JP2012151763A - 受信装置およびその伝搬路補償方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれを簡単な回路構成で補正する。
【解決手段】マルチキャリアを用いて送信された信号を受信する受信装置において，時間領域の受信信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）演算して周波数領域の複数のサブキャリア信号に変換するＤＦＴユニットと，複数のサブキャリア信号に内挿されているパイロット信号の基準ベクトルに基づいて複数のサブキャリア信号のデータ信号から伝搬路特性を補正する伝搬路推定回路を有し，伝搬路推定回路は，ＤＦＴ演算の回転因子の最小角度情報を格納する最小角度情報格納部と，最小角度情報をＤＦＴウインドウのサンプル点ずれ数に応じて前記複数のサブキャリア信号に対する第１の位相回転量をそれぞれ算出する位相回転量算出部と，第１の位相回転量に基づいて複数のサブキャリア信号の位相を補正する位相補正部とを有する。
【選択図】 図１２

Description

本発明は，受信装置およびその伝搬路補償方法に関する。

マルチキャリアを用いて信号を送受信する通信方式であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing : 直交周波数分割多重）やＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access : 直交周波数分割多元接続）方式の無線通信システムでは，送信側が，互いに位相が直交関係にある周波数を持つ複数のサブキャリアで被変調成分を変調し，複数のサブキャリアにＩＦＦＴを行い，搬送周波数にアップコンバートして送信する。一方，受信側が，受信信号をダウンコンバートし，ＦＦＴを行い，複数のサブキャリアの被変調成分を復調する。各サブキャリアの周波数が異なるため，受信されるサブキャリアの位相が互いに異なるとともに，伝搬路や受信装置の移動に応じて振幅も変動する。

そこで，送信側で複数のサブキャリアに所定の割合で既知シンボルであるパイロット信号を挿入し，受信側でパイロット信号の既知の被変調成分の位相と振幅情報を抽出し，それを基準ベクトルとしてデータ伝送するサブキャリアの被変調成分を復調することが行われる。このパイロット信号の位相と振幅情報（基準ベクトル）が伝搬路の歪みの推定値（伝搬路推定値）である。

伝搬路特性を高精度に推定するためには全てのサブキャリアにパイロット信号を挿入するのが望ましいが，そうするとデータ伝送効率が下がるので，時間軸上の複数のシンボルの中の一部のシンボルにパイロット信号が挿入される。そして，各サブキャリアにおいて，同じサブキャリアの一部のシンボルにマッピングされている複数のパイロット信号から得られた基準ベクトルの移動平均をとることで，伝搬路変動による基準ベクトルの変動を平滑化し，伝搬路推定値である基準ベクトルの精度を高める。さらに，この移動平均された基準ベクトルにしたがって，そのパイロット信号間のシンボル内のサブキャリアの位相と振幅を補正して伝搬路補償を行う。

ＯＦＤＭ方式におけるパイロット信号については，以下の特許文献に記載されている。

特開２００４−３１２３７２号公報 特開２００６−６０４３３号公報 特開平９−１１６５２１号公報

受信装置においては，フーリエ変換前の時間領域の受信信号の複数のサンプル点について，所定の係数を乗算してフーリエ変換後の周波数領域の受信信号を求めるＤＦＴ（Discrete Fourier Transform:離散フーリエ変換）処理が行われる。そして，このＤＦＴ処理の演算は，シンボルに同期したＤＦＴウインドウ内の複数のサンプル点に対して行われる。ここでサンプル点とは，ＡＤ変換器によりアナログ信号をデジタル信号に変換するときのサンプル点の意味である。 ところが，端末の移動による受信信号の時間変動や，マルチパスの経路の違いにより受信信号の到来時間が異なるなどの外乱による受信信号の時間変動により，ＤＦＴウインドウの開始位置が，本来のシンボルに同期した位置とずれることがある。このＤＦＴウインドウのずれに起因して，本来のＤＦＴ演算対象のサンプル点からずれたサンプル点に対してＤＦＴ演算が行われる。

そのため，時間軸上で異なる位置に内挿されたパイロット信号の間に上記のサンプル点ずれが発生すると，両側のパイロット信号の位相が異なり，それらの移動平均値の精度が低下し，高精度な伝搬路推定値を得ることができない。

そこで，本発明の目的は，ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれが発生してＤＦＴ処理された周波数領域信号の位相補正を行う受信装置及び伝搬路補償方法を提供することにある。

受信装置の第１の側面は，マルチキャリアを用いて送信された信号を受信する受信装置において，
時間領域の受信信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）演算して周波数領域の複数のサブキャリア信号に変換するＤＦＴユニットと，
前記複数のサブキャリア信号に内挿されているパイロット信号の基準ベクトルに基づいて前記複数のサブキャリア信号のデータ信号から伝搬路による歪を補正する伝搬路推定回路を有し，
前記伝搬路推定回路は，ＤＦＴ演算の回転因子の最小角度情報を格納する最小角度情報格納部と，前記最小角度情報をＤＦＴウインドウのサンプル点ずれ数に応じて前記複数のサブキャリア信号に対する第１の位相回転量をそれぞれ算出する位相回転量算出部と，前記第１の位相回転量に基づいて前記複数のサブキャリア信号の位相を補正する位相補正部とを有する。

第１の側面によれば，ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれによる位相変動を簡単な構成で補正することができる。

本実施の形態に係る無線装置の構成図である。 本実施の形態に係る受信装置の構成図である。 伝搬路推定回路の構成図である。 ＯＦＤＭの複数のサブキャリアと複数のシンボルとの関係を示す図である。 ＯＦＤＭの複数のサブキャリアと複数のシンボルとの関係を示す図である。 ＤＦＴ演算の行列式を示す図である。 ＤＦＴ演算の回転因子Ｗ^Ｎを説明する図である。 ＦＴ後の周波数領域信号Ｘ_０〜Ｘ_７のＱ成分（ｓｉｎ），I成分（ｃｏｓ）の８つのサブキャリアの信号波形を示す図である。 ＦＴ後の周波数領域信号Ｘ_０〜Ｘ_７のＱ成分（ｓｉｎ），I成分（ｃｏｓ）の８つのサブキャリアの信号波形を示す図である。 到来波の位相が進んでいるためにＤＦＴウインドウが１サンプル点ずれた場合のＤＦＴ行列式を示す図である。 到来波が遅れたためＤＦＴウインドウが１サンプル点ずれた場合のＤＦＴ行列式を示す図である。 第１の実施の形態における伝搬路推定回路の構成図である。 パイロット信号補正部の構成図である。 回転因子Ｗ１の複素共役でＳＣ１回転量算出部４１１が位相回転するパイロット信号補正部４０の構成図である。 位相回転量算出部４１内のＳＣ１回転量算出部４１１と，各ＳＣ回転量算出部４１４の構成図である。 位相補正部４２の構成図である。 第２の実施の形態における伝搬路推定回路の構成図である。 サンプル点ずれ補正部４０Ａの構成図である。 サンプル点ずれ補正部４０Ａの別の構成図である。

図１は，本実施の形態に係る無線装置の構成図である。無線装置の送信側は，送信データＴｘｄを符号化（エンコード）する符号化回路１０と，符号化データをＩ，Ｑ座標軸上にマッピングするマッピング回路１１と，マッピングされた座標点のＩ成分，Ｑ成分を複数のサブキャリアで変調し高速逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）する変調回路１２と，デジタルアナログ変換回路１３と，Ｉ成分，Ｑ成分の時間領域信号をローカル周波数信号で直交変調する直交変調回路１４と，さらに搬送波の高周波にアップコンバートするＩＦ／ＲＦ回路１５とを有する。搬送波信号は，ディプレクサ１６を介してアンテナＡＴから送出される。

一方，無線装置の受信側では，アンテナＡＴで受信された受信信号は，ディプレクサ１６を介してＲＦ／ＩＦ回路２０に入力され中間周波数までダウンコンバートされる。そして，直交検波回路２１がローカル周波数信号で直交検波してＩ成分とＱ成分の時間領域信号を生成する。その後，アナログデジタル変換回路２２がデジタル信号に変換し，復調回路２３で高速フーリエ変換（ＦＦＴ）されて周波数領域信号に変換され，各サブキャリアの伝搬路特性がパイロット信号から推定されて，データ信号のＩ成分とＱ成分から伝搬路特性が除去されて復調され，デマッピング回路２４がＩ，Ｑ座標上の座標点からデマッピングして符号化データを再生し，さらにデコーダ回路２５がそれを復号化（デコード）して受信データＲｘｄを抽出する。

本実施の形態にかかる伝搬路推定回路は，復調回路２３内に設けられる。

図２は，本実施の形態に係る受信装置の構成図である。この受信装置は，図１の受信部をより詳細に示すものであり，ＯＦＤＭ方式またはＯＦＤＭＡ方式の通信システムに適用される。アンテナで受信された受信信号はバンドパスフィルタ２６を通過してローノイズアンプＬＮＡで増幅され自動ゲイン制御アンプ２７で一定の振幅に増幅される。そして，その受信信号に基準信号発振器ＶＣＯ＿ＲＦが生成する０°とπ／２の位相のローカル信号ＦＬがミキサＭＩＸｉ，ＭＩＸｑで乗算され，ローパスフィルタＬＰＦを経由してベースバンドまでダウンコンバートされる。つまり，図１のＲＦ／ＩＦ回路２０と直交検波回路２１とが，アナログ回路３０Ａ内のミキサＭＩＸｉ，ＭＩＸｑにより構成されている。そして，アナログデジタル変換器Ａ／ＤによりＩ成分とＱ成分のデジタル受信信号がデジタルベースバンド部３０Ｂに入力される。

デジタルベースバンド部３０Ｂでは，自動ゲイン制御回路ＡＧＣがＩ信号とＱ信号の振幅が一定になるように自動ゲイン制御アンプ２７のゲインを制御する。さらに，Ｉ信号とＱ信号からＤＦＴタイミング検出回路３１がＤＦＴウインドウを検出し，そのタイミング信号をサイクリックプレフィックス（ＣＰ）除去回路３２とＤＦＴ３３とに供給する。サイクリックプレフィックス除去回路３２は，時間領域のＩ信号とＱ信号から受信信号の有効シンボルの先頭に付加されているサイクリックプレフィックスを除去して有効シンボル成分を出力し，ＤＦＴ３３は，時間領域のＩ信号とＱ信号をＤＦＴ変換して周波数領域の複数のサブキャリアを抽出する。

ここで，ＤＦＴ３３は，一般にＦＦＴ（Fast Fourier Transform）と称されるが，これはフーリエ変換を離散化して高速に計算する手法であり，本明細書では離散フーリエ変換（ＤＦＴ）と称する。つまり，アナログデジタル変換器Ａ／Ｄでは，一定時間間隔のサンプリング点のアナログ値をデジタル値に変換し，ＤＦＴ３３は，そのサンプリング点の離散値に対してＤＦＴ演算を行う。すなわち，ＤＦＴタイミング検出回路３１が検出するＤＦＴウインドウ内の離散的なサンプル値に対して，ＤＦＴ３３はＤＦＴ演算を行う。このＤＦＴ演算については後で詳述する。

さらに，伝搬路推定回路（Channel Estimation）３４は，一部のシンボル及び一部のサブキャリアに挿入されている既知信号であるパイロット信号の位相と振幅を検出し，時間軸上の異なる位置に内挿されている複数のパイロット信号の位相及び振幅（基準ベクトル）の平均（時間平均）を算出する。このように複数のパイロット信号の位相及び振幅（基準ベクトル）の平均をとることで，基準ベクトルの位相及び振幅の精度を高め，伝搬路推定値の信頼性を高めている。そして，伝搬路推定回路３４は，各サブキャリアのデータ領域のＩ信号とＱ信号に対して，各サブキャリアの基準ベクトルに基づいて位相回転などを行い，データ領域のＩ信号とＱ信号の絶対位相などを取得する。変調方式がＱＰＳＫであればデータ領域の位相情報を取得し，ＱＡＭであれば位相情報と振幅情報を取得する。

そして，デマッピング回路２４は，データ領域のＩ信号とＱ信号の座標点から元の送信コードをデマッピングし，デコーダ回路２５が誤り訂正（ＦＥＣ：Forward Error Correction）などの復号化を行い，受信データＲｘｄを出力する。

上記のＤＦＴタイミング検出回路３１，サイクリックプレフィックス除去回路３２，ＤＦＴ３３，伝搬路推定回路３４などが，図１の復調回路２３に対応する。

図３は，伝搬路推定回路の構成図である。伝搬路推定回路３４は，ＤＦＴ変換されたパイロット信号の位相と振幅（基準ベクトル）を検出する基準ベクトル検出部３５と，各サブキャリアについて検出した複数の基準ベクトルの平均値を演算する平均化部３６と，平均化された基準ベクトルの位相と振幅に基づいて，各サブキャリアのデータ領域の信号の位相を回転して絶対位相に修正する位相回転部３７，つまり伝搬路補償回路とを有する。

図４は，ＯＦＤＭの複数のサブキャリアと複数のシンボルとの関係を示す図である。この図では，複数のサブキャリアＳＣ_０〜ＳＣ_７と，複数のシンボルＳ_ｍ＋１〜Ｓ_ｍ＋９とが配置され，そのうち，シンボルＳ_ｍ＋２，Ｓ_ｍ＋８には全てのサブキャリアにパイロットが挿入され，それ以外のシンボルＳ_ｍ＋１，Ｓ_ｍ＋３〜Ｓ_ｍ＋７，Ｓ_ｍ＋９のサブキャリアにはデータが変調されている。

図４では，全てのシンボルでＤＦＴウインドウのサンプル点ずれは発生していないものとする。この場合，全てのシンボルで各サブキャリアの基準位相は同じである。したがって，図３の平均化部３６が，シンボルＳ_ｍ＋２，Ｓ_ｍ＋８のパイロット信号の位相と振幅（基準ベクトル）の平均値を各サブキャリア毎に演算し，位相回転部３７が，その平均化されたパイロット信号の位相と振幅（基準ベクトル）により，シンボルＳ_ｍ＋２，Ｓ_ｍ＋８の間のシンボルＳ_ｍ＋３〜Ｓ_ｍ＋７の各サブキャリアを補正する。

ここで，基準位相とは，ＤＦＴウインドウのタイミングに基づく位相であり，ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれが発生すると，この基準位相がずれてしまう。したがって，ここでの基準位相は，伝搬路特性に起因したパイロット信号の基準ベクトルとは異なる。

図５は，ＯＦＤＭの複数のサブキャリアと複数のシンボルとの関係を示す図である。複数のサブキャリアと複数のシンボルとパイロットは，図４と同じである。図５では，シンボルＳ_ｍ＋４とＳ_ｍ＋５との間でＤＦＴウインドウのサンプル点のずれが発生している。したがって，サンプル点のずれが発生する前のシンボルと発生した後のシンボルとでは，各シンボルの基準位相が異なる。

そのため，シンボルＳ_ｍ＋２，Ｓ_ｍ＋８のパイロット信号の位相と振幅（基準ベクトル）も異なり，これらの平均値は精度の低い基準ベクトルになる。その結果，これらの平均値を利用してデータシンボルＳ_ｍ＋３〜Ｓ_ｍ＋７の各サブキャリアを補正すると，正しくない伝搬路補償がなされることになる。

そこで，本実施の形態では，第１の方法として，サンプルＳｍ＋８のパイロットの基準位相をサンプル点のずれ数に応じてサンプルＳ_ｍ＋２のパイロットの基準位相と同じになるように補正し，それらのパイロットの基準ベクトルの平均値を適用して，サンプル点のずれが発生する前のデータシンボルＳ_ｍ＋３，Ｓ_ｍ＋４の伝搬路補償を行う。さらに，上記平均値の複素共役（Ｑｃｈを反転したＩ，Ｑ信号）を適用して，サンプル点のずれが発生した後のデータシンボルＳ_ｍ＋５，Ｓ_ｍ＋６，Ｓ_ｍ＋７の伝搬路補償を行う。この平均値の複素共役は，サンプルＳ_ｍ＋２のパイロットの基準位相をサンプル点のずれ数に応じてサンプルＳ_ｍ＋８のパイロットの基準位相と一致するように位相補正し，それらの平均をとったパイロットの基準ベクトルの平均値と同じである。

また，第２の方法として，サンプル点ずれ発生後のデータシンボルとパイロット信号の全てを，サンプル点ずれ発生前の基準位相に補正する。そして，サンプル点ずれ発生前のパイロット信号と発生後で補正したパイロット信号の位相と振幅（基準ベクトル）の平均値を適用して，パイロット信号の間のデータシンボルの伝搬路補償を行う。

第１の方法のほうが，パイロット信号にのみサンプル点のずれに対応した位相補正を行えば良いので，消費電力を節約できる。

次に，ＤＦＴ演算について説明し，ＤＦＴウインドウにサンプル点ずれが発生したときの位相補正について説明する。

ＤＦＴ（離散フーリエ変換）の演算は，ＤＦＴ演算の離散点の数であるポイント数がＮの場合，Ｎ個の複素数列ｘ_０〜ｘ_Ｎ−１に対して以下の演算を行うことによりＮ個の複素数列Ｘ_０〜Ｘ_Ｎ−１を求める演算であることが知られている。
Ｘ_ｊ＝Σ（ｋ＝０〜Ｎ−１）ｘ_ｋe^{｛（−２π／Ｎ）ｊｋ｝}
そして，ＯＦＤＭまたはＯＦＤＭＡ方式において，時間領域の信号を周波数領域の信号に変換するＤＦＴ演算においてもこの演算が行われる。この演算式は，以下の行列式で表すことができる。

図６は，そのＤＦＴ演算の行列式を示す図である。図６（Ａ）では，ｘ_０〜ｘ_Ｎ−１は，ＤＦＴ演算される時間領域信号のサンプル点０〜Ｎ−１の値である。そして，Ｗ^０〜Ｗ^{（Ｎ−１）＾２}は，時間領域信号ｘ_０〜ｘ_Ｎ−１に乗算される回転因子である。さらに，Ｘ_０〜Ｘ_Ｎ−１はＤＦＴ演算された周波数領域信号である。この周波数領域信号Ｘ_０〜Ｘ_Ｎ−１は，それぞれ異なる周波数０，f，２f，３f〜（Ｎ−１）ｆと，それぞれの位相と振幅を有する。なお，（Ｎ−１）＾２は，（Ｎ−１）^２を意味する。

つまり，このＤＦＴ行列式では，ＤＦＴウインドウのポイント数がＮ点（０〜Ｎ−１），サブキャリア（周波数）の数もＮ個（０〜Ｎ−１）である。ポイント数はＤＦＴ演算対象のサンプル点数であり，全てのサンプル点がポイントになる場合はＤＦＴウインドウ内のサンプル点が全てＤＦＴ演算対象になる。

そして，図６（Ｂ）には，ＤＦＴポイント数がＮ＝８の例を示している。つまり，ＤＦＴウインドウ内の時間領域信号のサンプル点ｘ_０〜ｘ_７に，回転因子Ｗ^０〜Ｗ^４９を乗算して周波数領域信号Ｘ_０〜Ｘ_７が求められる。

図７は，ＤＦＴ演算の回転因子Ｗ^Ｎを説明する図である。図７（Ａ）は，ＤＦＴポイント数がＮの場合の回転因子Ｗ^０〜Ｗ^Ｎ−１を示している。回転因子Ｗ_Ｎは，角度０°のＷ^０から角度２π／Ｎずつ時計回りに回転する位相成分を有する。図７（Ｂ）は，ＤＦＴポイント数が８の場合の回転因子Ｗ^０〜Ｗ^７を示している。この場合は角度０°から４５°ずつ時計回りに回転する位相成分を有する。

図６，７の回転因子Ｗ^０〜Ｗ^Ｎ−１が，上記のＤＦＴ演算式のe^{｛（−２π／Ｎ）ｊｋ｝}に対応していることが理解できる。

図８，図９は，フーリエ変換後の周波数領域信号Ｘ_０〜Ｘ_７のＱ成分（ｓｉｎ），I成分（ｃｏｓ）の８つのサブキャリアの信号波形を示す図である。この図から，上記の回転因子Ｗ^０〜Ｗ^Ｎ−１の位相の意味が理解される。ＦＴ演算ではＤＦＴ演算と異なり連続点に対する演算であるので，図８，９に示されるとおり周波数領域信号Ｘ_０〜Ｘ_７は連続点からなり波形を認識することができる。一方，ＤＦＴ演算の場合は，サンプル点という離散点に対する演算であり，求められる周波数領域信号も離散点のデータになる。

この図に示される通り，各サブキャリアＸ_０〜Ｘ_７の周波数は，Ｘ_０が０（ＤＣ），Ｘ_１〜Ｘ_７がf〜７fであるので，同じ８つのサンプリング点ＳＰ０〜ＳＰ７でそれぞれのサブキャリアの位相が異なる。例えば，図８に示されるように以下の通りである。
Ｘ_１：０，π／４，２π／４，３π／４，４π／４，５π／４，６π／４，７π／４
Ｘ_２：０，２π／４，４π／４，６π／４，８π／４，１０π／４，１２π／４，１４π／４
Ｘ_３：０，３π／４，６π／４，９π／４，１２π／４，１５π／４，１８π／４，２１π／４
Ｘ_４：０，４π／４，８π／４，１２π／４，１６π／４，２０π／４，２４π／４，２８π／４
Ｘ_５：０，５π／４，１０π／４，１５π／４，２０π／４，２５π／４，３０π／４，３５π／４
Ｘ_６：０，６π／４，１２π／４，１８π／４，２４π／４，３０π／４，３６π／４，４２π／４
Ｘ_７：０，７π／４，１４π／４，２１π／４，２８π／４，３５π／４，４２π／４，４９π／４
このように，各サブキャリアの周波数が０，f〜７fの関係にあるので，各サンプリング点での位相も異なる。上記の位相は，回転因子Ｗ^０〜Ｗ^４９の位相成分と符号は逆であるが一致している。

図１０は，到来波の位相が進んでいるためにＤＦＴウインドウが１サンプル点ずれた場合のＤＦＴ行列式を示す図である。図２のＤＦＴ３３は，予め決められたＤＦＴウインドウ内の時間領域信号のサンプル点に対してＳＦＴ演算を行う。したがって，到来波の位相が進んでＤＦＴウインドウが１サンプル点ずれると，ＤＦＴ演算される時間領域信号のサンプル点は，ｘ_１〜ｘ_７，ｘ_０になる。そのため，ＤＦＴ演算で時間領域信号のサンプル点ｘ_１〜ｘ_７，ｘ_０に回転因子Ｗ^０〜Ｗ^４９が乗算された結果，ＤＦＴ演算で得られた各サブキャリアの周波数領域信号Ｘ_０〜Ｘ_７は，それぞれ１サンプル点の位相だけ進んでしまっている。

図１０において，本来なら時間領域信号のサンプル点ｘ_１〜ｘ_７，ｘ_０には，図中破線で囲まれた回転因子が乗算されるべきところ，誤って破線とは異なる回転因子Ｗ^０〜Ｗ^４９が乗算されている。その結果，ＤＦＴ演算で得られた周波数領域信号Ｘ_０〜Ｘ_７は，それぞれのサブキャリアの１サンプル点に対応する位相π／４，２π／４，３π／４，４π／４，５π／４，６π／４，７π／４だけそれぞれ位相が進んでいる。

この位相ずれは，各サブキャリアの回転因子Ｗ^１〜Ｗ^７の位相に対応し，図８のサンプル点ＳＰ０とＳＰ１との間の各サブキャリアの位相に対応する。従って，図８中に矢印で示した１サンプルずれ時の補正量を，ＤＦＴ演算結果Ｘ_０〜Ｘ_７に乗算することで，１サンプルずれに伴うＤＦＴ演算結果の位相ずれを補正して，ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれがないＤＦＴ演算結果を得ることができる。

このことは実際の行列演算で説明すると次の通りである。図１０の行列演算において，例えば，周波数領域信号Ｘ_１は，
Ｘ_１＝Ｗ^０＊ｘ_１＋Ｗ^１＊ｘ_２＋Ｗ^２＊ｘ_３＋Ｗ^３＊ｘ_４＋Ｗ^４＊ｘ_５＋Ｗ^５＊ｘ_６＋Ｗ^６＊ｘ_７＋Ｗ^７＊ｘ_０
となるので，これらにこのサブキャリアＸ_１の１サンプル点のずれに対応する最小角度の回転因子Ｗ^１（位相−π／４）を乗算することで，
Ｘ_１＝Ｗ^１＊（Ｗ^０＊ｘ_１＋Ｗ^１＊ｘ_２＋Ｗ^２＊ｘ_３＋Ｗ^３＊ｘ_４＋Ｗ^４＊ｘ_５＋Ｗ^５＊ｘ_６＋Ｗ^６＊ｘ_７＋Ｗ^７＊ｘ_０）
＝Ｗ^１＊ｘ_１＋Ｗ^２＊ｘ_２＋Ｗ^３＊ｘ_３＋Ｗ^４＊ｘ_４＋Ｗ^５＊ｘ_５＋Ｗ^６＊ｘ_６＋Ｗ^７＊ｘ_７＋Ｗ^０＊ｘ_０
となり，進んだ位相が補正されサンプル点ずれのない演算結果Ｘ_１を得ることができる。

他の周波数領域信号Ｘ_２〜Ｘ_７にも同様に，それぞれの最小角度の回転因子Ｗ^２〜Ｗ^７を乗算すれば，サンプル点ずれのない演算結果を得ることができる。

また，２サンプル点ずれの場合は，周波数領域信号Ｘ_１〜Ｘ_７に，それぞれのサブキャリアの２サンプル点に対応する回転因子，つまり最小角度の回転因子Ｗ^１〜Ｗ^７の２倍の位相をもつ回転因子Ｗ^２〜Ｗ^８を乗算すれば，サンプル点ずれのない演算結果を得ることができる。次の通りである。
Ｘ_１＝Ｗ^２＊（Ｗ^０＊ｘ_２＋Ｗ^１＊ｘ_３＋Ｗ^２＊ｘ_４＋Ｗ^３＊ｘ_５＋Ｗ^４＊ｘ_６＋Ｗ^５＊ｘ_７＋Ｗ^６＊ｘ_０＋Ｗ^０＊ｘ_１）
＝Ｗ^２＊ｘ_２＋Ｗ^３＊ｘ_３＋Ｗ^４＊ｘ_４＋Ｗ^５＊ｘ_５＋Ｗ^６＊ｘ_６＋Ｗ^７＊ｘ_７＋Ｗ^０＊ｘ_０＋Ｗ^１＊ｘ_１
そして，Ｍサンプル点のずれの場合は，周波数領域信号Ｘ_１〜Ｘ_７に，それぞれの最小角度のＭ倍の回転因子Ｗ^Ｍ〜Ｗ^Ｍ＋７を乗算すれば，サンプル点ずれのない演算結果を得ることができる。

図１１は，到来波の位相が遅れたためＤＦＴウインドウが１サンプル点ずれた場合のＤＦＴ行列式を示す図である。時間領域信号のサンプル点ｘ_７，ｘ_０〜ｘ_６に回転因子Ｗ^０〜Ｗ^４９が乗算された結果，ＤＦＴ演算で得られた各サブキャリアの周波数領域信号Ｘ_０〜Ｘ_７は，それぞれ１サンプル点の位相だけ遅れてしまっている。

図１１において，本来なら時間領域信号のサンプル点ｘ_７，ｘ_０〜ｘ_６には，図中破線で囲まれた回転因子が乗算されるべきところ，誤って破線とは異なる回転因子Ｗ^０〜Ｗ^４９が乗算されている。その結果，ＤＦＴ演算で得られた周波数領域信号Ｘ_０〜Ｘ_７は，それぞれのサブキャリアの１サンプル点に対応する位相π／４，２π／４，３π／４，４π／４，５π／４，６π／４，７π／４だけ位相が遅れている。

したがって，この場合は，ＤＦＴ演算後の周波数領域信号Ｘ_１〜Ｘ_７に，それぞれのキャリアの１サンプル点に対応する最小角度の回転因子Ｗ^１〜Ｗ^７を除算もしくはその回転因子Ｗ^１〜Ｗ^７の複素共役を乗算すれば，サンプル点ずれのない演算結果を得ることができる。

上記の説明によれば，到来波の位相が進んだ場合は，最小角度に対応する回転因子Ｗ^１をサンプル点ずれ数の回数だけ乗算（位相回転）して周波数ｆのサブキャリアＸ_１の補正位相を求め，周波数２ｆ〜７ｆ（Ｎの場合は（Ｎ−１）ｆ）のサブキャリアＸ_２〜Ｘ_７の補正位相は，周波数ｆのサブキャリアＸ_１の補正位相をそれぞれ２倍〜７倍（Ｎの場合は（Ｎ−１）倍）して求める。そして，ＤＦＴ演算されたＸ_１〜Ｘ_７にそれらの補正位相を乗算（位相回転）する。

その代わりに，上記補正位相として，最小角度に対応する回転因子Ｗ^１を（ＤＦＴポイント数−サンプル点ずれ数）の回数だけ乗算（位相回転）して周波数ｆのサブキャリアＸ_１の補正位相を求め，それから２倍〜７倍して他のサブキャリアＸ_２〜Ｘ_７の補正位相も求め，ＤＦＴ演算されたＸ_１〜Ｘ_７にそれらの補正位相を除算または複素共役を乗算（位相回転）するようにしてもよい。

逆に，上記の説明では，到来波の位相が遅れた場合は，最小角度に対応する回転因子Ｗ^１をサンプル点ずれ数の回数だけ乗算（位相回転）して周波数ｆのサブキャリアＸ_１の補正位相を求め，周波数２ｆ〜７ｆのサブキャリアＸ_２〜Ｘ_７の補正位相は，周波数ｆのサブキャリアＸ_１の補正位相をそれぞれ２倍〜７倍して求める。そして，ＤＦＴ演算されたＸ_１〜Ｘ_７にそれらの補正位相を除算または複素共役を乗算（位相回転）している。

その代わりに，上記補正位相として，最小角度に対応する回転因子Ｗ^１を（ＤＦＴポイント数−サンプル点ずれ数）の回数だけ乗算（位相回転）して周波数ｆのサブキャリアＸ_１の補正位相を求め，それから２倍〜７倍して他のサブキャリアＸ_２〜Ｘ_７の補正位相も求め，ＤＦＴ演算されたＸ_１〜Ｘ_７にそれらの補正位相を乗算（位相回転）するようにしてもよい。 図１０の１サンプル点分位相が進んだ場合において，ＤＦＴ演算された周波数領域信号Ｘ_１〜Ｘ_７に対応するＦＴ演算された周波数領域信号Ｘ_１〜Ｘ_７は，以下の通りである。
Ｘ_１＝Ａ_１ｅ^{ｊ（２πｆｔ＋θ１＋π／４）}
ここで，Ａ_１は振幅，θ１は位相成分，ｆは周波数成分である。
Ｘ_２＝Ａ_２ｅ^{ｊ（２π２ｆｔ＋θ２＋２π／４）}
Ｘ_３＝Ａ_３ｅ^{ｊ（２π３ｆｔ＋θ３＋３π／４）}
Ｘ_４＝Ａ_４ｅ^{ｊ（２π４ｆｔ＋θ４＋４π／４）}
Ｘ_５＝Ａ_５ｅ^{ｊ（２π５ｆｔ＋θ５＋５π／４）}
Ｘ_６＝Ａ_６ｅ^{ｊ（２π６ｆｔ＋θ６＋６π／４）}
Ｘ_７＝Ａ_７ｅ^{ｊ（２π７ｆｔ＋θ７＋７π／４）}
Ｘ_１は，図８に示す通り，ＤＦＴウインドウの１サンプル点ずれにより位相が１サンプル点に対応するπ／４だけ進んでいる。したがって，１サンプル点に対応する最小角度の回転因子
Ｗ^１＝e^{−ｊ（π／４）}
を乗算すると，
Ｘ_１＊Ｗ^１＝Ａ_１ｅ^{ｊ（２πｆｔ＋θ１＋π／４）}＊e^{−ｊ（π／４）}＝Ａ_１ｅ^{ｊ（２πｆ１ｔ＋θ１）}
と進んだ位相成分を除去することができる。

同様に，
Ｘ_２＝Ａ_２ｅ^{ｊ（２π２ｆｔ＋θ２＋２π／４）}
Ｗ^２＝e^{−ｊ（２π／４）}
を乗算すると，
Ｘ_２＊Ｗ^２＝Ａ_２ｅ^{ｊ（２π２ｆｔ＋θ２＋２π／４）}＊e^{−ｊ（２π／４）}＝Ａ_２ｅ^{ｊ（２π２ｆｔ＋θ２）}
Ｘ_３〜Ｘ_７も同様である。

逆に，図１１の場合は，Ｘ_１は，ＤＦＴウインドウの１サンプル点ずれにより位相が１サンプル点に対応するπ／４だけ遅れているので，
Ｘ_１＝Ａ_１ｅ^{ｊ（２πｆｔ＋θ１-π／４）}
したがって，これに回転因子Ｗ^１
Ｗ^１＝e^{−ｊ（π／４）}
を除算すると，
Ｘ_１／Ｗ^１＝Ａ_１ｅ^{ｊ（２πｆｔ＋θ１-π／４）}／e^{−ｊ（π／４）}＝Ａ_１ｅ^{ｊ（２πｆｔ＋θ１）}
同様に，
Ｘ_２＝Ａ_２ｅ^{ｊ（２π２ｆｔ＋θ２-２π／４）}
Ｗ^２＝e^{−ｊ（２π／４）}
を除算すると，
Ｘ_２／Ｗ^２＝Ａ_２ｅ^{ｊ（２π２ｆｔ＋θ２-２π／４）}／e^{−ｊ（２π／４）}＝Ａ_２ｅ^{ｊ（２π２ｆｔ＋θ２）}
上記の除算は，回転因子の複素共役を乗算することと等価であるので，
Ｘ_１＊Ｗ^１＝Ａ_１ｅ^{ｊ（２πｆｔ＋θ１-π／４）}＊e^{−ｊ（-π／４）}＝Ａ_１ｅ^{ｊ（２πｆｔ＋θ１）}
Ｘ_２＊Ｗ^２＝Ａ_２ｅ^{ｊ（２π２ｆｔ＋θ２-２π／４）}＊e^{−ｊ（-２π／４）}＝Ａ_２ｅ^{ｊ（２π２ｆｔ＋θ２）}
となる。他の周波数領域信号Ｘ_３〜Ｘ_７も同様である。

以上の通り，ＤＦＴウインドウが本来のウインドウからずれた場合，そのずれたサンプル点数に応じて，かつ各サブキャリアの回転因子の最小角度の位相に応じて，ＤＦＴ演算後のＸ_１〜Ｘ_７の位相を補正すれば良い。そして，各サブキャリアの回転因子の最小角度の位相は，図６のとおりＷ^１〜Ｗ^７の位相である。なお，ＤＦＴ演算後のＸ_０は位相成分がないＤＣ波であるので，位相補正は必要なく位相ゼロの回転因子Ｗ^０で補正すれば良い。

上記のことから，ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれの補正値は，最小角度を有する回転因子Ｗ^１を，サンプル点のずれ数とサブキャリアとに対応させて位相回転して演算で求めることができる。この考え方を利用して，本実施の形態では，伝搬路推定回路ＣＥはＤＦＴタイミング信号からサンプル点のずれ数を求め，そのずれ数に応じて，各サブキャリアの位相補正量を求める。以下，その具体例について説明する。

［第１の実施の形態］
図１２は，第１の実施の形態における伝搬路推定回路の構成図である。この実施の形態において，簡単化のために，ＤＦＴのポイント数は８とする。伝搬路推定回路３４は，ＤＦＴ演算部３３でＤＦＴ演算されたＩ，Ｑチャネルの信号から，データ信号とパイロット信号とを識別して別々に出力するデータパイロット識別部４５を有する。さらに，伝搬路推定回路３４は，パイロット信号のＤＦＴウインドウのサンプル点ずれを補正するパイロット信号補正部４０を有する。パイロット信号補正部４０は，位相回転量算出部４１と位相補正部４２とを有する。

位相回転量算出部４１は，ＤＦＴタイミング生成部３１が生成するＤＦＴタイミング信号Ｓ３１の本来のＤＦＴタイミングからのずれ（サンプル点ずれ数）と，各サブキャリアの回転因子の最小角度とに応じて，サンプル点ずれを補正する位相回転量を算出する。そして，位相補正部４２は，ＤＦＴ演算されたパイロット信号の位相を，位相回転量算出部４１が算出した回転量だけ回転させて位相補正を行う。位相補正部４２は，後述する位相回転器からなる。

さらに，伝搬路推定回路３４では，パイロット平均部３６が，パイロット信号補正部４０によりＤＦＴウインドウのサンプル点ずれが補正された複数のパイロット信号の平均値を演算する。そして，伝搬路補償部３７は，時間平均されたパイロット信号の位相と振幅（基準ベクトル）基づいて，データ信号の位相と振幅を補正する。データ信号はデータ遅延部４６により所定時間遅延され，パイロット平均部３６の出力タイミングに整合される。伝搬路補償部３７は，後述する位相回転器であり，本実施の形態では，位相補正部４２と同等の位相回転器である。

図５の例を適用して説明すると，シンボルＳ_ｍ＋８のパイロット信号は，サンプル点ずれが発生した後のシンボルであるので，パイロット信号補正部４０でサンプル点ずれに対応する位相補正が行われる。具体的には位相回転処理である。そして，パイロット平均部３６で位相補正されたシンボルＳ_ｍ＋８のパイロット信号とサンプル点ずれのないシンボルＳ_ｍ＋２のパイロット信号との時間平均が求められる。さらに，伝搬路補償部３７では，サンプル点ずれ発生前のシンボルＳ_ｍ＋３，Ｓ_ｍ＋４のデータ信号に対して，時間平均したパイロット信号で伝搬路補償される。具体的には位相回転処理である。

また，サンプル点ずれ発生後のシンボルＳ_ｍ＋５，Ｓ_ｍ＋６，Ｓ_ｍ＋７に対しては，サンプル点ずれ後に位相補正されたパイロット信号の時間平均で伝搬路補償されることが望まれる。

そのために，上記の位相補正されたシンボルＳ_ｍ＋８のパイロット信号とサンプル点ずれのないシンボルＳ_ｍ＋２のパイロット信号との時間平均の複素共役を求める複素共役生成部４３と，Ｑチャネル符号反転イネーブル信号Ｓ４４に応じて複素共役生成部４３の出力を選択するセレクタ４４とを有する。この複素共役は，シンボルＳ_ｍ＋２のパイロット信号を位相回転量算出部４１が求めた位相回転量の逆方向に位相回転し，シンボルＳ_ｍ＋８のパイロット信号と時間平均したものと一致する。そして，伝搬路補償部３７は，そのパイロット信号の複素共役で，サンプル点ずれ発生後のシンボルＳ_ｍ＋５，Ｓ_ｍ＋６，Ｓ_ｍ＋７が伝搬路補償される。

図１３は，パイロット信号補正部の構成図である。図１２で説明したとおり，パイロット信号補正部４０は，位相回転量算出部４１と位相補正部４２とを有する。図１３中，位相回転量算出部４１には，符号４１０〜４１５を付している。また，図１３には，サンプル点ずれがない場合と，１サンプル点ずれが発生した場合と，２サンプル点ずれが発生した場合それぞれのシンボル周期内のサンプル点ずれ補正処理での信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４が示されている。

位相回転量算出部４１は，サンプル点ずれに伴うＤＦＴ演算後のパイロット信号の位相補正での位相回転量を各サブキャリア毎に算出する。位相回転量算出部４１は，複数の回転因子のうち最小角度情報を有する回転因子Ｗ^１のＩ，Ｑチャネルの情報Ｓ０が格納されたＷ^１テーブル４１０を有する。この回転因子Ｗ^１のＩ，Ｑチャネル信号は，Ｉ＝１／√２，Ｑ＝−１／√２である。

さらに，制御信号生成部４１３は，ＤＦＴタイミング信号Ｓ３１からＤＦＴウインドウのずれ数（サンプル点数）を求め，それに対応する回数のイネーブル信号Ｓ４１３を生成し，シンボル周期に同期してリセット信号ＲＳＴを生成し，前述のＱチャネル符号反転イネーブル信号Ｓ４４を生成する。

さらに，位相回転量算出部４１は，フリップフロップ４１２と，サブキャリアＳＣ１の回転量算出部４１１とを有し，サンプル点ずれ量に応じたサブキャリアＳＣ１（Ｘ１）の位相回転量を求める。制御信号生成部４１３が，シンボル周期の開始タイミングでリセット信号ＲＳＴを出力すると，フリップフロップ４１２がリセットされ，２つの出力端子Ｑの信号Ｓ１には，Ｉチャネル成分「１」と，Ｑチャネル成分「０」が出力される。これは，回転因子Ｗ^０に対応する。そして，制御信号生成部４１３がサンプル点ずれ数の回数だけイネーブル信号Ｓ４１３を出力すると，フリップフロップ４１２は，ＳＣ１回転量算出部４１１により信号Ｓ１の初期値（Ｉ＝１／√２，Ｑ＝−１／√２）を回転因子の最小角度情報Ｗ１のサンプル点ずれ数だけ回転したＩ，Ｑ信号を出力する。

この回転回数は，図１０のように到来波の位相が進んでいる場合は，（ＤＦＴポイント数−サンプル点ずれ数）であり，図１１のように位相が遅れている場合は，サンプル点ずれ数である。

したがって，図１３中に示すとおり，サンプル点ずれがないシンボル周期では信号Ｓ１は回転因子Ｗ^０に，位相遅れの１サンプル点ずれ後のシンボル周期では信号Ｓ１は回転因子Ｗ^２に，さらに，位相遅れの２サンプル点ずれ後のシンボル周期では信号Ｓ１は回転因子Ｗ^３になる。逆に，図１３に示していないが，位相進みの１サンプル点ずれ後のシンボル周期では信号Ｓ１は回転因子Ｗ^２＊に，さらに，位相進みの２サンプル点ずれ後のシンボル周期では信号Ｓ１は回転因子Ｗ^３＊になる。＊は複素共役を示す。

さらに，位相回転量算出部４１は，フリップフロップ４１５と，各ＳＣ回転量算出部４１４とを有し，サブキャリアに応じたサンプル点ずれに対応する位相回転量を求める。すなわち，フリップフロップ４１５は，リセット信号ＲＳＴで両出力Ｑの信号Ｓ２には，回転因子Ｗ_０に対応するＩチャネル成分「１／√２」と，Ｑチャネル成分「−１／√２」が出力される。そして，シンボル周期内のサブキャリアＸ０〜Ｘ７の位相補正タイミングを制御するクロックＣＬＫに同期して，フリップフロップ４１５は，各ＳＣ回転量算出部４１４で信号Ｓ２の初期値（Ｉ＝１／√２，Ｑ＝−１／√２）からフリップフロップ４１２に保持された位相回転量Ｓ１ずつ順に位相回転された位相補正量Ｓ２を出力する。

そして，位相補正部４２が，データパイロット識別部４５から出力されるパイロット信号Ｓ３に，位相補正量Ｓ２の複素共役を乗算（位相回転）し，サンプル点ずれによる位相ずれが補正されたパイロット信号Ｓ４を出力する。

さらに，制御信号生成部４１３は，後段の伝搬路補償部３７の前段のセレクタ４４に出力するＱチャネル符号反転イネーブル信号Ｓ４４を生成する。これは，ＤＦＴタイミング信号Ｓ３１に基づいて検出したサンプル点ずれが発生した後のシンボルのデータ信号に対する伝搬路補償では，図５の例で説明したとおり，シンボルＳ_ｍ＋２のパイロット信号と，シンボルＳ_ｍ＋８のパイロット信号であってサンプル点ずれが補正されたパイロット信号との時間平均の複素共役を，サンプル点ずれ後のシンボルＳ_ｍ＋５，Ｓ_ｍ＋６，Ｓ_ｍ＋７に乗算する必要があることに対応する。したがって，制御信号生成部４１３は，伝搬路補償部４２によるシンボルＳ_ｍ＋５，Ｓ_ｍ＋６，Ｓ_ｍ＋７の位相補正タイミングでＱチャネル符号反転イネーブル信号Ｓ４４を出力する。

図１３に示された信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のタイミングチャートにしたがって，パイロット信号補正部４０を構成する位相回転量算出部４１と位相補正部４２の動作について説明する。

まず，図１３のタイミングチャートの左端のＤＦＴウインドウにサンプル点のずれが発生していない場合は，制御信号生成部４１３は，ＤＦＴタイミング信号Ｓ３１にもとづいてサンプル点ずれがないことを検出し，イネーブル信号Ｓ４１３を出力しない。これにより，リセット信号ＲＳＴに応答してフリップフロップ４１２が出力信号Ｓ１から回転因子Ｗ^０のＩ，Ｑ信号（Ｉ＝０，Ｑ＝０）を出力する。また，リセット信号ＲＳＴに応答してフリップフロップ４１５も出力信号Ｓ２から回転因子Ｗ^０のＩ，Ｑ信号を出力する。そして，各ＳＣ回転量算出部４１４は，この角度０°の回転因子Ｗ^０をフリップフロップ４１５の出力Ｓ２に乗算するので，クロックＣＬＫに同期してフリップフロップ４１５に格納される信号Ｓ２は全てＷ^０である。

その結果，位相補正部４２は，各サブキャリアのパイロット信号Ｓ３に対して，位相補正量０°の回転因子Ｗ^０＊を乗算し，すなわち位相補正されずに，パイロット信号Ｓ３をそのまま補正後のパイロット信号Ｓ４として出力する。

次に，図１３のタイミングチャートの真ん中のＤＦＴウインドウに位相遅れの１サンプル点のずれが発生した場合は，制御信号生成部４１３は，ＤＦＴタイミング信号Ｓ３１にもとづいて１サンプル点ずれを検出し，イネーブル信号Ｓ４１３を１回出力する。これにより，フリップフロップ４１２がリセット信号ＲＳＴに応答して出力信号Ｓ１から回転因子Ｗ^０のＩ，Ｑ信号を出力したあと，１回のイネーブル信号Ｓ４１３により，出力信号Ｓ１から回転因子Ｗ^１のＩ，Ｑ信号（Ｉ＝１／√２，Ｑ＝−１／√２）を出力する。

また，シンボル周期の最初に，リセット信号ＲＳＴに応答してフリップフロップ４１５が出力信号Ｓ２として回転因子Ｗ^０のＩ，Ｑ信号を出力する。そして，各ＳＣ回転量算出部４１４は，この角度−π／４の回転因子Ｗ^１をフリップフロップ４１５の出力Ｓ２に乗算するので，フリップフロップ４１５は，クロックＣＬＫに同期して信号Ｓ２をＷ^１，Ｗ^２，Ｗ^３，Ｗ^４，Ｗ^５，Ｗ^６，Ｗ^７と変更する。

その結果，位相補正部４２は，パイロット信号Ｓ３に対して，位相補正量０°，−π／４，−２π／４，−３π／４，−４π／４，−５π／４，−６π／４，−７π／４の回転因子Ｗ^０，Ｗ^１，Ｗ^２，Ｗ^３，Ｗ^４，Ｗ^５，Ｗ^６，Ｗ^７の複素共役（位相回転量が量０°，＋π／４，＋２π／４，＋３π／４，＋４π／４，＋５π／４，＋６π／４，＋７π／４）を乗算し，パイロット信号Ｓ３を位相補正したパイロット信号Ｓ４として出力する。

図１３のタイミングチャートの右端のＤＦＴウインドウに２サンプル点のずれが発生した場合は，制御信号生成部４１３は，ＤＦＴタイミング信号Ｓ３１にもとづいて２サンプル点ずれを検出し，イネーブル信号Ｓ４１３を２回出力する。これにより，フリップフロップ４１２がリセット信号ＲＳＴに応答して出力信号Ｓ１から回転因子Ｗ^０のＩ，Ｑ信号を出力したあと，２回のイネーブル信号Ｓ４１３により，出力信号Ｓ１から回転因子Ｗ^２のＩ，Ｑ信号（Ｉ＝０，Ｑ＝−１）を出力する。

また，シンボル周期の最初に，リセット信号ＲＳＴに応答してフリップフロップ４１５が出力信号Ｓ２として回転因子Ｗ^０のＩ，Ｑ信号を出力する。そして，各ＳＣ回転量算出部４１４は，この角度−２π／４の回転因子Ｗ^２をフリップフロップ４１５の出力Ｓ２に乗算するので，フリップフロップ４１５は，クロックＣＬＫに同期して信号Ｓ２をＷ^２，Ｗ^４，Ｗ^６，Ｗ^８，Ｗ^１０，Ｗ^１２，Ｗ^１４と変更する。

その結果，位相補正部４２は，パイロット信号Ｓ３に対して，位相補正量０°，−２π／４，−４π／４，−６π／４，−８π／４，−１０π／４，−１２π／４，−１４π／４の回転因子Ｗ^０，Ｗ^２，Ｗ^４，Ｗ^６，Ｗ^８，Ｗ^１０，Ｗ^１２，Ｗ^１４の複素共役（位相回転量が量０°，＋２π／４，＋４π／４，＋６π／４，＋８π／４，＋１０π／４，＋１２π／４，＋１４π／４）を乗算し，パイロット信号Ｓ３を位相補正したパイロット信号Ｓ４として出力する。

上記の通り，位相補正されたパイロット信号は，図１２で説明したとおり，パイロット平均部３６で平均され，伝搬路補償部３７で，その平均パイロット信号の複素共役がデータ信号に乗算される。その結果，伝搬路による歪が除去されたデータ信号のＩ，Ｑ信号がデマップ部２４に出力される。

図７に示された回転因子から理解できるとおり，ポイント点が８の場合，回転因子Ｗ^５，Ｗ^６，Ｗ^７は，回転因子Ｗ^１，Ｗ^２，Ｗ^３の複素共役である。したがって，回転因子Ｗ^５，Ｗ^６，Ｗ^７は，必ずしも回転因子Ｗ^０から最小角度の回転因子Ｗ１の位相である−π／４を，それぞれ５，６，７回位相回転させなくともよく，回転因子Ｗ^１の複素共役の位相である＋π／４をそれぞれ３，２，１回位相回転させて求めることができる。しかも，複素共役を利用したほうが回転回数が少なくなる。

図１４は，上記の回転因子Ｗ１の複素共役でＳＣ１回転量算出部４１１が位相回転するパイロット信号補正部４０の構成図である。図１３と異なる構成は，最小角度情報Ｗ^１を格納するＷ１テーブル４１０のＱチャネル出力の符号反転を行う複素共役生成部４１６と，その出力か符号反転されていないＱチャネル出力かのいずれかを選択信号Ｓ４１７に応じて選択するセレクタ４１７とである。

それに伴い，制御信号生成部４１３は，ＤＦＴタイミング信号Ｓ３１に基づいて検出したサンプル点ずれ数に応じて，信号Ｓ１をＷ^１，Ｗ^２，Ｗ^３に設定する場合は，選択信号Ｓ４１７を符号非反転側にし，イネーブル信号Ｓ４１３をそれぞれ１回，２回，３回出力する。この動作は，図１３と同じである。一方で，信号Ｓ１をＷ^５，Ｗ^６，Ｗ^７に設定する場合は，制御信号生成部４１３は，選択信号Ｓ４１７を符号反転側にし，イネーブル信号Ｓ４１３をそれぞれ３回，２回，１回出力する。これにより，信号Ｓ１は，Ｗ^０からＷ^７，Ｗ^６，Ｗ^５と回転される。それ以外の構成と動作は，図１３と同じである。

図１０のように到来波が位相進みの場合は，制御信号生成部４１３が生成する選択信号Ｓ４１７は，（ポイント数−サンプル点ずれ数）がＮ／２を超えていれば複素共役生成部４１６側を選択し，イネーブル信号Ｓ４１７は（ポイント数−（ポイント数−サンプル点ずれ数））回だけ出力される。逆に，位相遅れの場合は，制御信号生成部４１３が生成する選択信号Ｓ４１７は，サンプル点ずれ数がＮ／２を超えていれば複素共役生成部４１６側を選択し，イネーブル信号Ｓ４１７は（ポイント数−サンプル点ずれ数））回だけ出力される。これにより，ＳＣ１回転量算出部４１１の回転演算回数を最大でＮ／２に抑えることができる。

図１５は，位相回転量算出部４１内のＳＣ１回転量算出部４１１と，各ＳＣ回転量算出部４１４の構成図である。図中の信号は，ＳＣ１回転量算出部４１１の信号を，括弧内が各ＳＣ回転量算出部４１４の信号をそれぞれ示している。また，Ｍ１〜Ｍ４は乗算器（ミキサ），Ｄ１は減算器，Ｄ２は加算器をそれぞれ示す。

ＳＣ１回転量算出部４１１の場合は，フリップフロップ４１２の出力Ｓ１にＷ１テーブル４１０からの信号Ｓ０を乗算し，フリップフロップ４１２の入力に出力する。一方，各ＳＣ回転量算出部４１４の場合は，フリップフロップ４１５の出力Ｓ２にフリップフロップ４１２の出力Ｓ１を乗算し，フリップフロップ４１５の入力に出力する。いずれの場合も，入力は振幅成分がいずれも１であるので，信号Ｓ１，Ｓ２に対して，信号Ｓ０，Ｓ１の位相だけ位相回転を行う位相回転器として動作する。

図１６は，位相補正部４２の構成図である。Ｍ１〜Ｍ４は乗算器（ミキサ），Ｄ１は加算器，Ｄ２は減算器である。図１５とはＤ１，Ｄ２の減算と加算とが逆になっている。したがって，図１６の位相補正部４２は，位相回転器であり，位相補正前のパイロット信号Ｓ３に位相回転量Ｓ２の複素共役を乗算して，位相補正されたパイロット信号Ｓ４を出力する。

伝搬路推定回路３４内の伝搬路補償部３７も，図１６の位相回転器と同じ構成である。その場合は，図１６中の信号Ｓ３に被補償信号であるデータ信号が入力され，信号Ｓ２に基準位相を有するパイロット信号の平均値が入力される。

そして，パイロット信号の平均値がサンプル点ずれ前の基準位相になっている場合は，同じ基準位相のデータ信号，図５のＳ_ｍ＋３，Ｓ_ｍ＋４，に対してパイロット信号の平均値の複素共役が乗算されて，伝搬路特性が除去される。

一方，パイロット信号の平均値がサンプル点ずれ後の位相になっている場合は，同じサンプル点ずれ後のデータ信号，図５のＳ_ｍ＋５，Ｓ_ｍ＋６，Ｓ_ｍ＋７に対して，サンプル点ずれ後の位相のパイロット信号の平均値の複素共役が乗算されて，伝搬路特性とサンプル点ずれとが同時に除去される。

上記の伝搬路推定回路３４は，第１に，回転因子Ｗ^１の最小角度情報Ｓ０のみをテーブル４１０に格納しておけば，全てのサブキャリアの信号Ｘ_１〜Ｘ_７に対し且つ全てのサンプル点ずれ数に対する補正位相量を演算により求めることができる。よって，テーブル４１０の記憶容量を小さくすることができる。通常，ＤＦＴのポイント数は２^１０＝１０２４など大きな数になるので，テーブル４１０の記憶容量を小さくすることは大きな意味を持つ。

第２に，伝搬路推定回路３４はＤＦＴウインドウのサンプル点ずれの影響を受けたパイロット信号に対してのみ位相補正を行ってサンプル点ずれの影響のない基準位相に補正している。したがって，後述する第２の実施の形態のように，データ信号に対してまで位相補正を行わないので，その分省電力化することができる。

第３に，パイロット信号の平均部３６の出力側に，複素共役生成部４３とセレクタ４４を設けて，サンプル点ずれ前の基準位相のパイロット信号平均値か，サンプル点ずれ後の基準位相のパイロット信号平均値かのいずれかを求めれば，他方の平均値は複素共役生成部４３が生成するＱチャネル信号を選択するだけで良い。よって，パイロット平均部３６の構成を簡素化できる。

[第２の実施の形態]
図１７は，第２の実施の形態における伝搬路推定回路の構成図である。この実施の形態においても，ＤＦＴのポイント数は８とする。伝搬路推定回路３４は，ＤＦＴ演算部３３でＤＦＴ演算されたパイロット信号及びデータ信号のＩ，Ｑチャネルの信号に対して，ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれを補正するサンプル点ずれ補正部４０Ａを有する。サンプル点ずれ補正部４０Ａは，位相回転量算出部４１Ａと位相補正部４２Ａとを有する。

位相回転量算出部４１Ａは，ＤＦＴタイミング生成部３１が生成するＤＦＴタイミング信号Ｓ３１の本来のタイミングからのずれ（サンプル点ずれ数）と，各サブキャリアの回転因子の最小角度とに応じて，サンプル点ずれを補正する位相回転量を算出する。そして，位相補正部４２Ａは，ＤＦＴ演算されたパイロット信号及びデータ信号の位相を，位相回転量算出部４１Ａが算出した位相回転量だけ回転させて位相補正を行う。

さらに，伝搬路推定回路３４は，サンプル点ずれ補正された信号から，データ信号とパイロット信号とを識別して別々に出力するデータパイロット識別部４５を有する。そして，伝搬路推定回路３４では，パイロット平均部３６が，サンプル点ずれ補正部４０ＡによりＤＦＴウインドウのサンプル点ずれが補正された複数のパイロット信号の平均値を演算する。そして，伝搬路補償部３７は，時間平均されたパイロット信号の位相と振幅（基準ベクトル）に基づいて，データ信号の位相と振幅を補正する。データ信号はデータ遅延部４６により所定時間遅延され，パイロット平均部３６の出力タイミングに整合される。

すなわち，第２の実施の形態の伝搬路推定回路３４は，図５の例を適用して説明すると，サンプル点ずれが発生したシンボルＳ_ｍ＋５以降の信号は，シンボルＳ_ｍ＋５，Ｓ_ｍ＋６，Ｓ_ｍ＋７のデータ信号も，シンボルＳ_ｍ＋８のパイロット信号も，サンプル点ずれ補正部４０Ａでサンプル点ずれに対応する位相補正が行われる。その結果，サンプル点ずれが発生した前後のシンボルは全て同じ基準位相にそろえられ，パイロット平均部３６で，位相補正されたシンボルＳ_ｍ＋８のパイロット信号とサンプル点ずれのないシンボルＳ_ｍ＋２のパイロット信号との時間平均が求められ，伝搬路補償部３７では，サンプル点ずれ発生前のシンボルＳ_ｍ＋３，Ｓ_ｍ＋４のデータ信号と，サンプル点ずれを補正されたシンボルＳ_ｍ＋５，Ｓ_ｍ＋６，Ｓ_ｍ＋７のデータ信号に対して，時間平均したパイロット信号で伝搬路補償される。

図１８は，サンプル点ずれ補正部４０Ａの構成図である。その構成は，図１３のサンプル点ずれ補正部４０と殆ど同じである。異なる点は，制御信号生成部４１３がＱチャネル符号反転イネーブル信号を出力していないこと，位相補正部４２がパイロット信号に加えてデータ信号に対しても位相補正を行うことである。

ＳＣ１回転量算出部４１１とフリップフロップ４１２で，サンプル点ずれ数に対応してサブキャリアＳＣ１（Ｘ_１）に対する位相補正量を信号Ｓ１に算出することと，各ＳＣ回転量算出部４１４とフリップフロップ４１５で，各サブキャリアＳＣ２〜ＳＣ７（Ｘ_２〜Ｘ_７）に対する位相補正量を信号Ｓ２に算出することは，図１３と同じである。

図１９は，サンプル点ずれ補正部４０Ａの別の構成図である。その構成は，図１４のサンプル点ずれ補正部４０と殆ど同じである。異なる点は，制御信号生成部４１３がＱチャネル符号反転イネーブル信号を出力していないこと，位相補正部４２がパイロット信号に加えてデータ信号に対しても位相補正を行うことである。

ＳＣ１回転量算出部４１１とフリップフロップ４１２で，サンプル点ずれ数に対応してサブキャリアＳＣ１（Ｘ_１）に対する位相補正量を信号Ｓ１に算出することと，位相遅れの場合のサンプル点ずれ数，位相進みの場合の（ポイント数−サンプル点ずれ数）がポイント数の１／２（Ｎ／２）を超えた場合には，テーブル４１０内のＷ^１の複素共役をＳＣ１位相量算出部４１１が乗算することと，各ＳＣ回転量算出部４１４とフリップフロップ４１５で，各サブキャリアＳＣ２〜ＳＣ７（Ｘ_２〜Ｘ_７）に対する位相補正量を信号Ｓ２に算出することは，図１４と同じである。

図４，５では，全てのサブキャリアにパイロット信号が内挿されているが，複数のサブキャリアの一部のサブキャリアにパイロット信号が内挿されていても，それらに基づいてパイロット信号が内挿されていないサブキャリアの基準ベクトルを求めることができる。よって，そのような場合も，勿論，本実施の形態を適用することができる。

以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。

（付記１）
マルチキャリアを用いて送信された信号を受信する受信装置において，
時間領域の受信信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）演算して周波数領域の複数のサブキャリア信号に変換するＤＦＴユニットと，
前記複数のサブキャリア信号に内挿されているパイロット信号の基準ベクトルに基づいて前記複数のサブキャリア信号のデータ信号から伝搬路による歪を補正する伝搬路推定回路を有し，
前記伝搬路推定回路は，ＤＦＴ演算の回転因子の最小角度情報を格納する最小角度情報格納部と，前記最小角度情報をＤＦＴウインドウのサンプル点ずれ数に応じて前記複数のサブキャリア信号に対する第１の位相回転量をそれぞれ算出する位相回転量算出部と，前記第１の位相回転量に基づいて前記複数のサブキャリア信号の位相を補正する位相補正部とを有する受信装置。

（付記２）
付記１において，
前記位相回転量算出部は，
前記最小角度情報を前記ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれ数に応じて位相回転して第２の位相回転量を算出する第２の位相回転量算出部と，前記第２の位相回転量を各サブキャリア信号に応じて位相回転して前記複数のサブキャリア信号に対する第１の位相回転量を算出する第１の回転量算出部とを有する受信装置。

（付記３）
付記２において，
前記第２の回転量算出部は，前記サンプル点ずれ数がＤＦＴ演算のポイント数の１／２を超える場合に，前記最小角度情報の複素共役を前記ポイント数から前記サンプル点ずれ数を減算した数だけ位相回転する受信装置。

（付記４）
付記１乃至３のいずれかにおいて，
前記位相回転量算出部は，前記複数のサブキャリア信号のうち前記パイロット信号のサブキャリア信号に対する前記第１の位相回転量を求め，前記位相補正部は，前記第１の位相回転量に基づいて前記パイロット信号のサブキャリア信号の位相を補正する受信装置。

（付記５）
付記４において，
前記伝搬路推定回路は，さらに，
前記ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれが発生する前後の一方のシンボルのパイロット信号と，発生前後の他方のシンボルのパイロット信号であって前記位相補正されたパイロット信号との平均を生成するパイロット平均部と，
前記パイロット信号の平均値に応じて前記ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれが発生する前後の一方のシンボルのデータ信号を補償する伝搬路補償部とを有する受信装置。

（付記６）
付記５において，
前記伝搬路推定回路は，さらに，
前記パイロット平均部が生成したパイロット信号の平均値の複素共役を生成する複素共役部を有し，
前記伝搬路補償部は，前記複素共役部が生成した前記パイロット信号の平均値の複素共役に応じて，前記ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれが発生する前後の他方のシンボルのデータ信号を補償する受信装置。

（付記７）
付記１または２において，
前記位相回転量算出部は，前記複数のサブキャリア信号に対する前記第１の位相回転量を求め，
前記位相補正部は，前記第１の位相回転量に基づいて前記パイロット信号及びデータ信号のサブキャリア信号の位相を補正する受信装置。

（付記８）
時間領域の受信信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）演算して周波数領域の複数のサブキャリア信号に変換するＤＦＴユニットと，前記複数のサブキャリア信号に内挿されているパイロット信号の基準ベクトルに基づいて前記複数のサブキャリア信号のデータ信号から伝搬路による歪みを補正する伝搬路推定回路を有するマルチキャリアを用いて送信された信号を受信する受信装置の伝搬路補償方法において，
ＤＦＴ演算の回転因子の最小角度情報をＤＦＴウインドウのサンプル点ずれ数に応じて前記複数のサブキャリア信号に対する第１の位相回転量をそれぞれ算出する位相回転量算出工程と，
前記第１の位相回転量に基づいて前記複数のサブキャリア信号の位相を補正する位相補正工程とを有する伝搬路補償方法。

（付記９）
付記８において，
前記位相回転量算出工程は，
前記最小角度情報を前記ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれ数に応じて位相回転して第２の位相回転量を算出する第２の位相回転量算出工程と，
前記第２の位相回転量を各サブキャリア信号に応じて位相回転して前記複数のサブキャリア信号に対する第１の位相回転量を算出する第１の回転量算出工程とを有する伝搬路補償方法。

（付記１０）
付記９において，
前記第２の回転量算出工程は，前記サンプル点ずれ数がＤＦＴ演算のポイント数の１／２を超える場合に，前記最小角度情報の複素共役を前記ポイント数から前記サンプル点ずれ数を減算した数だけ位相回転する伝搬路補償方法。

（付記１１）
付記８乃至１０のいずれかにおいて，
前記位相回転量算出工程は，前記複数のサブキャリア信号のうち前記パイロット信号のサブキャリア信号に対する前記第１の位相回転量を求め，
前記位相補正工程は，前記第１の位相回転量に基づいて前記パイロット信号のサブキャリア信号の位相を補正する伝搬路補償方法。

３４：伝搬路補償回路 ４０：位相回転量算出部
４１：位相回転量算出部 ４２：位相補正部
４１０：最小角度情報テーブル ４１１，４１２：第２の位相回転量算出部
４１４，４１５：第１の位相回転量算出部

Claims (8)

1. マルチキャリアを用いて送信された信号を受信する受信装置において，
   時間領域の受信信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）演算して周波数領域の複数のサブキャリア信号に変換するＤＦＴユニットと，
   前記複数のサブキャリア信号に内挿されているパイロット信号の基準ベクトルに基づいて前記複数のサブキャリア信号のデータ信号から伝搬路による歪を補正する伝搬路推定回路を有し，
   前記伝搬路推定回路は，ＤＦＴ演算の回転因子の最小角度情報を格納する最小角度情報格納部と，前記最小角度情報をＤＦＴウインドウのサンプル点ずれ数に応じて前記複数のサブキャリア信号に対する第１の位相回転量をそれぞれ算出する位相回転量算出部と，前記第１の位相回転量に基づいて前記複数のサブキャリア信号の位相を補正する位相補正部とを有する受信装置。
2. 請求項１において，
   前記位相回転量算出部は，
   前記最小角度情報を前記ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれ数に応じて位相回転して第２の位相回転量を算出する第２の位相回転量算出部と，前記第２の位相回転量を各サブキャリア信号に応じて位相回転して前記複数のサブキャリア信号に対する第１の位相回転量を算出する第１の回転量算出部とを有する受信装置。
3. 請求項２において，
   前記第２の回転量算出部は，前記サンプル点ずれ数がＤＦＴ演算のポイント数の１／２を超える場合に，前記最小角度情報の複素共役を前記ポイント数から前記サンプル点ずれ数を減算した数だけ位相回転する受信装置。
4. 請求項１乃至３のいずれかにおいて，
   前記位相回転量算出部は，前記複数のサブキャリア信号のうち前記パイロット信号のサブキャリア信号に対する前記第１の位相回転量を求め，前記位相補正部は，前記第１の位相回転量に基づいて前記パイロット信号のサブキャリア信号の位相を補正する受信装置。
5. 請求項４において，
   前記伝搬路推定回路は，さらに，
   前記ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれが発生する前後の一方のシンボルのパイロット信号と，発生前後の他方のシンボルのパイロット信号であって前記位相補正されたパイロット信号との平均を生成するパイロット平均部と，
   前記パイロット信号の平均値に応じて前記ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれが発生する前後の一方のシンボルのデータ信号を補償する伝搬路補償部とを有する受信装置。
6. 請求項５において，
   前記伝搬路推定回路は，さらに，
   前記パイロット平均部が生成したパイロット信号の平均値の複素共役を生成する複素共役部を有し，
   前記伝搬路補償部は，前記複素共役部が生成した前記パイロット信号の平均値の複素共役に応じて，前記ＤＦＴウインドウのサンプル点ずれが発生する前後の他方のシンボルのデータ信号を補償する受信装置。
7. 請求項１または２において，
   前記位相回転量算出部は，前記複数のサブキャリア信号に対する前記第１の位相回転量を求め，
   前記位相補正部は，前記第１の位相回転量に基づいて前記パイロット信号及びデータ信号のサブキャリア信号の位相を補正する受信装置。
8. 時間領域の受信信号を離散フーリエ変換（以下ＤＦＴ）演算して周波数領域の複数のサブキャリア信号に変換するＤＦＴユニットと，前記複数のサブキャリア信号に内挿されているパイロット信号の基準ベクトルに基づいて前記複数のサブキャリア信号のデータ信号から伝搬路による歪みを補正する伝搬路推定回路を有するマルチキャリアを用いて送信された信号を受信する受信装置の伝搬路補償方法において，
   ＤＦＴ演算の回転因子の最小角度情報をＤＦＴウインドウのサンプル点ずれ数に応じて前記複数のサブキャリア信号に対する第１の位相回転量をそれぞれ算出する位相回転量算出工程と，
   前記第１の位相回転量に基づいて前記複数のサブキャリア信号の位相を補正する位相補正工程とを有する伝搬路補償方法。

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