JP2012230673A - Device and method for acquiring information for determining characteristic such as maximum power point of power source - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、包括的には、太陽電池若しくは太陽電池のアレイ又は燃料電池のような電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置に関する。 The present invention relates generally to an apparatus for obtaining information that enables the determination of characteristics such as the maximum power point of a power source such as a solar cell or an array of solar cells or a fuel cell.
太陽電池は、太陽エネルギーを電気エネルギーに直接変換する。太陽電池によって生成される電気エネルギーを経時的に抽出し、電力の形態で使用することができる。太陽電池によって提供される直流電力は、ＤＣ−ＤＣアップ／ダウンコンバータ回路及び／又はＤＣ／ＡＣインバータ回路のような変換デバイスに供給される。 Solar cells convert solar energy directly into electrical energy. The electrical energy generated by the solar cell can be extracted over time and used in the form of electric power. The DC power provided by the solar cell is supplied to a conversion device such as a DC-DC up / down converter circuit and / or a DC / AC inverter circuit.
しかしながら、太陽電池の電流−電圧垂下特性（current-voltage drop characteristics）により、出力電力は太陽電池から引き出される電流とともに非線形に変化する。電力−電圧曲線は、光照射レベルや動作温度のような気候変動に従って変化する。 However, due to the current-voltage drop characteristics of the solar cell, the output power varies nonlinearly with the current drawn from the solar cell. The power-voltage curve changes according to climate change such as light exposure level and operating temperature.
太陽電池又は太陽電池のアレイを動作させる準最適点は、電力が最大となる電流−電圧曲線の領域又はその近傍である。この点は、最大電力点（ＭＰＰ：Maximum Power Point）と称される。 The sub-optimal point at which the solar cell or array of solar cells is operated is at or near the region of the current-voltage curve where the power is maximized. This point is referred to as a maximum power point (MPP).
グリッド接続用途においては、太陽電池をＭＰＰの周辺で動作させてそれらの発電効率を最適化することが重要である。 In grid connection applications, it is important to operate solar cells around the MPP to optimize their power generation efficiency.
電力−電圧曲線が気候変動に従って変化する際、ＭＰＰもまた気候変動に従って変化する。 As the power-voltage curve changes according to climate change, the MPP also changes according to climate change.
そのため、常にＭＰＰを特定することができる必要がある。 Therefore, it is necessary to always be able to specify the MPP.
本発明は、ＭＰＰを決定するために、例えば太陽電池セルのアレイである電源の出力電流変動及び出力電圧変動を表す情報を取得することを可能にする装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide an apparatus that makes it possible to obtain information representing output current fluctuations and output voltage fluctuations of a power source, for example, an array of photovoltaic cells, in order to determine an MPP.
この目的のために、本発明は、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置に関する。当該電源の特性の決定を可能にする情報を取得する装置は、エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を監視する手段と、電源から供給される電流を監視する手段とを備え、エネルギー変換デバイスは、少なくとも１つのスイッチを備え、電圧を監視する手段は、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に電圧を監視し、電源から供給される電流を監視する手段は、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に電源から供給される電流を監視し、キャパシタ上の電圧は、少なくとも１つの数学関数を用いてスイッチの導通又は非導通を制御することによって減少することを特徴とする。 For this purpose, the present invention relates to an apparatus for obtaining information that allows the determination of characteristics such as the maximum power point of a power supply. An apparatus for obtaining information enabling determination of characteristics of the power source includes means for monitoring a voltage on a capacitor disposed between terminals of the power source of the energy conversion device, and means for monitoring a current supplied from the power source. The energy conversion device comprises at least one switch, the means for monitoring the voltage monitors the voltage during discharge of the capacitor through the energy conversion device, and the means for monitoring the current supplied from the power source is energy Monitoring the current supplied from the power supply during discharge of the capacitor through the conversion device, the voltage on the capacitor being reduced by controlling the conduction or non-conduction of the switch using at least one mathematical function To do.
また、本発明は、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する方法にも関する。当該方法は、
− 少なくとも１つの数学関数を用いてエネルギー変換デバイスのスイッチの導通又は非導通を制御することによって、エネルギー変換デバイスのキャパシタ上の電圧を減少させるステップと、
− エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に監視するステップと、
− 電源から供給される電流を、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に監視するステップと
を含むことを特徴とする。
The invention also relates to a method for obtaining information that allows the determination of characteristics such as the maximum power point of a power supply. The method is
-Reducing the voltage on the capacitor of the energy conversion device by controlling the conduction or non-conduction of the switch of the energy conversion device using at least one mathematical function;
-Monitoring the voltage on the capacitor placed between the terminals of the power supply of the energy conversion device during discharge of the capacitor through the energy conversion device;
Monitoring the current supplied from the power source during the discharge of the capacitor through the energy conversion device.
これにより、例えば、ＭＰＰを求めるために、又は電源の障害を判断するために、又は電源のフィルファクターを求めるために、電源の出力電流変動及び出力電圧変動を表す情報を取得することができる。 Thereby, for example, in order to obtain the MPP, to determine the failure of the power supply, or to obtain the fill factor of the power supply, information representing the output current fluctuation and the output voltage fluctuation of the power supply can be acquired.
さらに、制御ループにおいて電圧に突然のステップ状の変化があった場合に、コンバータインダクタ上に現れる可能性のある電流ピークを制限することができる。 Furthermore, current peaks that can appear on the converter inductor when there is a sudden step change in voltage in the control loop can be limited.
特定の特徴によれば、少なくとも１つの数学関数は、一変数の一次多項式関数である。 According to a particular feature, the at least one mathematical function is a univariate first order polynomial function.
これにより、一次多項式関数が用いられる場合には、等間隔の電圧サンプルを得ることができ、所与のサンプリング周波数において電力対電圧曲線の任意の部分について同じ精度の電力サンプルが得られる。 This allows evenly spaced voltage samples to be obtained when a first order polynomial function is used, resulting in power samples with the same accuracy for any portion of the power versus voltage curve at a given sampling frequency.
特定の特徴によれば、キャパシタの放電の持続時間は、所与の回数の測定を実行できるように規定される。 According to a particular feature, the duration of discharge of the capacitor is defined such that a given number of measurements can be performed.
これにより、任意の動作条件において、電源の電圧レベル及び電流レベルに依存することなく、常に同じ数のサンプルを得ることができる。 As a result, the same number of samples can be obtained at any operating condition without depending on the voltage level and current level of the power supply.
さらに、キャパシタ放電の持続時間を調整することによって、監視される信号のサンプリング周波数に依存することなく、所望の数のサンプルを常に得ることができる。 Furthermore, by adjusting the duration of the capacitor discharge, the desired number of samples can always be obtained without depending on the sampling frequency of the monitored signal.
特定の特徴によれば、電源から供給される電流を監視する手段は、エネルギー変換デバイスのインダクタを通って流れる電流を監視し、キャパシタの電圧サンプルから当該キャパシタによって供給される電流を導出する。 According to a particular feature, the means for monitoring the current supplied from the power supply monitors the current flowing through the inductor of the energy conversion device and derives the current supplied by the capacitor from the voltage sample of the capacitor.
これにより、電源と直列に電流センサを追加することなく、電源から供給される電流を推定することができる。 Thereby, the electric current supplied from a power supply can be estimated, without adding a current sensor in series with a power supply.
特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、電流センサによって監視される。 According to a particular feature, the current flowing through the inductor is monitored by a current sensor.
これにより、他の構成要素やコンバータに関するコストを何ら追加することなく、通常入手可能な電流センサをインダクタと直列に配置して、制御の目的で利用することができる。 This allows a normally available current sensor to be placed in series with the inductor and used for control purposes without adding any cost for other components or converters.
特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、エネルギー変換デバイスのスイッチのオン状態への切替及びオフ状態への切替を考慮に入れて取得される。 According to a particular feature, the current flowing through the inductor is obtained taking into account the switching of the switch of the energy conversion device to the on state and to the off state.
これにより、過渡状態中にサンプリングされる電流値は、定常状態の動作において生じる実際の平均電流値に等しいとは限らないが、任意の条件において、サンプリング周波数がエネルギー変換デバイスの切替周波数に等しい場合におけるインダクタ上の実際の平均電流を推定することができる。 As a result, the current value sampled during the transient state is not necessarily equal to the actual average current value that occurs in steady-state operation, but under any condition, the sampling frequency is equal to the switching frequency of the energy conversion device. The actual average current on the inductor at can be estimated.
特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、オン状態への切替及びオフ状態への切替ごとに、電源から供給される電圧の１回の測定、エネルギー変換デバイスの出力における電圧の１回の測定、及びインダクタを通って流れる電流の１回の測定を考慮に入れて取得される。 According to a particular feature, the current flowing through the inductor is a single measurement of the voltage supplied from the power source, 1 of the voltage at the output of the energy conversion device, each time switching to the on state and switching to the off state. Is taken into account taking into account a single measurement of the current flowing through the inductor and the current.
特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、インダクタの端子間の電圧から導出される。 According to a particular feature, the current flowing through the inductor is derived from the voltage between the terminals of the inductor.
これにより、電源を特徴付けることを目的とするエネルギー変換デバイス内における電流センサの使用を回避し、コンバータのコストを更に削減することができる。 This avoids the use of a current sensor in the energy conversion device aimed at characterizing the power supply and further reduces the cost of the converter.
特定の特徴によれば、エネルギー変換デバイスは、ＤＣ−ＤＣステップダウン／ステップアップコンバータ及び／又はＤＣ／ＡＣコンバータである。 According to particular features, the energy conversion device is a DC-DC step-down / step-up converter and / or a DC / AC converter.
これにより、電力曲線の特徴付けを行うために必要とされる全ての受動構成要素がシステム上で既に利用可能であるため、他の余分な構成要素を何ら追加する必要がない。 This eliminates the need to add any other extra components since all the passive components required to perform the power curve characterization are already available on the system.
本発明の特徴は、実施形態例の以下の説明を読むことによってさらに明確になる。当該説明は、添付図面を参照して行われる。 Features of the present invention will become more apparent upon reading the following description of example embodiments. The description will be made with reference to the accompanying drawings.
図１は、本発明を実施することができるエネルギー変換システムの一例である。 FIG. 1 is an example of an energy conversion system in which the present invention can be implemented.
エネルギー変換システムは、太陽電池又は太陽電池のアレイ又は燃料電池のような電源ＰＶを含む。電源ＰＶの出力は、ＤＣ−ＤＣステップダウン／ステップアップコンバータ及び／又はインバータとも呼ばれるＤＣ／ＡＣコンバータのようなエネルギー変換デバイスＣｏｎｖに接続されている。エネルギー変換デバイスＣｏｎｖは、負荷Ｌｏに電気エネルギーを供給する。 The energy conversion system includes a power source PV such as a solar cell or an array of solar cells or a fuel cell. The output of the power source PV is connected to an energy conversion device Conv such as a DC / DC step-down / step-up converter and / or a DC / AC converter, also called an inverter. The energy conversion device Conv supplies electrical energy to the load Lo.
電源ＰＶは負荷Ｌｏに電流を供給する。電流は負荷Ｌｏによって使用される前に変換デバイスＣｏｎｖによって変換される。 The power source PV supplies current to the load Lo. The current is converted by the conversion device Conv before being used by the load Lo.
図２は、電源の出力電圧に対する出力電流の変動を表す曲線の一例である。 FIG. 2 is an example of a curve representing the variation of the output current with respect to the output voltage of the power supply.
図２の横軸には電圧値が示されている。電圧値は０値と開回路電圧ＶＯＣとの間にある。 The voltage value is shown on the horizontal axis of FIG. The voltage value is between the zero value and the open circuit voltage VOC .
図２の縦軸には電流値が示されている。電流値は０値と短絡電流ＩＳＣとの間にある。 The vertical axis in FIG. 2 shows the current value. The current value is between the zero value and the short circuit current ISC .
任意の所与の光レベル及び太陽電池アレイ温度に対して、太陽電池アレイが動作可能な無限個の電流−電圧のペア、すなわち動作点が存在する。しかしながら、所与の光レベル及び太陽電池アレイ温度に対して存在するＭＰＰは、唯一つである。 For any given light level and solar array temperature, there are an infinite number of current-voltage pairs or operating points at which the solar array can operate. However, there is only one MPP that exists for a given light level and solar array temperature.
図３は、本発明によるエネルギー変換デバイスの一例を表す。 FIG. 3 represents an example of an energy conversion device according to the invention.
電源ＰＶの正端子はキャパシタＣＩＮの第１の端子に接続され、電源ＰＶの負端子はキャパシタＣＩＮの第２の端子に接続されている。 The positive terminal of the power source PV is connected to the first terminal of the capacitor C IN, the negative terminal of the power source PV is connected to the second terminal of the capacitor C IN.
キャパシタＣＩＮ上の電圧は、電圧測定手段Ｖ１によって監視されている。キャパシタＣＩＮ上の電圧は、電源ＰＶによって供給される電圧ＶＰＶに等しい。 The voltage on the capacitor C IN is monitored by the voltage measurement means V1. The voltage on the capacitor C IN is equal to the voltage V PV supplied by the power supply PV.
キャパシタＣＩＮの第１の端子は、スイッチＩＧ１に接続されている。 The first terminal of the capacitor C IN is connected to the switch IG1.
例えば、スイッチＩＧ１はＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）であり、キャパシタＣＩＮの第１の端子はスイッチＩＧ１のコレクタに接続されている。 For example, the switch IG1 is an IGBT (insulated gate bipolar transistor), the first terminal of the capacitor C IN is connected to the collector of the switch IG1.
エネルギー変換デバイスＣｏｎｖコンバータが昇圧モード（ステップアップ構成）で動作している場合、スイッチＩＧ１は常にオン状態、すなわち導通モードにある。 When the energy conversion device Conv converter is operating in the boost mode (step-up configuration), the switch IG1 is always in the on state, that is, the conduction mode.
スイッチＩＧ１のエミッタは、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、電源ＰＶの負端子に接続されている。 The emitter of the switch IG1 is connected to the cathode of the diode D1. The anode of the diode D1 is connected to the negative terminal of the power source PV.
スイッチＩＧ１のエミッタは電流測定手段ＭＩＬの第１の端子にも接続されており、電流測定手段はインダクタＬを通って流れる電流ＩＬを測定する。また、電流測定手段ＭＩＬの第２の端子は、インダクタＬの第１の端子に接続されている。 The emitter of the switch IG1 is also connected to a first terminal of the current measuring means MI L, current measuring means measures the current I L flowing through the inductor L. In addition, the second terminal of the current measuring means MI L is connected to the first terminal of the inductor L.
もし、インダクタＬを通って流れる電流ＩＬを測定する電流センサが存在しない場合には、スイッチＩＧ１のエミッタがインダクタＬの第１の端子に接続される。 If the current sensor for measuring current I L flowing through the inductor L is not present, the emitter of the switch IG1 is connected to a first terminal of the inductor L.
インダクタＬの第２の端子は、スイッチＭ１に接続されている。 The second terminal of the inductor L is connected to the switch M1.
スイッチＭ１は、例えば、ＮＭＯＳＦＥＴ（Ｎチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）である。 The switch M1 is, for example, an NMOSFET (N-channel metal oxide semiconductor field effect transistor).
インダクタＬの第２の端子は、ＮＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のドレインに接続されている。ＮＭＯＳＦＥＴのソースは、電源ＰＶの負端子に接続されている。 The second terminal of the inductor L is connected to the drain of the NMOSFET M1. The source of the NMOSFET is connected to the negative terminal of the power source PV.
ＮＭＯＳＦＥＴのゲートは、以下で開示される信号Ｐｗｍを用いてＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）によって制御されるドライバ回路によって駆動される。 The gate of the NMOSFET is driven by a driver circuit controlled by a DSP (Digital Signal Processor) using the signal Pwm disclosed below.
ＤＳＰは、動作が昇圧モード（ステップアップコンバータ）である場合には、一定の出力電圧値ＶＤＣを得るために、スイッチＭ１を制御することによって、電源から供給される電圧及び電流を変化させる。 When the operation is in the boost mode (step-up converter), the DSP changes the voltage and current supplied from the power source by controlling the switch M1 in order to obtain a constant output voltage value VDC .
インダクタＬの第２の端子は、ダイオードＤＯのアノードにも接続されている。 The second terminal of the inductor L is also connected to the anode of the diode D O.
ダイオードＤＯのカソードは、キャパシタＣＯの第１の端子に接続されている。キャパシタＣＯの第２の端子は、電源ＰＶの負端子に接続されている。 The cathode of the diode D O is connected to the first terminal of the capacitor C O. The second terminal of the capacitor CO is connected to the negative terminal of the power source PV.
ダイオードＤＯのカソードは、インダクタＬの第２の端子と電源ＰＶの負端子との間の電圧を測定する電圧測定手段Ｖ２の第１の端子に接続されている。 The cathode of the diode D O is connected to a first terminal of the voltage measuring means V2 voltage to measure between the negative terminal of the second terminal and the power source PV inductor L.
コンバータＣｏｎｖの出力電圧は、ＶＤＣと呼ばれる。 The output voltage of the converter Conv is called VDC .
測定手段Ｖ１及びＶ２によって測定される電圧ＶＰＶ及びＶＤＣ並びに電流測定手段ＭＩＬによって測定される電流ＩＬは、ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）の内部に含まれるアナログ／ディジタルコンバータＡＤＣによってディジタルデータに変換される。 Current I L is measured by the measuring means V1 and the voltage measured by V2 V PV and V DC and current measuring means MI L is the digital data by the analog / digital converter ADC contained within the DSP (digital signal processor) Converted.
ＤＳＰは、図１には示されていないバスによって互いに接続される構成要素、並びに図４、図７、及び図９において開示されるようなアルゴリズムに関連するプログラムによって制御されるプロセッサ１００に基づくアーキテクチャを有している。 The DSP is an architecture based on a processor 100 controlled by components connected to each other by a bus not shown in FIG. 1 and an algorithm related program as disclosed in FIGS. 4, 7 and 9. have.
バスは、プロセッサ１００を、リードオンリーメモリＲＯＭ１０３、ランダムアクセスメモリＲＡＭ１０２、及びアナログ／ディジタル変換器ＡＤＣに接続する。
The bus connects the processor 100 to a read only
リードオンリーメモリＲＯＭ１０３は、図４、図７、及び図９に開示するようなアルゴリズムに関連するプログラムの命令を含み、当該プログラム命令は、エネルギー変換デバイスＣｏｎｖに電源が投入されるとランダムアクセスメモリＲＡＭ１０２に転送される。
The read-
ＲＡＭメモリ１０２は、変数を受け取るように意図されるレジスタと、図４、図７、及び図９に開示するようなアルゴリズムに関連するプログラムの命令とを含んでいる。
ＤＳＰは、ＭＰＰＴ（最大電力点トラッカー）制御ブロックＭｐ、キャパシタ放電制御ブロックＤｉｓ、スイッチＳｗ、減算手段Ｄｉｆ、コントローラＰｉ、キャリア生成モジュールＣａｒ、及びコンパレータＣｏｍｐを備えている。 The DSP includes an MPPT (maximum power point tracker) control block Mp, a capacitor discharge control block Dis, a switch Sw, a subtracting means Dif, a controller Pi, a carrier generation module Car, and a comparator Comp.
ここで、ＭＰＰＴ制御ブロックＭｐ、キャパシタ放電制御ブロックＤｉｓ、スイッチＳｗ、減算手段Ｄｉｆ、コントローラＰｉ、キャリア生成モジュールＣａｒ、及びコンパレータＣｏｍｐは、ソフトウェアの形態で実装することも出来ることに留意されたい。 Here, it should be noted that the MPPT control block Mp, the capacitor discharge control block Dis, the switch Sw, the subtracting means Dif, the controller Pi, the carrier generation module Car, and the comparator Comp can also be implemented in the form of software.
アナログ／ディジタルコンバータＡＤＣの出力は、ＭＰＰＴ制御ブロックＭｐ、キャパシタ放電制御ブロックＤｉｓ、及び減算手段Ｄｉｆに与えられる。 The output of the analog / digital converter ADC is given to the MPPT control block Mp, the capacitor discharge control block Dis, and the subtracting means Dif.
ＭＰＰＴ制御ブロックＭｐはディジタル変換された電圧ＶＰＶを受信し、また電流センサが存在する場合には、ディジタル変換された電流ＩＬも受信する。キャパシタ放電制御ブロックＤｉｓは、ディジタル変換された電圧ＶＰＶ、ＶＤＣを受信し、また電流センサが存在する場合には、ディジタル変換された電流ＩＬも受信する。 MPPT control block Mp receives the voltage V PV which is digitally converted, and when the current sensor is present, also receives the current I L which is digitally converted. Capacitor discharge control block Dis is digitally converted voltage V PV, receives V DC, also when the current sensor is present, also receives the current I L which is digitally converted.
スイッチＳｗは、ＭＰＰＴ追跡フェーズにおいて、又は図４を参照しながら開示されるキャパシタＣＩＮの放電フェーズにおいて、コンバータＣｏｎｖの動作モードを選択できるようにする。 Switch Sw is in MPPT tracking phase, or in the discharge phase of the capacitor C IN disclosed with reference to FIG. 4, to be able to select the operating mode of the converter Conv.
スイッチＳｗの出力の電圧はＶＰＶＲＥＦで示され、減算手段Ｄｉｆによってディジタル変換された電圧Ｖ１から減算される。 The output voltage of the switch Sw is indicated by V PVREF and is subtracted from the digitally converted voltage V1 by the subtracting means Dif.
減算手段Ｄｉｆの出力誤差εは、コントローラＰｉによって制御されてコンパレータＣｏｍｐに与えられ、コンパレータはその誤差をキャリア生成モジュールＣａｒによって与えられるキャリア信号ＶＣａｒｒｉｅｒと比較する。キャリア信号ＶＣａｒｒｉｅｒは周波数ｆＳＷで動作し、通常は三角波形又は鋸波形である。 The output error ε of the subtracting means Dif is controlled by the controller Pi and given to the comparator Comp, which compares the error with the carrier signal V Carrier given by the carrier generation module Car. The carrier signal V Carrier operates at a frequency f SW and is usually a triangular waveform or a sawtooth waveform.
コントローラＰｉは、比例積分（ＰＩ）コントローラ又は比例積分微分（ＰＩＤ）コントローラとすることができる。 The controller Pi can be a proportional-integral (PI) controller or a proportional-integral-derivative (PID) controller.
コンパレータＣｏｍｐの出力は、制御信号Ｐｗｍを与える。 The output of the comparator Comp gives a control signal Pwm.
図４は、本発明による、ＭＰＰの決定を可能にする情報を求めるためのアルゴリズムの一例である。 FIG. 4 is an example of an algorithm for obtaining information that enables MPP determination according to the present invention.
より厳密には、本アルゴリズムは、プロセッサ１００によって実行される。 More precisely, the present algorithm is executed by the processor 100.
電源の最大電力点の決定を可能にする情報を取得するためのアルゴリズムは、少なくとも、キャパシタＣＩＮ上の電圧Ｖ１、電圧Ｖ２、及び電流センサが存在する場合には電流ＩＬを監視する。 Algorithm for obtaining information enabling the determination of the maximum power point of the power supply, at least, the voltage V1 on the capacitor C IN, the voltage V2, and if the current sensor is present to monitor the current I L.
ステップＳ４００において、フェーズＰＨ１が始まる。フェーズＰＨ１は、図５（ａ）〜図５（ｅ）に示されている。 In step S400, phase PH1 begins. The phase PH1 is shown in FIGS. 5 (a) to 5 (e).
図５（ａ）は、本発明によって得られる電源電圧変動の一例である。 FIG. 5 (a) is an example of power supply voltage fluctuation obtained by the present invention.
図５（ａ）の横軸には時間が表示され、図５（ａ）の縦軸には電圧が表示されている。 Time is displayed on the horizontal axis of FIG. 5A, and voltage is displayed on the vertical axis of FIG.
図５（ｂ）は、本発明によって電源の動作を制御するために用いられる基準電圧の一例である。 FIG. 5B is an example of a reference voltage used for controlling the operation of the power supply according to the present invention.
図５（ｂ）の横軸には時間が表示され、図５（ｂ）の縦軸には電圧が表示されている。 Time is displayed on the horizontal axis of FIG. 5B, and voltage is displayed on the vertical axis of FIG. 5B.
図５（ｃ）は、本発明によって得られる電源電流変動の一例である。 FIG. 5 (c) is an example of power supply current fluctuation obtained by the present invention.
図５（ｃ）の横軸には時間が表示され、図５（ｃ）の縦軸には電流が表示されている。 Time is displayed on the horizontal axis of FIG. 5C, and current is displayed on the vertical axis of FIG.
図５（ｄ）は、本発明によって得られるインダクタ電流変動の包括線の一例である。 FIG. 5D is an example of a comprehensive line of inductor current fluctuation obtained by the present invention.
図５（ｄ）の横軸には時間が表示され、図５（ｄ）の縦軸には電流が表示されている。 Time is displayed on the horizontal axis of FIG. 5 (d), and current is displayed on the vertical axis of FIG. 5 (d).
斜線のエリアは、インダクタ電流変動の包絡線を表している。 The hatched area represents the envelope of the inductor current fluctuation.
図５（ｅ）は、本発明によって電源の動作を制御するために少なくとも１つのスイッチを制御するために用いられるパターンの包絡線の一例である。 FIG. 5 (e) is an example of a pattern envelope used to control at least one switch to control the operation of the power supply according to the present invention.
図５（ｅ）の横軸には時間が表示され、図５（ｅ）の縦軸には電圧が表示されている。 Time is displayed on the horizontal axis of FIG. 5 (e), and voltage is displayed on the vertical axis of FIG. 5 (e).
斜線のエリアは、Ｐｗｍ信号変動の包絡線を表している。 The hatched area represents an envelope of Pwm signal fluctuation.
フェーズＰＨ１の間、エネルギー変換デバイスＣｏｎｖは、例えば昇圧（ステップアップ）ＤＣ／ＤＣコンバータとしての役割を果たす。ここで、エネルギー変換デバイスは、降圧（ステップダウン）ＤＣ／ＤＣコンバータとしての役割を果たすこともできることに留意されたい。 During the phase PH1, the energy conversion device Conv serves as a step-up (step-up) DC / DC converter, for example. It should be noted here that the energy conversion device can also serve as a step-down DC / DC converter.
フェーズＰＨ１の間、エネルギー変換デバイスＣｏｎｖは、電源の動作点を制御し、例えば山登り法（Perturb and Observe：Ｐ＆Ｏ）最大電力点追跡（ＭＰＰＴ）モードで動作する。 During phase PH1, the energy conversion device Conv controls the operating point of the power supply and operates, for example, in the Perturb and Observe (P & O) Maximum Power Point Tracking (MPPT) mode.
フェーズＰＨ１の間、スイッチＳｗは、ＭＰＰＴ制御ブロックＭｐによって与えられる基準電圧を、電源ＰＶによって与えられて測定手段Ｖ１によって測定された後にディジタル変換された電圧ＶＰＶと比較できるようにする。 During phase PH1, the switch Sw makes it possible to compare the reference voltage provided by the MPPT control block Mp with the digitally converted voltage V PV provided by the power source PV and measured by the measuring means V1.
ＶＰＶＲＥＦとＶＰＶとの差によって生成される誤差εは、コントローラＰｉによって補償される。コントローラは、ＶＣｏｎｔ信号を生成する比例積分微分（ＰＩＤ）コントローラ、又は比例積分（ＰＩ）コントローラとすることができる。 The error ε generated by the difference between V PVREF and V PV is compensated by the controller Pi. The controller may be a proportional integral derivative (PID) controller that generates a V Cont signal, or a proportional integral (PI) controller.
その後、ＶＣｏｎｔ信号は、キャリア波形Ｖｃａｒｒｉｅｒと比較される。キャリア波形は、最大値ＶＭ及び周波数ｆＳＷを有する三角波形又は鋸波形とすることができる。 The V Cont signal is then compared with the carrier waveform V carrier . The carrier wave may be a triangular waveform or sawtooth waveform having a maximum value V M and the frequency f SW.
Ｖｃａｒｒｉｅｒ＜ＶＣｏｎｔである場合には、スイッチＭ１は導通状態、すなわちオンであり、そうでない場合には、スイッチＭ１は非導通状態、すなわちオフである。 If V carrier <V Cont , switch M1 is conducting, i.e. on, otherwise switch M1 is non-conducting, i.e. off.
フェーズＰＨ１の間、電源ＰＶによって与えられる電圧ＶＰＶは、例えば毎秒、ＭＰＰＴブロックＭｐによって規定される所望の値ＶＰＶＲＥＦに概ね調整される。一方、出力電圧ＶＤＣは理論的には一定である。 During phase PH1, the voltage V PV provided by the power source PV is generally adjusted to a desired value V PVREF defined by the MPPT block Mp, for example every second. On the other hand, the output voltage V DC is theoretically constant.
例えば、出力電圧ＶＤＣは、バッテリによって印加することができる。あるいは、出力電圧ＶＤＣは、グリッド接続用途であるか否か等の用途の種類に応じて、特定の制御ループを通じて出力電圧ＶＤＣを調整するインバータの調整済みＤＣリンクとすることができる。 For example, the output voltage VDC can be applied by a battery. Alternatively, the output voltage V DC can be an adjusted DC link of an inverter that adjusts the output voltage V DC through a specific control loop, depending on the type of application, such as whether it is a grid connection application or not.
フェーズＰＨ１の間、図５（ａ）に示されるような電圧ＶＰＶと、その結果として図５（ｃ）に示されるような電流ＩＰＶは、ＭＰＰＴアルゴリズムによって与えられて定期的に更新される基準値ＶＰＶＲＥＦに追従する。 During phase PH1, the voltage V PV as shown in FIG. 5 (a) and consequently the current I PV as shown in FIG. 5 (c) is provided by the MPPT algorithm and updated periodically. Follows the reference value V PVREF .
図５（ｄ）に示されるように、スイッチＭ１が切り替わるのに応じて、電流ＩＬは変化する。 As shown in FIG. 5 (d), in response to the switch M1 is switched, current I L is varied.
次のステップＳ４０１において、フェーズＰＨ２が始まる。 In the next step S401, phase PH2 starts.
フェーズＰＨ２は、ＭＰＰＴブロックＭｐによって用いられる電圧値ＶＭＰＰと、例えばエネルギー変換デバイスＣｏｎｖの最小許容動作電圧値である最小電圧値ＶＭＩＮとの間における電源ＰＶの電力曲線が得られる期間に対応する。 The phase PH2 corresponds to a period during which a power curve of the power source PV is obtained between the voltage value V MPP used by the MPPT block Mp and a minimum voltage value V MIN that is a minimum allowable operating voltage value of the energy conversion device Conv, for example. .
本発明によれば、フェーズＰＨ２の持続時間は、所与の回数Ｎ回の測定を実行できるように規定され、例えばＮは１００に等しい。 According to the present invention, the duration of phase PH2 is defined such that a given number of N measurements can be performed, eg N equals 100.
１つのサンプルは、電圧測定手段Ｖ１によって実行されるＶＰＶの１回の測定、電圧測定手段Ｖ２によって実行されるＶＤＣの１回の測定、及び電流測定手段ＭＩＬによって実行されるＩＬの１回の測定に対応する。 One sample, one measurement of the V PV executed by the voltage measurement means V1, once the measurement of V DC executed by the voltage measuring means V2, and I L that is performed by the current measuring means MI L Corresponds to one measurement.
サンプルは、アナログ／ディジタルコンバータＡＤＣのサンプリング周波数ｆＳＡＭＰで取得される。ある場合には、サンプリング周波数ｆＳＡＭＰはｆＳＷに等しい。 The sample is acquired at the sampling frequency f SAMP of the analog / digital converter ADC. In some cases, the sampling frequency f SAMP is equal to f SW .
フェーズＰＨ２の持続時間は、Δｔ＝Ｎ＊ｆＳＡＭＰとして設定される。 The duration of phase PH2 is set as Δt = N * f SAMP .
フェーズＰＨ２の間、基準値ＶＰＶＲＦＥとその制御ループによって、電源ＰＶの電圧ＶＰＶが本明細書においてＶＭＩＮと呼ばれる最小電圧値まで低減され、キャパシタＣＩＮは放電される。 During phase PH2, the reference value V PVRFE and its control loop reduce the voltage V PV of the power source PV to a minimum voltage value referred to herein as V MIN and the capacitor C IN is discharged.
フェーズＰＨ２の間、スイッチＳｗは、放電ブロックＤｉｓによって与えられる電圧を、電源によって与えられて測定手段Ｖ１によって測定された後にディジタル変換された電圧ＶＰＶと比較できるようにする。放電ブロックＤｉｓは、ここではＰＨ１におけるＶＭＰＰ値に対応する初期値ＶＰＶからＶＭＩＮまで減少する所与の数学関数に従って規定される電圧ＶＰＶＲＥＦを与える。 During the phase PH2, the switch Sw makes it possible to compare the voltage provided by the discharge block Dis with the voltage V PV which is provided by the power supply and measured by the measuring means V1 and then digitized. The discharge block Dis provides a voltage V PVREF defined here according to a given mathematical function that decreases from an initial value V PV corresponding to the V MPP value at PH1 to V MIN .
例えば、数学関数は、一変数の一次多項式関数のような一次関数である。 For example, the mathematical function is a linear function such as a univariate linear polynomial function.
フェーズＰＨ２の間、ステップＳ４０２において、フェーズＰＨ２中に得られたＶＰＶ及びＩＬの全てのサンプルが格納される。 During phase PH2, at step S402, all the samples of V PV and I L obtained during phase PH2 is stored.
ここで、電流測定手段ＭＩＬが存在しない場合には、電圧ＶＤＣのサンプルも格納されることに留意されたい。 It should be noted here that if the current measuring means MI L is not present, a sample of the voltage V DC is also stored.
次のステップＳ４０３において、電圧ＶＰＶのサンプルを用いて、キャパシタＣＩＮを通る電流ＩＣＩＮを評価する。ＩＣＩＮの求め方は、図９を参照しながら更に詳細に開示される。 In the next step S403, the current I CIN through the capacitor C IN is evaluated using a sample of the voltage V PV . The method for determining I CIN will be disclosed in more detail with reference to FIG.
次のステップＳ４０４において、電流変動の過渡状態におけるＩＬの平均値を求めるために、ＩＬの電流サンプルが処理される。 At next step S404, in order to determine the average value of I L in the transient state of the current fluctuation, the current sample I L is processed.
図５（ｄ）及び図５（ｅ）に示されるように、電流ＩＬはスイッチＭ１が切り替わるのに応じて変化する。 As shown in FIG. 5 (d) and FIG. 5 (e), the current I L is varied in response to the switch M1 is switched.
フェーズＰＨ２中におけるＩＬ及びＰｗｍの変動を更に拡大した図が図６（ａ）及び図６（ｂ）に示されている。 Diagram further enlarged the variations of I L and Pwm in the phase PH2 is shown in FIGS. 6 (a) and 6 (b).
図６（ａ）は、図４のアルゴリズムにおいて開示される第２フェーズ中におけるインダクタ電流変動の一例である。 FIG. 6A is an example of inductor current fluctuation during the second phase disclosed in the algorithm of FIG.
図６（ａ）の横軸には時間が表示され、図６（ａ）の縦軸には電流が表示されている。 Time is displayed on the horizontal axis of FIG. 6A, and current is displayed on the vertical axis of FIG.
図６（ｂ）は、図４のアルゴリズムにおいて開示される第２フェーズ中において少なくとも１つのスイッチを制御するために用いられるパターンの一例である。 FIG. 6B is an example of a pattern used to control at least one switch during the second phase disclosed in the algorithm of FIG.
図６（ｂ）の横軸には時間が表示され、図６（ｂ）の縦軸には電圧が表示されている。 The time is displayed on the horizontal axis of FIG. 6B, and the voltage is displayed on the vertical axis of FIG. 6B.
フェーズＰＨ２の間、Ｐｗｍ信号のデューティサイクルは、サンプリング周波数ｆＳＡＭＰに従って絶えず変化する。ここで、ｆＳＡＭＰ＝ｆＳＷであれば、各切替周期についてデューティサイクルは一定であることに留意されたい。 During phase PH2, the duty cycle of the Pwm signal constantly changes according to the sampling frequency f SAMP . Note that the duty cycle is constant for each switching period if f SAMP = f SW .
スイッチＭ１が導通するか否かに従って、電流ＩＬは増減する。 According to whether the switch M1 becomes conductive, current I L is increased or decreased.
Ｐｗｍのデューティサイクルが過渡状態中に変化するのに応じて、電圧ＶＰＶもＩＬの勾配のように変化する。そのような状況は、電流測定手段ＭＩＬのみによってＩＰＶ値を知ることが望ましい場合に、電流ＩＬの指標を劣化させる。 Pwm duty cycle in response to changes in the transient state, changes as the gradient of the voltage V PV also I L. Such a situation, if it is desired to know the I PV value only by the current measuring means MI L, deteriorating the index of the current I L.
ここで、ｆＳＡＭＰ＝ｆＳＷである定常状態において、信号ＶＣａｒｒｉｅｒがゼロ値にある瞬間にサンプリングが行なわれる場合には、測定される電流ＩＬの値はその平均値に対応し、平均値は電流ＩＰＶの値に等しいことに留意されたい。しかしながら、このことは過渡状態、すなわちフェーズＰＨ２中においては、信号ＶＣａｒｒｉｅｒがゼロ値にある瞬間に常にサンプリングが行なわれるので、もはや当てはまらない。この場合、測定される電流ＩＬの値は、電流ＩＬの平均値には対応しない。 Here, in the steady state is f SAMP = f SW, when the signal V Carrier sampling is performed at a certain moment the zero value, the value of the current I L to be measured corresponds to the average value, the average value should is noted that equal to the value of the current I PV. However, this is no longer the case in the transient state, ie during phase PH2, since sampling is always performed at the moment when the signal V Carrier is at zero value. In this case, the value of the current I L to be measured does not correspond to the average value of the current I L.
フェーズＰＨ２中におけるそのような変動は、図７を参照しながら以下に開示されるアルゴリズムによって考慮される。 Such variation during phase PH2 is considered by the algorithm disclosed below with reference to FIG.
次のステップＳ４０５において、電源特性が求められる。 In the next step S405, power supply characteristics are obtained.
電源ＰＶから供給される図５（ｃ）に示されるような電流ＩＰＶは、電流ＩＣＩＮと電流ＩＬの平均値とを合計することによって求められる。電流ＩＣＩＮを評価するために図９において用いられる方法に起因してフェーズＰＨ２中に現れる可能性のある高周波リップルは、当該方法自体によって既にフィルタリングされていることに留意されたい。 Current I PV as shown in FIG. 5 (c) supplied from the power source PV is determined by summing the average value of the current I CIN and the current I L. Note that the high frequency ripple that may appear during phase PH2 due to the method used in FIG. 9 to evaluate the current I CIN has already been filtered by the method itself.
図１０は、本発明によって取得することができる電力対電圧曲線の一例である。 FIG. 10 is an example of a power versus voltage curve that can be obtained with the present invention.
図１０の横軸には電圧ＶＰＶが表示されており、縦軸には電源ＰＶによって出力される電力が表示されている。 The horizontal axis in FIG. 10 displays the voltage V PV, and the vertical axis displays the power output by the power source PV.
曲線における太い部分は、ＶＰＶがＶＭＡＸ値（フェーズＰＨ１において用いられたＶＭＰＰ以上とすることができる）からＶＭＩＮまで変化する場合を考慮して、本発明によって求められるＩＰＶ及びＶＰＶから得られる曲線部分を表している。 Thick portion in the curve, in consideration of the case of changing V PV is V MAX value from (can be V MPP or used in phase PH1) to V MIN, obtained by the present invention I PV and V PV Represents the curve part obtained from
ＭＰＰは、電源が出力することのできる最大電力に対応する。 MPP corresponds to the maximum power that the power supply can output.
新たなＭＰＰ情報は、ＭＰＰＴブロックＭｐに与えられる。 New MPP information is given to the MPPT block Mp.
次のステップＳ４０６において、フェーズＰＨ３が始まる。エネルギー変換デバイスＣｏｎｖは、新たに求められたＭＰＰ値を用いて電源ＰＶの動作を制御し、再びＰ＆Ｏ最大電力点追跡ＭＰＰＴモードにおいて動作する。 In the next step S406, phase PH3 begins. The energy conversion device Conv controls the operation of the power source PV using the newly obtained MPP value, and operates again in the P & O maximum power point tracking MPPT mode.
フェーズＰＨ３の開始時にＶＰＶＲＥＦが既に設定されていても、図５（ａ）及び図５（ｂ）に示されるように、電源ＰＶの電圧が基準に追従するために更なる時間を要する場合がある。これは、フェーズＰＨ３中において、電源ＰＶから供給されるエネルギーが全体として入力キャパシタＣＩＮに与えられるという事実に起因する。 Even if V PVREF is already set at the start of phase PH3, as shown in FIGS. 5A and 5B, it may take more time for the voltage of the power source PV to follow the reference. is there. This is during the phase PH3, due to the fact that the energy supplied from the power source PV is applied to the input capacitor C IN as a whole.
次のステップＳ４０７において、フェーズＰＨ４が始まる。電圧値ＶＰＶはＶＰＶＲＥＦに極めて近く、それは誤差が非常に小さいことを意味している。電源ＰＶは、この瞬間から負荷Ｌｏに電力を供給し始める。最終的に電圧値ＶＰＶは所望のＶＰＶＲＥＦ値に収束し、Ｐ＆Ｏ ＭＰＰＴアルゴリズムは、フェーズＰＨ１において開示されたような通常条件で再び動作する。 In the next step S407, phase PH4 starts. The voltage value V PV is very close to V PVREF , which means that the error is very small. The power source PV starts to supply power to the load Lo from this moment. Eventually the voltage value V PV converges to the desired V PVREF value, and the P & O MPPT algorithm operates again under normal conditions as disclosed in phase PH1.
図７は、図４のアルゴリズムにおいて開示されたような第２フェーズ中において、インダクタ電流の平均値を求めるために用いられるアルゴリズムである。 FIG. 7 is an algorithm used to determine the average value of the inductor current during the second phase as disclosed in the algorithm of FIG.
図７のアルゴリズムは、ｆＳＡＭＰ＝ｆＳＷである場合に、第２フェーズＰＨ２中においてインダクタ電流ＩＬの平均値を求めるために用いられる。 The algorithm of FIG. 7, in the case of f SAMP = f SW, used to determine the mean value of the inductor current I L during the second phase PH2.
ステップＳ７００において、電流ＩＬのサンプル並びに電圧ＶＰＶ及びＶＤＣのサンプルが取得される。 In step S700, the sample of the sample and the voltage V PV and V DC current I L is obtained.
次のステップＳ７０１において、スイッチＭ１のオンへの切替中及びオフへの切替中の電流ＩＬの変動が、オン状態からオフ状態又はオフ状態からオン状態への移行時刻において、Ｐｗｍ信号値に関連する電流ＩＬのサンプル並びにＶＰＶ及びＶＤＣの電圧サンプルからそれぞれ復元される。言い換えると、高周波電流リップルが完全に再生される。 At next step S701, the variation of the current I L in the switch to the on-switching and off to on of the switch M1 is in the transition time from the ON state to the ON state from the OFF state or an off state, associated with Pwm signal value Are restored from the samples of current I L and the voltage samples of V PV and V DC , respectively. In other words, the high frequency current ripple is completely regenerated.
電流ＩＬの変動の例が図８（ａ）〜図８（ｃ）に示されている。 Examples of the variation of current I L is shown in FIG. 8 (a) ~ FIG 8 (c).
図８（ａ）〜図８（ｃ）は、インダクタ電流波形を再生するために用いられる曲線、及び図４のアルゴリズムにおいて開示されるような第２フェーズ中にインダクタ電流の平均を求めるために用いられる曲線を表している。 FIGS. 8 (a) -8 (c) are used to determine the average of the inductor current during the second phase as disclosed in the algorithm of FIG. 4 and the curve used to reproduce the inductor current waveform. Represents a curved line.
図８（ａ）は、２つの連続する切替周期において２つの連続したサンプルが得られる瞬間を表している。 FIG. 8 (a) shows the moment when two consecutive samples are obtained in two consecutive switching periods.
図８（ｂ）は、信号Ｐｗｍの電圧変動、及びキャリア生成モジュールＣａｒによって生成されるキャリア信号ＶＣａｒｒｉｅｒと比較される信号ＶＣｏｎｔによって与えられる電圧を表している。 FIG. 8B shows the voltage provided by the signal V Cont compared with the voltage fluctuation of the signal Pwm and the carrier signal V Carrier generated by the carrier generation module Car.
移行時刻ｔ１及びｔ２は、正確にＶＣｏｎｔ＝ＶＣａｒｒｉｅｒである瞬間である。ただし、ＶＣｏｎｔはコントローラＰｉによって生成される補償済み制御信号である。 Transition times t 1 and t 2 are the instants when exactly V Cont = V Carrier . V Cont is a compensated control signal generated by the controller Pi.
信号Ｐｗｍがハイであるとき、電流ＩＬは、ＶＰＶをインダクタ値Ｌで除算して持続時間（この場合には、ｔ０からｔ１まで、及び、ｔ２からｔ３まで）を乗じた値に等しい勾配で増加する。この持続時間は単に、ＤＳＰ内のＶＣｏｎｔ及びＶＣａｒｒｉｅｒを監視することによって得られる。 When the signal Pwm is high, the current I L divided V PV by the inductor value L and multiplied by the duration (in this case from t 0 to t 1 and from t 2 to t 3 ). Increase with a slope equal to the value. This duration is simply obtained by monitoring V Cont and V Carrier in the DSP.
信号Ｐｗｍがローであるとき、電流ＩＬは、ＶＰＶからＶＤＣを引いた値をインダクタ値Ｌで除算して持続時間（この場合には、ｔ１からｔ２まで）を乗じた値に等しい勾配で減少する。この持続時間は単に、ＤＳＰ内のＶＣｏｎｔ及びＶＣａｒｒｉｅｒを監視することによって得られる。 When the signal Pwm is low, the current I L is the value of V PV minus V DC divided by the inductor value L multiplied by the duration (in this case from t 1 to t 2 ). Decrease with equal slope. This duration is simply obtained by monitoring V Cont and V Carrier in the DSP.
そして、サンプル及び信号Ｐｗｍから、図８（ｃ）に示されるようなＩＬの電流変動を再構成することができる。 Then, from the sample and the signal Pwm, it is possible to reconstruct the current variations of such I L as shown in Figure 8 (c).
次のステップＳ７０２において、ＩＬの再構成された電流変動、及びｆＳＷよりもはるかに小さく例えばｆＳＷの半分未満のカットオフ周波数を有するディジタルローパスフィルタを用いて、ＩＬの平均値が求められる。 At next step S702, using a digital low-pass filter with less than half the cut-off frequency of the reconstructed current variation, and f SW much more than smaller eg f SW of I L, calculated the average value of I L It is done.
図９は、本発明による、入力キャパシタを通る電圧及び電流を求めるためのアルゴリズムの一例である。 FIG. 9 is an example of an algorithm for determining the voltage and current through the input capacitor according to the present invention.
より厳密には、本アルゴリズムは、プロセッサ１００によって実行される。 More precisely, the present algorithm is executed by the processor 100.
一般的見地から、本アルゴリズムによって、所与のサンプルに対するキャパシタ電流ＩＣＩＮは、キャパシタＣＩＮの静電容量値に所与のサンプルの電圧導関数を乗じることによって求められる。電圧導関数は、フィッティング数学関数、例えば実係数を有する多項式関数によって得られる。 From a general point of view, according to this algorithm, the capacitor current I CIN for a given sample is determined by multiplying the capacitance value of the capacitor C IN by the voltage derivative of the given sample. The voltage derivative is obtained by a fitting mathematical function, for example a polynomial function with real coefficients.
フィッティング数学関数は、所与の時間サンプルについての処理された電圧を取得するために、連続的な時間サンプルｘｉ（ｉ＝１〜Ｎ）において測定された電圧ｙｉと関数ｆ（ｘｉ）との差の二乗和を最小化することによって得られる。これは、以下のように行われる。 The fitting mathematical function determines the voltage y i measured at successive time samples x i (i = 1 to N) and the function f (x i ) to obtain the processed voltage for a given time sample. Is obtained by minimizing the sum of squared differences. This is done as follows.
Ｎ個のサンプル（ｘ１，ｙ１），（ｘ２，ｙ２）．．．（ｘＮ，ｙＮ）が与えられると、必要とされるフィッティング数学関数を、例えば以下の形に書くことができる。
ｆ（ｘ）とｙの実際の値との差の二乗和は、以下によって与えられる。
この誤差項は、定数Ｃｊ（ｊ＝１，２，．．．Ｋ）の各々についてＥの１階偏導関数を取り、その結果をゼロにすることによって最小化される。したがって、対称なＫ元連立方程式が得られ、これがＣ１、Ｃ２、．．．、ＣＫについて解かれる。この手順は、最小平均二乗（ＬＭＳ）アルゴリズムとしても知られている。 This error term is minimized by taking the first partial derivative of E for each of the constants C j (j = 1, 2,... K) and making the result zero. Therefore, a symmetric K-ary simultaneous equation is obtained, which is C 1 , C 2 ,. . . , It is solved for C K. This procedure is also known as the least mean square (LMS) algorithm.
ＶＰＶの電圧サンプルについて、各サンプルに対して移動する所定の窓における適切な数学関数、例えば実係数を有する多項式関数のフィッティングに基づいて曲線が取得される。したがって、電圧はフィルタリングされ、その導関数を窓の中心点すべてに対して非常に簡単かつ直接的な方法で同時に計算することができる。これにより、いかなる追加の電流センサも必要とすることなく電流が求められる。 For the voltage samples of V PV , a curve is obtained based on fitting an appropriate mathematical function, eg, a polynomial function with real coefficients, in a given window moving for each sample. Thus, the voltage is filtered and its derivative can be calculated simultaneously in a very simple and direct way for all the window center points. This determines the current without the need for any additional current sensor.
ステップＳ９００において、プロセッサ１００は、フェーズＰＨ２中に得られたＶＰＶのＮ個のサンプルを取得する。例えば、少なくとも１００個のサンプルが取得される。各サンプルは２次元ベクトルであり、その係数は、電圧値とその電圧が測定された時刻である。 At step S900, the processor 100 obtains N samples of V PV obtained during phase PH2. For example, at least 100 samples are acquired. Each sample is a two-dimensional vector, and its coefficient is a voltage value and the time when the voltage was measured.
次のステップＳ９０１において、プロセッサ１００は、移動窓のサイズを決定する。移動窓のサイズは、適切な数学関数、例えば実係数を有する多項式関数のフィッティングに基づいて曲線を求めるために用いられるサンプルの数Ｎｐｔを表す。移動窓のサイズは奇数である。例えば、移動窓のサイズは２１に等しい。 At next step S901, the processor 100 determines the size of the moving window. The size of the moving window represents the number of samples Npt used to determine the curve based on fitting a suitable mathematical function, eg a polynomial function with real coefficients. The size of the moving window is an odd number. For example, the size of the moving window is equal to 21.
次のステップＳ９０２において、プロセッサ１００は、移動窓の中心点Ｎｃを求める。 At next step S902, the processor 100 determines the center point Nc of the moving window.
次のステップＳ９０３において、プロセッサ１００は、変数ｉを値Ｎｐｔに設定する。 At next step S903, the processor 100 sets the variable i to the value Npt.
次のステップＳ９０４において、プロセッサ１００は、変数ｊをｉ−Ｎｃ＋１に設定する。
At next step S904, the processor 100 sets the variable j to i−
次のステップＳ９０５において、プロセッサ１００は、変数ｋを１に設定する。 At next step S905, the processor 100 sets the variable k to 1.
次のステップＳ９０６において、プロセッサ１００は、ｘ（ｋ）の値をサンプルｊの時刻係数に設定する。 At next step S906, the processor 100 sets the value of x (k) as the time coefficient of the sample j.
次のステップＳ９０７において、プロセッサ１００は、ｙ（ｋ）の値をサンプルｊの電圧係数に設定する。 At next step S907, the processor 100 sets the value of y (k) to the voltage coefficient of the sample j.
次のステップＳ９０８において、プロセッサ１００は、変数ｋを１インクリメントする。 At next step S908, the processor 100 increments the variable k by one.
次のステップＳ９０９において、プロセッサ１００は、変数ｊを１インクリメントする。 At next step S909, the processor 100 increments the variable j by one.
次のステップＳ９１０において、プロセッサ１００は、変数ｊがｉとＮｃとの和から１を引いた値より厳密に小さいか否かを検査する。 At next step S910, the processor 100 checks if the variable j is strictly smaller than a value obtained by subtracting 1 from the sum of i and Nc.
変数ｊがｉとＮｃとの和から１を引いた値より厳密に小さい場合、プロセッサ１００はステップＳ９０６に戻る。そうでない場合、プロセッサ９００はステップＳ９１１に移る。
If the variable j is strictly smaller than the value obtained by subtracting 1 from the sum of i and Nc, the processor 100 returns to step S906. Otherwise, the
ステップＳ９１１において、プロセッサ１００は、最小平均二乗アルゴリズムと、Ｓ９１０の条件に達するまでステップＳ９０６及びＳ９０７においてサンプリングされたすべてのｘ（ｋ）値及びｙ（ｋ）値とを用いて、フィッティング数学関数、例えば多項式関数ｙ（ｘ）＝ａｘ２＋ｂｘ＋ｃを求める。 At step S911, the processor 100 uses the least mean square algorithm and all the x (k) and y (k) values sampled at steps S906 and S907 until the condition of S910 is reached, For example, a polynomial function y (x) = ax 2 + bx + c is obtained.
プロセッサ１００は、二次多項式関数のａ、ｂ、及びｃの実係数
次のステップＳ９１２において、プロセッサ１００は、以下の式に従ってフィルタリングされた電圧値と必要とされる電流を評価する。
次のステップＳ９１３において、プロセッサ９００は、変数ｉを１単位インクリメントする。
At next step S913, the
次のステップＳ９１４において、プロセッサ１００は、ｉがＮからＮｃを引いた値より厳密に小さいか否かを検査する。 At next step S914, the processor 100 checks if i is strictly smaller than N minus Nc.
ｉがＮからＮｃを引いた値より厳密に小さい場合、プロセッサ１００はステップＳ９０４に戻る。そうでない場合、プロセッサ３００はステップＳ９１５に移り、本アルゴリズムによって求められた電圧と電流のペアを出力する。 If i is strictly smaller than N minus Nc, the processor 100 returns to step S904. Otherwise, the processor 300 moves to step S915 and outputs the voltage / current pair determined by the present algorithm.
その後、プロセッサ１００は、本アルゴリズムを中断し、図４のアルゴリズムのステップＳ４０４に戻る。 After that, the processor 100 interrupts the present algorithm and returns to step S404 of the algorithm in FIG.
ここで、電流センサを用いてインダクタを通って流れる電流を監視する代わりに、図９に開示されるアルゴリズムと類似のアルゴリズムを用いることによって、例えば、スイッチＭ１がオフ状態にある場合にはＶＰＶからＶＤＣを減算し、Ｍ１がオン状態にある場合には電圧がＶＰＶに等しいと仮定することによって、インダクタＬ上の電圧の測定からインダクタを通って流れる電流を監視することができることに留意されたい。 Here, instead of using a current sensor to monitor the current flowing through the inductor, an algorithm similar to the algorithm disclosed in FIG. 9 is used, for example, V PV when switch M1 is in the off state. Note that the current flowing through the inductor can be monitored from the measurement of the voltage on the inductor L by subtracting V DC from and assuming that the voltage is equal to V PV when M1 is in the on state. I want to be.
ここで、何らかの導関数を評価する代わりに、電圧測定値のみによってインダクタを通る電流を評価するのに適した適切な数値積分法を用いる必要があることに留意されたい。 It should be noted here that instead of evaluating any derivative, it is necessary to use an appropriate numerical integration method suitable for evaluating the current through the inductor by voltage measurements alone.
当然のことながら、本発明の範囲から逸脱することなく、上述した本発明の実施形態に対して多くの変更を行うことができる。 Naturally, many modifications can be made to the embodiments of the invention described above without departing from the scope of the present invention.
Claims (10)
該電源の特性の決定を可能にする情報を取得する装置は、
エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を監視する手段と、
前記電源から供給される電流を監視する手段とを備え、
前記エネルギー変換デバイスは、少なくとも１つのスイッチを備え、
前記電圧を監視する手段は、前記エネルギー変換デバイスを通じた前記キャパシタの放電中に前記電圧を監視し、前記電源から供給される電流を監視する手段は、前記エネルギー変換デバイスを通じた前記キャパシタの放電中に前記電源から供給される電流を監視することを特徴とし、
前記キャパシタ上の電圧は、少なくとも１つの数学関数を用いて前記スイッチの導通又は非導通を制御することによって減少することを特徴とする、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置。 A device for obtaining information that enables determination of characteristics such as the maximum power point of a power supply,
An apparatus that obtains information that enables determination of the characteristics of the power supply,
Means for monitoring a voltage on a capacitor disposed between terminals of a power source of the energy conversion device;
Means for monitoring the current supplied from the power source,
The energy conversion device comprises at least one switch;
The means for monitoring the voltage monitors the voltage during discharge of the capacitor through the energy conversion device, and the means for monitoring current supplied from the power source is during discharge of the capacitor through the energy conversion device. Monitoring the current supplied from the power source,
The voltage on the capacitor is reduced by controlling the conduction or non-conduction of the switch using at least one mathematical function, allowing the determination of characteristics such as the maximum power point of the power supply A device that obtains information.
− 少なくとも１つの数学関数を用いてエネルギー変換デバイスのスイッチの導通又は非導通を制御することによって、キャパシタ上の電圧を減少させるステップと、
− 前記エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を、該エネルギー変換デバイスを通じた該キャパシタの放電中に監視するステップと、
− 前記電源から供給される電流を、前記エネルギー変換デバイスを通じた前記キャパシタの放電中に監視するステップと
を含むことを特徴とする、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する方法。 A method for obtaining information that enables determination of characteristics such as the maximum power point of a power supply,
-Reducing the voltage on the capacitor by controlling conduction or non-conduction of the switch of the energy conversion device using at least one mathematical function;
Monitoring the voltage on a capacitor disposed between the terminals of the power source of the energy conversion device during discharge of the capacitor through the energy conversion device;
Monitoring the current supplied from the power supply during discharge of the capacitor through the energy conversion device, information enabling the determination of characteristics such as the maximum power point of the power supply How to get.
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