JP2012200073A - Rotary electric machine control device - Google Patents
Rotary electric machine control device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2012200073A JP2012200073A JP2011062327A JP2011062327A JP2012200073A JP 2012200073 A JP2012200073 A JP 2012200073A JP 2011062327 A JP2011062327 A JP 2011062327A JP 2011062327 A JP2011062327 A JP 2011062327A JP 2012200073 A JP2012200073 A JP 2012200073A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- current command
- torque
- electrical machine
- rotating electrical
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Multiple Motors (AREA)
Abstract
Description
本発明は、ロータと同速で回転する回転座標系に設定されたベクトル空間におけるベクトル制御によって回転電機を制御する回転電機制御装置に関する。 The present invention relates to a rotating electrical machine control device that controls a rotating electrical machine by vector control in a vector space set in a rotating coordinate system that rotates at the same speed as a rotor.
近年、回転電機を駆動力源とした電気自動車（EV : electric vehicle）や、ハイブリッド自動車（HV : hybrid vehicle）、特に回転電機を駆動力源に含むハイブリッド電気自動車（HEV : hybrid electric vehicle）が実用化され、普及が進んでいる。このような自動車に搭載される回転電機は、同様に自動車に搭載されたバッテリなどの直流電源から供給される電力を用いて電動機（モータ）として機能すると共に、発電機（ジェネレータ）としても機能して直流電源に電力を回生する。このような回転電機として、多くの場合、永久磁石型同期機（PMSM : permanent magnet synchronous motor）が利用される。そして、ＰＭＳＭの制御に際しては、永久磁石を有したロータの磁極の方向をｄ軸、このｄ軸に対して電気的に直交する方向をｑ軸とした回転座標系であるｄ−ｑベクトル空間において電流フィードバック制御を行うベクトル制御が採用されることが多い。 In recent years, electric vehicles (EV: electric vehicle) using a rotating electric machine as a driving force source and hybrid vehicles (HV: hybrid vehicle), especially hybrid electric vehicles (HEV: hybrid electric vehicle) including a rotating electric machine as a driving force source are in practical use. It is becoming popular. Such a rotating electrical machine mounted on a car functions as an electric motor using the electric power supplied from a DC power source such as a battery mounted on the car, and also functions as a generator. To regenerate power to the DC power supply. As such a rotating electric machine, a permanent magnet synchronous motor (PMSM) is often used. In controlling PMSM, in the dq vector space which is a rotating coordinate system in which the direction of the magnetic pole of the rotor having the permanent magnet is the d axis and the direction electrically orthogonal to the d axis is the q axis. Vector control that performs current feedback control is often employed.
駆動力源として自動車に搭載される回転電機は、発進時の高トルク低回転領域から、高速巡行時の中低トルク高回転域までの幅広い駆動条件に対して、高い運転効率で対応できることが好ましい。特開２００６−１４５４０号公報（特許文献１）には、広い回転域で回転電機を駆動制御する技術が開示されている。ところで、回転電機が高速で回転すると、ステータコイルに誘起される誘起電圧が大きくなり、回転電機の出力を大きくすることができなくなる。そこで、界磁調整電流として、ｄ−ｑベクトル空間におけるｄ軸電流を流して永久磁石による界磁を弱め、ステータコイルの誘起電圧を下げる弱め界磁制御が行われる。弱め界磁制御における界磁調整電流は、界磁磁束を打ち消す方向の電機子磁束を発生させるためにステータコイルに供給される電流である。 It is preferable that a rotating electrical machine mounted on a vehicle as a driving force source can cope with a wide range of driving conditions from a high torque low rotation range at start-up to a medium to low torque high rotation range at high speed cruise with high driving efficiency. . Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2006-14540 (Patent Document 1) discloses a technique for driving and controlling a rotating electrical machine in a wide rotation range. By the way, when the rotating electrical machine rotates at a high speed, the induced voltage induced in the stator coil increases, and the output of the rotating electrical machine cannot be increased. Accordingly, field weakening control is performed in which a d-axis current in the dq vector space is passed as the field adjustment current to weaken the field by the permanent magnet and lower the induced voltage of the stator coil. The field adjustment current in the field weakening control is a current supplied to the stator coil in order to generate an armature magnetic flux in a direction that cancels the field magnetic flux.
但し、弱め界磁制御にも限界が存在し、この限界点を超えて弱め界磁電流を流すことはできない。このため、特許文献１では、限界点付近において界磁調整電流としてのｄ軸電流を制限すると共に、トルク成分の電流であるｑ軸電流を減少させることによって、出力トルクを目標トルク以下に制限している（特許文献１：第６０−６１、６５−６８段落等）。但し、特許文献１では、限界点に達した際の弱め界磁電流（ｄ軸の調整量）を保持した状態で、ｑ軸電流の調整値（減算量）を演算している。このため、ｄ軸電流とｑ軸電流との組み合わせは、必ずしも、出力可能なトルクの最適値や、損失が最小となる最適値とはならない。 However, there is a limit in field weakening control, and the field weakening current cannot flow beyond this limit point. For this reason, in Patent Document 1, the output torque is limited to a target torque or less by limiting the d-axis current as the field adjustment current near the limit point and reducing the q-axis current that is the current of the torque component. (Patent Document 1: paragraphs 60-61, 65-68, etc.). However, in Patent Document 1, the q-axis current adjustment value (subtraction amount) is calculated in a state where the field-weakening current (d-axis adjustment amount) when the limit point is reached is maintained. For this reason, the combination of the d-axis current and the q-axis current is not necessarily the optimum value of torque that can be output or the optimum value that minimizes the loss.
上記背景に鑑みて、弱め界磁制御の限界点を超えた後も含め、幅広い駆動条件に対して、高い運転効率で回転電機を駆動制御する技術が望まれる。 In view of the above background, a technique for driving and controlling a rotating electrical machine with high operating efficiency is desired over a wide range of driving conditions including after exceeding the limit of field weakening control.
上記課題に鑑みた本発明に係る回転電機制御装置の特徴構成は、
直流電力と交流電力との間で電力変換するインバータを介して、永久磁石を備えるロータとステータコイルを備えるステータとを有した回転電機を、前記ロータと同速で回転する回転座標系に設定されたベクトル空間におけるベクトル制御によって制御する回転電機制御装置であって、
目標トルクに応じて前記ステータコイルに流す電流の指令であって前記ベクトル空間に対応した電流指令を、電流指令マップに基づいて決定する電流指令決定部と、
電圧不足割合を演算する電圧不足割合演算部と、を備え、
前記電流指令マップは、
トルクの値に応じて設定され、各トルクを出力するための前記電流指令のそれぞれのベクトル軌跡である等トルク線と、
前記ロータの回転速度及び前記直流電力の直流電圧値に応じて設定され、設定可能な前記電流指令の範囲を示すベクトル軌跡である電圧制限楕円と、
前記電圧制限楕円の内側で実行する基本制御の際の前記電流指令として設定され、トルクに応じた前記基本制御の際の前記電流指令を示すベクトル軌跡である基本制御線と、
前記等トルク線及び前記電圧制限楕円に基づいて設定され、各トルクを出力可能な限界の前記電流指令のベクトル軌跡である限界トルク線と、が規定されたものであり、
前記電流指令決定部は、
前記電圧不足割合がゼロ以下の場合には、前記目標トルクに応じた前記等トルク線と前記基本制御線との交点に前記電流指令を決定し、
前記電圧不足割合がゼロ以上の場合には、前記目標トルクに応じた前記等トルク線に沿って前記電圧不足割合の増加に伴い前記限界トルク線へ向かう点に前記電流指令を決定し、
前記電圧不足割合の増加により前記目標トルクに応じた前記等トルク線に沿った前記電流指令が前記限界トルク線に達した場合には、前記限界トルク線に沿って前記電圧不足割合の増加に伴い前記電圧制限楕円の中心へ向かう点に前記電流指令を決定する、点にある。
In view of the above problems, the characteristic configuration of the rotating electrical machine control device according to the present invention is as follows:
A rotating electrical machine having a rotor with a permanent magnet and a stator with a stator coil is set in a rotating coordinate system that rotates at the same speed as the rotor via an inverter that converts power between DC power and AC power. A rotating electrical machine control device controlled by vector control in a vector space,
A current command determining unit that determines a current command corresponding to the vector space, which is a command of a current flowing through the stator coil in accordance with a target torque, based on a current command map;
A voltage shortage rate calculating unit for calculating the voltage shortage rate,
The current command map is
An isotorque line that is set according to the value of the torque and is a vector locus of each of the current commands for outputting each torque;
A voltage limit ellipse that is a vector locus indicating the range of the current command that can be set and set according to the rotational speed of the rotor and the DC voltage value of the DC power;
A basic control line that is set as the current command in the basic control executed inside the voltage limit ellipse and is a vector locus indicating the current command in the basic control according to torque;
A limit torque line that is set based on the equal torque line and the voltage limit ellipse and that is a vector locus of the current command at a limit at which each torque can be output is defined;
The current command determining unit is
When the voltage shortage ratio is less than or equal to zero, the current command is determined at the intersection of the equal torque line and the basic control line according to the target torque,
When the voltage shortage ratio is zero or more, the current command is determined at a point toward the limit torque line as the voltage shortage ratio increases along the isotorque line according to the target torque,
When the current command along the isotorque line corresponding to the target torque reaches the limit torque line due to the increase in the voltage shortage ratio, along with the increase in the voltage shortage ratio along the limit torque line The current command is determined at a point toward the center of the voltage limiting ellipse.
この特徴構成によれば、電圧不足割合に応じて、電流指令が決定される。つまり、電圧不足割合という１つの指標に基づいて、最大トルク制御や最大効率制御などの好適な基本制御、界磁磁束を弱める弱め界磁制御、弱め界磁制御の限界点を超えた後のトルク制限制御が行われるので、円滑に制御形態を推移させることができる。その結果、制御が安定して回転電機のトルク変動も抑制される。また、目標トルクに応じた等トルク線に沿った電流指令が限界トルク線に達した場合、つまり、弱め界磁制御の限界点に達した場合には、限界トルク線に沿ってトルク制限を行いつつ、電流指令が決定される。限界トルク線は、等トルク線及び電圧制限楕円に基づいて設定され、各トルクを出力可能な限界の電流指令のベクトル軌跡である。従って、その時点で回転電機が出力可能な最大のトルクを出力させるための電流指令を決定することが可能となる。従って、弱め界磁制御の限界点に達してトルク制限を行う場合でも、出力可能な範囲内で目標トルクに最も近いトルクを回転電機に出力させることができる。また、同じトルクを出力する場合でも、電流ベクトルの大きさを小さく抑えることができるので損失を最小限に抑制することができる。このように、本特徴構成によれば、弱め界磁制御の限界点を超えた後も含め、幅広い駆動条件に対して、高い運転効率で回転電機を駆動制御することが可能となる。 According to this characteristic configuration, the current command is determined according to the voltage shortage ratio. In other words, on the basis of a single indicator of the voltage shortage rate, suitable basic control such as maximum torque control and maximum efficiency control, field weakening control to weaken the field magnetic flux, and torque limit control after exceeding the limit point of field weakening control are performed. Therefore, the control mode can be changed smoothly. As a result, control is stabilized and torque fluctuations of the rotating electrical machine are suppressed. Also, when the current command along the equal torque line according to the target torque reaches the limit torque line, that is, when the limit point of field weakening control is reached, while performing torque limitation along the limit torque line, A current command is determined. The limit torque line is a vector locus of a limit current command that is set based on the equal torque line and the voltage limit ellipse and that can output each torque. Therefore, it is possible to determine a current command for outputting the maximum torque that can be output by the rotating electrical machine at that time. Therefore, even when the limit point of field weakening control is reached and torque is limited, the torque closest to the target torque can be output to the rotating electrical machine within a possible output range. Even when the same torque is output, the magnitude of the current vector can be kept small, so that the loss can be minimized. Thus, according to this feature configuration, it is possible to drive and control the rotating electrical machine with high operation efficiency over a wide range of driving conditions including after exceeding the limit point of field weakening control.
ところで、弱め界磁制御においてトルクに寄与しない電流を流すことにより、銅損の増加や、電力消費の増大を生じることから、構造的に永久磁石による界磁磁束を調整可能な可変磁束型の回転電機も提案されている。このような可変磁束型の回転電機では、構造的な界磁磁束の調整と電気的な界磁磁束の調整との双方を利用することができる。当然ながら構造的に界磁磁束が異なると、同じ大きさの電流をステータコイルに流しても得られるトルクは異なるので、電流指令マップも界磁磁束の調整量に応じて複数設定されていることが望ましい。１つの好適な態様として、本発明に係る回転電機制御装置は、前記回転電機が、前記ステータコイルに鎖交する前記永久磁石からの界磁磁束を調整可能な可変磁束型回転電機であり、前記電流指令マップが、前記界磁磁束の調整量に応じて複数設定され、前記電流指令決定部が、前記界磁磁束の調整量を表す調整量情報に基づいて、複数の前記電流指令マップの中から１つを選択、又は補間して用いる構成とすることができる。 By the way, flowing a current that does not contribute to torque in field weakening control causes an increase in copper loss and an increase in power consumption. Therefore, a variable magnetic flux type rotating electric machine that can structurally adjust a field magnetic flux by a permanent magnet is also available. Proposed. In such a variable magnetic flux type rotating electrical machine, both structural field magnetic flux adjustment and electrical field magnetic flux adjustment can be used. Of course, if the field magnetic flux is structurally different, the torque obtained even if the same current flows through the stator coil is different, so that multiple current command maps are set according to the adjustment amount of the field magnetic flux. Is desirable. As one preferable aspect, the rotating electrical machine control device according to the present invention is a variable magnetic flux rotating electrical machine in which the rotating electrical machine is capable of adjusting a field magnetic flux from the permanent magnet interlinked with the stator coil. A plurality of current command maps are set in accordance with the adjustment amount of the field magnetic flux, and the current command determination unit determines whether the current command map is based on the adjustment amount information indicating the adjustment amount of the field magnetic flux. One of them can be selected or interpolated for use.
例えば、電圧不足割合は、電圧指令と直流電力の直流電圧値に基づいて演算される。そして、しばしば、電圧指令は、フィードバック制御によって算出される。ここで、目標トルクが急激に大きくなるなど、制御変数が急激に変化すると、電圧指令や電圧不足割合のフィードバック制御の追従性が低下する場合がある。電圧制限楕円がロータの回転速度及び直流電圧値に応じて設定されることから理解されるように、電圧不足割合は、目標トルク、直流電圧値、回転速度などから推定することも可能である。従って、電圧不足割合の推定値をフィードフォワードしておくことで、フィードバック制御の演算負荷を軽減し、制御全体としての追従性を向上させることができる。１つの好適な態様として、本発明に係る回転電機制御装置は、前記目標トルクと前記直流電圧値と前記回転速度とに基づいて、電圧不足割合フィードフォワード値を決定して、前記電流指令決定部に提供するフィードフォワード制御部を更に備えるとよい。 For example, the voltage shortage ratio is calculated based on the voltage command and the DC voltage value of the DC power. Often, the voltage command is calculated by feedback control. Here, if the control variable changes abruptly, such as when the target torque suddenly increases, the followability of the feedback control of the voltage command or the voltage shortage ratio may be reduced. As understood from the fact that the voltage limit ellipse is set according to the rotational speed and DC voltage value of the rotor, the voltage deficiency ratio can be estimated from the target torque, the DC voltage value, the rotational speed, and the like. Therefore, by feeding forward the estimated value of the voltage shortage ratio, it is possible to reduce the calculation load of feedback control and improve the followability as a whole control. As one preferred aspect, the rotating electrical machine control device according to the present invention determines a voltage shortage rate feedforward value based on the target torque, the DC voltage value, and the rotation speed, and the current command determination unit. It is good to further provide the feedforward control part provided to.
ここで、１つの好適な態様として、前記電圧不足割合フィードフォワード値が、前記電圧不足割合よりも小さい値に調整されているとよい。電圧不足割合フィードフォワード値が電圧不足割合よりも小さい値に調整されることで、フィードバック制御におけるオーバーシュートやアンダーシュート、チャタリングなどを抑制して安定性を高めることができる。好適には、目標トルクと前記直流電圧値と前記回転速度とに基づき演算された値から所定のオフセット値を差し引くことで電圧不足割合フィードフォワード値を電圧不足割合よりも小さい値に調整することが可能である。 Here, as one preferable aspect, the voltage deficiency ratio feedforward value may be adjusted to a value smaller than the voltage deficiency ratio. By adjusting the voltage shortage rate feedforward value to a value smaller than the voltage shortage rate, it is possible to suppress overshoot, undershoot, chattering, and the like in feedback control and improve stability. Preferably, the voltage shortage rate feedforward value is adjusted to a value smaller than the voltage shortage rate by subtracting a predetermined offset value from a value calculated based on the target torque, the DC voltage value, and the rotation speed. Is possible.
電圧不足割合は電圧指令と直流電力の直流電圧値に基づいて演算されるが、この際、積分制御を適用すると、脈動などの外乱要因を抑制して安定した電圧不足割合を得ることが可能となる。１つの好適な態様として、本発明に係る回転電機制御装置の前記電圧不足割合演算部は、前記ステータコイルに印加する電圧の指令である電圧指令の大きさに対する前記直流電圧値の不足分を表す指標である電圧不足指標を積分することによって、前記電圧不足割合を演算するとよい。 The voltage deficiency ratio is calculated based on the voltage command and the DC voltage value of the DC power. At this time, if integral control is applied, it is possible to suppress disturbance factors such as pulsation and obtain a stable voltage deficiency ratio. Become. As one preferable aspect, the voltage shortage ratio calculation unit of the rotating electrical machine control device according to the present invention represents a shortage of the DC voltage value with respect to a magnitude of a voltage command that is a command of a voltage applied to the stator coil. The voltage shortage ratio may be calculated by integrating a voltage shortage index that is an index.
以下、本発明の回転電機制御装置の実施形態を、図面を参照して説明する。図１に示すように、回転電機２０は、永久磁石を備えるロータ４０とステータコイル３２を備えるステータ３０とを有している。回転電機制御装置は、トルク制御部（電流指令決定部）１と、電流指令マップ１ａと、電圧不足割合演算部２と、電流制御部（電圧指令決定部）３と、フィードバック電流座標変換部４と、電圧制御部（駆動指令演算部）５と、変調率導出部９と、位置検出部９３と、速度検出部９４とを備えている。電圧制御部（駆動指令演算部）５により生成された駆動指令に基づいて、直流電圧源８とステータコイル３２との間で直流交流変換を行うインバータ６が駆動制御される。回転電機制御装置は、永久磁石による磁極の方向に設定されたｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ軸とで規定される直交ベクトル空間におけるベクトル制御によって回転電機２０を駆動制御する。
Hereinafter, an embodiment of a rotating electrical machine control device of the present invention will be described with reference to the drawings. As shown in FIG. 1, the rotating
回転電機２０を制御する各機能部は、好適にはマイクロコンピュータやＤＳＰ（digital signal processor）などのハードウェアと、当該ハードウェア上で実行されるプログラムなどのソフトウェアとの協働によって実現される。従って、各機能部は、一部又は全てにおいて、同一のハードウェアや、同一のプログラムモジュールが兼用されるものであってよい。以下、各機能部について説明する。
Each functional unit that controls the rotating
トルク制御部（電流指令決定部）１は、目標トルクＴ＊に応じてステータコイル３２に流す電流の指令であってｄ軸及びｑ軸に対応した電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊を、電流指令マップ１ａに基づいて決定する機能部である。電流指令マップ１ａは、図３に例示するようなトルクマップに基づいて予め生成されたマップである。尚、必要に応じてトルク制御部１は、直流電圧源８の直流電圧値Ｖｄｃに対するステータコイル３２の３相交流電圧の実効値の比率であり、変換率を示す変調率ＭＩも用いて電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊を決定する。本実施形態では、図２等を用いて後述するように、実現可能な最大の変換率である最大変調率ＭＭと変調率ＭＩとの差分から求められる電圧不足割合ＶＲに応じて電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊が決定される。
The torque control unit (current command determination unit) 1 is a current command map for current commands id * and iq * corresponding to the d-axis and the q-axis, which are commands for current flowing through the
電流制御部（電圧指令決定部）３は、ステータコイル３２に印加する電圧の指令である電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を決定する機能部である。具体的には、電流制御部３は、ステータコイル３２を流れる実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗがフィードバックされたフィードバック電流ｉｄ，ｉｑと電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊との偏差に基づいて、比例積分制御（ＰＩ制御）や比例微積分制御（ＰＩＤ制御）を用いた電流制御を行って電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を決定する。本実施形態では、ホール効果を利用してバスバーなどの電流配線に近接して非接触で電流を検出する電流センサ９１により実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが検出される例を示している。また、本実施形態では、３相全ての電流を検出する例を示しているが、３相は平衡しているので、２相のみを検出して残りの１相は演算により求めてもよい。
The current control unit (voltage command determination unit) 3 is a functional unit that determines voltage commands vd * and vq * which are commands of a voltage applied to the
フィードバック電流座標変換部４は、３相の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、ロータ４０の回転角度θに基づいてｄ−ｑベクトル空間の２相のフィードバック電流ｉｄ，ｉｑに座標変換する機能部である。ロータ４０の回転角度θは、レゾルバなどの回転センサ９２の計測結果を利用して位置検出部９３において検出される。同様に、ロータ４０の回転速度ωは、回転センサ９２の計測結果を利用して速度検出部９４において検出される。当然ながら、回転センサ９２が直接、回転角度θや回転速度ωを出力するように構成されていてもよい。
The feedback current coordinate
電圧制御部（駆動指令演算部）５は、電圧指令ｖｄ＊及びｖｑ＊に基づいてインバータ６を構成するＩＧＢＴなどのスイッチング素子を駆動する駆動信号を生成して、インバータ６をスイッチング制御する。インバータ６は、よく知られているように、３相それぞれに対応する３レッグのブリッジ回路により構成される。直流電圧源８の正極と負極との間に２つのＩＧＢＴが直列に接続され、この直列回路が３回線並列接続される。つまり、モータのｕ相、ｖ相、ｗ相に対応するステータコイル３２のそれぞれに１組の直列回路が対応したブリッジ回路が構成される。対となる各相のＩＧＢＴによる直列回路の中間点、つまり、ＩＧＢＴの接続点はステータコイル３２にそれぞれ接続される。尚、ＩＧＢＴには、それぞれフリーホイールダイオード（回生ダイオード）が並列に接続される。フリーホイールダイオードは、カソード端子がＩＧＢＴのコレクタ端子に接続され、アノード端子がＩＧＢＴのエミッタ端子に接続される形で、ＩＧＢＴに対して並列に接続される。
The voltage control unit (drive command calculation unit) 5 generates a drive signal for driving a switching element such as an IGBT constituting the
駆動信号は、例えば各ＩＧＢＴのゲート駆動信号として生成される。一般的に、インバータを駆動するパワー系の電気回路と、マイクロコンピュータなどの電子回路とは、電源電圧が大きく異なる。このため、低電圧の電子回路により生成されたＩＧＢＴのゲート駆動信号は、ドライバ回路を介して高電圧のパワー系の電気回路に配置された各ＩＧＢＴに供給される。図１では、このドライバ回路もインバータ６に含むものとして図示している。
The drive signal is generated as a gate drive signal of each IGBT, for example. In general, a power system voltage for driving an inverter and an electronic circuit such as a microcomputer are greatly different from each other. For this reason, the gate drive signal of the IGBT generated by the low voltage electronic circuit is supplied to each IGBT arranged in the high voltage power system electric circuit via the driver circuit. In FIG. 1, this driver circuit is also illustrated as being included in the
変調率導出部９は、直流電圧源８の直流電圧値Ｖｄｃに対するステータコイル３２の３相交流電圧の実効値の比率であり、変換率を示す変調率ＭＩを演算する機能部である。具体的には、下記式(1)に示すように、電圧指令ｖｄ＊及びｖｑ＊の２乗和の平方根を直流電圧値Ｖｄｃで除した値が変調率ＭＩとして求められる。
The modulation
電圧不足割合演算部２は、電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊と直流電力の直流電圧値Ｖｄｃに基づいて電圧不足割合ＶＲを演算する機能部である。本実施形態では、図２に示すように、変調率ＭＩと、最大変調率ＭＭとの差分である電圧不足指標を積分することによって電圧不足割合ＶＲが演算される。例えば、最大変調率ＭＭが０．７８、式(1)に基づいて演算される変調率ＭＩが０．８の場合には、不足分である０．０２が電圧不足指標となる。尚、電圧不足指標は、直交ベクトル空間における電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊の合成ベクトルの大きさ（上記式(1)の分母に相当）に対する直流電圧値Ｖｄｃの不足分を表す指標であればよく、必ずしも変調率ＭＩを用いて演算される必要はない。
The voltage shortage
例えば、最大変調率ＭＭが０．７８、直流電圧値Ｖｄｃが３５０Ｖであれば、変調可能な電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊の合成ベクトルの大きさの最大値は２７３Ｖとなる。ここで、電流制御部３により決定された電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊の合成ベクトルの大きさが３１２Ｖであれば、３９Ｖ不足することになる。この３９Ｖを電圧不足指標としてもよい。また、合成ベクトルの大きさとして３１２Ｖを許容するためには、最大変調率ＭＭが０．７８の場合、直流電圧値Ｖｄｃが４００Ｖ以上必要となる。この要求される直流電圧値Ｖｄｃ（＝４００Ｖ）に対する実際の直流電圧値（＝３５０Ｖ）の差分（＝５０Ｖ）を電圧不足指標としてもよい。また、本実施形態では、電圧不足指標を積分することによって電圧不足割合ＶＲを求めているが、積分することなく単純に電圧不足指標を電圧不足割合ＶＲとしてもよい。但し、本実施形態のように、電圧不足指標を積分すれば、脈動成分などの外乱要因を抑制して安定した電圧不足割合を得ることが可能となるので好適である。
For example, if the maximum modulation rate MM is 0.78 and the DC voltage value Vdc is 350V, the maximum value of the magnitude of the combined vector of the voltage commands vd * and vq * that can be modulated is 273V. Here, if the magnitude of the combined vector of the voltage commands vd * and vq * determined by the
ところで、上述したように、トルク制御部（電流指令決定部）１は、目標トルクＴ＊に応じ、電流指令マップ１ａに基づいて電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊を決定する。電流指令マップ１ａは、図３に例示するようなトルクマップに基づいて予め生成されたマップである。プログラムなどへの実装に際しては、図２に示すようなＩｄマップやＩｑマップとして準備される。以下、そのような電流指令マップ１ａの基準となるトルクマップについて説明する。
As described above, the torque control unit (current command determination unit) 1 determines the current commands id * and iq * based on the
トルクマップ（電流指令マップ１ａ）には、図３に示すように、ｄ−ｑベクトル空間（ｄ−ｑ電流ベクトル空間）における等トルク線ＣＴと、電圧制限楕円ＬＶと、基本制御線ＭＴと、限界トルク線ＬＴとが規定されている。等トルク線ＣＴは、トルクの値に応じて設定され、各トルクを出力するための電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊のベクトル軌跡である。電圧制限楕円ＬＶは、ロータ４０の回転速度ω及び直流電圧値Ｖｄｃに応じて設定され、設定可能な電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊の範囲を示すベクトル軌跡である。基本制御線ＭＴは、電圧制限楕円ＬＶの内側で実行する基本制御の際の電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊として設定され、トルクに応じた基本制御の際の電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊を示すベクトル軌跡である。一例として、基本制御線ＭＴは、最も少ない電流で各トルクを出力可能なｄ軸電流とｑ軸電流との組み合わせのベクトル軌跡を示す最大トルク線とすることができる。限界トルク線ＬＴは、等トルク線ＣＴ及び電圧制限楕円ＬＶに基づいて設定され、各トルクを出力可能な限界の電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊の組み合わせのベクトル軌跡である。具体的には、限界トルク線ＬＴは、各等トルク線ＣＴが電圧制限楕円ＬＶの接線となる際の接点のベクトル軌跡に相当する。
In the torque map (
ここで、回転電機２０が基本制御線ＭＴ上において制御されている場合は、電圧不足割合ＶＲ＝０％である。詳細は後述するが、ここから、弱め界磁制御が開始されると、等トルク線ＣＴに沿って限界トルク線ＬＴの方向へ電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊のベクトルが移動する（図３：矢印Ｙ１）。そして、限界トルク線ＬＴに達した後は、限界トルク線ＬＴに沿って電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊のベクトルが移動し、電圧制限楕円ＬＶの中心に達する（図３：矢印Ｙ２）。このポイントでは、電圧不足割合ＶＲ＝１００％である。つまり、電圧不足割合ＶＲが、基本制御線ＭＴ上の電圧不足割合ＶＲ＝０％のポイントから、電圧不足割合ＶＲ＝１００％のポイントまで変化するのに応じて、電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊のベクトルが移動することになる。従って、トルク制御部（電流指令決定部）１は、目標トルクＴ＊及び電圧不足割合ＶＲに応じ、電流指令マップ１ａに基づいて電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊を決定する。尚、電圧不足割合ＶＲ＝１００％のポイントは、電流指令が３相のステータコイル３２の短絡時電流となるポイントである。
Here, when the rotating
電圧不足割合ＶＲに着目すれば、トルク制御部（電流指令決定部）１は、電圧不足割合ＶＲがゼロ以下の場合には、目標トルクＴ＊に応じた等トルク線ＣＴと基本制御線ＭＴとの交点におけるベクトルを電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊として決定する。ここでは、「電圧不足割合ＶＲがゼロ以下の場合」としたが、電圧不足割合ＶＲはゼロを下限として演算されてもよく、この場合には「電圧不足割合ＶＲがゼロの場合」と等価である。一方、電圧不足割合ＶＲがゼロ以上の場合には、トルク制御部１は、目標トルクＴ＊に応じた等トルク線ＣＴに沿って電圧不足割合ＶＲの増加に伴い限界トルク線ＬＴへ向かう点におけるベクトルを電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊として決定する。さらに、電圧不足割合ＶＲの増加により目標トルクＴ＊に応じた等トルク線ＣＴに沿った電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊が限界トルク線ＬＴに達した場合には、トルク制御部１は、限界トルク線ＬＴに沿って電圧不足割合ＶＲの増加に伴い電圧制限楕円ＬＶの中心へ向かう点におけるベクトルを電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊として決定する。つまり、図３に示すように、０％から１００％へ線形的に推移する電圧不足割合ＶＲに応じて、電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊を決定することができる。 Focusing on the voltage shortage rate VR, the torque control unit (current command determination unit) 1 determines that the equal torque line CT and the basic control line MT according to the target torque T * when the voltage shortage rate VR is zero or less. Are determined as current commands id * and iq * . Here, “when the voltage shortage ratio VR is equal to or less than zero” is described, but the voltage shortage ratio VR may be calculated with zero as a lower limit. In this case, this is equivalent to “when the voltage shortage ratio VR is zero”. is there. On the other hand, when the voltage shortage ratio VR is equal to or greater than zero, the torque control unit 1 at the point toward the limit torque line LT as the voltage shortage ratio VR increases along the equal torque line CT corresponding to the target torque T * . The vector is determined as current commands id * and iq * . Further, when the current command id * , iq * along the equal torque line CT corresponding to the target torque T * reaches the limit torque line LT due to the increase of the voltage shortage ratio VR, the torque control unit 1 A vector at a point toward the center of the voltage limit ellipse LV as the voltage shortage ratio VR increases along the line LT is determined as the current commands id * and iq * . That is, as shown in FIG. 3, the current commands id * and iq * can be determined according to the voltage shortage ratio VR that linearly changes from 0% to 100%.
特許文献１（特開２００６−１４５４０号公報）に例示されたような制御においては、目標トルクＴ＊に応じた等トルク線ＣＴに沿って電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊を変位させる弱め界磁制御の実行中に、弱め界磁制御の限界点に達すると、図３に矢印Ｙ９で示すように、ｄ軸電流を固定した状態でｑ軸電流を減少させてトルクを制限する制御が行われる。矢印Ｙ２と矢印Ｙ９との比較から明らかなように、矢印Ｙ９の場合には、不必要にｄ軸電流の電流量が大きくなるので、ｄ−ｑ軸電流の合成ベクトルである電機子電流も大きくなる。その結果、回転速度ω及び直流電圧値Ｖｄｃにより定まる電圧制限楕円が同じ場合であっても、出力できるトルクが小さくなる。また、電機子電流が必要以上に大きくなるため、損失が大きく、効率も低下する。一方、本発明を適用し、矢印Ｙ２に沿って決定された電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊は、矢印Ｙ９に沿った電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊に比べて必要以上にトルクを制限することもなく、電機子電流も少ないため、損失も小さくなる。 In the control exemplified in Patent Document 1 (Japanese Patent Laid-Open No. 2006-14540), execution of field weakening control for displacing the current commands id * and iq * along the equal torque line CT corresponding to the target torque T * is performed. When the limit point of field weakening control is reached, control is performed to limit the torque by decreasing the q-axis current while the d-axis current is fixed, as indicated by an arrow Y9 in FIG. As is clear from the comparison between the arrow Y2 and the arrow Y9, in the case of the arrow Y9, the amount of d-axis current increases unnecessarily, so the armature current, which is the combined vector of dq-axis currents, also increases. Become. As a result, even if the voltage limit ellipses determined by the rotational speed ω and the DC voltage value Vdc are the same, the torque that can be output is reduced. Further, since the armature current becomes larger than necessary, the loss is large and the efficiency is also lowered. On the other hand, the current commands id * and iq * determined along the arrow Y2 by applying the present invention do not limit the torque more than necessary compared to the current commands id * and iq * along the arrow Y9. Since the armature current is small, the loss is small.
このように、電圧不足割合ＶＲに着目し、弱め界磁制御の限界点に達した後は、限界トルク線ＬＴに沿って電圧不足割合ＶＲの増加に伴い電圧制限楕円ＬＶの中心へ向かう点におけるベクトルを電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊として決定することによって、好適な回転電機制御装置を得ることができる。即ち、弱め界磁制御の限界点を超えた後も含め、幅広い駆動条件に対して、高い運転効率で回転電機を駆動制御することが可能となる。 Thus, paying attention to the voltage shortage ratio VR, after reaching the limit point of field weakening control, the vector at the point toward the center of the voltage limit ellipse LV along with the increase of the voltage shortage ratio VR along the limit torque line LT By determining the current commands id * and iq * , a suitable rotating electrical machine control device can be obtained. That is, it is possible to drive and control the rotating electrical machine with high operating efficiency over a wide range of driving conditions including after exceeding the limit point of field weakening control.
ところで、本実施形態において、電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊と直流電力の直流電圧値Ｖｄｃに基づいて演算される電圧不足割合ＶＲは、電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊が図１に示すようにフィードバック系の演算結果であることから、フィードバック制御によって算出されることになる。しかし、目標トルクＴ＊が急激に大きくなるなど、制御変数が急激に変化すると、電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊や電圧不足割合ＶＲのフィードバック制御の追従性が低下し、結果として電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊の追従性も低下して回転電機制御全体の追従性も低下する可能性がある。マイクロコンピュータの演算周期を短くしたり、フィードバック電流ｉｄ，ｉｑの検出分解能を高くしたりすることで、追従性の低下を抑制することは可能であるが、回転電機制御装置のコストの上昇にもつながる。そこで、図２に示すように、フィードフォワード制御部１０を設けて、電圧不足割合ＶＲに準じた値をフィードフォワードすると好適である。
Incidentally, in the present embodiment, the voltage command vd *, vq * and undervoltage rate VR is calculated based on the DC voltage value Vdc of the DC power, * voltage command vd, the feedback system so vq * is shown in FIG. 1 Therefore, it is calculated by feedback control. However, if the control variable changes abruptly, such as when the target torque T * suddenly increases, the follow-up performance of the feedback control of the voltage commands vd * , vq * and the voltage shortage ratio VR decreases, and as a result, the current commands id * , There is also a possibility that the followability of iq * is also lowered, and the followability of the entire rotary electric machine control is also lowered. Although it is possible to suppress a decrease in follow-up performance by shortening the calculation cycle of the microcomputer or increasing the detection resolution of the feedback currents id and iq, it also increases the cost of the rotating electrical machine control device. Connected. Therefore, as shown in FIG. 2, it is preferable to provide a feed
電圧制限楕円ＬＶがロータ４０の回転速度ω及び直流電圧値Ｖｄｃに応じて設定されることから理解されるように、電圧不足割合ＶＲは、目標トルクＴ＊、直流電圧値Ｖｄｃ、回転速度ωなどから推定することも可能である。そして、電圧不足割合ＶＲの推定値をフィードフォワードしておくことで、フィードバック制御による追従量を軽減し、回転電機制御装置全体としての追従性を向上させることができる。１つの好適な態様として、回転電機制御装置は、図２に示すように、電圧不足割合フィードフォワード値を決定して、電流指令決定部に提供するフィードフォワード制御部１０を更に備えるとよい。
As understood from the fact that the voltage limit ellipse LV is set according to the rotational speed ω of the
電圧不足割合フィードフォワード値は、フィードフォワード制御部１０の電圧不足割合フィードフォワード値演算部１１において、目標トルクＴ＊と直流電圧値Ｖｄｃと回転速度ωとに基づいて演算される。尚、電圧不足割合フィードフォワード値は、フィードバック制御におけるオーバーシュートなどを抑制して安定性を高めるため、電圧不足割合ＶＲよりも小さい値に調整されると好適である。例えば、電圧不足割合フィードフォワード値演算部１１において、目標トルクＴ＊と直流電圧値Ｖｄｃと回転速度ωとに基づいて演算される値から、所定のオフセット値を差し引くことで電圧不足割合ＶＲよりも小さい値に調整される。尚、上述したように、電圧不足割合ＶＲはゼロを下限として演算されてもよく、この場合には、オフセット調整された後の電圧不足割合フィードフォワード値もゼロを下限とすると好適である。尚、フィードフォワード制御部１０（電圧不足割合フィードフォワード値演算部１１）は、図３と同様のトルクマップを利用して、目標トルクＴ＊と直流電圧値Ｖｄｃと回転速度ωとに基づく値（オフセット調整前の電圧不足割合フィードフォワード値）を演算すると好適である。尚、当然ながら、電圧不足割合フィードフォワード値が、電圧不足割合ＶＲと同じ値や、電圧不足割合ＶＲよりも大きい値に調整される構成を妨げるものではない。
The voltage shortage rate feedforward value is calculated in the voltage shortage rate feedforward
〔別実施形態〕
ところで、弱め界磁制御においてトルクに寄与しないｄ軸電流を流すと、銅損の増加や、電力消費の増大を生じることから、構造的に永久磁石による界磁磁束を調整可能な可変磁束型の回転電機も提案されている。このような可変磁束型の回転電機では、構造的な界磁磁束の調整と電気的な界磁磁束の調整との双方を利用することができる。当然ながら構造的に界磁磁束が異なると、同じ電流をステータコイルに流しても得られるトルクは異なるので、電流指令マップ１ａも界磁磁束の調整量に応じて複数設定されていることが望ましい。例えば、上述したトルク制御部（電流指令決定部）１が、界磁磁束の調整量を表す調整量情報に基づいて、複数の電流指令マップ１ａの中から１つを選択、又は補間して用いると好適である。以下、そのような可変磁束型の回転電機を制御する回転電機制御装置の実施形態について説明する。尚、上述した実施形態と同様の内容については適宜説明を省略するととともに、同一又はほぼ同一の機能部等については同一の符号を用いて説明する。
[Another embodiment]
By the way, if a d-axis current that does not contribute to torque is applied in the field weakening control, the copper loss increases and the power consumption increases. Therefore, a variable magnetic flux type rotating electric machine that can structurally adjust the field magnetic flux by a permanent magnet Has also been proposed. In such a variable magnetic flux type rotating electrical machine, both structural field magnetic flux adjustment and electrical field magnetic flux adjustment can be used. Naturally, if the field magnetic flux is structurally different, the torque obtained even if the same current is passed through the stator coil is different. Therefore, it is desirable that a plurality of
図４に示すように、本実施形態で例示する可変磁束型の回転電機２０は、相対的に内側に配置される内側ロータ（第１ロータ４１）と相対的に外側に配置される外側ロータ（第２ロータ４２）との周方向（ロータ回転方向）の相対位置に応じてステータコイル３２に鎖交する界磁磁束が変化するインナーロータ型の回転電機である。ステータ３０は、複数枚の電磁鋼板を積層して形成されたステータコア３１と、ステータコア３１に巻装されたステータコイル３２とを備えており、図示は省略するがケースに固定されている。
As shown in FIG. 4, the variable magnetic flux type rotating
ステータ３０の径内方向Ｒ１側には、永久磁石を備えた界磁としてのロータ４０が配置されている。ステータ３０に対して相対回転するロータ４０は、図示は省略するが回転軸周りに回転可能にケースに支持されている。上述したように、ロータ４０は第１ロータ４１と第２ロータ４２とを有している。ステータ３０と第１ロータ４１との間において一定の径方向厚さを有する円筒状に形成された第２ロータ４２と、円柱形に形成された第１ロータ４１とは、同軸に配置されている。図４に示すように、本実施形態において、第１ロータコア４３及び第２ロータコア４４は軸方向Ｌに同じ長さ（軸方向長さ）を有し、径方向Ｒ視において完全に重複するように配置されている。尚、本実施形態においては、第１ロータ４１の第１ロータコア４３及び第２ロータ４２の第２ロータコア４４も、ステータコア３１と同様に複数枚の電磁鋼板を積層して構成されている。
A
ロータ４０を構成する第１ロータ４１及び第２ロータ４２の少なくとも一方には永久磁石が備えられる。本実施形態では、第１ロータ４１のみに永久磁石が備えられる。図５、図６等に示すように、第１ロータ４１は、第１ロータコア４３の内部に埋め込まれて、ステータコイル３２と鎖交する界磁磁束を提供する永久磁石２４（２４Ｎ，２４Ｓ）を備えて構成される。一方、第２ロータ４２は、界磁磁束に対して磁気抵抗となる磁気抵抗部（フラックスバリア）としての空隙４８を第２ロータコア４４に備えて構成される。これら２つのロータ４１，４２の周方向の相対位置に応じてステータコイル３２に鎖交する界磁磁束が変化し、可変磁束型の回転電機２０が実現される。図４に示すように、本実施形態では、回転電機２０は、第１ロータ４１と第２ロータ４２との周方向Ｃの相対位置を調整する相対位置調整機構５０と共に駆動装置１００を構成し、回転電機２０の駆動力（トルク）を出力軸Ｘに伝達可能に構成されている。
At least one of the
図５及び図６は、おおよそ電気角の１周期に相当するロータ４０の軸直交方向の部分断面図であり、第１ロータ４１と第２ロータ４２との相対位置（相対位相γ）に応じた、界磁磁束（ｄ軸磁束）を破線により例示している。図５に示すように、本実施形態では、第２ロータコア４４は、両ロータ４１，４２の相対位置が所定の基準位置（相対位相γ＝０度）にある状態で、周方向に隣接する磁極の磁極端部の間（即ち、磁極間）に配置され、界磁磁束に対して磁気抵抗となる空隙（磁極間空隙）４８を備えている。この空隙４８により、第１ロータ４１と第２ロータ４２との間の周方向の相対位置に応じてステータコイル３２に到達する鎖交磁束が変化する。尚、両ロータ４１，４２の相対位置を示す角度である相対位相γは、電気角で示されている。
5 and 6 are partial cross-sectional views in the direction perpendicular to the axis of the
例えば、図５は、永久磁石２４から第２ロータコア４４内を通る漏れ磁束が抑制されてステータ３０に到達する磁束（界磁磁束）が多くなる状態を例示している。一方、図６は、第２ロータコア４４内を通る漏れ磁束が多くなってステータ３０に到達する磁束が少なくなる状態を例示している。このように、永久磁石２４及び空隙４８は、ステータ３０に到達する磁束（界磁磁束）が多くなる状態（図５：γ＝０度）と、ステータ３０に到達する磁束が少なくなる状態（図６：γ＝９０度）との間で遷移可能に配置されている。つまり、第１ロータ４１と第２ロータ４２との間の周方向の相対位置を調整することによって、ステータコイル３２に到達する鎖交磁束が調整可能である。
For example, FIG. 5 illustrates a state in which the leakage magnetic flux passing through the second rotor core 44 from the
図４に示すように、第１ロータ４１は、第１ロータコア４３を支持すると共に第１ロータコア４３と一体回転する第１ロータコア支持部材４５を備えている。また、第２ロータ４２は、第２ロータコア４４を支持すると共に第２ロータコア４４と一体回転する第２ロータコア支持部材４６を備えている。そして、相対位置調整機構５０は、第１ロータコア４３と一体回転する第１ロータコア支持部材４５と、第２ロータコア４４と一体回転する第２ロータコア支持部材４６との間の周方向の相対位置を調整する機構である。本実施形態では、相対位置調整機構５０は、第１差動歯車装置５１及び第２差動歯車装置５２の２つの差動歯車装置（差動歯車機構）を備えて構成される。第１差動歯車装置５１及び第２差動歯車装置５２は、本実施形態では、３つの回転要素を備えたシングルピニオン型の遊星歯車機構により構成されている。第１差動歯車装置５１は、複数のピニオンギヤを支持する第１キャリヤ５１ｂと、これらピニオンギヤにそれぞれ噛み合う第１サンギヤ５１ａ及び第１リングギヤ５１ｃとを回転要素として有している。また、第２差動歯車装置５２は、複数のピニオンギヤを支持する第２キャリヤ５２ｂと、これらピニオンギヤにそれぞれ噛み合う第２サンギヤ５２ａ及び第２リングギヤ５２ｃとを回転要素として有している。
As shown in FIG. 4, the
第１サンギヤ５１ａは、第１ロータコア支持部材４５と一体回転するように駆動連結され、第２サンギヤ５２ａは、第２ロータコア支持部材４６と一体回転するように駆動連結されている。第１キャリヤ５１ｂ及び第２キャリヤ５２ｂは、出力軸Ｘと一体回転するように駆動連結されている。これにより、第１ロータコア支持部材４５及び第２ロータコア支持部材４６は、相対位置調整機構５０を介して出力軸Ｘに駆動連結される。即ち、本例では、第１ロータコア支持部材４５と第２ロータコア支持部材４６との双方が、相対位置調整機構５０を介して共通の出力軸Ｘに駆動連結されている。また、第２リングギヤ５２ｃは、リング状部材を介してケースの内壁８０に固定されている。
The
第１リングギヤ５１ｃの外周面（径外方向Ｒ２を向く面、以下同様）にはウォームホイール５４ｂが設けられている。このウォームホイール５４ｂは、第１リングギヤ５１ｃの回転位置（周方向位置）を調整するためのウォームギヤ５４ａと噛み合っている。ウォームギヤ５４ａは、モータなどの駆動力源（アクチュエータ）５６と接続されている（図７参照）。この駆動力源によりウォームギヤ５４ａを回転させることで、ウォームホイール５４ｂを介して第１リングギヤ５１ｃの回転位置（周方向位置）を変えることができる。第１リングギヤ５１ｃの回転位置の調整時には駆動力源５６によりウォームギヤ５４ａが回転駆動され、調整時以外では停止した駆動力源５６を介してウォームギヤ５４ａが固定される。つまり、第１リングギヤ５１ｃは、回転位置の調整時を除いて固定された状態となる。
A
本実施形態では、第１キャリヤ５１ｂと第２キャリヤ５２ｂとは一体的に一体キャリヤ５３を構成しており、一体キャリヤ５３が出力軸Ｘと一体回転するように駆動連結されている。また、本実施形態では、第１差動歯車装置５１と第２差動歯車装置５２とは互いに同径に構成され、第１差動歯車装置５１の歯数比（＝第１サンギヤ５１ａの歯数／第１リングギヤ５１ｃの歯数）と第２差動歯車装置５２の歯数比（＝第２サンギヤ５２ａの歯数／第２リングギヤ５２ｃの歯数）とは互いに等しく設定されている。そして、第１リングギヤ５１ｃの回転位置の調整時を除いて、第１リングギヤ５１ｃ及び第２リングギヤ５２ｃの双方は固定された状態となる。よって、第１サンギヤ５１ａに駆動連結された第１ロータコア支持部材４５と、第２サンギヤ５２ａに駆動連結された第２ロータコア支持部材４６とは、互いに同じ回転速度（ロータ回転速度）で回転する。本実施形態では、出力軸Ｘの回転速度は、ロータ回転速度に対して減速されたものとなり、出力軸Ｘには、回転電機２０のトルクが増幅されて伝達される。
In the present embodiment, the
上述したように、本実施形態では、第２リングギヤ５２ｃがケースの内壁８０に固定されているのに対し、第１リングギヤ５１ｃは回転位置が調整可能となっている。即ち、キャリヤが一体的に形成された２つの遊星歯車機構において、一方のリングギヤを他方のリングギヤに対して周方向に相対移動（すなわち相対回転）させることが可能となっている。この相対回転に伴い、一方のサンギヤが他方のサンギヤに対して相対回転する。よって、第１リングギヤ５１ｃの回転位置を調整することで、第１サンギヤ５１ａと第２サンギヤ５２ａとの間の周方向の相対位置を調整することができる。その結果、第１ロータコア支持部材４５と第２ロータコア支持部材４６との間の周方向の相対位置を調整することができる。
As described above, in the present embodiment, the
このような可変磁束型の回転電機２０を制御対象とする回転電機制御装置では、電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊を決定するための電流指令マップ１ａが複数設定されている。そして、界磁磁束の調整量を表す調整量情報に応じて、何れかの電流指令マップ１ａが選択される。図４〜図６を利用して上述したように、本実施形態の可変磁束型の回転電機２０の場合、界磁磁束の調整量は、第１ロータ４１と第２ロータ４２との相対位置によって決まる。従って、電流指令マップ１ａを選択するための調整量情報は相対位相γとすることができる。以下、可変磁束型の回転電機２０を制御対象とする回転電機制御装置の実施形態を図７〜図１１を利用して説明する。尚、図１を利用して上述した固定磁束型の回転電機２０を制御対象とする実施形態と同様の内容については適宜説明を省略するととともに、同一又はほぼ同一の機能部等については同一の符号を用いて説明する。
In the rotating electrical machine control device that controls the variable magnetic flux type rotating
可変磁束型である本実施形態の回転電機２０は、界磁調整機構としての相対位置調整機構５０と共に駆動装置１００を構成している。従って、回転電機制御装置は、駆動装置１００の制御装置として構成されている。図７に示すように、回転電機制御装置は、主として回転電機２０を制御する機能部として、トルク制御部（電流指令決定部）１と、電流指令マップ１ａと、電圧不足割合演算部２と、電流制御部（電圧指令決定部）３と、フィードバック電流座標変換部４と、電圧制御部（駆動指令演算部）５と、変調率導出部９と、位置検出部９３と、速度検出部９４とを備えている。そして、電圧制御部（駆動指令演算部）５により生成された駆動指令に基づいて、直流電圧源８とステータコイル３２との間で直流交流変換を行うインバータ６が駆動制御される。
The rotating
また、回転電機制御装置は、主として相対位置調整機構５０を制御する機能部として、相対位相制御部７を備えて構成されている。そして、駆動回路７５を介して駆動力源５６が駆動されることによって差動歯車装置５１，５２（特に第１差動歯車装置５１）が駆動制御される。尚、本実施形態では、相対位相制御部７からトルク制御部１に提供された相対位相γを用いて電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊が決定され、回転電機２０が駆動制御されるので、相対位相制御部７も回転電機２０を制御する機能部に含めてよい。
In addition, the rotating electrical machine control device is configured to include a relative phase control unit 7 as a functional unit that mainly controls the relative
トルク制御部１は、目標トルクＴ＊及び回転速度ωに基づいて、界磁磁束の強さを決定し、決定した強さに基づいて第１ロータ４１と第２ロータ４２との相対位相の指令値γ＊を演算して、相対位相制御部７へ伝達する。相対位相制御部７は、好適にはフィードバック制御により駆動力源５６を制御しており、不図示のセンサ等によって検出された実際の相対位相、あるいは駆動回路７５に与えた駆動信号から予測される推測値などを、相対位相γとしてトルク制御部１に伝達する。トルク制御部１は、相対位相γ（調整量情報）に基づいて複数の電流指令マップ１ａの中から、対応する電流指令マップ１ａを選択する。そして、トルク制御部１は、選択した電流指令マップ１ａに基づいて、目標トルクＴ＊及び電圧不足割合ＶＲに応じた電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊を決定する。
The torque control unit 1 determines the strength of the field magnetic flux based on the target torque T * and the rotational speed ω, and instructs the relative phase between the
ここで、複数の電流指令マップ１ａに対応する複数のトルクマップについて、図８〜図１１を利用して説明する。可変磁束型である回転電機２０は、第１ロータ４１と第２ロータ４２との相対位置によって界磁磁束の特性が変化する。このため、回転電機制御装置は、図８〜図１１に例示するように、相対位置（相対位相γ）に応じた複数のトルクマップを有している。図８はγ＝０度、図９はγ＝４５度、図１０はγ＝６７度、図１１はγ＝７８度を例示している。これらのトルクマップは、図３と同様に、ｄ−ｑベクトル空間（ｄ−ｑ電流ベクトル空間）におけるトルクマップであるが、第２象限のみを示した図３と異なり４象限の全てを示している。図９や図１０を参照すれば明らかなように、第２象限のみでは基本制御線ＭＴが描けない場合があるためである。尚、等トルク線ＣＴ、電圧制限楕円ＬＶ、基本制御線ＭＴ、限界トルク線ＬＴの定義、並びに符号については、図３と同様である。
Here, a plurality of torque maps corresponding to the plurality of
上述したように、図８〜図１１では、図３と異なり４象限の全てを示している。また、各図において矢印Ｙ１は、電圧不足割合ＶＲ＝０％で、基本制御線ＭＴ上において回転電機２０が正転方向に力行制御されている状態から、弱め界磁制御が開始されて等トルク線ＣＴに沿って限界トルク線ＬＴの方向へ電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊のベクトルが移動する状態を示している。同様に、各図における矢印Ｙ３は、基本制御線ＭＴ上において回転電機２０が正転方向に回生制御されている状態から、弱め界磁制御が開始されて電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊のベクトルが移動する状態を示している。また、各図において矢印Ｙ２は、力行動作において限界トルク線ＬＴに達した後、限界トルク線ＬＴに沿って電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊のベクトルが移動し、最終的に電圧制限楕円ＬＶの中心のポイント（電圧不足割合ＶＲ＝１００％のポイント）まで移動する状態を示している。同様に、各図における矢印Ｙ４は、回生動作において限界トルク線ＬＴに達した後、限界トルク線ＬＴに沿って電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊のベクトルが移動する状態を示している。
As described above, FIG. 8 to FIG. 11 show all four quadrants unlike FIG. In each figure, the arrow Y1 indicates that the voltage deficiency ratio VR = 0% and the field weakening control is started from the state in which the rotating
このように、図８〜図１１を参照すれば、相対位相γ、つまり界磁磁束の強さによってトルク特性は大きく異なっている。しかし、何れのトルク特性においても、電圧不足割合ＶＲに応じて、等トルク線ＣＴ上を限界トルク線ＬＴへ向かう点におけるベクトルや、限界トルク線ＬＴ上を電圧制限楕円ＬＶの中心へ向かう点におけるベクトルを電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊として良好に決定することが可能であることは容易に理解される。つまり、回転電機２０が、トルク特性が変化する可変磁束型であっても、連続的な弱め界磁制御及びトルク制限を、可能な限り高い出力トルクを維持しつつ、高い効率（低い損失）で実施することが可能である。
As described above, referring to FIGS. 8 to 11, the torque characteristics are greatly different depending on the relative phase γ, that is, the strength of the field magnetic flux. However, in any torque characteristic, a vector at a point on the equal torque line CT toward the limit torque line LT or a point on the limit torque line LT toward the center of the voltage limit ellipse LV according to the voltage shortage ratio VR. It is easily understood that the vector can be well determined as the current commands id * and iq * . That is, even if the rotating
〔その他の実施形態〕
（１）上記実施形態では、可変磁束型の回転電機２０として、第１ロータ４１のみに永久磁石２４が備えられている構成を例として説明した。しかし、本発明の実施形態はこれに限定されるものではない。例えば、第１ロータ４１及び第２ロータ４２の双方に永久磁石２４が備えられてもよい。また、第２ロータ４２のみに永久磁石２４が備えられ、第１ロータ４１に空隙４８が形成された構成とすることもできる。また、それぞれのロータ４１，４２が、永久磁石２４を備えると共に空隙４８を有していてもよい。当然ながら、永久磁石２４の配置方向及び形状、空隙４８の方向及び形状等も、本実施形態に限定されるものではない。尚、界磁磁束を変更するための機構は、上記各形態に限定されることなく、様々な形態及び方式を用いることが可能である。例えば、ロータ内の永久磁石の位置や向きを変更することによって可変磁束型の回転電機が実現されてもよい。
[Other Embodiments]
(1) In the above embodiment, the variable magnetic flux type rotating
（２）上記実施形態においては、ロータとステータとが径方向に重複して設置される構成を例示した。しかし、この構成に限定されることなく、ロータとステータとが軸方向に重複して設置されるアキシャル型の回転電機であってもよい。また、上記実施形態では、インナーロータ型の回転電機を例として説明したが、当然ながらアウタロータ型の回転電機に適用することもできる。その他の構成に関しても、本明細書において開示された実施形態は全ての点で例示であって、本発明の実施形態はこれに限定されない。すなわち、本発明及び本発明と均等な構成を備え、発明の要旨を逸脱しなければ、上記実施形態の一部を適宜改変した構成も、当然に本発明の技術的範囲に属する。 (2) In the above embodiment, the configuration in which the rotor and the stator are overlapped in the radial direction is illustrated. However, the present invention is not limited to this configuration, and an axial type rotating electrical machine in which the rotor and the stator are installed overlapping in the axial direction may be used. In the above-described embodiment, the inner rotor type rotating electrical machine has been described as an example, but the present invention can naturally be applied to an outer rotor type rotating electrical machine. Regarding other configurations as well, the embodiments disclosed herein are illustrative in all respects, and the embodiments of the present invention are not limited thereto. That is, the present invention and a configuration equivalent to the present invention are provided, and a configuration in which a part of the above embodiment is appropriately modified belongs to the technical scope of the present invention without departing from the gist of the invention.
（３）上記実施形態においては、ロータと同速で回転する回転座標系として、永久磁石による磁極の方向に設定されたｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ軸とで規定される直交ベクトル空間を例として説明した。しかし、ベクトル空間はｄ−ｑ軸ベクトル空間に限定されることなく、他の直交ベクトル空間であってもよい。例えば、当該ｄ軸及びｑ軸に対して所定の位相差を有したδ軸γ軸を有するδ−γ軸ベクトル空間であってもよい。また、ベクトル空間は、直交空間に限定されることなく、任意の座標軸を有したベクトル空間を採用することができる。 (3) In the above embodiment, an orthogonal vector space defined by a d-axis set in the direction of the magnetic pole by the permanent magnet and a q-axis orthogonal to the d-axis as a rotating coordinate system that rotates at the same speed as the rotor. Was described as an example. However, the vector space is not limited to the dq axis vector space, and may be another orthogonal vector space. For example, it may be a δ-γ axis vector space having a δ axis γ axis having a predetermined phase difference with respect to the d axis and the q axis. Further, the vector space is not limited to the orthogonal space, and a vector space having an arbitrary coordinate axis can be adopted.
（４）上記実施形態においては、ステータコイル３２を流れる実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗがフィードバックされたフィードバック電流ｉｄ，ｉｑと電流指令ｉｄ＊，ｉｑ＊との偏差に基づいて、ステータコイル３２に印加する電圧の指令である電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊を決定する電圧指令決定部３（電流制御部）を備えており、電圧不足割合演算部２が、電圧指令ｖｄ＊，ｖｑ＊と直流電力の直流電圧値Ｖｄｃとに基づいて電圧不足割合ＶＲを演算する構成を例示した。しかし、この構成に限定されることなく、つまり、電圧指令を算出することなく、電圧不足割合が演算されてもよい。例えば、電流制御部３が変調率指令ＭＩ＊と電圧指令位相Ｖθ＊を生成し、電圧制御部４（駆動指令演算部）が変調率指令ＭＩ＊と電圧指令位相Ｖθ＊に基づいてインバータ６の駆動指令を演算する形態であってもよい。そして、この場合には、電圧不足割合演算部２は、変調率指令ＭＩ＊に基づいて電圧不足割合ＶＲを演算することができる。
(4) In the above embodiment, the actual currents iu, iv, iw flowing through the
本発明は、車両を駆動する回転電機に限定されることなく、ロータと同速で回転する回転座標系に設定されたベクトル空間におけるベクトル制御によって回転電機を制御する回転電機制御装置に適用することができる。 The present invention is not limited to a rotating electrical machine that drives a vehicle, and is applied to a rotating electrical machine control device that controls a rotating electrical machine by vector control in a vector space set in a rotating coordinate system that rotates at the same speed as a rotor. Can do.
ω ：回転速度
１ ：トルク制御部
１ａ ：電流指令マップ
２ ：電圧不足割合演算部
３ ：電流制御部
６ ：インバータ
１０ ：フィードフォワード制御部
２０ ：回転電機
２４ ：永久磁石
３０ ：ステータ
３２ ：ステータコイル
４０ ：ロータ
ＣＴ ：等トルク線
Ｆ ：磁極
ＬＴ ：限界トルク線
ＬＶ ：電圧制限楕円
ＭＴ ：基本制御線
ＶＲ ：電圧不足割合
Ｖｄｃ ：直流電圧値
ｉｄ，ｉｑ：フィードバック電流
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ：実電流
ω: Rotational speed 1:
Claims (5)
目標トルクに応じて前記ステータコイルに流す電流の指令であって前記ベクトル空間に対応した電流指令を、電流指令マップに基づいて決定する電流指令決定部と、
電圧不足割合を演算する電圧不足割合演算部と、を備え、
前記電流指令マップは、
トルクの値に応じて設定され、各トルクを出力するための前記電流指令のそれぞれのベクトル軌跡である等トルク線と、
前記ロータの回転速度及び前記直流電力の直流電圧値に応じて設定され、設定可能な前記電流指令の範囲を示すベクトル軌跡である電圧制限楕円と、
前記電圧制限楕円の内側で実行する基本制御の際の前記電流指令として設定され、トルクに応じた前記基本制御の際の前記電流指令を示すベクトル軌跡である基本制御線と、
前記等トルク線及び前記電圧制限楕円に基づいて設定され、各トルクを出力可能な限界の前記電流指令のベクトル軌跡である限界トルク線と、が規定されたものであり、
前記電流指令決定部は、
前記電圧不足割合がゼロ以下の場合には、前記目標トルクに応じた前記等トルク線と前記基本制御線との交点に前記電流指令を決定し、
前記電圧不足割合がゼロ以上の場合には、前記目標トルクに応じた前記等トルク線に沿って前記電圧不足割合の増加に伴い前記限界トルク線へ向かう点に前記電流指令を決定し、
前記電圧不足割合の増加により前記目標トルクに応じた前記等トルク線に沿った前記電流指令が前記限界トルク線に達した場合には、前記限界トルク線に沿って前記電圧不足割合の増加に伴い前記電圧制限楕円の中心へ向かう点に前記電流指令を決定する、回転電機制御装置。 A rotating electrical machine having a rotor with a permanent magnet and a stator with a stator coil is set in a rotating coordinate system that rotates at the same speed as the rotor via an inverter that converts power between DC power and AC power. A rotating electrical machine control device controlled by vector control in a vector space,
A current command determining unit that determines a current command corresponding to the vector space, which is a command of a current flowing through the stator coil in accordance with a target torque, based on a current command map;
A voltage shortage rate calculating unit for calculating the voltage shortage rate,
The current command map is
An isotorque line that is set according to the value of the torque and is a vector locus of each of the current commands for outputting each torque;
A voltage limit ellipse that is a vector locus indicating the range of the current command that can be set and set according to the rotational speed of the rotor and the DC voltage value of the DC power;
A basic control line that is set as the current command in the basic control executed inside the voltage limit ellipse and is a vector locus indicating the current command in the basic control according to torque;
A limit torque line that is set based on the equal torque line and the voltage limit ellipse and that is a vector locus of the current command at a limit at which each torque can be output is defined;
The current command determining unit is
When the voltage shortage ratio is less than or equal to zero, the current command is determined at the intersection of the equal torque line and the basic control line according to the target torque,
When the voltage shortage ratio is zero or more, the current command is determined at a point toward the limit torque line as the voltage shortage ratio increases along the isotorque line according to the target torque,
When the current command along the isotorque line corresponding to the target torque reaches the limit torque line due to the increase in the voltage shortage ratio, along with the increase in the voltage shortage ratio along the limit torque line A rotating electrical machine control device that determines the current command at a point toward the center of the voltage limiting ellipse.
前記電流指令マップは、前記界磁磁束の調整量に応じて複数設定され、
前記電流指令決定部は、前記界磁磁束の調整量を表す調整量情報に基づいて、複数の前記電流指令マップの中から１つを選択、又は補間して用いる請求項１に記載の回転電機制御装置。 The rotating electrical machine is a variable magnetic flux rotating electrical machine capable of adjusting a field magnetic flux from the permanent magnet interlinked with the stator coil,
A plurality of the current command maps are set according to the adjustment amount of the field magnetic flux,
2. The rotating electrical machine according to claim 1, wherein the current command determination unit selects or interpolates one of the plurality of current command maps based on adjustment amount information indicating an adjustment amount of the field magnetic flux. Control device.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011062327A JP2012200073A (en) | 2011-03-22 | 2011-03-22 | Rotary electric machine control device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2011062327A JP2012200073A (en) | 2011-03-22 | 2011-03-22 | Rotary electric machine control device |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2012200073A true JP2012200073A (en) | 2012-10-18 |
Family
ID=47181730
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2011062327A Withdrawn JP2012200073A (en) | 2011-03-22 | 2011-03-22 | Rotary electric machine control device |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2012200073A (en) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2016207936A1 (en) * | 2015-06-22 | 2016-12-29 | 三菱電機株式会社 | Motor control device |
| WO2019138454A1 (en) | 2018-01-10 | 2019-07-18 | 三菱電機株式会社 | Apparatus for controlling rotary electric machine |
| KR20200044924A (en) * | 2017-10-06 | 2020-04-29 | 콘티넨탈 테베스 아게 운트 코. 오하게 | Method for operating a permanent magnet synchronous motor, and motor assembly |
| CN111279608A (en) * | 2017-09-22 | 2020-06-12 | Seg汽车德国有限责任公司 | Method for determining a maximum adjustable torque of an electric machine |
| WO2021039054A1 (en) * | 2019-08-30 | 2021-03-04 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Electric tool |
| JP2021141629A (en) * | 2020-03-02 | 2021-09-16 | 三菱電機株式会社 | Control apparatus for ac rotary electric machine |
-
2011
- 2011-03-22 JP JP2011062327A patent/JP2012200073A/en not_active Withdrawn
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPWO2016207936A1 (en) * | 2015-06-22 | 2017-08-24 | 三菱電機株式会社 | Motor control device |
| WO2016207936A1 (en) * | 2015-06-22 | 2016-12-29 | 三菱電機株式会社 | Motor control device |
| CN111279608A (en) * | 2017-09-22 | 2020-06-12 | Seg汽车德国有限责任公司 | Method for determining a maximum adjustable torque of an electric machine |
| CN111279608B (en) * | 2017-09-22 | 2023-09-26 | Seg汽车德国有限责任公司 | Method for determining a maximum adjustable torque of an electric machine, computing unit and storage medium |
| KR102471560B1 (en) * | 2017-10-06 | 2022-11-25 | 콘티넨탈 테베스 아게 운트 코. 오하게 | Methods for operating permanent magnet synchronous motors, and motor assemblies |
| KR20200044924A (en) * | 2017-10-06 | 2020-04-29 | 콘티넨탈 테베스 아게 운트 코. 오하게 | Method for operating a permanent magnet synchronous motor, and motor assembly |
| WO2019138454A1 (en) | 2018-01-10 | 2019-07-18 | 三菱電機株式会社 | Apparatus for controlling rotary electric machine |
| JPWO2019138454A1 (en) * | 2018-01-10 | 2020-04-02 | 三菱電機株式会社 | Control device for rotating electric machine |
| US11081998B2 (en) | 2018-01-10 | 2021-08-03 | Mitsubishi Electric Corporation | Controller of rotary electric machine |
| WO2021039054A1 (en) * | 2019-08-30 | 2021-03-04 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | Electric tool |
| US11981016B2 (en) | 2019-08-30 | 2024-05-14 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Electric tool |
| CN113422564A (en) * | 2020-03-02 | 2021-09-21 | 三菱电机株式会社 | AC rotating machine control device |
| CN113422564B (en) * | 2020-03-02 | 2023-08-01 | 三菱电机株式会社 | Control device for AC rotary machine |
| JP2021141629A (en) * | 2020-03-02 | 2021-09-16 | 三菱電機株式会社 | Control apparatus for ac rotary electric machine |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9054613B2 (en) | Motor drive apparatus and vehicle with the same mounted thereon | |
| US8497646B2 (en) | Controller for AC electric motor and electric powered vehicle | |
| JP5297953B2 (en) | Electric motor drive system for electric vehicle | |
| US20120249024A1 (en) | Electric motor control device | |
| JP5884746B2 (en) | AC motor control device | |
| JP2006320039A (en) | Controller of motor drive system | |
| JP2014511667A (en) | DC bus voltage control | |
| JP2012200073A (en) | Rotary electric machine control device | |
| JP2010272395A (en) | Motor control device for electric vehicle | |
| JP2008259302A (en) | Controller of electric motor | |
| JP2011250499A (en) | Electric vehicle | |
| JP2008141868A (en) | Motor system | |
| JP2017017909A (en) | Motor controller and electric power steering device mounting the same | |
| JP4452519B2 (en) | DC brushless motor drive control apparatus and method for vehicle propulsion | |
| JP2008259303A (en) | Controller of electric motor | |
| JP2009060759A (en) | Power supply system and charge control method therefor | |
| JP7312065B2 (en) | Motor control device, electromechanical integrated unit, generator system, motor drive device and electric vehicle system | |
| JP5534323B2 (en) | Electric motor control device | |
| JP2009225500A (en) | Motor driving unit and its control method | |
| WO2018116668A1 (en) | Motor control device and electric vehicle | |
| JP2012239302A (en) | Rotary electric machine controller | |
| JP5167038B2 (en) | Electric motor drive device and control method thereof | |
| JP5170764B2 (en) | Electric motor drive device and control method thereof | |
| JP5212696B2 (en) | Electric motor control device | |
| JP5212697B2 (en) | Electric motor control device |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20140603 |