatuses and a synchronization signal transmitting apparatus, and wirelessly transmits and receives information between the first and second wireless communication apparatuses. In the communication system, the synchronization signal transmission device includes: a synchronization modulation signal generation unit that generates a synchronization modulation signal modulated by a synchronization signal; and a synchronization modulation signal transmission unit that transmits the synchronization modulation signal. Each of the first and second wireless communication apparatuses includes a synchronization signal extraction unit that receives the synchronization modulation signal and extracts the synchronization signal, a clock conversion unit that converts the synchronization signal into a clock signal, and the synchronization signal Carrier conversion means for converting the signal into a carrier wave, wherein the first wireless communication device generates a packet from information to be transmitted based on the clock signal, and based on the packet. Modulation means for generating a modulated carrier wave by modulating the received signal sequence with the carrier wave, and transmitting means for transmitting the modulated carrier wave, wherein the second wireless communication apparatus receives the modulated carrier wave. Demodulating means for demodulating the signal sequence based on the packet from the modulated carrier wave based on the carrier wave, and packet extracting means for acquiring the information from the signal sequence based on the packet based on the clock signal; It is characterized by having.
第２の本発明に係る無線通信システムは、第１、第２の無線通信装置間で無線を用いて情報を送受信する無線通信システムであって、前記第１、第２の無線通信装置のいずれか一方は、同期信号で変調した同期変調信号を送信する同期変調信号送信手段を有し、もう一方は、前記同期変調信号を受信して前記同期信号を抽出する同期信号抽出手段を有し、前記第１、第２の無線通信装置のそれぞれは、前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、を有し、前記第１の無線通信装置は、前記クロック信号に基づいて送信すべき情報からパケットを生成するパケット生成手段と、前記パケットに基づいた信号列を前記搬送波で変調して変調搬送波を生成する変調手段と、前記変調搬送波を送信する送信手段と、を有し、前記第２の無線通信装置は、前記変調搬送波を受信する受信手段と、前記搬送波に基づいて前記変調搬送波から前記パケットに基づいた信号列を復調する復調手段と、前記クロック信号に基づいて前記パケットに基づいた信号列から前記情報を取得するパケット抽出手段と、を有することを特徴とする。 A wireless communication system according to a second aspect of the present invention is a wireless communication system that transmits and receives information between the first and second wireless communication devices using wireless communication, and is one of the first and second wireless communication devices. Either one has a synchronous modulation signal transmitting means for transmitting a synchronous modulation signal modulated by the synchronous signal, and the other has a synchronous signal extracting means for receiving the synchronous modulation signal and extracting the synchronous signal, Each of the first and second wireless communication apparatuses includes a clock conversion unit that converts the synchronization signal into a clock signal, and a carrier wave conversion unit that converts the synchronization signal into a carrier wave. The communication apparatus includes a packet generation unit that generates a packet from information to be transmitted based on the clock signal, a modulation unit that generates a modulated carrier wave by modulating a signal sequence based on the packet with the carrier wave, Transmitting means for transmitting a modulated carrier wave, wherein the second wireless communication apparatus demodulates a signal sequence based on the packet from the modulated carrier wave based on the carrier wave and a receiving means for receiving the modulated carrier wave And demodulating means for extracting the information from a signal sequence based on the packet based on the clock signal.
本発明によれば、環境雑音下でも安定した通信を可能とすることができる。 According to the present invention, stable communication can be performed even under environmental noise.
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
［第１の実施の形態］
図１は、第１の実施の形態における無線通信システムの構成を示す機能ブロック図である。第１の実施の形態における無線通信システムは、無線通信端末１，２と同期信号発生部３を備える。無線通信端末１，２はそれぞれ送信・受信する機能をもつモジュールを備えているが、簡略化のため、無線通信端末１では送信モジュールのみを、無線通信端末２では受信モジュールのみを示している。
[First Embodiment]
FIG. 1 is a functional block diagram illustrating a configuration of a wireless communication system according to the first embodiment. The wireless communication system according to the first embodiment includes
第１の実施の形態における同期信号発生部３は、無線通信端末１，２とは別に配置された装置で、基準となる同期信号で変調された所定の周波数帯の同期変調信号を生成し、アンテナ３１から出力する。無線通信端末１，２は、同期変調信号を受信して基準となる同期信号を抽出し、基準となる同期信号を用いてクロック信号、搬送波を生成し、クロック信号、搬送波を用いて送信すべき情報の変調、復調を行う。
The synchronization signal generation unit 3 in the first embodiment is a device arranged separately from the
無線通信端末１の送信モジュールは、同期信号抽出部１１、クロック変換部１２、搬送波変換部１３、端末処理部１４、パケット生成部１５、変調部１６、パワーアンプ１７、および２個のアンテナ１８，１９を備える。
The transmission module of the
同期信号抽出部１１は、アンテナ１９で受信した同期変調信号から基準となる同期信号を抽出してクロック変換部１２、搬送波変換部１３に出力する。
The synchronization
クロック変換部１２は、同期信号抽出部１１が抽出した同期信号を変換してクロック信号を生成する。
The
搬送波変換部１３は、同期信号抽出部１１が抽出した同期信号を変換して搬送波を生成する。
The carrier
端末処理部１４は、送信すべき情報に基づくデータ列をパケット生成部１５に出力する。
The
パケット生成部１５は、端末処理部１４から入力した送信すべき情報に基づくデータ列に、通信制御に必要なデータ列を付加してパケットを生成し、パケットに基づいた信号列をクロック変換部１２が出力するクロック信号に同期して変調部１６に出力する。
The
変調部１６は、パケット生成部１５から入力したパケットに基づいた信号列を搬送波変換部１３から入力する搬送波で変調して変調搬送波を生成してパワーアンプ１７に出力する。
The
パワーアンプ１７は、変調部１６から入力した変調搬送波を所定の振幅まで増幅してアンテナ１８から送信する。
The
無線通信端末２の受信モジュールは、同期信号抽出部２１、クロック変換部２２、局所発振信号変換部２３、増幅・フィルタ部２４、復調部２５、パケット抽出部２６、端末処理部２７、および２個のアンテナ２８，２９を備える。
The reception module of the
同期信号抽出部２１、クロック変換部２２、局所発振信号変換部２３は、無線通信端末１と同様に、同期信号抽出部２１がアンテナ２９で受信した同期変調信号から基準となる同期信号を抽出し、クロック変換部２２が同期信号からクロック信号を生成し、局所発振信号変換部２３が同期信号から、送信モジュールで生成する搬送波と同じ周波数の、局所発振信号を生成する。
Similarly to the
増幅・フィルタ部２４は、アンテナ２８で受信した信号を増幅して不要な雑音を除去し、復調部２５に出力する。
The amplification /
復調部２５は、増幅・フィルタ部出力信号から、局所発振信号変換部２３で生成された局所発振信号をもとに、パケットに基づいた信号列を復調する。
The
パケット抽出部２６は、復調されたパケットに基づいた信号列を、クロック変換部２２が出力するクロック信号のタイミングに基づいてデータ列としてメモリに記憶するとともに、メモリに記憶されたデータ列から受信すべきデータ列を抽出して端末処理部２７に出力する。
The
端末処理部２７は、抽出されたデータ列を受信して処理を行う。
The
＜同期信号について＞
次に、同期信号発生部３、同期信号抽出部１１，２１について説明する。
<About synchronization signal>
Next, the synchronization signal generation unit 3 and the synchronization
まず、同期信号発生部３について説明する。図２は、同期信号発生部３の構成を示す機能ブロック図である。同図に示すように、同期信号発生部３では、搬送波の周波数と異なる周波数ｆｓの信号と基準信号の周波数ｆｒｅｆの半分の周波数の信号を乗算して同期変調信号を生成し、アンテナ３１から出力する。同期信号発生部３の出力信号Ｖ０は次式（１）で表される。
ここで、πは円周率、ｔは時間を表す。出力信号の周波数はｆｓ＋ｆｒｅｆ／２とｆｓ−ｆｒｅｆ／２の２種類となる。 Here, π represents the pi and t represents time. The frequency of the output signal is of two types: f s + f ref / 2 and f s −f ref / 2.
続いて、同期信号抽出部１１，２１について説明する。図３は、同期信号抽出部１１，２１の構成を示す機能ブロック図である。アンテナ１９で受信した信号をＡＭＰ（増幅器）で増幅し、通過帯域ｆｓ＋ｆｒｅｆ／２のＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１と通過帯域ｆｓ−ｆｒｅｆ／２のＢＰＦ２にそれぞれ並列に通過させて、両者の信号を乗算器に入力してフィルタで高周波側の信号を除去することで、周波数ｆｒｅｆの同期信号を抽出する。
Next, the synchronization
同期信号発生部３と無線通信端末１との距離をｄ1とすると、同期信号発生部３から放射された同期変調信号はτ1＝ｄ1／ｃ0遅れて無線通信端末１に到達する（ｃ0は電磁波の速度）。したがって、乗算器の出力信号Ｖｍｉｘ１は次式（２）のようになる。
上式（２）の第１項である乗算器の出力信号の周波数の高い成分をフィルタで除去することにより、無線通信端末１においてクロック信号や搬送波の基準となる周波数ｆｒｅｆの同期信号Ｖｒｅｆ１＝−（Ａｍ／２）ｃｏｓ｛２πｆｒｅｆ（ｔ−τ1）｝（式（２）の第２項）を抽出する。無線通信端末２の同期信号抽出部２１においても同様の信号処理を行うことにより、無線通信端末２においてクロック信号や搬送波の基準となる周波数ｆｒｅｆの同期信号Ｖｒｅｆ２＝−（Ａｍ／２）ｃｏｓ｛２πｆｒｅｆ（ｔ−τ2）｝を抽出する。
The high frequency component of the output signal of the multiplier, which is the first term of the above equation (2), is removed by a filter, whereby the synchronization signal V ref1 of the frequency f ref that serves as a reference for the clock signal and the carrier wave in the
＜遅延の影響について＞
次に、無線通信端末１，２で生じる遅延の影響について考察する。
<About the effect of delay>
Next, the influence of the delay that occurs in the
搬送波は、搬送波変換部１３において、図４に示すＰＬＬ回路を用いて同期信号Ｖｒｅｆ１から生成される。ここでは、簡単のため振幅をすべて１とする。搬送波をｓｉｎ（２πｆ0ｔ＋θ1）とし、同期信号Ｖｒｅｆ１＝ｃｏｓ｛２πｆｒｅｆ（ｔ−τ1）｝と搬送波を１／Ｎに分周した信号ｓｉｎ｛（２πｆ0ｔ＋θ1）／Ｎ｝が同じになるように帰還されるとモデル化している。この場合帰還が収束すると（ｆ0／Ｎ）＝ｆｒｅｆ，（θ1／Ｎ）＝２πｆｒｅｆτ1となり、搬送波はｓｉｎ｛２πＮｆｒｅｆ（ｔ−τ1）｝となる。 The carrier wave is generated from the synchronization signal V ref1 by using the PLL circuit shown in FIG. Here, all amplitudes are set to 1 for simplicity. The carrier wave is sin (2πf 0 t + θ 1 ), the synchronization signal V ref1 = cos {2πf ref (t−τ 1 )} and the signal sin {(2πf 0 t + θ 1 ) / N} obtained by dividing the carrier wave to 1 / N are obtained. It is modeled when they return to be the same. In this case, when the feedback converges, (f 0 / N) = f ref , (θ 1 / N) = 2πf ref τ 1 , and the carrier wave becomes sin {2πNf ref (t−τ 1 )}.
図５に示すように、無線通信端末１，２間の距離をｄ12とすると、無線通信端末１から送信され無線通信端末２で受信される搬送波には遅延τ12＝ｄ12／ｃ0が生じ、無線通信端末２で受信した搬送波はｓｉｎ｛２πＮｆｒｅｆ（ｔ−τ1−τ12）｝となる。
As shown in FIG. 5, when the distance between the
一方、無線通信端末２の局所発振信号も図５と同じ回路で生成されｓｉｎ｛２πＮｆｒｅｆ（ｔ−τ2）｝と表される。無線通信端末２で受信した搬送波と無線通信端末２が生成した局所発振信号の位相差θ12は次式（３）で表される。
ここで図６に示すように無線通信端末１，２の大きさを無視して無線通信端末１，２と同期信号発生部３の配置を三角形で近似する。図中αは無線通信端末１と同期信号発生部３を結んだ辺と無線通信端末２と同期信号発生部３を結んだ辺のなす角度である。余弦定理より次式（４）が成立する。
式（４）で１−ｃｏｓα≧０であるから次式（５）の不等式が成立する。
式（５）の不等式を考慮すると式（３）で示す搬送波と局所発振信号の位相差θ12には次式（６）の不等式が成立する。
したがって、同期信号発生部３と無線通信端末１，２との間の距離ｄ1，ｄ2が遠くても、搬送波の波長ｃ0／Ｎｆｒｅｆと比較して無線通信端末１，２間の距離ｄ12が十分近ければ、搬送波と局所発振信号の位相差θ12は無視できて復調できる。
Therefore, even if the distances d 1 and d 2 between the synchronization signal generator 3 and the
以上説明したように、本実施の形態によれば、基準となる同期信号で変調された所定の周波数帯の同期変調信号を放射する同期信号発生部３を備え、無線通信端末１，２で同期変調信号を受信して同期信号を用いてクロック信号、搬送波を生成し、パケットに基づいた信号列のみを搬送波で変調して送受信することにより、送信データにクロック信号を加えて送信する従来のマンチェスター符号化法の場合と比較して占有帯域幅が狭くなり、その結果、受信する側のフィルタの通過帯域幅は狭くてよく、環境雑音が混入しにくい。
As described above, according to the present embodiment, the synchronization signal generating unit 3 that radiates a synchronization modulation signal of a predetermined frequency band modulated by a reference synchronization signal is provided, and the
基準となる同期信号についても、単一周波数の周波数ｆｓ＋ｆｒｅｆ／２とｆｓ−ｆｒｅｆ／２の信号それぞれを通過させるＢＰＦを使用するため、従来のマンチェスター符号化法の場合に比べ必要な通過帯域幅は狭くて良く、環境雑音が混入しにくい。 The reference sync signal is also necessary compared to the conventional Manchester encoding method because it uses a BPF that passes the single frequency signals f s + f ref / 2 and f s −f ref / 2. The passband width can be narrow and environmental noise is less likely to be mixed.
パケットに基づいた信号列を搬送波で変調した変調搬送波と、基準となる同期信号で変調された同期変調信号の両方に環境雑音が混入にくいため、従来のマンチェスター符号化法の場合に比べて安定した通信が可能となる。なお、本実施の形態では、搬送波と同期変調信号の混信を防ぐために搬送波の周波数と異なる周波数ｆｓの信号を用いて同期信号を変調した。 Environmental noise is less likely to be mixed in both the modulated carrier wave, which is a signal sequence based on a packet modulated with the carrier wave, and the synchronous modulation signal modulated with the reference synchronization signal, making it more stable than in the case of the conventional Manchester encoding method. Communication is possible. In the present embodiment, by modulating a synchronization signal with a signal of a frequency different from the frequency f s of the carrier in order to prevent interference of the carrier and the synchronous modulation signal.
図１では、各無線通信端末１，２で２個のアンテナを使用しているが、１個のアンテナで同期変調信号を受信し、変調搬送波を送・受信してもよい。
In FIG. 1, each of the
＜同信号抽出部の変形例＞
次に、同期信号抽出部１１，２１の変形例について説明する。
<Modification of same signal extraction unit>
Next, a modified example of the synchronization
図７は、同期信号抽出部１１，２１の変形例の構成を示す機能ブロック図である。同図に示す同期信号抽出部１１，２１は、受信した同期変調信号と周波数ｆｌｏの信号を乗算器２に入力してダウンコンバートした後、図３と同じ信号処理をすることにより同期信号を抽出する。無線通信端末１，２に図７に示す同期信号抽出部１１，２１が組み込まれているとすると、無線通信端末２での乗算器２から出力される信号Ｖｍ２は次式（７）のようになる。
上式（７）で、θ1は無線通信端末１の周波数ｆｌｏの信号の同期信号ｆｒｅｆに対する位相ずれを表し、時間に対しては一定であるとする。ＢＰＦ３で周波数ｆｓ＋ｆｒｅｆ／２−ｆｌｏとｆｓ−ｆｒｅｆ／２−ｆｌｏの成分のみを通過させた信号Ｖｂｐｆは次式（８）となる。
この後、図３で説明した信号処理を行うと乗算器１の出力信号Ｖｍは次式（９）で表される。
このように、図３の場合と同様に、上式（９）の第１項である乗算器１の出力信号の周波数の高い成分をフィルタで除去することにより、無線通信端末１においてクロック信号や搬送波の基準となる周波数ｆｒｅｆの同期信号を抽出できる。無線通信端末１での同期信号はθ1に依存しないため、無線通信端末２でも周波数ｆｌｏの信号に無線通信端末１とは異なる位相ずれθ2があっても無線通信端末１と同様の同期信号が得られる。無線通信端末１，２間の距離ｄ12の影響に関しては図３の場合と同様であり、搬送波の波長ｃ0／Ｎｆｒｅｆと比較して無線通信端末１，２間の距離ｄ12が十分近いとして、搬送波と局所発振信号の位相差θ12を無視した。
As described above, similarly to the case of FIG. 3, the high frequency component of the output signal of the
図３の場合では、周波数ｆｓを中心に±ｆｒｅｆ／２離れた周波数であるｆｓ＋ｆｒｅｆ／２とｆｓ−ｆｒｅｆ／２をＢＰＦ１とＢＰＦ２の中心周波数とするのに対し、図７の場合では図３の場合よりも低い周波数ｆｓ−ｆｌｏをＢＰＦ１とＢＰＦ２の中心周波数とする。図３の場合では、ＢＰＦ１はｆｓ＋ｆｒｅｆ／２の信号を通過させるがｆｓ−ｆｒｅｆ／２の信号を遮断させるように設計し、図７の場合では、ＢＰＦ１はｆｓ−ｆｌｏ＋ｆｒｅｆ／２の信号を通過させるがｆｓ−ｆｌｏ−ｆｒｅｆ／２の信号を遮断させるように設計する。通過させたい信号の周波数と遮断させたい信号の周波数の差ｆｒｅｆの絶対値は図３と図７の場合で変わらないが、通過させたい信号の周波数と遮断させたい信号の周波数の差ｆｒｅｆと中心周波数の相対値は図７の場合のほうが高い。
In the case of FIG. 3, f s + f ref / 2 and f s −f ref / 2, which are frequencies separated by ± f ref / 2 around the frequency f s, are the center frequencies of
以上説明したように、同期変調信号と周波数ｆｌｏの信号を乗算器２に入力してダウンコンバートすることにより、中心周波数や中心周波数に対する通過帯域幅の相対的な精度が低いバンドパスフィルタを使用できる。
As described above, a band-pass filter having a low relative accuracy of the center frequency and the pass bandwidth with respect to the center frequency is used by inputting the synchronous modulation signal and the signal of frequency f lo to the
＜同信号発生部の変形例＞
次に、同期信号発生部３の変形例について説明する。
<Modification of same signal generator>
Next, a modification of the synchronization signal generator 3 will be described.
図８は、同期信号発生部３の変形例の構成を示す機能ブロック図である。同図に示す同期信号発生部３は、フレーム信号変調部３２を備えて、同期信号にパケット生成部１５やパケット抽出部２６の動作を初期化することに用いるフレーム信号を混合して送信する。フレーム信号を混合することにより、無線通信端末１，２は、送・受信動作を初期化することができ、送・受信動作のタイミングを合わせることができる。
FIG. 8 is a functional block diagram showing a configuration of a modified example of the synchronization signal generating unit 3. The synchronization signal generation unit 3 shown in the figure includes a frame
図９のタイミングチャートを用いてフレーム信号の混合動作について説明する。同期信号の半分の周波数ｆｒｅｆ／２の信号をフレーム信号変調部３２に入力する。無線通信端末１，２の動作を合わせるタイミングでフレーム信号を変化させる。図９の例ではフレーム信号をＨレベルにしている。フレーム信号が変化したときの周波数ｆｒｅｆ／２の信号を一定値にする信号処理を行った後、周波数ｆｓの信号と乗算してアンテナ３１から出力する。
The frame signal mixing operation will be described with reference to the timing chart of FIG. A signal having a frequency f ref / 2 that is half of the synchronization signal is input to the frame
フレーム信号が変化していない時（Ｌレベルの時）では、図２の場合と同様に、周波数ｆｓ＋ｆｒｅｆ／２とｆｓ−ｆｒｅｆ／２の信号が出力され、同期信号抽出部１１，２１では周波数ｆｒｅｆの同期信号が抽出される。これに対し、フレーム信号が変化した時（Ｈレベルの時）では、周波数ｆｓ＋ｆｒｅｆ／２とｆｓ−ｆｒｅｆ／２ではなく別の周波数（図９の場合では周波数ｆｓ）の信号が出力されるため、同期信号抽出部１１，２１では同期信号が抽出されない。クロック変換部１２，２２では同期信号が入力されないことを検知して、パケット生成部１５やパケット抽出部２６を初期化する信号を出力する。
When the frame signal is not changed (at the L level), signals of frequencies f s + f ref / 2 and f s −f ref / 2 are output as in the case of FIG. , 21, a synchronization signal having a frequency f ref is extracted. On the other hand, when the frame signal changes (at the H level), the signal is not a frequency f s + f ref / 2 and f s −f ref / 2 but a different frequency (frequency f s in the case of FIG. 9). Therefore, the synchronization
以上説明したように、フレーム信号変調部３２を備えてフレーム信号を混合し、同期変調信号に基準となる同期信号を含まない期間を設けることで、同期変調信号からクロック信号や搬送波を生成するだけでなく、フレーム信号を用いて送・受信動作のタイミングを合わせることができる。
As described above, the frame
以上の構成では無線通信端末１，２間の伝播遅延の影響を、搬送波の波長に比べて無線通信端末１，２間の距離ｄ12が十分短いとして無視したが、復調部２５に図１０に示す同期検波回路を備えて同期検波により復調する場合は伝播遅延の影響を緩和できる。
In the above configuration, the influence of the propagation delay between the
＜位相補正部＞
図１１は、第１の実施の形態における別の無線通信システムの構成を示す機能ブロック図である。同図に示す無線通信システムは、図１に示した受信モジュールに位相補正部４０を備えたものである。無線通信端末１は、パケットに基づいた信号列を出力する前に、搬送波のみを出力する期間（プリアンブル）を設ける。無線通信端末２は、プリアンブルの期間において位相補正部４０で局所発振信号変換部２３から出力された局所発振信号と受信した搬送波を比較し位相補正をした後、位相補正された位相補正搬送波を復調部２５に出力する。
<Phase correction unit>
FIG. 11 is a functional block diagram showing a configuration of another radio communication system according to the first embodiment. The wireless communication system shown in the figure includes a
図１２に、位相補正部４０の機能ブロック図を示し、図１３のタイミングチャートを用いて位相補正動作について説明する。タイミングチャートではプリアンブルの期間での波形のみを記載している。以下では簡略化のため搬送波の振幅を１として説明する。
FIG. 12 is a functional block diagram of the
局所発振信号変換部２３から出力された局所発振信号ｓｉｎ｛２πＮｆｒｅｆ（ｔ−τ2）｝は可変遅延器４１を通過するとｓｉｎ｛２πＮｆｒｅｆ（ｔ−τ2−τd）｝となる。ここでτdは可変遅延器４１を通過した時に生じる遅延時間である。この信号は９０°移相器４２を介して乗算器４３に入力される。
When the local oscillator signal output from the local oscillator signal converter 23 sin {2πNf ref (t- τ 2)} passes through the
図５，６を用いて説明したように、増幅・フィルタ部出力信号はｓｉｎ｛２πＮｆｒｅｆ（ｔ−τ1−τ12）｝であり、乗算器４３の出力Ｖｍ３は次式（１０）のようになる。
Ｖｍ３をＬＰＦ４４に通過させると、式（１０）の第１項が除去され第２項のみとなる。すなわち偏差量はｓｉｎ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］となる。以下では説明のためτ1＋τ12−τ2＞０でτdの初期値がゼロとする。この場合、偏差量は正、ｓｉｎ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］＞０となる。
When V m3 is passed through the
図１３（Ｄ）の期間Ａに示すように、ＬＰＦ４４のもつ遅延特性のためＬＰＦ４４の出力は緩やかに増加する。動作切替積分器４５は積分停止信号がＬレベルの間は積分動作を行い、可変遅延器４１は、動作切替積分器４５の出力（積分値）が増加すると遅延時間τdが増加するように設計されている。図１３（Ｄ）に示すＬＰＦ出力すなわち偏差量が正であると積分値が増加し、遅延時間τdが増加してτ1＋τ12−τ2に近づく。遅延時間τdがτ1＋τ12−τ2に十分近づくと偏差量は減少するが偏差量が正であるため、遅延時間τdはさらにτ1＋τ12−τ2に近づく（図１３（Ｄ）の期間Ｂ）。図１３（Ｄ）の期間Ｃに示すように、遅延時間τdがτ1＋τ12−τ2と等しくなると偏差量はゼロとなり積分値は変化しなくなる。したがって、遅延時間τdはτ1＋τ12−τ2と等しくなった値で変化しなくなる。以上の動作により、図１３（Ａ）に示す増幅・フィルタ部出力信号と図１３（Ｆ）に示す位相補正搬送波の位相は等しくなる。
As shown in a period A in FIG. 13D, the output of the
検波回路４６では増幅・フィルタ部２４の出力の振幅を検波する。図１３（Ｇ），（Ｈ）に示すように、立ち上がり遅延回路４７は、検波回路４６の出力がしきい値を超えてから予め設定された期間Ｗが経過した後、積分停止信号をＨレベルにする。積分停止信号がＨレベルになると動作切替積分器４５は積分動作を停止する。図１４に、積分停止信号により積分動作を停止する機能を実現する動作切替積分器４５の構成例を示す。積分停止信号がＬレベルのときは、スイッチ４５１のａ１とｂ１を接続し、偏差量を積分器４５２に入力して積分を行う。積分停止信号がＨレベルのときは、スイッチ４５１のａ１とｃ１を接続し、直流電圧源４５３から出力されるゼロに相当する信号を積分器４５２に入力する。この場合、積分値は変化しない。
The
ここでτ1＋τ12−τ2＞０が成立する範囲を考察する。図６の三角形での近似において余弦定理から導出した式（４）から式（５）への展開で、ｄ12 2≧（ｄ1−ｄ2）2から次式（１１）が導出できる。
式（１１）にｄ12を足すと次式（１２）となる。
式（１２）を電磁波の速度ｃ0で割ると次式（１３）となる。
等式の場合を除けばτ1＋τ12−τ2＞０は満たされる。等式の場合、つまりτ1＋τ12−τ2＝０の場合は、無線通信端末１，２間の伝播遅延による位相誤差がないことを意味しており、可変遅延器４１の遅延時間はゼロのままでよい。この場合でも増幅・フィルタ部出力信号と位相補正搬送波の位相は等しくなり目的を達成できる。
Except in the case of equations, τ 1 + τ 12 −τ 2 > 0 is satisfied. In the case of the equation, that is, when τ 1 + τ 12 −τ 2 = 0, it means that there is no phase error due to propagation delay between the
ここでは、積分値（動作切替積分器４５の出力）が大きくなると遅延時間が大きくなる可変遅延器４１で説明したが、積分値が小さくなると遅延時間が大きくなる可変遅延器４１を使用してもよい。この場合、偏差量（ＬＰＦ４４の出力）が正の時に積分値が小さくなるように動作切替積分器４５を設計する。
Here, the
次に、位相補正部４０の変形例について説明する。
Next, a modified example of the
上記では同期信号抽出部２１や局所発振信号変換部２３で遅延をないことを前提に考察したが、実際には使用する回路の入力と出力で遅延が生じることがある。また、可変遅延器４１の遅延時間にオフセットがある、つまり、積分値がゼロでも遅延時間がゼロより大きい値となる場合もある。このように局所発振信号に遅延がある場合や可変遅延器４１の遅延時間にオフセットがある場合は、図１５の位相補正部の変形例に示すように、増幅・フィルタ部２４の出力に遅延時間がτpで固定の固定遅延器４８を接続する。
In the above description, the synchronization
以下では簡単のため局所発振信号の振幅を１として説明する。無線通信端末２での局所発振信号の伝播遅延以外の遅延時間の全体をτofとおくと、可変遅延器４１を通過した局所発振信号は、ｓｉｎ｛２πＮｆｒｅｆ（ｔ−τ2−τof−τd）｝となる。ここでτofには動作切替積分器４５の出力で制御される成分τpは含まれていないとしている。固定遅延器４８を通した増幅・フィルタ部出力信号はｓｉｎ｛２πＮｆｒｅｆ（ｔ−τ1−τ12−τp）｝と表される。乗算器４３の出力Ｖｍ３は次式（１４）で表される。
したがって、ＬＰＦ４４の出力は、ｓｉｎ｛２πＮＦｒｅｆ（τ1＋τ12＋τp−τ2−τof−τd）｝となる。固定遅延器４８の遅延時間τpを適切に設計することでτ1＋τ12＋τp−τ2−τof＞０は満たされる。図１２で示した位相補正部４０と同様の動作で位相補正搬送波と固定遅延器４８の出力の位相は等しくなる。
Therefore, the output of the
次に、位相補正部４０の別の変形例について説明する。
Next, another modification of the
無線通信端末１，２間の距離ｄ12が大きくなると偏差量が負、ｓｉｎ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］＜０となる場合もある。この場合でも正しく位相補正できる位相補正部４０の別の変形例を図１６に示す。同図に示す位相補正部４０は、ＬＰＦ４４と動作切替積分器４５の間に絶対値回路５１を挿入し、｜ｓｉｎ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］｜とする演算を追加した。絶対値回路５１は例えばＯＰアンプとダイオードで構成される全波整流回路などを用いることができる。
When the distance d 12 between the
初期値でπ≦２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）＜２πとし、可変遅延器４１の遅延時間の初期値をτd＝０とする。このときｓｉｎ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］＜０であるが、絶対値回路５１を通すことで｜ｓｉｎ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］｜＞０となる。図１３のタイミングチャートにおける偏差量が｜ｓｉｎ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］｜であり、｜ｓｉｎ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］｜が正であるため、動作切替積分器４５の出力（積分値）は増加する。この結果τpは増加し、２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）は減少する。｜ｓｉｎ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］｜＞０の間τpは増加し２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）は減少し続け、｜ｓｉｎ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］｜＝０となるとτpの増加と２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）の減少は停止する。
The initial value is π ≦ 2πNf ref (τ 1 + τ 12 −τ 2 −τ d ) <2π, and the initial value of the delay time of the
上記の動作を｜ｓｉｎ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］｜と２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）の関係を表す図１７を用いて考察する。図１７の黒丸で示す初期値から｜ｓｉｎ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］｜＝０、２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）＝πの点に移動する。したがって、可変遅延器出力信号と増幅・フィルタ部出力信号の位相差はπとなり、増幅・フィルタ部出力信号は可変遅延器出力信号を反転した信号となる。 The above operation will be considered with reference to FIG. 17 showing the relationship between | sin [2πNf ref (τ 1 + τ 12 −τ 2 −τ d )] | and 2πNf ref (τ 1 + τ 12 −τ 2 −τ d ). From the initial value indicated by the black circle in FIG. 17, the point of | sin [2πNf ref (τ 1 + τ 12 −τ 2 −τ d )] | = 0, 2πNf ref (τ 1 + τ 12 −τ 2 −τ d ) = π Moving. Therefore, the phase difference between the variable delayer output signal and the amplification / filter unit output signal is π, and the amplification / filter unit output signal is a signal obtained by inverting the variable delayer output signal.
一方、可変遅延器出力信号ｓｉｎ［２πＮｆｒｅｆ（ｔ−τ2−τd）］と増幅・フィルタ部出力信号ｓｉｎ［２πＮｆｒｅｆ（ｔ−τ1−τ12）］を乗算器５２で乗算した信号Ｖｍ４は次式（１５）で表される。
Ｖｍ４をＬＰＦ５３に入力すると周波数の高い式（１５）の第１項が除去され、式（１５）の第２項のｃｏｓ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］が出力される。反転・非反転切替バッファ５４はｃｏｓ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］＜０の時に反転バッファとして動作し、ｃｏｓ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］＞０の時に非反転バッファとして動作する。
When V m4 is input to the
２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）＝πのとき、ｃｏｓ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］＝−１であるため、反転・非反転切替バッファ５４は反転バッファとして動作する。この状態で増幅・フィルタ部出力信号と反転した可変遅延器出力信号を入力すると、反転・非反転切替バッファ５４で反転されて増幅・フィルタ部出力信号と同相の位相補正搬送波が得られる。
When 2πNf ref (τ 1 + τ 12 −τ 2 −τ d ) = π, cos [2πNf ref (τ 1 + τ 12 −τ 2 −τ d )] = − 1, so that the inversion /
以上の動作により、π≦２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）＜２πでも、増幅・フィルタ部出力信号と同相の位相補正搬送波が得られる。 With the above operation, a phase-corrected carrier wave having the same phase as the output signal of the amplification / filter unit can be obtained even when π ≦ 2πNf ref (τ 1 + τ 12 −τ 2 −τ d ) <2π.
さらに考察すると、ｎ＝０，１，２，・・・として、可変遅延器出力信号と増幅・フィルタ部出力信号の位相差の初期値が２ｎπ≦２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）＜（２ｎ＋１）πの場合では、可変遅延器出力信号と増幅・フィルタ部出力信号の位相差は２ｎπに収束するため、可変遅延器出力信号と増幅・フィルタ部出力信号は同相と等価となる。この場合、ｃｏｓ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］＝１となり、反転・非反転切替バッファ５４は非反転バッファとして動作するため、増幅・フィルタ部出力信号と同相の位相補正搬送波が得られる。
Considering further, assuming that n = 0, 1, 2,..., The initial value of the phase difference between the variable delay device output signal and the amplification / filter unit output signal is 2nπ ≦ 2πNf ref (τ 1 + τ 12 −τ 2 −τ d ) In the case of <(2n + 1) π, the phase difference between the variable delayer output signal and the amplification / filter unit output signal converges to 2nπ, so that the variable delayer output signal and the amplification / filter unit output signal are equivalent to the same phase. Become. In this case, cos [2πNf ref (τ 1 + τ 12 −τ 2 −τ d )] = 1, and the inversion /
ｎ＝０，１，２，・・・として、可変遅延器出力信号と増幅・フィルタ部出力信号の位相差の初期値が（２ｎ＋１）π≦２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）＜（２ｎ＋２）πの場合では、可変遅延器出力信号と増幅・フィルタ部出力信号の位相差は（２ｎ＋１）πに収束するため、可変遅延器出力信号と増幅・フィルタ部出力信号は反転している。この場合、ｃｏｓ［２πＮｆｒｅｆ（τ1＋τ12−τ2−τd）］＝−１となり、反転・非反転切替バッファ５４は反転バッファとして動作するため、増幅・フィルタ部出力信号と同相の位相補正搬送波が得られる。
Assuming that n = 0, 1, 2,..., the initial value of the phase difference between the variable delay device output signal and the amplification / filter unit output signal is (2n + 1) π ≦ 2πNf ref (τ 1 + τ 12 −τ 2 −τ d ) <(2n + 2) π, the phase difference between the variable delayer output signal and the amplification / filter output signal converges to (2n + 1) π, so that the variable delayer output signal and the amplification / filter output signal are inverted. ing. In this case, cos [2πNf ref (τ 1 + τ 12 −τ 2 −τ d )] = − 1, and the inversion /
このように、可変遅延器出力信号と増幅・フィルタ部出力信号の位相差の初期値がどのような値でも増幅・フィルタ部出力信号と位相補正搬送波は同相となる。 Thus, the amplification / filter unit output signal and the phase-corrected carrier wave are in phase regardless of the initial value of the phase difference between the variable delay device output signal and the amplification / filter unit output signal.
図１８に反転・非反転切替バッファの構成例を示す。 FIG. 18 shows a configuration example of the inversion / non-inversion switching buffer.
ＬＰＦ５３の出力が負の時、コンパレータ６１の出力はＬレベルとなり、スイッチ６２のａ１とｂ１が接続され、スイッチ６３のａ２とｂ２が接続される。このとき、ＯＰアンプ６４の非反転入力は接地され、可変遅延器４１の出力信号が反転入力に入力されるため、可変遅延器４１の出力信号は同相で出力される。
When the output of the
以上説明したように、局所発振信号変換部２３から出力された局所発振信号と受信した搬送波を比較し位相補正する位相補正部４０を備えることにより、無線通信端末１，２間の信号伝播距離の違いに起因する位相誤差を補正することが可能となる。
As described above, by providing the
［第２の実施の形態］
図１９は、第２の実施の形態における無線通信システムの構成を示す機能ブロック図である。第２の実施の形態における無線通信システムは、第１の実施の形態の同期信号発生部３を無線通信端末１の送信モジュールに備えたものである。
[Second Embodiment]
FIG. 19 is a functional block diagram illustrating a configuration of a wireless communication system according to the second embodiment. The wireless communication system according to the second embodiment includes the synchronization signal generator 3 of the first embodiment in a transmission module of the
第２の実施の形態では、無線通信端末１の同期信号発生部７１で基準となる同期信号を含む所定の周波数帯の同期変調信号を生成しアンテナ１９から送信するとともに、同期信号発生部７１から基準となる同期信号をクロック変換部１２、搬送波変換部１３に出力する。
In the second embodiment, the synchronization
図２０に、同期信号発生部７１の構成例を示す。同図に示す同期信号発生部７１は、第１の実施の形態の同期信号発生部と同様に、搬送波の周波数と異なる周波数ｆｓの信号と基準信号の周波数の半分の周波数ｆｒｅｆ／２の信号を乗算して同期変調信号を生成し出力する。さらに、周波数ｆｒｅｆ／２の信号を逓倍部７１１により逓倍して同期信号を生成し、クロック変換部１２、搬送波変換部１３に出力する。
FIG. 20 shows a configuration example of the
第２の実施の形態の無線通信端末２は、第１の実施の形態と同様であるので説明は省略する。
Since the
また、無線通信端末２が同期信号発生部３を備える構成でもよい。この場合、無線通信端末１は、第１の実施の形態と同様となる。
Further, the
図１９では、無線通信端末１，２それぞれでアンテナを２個を使用しているが、１個のアンテナで同期変調信号を受信し、変調搬送波を送・受信してもよい。
In FIG. 19, each of the
図２１に第２の実施の形態の変形例を示す。図２１に示す変形例では、図１９に示したものに、無線通信端末１については、局所発振信号変換部２３、増幅・フィルタ部２４、復調部２５、パケット抽出部２６、および位相補正部４０を有する受信モジュールと送受切替ＳＷ１を備え、無線通信端末２については、搬送波変換部１３、パケット生成部１５、変調部１６、およびパワーアンプ１７を有する受信モジュールと送受切替ＳＷ２を備えて、無線通信端末２から無線通信端末１へも送信する構成とした。
FIG. 21 shows a modification of the second embodiment. In the modification shown in FIG. 21, the local oscillation
第２の実施の形態では、同期信号発生部７１を備えた無線通信端末１が送信して無線通信端末２で受信する場合、同期変調信号と変調搬送波は共に無線通信端末１から送信されるため、無線通信端末２で受信する同期変調信号と変調搬送波の遅延は等しい。図６においては、ｄ1＝０，ｄ12＝ｄ2となる。したがって、式（３）から無線通信端末２で受信した搬送波と同期信号に基づいて生成される局所発振信号の位相差θ12＝０となり、無線通信端末１，２間の距離ｄ12が離れていても無線通信端末２で受信した搬送波と局所発振信号の位相は同じである。このため無線通信端末２で位相補正をする必要はない。
In the second embodiment, when the
図２１に示す変形例において、無線通信端末２が送信して無線通信端末１で受信する場合について説明する。簡単のため振幅をすべて１とする。図４に示すＰＬＬ回路を用いて生成した端末２の搬送波は、ｓｉｎ｛２πＮｆｒｅｆ（ｔ−τ12）｝となる。無線通信端末１で生成される局所発振信号はｓｉｎ｛２πＮｆｒｅｆ（ｔ−２τ12）｝であるため、無線通信端末１で受信する搬送波と局所発振信号には４πＮＦｒｅｆτ12の位相差が生じる。この位相差を補正するために、図２１に示す無線通信端末１には位相補正部４０を備えた。図１２，１４，１５の機能ブロック図に示したいずれの位相補正部４０を用いてもよい。
In the modification shown in FIG. 21, the case where the
無線通信端末１で送信し無線通信端末２で受信する場合は、無線通信端末１の送受切替ＳＷ１のｘ１端子とｙ１端子を接続し、無線通信端末２の送受切替ＳＷ２のｘ２端子とｚ２端子を接続する。
When transmitting by the
無線通信端末１では、同期信号発生部７１で基準となる同期信号を含む所定の周波数帯の同期変調信号を生成してアンテナ１９から送信するとともに、同期信号発生部７１から基準となる同期信号をクロック変換部１２、搬送波変換部１３に出力する。同期信号発生部７１から出力された基準となる同期信号を用いて、送信すべき情報を送信モジュールで変調してアンテナ１８から変調搬送波を送信する。
In the
無線通信端末２では、同期信号抽出部２１がアンテナ２９で受信した同期変調信号から基準となる同期信号を抽出するとともに、変調搬送波をアンテナ２８で受信し、抽出した同期信号を用いて、受信した変調搬送波を受信モジュールで復調して送信すべき情報を取得する。
In the
無線通信端末２で送信し無線通信端末１で受信する場合は、無線通信端末１の送受切替ＳＷ１のｘ１端子とｚ１端子を接続し、無線通信端末２の送受切替ＳＷ２のｘ２端子とｙ２端子を接続する。
When transmitting by the
無線通信端末２では、同期信号抽出部２１がアンテナ２９で受信した同期変調信号から基準となる同期信号を抽出するとともに、抽出した同期信号を用いて、送信すべき情報を送信モジュールで変調してアンテナ２８から変調搬送波を送信する。
In the
無線通信端末１では、同期信号発生部７１で基準となる同期信号を含む所定の周波数帯の同期変調信号を生成してアンテナ１９から送信するとともに、変調搬送波をアンテナ２８で受信し、同期信号発生部７１から出力された基準となる同期信号を用いて、変調搬送波を受信モジュールで復調して送信すべき情報を取得する。同期信号発生部７１から出力された基準となる同期信号を用いて生成した局所発振信号と増幅・フィルタ部２４の出力信号には位相差が生じるため、無線通信端末１では、位相補正部４０で位相差を補正する。
In the
［第３の実施の形態］
図２２は、第３の実施の形態における無線通信システムの構成を示す機能ブロック図である。第３の実施の形態では、無線通信端末１，２のそれぞれに同期信号発生部８１と同期信号抽出部８２を備える。無線通信端末１が送信して無線通信端末２で受信する場合は、無線通信端末１の同期信号発生部８１から同期変調信号を出力し、無線通信端末２の同期信号抽出部８２で同期信号を抽出する。無線通信端末２が送信して無線通信端末１で受信する場合は、無線通信端末２の同期信号発生部８１から同期変調信号を出力し、無線通信端末１の同期信号抽出部８２で同期信号を抽出する。送・受信の切り替わりにより動作の切り替えはスイッチ８３で行う。送信時は同期信号発生部８１とアンテナ８６を接続し、受信時は同期信号抽出部８２とアンテナ８６を接続する。送信すべき情報は、端末送・受信部８４で変調搬送波に変換されてアンテナ８５を用いて送受信される。なお、図２２では、無線通信端末１，２それぞれで２個のアンテナ８５，８６を使用しているが、１個のアンテナで同期変調信号、変調搬送波を送・受信してもよい。
[Third Embodiment]
FIG. 22 is a functional block diagram illustrating a configuration of a wireless communication system according to the third embodiment. In the third embodiment, each of the
１，２…無線通信端末
１１，２１…同期信号抽出部
１２，２２…クロック変換部
１３…搬送波変換部
１４…端末処理部
１５…パケット生成部
１６…変調部
１７…パワーアンプ
１８，１９，２８，２９…アンテナ
２１…同期信号抽出部
２２…クロック変換部
２３…局所発振信号変換部
２４…増幅・フィルタ部
２５…復調部
２６…パケット抽出部
２７…端末処理部
３…同期信号発生部
３１…アンテナ
３２…フレーム信号変調部
４０…位相補正部
４１…可変遅延器
４２…移相器
４３…乗算器
４４…ＬＰＦ
４５…動作切替積分器
４５１…スイッチ
４５２…積分器
４５３…直流電圧源
４６…検波回路
４７…立ち上がり遅延回路
４８…固定遅延器
５１…絶対値回路
５２…乗算器
５３…ＬＰＦ
５４…反転・非反転切替バッファ
６１…コンパレータ
６２…スイッチ
６３…スイッチ
６４…ＯＰアンプ
７１…同期信号発生部
７１１…逓倍部
８１…同期信号発生部
８２…同期信号抽出部
８３…スイッチ
８４…端末送・受信部
８５，８６…アンテナ
DESCRIPTION OF
45 ...
54 ... Inverting /
Claims (16)
前記同期信号送信装置は、
同期信号で変調した同期変調信号を生成する同期変調信号発生手段と、
前記同期変調信号を送信する同期変調信号送信手段と、を有し、
前記第１、第２の無線通信装置のそれぞれは、
前記同期変調信号を受信して前記同期信号を抽出する同期信号抽出手段と、
前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、
前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、を有し、
前記第１の無線通信装置は、
前記クロック信号に基づいて送信すべき情報からパケットを生成するパケット生成手段と、
前記パケットに基づいた信号列を前記搬送波で変調して変調搬送波を生成する変調手段と、
前記変調搬送波を送信する送信手段と、を有し、
前記第２の無線通信装置は、
前記変調搬送波を受信する受信手段と、
前記搬送波に基づいて前記変調搬送波から前記パケットに基づいた信号列を復調する復調手段と、
前記クロック信号に基づいて前記パケットに基づいた信号列から前記情報を取得するパケット抽出手段と、
を有することを特徴とする無線通信システム。 A wireless communication system that includes first and second wireless communication devices and a synchronization signal transmitting device, and transmits and receives information between the first and second wireless communication devices using wireless communication,
The synchronization signal transmission device includes:
A synchronous modulation signal generating means for generating a synchronous modulation signal modulated by the synchronous signal;
Synchronous modulation signal transmission means for transmitting the synchronous modulation signal,
Each of the first and second wireless communication devices is
Synchronization signal extraction means for receiving the synchronization modulation signal and extracting the synchronization signal;
Clock conversion means for converting the synchronization signal into a clock signal;
Carrier conversion means for converting the synchronization signal into a carrier wave,
The first wireless communication device is:
Packet generating means for generating a packet from information to be transmitted based on the clock signal;
Modulation means for generating a modulated carrier wave by modulating a signal sequence based on the packet with the carrier wave;
Transmitting means for transmitting the modulated carrier wave,
The second wireless communication device is:
Receiving means for receiving the modulated carrier wave;
Demodulation means for demodulating a signal sequence based on the packet from the modulated carrier wave based on the carrier wave;
Packet extraction means for acquiring the information from a signal sequence based on the packet based on the clock signal;
A wireless communication system comprising:
前記同期変調信号を受信して前記同期信号を抽出する同期信号抽出手段と、
前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、
前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、
前記クロック信号に基づいて送信すべき情報からパケットを生成するパケット生成手段と、
前記パケットに基づいた信号列を前記搬送波で変調して変調搬送波を生成する変調手段と、
前記変調搬送波を送信する送信手段と、
を有することを特徴とする無線通信装置。 A wireless communication device that receives the synchronization modulation signal from a synchronization signal transmission device that transmits a synchronization modulation signal modulated by a synchronization signal, extracts the synchronization signal, and transmits information based on the synchronization signal,
Synchronization signal extraction means for receiving the synchronization modulation signal and extracting the synchronization signal;
Clock conversion means for converting the synchronization signal into a clock signal;
A carrier wave converting means for converting the synchronization signal into a carrier wave;
Packet generating means for generating a packet from information to be transmitted based on the clock signal;
Modulation means for generating a modulated carrier wave by modulating a signal sequence based on the packet with the carrier wave;
Transmitting means for transmitting the modulated carrier wave;
A wireless communication apparatus comprising:
前記同期変調信号を受信して前記同期信号を抽出する同期信号抽出手段と、
前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、
前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、
前記変調搬送波を受信する受信手段と、
前記搬送波に基づいて前記変調搬送波から前記パケットに基づいた信号列を復調する復調手段と、
前記クロック信号に基づいて前記パケットに基づいた信号列から前記情報を取得するパケット抽出手段と、
を有することを特徴とする無線通信装置。 A radio communication device that receives the synchronization modulation signal from a synchronization signal transmission device that transmits a synchronization modulation signal modulated by the synchronization signal, extracts the synchronization signal, and demodulates information based on the synchronization signal,
Synchronization signal extraction means for receiving the synchronization modulation signal and extracting the synchronization signal;
Clock conversion means for converting the synchronization signal into a clock signal;
A carrier wave converting means for converting the synchronization signal into a carrier wave;
Receiving means for receiving the modulated carrier wave;
Demodulation means for demodulating a signal sequence based on the packet from the modulated carrier wave based on the carrier wave;
Packet extraction means for acquiring the information from a signal sequence based on the packet based on the clock signal;
A wireless communication apparatus comprising:
前記同期変調信号を受信する同期信号受信手段と、
前記同期変調信号の変調に用いた信号の周波数を中心として前記同期信号の周波数分離れた２つの周波数を持つ信号をそれぞれを通過させる第１、第２のフィルタと、
前記第１、第２のフィルタの出力信号を乗算する乗算器と、
前記乗算器の出力の高周波成分を取り除く第３のフィルタと、
を有することを特徴とする請求項２又は３記載の無線通信装置。 The synchronization signal extraction means includes
Synchronization signal receiving means for receiving the synchronization modulation signal;
First and second filters that pass signals having two frequencies separated from each other by the frequency of the synchronization signal centered on the frequency of the signal used for modulation of the synchronization modulation signal;
A multiplier for multiplying output signals of the first and second filters;
A third filter for removing high frequency components of the output of the multiplier;
The wireless communication apparatus according to claim 2, further comprising:
前記変調搬送波と位相を９０度ずらした前記搬送波を乗算した信号を入力する第１のローパスフィルタと、
前記第１のローパスフィルタの出力を積分する積分器と、
前記積分器が出力する積分値に応じて前記搬送波を遅延させる可変遅延器と、
前記変調搬送波の振幅が所定の閾値を超えてから所定の時間経過後に前記積分器に積分動作の停止を指示する積分停止信号を送信するプリアンブル検出回路と、
を有することを特徴とする請求項６記載の無線通信装置。 The phase correction means includes
A first low-pass filter for inputting a signal obtained by multiplying the modulated carrier wave by 90 degrees in phase with the modulated carrier wave;
An integrator for integrating the output of the first low-pass filter;
A variable delay device that delays the carrier wave according to an integration value output by the integrator;
A preamble detection circuit that transmits an integration stop signal that instructs the integrator to stop the integration operation after a predetermined time has elapsed since the amplitude of the modulated carrier wave exceeds a predetermined threshold;
The wireless communication apparatus according to claim 6, further comprising:
前記第１のローパスフィルタの出力の絶対値をとり前記積分器に入力する絶対値回路と、
前記変調搬送波と前記搬送波を乗算した信号を入力する第２のローパスフィルタと、
前記第２のローパスフィルタの出力に応じて前記搬送波を反転し、前記復調手段に出力する反転バッファと、
を有することを特徴とする請求項７記載の無線通信装置。 The phase correction means includes
An absolute value circuit that takes the absolute value of the output of the first low-pass filter and inputs the absolute value to the integrator;
A second low-pass filter for inputting a signal obtained by multiplying the modulated carrier wave by the carrier wave;
An inversion buffer that inverts the carrier wave according to the output of the second low-pass filter and outputs the inversion to the demodulation means;
The wireless communication apparatus according to claim 7, further comprising:
同期信号で変調した同期変調信号を生成する同期変調信号発生手段と、
前記同期変調信号を送信する同期変調信号送信手段と、
を有することを特徴とする同期信号送信装置。 A synchronization signal transmitting apparatus that transmits a synchronization modulation signal including a synchronization signal used for modulation and demodulation of the information in first and second wireless communication apparatuses that modulate and modulate information into a modulated carrier wave,
A synchronous modulation signal generating means for generating a synchronous modulation signal modulated by the synchronous signal;
Synchronous modulation signal transmitting means for transmitting the synchronous modulation signal;
A synchronization signal transmitting apparatus comprising:
同期信号の周波数の半分の周波数の第１の信号を出力する第１の信号源と、
前記変調搬送波の変調に用いた搬送波の周波数とは異なる周波数の第２の信号を出力する第２の信号源と、
前記第１、第２の信号を乗算する乗算器と、
を有することを特徴とする請求項１０記載の同期信号送信装置。 The synchronous modulation signal generating means is
A first signal source for outputting a first signal having a frequency half the frequency of the synchronization signal;
A second signal source for outputting a second signal having a frequency different from the frequency of the carrier used for modulating the modulated carrier;
A multiplier for multiplying the first and second signals;
The synchronization signal transmitting apparatus according to claim 10, further comprising:
前記第１、第２の無線通信装置のいずれか一方は、
同期信号で変調した同期変調信号を送信する同期変調信号送信手段を有し、
もう一方は、
前記同期変調信号を受信して前記同期信号を抽出する同期信号抽出手段を有し、
前記第１、第２の無線通信装置のそれぞれは、
前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、
前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、を有し、
前記第１の無線通信装置は、
前記クロック信号に基づいて送信すべき情報からパケットを生成するパケット生成手段と、
前記パケットに基づいた信号列を前記搬送波で変調して変調搬送波を生成する変調手段と、
前記変調搬送波を送信する送信手段と、を有し、
前記第２の無線通信装置は、
前記変調搬送波を受信する受信手段と、
前記搬送波に基づいて前記変調搬送波から前記パケットに基づいた信号列を復調する復調手段と、
前記クロック信号に基づいて前記パケットに基づいた信号列から前記情報を取得するパケット抽出手段と、
を有することを特徴とする無線通信システム。 A wireless communication system for transmitting and receiving information between the first and second wireless communication devices using wireless communication,
One of the first and second wireless communication devices is
Having a synchronous modulation signal transmitting means for transmitting a synchronous modulation signal modulated by the synchronous signal;
The other is
Synchronization signal extraction means for receiving the synchronization modulation signal and extracting the synchronization signal;
Each of the first and second wireless communication devices is
Clock conversion means for converting the synchronization signal into a clock signal;
Carrier conversion means for converting the synchronization signal into a carrier wave,
The first wireless communication device is:
Packet generating means for generating a packet from information to be transmitted based on the clock signal;
Modulation means for generating a modulated carrier wave by modulating a signal sequence based on the packet with the carrier wave;
Transmitting means for transmitting the modulated carrier wave,
The second wireless communication device is:
Receiving means for receiving the modulated carrier wave;
Demodulation means for demodulating a signal sequence based on the packet from the modulated carrier wave based on the carrier wave;
Packet extraction means for acquiring the information from a signal sequence based on the packet based on the clock signal;
A wireless communication system comprising:
前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、
前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、
前記クロック信号に基づいて送信すべき情報からパケットを生成するパケット生成手段と、
前記パケットに基づいた信号列を前記搬送波で変調して変調搬送波を生成する変調手段と、
前記変調搬送波を送信する送信手段と、
を有することを特徴とする無線通信装置。 A synchronous modulation signal transmitting means for transmitting a synchronous modulation signal modulated by the synchronous signal;
Clock conversion means for converting the synchronization signal into a clock signal;
A carrier wave converting means for converting the synchronization signal into a carrier wave;
Packet generating means for generating a packet from information to be transmitted based on the clock signal;
Modulation means for generating a modulated carrier wave by modulating a signal sequence based on the packet with the carrier wave;
Transmitting means for transmitting the modulated carrier wave;
A wireless communication apparatus comprising:
前記同期信号をクロック信号に変換するクロック変換手段と、
前記同期信号を搬送波に変換する搬送波変換手段と、
前記変調搬送波を受信する受信手段と、
前記搬送波に基づいて前記変調搬送波から前記パケットに基づいた信号列を復調する復調手段と、
前記クロック信号に基づいて前記パケットに基づいた信号列から前記情報を取得するパケット抽出手段と、
を有することを特徴とする無線通信装置。 A synchronous modulation signal transmitting means for transmitting a synchronous modulation signal modulated by the synchronous signal;
Clock conversion means for converting the synchronization signal into a clock signal;
A carrier wave converting means for converting the synchronization signal into a carrier wave;
Receiving means for receiving the modulated carrier wave;
Demodulation means for demodulating a signal sequence based on the packet from the modulated carrier wave based on the carrier wave;
Packet extraction means for acquiring the information from a signal sequence based on the packet based on the clock signal;
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