JP2012230673A - Device and method for acquiring information for determining characteristic such as maximum power point of power source - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、包括的には、太陽電池若しくは太陽電池のアレイ又は燃料電池のような電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置に関する。 The present invention relates generally to an apparatus for obtaining information that enables the determination of characteristics such as the maximum power point of a power source such as a solar cell or an array of solar cells or a fuel cell.
太陽電池は、太陽エネルギーを電気エネルギーに直接変換する。太陽電池によって生成される電気エネルギーを経時的に抽出し、電力の形態で使用することができる。太陽電池によって提供される直流電力は、DC−DCアップ/ダウンコンバータ回路及び/又はDC/ACインバータ回路のような変換デバイスに供給される。 Solar cells convert solar energy directly into electrical energy. The electrical energy generated by the solar cell can be extracted over time and used in the form of electric power. The DC power provided by the solar cell is supplied to a conversion device such as a DC-DC up / down converter circuit and / or a DC / AC inverter circuit.
しかしながら、太陽電池の電流−電圧垂下特性(current-voltage drop characteristics)により、出力電力は太陽電池から引き出される電流とともに非線形に変化する。電力−電圧曲線は、光照射レベルや動作温度のような気候変動に従って変化する。 However, due to the current-voltage drop characteristics of the solar cell, the output power varies nonlinearly with the current drawn from the solar cell. The power-voltage curve changes according to climate change such as light exposure level and operating temperature.
太陽電池又は太陽電池のアレイを動作させる準最適点は、電力が最大となる電流−電圧曲線の領域又はその近傍である。この点は、最大電力点(MPP:Maximum Power Point)と称される。 The sub-optimal point at which the solar cell or array of solar cells is operated is at or near the region of the current-voltage curve where the power is maximized. This point is referred to as a maximum power point (MPP).
グリッド接続用途においては、太陽電池をMPPの周辺で動作させてそれらの発電効率を最適化することが重要である。 In grid connection applications, it is important to operate solar cells around the MPP to optimize their power generation efficiency.
電力−電圧曲線が気候変動に従って変化する際、MPPもまた気候変動に従って変化する。 As the power-voltage curve changes according to climate change, the MPP also changes according to climate change.
そのため、常にMPPを特定することができる必要がある。 Therefore, it is necessary to always be able to specify the MPP.
本発明は、MPPを決定するために、例えば太陽電池セルのアレイである電源の出力電流変動及び出力電圧変動を表す情報を取得することを可能にする装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide an apparatus that makes it possible to obtain information representing output current fluctuations and output voltage fluctuations of a power source, for example, an array of photovoltaic cells, in order to determine an MPP.
この目的のために、本発明は、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置に関する。当該電源の特性の決定を可能にする情報を取得する装置は、エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を監視する手段と、電源から供給される電流を監視する手段とを備え、エネルギー変換デバイスは、少なくとも1つのスイッチを備え、電圧を監視する手段は、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に電圧を監視し、電源から供給される電流を監視する手段は、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に電源から供給される電流を監視し、キャパシタ上の電圧は、少なくとも1つの数学関数を用いてスイッチの導通又は非導通を制御することによって減少することを特徴とする。 For this purpose, the present invention relates to an apparatus for obtaining information that allows the determination of characteristics such as the maximum power point of a power supply. An apparatus for obtaining information enabling determination of characteristics of the power source includes means for monitoring a voltage on a capacitor disposed between terminals of the power source of the energy conversion device, and means for monitoring a current supplied from the power source. The energy conversion device comprises at least one switch, the means for monitoring the voltage monitors the voltage during discharge of the capacitor through the energy conversion device, and the means for monitoring the current supplied from the power source is energy Monitoring the current supplied from the power supply during discharge of the capacitor through the conversion device, the voltage on the capacitor being reduced by controlling the conduction or non-conduction of the switch using at least one mathematical function To do.
また、本発明は、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する方法にも関する。当該方法は、
− 少なくとも1つの数学関数を用いてエネルギー変換デバイスのスイッチの導通又は非導通を制御することによって、エネルギー変換デバイスのキャパシタ上の電圧を減少させるステップと、
− エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に監視するステップと、
− 電源から供給される電流を、エネルギー変換デバイスを通じたキャパシタの放電中に監視するステップと
を含むことを特徴とする。
The invention also relates to a method for obtaining information that allows the determination of characteristics such as the maximum power point of a power supply. The method is
-Reducing the voltage on the capacitor of the energy conversion device by controlling the conduction or non-conduction of the switch of the energy conversion device using at least one mathematical function;
-Monitoring the voltage on the capacitor placed between the terminals of the power supply of the energy conversion device during discharge of the capacitor through the energy conversion device;
Monitoring the current supplied from the power source during the discharge of the capacitor through the energy conversion device.
これにより、例えば、MPPを求めるために、又は電源の障害を判断するために、又は電源のフィルファクターを求めるために、電源の出力電流変動及び出力電圧変動を表す情報を取得することができる。 Thereby, for example, in order to obtain the MPP, to determine the failure of the power supply, or to obtain the fill factor of the power supply, information representing the output current fluctuation and the output voltage fluctuation of the power supply can be acquired.
さらに、制御ループにおいて電圧に突然のステップ状の変化があった場合に、コンバータインダクタ上に現れる可能性のある電流ピークを制限することができる。 Furthermore, current peaks that can appear on the converter inductor when there is a sudden step change in voltage in the control loop can be limited.
特定の特徴によれば、少なくとも1つの数学関数は、一変数の一次多項式関数である。 According to a particular feature, the at least one mathematical function is a univariate first order polynomial function.
これにより、一次多項式関数が用いられる場合には、等間隔の電圧サンプルを得ることができ、所与のサンプリング周波数において電力対電圧曲線の任意の部分について同じ精度の電力サンプルが得られる。 This allows evenly spaced voltage samples to be obtained when a first order polynomial function is used, resulting in power samples with the same accuracy for any portion of the power versus voltage curve at a given sampling frequency.
特定の特徴によれば、キャパシタの放電の持続時間は、所与の回数の測定を実行できるように規定される。 According to a particular feature, the duration of discharge of the capacitor is defined such that a given number of measurements can be performed.
これにより、任意の動作条件において、電源の電圧レベル及び電流レベルに依存することなく、常に同じ数のサンプルを得ることができる。 As a result, the same number of samples can be obtained at any operating condition without depending on the voltage level and current level of the power supply.
さらに、キャパシタ放電の持続時間を調整することによって、監視される信号のサンプリング周波数に依存することなく、所望の数のサンプルを常に得ることができる。 Furthermore, by adjusting the duration of the capacitor discharge, the desired number of samples can always be obtained without depending on the sampling frequency of the monitored signal.
特定の特徴によれば、電源から供給される電流を監視する手段は、エネルギー変換デバイスのインダクタを通って流れる電流を監視し、キャパシタの電圧サンプルから当該キャパシタによって供給される電流を導出する。 According to a particular feature, the means for monitoring the current supplied from the power supply monitors the current flowing through the inductor of the energy conversion device and derives the current supplied by the capacitor from the voltage sample of the capacitor.
これにより、電源と直列に電流センサを追加することなく、電源から供給される電流を推定することができる。 Thereby, the electric current supplied from a power supply can be estimated, without adding a current sensor in series with a power supply.
特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、電流センサによって監視される。 According to a particular feature, the current flowing through the inductor is monitored by a current sensor.
これにより、他の構成要素やコンバータに関するコストを何ら追加することなく、通常入手可能な電流センサをインダクタと直列に配置して、制御の目的で利用することができる。 This allows a normally available current sensor to be placed in series with the inductor and used for control purposes without adding any cost for other components or converters.
特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、エネルギー変換デバイスのスイッチのオン状態への切替及びオフ状態への切替を考慮に入れて取得される。 According to a particular feature, the current flowing through the inductor is obtained taking into account the switching of the switch of the energy conversion device to the on state and to the off state.
これにより、過渡状態中にサンプリングされる電流値は、定常状態の動作において生じる実際の平均電流値に等しいとは限らないが、任意の条件において、サンプリング周波数がエネルギー変換デバイスの切替周波数に等しい場合におけるインダクタ上の実際の平均電流を推定することができる。 As a result, the current value sampled during the transient state is not necessarily equal to the actual average current value that occurs in steady-state operation, but under any condition, the sampling frequency is equal to the switching frequency of the energy conversion device. The actual average current on the inductor at can be estimated.
特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、オン状態への切替及びオフ状態への切替ごとに、電源から供給される電圧の1回の測定、エネルギー変換デバイスの出力における電圧の1回の測定、及びインダクタを通って流れる電流の1回の測定を考慮に入れて取得される。 According to a particular feature, the current flowing through the inductor is a single measurement of the voltage supplied from the power source, 1 of the voltage at the output of the energy conversion device, each time switching to the on state and switching to the off state. Is taken into account taking into account a single measurement of the current flowing through the inductor and the current.
特定の特徴によれば、インダクタを通って流れる電流は、インダクタの端子間の電圧から導出される。 According to a particular feature, the current flowing through the inductor is derived from the voltage between the terminals of the inductor.
これにより、電源を特徴付けることを目的とするエネルギー変換デバイス内における電流センサの使用を回避し、コンバータのコストを更に削減することができる。 This avoids the use of a current sensor in the energy conversion device aimed at characterizing the power supply and further reduces the cost of the converter.
特定の特徴によれば、エネルギー変換デバイスは、DC−DCステップダウン/ステップアップコンバータ及び/又はDC/ACコンバータである。 According to particular features, the energy conversion device is a DC-DC step-down / step-up converter and / or a DC / AC converter.
これにより、電力曲線の特徴付けを行うために必要とされる全ての受動構成要素がシステム上で既に利用可能であるため、他の余分な構成要素を何ら追加する必要がない。 This eliminates the need to add any other extra components since all the passive components required to perform the power curve characterization are already available on the system.
本発明の特徴は、実施形態例の以下の説明を読むことによってさらに明確になる。当該説明は、添付図面を参照して行われる。 Features of the present invention will become more apparent upon reading the following description of example embodiments. The description will be made with reference to the accompanying drawings.
図1は、本発明を実施することができるエネルギー変換システムの一例である。 FIG. 1 is an example of an energy conversion system in which the present invention can be implemented.
エネルギー変換システムは、太陽電池又は太陽電池のアレイ又は燃料電池のような電源PVを含む。電源PVの出力は、DC−DCステップダウン/ステップアップコンバータ及び/又はインバータとも呼ばれるDC/ACコンバータのようなエネルギー変換デバイスConvに接続されている。エネルギー変換デバイスConvは、負荷Loに電気エネルギーを供給する。 The energy conversion system includes a power source PV such as a solar cell or an array of solar cells or a fuel cell. The output of the power source PV is connected to an energy conversion device Conv such as a DC / DC step-down / step-up converter and / or a DC / AC converter, also called an inverter. The energy conversion device Conv supplies electrical energy to the load Lo.
電源PVは負荷Loに電流を供給する。電流は負荷Loによって使用される前に変換デバイスConvによって変換される。 The power source PV supplies current to the load Lo. The current is converted by the conversion device Conv before being used by the load Lo.
図2は、電源の出力電圧に対する出力電流の変動を表す曲線の一例である。 FIG. 2 is an example of a curve representing the variation of the output current with respect to the output voltage of the power supply.
図2の横軸には電圧値が示されている。電圧値は0値と開回路電圧VOCとの間にある。 The voltage value is shown on the horizontal axis of FIG. The voltage value is between the zero value and the open circuit voltage VOC .
図2の縦軸には電流値が示されている。電流値は0値と短絡電流ISCとの間にある。 The vertical axis in FIG. 2 shows the current value. The current value is between the zero value and the short circuit current ISC .
任意の所与の光レベル及び太陽電池アレイ温度に対して、太陽電池アレイが動作可能な無限個の電流−電圧のペア、すなわち動作点が存在する。しかしながら、所与の光レベル及び太陽電池アレイ温度に対して存在するMPPは、唯一つである。 For any given light level and solar array temperature, there are an infinite number of current-voltage pairs or operating points at which the solar array can operate. However, there is only one MPP that exists for a given light level and solar array temperature.
図3は、本発明によるエネルギー変換デバイスの一例を表す。 FIG. 3 represents an example of an energy conversion device according to the invention.
電源PVの正端子はキャパシタCINの第1の端子に接続され、電源PVの負端子はキャパシタCINの第2の端子に接続されている。 The positive terminal of the power source PV is connected to the first terminal of the capacitor C IN, the negative terminal of the power source PV is connected to the second terminal of the capacitor C IN.
キャパシタCIN上の電圧は、電圧測定手段V1によって監視されている。キャパシタCIN上の電圧は、電源PVによって供給される電圧VPVに等しい。 The voltage on the capacitor C IN is monitored by the voltage measurement means V1. The voltage on the capacitor C IN is equal to the voltage V PV supplied by the power supply PV.
キャパシタCINの第1の端子は、スイッチIG1に接続されている。 The first terminal of the capacitor C IN is connected to the switch IG1.
例えば、スイッチIG1はIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)であり、キャパシタCINの第1の端子はスイッチIG1のコレクタに接続されている。 For example, the switch IG1 is an IGBT (insulated gate bipolar transistor), the first terminal of the capacitor C IN is connected to the collector of the switch IG1.
エネルギー変換デバイスConvコンバータが昇圧モード(ステップアップ構成)で動作している場合、スイッチIG1は常にオン状態、すなわち導通モードにある。 When the energy conversion device Conv converter is operating in the boost mode (step-up configuration), the switch IG1 is always in the on state, that is, the conduction mode.
スイッチIG1のエミッタは、ダイオードD1のカソードに接続されている。ダイオードD1のアノードは、電源PVの負端子に接続されている。 The emitter of the switch IG1 is connected to the cathode of the diode D1. The anode of the diode D1 is connected to the negative terminal of the power source PV.
スイッチIG1のエミッタは電流測定手段MILの第1の端子にも接続されており、電流測定手段はインダクタLを通って流れる電流ILを測定する。また、電流測定手段MILの第2の端子は、インダクタLの第1の端子に接続されている。 The emitter of the switch IG1 is also connected to a first terminal of the current measuring means MI L, current measuring means measures the current I L flowing through the inductor L. In addition, the second terminal of the current measuring means MI L is connected to the first terminal of the inductor L.
もし、インダクタLを通って流れる電流ILを測定する電流センサが存在しない場合には、スイッチIG1のエミッタがインダクタLの第1の端子に接続される。 If the current sensor for measuring current I L flowing through the inductor L is not present, the emitter of the switch IG1 is connected to a first terminal of the inductor L.
インダクタLの第2の端子は、スイッチM1に接続されている。 The second terminal of the inductor L is connected to the switch M1.
スイッチM1は、例えば、NMOSFET(Nチャネル金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ)である。 The switch M1 is, for example, an NMOSFET (N-channel metal oxide semiconductor field effect transistor).
インダクタLの第2の端子は、NMOSFET M1のドレインに接続されている。NMOSFETのソースは、電源PVの負端子に接続されている。 The second terminal of the inductor L is connected to the drain of the NMOSFET M1. The source of the NMOSFET is connected to the negative terminal of the power source PV.
NMOSFETのゲートは、以下で開示される信号Pwmを用いてDSP(ディジタルシグナルプロセッサ)によって制御されるドライバ回路によって駆動される。 The gate of the NMOSFET is driven by a driver circuit controlled by a DSP (Digital Signal Processor) using the signal Pwm disclosed below.
DSPは、動作が昇圧モード(ステップアップコンバータ)である場合には、一定の出力電圧値VDCを得るために、スイッチM1を制御することによって、電源から供給される電圧及び電流を変化させる。 When the operation is in the boost mode (step-up converter), the DSP changes the voltage and current supplied from the power source by controlling the switch M1 in order to obtain a constant output voltage value VDC .
インダクタLの第2の端子は、ダイオードDOのアノードにも接続されている。 The second terminal of the inductor L is also connected to the anode of the diode D O.
ダイオードDOのカソードは、キャパシタCOの第1の端子に接続されている。キャパシタCOの第2の端子は、電源PVの負端子に接続されている。 The cathode of the diode D O is connected to the first terminal of the capacitor C O. The second terminal of the capacitor CO is connected to the negative terminal of the power source PV.
ダイオードDOのカソードは、インダクタLの第2の端子と電源PVの負端子との間の電圧を測定する電圧測定手段V2の第1の端子に接続されている。 The cathode of the diode D O is connected to a first terminal of the voltage measuring means V2 voltage to measure between the negative terminal of the second terminal and the power source PV inductor L.
コンバータConvの出力電圧は、VDCと呼ばれる。 The output voltage of the converter Conv is called VDC .
測定手段V1及びV2によって測定される電圧VPV及びVDC並びに電流測定手段MILによって測定される電流ILは、DSP(ディジタルシグナルプロセッサ)の内部に含まれるアナログ/ディジタルコンバータADCによってディジタルデータに変換される。 Current I L is measured by the measuring means V1 and the voltage measured by V2 V PV and V DC and current measuring means MI L is the digital data by the analog / digital converter ADC contained within the DSP (digital signal processor) Converted.
DSPは、図1には示されていないバスによって互いに接続される構成要素、並びに図4、図7、及び図9において開示されるようなアルゴリズムに関連するプログラムによって制御されるプロセッサ100に基づくアーキテクチャを有している。 The DSP is an architecture based on a processor 100 controlled by components connected to each other by a bus not shown in FIG. 1 and an algorithm related program as disclosed in FIGS. 4, 7 and 9. have.
バスは、プロセッサ100を、リードオンリーメモリROM103、ランダムアクセスメモリRAM102、及びアナログ/ディジタル変換器ADCに接続する。
The bus connects the processor 100 to a read only
リードオンリーメモリROM103は、図4、図7、及び図9に開示するようなアルゴリズムに関連するプログラムの命令を含み、当該プログラム命令は、エネルギー変換デバイスConvに電源が投入されるとランダムアクセスメモリRAM102に転送される。
The read-
RAMメモリ102は、変数を受け取るように意図されるレジスタと、図4、図7、及び図9に開示するようなアルゴリズムに関連するプログラムの命令とを含んでいる。
DSPは、MPPT(最大電力点トラッカー)制御ブロックMp、キャパシタ放電制御ブロックDis、スイッチSw、減算手段Dif、コントローラPi、キャリア生成モジュールCar、及びコンパレータCompを備えている。 The DSP includes an MPPT (maximum power point tracker) control block Mp, a capacitor discharge control block Dis, a switch Sw, a subtracting means Dif, a controller Pi, a carrier generation module Car, and a comparator Comp.
ここで、MPPT制御ブロックMp、キャパシタ放電制御ブロックDis、スイッチSw、減算手段Dif、コントローラPi、キャリア生成モジュールCar、及びコンパレータCompは、ソフトウェアの形態で実装することも出来ることに留意されたい。 Here, it should be noted that the MPPT control block Mp, the capacitor discharge control block Dis, the switch Sw, the subtracting means Dif, the controller Pi, the carrier generation module Car, and the comparator Comp can also be implemented in the form of software.
アナログ/ディジタルコンバータADCの出力は、MPPT制御ブロックMp、キャパシタ放電制御ブロックDis、及び減算手段Difに与えられる。 The output of the analog / digital converter ADC is given to the MPPT control block Mp, the capacitor discharge control block Dis, and the subtracting means Dif.
MPPT制御ブロックMpはディジタル変換された電圧VPVを受信し、また電流センサが存在する場合には、ディジタル変換された電流ILも受信する。キャパシタ放電制御ブロックDisは、ディジタル変換された電圧VPV、VDCを受信し、また電流センサが存在する場合には、ディジタル変換された電流ILも受信する。 MPPT control block Mp receives the voltage V PV which is digitally converted, and when the current sensor is present, also receives the current I L which is digitally converted. Capacitor discharge control block Dis is digitally converted voltage V PV, receives V DC, also when the current sensor is present, also receives the current I L which is digitally converted.
スイッチSwは、MPPT追跡フェーズにおいて、又は図4を参照しながら開示されるキャパシタCINの放電フェーズにおいて、コンバータConvの動作モードを選択できるようにする。 Switch Sw is in MPPT tracking phase, or in the discharge phase of the capacitor C IN disclosed with reference to FIG. 4, to be able to select the operating mode of the converter Conv.
スイッチSwの出力の電圧はVPVREFで示され、減算手段Difによってディジタル変換された電圧V1から減算される。 The output voltage of the switch Sw is indicated by V PVREF and is subtracted from the digitally converted voltage V1 by the subtracting means Dif.
減算手段Difの出力誤差εは、コントローラPiによって制御されてコンパレータCompに与えられ、コンパレータはその誤差をキャリア生成モジュールCarによって与えられるキャリア信号VCarrierと比較する。キャリア信号VCarrierは周波数fSWで動作し、通常は三角波形又は鋸波形である。 The output error ε of the subtracting means Dif is controlled by the controller Pi and given to the comparator Comp, which compares the error with the carrier signal V Carrier given by the carrier generation module Car. The carrier signal V Carrier operates at a frequency f SW and is usually a triangular waveform or a sawtooth waveform.
コントローラPiは、比例積分(PI)コントローラ又は比例積分微分(PID)コントローラとすることができる。 The controller Pi can be a proportional-integral (PI) controller or a proportional-integral-derivative (PID) controller.
コンパレータCompの出力は、制御信号Pwmを与える。 The output of the comparator Comp gives a control signal Pwm.
図4は、本発明による、MPPの決定を可能にする情報を求めるためのアルゴリズムの一例である。 FIG. 4 is an example of an algorithm for obtaining information that enables MPP determination according to the present invention.
より厳密には、本アルゴリズムは、プロセッサ100によって実行される。 More precisely, the present algorithm is executed by the processor 100.
電源の最大電力点の決定を可能にする情報を取得するためのアルゴリズムは、少なくとも、キャパシタCIN上の電圧V1、電圧V2、及び電流センサが存在する場合には電流ILを監視する。 Algorithm for obtaining information enabling the determination of the maximum power point of the power supply, at least, the voltage V1 on the capacitor C IN, the voltage V2, and if the current sensor is present to monitor the current I L.
ステップS400において、フェーズPH1が始まる。フェーズPH1は、図5(a)〜図5(e)に示されている。 In step S400, phase PH1 begins. The phase PH1 is shown in FIGS. 5 (a) to 5 (e).
図5(a)は、本発明によって得られる電源電圧変動の一例である。 FIG. 5 (a) is an example of power supply voltage fluctuation obtained by the present invention.
図5(a)の横軸には時間が表示され、図5(a)の縦軸には電圧が表示されている。 Time is displayed on the horizontal axis of FIG. 5A, and voltage is displayed on the vertical axis of FIG.
図5(b)は、本発明によって電源の動作を制御するために用いられる基準電圧の一例である。 FIG. 5B is an example of a reference voltage used for controlling the operation of the power supply according to the present invention.
図5(b)の横軸には時間が表示され、図5(b)の縦軸には電圧が表示されている。 Time is displayed on the horizontal axis of FIG. 5B, and voltage is displayed on the vertical axis of FIG. 5B.
図5(c)は、本発明によって得られる電源電流変動の一例である。 FIG. 5 (c) is an example of power supply current fluctuation obtained by the present invention.
図5(c)の横軸には時間が表示され、図5(c)の縦軸には電流が表示されている。 Time is displayed on the horizontal axis of FIG. 5C, and current is displayed on the vertical axis of FIG.
図5(d)は、本発明によって得られるインダクタ電流変動の包括線の一例である。 FIG. 5D is an example of a comprehensive line of inductor current fluctuation obtained by the present invention.
図5(d)の横軸には時間が表示され、図5(d)の縦軸には電流が表示されている。 Time is displayed on the horizontal axis of FIG. 5 (d), and current is displayed on the vertical axis of FIG. 5 (d).
斜線のエリアは、インダクタ電流変動の包絡線を表している。 The hatched area represents the envelope of the inductor current fluctuation.
図5(e)は、本発明によって電源の動作を制御するために少なくとも1つのスイッチを制御するために用いられるパターンの包絡線の一例である。 FIG. 5 (e) is an example of a pattern envelope used to control at least one switch to control the operation of the power supply according to the present invention.
図5(e)の横軸には時間が表示され、図5(e)の縦軸には電圧が表示されている。 Time is displayed on the horizontal axis of FIG. 5 (e), and voltage is displayed on the vertical axis of FIG. 5 (e).
斜線のエリアは、Pwm信号変動の包絡線を表している。 The hatched area represents an envelope of Pwm signal fluctuation.
フェーズPH1の間、エネルギー変換デバイスConvは、例えば昇圧(ステップアップ)DC/DCコンバータとしての役割を果たす。ここで、エネルギー変換デバイスは、降圧(ステップダウン)DC/DCコンバータとしての役割を果たすこともできることに留意されたい。 During the phase PH1, the energy conversion device Conv serves as a step-up (step-up) DC / DC converter, for example. It should be noted here that the energy conversion device can also serve as a step-down DC / DC converter.
フェーズPH1の間、エネルギー変換デバイスConvは、電源の動作点を制御し、例えば山登り法(Perturb and Observe:P&O)最大電力点追跡(MPPT)モードで動作する。 During phase PH1, the energy conversion device Conv controls the operating point of the power supply and operates, for example, in the Perturb and Observe (P & O) Maximum Power Point Tracking (MPPT) mode.
フェーズPH1の間、スイッチSwは、MPPT制御ブロックMpによって与えられる基準電圧を、電源PVによって与えられて測定手段V1によって測定された後にディジタル変換された電圧VPVと比較できるようにする。 During phase PH1, the switch Sw makes it possible to compare the reference voltage provided by the MPPT control block Mp with the digitally converted voltage V PV provided by the power source PV and measured by the measuring means V1.
VPVREFとVPVとの差によって生成される誤差εは、コントローラPiによって補償される。コントローラは、VCont信号を生成する比例積分微分(PID)コントローラ、又は比例積分(PI)コントローラとすることができる。 The error ε generated by the difference between V PVREF and V PV is compensated by the controller Pi. The controller may be a proportional integral derivative (PID) controller that generates a V Cont signal, or a proportional integral (PI) controller.
その後、VCont信号は、キャリア波形Vcarrierと比較される。キャリア波形は、最大値VM及び周波数fSWを有する三角波形又は鋸波形とすることができる。 The V Cont signal is then compared with the carrier waveform V carrier . The carrier wave may be a triangular waveform or sawtooth waveform having a maximum value V M and the frequency f SW.
Vcarrier<VContである場合には、スイッチM1は導通状態、すなわちオンであり、そうでない場合には、スイッチM1は非導通状態、すなわちオフである。 If V carrier <V Cont , switch M1 is conducting, i.e. on, otherwise switch M1 is non-conducting, i.e. off.
フェーズPH1の間、電源PVによって与えられる電圧VPVは、例えば毎秒、MPPTブロックMpによって規定される所望の値VPVREFに概ね調整される。一方、出力電圧VDCは理論的には一定である。 During phase PH1, the voltage V PV provided by the power source PV is generally adjusted to a desired value V PVREF defined by the MPPT block Mp, for example every second. On the other hand, the output voltage V DC is theoretically constant.
例えば、出力電圧VDCは、バッテリによって印加することができる。あるいは、出力電圧VDCは、グリッド接続用途であるか否か等の用途の種類に応じて、特定の制御ループを通じて出力電圧VDCを調整するインバータの調整済みDCリンクとすることができる。 For example, the output voltage VDC can be applied by a battery. Alternatively, the output voltage V DC can be an adjusted DC link of an inverter that adjusts the output voltage V DC through a specific control loop, depending on the type of application, such as whether it is a grid connection application or not.
フェーズPH1の間、図5(a)に示されるような電圧VPVと、その結果として図5(c)に示されるような電流IPVは、MPPTアルゴリズムによって与えられて定期的に更新される基準値VPVREFに追従する。 During phase PH1, the voltage V PV as shown in FIG. 5 (a) and consequently the current I PV as shown in FIG. 5 (c) is provided by the MPPT algorithm and updated periodically. Follows the reference value V PVREF .
図5(d)に示されるように、スイッチM1が切り替わるのに応じて、電流ILは変化する。 As shown in FIG. 5 (d), in response to the switch M1 is switched, current I L is varied.
次のステップS401において、フェーズPH2が始まる。 In the next step S401, phase PH2 starts.
フェーズPH2は、MPPTブロックMpによって用いられる電圧値VMPPと、例えばエネルギー変換デバイスConvの最小許容動作電圧値である最小電圧値VMINとの間における電源PVの電力曲線が得られる期間に対応する。 The phase PH2 corresponds to a period during which a power curve of the power source PV is obtained between the voltage value V MPP used by the MPPT block Mp and a minimum voltage value V MIN that is a minimum allowable operating voltage value of the energy conversion device Conv, for example. .
本発明によれば、フェーズPH2の持続時間は、所与の回数N回の測定を実行できるように規定され、例えばNは100に等しい。 According to the present invention, the duration of phase PH2 is defined such that a given number of N measurements can be performed, eg N equals 100.
1つのサンプルは、電圧測定手段V1によって実行されるVPVの1回の測定、電圧測定手段V2によって実行されるVDCの1回の測定、及び電流測定手段MILによって実行されるILの1回の測定に対応する。 One sample, one measurement of the V PV executed by the voltage measurement means V1, once the measurement of V DC executed by the voltage measuring means V2, and I L that is performed by the current measuring means MI L Corresponds to one measurement.
サンプルは、アナログ/ディジタルコンバータADCのサンプリング周波数fSAMPで取得される。ある場合には、サンプリング周波数fSAMPはfSWに等しい。 The sample is acquired at the sampling frequency f SAMP of the analog / digital converter ADC. In some cases, the sampling frequency f SAMP is equal to f SW .
フェーズPH2の持続時間は、Δt=N*fSAMPとして設定される。 The duration of phase PH2 is set as Δt = N * f SAMP .
フェーズPH2の間、基準値VPVRFEとその制御ループによって、電源PVの電圧VPVが本明細書においてVMINと呼ばれる最小電圧値まで低減され、キャパシタCINは放電される。 During phase PH2, the reference value V PVRFE and its control loop reduce the voltage V PV of the power source PV to a minimum voltage value referred to herein as V MIN and the capacitor C IN is discharged.
フェーズPH2の間、スイッチSwは、放電ブロックDisによって与えられる電圧を、電源によって与えられて測定手段V1によって測定された後にディジタル変換された電圧VPVと比較できるようにする。放電ブロックDisは、ここではPH1におけるVMPP値に対応する初期値VPVからVMINまで減少する所与の数学関数に従って規定される電圧VPVREFを与える。 During the phase PH2, the switch Sw makes it possible to compare the voltage provided by the discharge block Dis with the voltage V PV which is provided by the power supply and measured by the measuring means V1 and then digitized. The discharge block Dis provides a voltage V PVREF defined here according to a given mathematical function that decreases from an initial value V PV corresponding to the V MPP value at PH1 to V MIN .
例えば、数学関数は、一変数の一次多項式関数のような一次関数である。 For example, the mathematical function is a linear function such as a univariate linear polynomial function.
フェーズPH2の間、ステップS402において、フェーズPH2中に得られたVPV及びILの全てのサンプルが格納される。 During phase PH2, at step S402, all the samples of V PV and I L obtained during phase PH2 is stored.
ここで、電流測定手段MILが存在しない場合には、電圧VDCのサンプルも格納されることに留意されたい。 It should be noted here that if the current measuring means MI L is not present, a sample of the voltage V DC is also stored.
次のステップS403において、電圧VPVのサンプルを用いて、キャパシタCINを通る電流ICINを評価する。ICINの求め方は、図9を参照しながら更に詳細に開示される。 In the next step S403, the current I CIN through the capacitor C IN is evaluated using a sample of the voltage V PV . The method for determining I CIN will be disclosed in more detail with reference to FIG.
次のステップS404において、電流変動の過渡状態におけるILの平均値を求めるために、ILの電流サンプルが処理される。 At next step S404, in order to determine the average value of I L in the transient state of the current fluctuation, the current sample I L is processed.
図5(d)及び図5(e)に示されるように、電流ILはスイッチM1が切り替わるのに応じて変化する。 As shown in FIG. 5 (d) and FIG. 5 (e), the current I L is varied in response to the switch M1 is switched.
フェーズPH2中におけるIL及びPwmの変動を更に拡大した図が図6(a)及び図6(b)に示されている。 Diagram further enlarged the variations of I L and Pwm in the phase PH2 is shown in FIGS. 6 (a) and 6 (b).
図6(a)は、図4のアルゴリズムにおいて開示される第2フェーズ中におけるインダクタ電流変動の一例である。 FIG. 6A is an example of inductor current fluctuation during the second phase disclosed in the algorithm of FIG.
図6(a)の横軸には時間が表示され、図6(a)の縦軸には電流が表示されている。 Time is displayed on the horizontal axis of FIG. 6A, and current is displayed on the vertical axis of FIG.
図6(b)は、図4のアルゴリズムにおいて開示される第2フェーズ中において少なくとも1つのスイッチを制御するために用いられるパターンの一例である。 FIG. 6B is an example of a pattern used to control at least one switch during the second phase disclosed in the algorithm of FIG.
図6(b)の横軸には時間が表示され、図6(b)の縦軸には電圧が表示されている。 The time is displayed on the horizontal axis of FIG. 6B, and the voltage is displayed on the vertical axis of FIG. 6B.
フェーズPH2の間、Pwm信号のデューティサイクルは、サンプリング周波数fSAMPに従って絶えず変化する。ここで、fSAMP=fSWであれば、各切替周期についてデューティサイクルは一定であることに留意されたい。 During phase PH2, the duty cycle of the Pwm signal constantly changes according to the sampling frequency f SAMP . Note that the duty cycle is constant for each switching period if f SAMP = f SW .
スイッチM1が導通するか否かに従って、電流ILは増減する。 According to whether the switch M1 becomes conductive, current I L is increased or decreased.
Pwmのデューティサイクルが過渡状態中に変化するのに応じて、電圧VPVもILの勾配のように変化する。そのような状況は、電流測定手段MILのみによってIPV値を知ることが望ましい場合に、電流ILの指標を劣化させる。 Pwm duty cycle in response to changes in the transient state, changes as the gradient of the voltage V PV also I L. Such a situation, if it is desired to know the I PV value only by the current measuring means MI L, deteriorating the index of the current I L.
ここで、fSAMP=fSWである定常状態において、信号VCarrierがゼロ値にある瞬間にサンプリングが行なわれる場合には、測定される電流ILの値はその平均値に対応し、平均値は電流IPVの値に等しいことに留意されたい。しかしながら、このことは過渡状態、すなわちフェーズPH2中においては、信号VCarrierがゼロ値にある瞬間に常にサンプリングが行なわれるので、もはや当てはまらない。この場合、測定される電流ILの値は、電流ILの平均値には対応しない。 Here, in the steady state is f SAMP = f SW, when the signal V Carrier sampling is performed at a certain moment the zero value, the value of the current I L to be measured corresponds to the average value, the average value should is noted that equal to the value of the current I PV. However, this is no longer the case in the transient state, ie during phase PH2, since sampling is always performed at the moment when the signal V Carrier is at zero value. In this case, the value of the current I L to be measured does not correspond to the average value of the current I L.
フェーズPH2中におけるそのような変動は、図7を参照しながら以下に開示されるアルゴリズムによって考慮される。 Such variation during phase PH2 is considered by the algorithm disclosed below with reference to FIG.
次のステップS405において、電源特性が求められる。 In the next step S405, power supply characteristics are obtained.
電源PVから供給される図5(c)に示されるような電流IPVは、電流ICINと電流ILの平均値とを合計することによって求められる。電流ICINを評価するために図9において用いられる方法に起因してフェーズPH2中に現れる可能性のある高周波リップルは、当該方法自体によって既にフィルタリングされていることに留意されたい。 Current I PV as shown in FIG. 5 (c) supplied from the power source PV is determined by summing the average value of the current I CIN and the current I L. Note that the high frequency ripple that may appear during phase PH2 due to the method used in FIG. 9 to evaluate the current I CIN has already been filtered by the method itself.
図10は、本発明によって取得することができる電力対電圧曲線の一例である。 FIG. 10 is an example of a power versus voltage curve that can be obtained with the present invention.
図10の横軸には電圧VPVが表示されており、縦軸には電源PVによって出力される電力が表示されている。 The horizontal axis in FIG. 10 displays the voltage V PV, and the vertical axis displays the power output by the power source PV.
曲線における太い部分は、VPVがVMAX値(フェーズPH1において用いられたVMPP以上とすることができる)からVMINまで変化する場合を考慮して、本発明によって求められるIPV及びVPVから得られる曲線部分を表している。 Thick portion in the curve, in consideration of the case of changing V PV is V MAX value from (can be V MPP or used in phase PH1) to V MIN, obtained by the present invention I PV and V PV Represents the curve part obtained from
MPPは、電源が出力することのできる最大電力に対応する。 MPP corresponds to the maximum power that the power supply can output.
新たなMPP情報は、MPPTブロックMpに与えられる。 New MPP information is given to the MPPT block Mp.
次のステップS406において、フェーズPH3が始まる。エネルギー変換デバイスConvは、新たに求められたMPP値を用いて電源PVの動作を制御し、再びP&O最大電力点追跡MPPTモードにおいて動作する。 In the next step S406, phase PH3 begins. The energy conversion device Conv controls the operation of the power source PV using the newly obtained MPP value, and operates again in the P & O maximum power point tracking MPPT mode.
フェーズPH3の開始時にVPVREFが既に設定されていても、図5(a)及び図5(b)に示されるように、電源PVの電圧が基準に追従するために更なる時間を要する場合がある。これは、フェーズPH3中において、電源PVから供給されるエネルギーが全体として入力キャパシタCINに与えられるという事実に起因する。 Even if V PVREF is already set at the start of phase PH3, as shown in FIGS. 5A and 5B, it may take more time for the voltage of the power source PV to follow the reference. is there. This is during the phase PH3, due to the fact that the energy supplied from the power source PV is applied to the input capacitor C IN as a whole.
次のステップS407において、フェーズPH4が始まる。電圧値VPVはVPVREFに極めて近く、それは誤差が非常に小さいことを意味している。電源PVは、この瞬間から負荷Loに電力を供給し始める。最終的に電圧値VPVは所望のVPVREF値に収束し、P&O MPPTアルゴリズムは、フェーズPH1において開示されたような通常条件で再び動作する。 In the next step S407, phase PH4 starts. The voltage value V PV is very close to V PVREF , which means that the error is very small. The power source PV starts to supply power to the load Lo from this moment. Eventually the voltage value V PV converges to the desired V PVREF value, and the P & O MPPT algorithm operates again under normal conditions as disclosed in phase PH1.
図7は、図4のアルゴリズムにおいて開示されたような第2フェーズ中において、インダクタ電流の平均値を求めるために用いられるアルゴリズムである。 FIG. 7 is an algorithm used to determine the average value of the inductor current during the second phase as disclosed in the algorithm of FIG.
図7のアルゴリズムは、fSAMP=fSWである場合に、第2フェーズPH2中においてインダクタ電流ILの平均値を求めるために用いられる。 The algorithm of FIG. 7, in the case of f SAMP = f SW, used to determine the mean value of the inductor current I L during the second phase PH2.
ステップS700において、電流ILのサンプル並びに電圧VPV及びVDCのサンプルが取得される。 In step S700, the sample of the sample and the voltage V PV and V DC current I L is obtained.
次のステップS701において、スイッチM1のオンへの切替中及びオフへの切替中の電流ILの変動が、オン状態からオフ状態又はオフ状態からオン状態への移行時刻において、Pwm信号値に関連する電流ILのサンプル並びにVPV及びVDCの電圧サンプルからそれぞれ復元される。言い換えると、高周波電流リップルが完全に再生される。 At next step S701, the variation of the current I L in the switch to the on-switching and off to on of the switch M1 is in the transition time from the ON state to the ON state from the OFF state or an off state, associated with Pwm signal value Are restored from the samples of current I L and the voltage samples of V PV and V DC , respectively. In other words, the high frequency current ripple is completely regenerated.
電流ILの変動の例が図8(a)〜図8(c)に示されている。 Examples of the variation of current I L is shown in FIG. 8 (a) ~ FIG 8 (c).
図8(a)〜図8(c)は、インダクタ電流波形を再生するために用いられる曲線、及び図4のアルゴリズムにおいて開示されるような第2フェーズ中にインダクタ電流の平均を求めるために用いられる曲線を表している。 FIGS. 8 (a) -8 (c) are used to determine the average of the inductor current during the second phase as disclosed in the algorithm of FIG. 4 and the curve used to reproduce the inductor current waveform. Represents a curved line.
図8(a)は、2つの連続する切替周期において2つの連続したサンプルが得られる瞬間を表している。 FIG. 8 (a) shows the moment when two consecutive samples are obtained in two consecutive switching periods.
図8(b)は、信号Pwmの電圧変動、及びキャリア生成モジュールCarによって生成されるキャリア信号VCarrierと比較される信号VContによって与えられる電圧を表している。 FIG. 8B shows the voltage provided by the signal V Cont compared with the voltage fluctuation of the signal Pwm and the carrier signal V Carrier generated by the carrier generation module Car.
移行時刻t1及びt2は、正確にVCont=VCarrierである瞬間である。ただし、VContはコントローラPiによって生成される補償済み制御信号である。 Transition times t 1 and t 2 are the instants when exactly V Cont = V Carrier . V Cont is a compensated control signal generated by the controller Pi.
信号Pwmがハイであるとき、電流ILは、VPVをインダクタ値Lで除算して持続時間(この場合には、t0からt1まで、及び、t2からt3まで)を乗じた値に等しい勾配で増加する。この持続時間は単に、DSP内のVCont及びVCarrierを監視することによって得られる。 When the signal Pwm is high, the current I L divided V PV by the inductor value L and multiplied by the duration (in this case from t 0 to t 1 and from t 2 to t 3 ). Increase with a slope equal to the value. This duration is simply obtained by monitoring V Cont and V Carrier in the DSP.
信号Pwmがローであるとき、電流ILは、VPVからVDCを引いた値をインダクタ値Lで除算して持続時間(この場合には、t1からt2まで)を乗じた値に等しい勾配で減少する。この持続時間は単に、DSP内のVCont及びVCarrierを監視することによって得られる。 When the signal Pwm is low, the current I L is the value of V PV minus V DC divided by the inductor value L multiplied by the duration (in this case from t 1 to t 2 ). Decrease with equal slope. This duration is simply obtained by monitoring V Cont and V Carrier in the DSP.
そして、サンプル及び信号Pwmから、図8(c)に示されるようなILの電流変動を再構成することができる。 Then, from the sample and the signal Pwm, it is possible to reconstruct the current variations of such I L as shown in Figure 8 (c).
次のステップS702において、ILの再構成された電流変動、及びfSWよりもはるかに小さく例えばfSWの半分未満のカットオフ周波数を有するディジタルローパスフィルタを用いて、ILの平均値が求められる。 At next step S702, using a digital low-pass filter with less than half the cut-off frequency of the reconstructed current variation, and f SW much more than smaller eg f SW of I L, calculated the average value of I L It is done.
図9は、本発明による、入力キャパシタを通る電圧及び電流を求めるためのアルゴリズムの一例である。 FIG. 9 is an example of an algorithm for determining the voltage and current through the input capacitor according to the present invention.
より厳密には、本アルゴリズムは、プロセッサ100によって実行される。 More precisely, the present algorithm is executed by the processor 100.
一般的見地から、本アルゴリズムによって、所与のサンプルに対するキャパシタ電流ICINは、キャパシタCINの静電容量値に所与のサンプルの電圧導関数を乗じることによって求められる。電圧導関数は、フィッティング数学関数、例えば実係数を有する多項式関数によって得られる。 From a general point of view, according to this algorithm, the capacitor current I CIN for a given sample is determined by multiplying the capacitance value of the capacitor C IN by the voltage derivative of the given sample. The voltage derivative is obtained by a fitting mathematical function, for example a polynomial function with real coefficients.
フィッティング数学関数は、所与の時間サンプルについての処理された電圧を取得するために、連続的な時間サンプルxi(i=1〜N)において測定された電圧yiと関数f(xi)との差の二乗和を最小化することによって得られる。これは、以下のように行われる。 The fitting mathematical function determines the voltage y i measured at successive time samples x i (i = 1 to N) and the function f (x i ) to obtain the processed voltage for a given time sample. Is obtained by minimizing the sum of squared differences. This is done as follows.
N個のサンプル(x1,y1),(x2,y2)...(xN,yN)が与えられると、必要とされるフィッティング数学関数を、例えば以下の形に書くことができる。
f(x)とyの実際の値との差の二乗和は、以下によって与えられる。
この誤差項は、定数Cj(j=1,2,...K)の各々についてEの1階偏導関数を取り、その結果をゼロにすることによって最小化される。したがって、対称なK元連立方程式が得られ、これがC1、C2、...、CKについて解かれる。この手順は、最小平均二乗(LMS)アルゴリズムとしても知られている。 This error term is minimized by taking the first partial derivative of E for each of the constants C j (j = 1, 2,... K) and making the result zero. Therefore, a symmetric K-ary simultaneous equation is obtained, which is C 1 , C 2 ,. . . , It is solved for C K. This procedure is also known as the least mean square (LMS) algorithm.
VPVの電圧サンプルについて、各サンプルに対して移動する所定の窓における適切な数学関数、例えば実係数を有する多項式関数のフィッティングに基づいて曲線が取得される。したがって、電圧はフィルタリングされ、その導関数を窓の中心点すべてに対して非常に簡単かつ直接的な方法で同時に計算することができる。これにより、いかなる追加の電流センサも必要とすることなく電流が求められる。 For the voltage samples of V PV , a curve is obtained based on fitting an appropriate mathematical function, eg, a polynomial function with real coefficients, in a given window moving for each sample. Thus, the voltage is filtered and its derivative can be calculated simultaneously in a very simple and direct way for all the window center points. This determines the current without the need for any additional current sensor.
ステップS900において、プロセッサ100は、フェーズPH2中に得られたVPVのN個のサンプルを取得する。例えば、少なくとも100個のサンプルが取得される。各サンプルは2次元ベクトルであり、その係数は、電圧値とその電圧が測定された時刻である。 At step S900, the processor 100 obtains N samples of V PV obtained during phase PH2. For example, at least 100 samples are acquired. Each sample is a two-dimensional vector, and its coefficient is a voltage value and the time when the voltage was measured.
次のステップS901において、プロセッサ100は、移動窓のサイズを決定する。移動窓のサイズは、適切な数学関数、例えば実係数を有する多項式関数のフィッティングに基づいて曲線を求めるために用いられるサンプルの数Nptを表す。移動窓のサイズは奇数である。例えば、移動窓のサイズは21に等しい。 At next step S901, the processor 100 determines the size of the moving window. The size of the moving window represents the number of samples Npt used to determine the curve based on fitting a suitable mathematical function, eg a polynomial function with real coefficients. The size of the moving window is an odd number. For example, the size of the moving window is equal to 21.
次のステップS902において、プロセッサ100は、移動窓の中心点Ncを求める。 At next step S902, the processor 100 determines the center point Nc of the moving window.
次のステップS903において、プロセッサ100は、変数iを値Nptに設定する。 At next step S903, the processor 100 sets the variable i to the value Npt.
次のステップS904において、プロセッサ100は、変数jをi−Nc+1に設定する。
At next step S904, the processor 100 sets the variable j to i−
次のステップS905において、プロセッサ100は、変数kを1に設定する。 At next step S905, the processor 100 sets the variable k to 1.
次のステップS906において、プロセッサ100は、x(k)の値をサンプルjの時刻係数に設定する。 At next step S906, the processor 100 sets the value of x (k) as the time coefficient of the sample j.
次のステップS907において、プロセッサ100は、y(k)の値をサンプルjの電圧係数に設定する。 At next step S907, the processor 100 sets the value of y (k) to the voltage coefficient of the sample j.
次のステップS908において、プロセッサ100は、変数kを1インクリメントする。 At next step S908, the processor 100 increments the variable k by one.
次のステップS909において、プロセッサ100は、変数jを1インクリメントする。 At next step S909, the processor 100 increments the variable j by one.
次のステップS910において、プロセッサ100は、変数jがiとNcとの和から1を引いた値より厳密に小さいか否かを検査する。 At next step S910, the processor 100 checks if the variable j is strictly smaller than a value obtained by subtracting 1 from the sum of i and Nc.
変数jがiとNcとの和から1を引いた値より厳密に小さい場合、プロセッサ100はステップS906に戻る。そうでない場合、プロセッサ900はステップS911に移る。
If the variable j is strictly smaller than the value obtained by subtracting 1 from the sum of i and Nc, the processor 100 returns to step S906. Otherwise, the
ステップS911において、プロセッサ100は、最小平均二乗アルゴリズムと、S910の条件に達するまでステップS906及びS907においてサンプリングされたすべてのx(k)値及びy(k)値とを用いて、フィッティング数学関数、例えば多項式関数y(x)=ax2+bx+cを求める。 At step S911, the processor 100 uses the least mean square algorithm and all the x (k) and y (k) values sampled at steps S906 and S907 until the condition of S910 is reached, For example, a polynomial function y (x) = ax 2 + bx + c is obtained.
プロセッサ100は、二次多項式関数のa、b、及びcの実係数
次のステップS912において、プロセッサ100は、以下の式に従ってフィルタリングされた電圧値と必要とされる電流を評価する。
次のステップS913において、プロセッサ900は、変数iを1単位インクリメントする。
At next step S913, the
次のステップS914において、プロセッサ100は、iがNからNcを引いた値より厳密に小さいか否かを検査する。 At next step S914, the processor 100 checks if i is strictly smaller than N minus Nc.
iがNからNcを引いた値より厳密に小さい場合、プロセッサ100はステップS904に戻る。そうでない場合、プロセッサ300はステップS915に移り、本アルゴリズムによって求められた電圧と電流のペアを出力する。 If i is strictly smaller than N minus Nc, the processor 100 returns to step S904. Otherwise, the processor 300 moves to step S915 and outputs the voltage / current pair determined by the present algorithm.
その後、プロセッサ100は、本アルゴリズムを中断し、図4のアルゴリズムのステップS404に戻る。 After that, the processor 100 interrupts the present algorithm and returns to step S404 of the algorithm in FIG.
ここで、電流センサを用いてインダクタを通って流れる電流を監視する代わりに、図9に開示されるアルゴリズムと類似のアルゴリズムを用いることによって、例えば、スイッチM1がオフ状態にある場合にはVPVからVDCを減算し、M1がオン状態にある場合には電圧がVPVに等しいと仮定することによって、インダクタL上の電圧の測定からインダクタを通って流れる電流を監視することができることに留意されたい。 Here, instead of using a current sensor to monitor the current flowing through the inductor, an algorithm similar to the algorithm disclosed in FIG. 9 is used, for example, V PV when switch M1 is in the off state. Note that the current flowing through the inductor can be monitored from the measurement of the voltage on the inductor L by subtracting V DC from and assuming that the voltage is equal to V PV when M1 is in the on state. I want to be.
ここで、何らかの導関数を評価する代わりに、電圧測定値のみによってインダクタを通る電流を評価するのに適した適切な数値積分法を用いる必要があることに留意されたい。 It should be noted here that instead of evaluating any derivative, it is necessary to use an appropriate numerical integration method suitable for evaluating the current through the inductor by voltage measurements alone.
当然のことながら、本発明の範囲から逸脱することなく、上述した本発明の実施形態に対して多くの変更を行うことができる。 Naturally, many modifications can be made to the embodiments of the invention described above without departing from the scope of the present invention.
Claims (10)
該電源の特性の決定を可能にする情報を取得する装置は、
エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を監視する手段と、
前記電源から供給される電流を監視する手段とを備え、
前記エネルギー変換デバイスは、少なくとも1つのスイッチを備え、
前記電圧を監視する手段は、前記エネルギー変換デバイスを通じた前記キャパシタの放電中に前記電圧を監視し、前記電源から供給される電流を監視する手段は、前記エネルギー変換デバイスを通じた前記キャパシタの放電中に前記電源から供給される電流を監視することを特徴とし、
前記キャパシタ上の電圧は、少なくとも1つの数学関数を用いて前記スイッチの導通又は非導通を制御することによって減少することを特徴とする、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する装置。 A device for obtaining information that enables determination of characteristics such as the maximum power point of a power supply,
An apparatus that obtains information that enables determination of the characteristics of the power supply,
Means for monitoring a voltage on a capacitor disposed between terminals of a power source of the energy conversion device;
Means for monitoring the current supplied from the power source,
The energy conversion device comprises at least one switch;
The means for monitoring the voltage monitors the voltage during discharge of the capacitor through the energy conversion device, and the means for monitoring current supplied from the power source is during discharge of the capacitor through the energy conversion device. Monitoring the current supplied from the power source,
The voltage on the capacitor is reduced by controlling the conduction or non-conduction of the switch using at least one mathematical function, allowing the determination of characteristics such as the maximum power point of the power supply A device that obtains information.
− 少なくとも1つの数学関数を用いてエネルギー変換デバイスのスイッチの導通又は非導通を制御することによって、キャパシタ上の電圧を減少させるステップと、
− 前記エネルギー変換デバイスの電源の端子間に配置されるキャパシタ上の電圧を、該エネルギー変換デバイスを通じた該キャパシタの放電中に監視するステップと、
− 前記電源から供給される電流を、前記エネルギー変換デバイスを通じた前記キャパシタの放電中に監視するステップと
を含むことを特徴とする、電源の最大電力点のような特性の決定を可能にする情報を取得する方法。 A method for obtaining information that enables determination of characteristics such as the maximum power point of a power supply,
-Reducing the voltage on the capacitor by controlling conduction or non-conduction of the switch of the energy conversion device using at least one mathematical function;
Monitoring the voltage on a capacitor disposed between the terminals of the power source of the energy conversion device during discharge of the capacitor through the energy conversion device;
Monitoring the current supplied from the power supply during discharge of the capacitor through the energy conversion device, information enabling the determination of characteristics such as the maximum power point of the power supply How to get.
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