JP2012151993A - Electric power conversion system and rotary machine drive system using the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力変換装置及びそれを用いた回転機駆動システムに関する。 The present invention relates to a power converter and a rotating machine drive system using the same.
三相交流電動機駆動用インバータ装置が、産業分野や冷凍機器へ普及している。これらの装置では、三相交流電源受電の場合、三相交流電源から直流に変換するための整流回路が必要である。三相ダイオード整流器を用いる場合、多くの電源電流高調波が発生してしまい、電力システムへの悪影響が社会問題になっている。近年、IEC(国際電気標準会議)の高調波規制(IEC61000−3−2(相電流<16A)とIEC61000−3−12(16A<相電流<75A))をはじめ、欧州、中国や日本国内の高調波規制が制定された。今後、これらの装置の電源高調波対策が必要になる見込みである。 Inverter devices for driving three-phase AC motors are widely used in industrial fields and refrigeration equipment. In these devices, in the case of receiving power from a three-phase AC power source, a rectifier circuit for converting the three-phase AC power source to DC is required. When a three-phase diode rectifier is used, many power source current harmonics are generated, and the adverse effect on the power system has become a social problem. In recent years, including IEC (International Electrotechnical Commission) harmonic regulation (IEC61000-3-2 (phase current <16A) and IEC61000-3-12 (16A <phase current <75A)), in Europe, China and Japan Harmonic regulations were enacted. In the future, countermeasures against power harmonics of these devices are expected.
従来、これらに対応するために特許文献1、特許文献2、特許文献3の様な技術がある。
Conventionally, there are technologies such as Patent Document 1,
しかし、特許文献1、特許文献2の技術は、前述の高調波規制をクリアするために、大きな交流リアクトルが必要となり、装置の大型化やコストアップを避けられない。特に、交流リアクトルの抵抗の熱損失が電源電流と二乗関係があるため、高負荷運転時に、リアクトルの発熱や装置の効率低下を引き起し、更には、交流リアクトルによる電圧降下の影響で直流電圧低下を引き起こし、高速・高負荷時の運転範囲縮小も懸念される。
However, the techniques of Patent Document 1 and
また、特許文献3の技術は、単相交流電源用の回路構成ではあるが、スイッチング素子のスイッチング動作により直流電圧の昇圧制御を行っている、しかし、電源電流情報検出手段が必要となり、部品点数が増加し、コストアップを避けられない。
Further, although the technology of
そこで、本発明は、高調波規制対応に適し、更に回転機の運転状態に応じて最適な直流電圧に制御する昇圧機能を搭載した、三相交流を直流に変換する電力変換装置及び、それを用いた機器(例えば、回転機駆動機器、冷凍機器など)を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention is suitable for complying with harmonic regulations, and further equipped with a boosting function for controlling to an optimum DC voltage according to the operating state of the rotating machine, and a power converter for converting three-phase AC to DC, and An object is to provide used equipment (for example, rotating machine drive equipment, refrigeration equipment, etc.).
上記課題を解決するために、例えば、三相交流電源に接続される三相交流リアクトルと、三相ダイオードブリッジと、前記三相ダイオードブリッジの直流出力側と直流負荷の間に設ける直列に接続された複数の平滑コンデンサと、前記三相ダイオードブリッジの交流側と前記直列に接続された複数の平滑コンデンサの中点との間に設ける三つの双方向通電スイッチと、前記三相交流電源の電圧位相を検出する電圧位相検出手段と、前記三つの双方向通電スイッチを制御するコンバータ制御器から構成された三相交流を直流に変換する電力変換装置において、前記双方向通電スイッチを、各相、所定のパターンでスイッチング動作するよう構成する。 In order to solve the above problems, for example, a three-phase AC reactor connected to a three-phase AC power source, a three-phase diode bridge, and a series connection provided between a DC output side of the three-phase diode bridge and a DC load are connected. A plurality of smoothing capacitors, three bidirectional energization switches provided between the AC side of the three-phase diode bridge and the middle points of the plurality of smoothing capacitors connected in series, and a voltage phase of the three-phase AC power source In the power conversion device for converting a three-phase alternating current into a direct current comprising a voltage phase detecting means for detecting the three-way current and a converter controller for controlling the three bidirectional conductive switches, the bidirectional conductive switch is provided for each phase. The switching operation is performed with the following pattern.
ここで、前記スイッチング動作するパターンを例えば、各相の電圧(相電圧)が0となる前後の期間では該当する相の前記双方向通電スイッチのON期間が長くなるように設定すれば高調波規制に対応できる。このために、例えば、回転機変調率情報Khを用いて双方向通電スイッチを制御する。 Here, if the pattern for the switching operation is set so that, for example, the ON period of the bidirectional energization switch of the corresponding phase becomes longer in the period before and after the voltage (phase voltage) of each phase becomes 0, the harmonic regulation It can correspond to. For this purpose, for example, the bidirectional energization switch is controlled using the rotating machine modulation factor information Kh.
また、それ以外の期間では双方向通電スイッチのON期間は回転機の運転状態に応じて適時調整するように構成すれば、電源電流検出手段が無くても回転機の運転状態によって最適な直流電圧に制御できる。これにより、スイッチング損失による効率低下を最小限に抑え、更に高負荷運転時の直流電圧低下を防止でき、更なる高出力化も図れる。また、回転機駆動機器で回転機を高速回転させる場合に行っている、弱め界磁制御との最適化により最高効率を確保できる。 In other periods, the ON period of the bidirectional energization switch can be adjusted in a timely manner according to the operating state of the rotating machine. Can be controlled. As a result, efficiency reduction due to switching loss can be minimized, DC voltage drop during high load operation can be prevented, and higher output can be achieved. In addition, the highest efficiency can be secured by optimization with field weakening control, which is performed when rotating a rotating machine at high speed with a rotating machine drive device.
本発明によれば、高調波規制に対応し、更に回転機の運転状態に応じて最適な直流電圧に制御する昇圧機能を搭載した電力変換装置及び、それを用いた機器(例えば、回転機駆動機器、冷凍機器など)への適用が容易となる。 According to the present invention, a power conversion device equipped with a step-up function that complies with the harmonic regulation and further controls the DC voltage to the optimum according to the operating state of the rotating machine, and a device using the same (for example, rotating machine driving) Equipment, refrigeration equipment, etc.).
本実施形態の電力変換装置は、例えば回転機駆動機器、冷凍器に用いることが好適なものである。以下では具体的制御について説明する。 The power converter of this embodiment is suitable for use in, for example, a rotary machine drive device and a refrigerator. Specific control will be described below.
<第1の実施例>
図1から図10を用いて第1の実施例を説明する。
図1に電力変換装置の概略構成を示す。本電力変換装置は、三相交流電源1を直流電源に変換してインバータ10に直流電力を供給する装置であり、スイッチング動作を用いて電源電流の高調波成分の抑制および、回転機11の運転状態に応じた直流電圧にする昇圧制御を行っている。本実施例では、直流電力を供給する装置はインバータ10としたが、直流電力を消費する負荷装置、回転機などを使っても問題ない。
<First embodiment>
A first embodiment will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 shows a schematic configuration of the power converter. This power conversion device is a device that converts the three-phase AC power source 1 into a DC power source and supplies DC power to the
(装置構成について)
本電力変換装置は、三相交流電源1に接続された三相交流リアクトル2と、三相交流リアクトル2を介して三相交流電源1に接続された三相ダイオードブリッジ3と、三相ダイオードブリッジ3の直流側に直列接続された複数の平滑コンデンサ4と、三相ダイオードブリッジ3の交流側入力端子と直列接続された複数の平滑コンデンサ4の中点との間に設けた三つの双方向通電スイッチ6と、三相交流電源1の電圧位相を検出する電圧位相検出手段5と、直流電圧(VDC)を検出する直流電圧検出手段8と、双方向通電スイッチ6を制御するコンバータ制御器7と、インバータ10を制御するインバータ制御器9と、コンバータ制御器7とインバータ制御器9とを繋ぎ情報を送受信する通信手段12から構成されている。本実施例では、コンバータ制御器7とインバータ制御器9を別々にし、前記通信手段12を設けたが、この2つを合わせて前記通信手段12を省略しても問題ない。
(About device configuration)
The power converter includes a three-
(駆動回路について)
図2は、前記三つの双方向通電スイッチ6の構成図である。本実施例では、単相ダイオードブリッジとIGBTで構成した双方向通電スイッチとした。双方向通電スイッチは、本構成に限らず、コンバータ制御器7からのスイッチング信号に応じて動作する双方向通電スイッチであれば、その他の構成及び半導体素子でも問題ない。
(About the drive circuit)
FIG. 2 is a configuration diagram of the three
(制御ブロックについて)
図3にコンバータ制御器7の内部で行われている電力変換装置の制御ブロック図を示している。ここでコンバータ制御器7は、電圧位相検出手段5からの電圧位相信号(Vrn、Vsn、Vtn)、及び、インバータ制御器9からの直流電圧情報Edc又は回転機変調率情報Khに基づいてPWM制御信号(Gr、Gs、Gt)を出力して双方向スイッチ6を制御するものである。本制御はマイクロコンピュータ(以下マイコンと称す)を用いたデジタル演算処理を行っている。マイコン以外にもDSP等半導体演算素子の適用が考えられる。以下、内部制御について詳述する。
(About control block)
FIG. 3 shows a control block diagram of the power conversion apparatus performed inside the
コンバータ制御器7の演算においては、電源電流値を推定可能な情報に基づいて位相差の補正量を出力することが望ましい。そこで本実施例では、図3に示すように位相補正量調整器18によって電源電圧と電源電流の位相差を出力することとしている。位相補正量調整器18は,通信手段12より得られた負荷情報Pと,マイコンに予め設定した位相補正テーブルを元に三相交流リアクトル2などの影響により,発生する電源電圧と電源電流の位相差補正量θadjを出力する。なお、負荷情報P以外にも電源電流値を推定できる情報であれば適応が可能である。
In the calculation of the
電源電圧位相演算器13は、電圧位相検出手段5によって得られた電圧位相信号(Vrn、Vsn、Vtn)を用いて電源電圧位相を算出し,前記電源電圧位相と位相補正量調整器18から得られた位相差補正量θadjから電源電流位相θsを算出する。
The power supply
変調波作成器14は、電源電圧位相演算器13によって得られた前記電源電流位相θsとマイコンに予め設定した変調波テーブルを元に各相の前記双方向通電スイッチ6のON期間を決定し、三相変調波Mr、Ms、Mtを作成する。
The
変調波調整器19は、前記通信手段12から得られた直流電圧情報Edc、もしくは、回転機変調率情報Khを元に、直流電圧の昇圧に起因する区間の三相変調波を作成し、更に状態に応じて三相変調波に乗算する変調波ゲインKm’を算出する。
The
変調波乗算器15は、変調波作成器14から得られた、三相変調波Mr、Ms、Mtと変調波調整器19から得られた変調波ゲインKm’を乗算し、三相変調波指令値Mr’、Ms’、Mt’を算出する。
The
PWM制御器17は、変調波乗算器15から得られた三相変調波指令値Mr’、Ms’、Mt’とキャリア波発生器16から得られたキャリア波Fc(三角波もしくはのこぎり波) との比較により、PWM(Pulse Width Modulation)制御信号Gr、Gs、Gtを出力し、双方向通電スイッチ6のON・OFFを制御する。
The
(位相検出処理について)
図4に電源電圧位相演算器13の内部構成を示す。
図4に示す電源電圧位相演算器13の内部構成は、電圧位相検出手段5から得られた電圧位相信号Vrn、Vsn、Vtnの三相分の平均値から基準電圧Levelを作成する分圧回路20と、電圧位相信号Vrn、Vsn、Vtnと、基準電圧Levelとを比較してパルス信号に置き換えるコンパレータ回路21と、コンパレータ回路21で得られたパルス信号の変化するタイミング(以下エッジと称す)を検出して、前記電源電圧位相を算出する位相演算器22と,前記電源電圧位相を前記電源電流位相θsに補正する位相補正器27で構成されている。
(About phase detection processing)
FIG. 4 shows the internal configuration of the power supply
The internal configuration of the power supply
位相演算器22は、位相誤差演算器23、PI制御器24、基本電源周波数発生器25、位相更新器26から構成されている。
The
位相誤差演算器23は、パルス信号のエッジ毎に演算が始まる割込み処理であり、前記パルス信号のエッジ毎にパルス信号の組合せで予めマイコンに設定されている位相更新設定値θgetを、マイコンがカウントアップしている現在の電圧位相に上書きする。また、上書きする際に上書き前の前記電圧位相と前記位相更新設定値θgetを比較して位相誤差Δθsを算出する。この処理は、各相のパルス信号の前記エッジ毎に実施されるので、電源周期の電気角60度毎に演算が行われる。
The
ここで、片エッジ(前記エッジの下りエッジか上りエッジのどちらか)で処理を行うことで、前記電源周期の電気角120度毎の演算となり、マイコン負荷を軽減することもできる。 Here, by performing processing at one edge (either the falling edge or the rising edge of the edge), the calculation is performed every 120 degrees of the electrical angle of the power cycle, and the microcomputer load can be reduced.
PI制御器24は、前記位相誤差Δθsを基に前記位相誤差Δθsが0になるように周波数補正値Δfsを算出する処理であり、電気角60度毎に演算が実行されている。
The
ここで、本実施例では、電気角60度毎に演算が実行されているが、ノイズ等による変動を防止するためには、例えば、電気角360度毎に演算が実行されるように構成してもよい。具体的には、電気角60度毎の前記位相誤差Δθsを電気角360度で平均化し、その平均値を用いて、周波数補正値Δfsを算出しても構わない。このように計算すれば、ノイズ等による変動を抑制できる。 Here, in this embodiment, the calculation is executed every 60 degrees of electrical angle. However, in order to prevent fluctuation due to noise or the like, for example, the calculation is executed every 360 degrees of electrical angle. May be. Specifically, the phase error Δθs at every electrical angle of 60 degrees may be averaged at an electrical angle of 360 degrees, and the frequency correction value Δfs may be calculated using the average value. By calculating in this way, fluctuations due to noise or the like can be suppressed.
基本電源周波数発生器25は、所定の電源周波数を出力する。具体的には、電源周波数は50Hzか60Hzになる。この周波数は、予め設定しても良いが、前記パルス信号のエッジの間隔をマイコン機能のタイマーで計測後、自動設定することも可能である。
The basic power
位相更新器26は、前記エッジの割込み発生時に、電圧位相信号を前記位相誤差演算器23で設定した位相更新設定値θgetの値に上書き更新する。また、前記割込みがないときは、前記割込み処理よりも速い周期。たとえば、前記キャリア波の周期で、基本電源周波数発生器25の信号fs0と周波数補正値Δfsの和fsを積分処理して電圧位相信号を算出している。
When the edge interrupt occurs, the
(PWM制御について)
PWM制御は、変調波作成器14、変調波乗算器15、PWM制御器17、変調波調整器19、キャリア発生器20から構成される。
図5は、低速回転域のシミュレーション結果であり、上から、R相電源電圧波形(相電圧)、R相変調波波形とキャリア波形、R相の相双方向スイッチ制御信号Gr、直流電圧波形を示している。
(About PWM control)
The PWM control includes a
FIG. 5 shows the simulation result of the low-speed rotation region. From the top, the R phase power supply voltage waveform (phase voltage), the R phase modulation wave waveform and the carrier waveform, the R phase phase bidirectional switch control signal Gr, and the DC voltage waveform are shown. Show.
前記変調波波形は、変調波作成器14で各相の電圧(相電圧)が0となる前後の期間を設定している。ここで、この変調波形状は事前に所定条件でシミュレーションや実機実験にて決定し、演算負荷を軽減するため、マイコン内部メモリに予め設定した。
The modulated wave waveform sets a period before and after the voltage (phase voltage) of each phase becomes 0 by the modulated
図6は、高速回転域のシミュレーション結果であり、内容は図5と同様である。ここで変調波乗算器15と変調波調整器19により、各相の電圧(相電圧)が0となる前後以外の期間の三相変調波を設定し、直流電圧の振動抑制、および昇圧を行っている。ここで、複数の双方向スイッチ6を同時にONさせることで、交流電源1が交流リアクトル2を介して一時的に短絡されるような昇圧チョッパ動作を構成しており、直流側への電力供給が可能となり直流電圧を昇圧できる制御としている。この期間では、各相の電圧(相電圧)が高いため、スイッチングパターンの変化が無いよう三相変調波を一定に設定する。もしくは、前記各相の電圧(相電圧)が0となる前後の期間の三相変調波よりも少ない緩やかな変化で設定することで、急激なスイッチングパターンの変化により発生する余分な高調波を防止する。
FIG. 6 shows the simulation result of the high-speed rotation range, and the content is the same as FIG. Here, the
図7に変調波調整器19の内部構成を示す。変調波調整器19は、PI制御器28、前記通信手段12から得られた直流電圧情報Edcによる変調波ゲインKmリミッタ29から構成される。
FIG. 7 shows the internal configuration of the modulated
PI制御器28は、回転機変調率情報Khと回転機変調率指令値Kh*の差分ΔKhが0になるように変調波ゲインKmを算出する処理であり、所定の処理周期で演算する。ここで、回転機変調率指令値Kh*に所定の値を設定することで、回転機の運転状態に合った最適な直流電圧に制御でき、スイッチング損失による効率の低下を最小限に抑えることができる。
The
また、PI制御器28は、用途によって直流電圧検出手段8から得られる直流電圧情報Edcと直流電圧指令値Edc*の差分ΔEdcが0になるように変調波ゲインKmを算出することもでき、直流電圧指令値Edc*に所定の値を設定することで、直流電圧を一定に保つこともできる。
The
変調波ゲインKmリミッタ29は、PI制御器28から得られた変調波ゲインKmを直流電圧情報Edcにより、リミット処理を行うことで三相変調波を制限し、昇圧による過電圧、もしくは不足電圧を防止できる。
The modulation wave
PWM制御器17は、変調波乗算器15で作成された変調波と、キャリア発生器20で作成されたキャリア波(三角波もしくはのこぎり波)との比較により、PWM(Pulse Width Modulation)制御信号を出力し、前記双方向通電スイッチのON・OFFを制御する。
The
(シミュレーション結果の説明について)
図8、図9にシミュレーション結果(波形)、図10にシミュレーション結果(高調波)を示す。図8は、スイッチ停止時の各波形であり、上から、電源電圧波形(相電圧)、電源電流波形、R相双方向スイッチ制御信号Gr、S相双方向スイッチ制御信号Gs、T相双方向スイッチ制御信号Gtを示す。
(About explanation of simulation results)
8 and 9 show simulation results (waveforms), and FIG. 10 shows simulation results (harmonics). FIG. 8 shows each waveform when the switch is stopped. From the top, the power supply voltage waveform (phase voltage), the power supply current waveform, the R phase bidirectional switch control signal Gr, the S phase bidirectional switch control signal Gs, and the T phase bidirectional. A switch control signal Gt is shown.
図9は、スイッチ動作時の各波形であり、内容は図8と同様である。図10は、スイッチ動作時のR相の電源電流波形(電流値16A付近)のFFT解析結果であり、IEC規制値(61000−3−2)を合わせて示している。 FIG. 9 shows each waveform during the switch operation, and the content is the same as FIG. FIG. 10 shows the FFT analysis result of the R-phase power supply current waveform (near current value 16A) during the switch operation, and also shows the IEC regulation value (61000-3-2).
図3に示すように電圧位相信号Vrn、Vsn、Vtnに応じてスイッチング動作させることにより、図8、9に示すような、電源電流の高調波成分の抑制および、直流電圧の昇圧が可能である。ここで、図9のR相に着目すると、R相電源電流のゼロクロス付近においては、PWM信号のONの期間を長くすることにより、積極的に電流を流しているため、図8で示すR相電源電流波形に対し、電流値が0である断続区間を縮小することができる。このときS相、T相においてはR相に比べると流れている電源電流の絶対値が大きく、正弦波状の波形となっているため、積極的に電流を流して電流波形を操作する必要性はない。従って、一相の電源電流のゼロクロス付近においては、残り二相はPWM信号のONの期間を電流波形に影響が及ばない様、一定もしくは緩やかな変化で短く設定することで、電流波形を正弦波状に抑制しながら昇圧レベルを操作できる。 As shown in FIG. 3, the switching operation is performed according to the voltage phase signals Vrn, Vsn, and Vtn, so that the harmonic component of the power supply current can be suppressed and the DC voltage can be boosted as shown in FIGS. . Here, paying attention to the R phase in FIG. 9, in the vicinity of the zero cross of the R phase power supply current, the current is positively passed by increasing the ON period of the PWM signal. With respect to the power supply current waveform, the intermittent interval where the current value is 0 can be reduced. At this time, in the S phase and the T phase, the absolute value of the flowing power supply current is larger than that in the R phase, and it has a sinusoidal waveform. Absent. Therefore, in the vicinity of the zero cross of the one-phase power supply current, the remaining two phases are set to a constant or gradual change so that the PWM signal ON period does not affect the current waveform. It is possible to control the boost level while suppressing the noise to a low level.
<第2の実施例>
図11を用いて第2の実施例を説明する。本実施例は、三相交流を直流に変換する電力変換装置及び、それを用いた機器(例えば、回転機駆動機器、冷凍機器など)を並列で複数台接続した場合の制御手法について説明する。
<Second embodiment>
A second embodiment will be described with reference to FIG. In this embodiment, a power conversion device that converts three-phase alternating current into direct current and a control method when a plurality of devices (for example, rotating machine driving devices, refrigeration devices, etc.) using the power conversion device are connected in parallel will be described.
図11に本実施例の回路構成を示す。装置1台の回路構成は第1の実施例で述べた図1の構成の通りであるため、重複する説明は省略する。ここで第1の実施例と異なるのは、図11に示すように同一の前記三相交流電源1から供給される電力で複数台の回転機を動作させるために、インバータ制御器9とインバータ制御器9Aとを繋ぎ電力情報P、回転機変調率情報Kh、および直流電圧情報Edcを送受信する通信手段31である。
FIG. 11 shows a circuit configuration of this embodiment. Since the circuit configuration of one device is the same as the configuration of FIG. 1 described in the first embodiment, a duplicate description is omitted. Here, the difference from the first embodiment is that, as shown in FIG. 11, in order to operate a plurality of rotating machines with electric power supplied from the same three-phase AC power source 1, an inverter controller 9 and inverter control The communication means 31 is connected to the
ここで、2台を1つのシステムとして動作させる場合、高調波規制は図11の測定器30の位置に接続して測定するため、測定器30から分岐する電流値が、2台で同一とならないようにする。具体的には、インバータ制御器9とインバータ制御器9Aの電力情報を比較して、差が一定値以下の場合には、一方の出力を上昇もしくは抑制し、2台で常に電流値に差がある状態に制御する。これにより、高調波の発生次数を分解し、特定の次数に集中しないようにすることができる。
Here, when operating two units as one system, the harmonic regulation is measured by connecting to the position of the measuring
<第3の実施例>
図12を用いて第3の実施例を説明する。
図12に本実施例の回路構成図を示す。
前述の第1の実施例と同一符号は同一の動作を行うものであり、重複する説明は省略する。ここで第1、第2の実施例と異なるのは、図12に示すように並列に接続された交流リアクトル2と前記双方向スイッチ6とコンバータ制御器7を削除した少なくとも1台の電力変換装置を低出力動作用途に制限し、交流リアクトル2の2次側に接続することである。
<Third embodiment>
A third embodiment will be described with reference to FIG.
FIG. 12 shows a circuit configuration diagram of this embodiment.
The same reference numerals as those in the first embodiment described above perform the same operations, and redundant description is omitted. Here, the first and second embodiments are different from each other in that at least one power conversion device in which the
具体的には、出力の少ない回転機、例えばシステム冷却用のファンモータなどを電力変換装置を介して接続し、低出力で動作させる場合は電流値が小さく、電源電流に与える高調波の影響を少なくできる。また、直流電圧の電圧降下も少ないことから、図11の回路構成から出力を制限した回転機が接続されている前記電力変換装置の交流リアクトル2と双方向スイッチ6とコンバータ制御器7を削除することができ、部品コストを削減することができる。本実施例では一例として低出力側の回転機11Bは三相受電電力変換装置を介して並列に接続したが、これに限られない。例えば単相受電電力変換装置、もしくは直接回転機を接続、または低出力の制御装置等、負荷となる媒体であれば同様に並列接続しても問題ない。
Specifically, when a rotating machine with a low output, such as a fan motor for system cooling, is connected via a power converter and operated at a low output, the current value is small and the influence of harmonics on the power supply current is affected. Less. Further, since the voltage drop of the DC voltage is small, the
<第4の実施例>
図13を用いて第4の実施例を説明する。
図13に本実施例の回路構成図を示す。
前述の第1の実施例と同一符号は同一の動作を行うものであり、重複する説明は省略する。ここで、第1、第2、第3の実施例と異なるのは、図13に示すように前記平滑コンデンサにて平滑された直流部より、並列に接続されたインバータ制御器9とインバータ制御器9Cとコンバータ制御器7とを繋ぎ情報を送受信する通信手段32である。
<Fourth embodiment>
A fourth embodiment will be described with reference to FIG.
FIG. 13 shows a circuit configuration diagram of this embodiment.
The same reference numerals as those in the first embodiment described above perform the same operations, and redundant description is omitted. Here, the difference from the first, second and third embodiments is that, as shown in FIG. 13, the inverter controller 9 and the inverter controller connected in parallel from the direct current portion smoothed by the smoothing capacitor. This is a communication means 32 for connecting 9C and the
ここで、通信手段32において送受信される情報は実施例1では1台分であったが,本実施例では,複数台分あるため複数台分の情報を処理した後に前記双方向通電スイッチ6を制御する。
Here, the information transmitted / received by the communication means 32 is for one unit in the first embodiment, but in this embodiment, since there are a plurality of units, the information for a plurality of units is processed and the
(負荷情報Pについて)
負荷情報Pは,並列に接続されたインバータ制御器9とインバータ制御器9Cからの情報を加算する。これにより,複数台接続時の前記位相差θsを算出できる。
(About load information P)
The load information P adds information from the inverter controller 9 and the
(回転機変調率情報Khについて)
回転機変調率情報Khは,インバータ制御器9とインバータ制御器9Cの中で最も大きい値の回転機変調率情報Khを識別し、それに応じて双方向通電スイッチ6を制御する。これにより、回転機11と11Cの回転数、および出力が違う場合にも、両方の回転機に必要な直流電圧を確保できる。
(About rotating machine modulation factor information Kh)
The rotary machine modulation rate information Kh identifies the rotary machine modulation rate information Kh having the largest value in the inverter controller 9 and the
(直流電圧情報Edcについて)
直流電圧情報Edcは,インバータ制御器9とインバータ制御器9Cからの情報の平均値を算出する。これにより,前記直流電圧検出手段8と直流電圧検出手段8Cのバラツキを補償できる。また,前記直流電圧検出手段8と直流電圧検出手段8Cの前記直流電圧情報Edcの差が一定値以上の場合には異常信号を出力するようにすることで回路異常を監視することもできる。
(About DC voltage information Edc)
The DC voltage information Edc calculates an average value of information from the inverter controller 9 and the
<第5の実施例>
図14を用いて第5の実施例を説明する。
図14に電流一定とした場合の永久磁石回転機の運転範囲を示す。第1の実施例と異なるのは、双方向スイッチ6による直流電圧の昇圧動作と永久磁石回転機を高速回転速度で駆動する手法である弱め界磁制御とを組合せることにある。ここで、図14に示すように、前記電力変換装置駆動による直流電圧の昇圧を行うことで、インバータ10の出力電圧も大きくでき、弱め界磁制御動作点をより高速回転域にすることができる。これにより、効率の良い誘起電圧が高い永久磁石回転機においても、高速回転域まで駆動することができるため、回転機効率の向上が図れる。
<Fifth embodiment>
A fifth embodiment will be described with reference to FIG.
FIG. 14 shows the operating range of the permanent magnet rotating machine when the current is constant. The difference from the first embodiment is that a DC voltage boosting operation by the
1…三相交流電源; 2、2A…三相交流リアクトル; 3、3A、3B…三相ダイオードブリッジ; 4、4A、4B…平滑コンデンサ; 5、5A…電圧位相検出手段; 6、6A、6B…双方向通電スイッチ; 7、7A…コンバータ制御器; 8、8A、8B、8C…直流電圧検出手段; 9、9A、9B、9C…インバータ制御器; 10、10A、10B、10C…インバータ; 11、11A、11B、11C…回転機; 12…通信手段; 13…電源電圧位相演算器; 14…変調波作成器; 15…変調波乗算器; 16…キャリア波発生器; 17…PWM制御器; 18…位相補正量調整器; 19…変調波調整器; 20…分圧回路; 21…コンパレータ回路; 22…位相演算器; 23…位相誤差演算器; 24…PI制御器; 25…基本電源周波数発生器; 26…位相更新器; 27…位相補正器; 28…PI制御器; 29…変調波ゲインKmリミッタ; 30…測定器; 31…通信手段; 32…通信手段。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Three-phase alternating current power supply; 2, 2A ... Three-phase alternating current reactor; 3, 3A, 3B ... Three-phase diode bridge; 4, 4A, 4B ... Smoothing capacitor; 5, 5A ... Voltage phase detection means; 6, 6A, 6B ... Bidirectional energizing switch; 7, 7A ... Converter controller; 8, 8A, 8B, 8C ... DC voltage detecting means; 9, 9A, 9B, 9C ... Inverter controller; 10, 10A, 10B, 10C ... Inverter; 11A, 11B, 11C ... Rotating machine; 12 ... Communication means; 13 ... Power supply voltage phase calculator; 14 ... Modulation wave generator; 15 ... Modulation wave multiplier; 16 ... Carrier wave generator; DESCRIPTION OF
Claims (19)
前記双方向通電スイッチを前記電圧位相検出手段から得られた電圧位相信号θsを用いて、中間電位の相の相電圧が0電圧となる前後の期間は、パルスの幅が長くなるように予め設定された変調波テーブルを用いて変調波を作成し、それ以外の期間では、回転機変調率情報Khもしくは直流電圧情報Edcを用いて、一定もしくは緩やかな変化の三相変調波を作成することで、電源電流の高調波成分低減および、回転機の運転状態に応じた直流電圧昇圧を行うことを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
Using the voltage phase signal θs obtained from the voltage phase detection means, the bidirectional energization switch is set in advance so that the pulse width becomes long before and after the phase voltage of the intermediate potential phase becomes zero voltage. A modulated wave is created using the modulated wave table, and during other periods, a three-phase modulated wave of constant or gradual change is created using the rotating machine modulation factor information Kh or DC voltage information Edc. A power converter characterized by reducing harmonic components of the power supply current and performing DC voltage boosting according to the operating state of the rotating machine.
前記緩やかな変化は前記中間電位の相の相電圧が0電圧となる前後の期間で予め設定している前記変調波テーブルの変化よりも少ない変化であることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 2,
The power converter according to claim 1, wherein the gradual change is a change smaller than a change of the modulation wave table set in advance before and after the phase voltage of the intermediate potential phase becomes zero voltage.
前記双方向通電スイッチを、全域でスイッチング動作することを特徴とする電力変換装置。 In the power converter device according to claim 1 or 2,
A power conversion device characterized in that the bidirectional energization switch performs a switching operation over the entire area.
前記双方向通電スイッチは各相に対応して複数設けられており、双方向スイッチの複数を同時にONすることにより、前記交流電源が前記交流リアクトルを介して短絡するように制御し、直流電圧を任意の値に保つことを特徴とする電力変換装置。 In the power converter device according to claim 1 or 2,
A plurality of bidirectional energization switches are provided corresponding to each phase. By simultaneously turning on a plurality of bidirectional switches, the AC power supply is controlled to be short-circuited via the AC reactor, and a DC voltage is controlled. A power converter characterized by maintaining an arbitrary value.
前記回転機変調率情報Khと回転機変調率指令Kh*とPI制御器を用いて、前記回転機変調率情報Khが回転機変調率指令Kh*に近づくように、直流電圧値を調整することを特徴とする電力変換装置。 In the power converter device according to claim 1 or 2,
Using the rotary machine modulation factor information Kh, the rotary machine modulation factor command Kh *, and a PI controller, adjusting the DC voltage value so that the rotary machine modulation factor information Kh approaches the rotary machine modulation factor command Kh *. The power converter characterized by this.
前記直流電圧情報Edcと直流電圧指令値Edc*とPI制御器を用いて、前記前記直流電圧値Edcが直流電圧指令値Edc*に近づくように、直流電圧値を調整することを特徴とする電力変換装置。 In the power converter device according to claim 1 or 2,
Using the DC voltage information Edc, a DC voltage command value Edc *, and a PI controller, the DC voltage value is adjusted so that the DC voltage value Edc approaches the DC voltage command value Edc *. Conversion device.
前記三相交流電源と前記交流リアクトルの中間に少なくとも1台の三相もしくは単相受電の負荷を並列に接続することを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
At least one three-phase or single-phase power receiving load is connected in parallel between the three-phase AC power source and the AC reactor.
コンバータ制御器は前記インバータ制御器と前記負荷から複数のインバータの電力情報を比較して、電力の差が一定値以下の場合には、少なくとも1台のインバータ出力を上昇もしくは抑制し、複数台で電流値に差がある状態に制御することを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 8, wherein
The converter controller compares power information of a plurality of inverters from the inverter controller and the load, and if the difference in power is less than or equal to a certain value, the converter controller increases or suppresses at least one inverter output. A power converter characterized by controlling the current value so that there is a difference.
前記交流リアクトルの2次側に少なくとも1台の三相もしくは単相受電の負荷を並列に接続することを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
At least one three-phase or single-phase power receiving load is connected in parallel to the secondary side of the AC reactor.
前記負荷は、前記電力変換装置の出力よりも低出力であることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 10, wherein
The power converter according to claim 1, wherein the load has a lower output than an output of the power converter.
電力変換装置の平滑コンデンサにて平滑された直流部より、少なくとも1つの負荷を並列に接続することを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
A power converter, wherein at least one load is connected in parallel from a direct current section smoothed by a smoothing capacitor of the power converter.
コンバータ制御器は前記インバータ制御器と前記負荷から複数の前記回転機変調率情報Khを取得し、最も大きい値の前記回転機変調率情報Khを識別し、それに応じて前記双方向通電スイッチによる直流電圧制御をすることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 12, wherein
The converter controller acquires a plurality of the rotating machine modulation factor information Kh from the inverter controller and the load, identifies the rotating machine modulation factor information Kh having the largest value, and accordingly, the DC by the bidirectional energization switch A power conversion device that performs voltage control.
前記双方向スイッチによる直流電圧の昇圧と、弱め界磁制御を組合せることを特徴とする電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1,
A power converter characterized by combining DC voltage boosting by the bidirectional switch and field weakening control.
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