JP2012244797A - Control device for rotary machine - Google Patents

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent a switching element S*p on a high potential side from being brought into an inappropriate driven state due to a drop in voltage of a capacitor C*(*=u,v,w) which is a power source of a drive unit DU on the high potential side when a prediction model control is employed in a system using a bootstrap circuit.SOLUTION: A control device 20 selects an operation state from eight operation states of an inverter INV by a prediction model control in which selected state a difference between a control value and an instruction value therefor is to be minimum, and controls the inverter INV based on the selected state. However, in a case of continuity of OFF-state of switching element S*n on the low potential side during a prescribed period, switching elements Sun, Svn and Swn are forcibly brought into an ON-state.

Description

本発明は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置に関する。   The present invention relates to a DC / AC converter circuit including a switching element that selectively connects a terminal of a rotating machine to each of a positive electrode and a negative electrode of a DC voltage source, by turning on / off the switching element of the DC / AC converter circuit. The present invention relates to a control device for a rotating machine that controls a control amount having at least one of a current flowing through the rotating machine, a torque of the rotating machine, and a magnetic flux of the rotating machine.

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機の電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態となるように、インバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものが提案されている。これによれば、インバータの操作状態に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータが操作されるため、過渡時における指令電流への追従性を良好なものとすることができる。このため、モデル予測制御は、車載主機としてのモータジェネレータの制御装置等、過渡追従特性として特に高い性能が要求される用途にとっては、有用性が高いと考えられる。   As this type of control device, for example, as seen in Patent Document 1 below, the current of the three-phase motor is predicted for each case where the operation state of the inverter is set variously, and the predicted current and the command current are An apparatus has been proposed that performs so-called model predictive control for operating an inverter so as to achieve an operation state in which a deviation can be minimized. According to this, since the inverter is operated so as to optimize the behavior of the current predicted based on the operation state of the inverter, the followability to the command current at the time of transition can be improved. For this reason, model predictive control is considered to be highly useful for applications that require particularly high performance as transient tracking characteristics, such as a motor generator control device as an in-vehicle main unit.

ところで、上記インバータは、直流電圧源の正極をモータジェレータに接続する高電位側のスイッチング素子と、直流電圧源の負極をモータジェレータに接続する低電位側のスイッチング素子とを備えている。これらスイッチング素子としてNチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタやＩＧＢＴを用いる場合、スイッチング素子の出力端子の電位に対して開閉制御端子の電位を可変操作することで、スイッチング素子がオン・オフ操作される。そしてこの場合、低電位側のスイッチング素子の出力端子の電位は固定電位となる一方、高電位側のスイッチング素子の出力端子の電位は、低電位側のスイッチング素子のオン・オフによって変動する。このため、高電位側のスイッチング素子をオン・オフするための駆動回路の電源の電位については、絶えず変動することとなる。   By the way, the inverter includes a high-potential side switching element that connects the positive electrode of the DC voltage source to the motor generator, and a low-potential side switching element that connects the negative electrode of the DC voltage source to the motor generator. When N-channel MOS field effect transistors or IGBTs are used as these switching elements, the switching elements are turned on / off by variably operating the potential of the switching control terminal with respect to the potential of the output terminal of the switching element. In this case, the potential of the output terminal of the switching element on the low potential side becomes a fixed potential, while the potential of the output terminal of the switching element on the high potential side varies depending on on / off of the switching element on the low potential side. For this reason, the potential of the power supply of the drive circuit for turning on / off the switching element on the high potential side constantly changes.

高電位側のスイッチング素子の駆動回路についての上記変動する電位を有する電源の一つとしては、下記特許文献２に見られるように、ブートストラップ回路によって構成されるものがある。これは、低電位側のスイッチング素子がオンとなる場合に、これに直列接続される高電位側のスイッチング素子の出力端子を基準電位とするコンデンサを低電位側のスイッチング素子用の電源で充電する回路である。これによれば、コンデンサの充電エネルギによって、高電位側のスイッチング素子の駆動回路を駆動することができる。   As one of the power sources having the above-described varying potential for the driving circuit for the switching element on the high potential side, there is one constituted by a bootstrap circuit as seen in the following Patent Document 2. This is because when a switching element on the low potential side is turned on, a capacitor whose reference potential is the output terminal of the switching element on the high potential side connected in series with the switching element is charged with the power supply for the switching element on the low potential side. Circuit. According to this, the drive circuit of the switching element on the high potential side can be driven by the charging energy of the capacitor.

特開２００８−２２８４１９号公報JP 2008-228419 A 特開２０１０−１５８１１７号公報JP 2010-158117 A

ただし、上記ブートストラップ回路を用いたハードウェア手段にモデル予測制御を適用する場合、高電位側の駆動回路用のコンデンサの電圧が低下することで、高電位側のスイッチング素子を適切に駆動することができなくなるおそれがある。これは、モデル予測制御では、周知の三角波ＰＷＭ処理とは違い、低電位側のスイッチング素子がオン状態となるか否かが成り行き任せとなるためである。このため、低電位側のスイッチング素子のオフ状態が継続されることで、コンデンサの充電がなされず、コンデンサの電圧が過度に低下するおそれがある。   However, when model predictive control is applied to the hardware means using the bootstrap circuit, the voltage of the capacitor for the drive circuit on the high potential side decreases, so that the switching element on the high potential side is driven appropriately. There is a risk that it will not be possible. This is because, in the model predictive control, unlike the known triangular wave PWM processing, whether or not the low-potential side switching element is turned on depends on the order. For this reason, the OFF state of the switching element on the low potential side is continued, whereby the capacitor is not charged, and the voltage of the capacitor may be excessively reduced.

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の新たな制御装置を提供することにある。   The present invention has been made in the process of solving the above-described problems, and an object thereof is a DC / AC conversion circuit including a switching element that selectively connects a terminal of a rotating machine to each of a positive electrode and a negative electrode of a DC voltage source. A rotating machine that controls a controlled variable having at least one of a current flowing through the rotating machine, a torque of the rotating machine, and a magnetic flux of the rotating machine by turning on / off a switching element of the DC / AC converter circuit It is to provide a new control apparatus.

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。   Hereinafter, means for solving the above-described problems and the operation and effect thereof will be described.

請求項１記載の発明は、直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、前記スイッチング素子を駆動する駆動回路は、前記正極に接続するスイッチング素子および前記負極に接続するスイッチング素子のいずれか一方の電流の流通経路の一対の端部のいずれかを基準電位とする直流電圧源の電力を、前記いずれか一方のオン期間において前記いずれか他方の駆動回路の電源となるコンデンサに充電するブートストラップ回路を備えるものであり、固定座標系における電圧ベクトルにて表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定した場合の前記制御量を予測する予測手段と、該予測手段によって予測される制御量に基づき、該予測される制御量に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記直流交流変換回路の操作状態として決定する決定手段と、該決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、前記コンデンサの充電電圧が低下する状況下、該コンデンサに対応する前記いずれか一方がオン状態となる操作状態を前記決定手段に強制決定させる強制手段と、を備えることを特徴とする。   According to the first aspect of the present invention, there is provided a DC / AC converter circuit including a switching element that selectively connects a terminal of a rotating machine to each of a positive electrode and a negative electrode of a DC voltage source, and the switching element of the DC / AC converter circuit is turned on / off. A drive circuit for driving the switching element in a control device for a rotary machine that controls a control amount having at least one of a current flowing through the rotary machine, a torque of the rotary machine, and a magnetic flux of the rotary machine by operating. The power of the DC voltage source having either one of the pair of ends of the current flow path of the switching element connected to the positive electrode and the switching element connected to the negative electrode as a reference potential, A bootstrap circuit that charges a capacitor serving as a power source for the other drive circuit during the ON period A prediction means for predicting the control amount when the operating state of the DC-AC conversion circuit expressed by a voltage vector in a fixed coordinate system is temporarily set, and the prediction based on the control amount predicted by the prediction means Determining means for evaluating an operation state corresponding to a control amount to be controlled, and determining a highly evaluated operation state as an operation state of the DC-AC converter circuit; and the DC-AC converter circuit so as to be in the determined operation state An operating means for operating, and a forcing means for forcibly determining the operating state in which any one of the capacitors corresponding to the capacitor is turned on in a state where the charging voltage of the capacitor is reduced. And

上記決定手段によって決定される操作状態は、必ずしもコンデンサを充電するものとは限らないため、コンデンサの電圧が過度に低下するおそれがある。この点、上記発明では、強制手段を備えることで、こうした事態を回避する。   Since the operation state determined by the determination means does not necessarily charge the capacitor, the voltage of the capacitor may be excessively reduced. In this regard, the above-described invention avoids such a situation by providing forcing means.

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記強制手段は、前記いずれか他方のスイッチング素子がオン状態とされる継続時間が規定時間以上となることに基づき、前記強制決定させる処理を行なうことを特徴とする。   According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the forcing means makes the forcible determination based on a continuation time in which any one of the other switching elements is in an ON state being a specified time or more. Processing is performed.

いずれか他方のスイッチング素子がオン状態とされることで対応するコンデンサの電荷が放電状態となる。上記発明では、この点に鑑み、いずれか他方のスイッチング素子がオン状態とされる期間が長い場合に、コンデンサの充電電圧が低下する状況であると判断する。   When the other switching element is turned on, the charge of the corresponding capacitor is discharged. In the above invention, in view of this point, it is determined that the charging voltage of the capacitor is reduced when the other switching element is turned on for a long period.

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記強制的に選択させる処理は、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を強制決定させる処理であることを特徴とする。   According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, in the forcibly selecting process, all of the one switching element connected to each terminal of the rotating machine is turned on. It is a process for forcibly determining the operation state.

上記発明では、強制手段の処理を簡素化することができる。また、制御量とその指令値との差の変化速度は、変調率の低い領域においては、ゼロ電圧ベクトル時において有効電圧ベクトル時と比較して小さくなる。このため、少なくとも低変調率においては、強制手段によって強制決定される操作状態を用いたことによる制御量の誤差を抑制することもできる。   In the above invention, the processing of the forcing means can be simplified. Further, the change rate of the difference between the control amount and its command value is smaller when the zero voltage vector is used than when the effective voltage vector is used in the low modulation rate region. For this reason, at least at a low modulation rate, it is possible to suppress an error in the control amount due to the use of the operation state forcibly determined by the forcing means.

請求項４記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記強制決定させる処理は、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を強制決定させるものであり、前記強制手段は、前回の強制決定させる処理の実行時からの経過時間を計時する計時手段を備え、該計時手段によって計時される時間が規定時間となることに基づき、前記強制決定する処理を再度行なうことを特徴とする。   According to a fourth aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the forcibly determining process is an operation state in which any one of the switching elements connected to each terminal of the rotating machine is turned on. The forcing means includes a time measuring means for measuring an elapsed time since the execution of the process for forcibly determining the previous time, and the time measured by the time measuring means is based on the specified time. The forcibly determining process is performed again.

上記発明では、強制決定させる処理の実行時からの経過時間が長くなることでコンデンサの電圧が低下する状況であると判断する。このため、強制手段の処理を簡素化することができる。また、制御量とその指令値との差の変化速度は、変調率の低い領域においては、ゼロ電圧ベクトル時において有効電圧ベクトル時と比較して小さくなる。このため、少なくとも低変調率においては、強制手段によって強制決定される操作状態を用いたことによる制御量の誤差を抑制することもできる。   In the said invention, it is judged that it is the situation where the voltage of a capacitor | condenser falls because the elapsed time from the execution time of the process to make forced determination becomes long. For this reason, the process of a forcing means can be simplified. Further, the change rate of the difference between the control amount and its command value is smaller when the zero voltage vector is used than when the effective voltage vector is used in the low modulation rate region. For this reason, at least at a low modulation rate, it is possible to suppress an error in the control amount due to the use of the operation state forcibly determined by the forcing means.

請求項５記載の発明は、請求項３または４記載の発明において、前記強制手段は、前記決定手段によって決定される操作状態が前記回転機の各端子に接続される前記いずれか他方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態であることを条件に、該決定を無効とし、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を強制決定させることを特徴とする。   The invention according to claim 5 is the invention according to claim 3 or 4, wherein the forcing means is the one of the other switching elements in which the operation state determined by the determining means is connected to each terminal of the rotating machine. An operation state in which all of the switching elements connected to each terminal of the rotating machine are turned on, with the determination being invalidated, on condition that all of the operation states are turned on. Is forcibly determined.

いずれか他方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態といずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態とは、回転機に印加される電圧としてはいずれも等しい。上記発明では、この点に鑑み、上記条件を設けた。   The operation state in which any one of the other switching elements is turned on and the operation state in which any one of the switching elements is turned on are both equal in voltage applied to the rotating machine. In the above invention, in view of this point, the above conditions are provided.

第１の実施形態にかかるシステム構成図。1 is a system configuration diagram according to a first embodiment. FIG. 同実施形態にかかる操作信号の生成処理に関するブロック図。The block diagram regarding the production | generation process of the operation signal concerning the embodiment. 同実施形態にかかるインバータの操作状態を表現する電圧ベクトルを示す図。The figure which shows the voltage vector expressing the operation state of the inverter concerning the embodiment. 同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。The flowchart which shows the process sequence of the model prediction control concerning the embodiment. 第２の実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。The flowchart which shows the process sequence of the model prediction control concerning 2nd Embodiment. 第３の実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。The flowchart which shows the process sequence of the model prediction control concerning 3rd Embodiment. 第４の実施形態にかかる操作信号の生成処理に関するブロック図。The block diagram regarding the production | generation process of the operation signal concerning 4th Embodiment.

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を産業用ロボットに搭載されるモータジェネレータ１０の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。 <First Embodiment>
Hereinafter, a first embodiment in which a control device for a rotating machine according to the present invention is applied to a control device for a motor generator 10 mounted on an industrial robot will be described with reference to the drawings.

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。産業用ロボットのアクチュエータとしてのモータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。ここでは、モータジェネレータ１０として、表面磁石同期機（ＳＰＭＳＭ）を想定している。   FIG. 1 shows the overall configuration of a motor generator control system according to this embodiment. The motor generator 10 as an actuator for an industrial robot is a three-phase permanent magnet synchronous motor. Here, a surface magnet synchronous machine (SPMSM) is assumed as the motor generator 10.

モータジェネレータ１０は、インバータＩＮＶを介してＭＧ用バッテリ１２に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ＊ｐ，Ｓ＊ｎ（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ＊＃（＊＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｐ，ｎ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ＊＃が逆並列に接続されている。   The motor generator 10 is connected to the MG battery 12 via the inverter INV. The inverter INV includes three sets of series connection bodies of switching elements S * p, S * n (* = u, v, w), and the connection points of these series connection bodies are the U, V, Each is connected to the W phase. In the present embodiment, insulated gate bipolar transistors (IGBTs) are used as the switching elements S * # (* = u, v, w; # = p, n). In addition, a diode D * # is connected in antiparallel to each of these.

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。   In the present embodiment, the following is provided as detection means for detecting the state of the motor generator 10 and the inverter INV. First, a rotation angle sensor 14 for detecting the rotation angle (electrical angle θ) of the motor generator 10 is provided. Further, a current sensor 16 that detects currents iu, iv, and iw flowing through the phases of the motor generator 10 is provided. Furthermore, a voltage sensor 18 for detecting an input voltage (power supply voltage VDC) of the inverter INV is provided.

上記各種センサの検出値は、制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成し、インバータＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｓ＊＃のそれぞれに接続されるドライブユニットＤＵに出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ＊＃を操作する信号が、操作信号ｇ＊＃である。   The detection values of the various sensors are taken into the control device 20. The control device 20 generates an operation signal for operating the inverter INV based on the detection values of these various sensors, and outputs the operation signal to the drive unit DU connected to each of the switching elements S * # constituting the inverter INV. Here, the signal for operating the switching element S * # of the inverter INV is the operation signal g * #.

ドライブユニットＤＵは、駆動対象とするスイッチング素子Ｓ＊＃の出力端子（エミッタ）に対する開閉制御端子（ゲート）の電位差を操作することで、駆動対象とするスイッチング素子をオン・オフ駆動する。このドライブユニットＤＵは、駆動対象とするスイッチング素子Ｓ＊＃の出力端子（エミッタ）の電位を基準電位として動作するものである。このため、下側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｎを駆動対象とするものは、同一の電位を基準として動作するものとなる。これに対し、上側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｐを駆動対象とするものは、同一レッグの下側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｎのオン・オフに応じて動作電位が変動する。   The drive unit DU drives the switching element to be driven on / off by manipulating the potential difference of the open / close control terminal (gate) with respect to the output terminal (emitter) of the switching element S * # to be driven. This drive unit DU operates using the potential of the output terminal (emitter) of the switching element S * # to be driven as a reference potential. For this reason, the device that is driven by the switching element S * n of the lower arm operates based on the same potential. On the other hand, the operating potential of the switching target S * p of the upper arm varies depending on whether the switching element S * n of the lower arm of the same leg is on or off.

こうした点に鑑み、本実施形態では、下側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｎを駆動対象とするドライブユニットＤＵについては、同一のドライブ用電源２２とする。ドライブ用電源２２は、スイッチング素子Ｓ＊ｎのエミッタを基準電位とする直流電圧源である。これに対し、上側アームのスイッチング素子Ｓ＊ｐのそれぞれを駆動対象とするドライブユニットＤＵについては、スイッチング素子Ｓ＊ｐのそれぞれのエミッタに接続されたコンデンサＣ＊（＊＝ｕ，ｖ，ｗ）を直流電圧源として用いる。これらコンデンサＣ＊は、ドライブ用電源２２によって充電されるものである。すなわち、コンデンサＣ＊のそれぞれには、抵抗体２６およびダイオードＤｂ＊を介してドライブ用電源２２の電荷が充電可能とされている。ここで、ダイオードＤｂ＊は、コンデンサＣ＊からドライブ用電源２２への正の電荷の流出を阻止して且つ、ドライブ用電源２２からコンデンサＣ＊への正の電荷の充電を許容する整流手段である。   In view of these points, in the present embodiment, the same drive power supply 22 is used for the drive units DU that are driven by the switching elements S * n of the lower arm. The drive power supply 22 is a DC voltage source having the emitter of the switching element S * n as a reference potential. On the other hand, for the drive unit DU that drives each of the switching elements S * p of the upper arm, capacitors C * (* = u, v, w) connected to the respective emitters of the switching elements S * p are used. Used as a DC voltage source. These capacitors C * are charged by the drive power source 22. That is, each of the capacitors C * can be charged with the electric charge of the drive power supply 22 via the resistor 26 and the diode Db *. Here, the diode Db * is a rectifying unit that prevents the positive charge from flowing from the capacitor C * to the drive power supply 22 and allows the positive charge to be charged from the drive power supply 22 to the capacitor C *. is there.

こうした構成によれば、スイッチング素子Ｓ＊ｎがオンとなることで、コンデンサＣ＊の負極電位がドライブ用電源２２の負極電位まで低下するため、コンデンサＣ＊の充電電圧がドライブ用電源２２の端子電圧よりも低い場合、コンデンサＣ＊を充電することができる。   According to such a configuration, when the switching element S * n is turned on, the negative electrode potential of the capacitor C * is lowered to the negative electrode potential of the drive power supply 22, so that the charging voltage of the capacitor C * is the terminal of the drive power supply 22. If it is lower than the voltage, the capacitor C * can be charged.

図２に、上記制御装置２０による処理を示す。   FIG. 2 shows processing by the control device 20.

制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流とモータジェネレータ１０を流れる電流とが一致するように、インバータＩＮＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量として、これを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＮＶの操作状態を複数通りのそれぞれに仮設定した場合についてのモータジェネレータ１０の電流を予測し、予測される電流に基づき仮設定した操作状態を評価する。そして評価の高いものをインバータＩＮＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。   The control device 20 operates the inverter INV so as to control the torque of the motor generator 10 to the required torque Tr. Specifically, the inverter INV is operated so that the command current for realizing the required torque Tr matches the current flowing through the motor generator 10. That is, in the present embodiment, the torque of the motor generator 10 becomes the final control amount. In order to control the torque, the current flowing through the motor generator 10 is directly controlled as a control current. To do. In particular, in the present embodiment, in order to control the current flowing through the motor generator 10 to a command current, the current of the motor generator 10 is predicted and predicted when the operation state of the inverter INV is temporarily set to each of a plurality of types. The temporarily set operation state is evaluated based on the current. Then, model predictive control is performed in which the highly evaluated one is adopted as the actual operation state of the inverter INV.

詳しくは、上記電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部３０において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、上記回転角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部３２の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部３４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部４０の入力となる。モデル予測制御部４０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＮＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部３６に入力する。操作部３６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号ｇ＊＃を生成してインバータＩＮＶに出力する。   Specifically, the phase currents iu, iv, iw detected by the current sensor 16 are converted into real currents id, iq in the rotating coordinate system by the dq converter 30. Further, the electrical angle θ detected by the rotation angle sensor 14 is input to the speed calculation unit 32, whereby the rotation speed (electrical angular speed ω) is calculated. On the other hand, the command current setting unit 34 receives the requested torque Tr and outputs command currents idr and iqr in the dq coordinate system. The command currents idr and iqr, the actual currents id and iq, and the electrical angle θ are input to the model prediction control unit 40. The model prediction control unit 40 determines a voltage vector Vi that defines the operation state of the inverter INV based on these input parameters, and inputs the voltage vector Vi to the operation unit 36. The operation unit 36 generates the operation signal g * # based on the input voltage vector Vi and outputs it to the inverter INV.

ここで、インバータＩＮＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図３に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＮＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロ電圧ベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、有効電圧ベクトルと呼ばれている。なお、図３（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。   Here, the voltage vectors expressing the operation state of the inverter INV are eight voltage vectors shown in FIG. For example, a voltage vector representing an operation state (indicated as “lower” in the drawing) in which the low-potential side switching elements Sun, Svn, Swn are turned on is the voltage vector V0, and the high-potential side switching elements Sup, A voltage vector representing an operation state (indicated as “upper” in the drawing) in which Svp and Swp are turned on is a voltage vector V7. These voltage vectors V0 and V7 are for short-circuiting all phases of the motor generator 10 and are called zero voltage vectors because the voltage applied to the motor generator 10 from the inverter INV becomes zero. On the other hand, the remaining six voltage vectors V1 to V6 are defined by an operation pattern in which switching elements that are turned on exist in both the upper arm and the lower arm, and are called effective voltage vectors. Yes. As shown in FIG. 3B, the voltage vectors V1, V3, and V5 correspond to the positive sides of the U phase, the V phase, and the W phase, respectively.

次に、モデル予測制御部４０の処理の詳細について説明する。先の図２に示す操作状態設定部４１では、インバータＩＮＶの操作状態を仮設定する。ここで仮設定されるインバータＩＮＶの操作状態は、先の図３に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれによって表現されるものである。ｄｑ変換部４２では、操作状態設定部４１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトルＶｄｑ＝（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部４１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図３において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。   Next, details of the processing of the model prediction control unit 40 will be described. The operation state setting unit 41 shown in FIG. 2 temporarily sets the operation state of the inverter INV. The operation state of the inverter INV temporarily set here is expressed by each of the voltage vectors V0 to V7 shown in FIG. The dq converter 42 calculates the voltage vector Vdq = (vd, vq) of the dq coordinate system by performing dq conversion on the voltage vector set by the operation state setting unit 41. In order to perform such conversion, the voltage vectors V0 to V7 in the operation state setting unit 41 are, for example, “upper” is “VDC / 2” and “lower” is “−VDC / 2” in FIG. It can be expressed as above. In this case, for example, the voltage vector V0 is (−VDC / 2, −VDC / 2, −VDC / 2), and the voltage vector V1 is (VDC / 2, −VDC / 2, −VDC / 2). .

予測部４３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＮＶの操作状態を操作状態設定部４１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ ＋（Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑおよび電機子鎖交磁束定数φを用いた。 In the prediction unit 43, the current id when the operation state of the inverter INV is set to the state set by the operation state setting unit 41 based on the voltage vector (vd, vq), the actual currents id, iq, and the electrical angular velocity ω. , Iq is predicted. Here, the voltage equation expressed by the following (c1) and (c2) is discretized from the following state equations (formulas (c3) and (c4)) obtained by solving the current differential term. Predict.
vd = (R + pLd) id−ωLqiq (c1)
vq = ωLdid + (R + pLq) iq + ωφ (c2)
pid
= − (R / Ld) id + ω (Lq / Ld) iq + vd / Ld (c3)
piq
= −ω (Ld / Lq) id− (Rd / Lq) iq + vq / Lq−ωφ / Lq (c4)
Incidentally, in the above formulas (c1) and (c2), the resistance R, the differential operator p, the d-axis inductance Ld, the q-axis inductance Lq, and the armature flux linkage constant φ are used.

上記電流の予測は、操作状態設定部４１によって仮設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。   The prediction of the current is performed for each of a plurality of operation states temporarily set by the operation state setting unit 41.

一方、操作状態決定部４４では、予測部４３によって予測された予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＮＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部４１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりうることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。   On the other hand, the operation state determination unit 44 determines the operation state of the inverter INV using the predicted currents ide and iq predicted by the prediction unit 43 and the command currents idr and iqr as inputs. Here, each of the operation states set by the operation state setting unit 41 is evaluated by the evaluation function J, and the operation state having the highest evaluation is selected. As this evaluation function J, in the present embodiment, a function whose value increases as the evaluation becomes lower is adopted. Specifically, the evaluation function J is calculated based on the inner product value of the difference between the command current vector Idqr = (idr, iqr) and the predicted current vector Idqe = (ide, iqe). This is a technique for expressing that the evaluation is lower as the value is larger in view of the fact that the deviation of each component between the command current vector Idqr and the predicted current vector Idqe can be both positive and negative values. As a result, it is possible to construct an evaluation function J in which the evaluation becomes lower as the difference between the components of the command current vector Idqr and the predicted current vector Idqe is larger.

こうして決定された操作状態に基づき、操作部３６では、操作信号ｇ＊＃を生成して出力する。   Based on the operation state thus determined, the operation unit 36 generates and outputs an operation signal g * #.

ところで、上記モデル予測制御によれば、評価関数Ｊによって定量化される評価が最も高い操作状態が選択されることから、低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎが定期的にオン操作される保証がない。これは、コンデンサＣ＊が定期的に充電される保証がないことを意味する。そして、コンデンサＣ＊の充電がなされないことでコンデンサＣ＊の充電電圧が低下すると、ドライブユニットＤＵを適切に駆動することができなくなることが懸念される。   By the way, according to the model predictive control, since the operation state having the highest evaluation quantified by the evaluation function J is selected, it is guaranteed that the switching element S * n on the low potential side is periodically turned on. Absent. This means that there is no guarantee that the capacitor C * will be charged regularly. If the capacitor C * is not charged and the charging voltage of the capacitor C * decreases, there is a concern that the drive unit DU cannot be driven appropriately.

そこで本実施形態では、以下の態様にてモデル予測制御を行なうことでこうした問題を回避する。   Therefore, in this embodiment, such a problem is avoided by performing model predictive control in the following manner.

図４に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定の制御周期Ｔｃでくり返し実行される。   FIG. 4 shows a processing procedure of model predictive control according to the present embodiment. This process is repeatedly executed at a predetermined control cycle Tc.

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）に「ωＴｃ／２」を加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。   In this series of processing, first, in step S10, the electrical angle θ (n) and the actual currents id (n) and iq (n) are detected, and the voltage vector V (n) determined in the previous control cycle. Is output. In subsequent step S12, the current (ide (n + 1), iqe (n + 1)) in one control cycle ahead is predicted. This is a process of predicting what will happen to the current one control cycle ahead based on the voltage vector V (n) output in step S10. Here, the currents ide (n + 1) and iqe (n + 1) are calculated by using the model expressed by the above equations (c3) and (c4) discretized by the forward difference method with the control cycle Tc. . At this time, the actual currents id (n) and iq (n) detected in step S10 are used as the initial value of the current, and the voltage vector V (n) is used as the voltage vector on the dq axis. And dq-transformed by using an angle obtained by adding “ωTc / 2” to the electrical angle θ (n) detected in step (b).

続くステップＳ１４においては、低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎがオフであるか否かを判断する。そして、低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎがオフである場合、ステップＳ１６においてスイッチング素子Ｓ＊ｎのオフ時間を計時するカウンタＣＮ＊をインクリメントする一方、オフでない場合、ステップＳ１８において、カウンタＣＮ＊を初期化する。なお、上記ステップＳ１４〜Ｓ１８の処理は、実際には、スイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎのそれぞれについて各別に行なわれる。   In the subsequent step S14, it is determined whether or not the low potential side switching element S * n is off. If the low-potential side switching element S * n is off, the counter CN * that counts the off time of the switching element S * n is incremented in step S16. If not, the counter CN * is counted off in step S18. Is initialized. Note that the processes in steps S14 to S18 are actually performed separately for each of the switching elements Sun, Svn, and Swn.

上記ステップＳ１６，Ｓ１８の処理が完了する場合、ステップＳ２０において、各コンデンサＣ＊に対応するカウンタＣＮ＊が全て所定値よりも小さいか否かを判断する。この処理は、コンデンサＣ＊の充電電圧が過度に低下していないか否かを判断するためのものである。ここで、所定値は、コンデンサＣ＊を強制的に充電することが要求される閾値である。   When the processes in steps S16 and S18 are completed, it is determined in step S20 whether or not all counters CN * corresponding to the capacitors C * are smaller than a predetermined value. This process is for determining whether or not the charging voltage of the capacitor C * is excessively decreased. Here, the predetermined value is a threshold required to forcibly charge the capacitor C *.

ステップＳ２０において否定判断される場合、すなわち、各コンデンサＣ＊に対応する放電カウンタの中に所定値以下のものがあると判断される場合、ステップＳ２２において、コンデンサＣ＊の充電電圧が過度に低下したとして、次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、評価関数Ｊによらずに、電圧ベクトルＶ０に強制的に設定するとともに、カウンタＣＮ＊を初期化する。   When a negative determination is made in step S20, that is, when it is determined that there is a discharge counter corresponding to each capacitor C * that is less than or equal to a predetermined value, the charging voltage of the capacitor C * is excessively decreased in step S22. As a result, the next voltage vector V (n + 1) is forcibly set to the voltage vector V0 regardless of the evaluation function J, and the counter CN * is initialized.

一方、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２４において、各電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の評価関数Ｊを算出する。すなわち、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて評価関数Ｊが算出されるまで（ステップＳ２４：ＹＥＳ）、次回の制御周期における電圧ベクトルを仮設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。ここで、ステップＳ２６では、まず次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を仮設定し、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）に「３ωＴｃ／２」を加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。そして、これら予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）毎に、評価関数Ｊを算出する。   On the other hand, if a positive determination is made in step S20, an evaluation function J of each voltage vector V0 to V7 is calculated in step S24. That is, until the evaluation function J is calculated for all of the voltage vectors V0 to V7 (step S24: YES), the current of two control cycles ahead is predicted for each of the voltage vectors temporarily set in the next control cycle. Process. Here, in step S26, first, a voltage vector V (n + 1) in the next control cycle is temporarily set, and predicted currents ide (n + 2) and iqe (n + 2) are calculated in the same manner as in step S12. However, here, the predicted currents ide (n + 1) and iqe (n + 1) calculated in step S12 are used as the initial value of the current, and the voltage vector V (n + 1) is used as the voltage vector on the dq axis. What dq-transformed by the angle which added "3 (omega) Tc / 2" to the electrical angle (theta) (n) detected in step S10 is used. Then, the evaluation function J is calculated for each of these predicted currents ide (n + 2) and iqe (n + 2).

続くステップＳ２８においては、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルに決定する。ステップＳ２２，Ｓ２８の処理が完了する場合、ステップＳ３０において、変数ｎ，ｎ＋１等をデクリメントする。なお、ステップＳ３０の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。   In the subsequent step S28, the voltage vector V (n + 1) in the next control cycle is determined as a voltage vector that minimizes the evaluation function J. When the processes in steps S22 and S28 are completed, variables n, n + 1, etc. are decremented in step S30. In addition, when the process of step S30 is completed, this series of processes is once complete | finished.

このように、本実施形態では、電圧ベクトルＶ０を強制的に採用する処理を設けることで、コンデンサＣ＊の充電電圧が過度に低下する事態を好適に回避することができる。ここで、電圧ベクトルＶ０を強制的に採用する場合、モータジェネレータ１０を流れる電流と指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとの乖離を大きくするおそれがある。ただし、電圧ベクトルＶ０を強制的に採用する処理がなされるのが基本的に低回転速度時であることなどから、この乖離の拡大は、無視しうるものとなっている。すなわち、低回転速度時においては、インバータＩＮＶの変調率が小さい。一方、ｄｑ座標系における誤差ｅｄｑの変化速度ベクトルは、インバータＩＮＶの出力電圧の基本波成分と現在採用されている電圧ベクトル（瞬時電圧）との差によって表現される。ここで、ゼロ電圧ベクトルが採用される場合、上記差は、基本波成分そのものとなる。そして変調率が小さい場合、基本波成分が瞬時電圧と比較して小さいため、ゼロ電圧ベクトルとした場合の誤差ｅｄｑの変化速度は、コンデンサＣ＊を充電可能な有効電圧ベクトルを採用する場合と比較して、小さくなる。   Thus, in the present embodiment, by providing a process for forcibly adopting the voltage vector V0, it is possible to suitably avoid a situation in which the charging voltage of the capacitor C * is excessively reduced. Here, when the voltage vector V0 is forcibly adopted, there is a possibility that the difference between the current flowing through the motor generator 10 and the command currents idr and iqr is increased. However, since the processing for forcibly adopting the voltage vector V0 is basically performed at a low rotational speed, this increase in divergence is negligible. That is, at a low rotational speed, the modulation rate of the inverter INV is small. On the other hand, the change speed vector of the error edq in the dq coordinate system is expressed by the difference between the fundamental component of the output voltage of the inverter INV and the voltage vector (instantaneous voltage) currently employed. Here, when the zero voltage vector is employed, the difference becomes the fundamental wave component itself. When the modulation factor is small, the fundamental wave component is small compared to the instantaneous voltage. Therefore, the change speed of the error edq when the zero voltage vector is used is compared with the case where an effective voltage vector that can charge the capacitor C * is used. And become smaller.

なお、電圧ベクトルＶ０を強制的に採用する処理がなされるのが基本的に低回転速度時となるのは、高回転速度となる場合、制御周期Ｔｃと電気角の一回転に要する時間との差が縮まることによって、短時間のうちにスイッチング素子Ｓ＊ｎがオンとなる操作状態が採用されやすくなるためである。すなわち、モデル予測制御といえども、１電気角周期の期間において下側アームのスイッチング素子に継続してオンとならないものが生じるような選択はなされ難い。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 It should be noted that the process of forcibly adopting the voltage vector V0 is basically performed at the low rotation speed when the rotation speed is high and the time required for one rotation of the control cycle Tc and the electrical angle. This is because when the difference is reduced, an operation state in which the switching element S * n is turned on in a short time is easily adopted. That is, even in the model predictive control, it is difficult to make a selection that causes the switching element of the lower arm not to be continuously turned on in the period of one electrical angle cycle.
<Second Embodiment>
Hereinafter, the second embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.

図５に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図５において、先の図４に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。   FIG. 5 shows a processing procedure of model predictive control according to the present embodiment. This process is repeatedly executed, for example, at a predetermined cycle. Note that, in FIG. 5, the same step numbers are attached for convenience to those corresponding to the processing shown in FIG. 4.

この一連の処理では、ステップＳ１２の処理の後、ステップＳ３２において、前回の強制的な操作状態の設定処理がなされてからの時間を計時するカウンタＣＮが所定値であるか否かを判断する。この処理は、コンデンサＣ＊に充電電圧が過度に低下するものが生じうるか否かを簡易的に判断するものである。ここで、所定値は、コンデンサＣ＊の充電電圧がドライブユニットＤＵの動作を保証できない電圧となるまでに要する最短時間よりも短く設定することが望ましい。そして、所定値でないと判断される場合、ステップＳ３６において、カウンタＣＮをインクリメントする。これに対し、ステップＳ３２において肯定判断される場合、ステップＳ３４において、次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を電圧ベクトルＶ０として且つカウンタＣＮを初期化する。   In this series of processing, after step S12, in step S32, it is determined whether or not the counter CN that measures the time since the previous forced operation state setting processing is performed is a predetermined value. This process simply determines whether or not the capacitor C * may have an excessively low charging voltage. Here, it is desirable to set the predetermined value shorter than the shortest time required until the charging voltage of the capacitor C * becomes a voltage at which the operation of the drive unit DU cannot be guaranteed. If it is determined that the value is not the predetermined value, the counter CN is incremented in step S36. On the other hand, if an affirmative determination is made in step S32, the next voltage vector V (n + 1) is set as the voltage vector V0 and the counter CN is initialized in step S34.

これにより、所定周期（所定値×Ｔｃ）で電圧ベクトルＶ０が強制的に選択され、スイッチング素子Ｓ＊ｎが充電されることとなる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第２の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 As a result, the voltage vector V0 is forcibly selected at a predetermined period (predetermined value × Tc), and the switching element S * n is charged.
<Third Embodiment>
Hereinafter, the third embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the second embodiment.

図６に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、たとえば所定周期でくり返し実行される。なお、図６において、先の図４に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。   FIG. 6 shows a processing procedure of model predictive control according to the present embodiment. This process is repeatedly executed, for example, at a predetermined cycle. In FIG. 6, the same step numbers are assigned for convenience to those corresponding to the processing shown in FIG.

この一連の処理では、ステップＳ２８において次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定した後、ステップＳ４０において、カウンタＣＮが第１の閾値Ｔｔｈ１以上であるか否かを判断する。そして、第１の閾値Ｔｔｈ１よりも小さいと判断される場合、ステップＳ４２において、カウンタＣＮの値が第１の閾値Ｔｔｈ１よりも小さい第２の閾値Ｔｔｈ２以上であって且つ次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）がＶ７であるか否かを判断する。ここで、第１の条件は、コンデンサＣ＊に充電電圧が過度に低下するものが生じうるか否かを簡易的に判断するものである。一方、第２の条件は、電圧ベクトルＶ０に変更しても制御性の低下が生じない条件である。すなわち、電圧ベクトルＶ７と電圧ベクトルＶ０とでは、モータジェネレータ１０の各相に印加する電圧に相違が生じない。なお、第２の閾値Ｔｔｈ２は、コンデンサＣ＊の充電電圧がドライブユニットＤＵの動作を保証できない電圧となるまでに要する最短時間よりも短く設定することが望ましい。   In this series of processing, after the next voltage vector V (n + 1) is determined in step S28, it is determined in step S40 whether or not the counter CN is equal to or greater than the first threshold value Tth1. If it is determined that the value is smaller than the first threshold Tth1, in step S42, the value of the counter CN is equal to or larger than the second threshold Tth2 smaller than the first threshold Tth1, and the next voltage vector V (n + 1). ) Is V7 or not. Here, the first condition is to simply determine whether or not the capacitor C * may have an excessively low charging voltage. On the other hand, the second condition is a condition in which a decrease in controllability does not occur even when the voltage vector V0 is changed. That is, there is no difference in voltage applied to each phase of motor generator 10 between voltage vector V7 and voltage vector V0. Note that the second threshold value Tth2 is desirably set shorter than the shortest time required until the charging voltage of the capacitor C * becomes a voltage at which the operation of the drive unit DU cannot be guaranteed.

そして、ステップＳ４２において否定判断される場合、ステップＳ４４においてカウンタＣＮをインクリメントする一方、ステップＳ４２において肯定判断される場合、ステップＳ４６において次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を電圧ベクトルＶ０に変更する。そして、上記ステップＳ４６の処理が完了する場合や、ステップＳ４０において肯定判断される場合には、ステップＳ４８においてカウンタＣＮを初期化する。   If a negative determination is made in step S42, the counter CN is incremented in step S44, while if a positive determination is made in step S42, the next voltage vector V (n + 1) is changed to the voltage vector V0 in step S46. When the process of step S46 is completed or when an affirmative determination is made in step S40, the counter CN is initialized in step S48.

なお、上記ステップＳ４４，Ｓ４８の処理が完了する場合には、ステップＳ３０に移行する。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。 In addition, when the process of said step S44, S48 is completed, it transfers to step S30.
<Fourth Embodiment>
Hereinafter, the fourth embodiment will be described with reference to the drawings with a focus on differences from the first embodiment.

本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータＩＮＶの操作状態を決定する。   In the present embodiment, torque and magnetic flux are directly controlled variables, and these command values and predicted values are input to determine the operation state of the inverter INV.

図７に、上記制御装置２０による処理を示す。なお、図７において、先の図２に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。   FIG. 7 shows processing by the control device 20. In FIG. 7, processes corresponding to the processes shown in FIG. 2 are given the same reference numerals for convenience.

図示されるように、トルク／磁束予測部６０は、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ５）、（ｃ６）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ７）にて予測される。   As illustrated, the torque / magnetic flux prediction unit 60 predicts the magnetic flux vector Φ and the torque T of the motor generator 10 based on the predicted currents ide and iqe. Here, the magnetic flux vector Φ = (Φd, Φq) is predicted by the following equations (c5) and (c6), and the torque T is predicted by the following equation (c7).

Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ …（ｃ５）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ６）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ） …（ｃ７）
ちなみに、上記の式（ｃ７）においては、極対数Ｐを用いている。 Φd = Ld · id + φ (c5)
Φq = Lq · iq (c6)
T = P (Φd · iq−Φq · id) (c7)
Incidentally, the number P of pole pairs is used in the above formula (c7).

一方、磁束マップ６２では、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。   On the other hand, in the magnetic flux map 62, the command magnetic flux vector Φr is set based on the required torque Tr. Here, the command magnetic flux vector Φr is set according to a request for realizing, for example, maximum torque control that can obtain the maximum torque with the minimum current among those satisfying the required torque Tr.

操作状態決定部４４ａでは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき制御量とその指令値との乖離度合いを定量化し、乖離度合いが最小となる電圧ベクトルを採用する。ここでの定量化は、これらの差の２乗のそれぞれに重み係数ａ、ｂ（ａ≠ｂ、ａ≠０、ｂ≠０）を乗算した値同士の和に基づき決定される。ここで、重み係数ａ、ｂは、トルクと磁束との大きさが相違することに鑑みたものである。すなわち例えば、トルクの数値の方が大きくなる単位設定をする場合、トルク偏差の方が大きくなりやすいため、重み係数ａ、ｂを用いない場合には、磁束の制御性が低い電圧ベクトルであっても、評価がさほど低くならない等のデメリットの生じるおそれがある。このため、重み係数ａ、ｂを、評価のための複数の入力パラメータの絶対値の大きさの相違を補償する手段として用いる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。 The operation state determination unit 44a quantifies the degree of deviation between the control amount and the command value based on the difference between the predicted torque Te and the required torque Tr and the difference between the components of the predicted magnetic flux vector Φe and the command magnetic flux vector Φr. A voltage vector that minimizes the degree of deviation is employed. The quantification here is determined based on the sum of values obtained by multiplying the squares of these differences by weighting coefficients a and b (a ≠ b, a ≠ 0, b ≠ 0). Here, the weighting factors a and b are taken into consideration that the magnitudes of torque and magnetic flux are different. That is, for example, when setting a unit in which the numerical value of the torque is larger, the torque deviation tends to be larger. Therefore, when the weighting factors a and b are not used, the voltage vector has a low magnetic flux controllability. However, there is a possibility that disadvantages such as that the evaluation does not become so low. For this reason, the weight coefficients a and b are used as means for compensating for the difference in absolute value of the plurality of input parameters for evaluation.
<Other embodiments>
Each of the above embodiments may be modified as follows.

「強制手段について」
上記第３の実施形態において、カウンタＣＮのリセット条件から、第１の閾値Ｔｔｈ１以上となる旨の条件をはずしてもよい。 "Forcing means"
In the third embodiment, the condition that the first threshold value Tth1 or more may be removed from the reset condition of the counter CN.

上記第１の実施形態において、カウンタＣＮ＊が所定値以上となる場合、スイッチング素子Ｓ＊ｎがオン状態となる操作状態のなかで評価関数Ｊ（ｅｄｑ）が最小となるものを選択するようにしてもよい。   In the first embodiment, when the counter CN * is equal to or larger than a predetermined value, the operation state in which the evaluation function J (edq) is minimum is selected from the operation states in which the switching element S * n is turned on. May be.

上記第１の実施形態において、カウンタＣＮ＊の中に所定値以上となるものが生じる場合、電圧ベクトルＶ７が選択されることを条件に、次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を電圧ベクトルＶ０に強制的に決定してもよい。   In the first embodiment, when the counter CN * exceeds a predetermined value, the next voltage vector V (n + 1) is forced to the voltage vector V0 on the condition that the voltage vector V7 is selected. May be determined automatically.

「仮設定される操作状態について」
電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てに限らず、たとえば、モータジェネレータ１０の端子のうちスイッチング状態の切り替え端子数が「１」以下となるものや、「２」以下となるものであってもよい。こうした設定の場合、電圧ベクトルＶ７の選択と電圧ベクトルＶ０の選択とが同等でなくなるため、電圧ベクトルＶ７が選択されることを条件に、次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を電圧ベクトルＶ０に強制的に決定する処理の有効性が高まる。 “Temporarily set operation status”
For example, the number of switching terminals in the switching state of the motor generator 10 may be “1” or less, or “2” or less. In such a setting, the selection of the voltage vector V7 and the selection of the voltage vector V0 are not equivalent, so that the next voltage vector V (n + 1) is forced to the voltage vector V0 on condition that the voltage vector V7 is selected. The effectiveness of the processing to be determined increases.

「予測手段について」
次回の電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）によって生じる制御量のみを予測するものに限らない。たとえば、数制御周期先の更新タイミングにおけるインバータＩＮＶの操作による制御量まで順次予測するものであってもよい。 About prediction means
It is not limited to predicting only the control amount generated by the next voltage vector V (n + 1). For example, the control amount by the operation of the inverter INV at the update timing several control cycles ahead may be sequentially predicted.

「決定手段について」
たとえば、上記第１の実施形態において、予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｄｒ（ｎ＋２）との差と、予測電流ｉｑｅ（ｎ＋２）と指令電流ｉｑｒ（ｎ＋２）との差との加重平均処理値を、乖離度合いの評価対象とするパラメータとしてもよい。要は、乖離度合いが大きいほど評価が低くなることを定量化すべく、乖離度合いと評価との間に正または負の相関関係があるパラメータによって定量化すればよい。 About the decision means
For example, in the first embodiment, the weighted average processing value of the difference between the predicted current ide (n + 2) and the command current idr (n + 2) and the difference between the predicted current iqe (n + 2) and the command current iqr (n + 2). May be used as a parameter for evaluation of the degree of deviation. In short, in order to quantify that the evaluation becomes lower as the degree of divergence is larger, it may be quantified by a parameter having a positive or negative correlation between the degree of divergence and the evaluation.

「制御量について」
指令値と予測値とに基づきインバータＩＮＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルクおよび磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみまたは磁束のみであってもよい。また例えば、トルクおよび電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等において、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。 "About controlled variables"
The control amount used for determining the operation of the inverter INV based on the command value and the predicted value is not limited to any of torque, magnetic flux, and current. For example, only torque or magnetic flux may be used. For example, torque and current may be used. Here, when the control amount is other than the current, the direct detection target by the sensor may be other than the current.

上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等としてもよい。   In each of the above embodiments, the ultimate control amount of the rotating machine (the control amount that is ultimately required to be a desired amount regardless of whether or not it is a prediction target) is the torque. For example, the rotational speed may be used.

「直流交流変換回路を構成するスイッチング素子について」
ＩＧＢＴに限らず、たとえば、ＭＯＳ電界効果トランジスタ等の電界効果トランジスタであってもよい。ここでは、Ｎチャネルに限らず、Ｐチャネルであってもよい。ただし、ＰチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタは、入力端子（ソース）に対する開閉制御端子（ゲート）の電位を操作することでオン・オフ操作されるものであるため、高電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｐの電源をドライブ用電源２２とし、低電位側のスイッチング素子Ｓ＊ｎの電源をコンデンサＣ＊とする。 "Switching elements that make up a DC / AC converter circuit"
For example, a field effect transistor such as a MOS field effect transistor may be used instead of the IGBT. Here, not only the N channel but also the P channel may be used. However, since the P-channel MOS field effect transistor is turned on / off by manipulating the potential of the open / close control terminal (gate) with respect to the input terminal (source), the switching element S * p on the high potential side The power source is a drive power source 22, and the power source of the low potential side switching element S * n is a capacitor C *.

「回転機について」
３相回転機に限らない。たとえば５つの端子のそれぞれの巻線が互いに接続された５相回転機等、４相以上の回転機であってもよい。 "About rotating machines"
It is not limited to a three-phase rotating machine. For example, it may be a four-phase or more rotating machine such as a five-phase rotating machine in which the windings of the five terminals are connected to each other.

また、上記各実施形態では、回転機の各端子に接続される固定子巻線同士がスター結線されるものを想定したが、これに限らず、デルタ結線されるものであってもよい。   In each of the above embodiments, it is assumed that the stator windings connected to each terminal of the rotating machine are star-connected. However, the present invention is not limited to this, and may be delta-connected.

回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。   The rotating machine is not limited to an embedded magnet synchronous machine, and may be an arbitrary synchronous machine such as a surface magnet synchronous machine or a field winding type synchronous machine. Furthermore, it is not limited to a synchronous machine, but may be an induction rotating machine such as an induction motor.

回転機としては、産業用ロボットに搭載されるものに限らない。たとえば、車両の主機として用いられるものであってもよい。   The rotating machine is not limited to that mounted on an industrial robot. For example, it may be used as a main machine of a vehicle.

「そのほか」
直流電圧源としては、ＭＧ用バッテリ１２に限らず、例えばＭＧ用バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。 "others"
The DC voltage source is not limited to the MG battery 12 and may be, for example, an output terminal of a converter that boosts the voltage of the MG battery 12.

１０…モータジェネレータ、１２…ＭＧ用バッテリ（直流電圧源の一実施形態）、２０…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）、２２…ドライブ用電源、Ｃｕ、Ｃｖ，Ｃｗ…コンデンサ。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Motor generator, 12 ... MG battery (one embodiment of DC voltage source), 20 ... Control device (one embodiment of control device of rotating machine), 22 ... Drive power supply, Cu, Cv, Cw ... Capacitor.

Claims (5)

直流電圧源の正極および負極のそれぞれに回転機の端子を選択的に接続するスイッチング素子を備える直流交流変換回路について、該直流交流変換回路のスイッチング素子をオン・オフ操作することで前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、および前記回転機の磁束の少なくとも１つを有した制御量を制御する回転機の制御装置において、
前記スイッチング素子を駆動する駆動回路は、前記正極に接続するスイッチング素子および前記負極に接続するスイッチング素子のいずれか一方の電流の流通経路の一対の端部のいずれかを基準電位とする直流電圧源の電力を、前記いずれか一方のオン期間において前記いずれか他方の駆動回路の電源となるコンデンサに充電するブートストラップ回路を備えるものであり、
固定座標系における電圧ベクトルにて表現される前記直流交流変換回路の操作状態を仮設定した場合の前記制御量を予測する予測手段と、
該予測手段によって予測される制御量に基づき、該予測される制御量に対応する操作状態を評価し、評価の高い操作状態を前記直流交流変換回路の操作状態として決定する決定手段と、
該決定された操作状態となるように前記直流交流変換回路を操作する操作手段と、
前記コンデンサの充電電圧が低下する状況下、該コンデンサに対応する前記いずれか一方がオン状態となる操作状態を前記決定手段に強制決定させる強制手段と、
を備えることを特徴とする回転機の制御装置。 A DC / AC converter circuit including a switching element that selectively connects a terminal of a rotating machine to each of a positive electrode and a negative electrode of a DC voltage source, by turning on / off the switching element of the DC / AC converter circuit. In a control device for a rotating machine that controls a control amount having at least one of a flowing current, a torque of the rotating machine, and a magnetic flux of the rotating machine,
The drive circuit for driving the switching element includes a DC voltage source having a reference potential at one of a pair of ends of a current flow path of one of the switching element connected to the positive electrode and the switching element connected to the negative electrode And a bootstrap circuit that charges a capacitor serving as a power source for the other drive circuit during any one of the on periods,
Predicting means for predicting the control amount when temporarily setting the operation state of the DC-AC converter circuit represented by a voltage vector in a fixed coordinate system;
A determination unit that evaluates an operation state corresponding to the predicted control amount based on the control amount predicted by the prediction unit, and determines a highly evaluated operation state as an operation state of the DC-AC converter circuit;
Operating means for operating the DC-AC converter circuit so as to be in the determined operating state;
A forcing means for forcibly determining an operating state in which any one of the capacitors corresponding to the capacitor is turned on under a situation where a charging voltage of the capacitor is lowered;
A control device for a rotating machine. 前記強制手段は、前記いずれか他方のスイッチング素子がオン状態とされる継続時間が規定時間以上となることに基づき、前記強制決定させる処理を行なうことを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。   2. The rotating machine according to claim 1, wherein the forcing means performs the forcible determination process based on a duration time during which the other switching element is in an ON state being equal to or longer than a specified time. Control device. 前記強制的に選択させる処理は、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を強制決定させる処理であることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。   The forcibly selecting process is a process for forcibly determining an operation state in which all of one of the switching elements connected to each terminal of the rotating machine are turned on. 2. A control device for a rotating machine according to 2. 前記強制決定させる処理は、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を強制決定させるものであり、
前記強制手段は、前回の強制決定させる処理の実行時からの経過時間を計時する計時手段を備え、該計時手段によって計時される時間が規定時間となることに基づき、前記強制決定する処理を再度行なうことを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。 The forcibly determining process is to forcibly determine an operation state in which any one of the switching elements connected to each terminal of the rotating machine is turned on,
The forcing means includes a time measuring means for measuring an elapsed time from the execution time of the process for forcedly determining the previous time. Based on the fact that the time measured by the time measuring means becomes a specified time, the forcibly determining process is performed again. The controller for a rotating machine according to claim 1, wherein the controller is performed. 前記強制手段は、前記決定手段によって決定される操作状態が前記回転機の各端子に接続される前記いずれか他方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態であることを条件に、該決定を無効とし、前記回転機の各端子に接続される前記いずれか一方のスイッチング素子の全てがオン状態とされる操作状態を強制決定させることを特徴とする請求項３または４記載の回転機の制御装置。   The forcing means is provided on the condition that the operation state determined by the determination means is an operation state in which all of the other switching element connected to each terminal of the rotating machine is turned on. 5. The rotating machine according to claim 3, wherein the determination is invalidated and an operation state in which all of the one switching element connected to each terminal of the rotating machine is turned on is forcibly determined. Control device.

Images