JP2012145371A

JP2012145371A - Resolver device, angle detecting device of resolver, and method thereof

Info

Publication number: JP2012145371A
Application number: JP2011002213A
Authority: JP
Inventors: Kazumi Murata; 和美村田; Shigetoshi Yokogawa; 成年横川
Original assignee: Toshiba Machine Co Ltd
Current assignee: Shibaura Machine Co Ltd
Priority date: 2011-01-07
Filing date: 2011-01-07
Publication date: 2012-08-02
Anticipated expiration: 2031-01-07
Also published as: JP5281102B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a resolver device with high detecting accuracy.SOLUTION: The resolver device detects angle signals from signals detected at a resolver (7) and detects a velocity signal from the detected angle signals. Utilizing the fact that an error waveform of the resolver comprises predetermined n-th order components inherent to the resolver and has reproducibility, an angle error estimator (13A) finds a position error from the detected angle signals, further finds a velocity error by differentiation, applies a frequency transform, for example, a Fourier transform, thereto to calculate the magnitude of an error for each of a plurality of divided components and combining the calculated errors to reproduce the detected error and generate an error waveform signal. An angle signal correction circuit (14) uses this error waveform signal to correct an angle signal including the error detected at the resolver.

Description

本発明はレゾルバ装置およびその角度検出装置とその方法に関する。
より特定的には、本発明は検出精度を高めたレゾルバの角度検出装置その方法と、および、当該角度検出装置とレゾルバとを有するレゾルバ装置に関する。 The present invention relates to a resolver device, an angle detection device thereof, and a method thereof.
More specifically, the present invention relates to a resolver angle detection apparatus and method with improved detection accuracy, and a resolver apparatus having the angle detection apparatus and a resolver.

図１はレゾルバ本体７の構成図である。
１点鎖線で包囲したレゾルバ本体７は、ＳＩＮ巻線４と、このＳＩＮ巻線４と機械的に９０度ずれて配設されたＣＯＳ巻線５と、ロータ巻線６とを備えている。ロータ巻線６に回転角度（または回転位置）を検出する対象、たとえば、モータの軸（図示せず）が接続される。
レゾルバは、２相励磁１出力方式と、１相励磁２出力方式とが知られている。以下、２相励磁１出力方式を例示する。
ＳＩＮ巻線４とＣＯＳ巻線５にそれぞれＳＩＮ巻線電圧Ｖ１およびＣＯＳ巻線電圧Ｖ２が印加され、ロータ巻線６から回転角度検出対象の回転角度に相当する信号が検出される。すなわち、回転角度検出対象が回転するとロータ巻線６が回転し、ＳＩＮ巻線４およびＣＯＳ巻線５との磁束の鎖交状態が変化する。その状態をロータ巻線６からロータ巻線電圧Ｖ３として取り出して演算処理することにより、回転角度検出対象の回転角度または位置を検出することができる。 FIG. 1 is a configuration diagram of the resolver body 7.
A resolver body 7 surrounded by a one-dot chain line includes a SIN winding 4, a COS winding 5 that is mechanically shifted from the SIN winding 4 by 90 degrees, and a rotor winding 6. An object for detecting a rotation angle (or rotation position), for example, a motor shaft (not shown) is connected to the rotor winding 6.
As the resolver, a two-phase excitation one-output method and a one-phase excitation two-output method are known. Hereinafter, a two-phase excitation and one output method will be exemplified.
The SIN winding voltage V1 and the COS winding voltage V2 are applied to the SIN winding 4 and the COS winding 5, respectively, and a signal corresponding to the rotation angle of the rotation angle detection target is detected from the rotor winding 6. That is, when the rotation angle detection target rotates, the rotor winding 6 rotates, and the state of linkage of magnetic flux between the SIN winding 4 and the COS winding 5 changes. By extracting the state from the rotor winding 6 as the rotor winding voltage V3 and performing arithmetic processing, the rotation angle or position of the rotation angle detection target can be detected.

レゾルバは、機械的に堅牢であり、劣悪な環境にも耐えるという利点を有しているので、種々の回転角度（または回転位置）の検出に利用されている。
しかしながら、レゾルバは、サーボモータなどの回転角度の検出に使用されているエンコーダと比較すると、検出誤差が大きく検出精度が低いという欠点を有する。そのため、検出誤差を補正することが行われている。 Resolvers have the advantage of being mechanically robust and able to withstand harsh environments, and are therefore used to detect various rotational angles (or rotational positions).
However, the resolver has a drawback that the detection error is large and the detection accuracy is low as compared with an encoder used for detecting a rotation angle such as a servomotor. Therefore, the detection error is corrected.

図２はレゾルバの検出誤差の１例を示すグラフである。横軸は実際の角度（実角度）を示し、縦軸は検出角度を示す。
直線ＣＶ１が誤差がない実際の正確な角度を示し、直線ＣＶ１の上下に変動している曲線ＣＶ２が検出誤差を含む実際の検出角度を示す。
レゾルバの検出誤差は、図２に例示したように、個々のレゾルバについて、角度に対してその誤差の大きさと方向とが決まっている。したがって、各レゾルバについて再現性はあるものの、検出誤差に関してレゾルバの固体差が大きく、図２の曲線ＣＶ２に例示した検出誤差の波形も各レゾルバごとに異なる。したがって、検出精度を高めるため検出誤差を補正する処理もレゾルバ個々に行っていた。 FIG. 2 is a graph showing an example of the detection error of the resolver. The horizontal axis indicates the actual angle (actual angle), and the vertical axis indicates the detection angle.
A straight line CV1 indicates an actual accurate angle without error, and a curve CV2 that fluctuates above and below the straight line CV1 indicates an actual detection angle including a detection error.
As illustrated in FIG. 2, the resolver detection error is determined in the magnitude and direction of the error with respect to the angle for each resolver. Therefore, although there is reproducibility for each resolver, the difference between the resolvers is large with respect to the detection error, and the waveform of the detection error illustrated in the curve CV2 in FIG. 2 is also different for each resolver. Therefore, the process of correcting the detection error is also performed for each resolver in order to increase the detection accuracy.

その補正方法の例として、誤差波形をテーブルに格納し、検出した角度に対応する誤差をテーブルから読みだして、その値を検出した角度に加算または減算して、位置フィードバック制御系または速度フィードバック系の角度検出信号として利用する方法が知られている。
図３はそのような推定角度生成回路の回路構成を示す図である。
推定角度生成回路１４Ａは、テーブル番号取得部３５と、誤差角度データ参照部３８と、減算部３７とを有する。誤差角度データ参照部３８はＲＯＭ３８ａを有する。
事前に、各レゾルバについて、図２に例示したように、実際の角度と検出角度とを求めて検出誤差を検出し（算出し）、検出した誤差の波形信号をＲＯＭ３８ａにテーブルとして格納しておく。実際に検出誤差を補正して角度を算出するとき、レゾルバのロータ巻線６から検出した角度検出信号Ｓ１１（Ｖ３）からテーブル番号取得部３５においてＲＯＭ３８ａに格納された誤差の波形信号を読み出すためのアドレス信号Ｓ３５を生成し、誤差角度データ参照部３８がアドレス信号Ｓ３５に基づいてＲＯＭ３８ａから対応する誤差角度データＳ３６を読みだす。さらに、減算部３７において、角度検出信号Ｓ１１から誤差角度データＳ３６を減じて角度検出信号Ｓ１１の補正を行う。
このように補正した角度を、たとえば、位置フィードバック制御系または速度フィードバック系の角度検出信号として利用する。 As an example of the correction method, the error waveform is stored in a table, the error corresponding to the detected angle is read from the table, and the value is added to or subtracted from the detected angle, and the position feedback control system or speed feedback system There is known a method of using it as an angle detection signal.
FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of such an estimated angle generation circuit.
The estimated angle generation circuit 14 </ b> A includes a table number acquisition unit 35, an error angle data reference unit 38, and a subtraction unit 37. The error angle data reference unit 38 has a ROM 38a.
For each resolver, as illustrated in FIG. 2, the actual angle and the detected angle are obtained to detect (calculate) the detection error, and the waveform signal of the detected error is stored as a table in the ROM 38a. . When the angle is calculated by actually correcting the detection error, the table number acquisition unit 35 reads out the error waveform signal stored in the ROM 38a from the angle detection signal S11 (V3) detected from the rotor winding 6 of the resolver. An address signal S35 is generated, and the error angle data reference unit 38 reads the corresponding error angle data S36 from the ROM 38a based on the address signal S35. Further, the subtraction unit 37 corrects the angle detection signal S11 by subtracting the error angle data S36 from the angle detection signal S11.
The angle corrected in this way is used as an angle detection signal of a position feedback control system or a speed feedback system, for example.

しかしながら、この方法は、レゾルバ個々に対して予め誤差の波形を測定し、測定した波形データを、図３に図解した誤差角度データ参照部３８のＲＯＭ３８ａに格納する必要がある。すなわち、非常に手間がかかるという問題がある。
特に、実際の使用においては、レゾルバと角度検出装置とが１対１に対応していなければならないという制限があり、そのような角度検出装置を用いてレゾルバ個々にそのような作業を行う必要があり、このような手法は汎用のサーボモータ、サーボアンプへの適用には向いていないという不具合がある。 However, this method needs to measure an error waveform in advance for each resolver and store the measured waveform data in the ROM 38a of the error angle data reference unit 38 illustrated in FIG. That is, there is a problem that it takes much time and effort.
In particular, in actual use, there is a limitation that the resolver and the angle detection device must correspond one-to-one, and it is necessary to perform such work individually for each resolver using such an angle detection device. There is a problem that such a method is not suitable for application to general-purpose servo motors and servo amplifiers.

レゾルバの検出誤差を補正する他の方法として、たとえば、特許文献１に、１相励磁２出力方式のレゾルバ装置について、アナログ回路を用いてトラッキング方式で角度を算出する方法（特許文献１、図４）、および、このアナログ回路を用いた方法を改善するため、フーリエ変換を用いてデジタル信号処理によって角度を検出する方法が開示されている。 As another method for correcting the detection error of the resolver, for example, Patent Document 1 discloses a method of calculating an angle by a tracking method using an analog circuit for a one-phase excitation two-output resolver device (Patent Document 1, FIG. 4). In order to improve the method using this analog circuit, a method for detecting an angle by digital signal processing using Fourier transform is disclosed.

１相励磁２出力方式のレゾルバについてのフーリエ変換法について述べる。
１相励磁２出力方式のレゾルバの（Ｓ−ｓｉｎ）信号と、（Ｓ−ｃｏｓ）信号と、励磁信号（ｓｉｎωｔ）とを入力してＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換した（Ｓ−ｓｉｎ）信号と（Ｓ−ｃｏｓ）信号とをデジタル的に乗算して乗算結果ＳＡ１と、Ａ／Ｄ変換した励磁信号（ｓｉｎωｔ）にｃｏｓωｔを乗じて乗算結果ＳＢ１を求める処理を、サンプリング数ｎ回だけ反復する。同様に、ｃｏｓ信号にｓｉｎωｔを乗じて乗算結果ＣＡ２、ＣＢ２を求める。ＳＡ１とＳＢ１との絶対値からｓｉｎθの絶対値を求め、ＣＡ２とＣＢ２との絶対値からｃｏｓθの絶対値を求め、ｓｉｎθとｃｏｓθとのｔａｎ⁻θを求めてｔａｎ⁻ テーブルから、デジタル角度θを求める。 A Fourier transform method for a one-phase excitation two-output type resolver will be described.
A (S-sin) signal, (S-cos) signal, and excitation signal (sin ωt) of a one-phase excitation two-output type resolver are input, A / D converted, and A / D converted (S-sin ) Signal and the (S-cos) signal are digitally multiplied to obtain the multiplication result SB1 by multiplying the multiplication result SA1 and the A / D converted excitation signal (sin ωt) by cos ωt. Iterate. Similarly, multiplication results CA2 and CB2 are obtained by multiplying the cos signal by sin ωt. The absolute value of sin θ is obtained from the absolute values of SA1 and SB1, the absolute value of cos θ is obtained from the absolute values of CA2 and CB2, tan ⁻ θ between sin θ and cos θ is obtained, and the digital angle θ is obtained from the tan ⁻ table. Ask.

特開平１１−１１８５２０号公報Japanese Patent Laid-Open No. 11-118520

レゾルバ１台毎に、その都度、検出誤差の補正値を決定する場合、たとえば、サーボモータに大きなイナーシャ（慣性体）を取り付け、そのイナーシャの回転慣性を利用して脈動のない一定の回転を実現し、その一定の回転の際に実角度と検出角度を測定して検出角度に含む検出誤差を検出し、検出した検出誤差を整理して、コンピュータのメモリに、実角度と検出角度とを対応させたテーブルとして格納する。そして、上述した方法で、実際に検出角度について検出誤差を補正する。
イナーシャを用いて回転の変動のない状態で実角度と検出角度から検出誤差を測定することは補正の精度を高める上で利点がある。しかしながら、回転位置の測定の対象となるモータは、たとえば、ロボットや搬送機に取り付けられた状態で電源が投入されて回転する場合が多く、現実には、そのようなイナーシャをモータなどに取り付けることは困難な場合が多い。 When determining the detection error correction value for each resolver, for example, a large inertia (inertial body) is attached to the servo motor, and the rotation inertia of the inertia is used to achieve constant rotation without pulsation. Then, during the constant rotation, the actual angle and the detected angle are measured to detect the detection error included in the detected angle, the detected detection error is arranged, and the actual angle and the detected angle are corresponded to the computer memory. Stored as a table. Then, the detection error is actually corrected for the detection angle by the method described above.
Measuring the detection error from the actual angle and the detection angle in a state where there is no rotation fluctuation using the inertia has an advantage in improving the correction accuracy. However, in many cases, the rotational position measurement target motor is rotated with the power on, for example, while attached to a robot or a transporter. In reality, such inertia is attached to the motor or the like. Is often difficult.

特許文献１にはコンピュータによるソフトウェアによる信号処理によるフーリエ変換法のみ開示されている。しかしながら、ソフトウェアによる信号処理では、フーリエ変換処理を始めとし、種々の複雑な演算処理を行うのに処理時間がかかりすぎ、実時間で角度検出対象の角度を検出することができない。したがって、たとえば、高速に回転する回転体、たとえば、モータの回転角度を迅速に検出という用途には適用できない。 Patent Document 1 discloses only a Fourier transform method based on signal processing by software using a computer. However, in the signal processing by software, it takes too much processing time to perform various complicated arithmetic processing including Fourier transform processing, and the angle of the angle detection target cannot be detected in real time. Therefore, for example, it cannot be applied to the use of rapidly detecting the rotation angle of a rotating body that rotates at high speed, for example, a motor.

迅速な演算を実現するため、コンピュータに代えて、仮に高速な演算処理装置、たとえば、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を用いたとしても、実時間の角度検出には適さない。また装置の価格が高価になる。 Even if a high-speed arithmetic processing device such as a digital signal processor (DSP) is used instead of a computer in order to realize a quick calculation, it is not suitable for real-time angle detection. Also, the price of the device becomes expensive.

また、特許文献１に開示されている方法は、１相励磁２出力方式のレゾルバを対象としており、レゾルバからの２つの検出信号を用いるので、特許文献１に開示されている方法を適用するとフーリエ変換などの信号処理が複雑になる。 The method disclosed in Patent Document 1 is intended for a one-phase excitation two-output type resolver, and uses two detection signals from the resolver. Therefore, when the method disclosed in Patent Document 1 is applied, Fourier transform is performed. Signal processing such as conversion becomes complicated.

以上から、上述した課題を克服したレゾルバの角度検出装置の提供が望まれている。
本発明は、個々のレゾルバの検出誤差を正確に補正可能な方法と装置、および、レゾルバ装置を提供する。 From the above, it is desired to provide a resolver angle detection device that overcomes the above-described problems.
The present invention provides a method and apparatus capable of accurately correcting detection errors of individual resolvers, and a resolver apparatus.

検出誤差の補正方法
本発明のレゾルバの角度検出装置における検出誤差の補正方法の基本的な技術思想について述べる。
図４は図２に図解した誤差成分のみを取り出したグラフである。横軸は実角度を示し、縦軸は検出誤差を含む検出角度を示す。
レゾルバにおける検出誤差の要因は、レゾルバ内の巻線のアンバランスや巻線の相互干渉によって発生したものであるから、その成分は再現性があり、個々のレゾルバについて限られた成分に集中する。そのような成分を抽出する方法として、検出角度信号について周波数分析を行う。たとえば、周波数分析として、フーリエ変換を行う。 Detection Error Correction Method The basic technical concept of the detection error correction method in the resolver angle detection apparatus of the present invention will be described.
FIG. 4 is a graph showing only the error component illustrated in FIG. The horizontal axis indicates the actual angle, and the vertical axis indicates the detection angle including the detection error.
The cause of the detection error in the resolver is caused by the unbalance of the windings in the resolver and the mutual interference of the windings. Therefore, the components are reproducible and concentrate on limited components for each resolver. As a method for extracting such components, frequency analysis is performed on the detected angle signal. For example, Fourier transform is performed as frequency analysis.

図５は図４に図解した検出誤差成分をフーリエ変換した結果の例を示すグラフである。横軸は成分次数を示し、縦軸はフーリエ変換した強度（スペクトル）を示す。
レゾルバ固有の検出誤差成分は限られた成分に集中するから、主要次数成分で複製（復元）した信号波形は殆ど、そのレゾルバの誤差の実際の波形と一致する。
このことから、本願発明者は、たとえば、誤差の波形信号を図３を参照して例示したＲＯＭ３８ａなどのテーブルとして持つのではなく、回転角度検出対象の１回転の基本波に対する高調波成分の係数として持つことが可能であることを見いだした。
本発明のレゾルバの角度検出装置およびその方法はかかる知見に基づく。 FIG. 5 is a graph showing an example of the result of Fourier transform of the detection error component illustrated in FIG. The horizontal axis represents the component order, and the vertical axis represents the Fourier-transformed intensity (spectrum).
Since the detection error component inherent to the resolver is concentrated in a limited component, the signal waveform replicated (restored) with the main order component almost coincides with the actual waveform of the resolver error.
Therefore, the present inventor does not have, for example, the error waveform signal as a table such as the ROM 38a illustrated with reference to FIG. 3, but the coefficient of the harmonic component with respect to the fundamental wave of one rotation of the rotation angle detection target. I found it possible to have as.
The resolver angle detection apparatus and method according to the present invention are based on such knowledge.

すなわち、本発明においては、レゾルバの誤差波形がレゾルバ固有の決められたｎ次成分から構成されていることを利用して、また、再現性があることから次の処理を行う。
ａ．誤差を含む角度検出信号から生成した誤差成分を含む速度信号を、好ましくは、速度信号の高周波成分を周波数変換、たとえば、フーリエ変換して複数に分割した各成分ごとの検出誤差の大きさを算出する。
ｂ．算出した検出誤差を合成して、検出した角度信号に含まれる検出誤差を復元した誤差波形信号を生成する。
ｃ．この誤差波形信号を用いて検出誤差を含む角度検出信号を補正する。 That is, in the present invention, the following processing is performed by utilizing the fact that the resolver error waveform is composed of a predetermined n-order component unique to the resolver and because it is reproducible.
a. The velocity signal including the error component generated from the angle detection signal including the error, preferably, the high frequency component of the velocity signal is frequency-converted, for example, Fourier-transformed to calculate the magnitude of the detection error for each component. To do.
b. By combining the calculated detection errors, an error waveform signal in which the detection error included in the detected angle signal is restored is generated.
c. An angle detection signal including a detection error is corrected using the error waveform signal.

ｄ．なお、検出誤差を収束させるため、好ましくは、フーリエ変換の各成分の大きさ（スペクトル）に、ゲイン（利得）を乗じて積算する。
ｅ．収束した各次成分の正弦波および各次成分の余弦波信号を加算して、誤差角度データを算出して推定角度誤差信号とする。 d. In order to converge the detection error, preferably, the magnitude (spectrum) of each component of the Fourier transform is multiplied by a gain (gain) and integrated.
e. The converged sine wave of each order component and the cosine wave signal of each order component are added to calculate error angle data to obtain an estimated angle error signal.

上述した基本思想を実現した本発明によれば、レゾルバにおいて検出された信号から角度信号を検出する角度検出器と、前記検出された角度信号を参照して位置誤差を算出し、位置誤差を微分して速度誤差を算出し、当該速度誤差を周波数分析して各周波数成分ごとの検出誤差を算出し、該算出した検出誤差を合成して推定角度誤差信号を生成する角度誤差推定器と、該生成した推定角度誤差信号を用いて前記検出された角度信号を補正する角度信号補正回路とを有するレゾルバの角度検出装置が提供される。 According to the present invention that realizes the basic idea described above, an angle detector that detects an angle signal from a signal detected by a resolver, a position error is calculated with reference to the detected angle signal, and the position error is differentiated. An angle error estimator that calculates a speed error, performs frequency analysis of the speed error to calculate a detection error for each frequency component, and synthesizes the calculated detection error to generate an estimated angle error signal; An angle detection device for a resolver is provided that includes an angle signal correction circuit that corrects the detected angle signal using a generated estimated angle error signal.

好ましくは、前記角度誤差推定器は、前記周波数分析としてフーリエ変換を行う。 Preferably, the angle error estimator performs a Fourier transform as the frequency analysis.

好ましくは、前記角度誤差推定器は、前記検出された角度信号を参照して位置誤差を算出し、位置誤差を微分して速度誤差を算出するｍ分割角度毎速度データ作成部と、該ｍ分割角度毎速度データ作成部において生成されたｍ分割角度毎速度データについてフーリエ変換を行うフーリエ変換部と、該フーリエ変換部においてフーリエ変換された結果について、各次の成分のフーリエ変換係数を積算して各次係数積算値信号を算出する各次係数積算部と、該各次係数積算部において算出された各次係数積算値信号を合成して前記推定角度誤差信号を作成するｍ分割誤差角度データ作成部とを有する。 Preferably, the angle error estimator calculates a position error with reference to the detected angle signal, differentiates the position error to calculate a speed error, and an m-divided angular velocity data creation unit; A Fourier transform unit that performs Fourier transform on the m-division angle speed data generated by the angle speed data creation unit, and a result of the Fourier transform in the Fourier transform unit, the Fourier transform coefficients of the respective components are integrated. M-division error angle data creation for creating the estimated angle error signal by synthesizing each order coefficient integration value signal calculated in each order coefficient integration unit and each order coefficient integration value signal for calculating each order coefficient integration value signal Part.

さらに好ましくは、前記各次係数積算部において、前記フーリエ変換係数より小さな利得を前記各次の成分のフーリエ変換係数に乗じて、該乗じた値を積算して各次係数積算値信号を算出する。 More preferably, each order coefficient integrating unit multiplies the Fourier transform coefficient of each order component by a gain smaller than the Fourier transform coefficient and integrates the multiplied value to calculate each order coefficient integrated value signal. .

また本発明によれば、レゾルバにおいて検出された信号から角度信号を検出する工程と、前記検出した角度信号から速度信号を検出する工程と、前記検出された角度信号を参照して位置誤差を算出し、位置誤差を微分して速度誤差を算出し、当該速度誤差を周波数分析して各周波数成分ごとの検出誤差を算出し、該算出した検出誤差を合成して推定角度誤差信号を生成する工程と、該生成した推定角度誤差信号を用いて前記角度検出信号を補正する角度信号補正工程とを有するレゾルバの角度検出方法が提供される。 According to the invention, a step of detecting an angle signal from a signal detected by the resolver, a step of detecting a velocity signal from the detected angle signal, and calculating a position error with reference to the detected angle signal. And calculating a speed error by differentiating the position error, frequency-analyzing the speed error to calculate a detection error for each frequency component, and synthesizing the calculated detection errors to generate an estimated angle error signal And an angle signal correction step of correcting the angle detection signal using the generated estimated angle error signal.

さらに本発明によれば、ＳＩＮ巻線と、ＣＯＳ巻線と、ロータ巻線とを有するレゾルバ本体と、前記ＳＩＮ巻線および前記ＣＯＳ巻線にそれぞれ励磁電圧を印加する励磁電圧印加部、または、前記ロータ巻線に励磁電圧を印加する励磁電圧印加部と、前記ロータ巻線から検出された信号、または、前記ＳＩＮ巻線および前記ＣＯＳ巻線から検出された信号に基づいて角度信号を検出し、前記検出された角度信号を参照して位置誤差を算出し、当該位置誤差を微分して速度誤差を算出し、当該速度誤差を周波数分析して各周波数成分ごとの検出誤差を算出し、該算出した検出誤差を合成して推定角度誤差信号を生成し、該生成した推定角度誤差信号を用いて前記角度検出信号を補正する、レゾルバの角度検出装置とを有する、レゾルバ装置が提供される。 Further, according to the present invention, a resolver body having a SIN winding, a COS winding, and a rotor winding, an excitation voltage applying unit that applies an excitation voltage to each of the SIN winding and the COS winding, or An angle signal is detected based on an excitation voltage application unit that applies an excitation voltage to the rotor winding, a signal detected from the rotor winding, or a signal detected from the SIN winding and the COS winding. Calculating a position error with reference to the detected angle signal, differentiating the position error to calculate a speed error, frequency-analyzing the speed error to calculate a detection error for each frequency component, A resolver device comprising: a resolver angle detection device that generates an estimated angle error signal by combining the calculated detection errors, and corrects the angle detection signal using the generated estimated angle error signal. It is.

本発明によれば、位置誤差から求めた速度誤差について周波数分析、たとえば、フーリエ変換を行うことにより、個々のレゾルバの検出誤差を正確に算出することができる。そして、求めた検出誤差を用いて検出された角度信号を補正することにより、正確な角度検出信号を提供できる。 According to the present invention, the detection error of each resolver can be accurately calculated by performing frequency analysis, for example, Fourier transform, on the velocity error obtained from the position error. An accurate angle detection signal can be provided by correcting the detected angle signal using the obtained detection error.

また本発明によれば、レゾルバとこの角度検出装置を設置したサイト（現場）においてレゾルバを回転角度検出対象に取り付けた後でも、レゾルバの検出誤差を簡単に補正することが可能である。 In addition, according to the present invention, it is possible to easily correct the detection error of the resolver even after the resolver is attached to the rotation angle detection target at the site (site) where the resolver and the angle detection device are installed.

図１はレゾルバの概略構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a resolver. 図２はレゾルバの検出誤差を示す例示的なグラフである。FIG. 2 is an exemplary graph showing the detection error of the resolver. 図３は従来の推定角度生成回路の回路構成を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional estimated angle generation circuit. 図４は図２に図解した誤差成分と実角度との関係を図解したグラフである。FIG. 4 is a graph illustrating the relationship between the error component and the actual angle illustrated in FIG. 図５は誤差成分をフーリエ変換した結果の例を示すグラフである。FIG. 5 is a graph showing an example of the result of Fourier transform of the error component. 図６は、本発明の第１実施の形態としてのレゾルバとその角度検出装置の構成図である。FIG. 6 is a configuration diagram of the resolver and its angle detection device as the first embodiment of the present invention. 図７は、図６におけるＳＩＮ巻線およびＣＯＳ巻線に印加されるＳＩＮ巻線電圧およびＣＯＳ巻線電圧を図解したグラフである。FIG. 7 is a graph illustrating the SIN winding voltage and the COS winding voltage applied to the SIN winding and the COS winding in FIG. 図８は図４に示した角度検出器の回路構成図である。FIG. 8 is a circuit diagram of the angle detector shown in FIG. 図９は、図８に図解した角度検出器における、基準波形生成回路の出力信号とコンパレータ回路の出力信号とを示すグラフである。FIG. 9 is a graph showing the output signal of the reference waveform generation circuit and the output signal of the comparator circuit in the angle detector illustrated in FIG. 図１０は図６に図解した速度検出器の回路構成である。FIG. 10 shows a circuit configuration of the speed detector illustrated in FIG. 図１１は図６に図解した第１実施の形態の角度誤差推定器の回路構成図である。FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the angle error estimator of the first embodiment illustrated in FIG. 図１２は、図１１に図解した角度誤差推定器におけるハイパスフィルタ部から出力されるＡＣ成分速度検出信号Ｓ２５と、図６に図解した角度検出器から出力される角度検出信号Ｓ１１とを示すグラフである。FIG. 12 is a graph showing the AC component velocity detection signal S25 output from the high-pass filter unit in the angle error estimator illustrated in FIG. 11 and the angle detection signal S11 output from the angle detector illustrated in FIG. is there. 図１３は、図１１に図解した角度誤差推定器における各次係数積算部の回路構成例を示す図である。FIG. 13 is a diagram illustrating a circuit configuration example of each order coefficient integrating unit in the angle error estimator illustrated in FIG. 11. 図１４は、図１１に図解した角度誤差推定器内のｍ分割誤差データ作成部の回路構成を示す図である。FIG. 14 is a diagram showing a circuit configuration of the m-division error data creation unit in the angle error estimator illustrated in FIG. 図１５は図６に図解した推定角度生成回路の回路構成を示す図である。FIG. 15 is a diagram showing a circuit configuration of the estimated angle generation circuit illustrated in FIG. 図１６は、本発明の第２実施の形態の概要を示すグラフである。FIG. 16 is a graph showing an outline of the second embodiment of the present invention. 図１７は、図１６の拡大図である。FIG. 17 is an enlarged view of FIG. 図１８は図６に図解した第２実施の形態の角度誤差推定器の回路構成図である。FIG. 18 is a circuit configuration diagram of the angle error estimator of the second embodiment illustrated in FIG. 図１９は、本発明の第２実施の形態としてのレゾルバとその角度検出装置の構成図である。FIG. 19 is a configuration diagram of a resolver and its angle detection device as a second embodiment of the present invention.

本発明の実施の形態としてのレゾルバの角度検出装置を添付図面を参照して述べる。 A resolver angle detection device according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.

第１実施の形態
レゾルバとその角度検出装置
図６は本発明の実施の形態としてのレゾルバとその角度検出装置の構成図である。
図６において、レゾルバ本体７は、図１を参照して述べたものと同様、固定子側に機械的に９０度ずれて配設されたＳＩＮ巻線４およびＣＯＳ巻線５と、回転部に配設されたロータ巻線６を有する。 First embodiment
Resolver and its angle detection apparatus FIG. 6 is a block diagram of a resolver and its angle detection apparatus as an embodiment of the present invention.
In FIG. 6, the resolver main body 7 includes a SIN winding 4 and a COS winding 5 that are mechanically shifted by 90 degrees on the stator side, and a rotating portion similar to that described with reference to FIG. It has a rotor winding 6 arranged.

レゾルバは、２相励磁１出力方式と１相励磁２出力方式とが知られている。
２相励磁１相出力方式のレゾルバにおいては、ＳＩＮ巻線４とＣＯＳ巻線５にそれぞれＳＩＮ巻線電圧Ｓ８およびＣＯＳ巻線電圧Ｓ９が印加され、ロータ巻線６から回転角度（または回転位置）検出対象（図示せず）の回転角度（または回転位置）に相当する信号Ｓ６が検出される。
他方、１相励磁２相出力方式のレゾルバにおいては、正弦波電圧がロータ巻線６に印加され、ロータ巻線６と固定子の角度θによって正弦波励磁電圧が振幅変調された電圧がＳＩＮ巻線４とＣＯＳ巻線５とに出力される。 As the resolver, a two-phase excitation one-output method and a one-phase excitation two-output method are known.
In the resolver of the two-phase excitation one-phase output system, the SIN winding voltage S8 and the COS winding voltage S9 are applied to the SIN winding 4 and the COS winding 5, respectively, and the rotation angle (or rotation position) from the rotor winding 6 is applied. A signal S6 corresponding to the rotation angle (or rotation position) of the detection target (not shown) is detected.
On the other hand, in a one-phase excitation two-phase output type resolver, a sine wave voltage is applied to the rotor winding 6, and a voltage obtained by amplitude-modulating the sine wave excitation voltage by the angle θ between the rotor winding 6 and the stator is a SIN winding. Output to line 4 and COS winding 5.

以下、１実施の形態として、２相励磁１出力方式のレゾルバを例示して述べる。
なお、１相励磁２相出力方式のレゾルバは、角度検出器１１からの角度検出信号Ｓ１１の出力方法が異なる他は、下記に述べる内容と同じである。 Hereinafter, a two-phase excitation and one-output type resolver will be exemplified and described as one embodiment.
The one-phase excitation two-phase output type resolver is the same as that described below except that the output method of the angle detection signal S11 from the angle detector 11 is different.

２相励磁１出力方式のレゾルバの角度検出装置１００は、レゾルバ本体７のロータ巻線６が検出したロータ巻線電圧Ｓ６を用いて、ロータ巻線６に接続された回転角度（または回転位置）検出対象、たとえば、ロボットのアームなどの駆動のために回転するモータの軸の回転角度θを検出する。
以下、ロータ巻線６に接続される角度検出対象を、たとえば、ロボットのアームなどを駆動するモータの軸を例示して述べる。
また以下の記述においては、説明を簡単にするため、モータが１方向にのみ回転する場合を例示する。 The two-phase excitation and one-output type resolver angle detection device 100 uses the rotor winding voltage S6 detected by the rotor winding 6 of the resolver body 7 and uses the rotation angle (or rotation position) connected to the rotor winding 6. A rotation angle θ of a shaft of a motor that rotates for driving a detection target, for example, a robot arm is detected.
Hereinafter, an angle detection target connected to the rotor winding 6 will be described by exemplifying a shaft of a motor that drives a robot arm or the like, for example.
Moreover, in the following description, in order to simplify description, the case where a motor rotates only in one direction is illustrated.

角度検出装置１００は、励磁カウンタ１６と、第１励磁電圧発生器８と、第２励磁電圧発生器９と、受信フィルタ回路１０とを有する。
レゾルバの角度検出装置１００はまた、角度検出器１１と、速度検出器１２と、誤差推定器１３と、推定角度生成回路１４とを有する。 The angle detection device 100 includes an excitation counter 16, a first excitation voltage generator 8, a second excitation voltage generator 9, and a reception filter circuit 10.
The resolver angle detection device 100 also includes an angle detector 11, a velocity detector 12, an error estimator 13, and an estimated angle generation circuit 14.

本願明細書において、レゾルバ装置とは、レゾルバ本体７およびレゾルバの角度検出装置１００を総称した装置を言う。
他方、本願明細書において、レゾルバの角度検出装置は、図６に図解したレゾルバ本体７を除く部分、すなわち、励磁カウンタ１６と、第１励磁電圧発生器８と、第２励磁電圧発生器９と、受信フィルタ回路１０と、角度検出器１１と、速度検出器１２と、誤差推定器１３と、推定角度生成回路１４とを含んだものを言う。
ただし、後述した記載から明らかなように、機能的には、レゾルバ本体７を駆動する、励磁カウンタ１６、第１励磁電圧発生器８および第２励磁電圧発生器９をレゾルバ本体７とともに、「レゾルバ」として総称し、レゾルバの角度検出装置からは除くことができる。 In this specification, the resolver device refers to a device that generically refers to the resolver body 7 and the resolver angle detection device 100.
On the other hand, in the specification of the present application, the resolver angle detection device includes portions other than the resolver body 7 illustrated in FIG. 6, that is, an excitation counter 16, a first excitation voltage generator 8, and a second excitation voltage generator 9. A reception filter circuit 10, an angle detector 11, a speed detector 12, an error estimator 13, and an estimated angle generation circuit 14 are included.
However, as will be apparent from the description below, functionally, the excitation counter 16, the first excitation voltage generator 8, and the second excitation voltage generator 9 that drive the resolver body 7 together with the resolver body 7 are “resolver”. And can be excluded from the resolver angle detection device.

励磁カウンタ
励磁カウンタ１６は、第１励磁電圧発生器８および第２励磁電圧発生器９においてＳＩＮ巻線電圧Ｓ８およびＣＯＳ巻線電圧Ｓ９を発生させるためのカウンタ出力パルス信号Ｓ１６を生成する。
励磁カウンタ１６は、レゾルバの角度検出精度（分解能）を規定する所定周波数のクロックパルスを発振するクロックパルス発振器と、そのクロックパルスを計数するカウンタを有しており、当該カウンタで計数したクロックパルスをカウンタ出力パルス信号Ｓ１６として、第１励磁電圧発生器８、第２励磁電圧発生器９および角度検出器１１に出力する。 The excitation counter excitation counter 16 generates a counter output pulse signal S16 for generating the SIN winding voltage S8 and the COS winding voltage S9 in the first excitation voltage generator 8 and the second excitation voltage generator 9.
The excitation counter 16 has a clock pulse oscillator that oscillates a clock pulse of a predetermined frequency that defines the angle detection accuracy (resolution) of the resolver, and a counter that counts the clock pulse. The counter output pulse signal S16 is output to the first excitation voltage generator 8, the second excitation voltage generator 9, and the angle detector 11.

第１励磁電圧発生器、第２励磁電圧発生器
第１励磁電圧発生器８および第２励磁電圧発生器９はそれぞれ、カウンタ出力パルス信号Ｓ１６に基づいて、図７に例示したように、ＳＩＮ巻線４およびＣＯＳ巻線５を励磁するＳＩＮ巻線電圧Ｓ８およびＣＯＳ巻線電圧Ｓ９を発生して、ＳＩＮ巻線４およびＣＯＳ巻線５にそれぞれ印加する。
図７は、ＳＩＮ巻線電圧Ｓ８およびＣＯＳ巻線電圧Ｓ９を図解したグラフである。 As illustrated in FIG. 7, each of the first excitation voltage generator, the second excitation voltage generator, the first excitation voltage generator 8 and the second excitation voltage generator 9 is based on the counter output pulse signal S16. A SIN winding voltage S8 and a COS winding voltage S9 for exciting the line 4 and the COS winding 5 are generated and applied to the SIN winding 4 and the COS winding 5, respectively.
FIG. 7 is a graph illustrating the SIN winding voltage S8 and the COS winding voltage S9.

なお、ＳＩＮ巻線電圧Ｓ８の位相とＣＯＳ巻線電圧Ｓ９の位相は、９０度の位相差があれば、いずれが進んでいてもよい。
また、図７に例示した正弦波に代えて、ＰＷＭ（パルス幅変調）波形とすることもできる。 Note that the phase of the SIN winding voltage S8 and the phase of the COS winding voltage S9 may be advanced as long as there is a phase difference of 90 degrees.
Further, instead of the sine wave illustrated in FIG. 7, a PWM (pulse width modulation) waveform may be used.

たとえば、励磁カウンタ１６における励磁周波数を５ｋＨｚ、カウンタクロック（クロックパルス）の周波数を５０ＭＨｚとした場合、励磁カウンタ１６は２００μｓで、回転角度検出対象の１回転角度範囲、０〜３６０度を表す数値として、”００００”から”９９９９”まで増加するカウンタ出力パルス信号Ｓ１６を出力し、”９９９９”を越えるとリセットされて、再び、”００００”から”９９９９”まで増加するカウンタ出力パルス信号Ｓ１６を出力する。励磁カウンタ１６はこの動作を反復する。 For example, when the excitation frequency in the excitation counter 16 is 5 kHz and the frequency of the counter clock (clock pulse) is 50 MHz, the excitation counter 16 is 200 μs, which is a numerical value representing one rotation angle range, 0 to 360 degrees of the rotation angle detection target. , The counter output pulse signal S16 increasing from “0000” to “9999” is output, reset when “9999” is exceeded, and the counter output pulse signal S16 increasing from “0000” to “9999” is output again. . The excitation counter 16 repeats this operation.

第１励磁電圧発生器８および第２励磁電圧発生器９の具体的な回路例としては、たとえば、リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）を用いた余弦関数発生器および正弦関数発生器として構成し、カウンタ出力パルス信号Ｓ１６をアドレス信号とするＲＯＭを用いたテーブルルックアップ方式でＳＩＮ、ＣＯＳの値を読みだすことができる。
たとえば、カウンタ出力パルス信号Ｓ１６が印加される度に、ＲＯＭを有する第１励磁電圧発生器８はカウンタ出力パルス信号Ｓ１６をｓｉｎαの角度αに相当するアドレス信号としてＲＯＭに入力し、図７に図解した波形のＳＩＮ巻線電圧Ｓ８を生成する。
同様に、カウンタ出力パルス信号Ｓ１６が印加される度に、ＲＯＭを有する第２励磁電圧発生器９はカウンタ出力パルス信号Ｓ１６をｃｏｓαの角度αに相当するアドレス信号としてＲＯＭに入力し、図７に図解した波形のＣＯＳ巻線電圧Ｓ９を生成する。 Specific circuit examples of the first excitation voltage generator 8 and the second excitation voltage generator 9 are configured as a cosine function generator and a sine function generator using a read only memory (ROM), for example, and output from the counter The values of SIN and COS can be read out by a table lookup method using a ROM using the pulse signal S16 as an address signal.
For example, each time the counter output pulse signal S16 is applied, the first excitation voltage generator 8 having the ROM inputs the counter output pulse signal S16 to the ROM as an address signal corresponding to the angle α of sin α, and is illustrated in FIG. The SIN winding voltage S8 having the waveform is generated.
Similarly, every time the counter output pulse signal S16 is applied, the second excitation voltage generator 9 having the ROM inputs the counter output pulse signal S16 to the ROM as an address signal corresponding to the angle α of cos α. A COS winding voltage S9 having the illustrated waveform is generated.

なお、第１励磁電圧発生器８および第２励磁電圧発生器９における関数発生器は、角度αについて０〜３６０度の全てを網羅する必要はなく、４５度または９０度の範囲のｓｉｎαおよびｃｏｓαの値を発生することができればよい。
さらに、ｓｉｎαとｃｏｓαとが位相９０度ずれてはいるが、波形は同じであることを利用して、すなわち、角度を調整することにより、第１励磁電圧発生器８と第２励磁電圧発生器９とを共用することもできる。その結果、第１励磁電圧発生器８および第２励磁電圧発生器９の回路構成は一層簡単になる。 The function generators in the first excitation voltage generator 8 and the second excitation voltage generator 9 do not need to cover all of 0 to 360 degrees with respect to the angle α, and sin α and cos α in the range of 45 degrees or 90 degrees. It is sufficient if the value of can be generated.
Further, the first excitation voltage generator 8 and the second excitation voltage generator are utilized by utilizing the fact that sin α and cos α are 90 degrees out of phase but having the same waveform, that is, by adjusting the angle. 9 can also be shared. As a result, the circuit configuration of the first excitation voltage generator 8 and the second excitation voltage generator 9 is further simplified.

ＳＩＮ巻線４が上述した方法で発生されたＳＩＮ巻線電圧Ｓ８によって励磁され、ＣＯＳ巻線５が上述した方法で発生された第２励磁電圧発生器９によって励磁された状態において、ロータ巻線６に接続された回転角度検出対象、たとえば、モータの回転角度（または回転位置）がロータ巻線６においてロータ巻線電圧Ｓ６として検出されて受信フィルタ回路１０に印加される。 In a state where the SIN winding 4 is excited by the SIN winding voltage S8 generated by the above-described method and the COS winding 5 is excited by the second excitation voltage generator 9 generated by the above-described method, the rotor winding 6, for example, the rotation angle (or rotation position) of the motor is detected as the rotor winding voltage S <b> 6 in the rotor winding 6 and applied to the reception filter circuit 10.

受信フィルタ回路
受信フィルタ回路１０は、ロータ巻線６で検出したロータ巻線電圧Ｓ６に含まれる所定成分の信号、特に、励磁周波数付近の周波数成分を通過させるアナログのフィルタ回路、たとえば、アナログのローパスフィルタまたはアナログのバンドパスフィルタである。
レゾルバ本体７は雑音を含む環境に設置されたり、ロータ巻線電圧Ｓ６の伝送経路に雑音成分が存在し、受信フィルタ回路１０に至るまでにロータ巻線電圧Ｓ６に雑音が重畳されている場合があるから、受信フィルタ回路１０においてそのような雑音成分を除去して、励磁周波数付近の、後述する信号処理に有効な成分を抽出することが望ましい。
このように、受信フィルタ回路１０は、レゾルバの角度検出装置１００の構成に必須の要素ではないが、現実には上記目的を達成するため、設けることが望ましい。 Reception filter circuit The reception filter circuit 10 is an analog filter circuit that passes a signal of a predetermined component included in the rotor winding voltage S6 detected by the rotor winding 6, particularly a frequency component near the excitation frequency, for example, an analog low-pass. Filter or analog bandpass filter.
The resolver body 7 may be installed in an environment including noise, or noise components may exist in the transmission path of the rotor winding voltage S6, and noise may be superimposed on the rotor winding voltage S6 before reaching the reception filter circuit 10. Therefore, it is desirable to remove such a noise component in the reception filter circuit 10 and extract a component effective for signal processing, which will be described later, near the excitation frequency.
As described above, the reception filter circuit 10 is not an essential element in the configuration of the resolver angle detection apparatus 100, but it is actually desirable to provide the reception filter circuit 10 in order to achieve the above object.

角度検出器
角度検出器１１は、受信フィルタ回路１０で雑音を除去した回転角度検出対象の回転位置または角度を示すロータ巻線検出信号Ｓ１０をもとに、励磁カウンタ１６からのカウンタ出力パルス信号Ｓ１６を用いてロータの角度（または回転位置）を検出する。
この詳細は図８を参照して後述する。 Angle detector The angle detector 11 is a counter output pulse signal S16 from the excitation counter 16 based on the rotor winding detection signal S10 indicating the rotation position or angle of the rotation angle detection target from which noise has been removed by the reception filter circuit 10. Is used to detect the rotor angle (or rotational position).
Details of this will be described later with reference to FIG.

速度検出器
速度検出器１２は、角度検出器１１で検出した角度検出信号Ｓ１１からロータ巻線６に接続されているモータの回転速度を検出する。
速度検出器１２の詳細は図１０を参照して後述する。 Speed detector The speed detector 12 detects the rotational speed of the motor connected to the rotor winding 6 from the angle detection signal S11 detected by the angle detector 11.
Details of the speed detector 12 will be described later with reference to FIG.

角度誤差推定器
角度誤差推定器１３は、速度検出器１２で検出した回転速度信号Ｓ１２と、角度検出器１１で検出した角度検出信号Ｓ１１とを用いてロータ巻線６で検出した検出誤差を含むロータの検出角度の内の検出誤差を推定して推定角度誤差信号Ｓ１３を出力する。
角度誤差推定器１３の詳細は図１１を参照して後述する。 Angle Error Estimator The angle error estimator 13 includes a detection error detected by the rotor winding 6 using the rotation speed signal S12 detected by the speed detector 12 and the angle detection signal S11 detected by the angle detector 11. A detection error in the detected angle of the rotor is estimated and an estimated angle error signal S13 is output.
Details of the angle error estimator 13 will be described later with reference to FIG.

推定角度生成回路
推定角度生成回路１４は、角度誤差推定器１３において推定した推定角度誤差信号Ｓ１３を用いて角度検出器１１において検出した角度検出信号Ｓ１１を補正して推定角度検出信号Ｓ１４を生成する。この推定角度検出信号Ｓ１４は検出誤差が補正された正確な角度を示す。
推定角度生成回路１４の詳細は、図１５を参照して述べる。
推定角度検出信号Ｓ１４が、制御対象かつ回転角度検出対象である、たとえば、ロボットのアームを駆動するモータの制御装置に、角度検出信号として出力される。 Estimated Angle Generation Circuit The estimated angle generation circuit 14 corrects the angle detection signal S11 detected by the angle detector 11 using the estimated angle error signal S13 estimated by the angle error estimator 13, and generates an estimated angle detection signal S14. . The estimated angle detection signal S14 indicates an accurate angle in which the detection error is corrected.
Details of the estimated angle generation circuit 14 will be described with reference to FIG.
The estimated angle detection signal S14 is output as an angle detection signal to a control device of a motor that drives a robot arm, for example, which is a control target and a rotation angle detection target.

角度検出器
図８は角度検出器１１の回路構成図である。
角度検出器１１は、基準波形生成回路１７と、ロータ巻線検出信号Ｓ１０が入力されるコンパレータ回路１８と、位相差カウント（計数）回路１９と、カウンタクロック発生器２０とを有し、位相差カウント回路１９から角度検出信号Ｓ１１を出力する。
図９は基準波形生成回路１７の出力信号Ｓ１７とコンパレータ回路１８の出力信号とを示すグラフである。 Angle Detector FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the angle detector 11.
The angle detector 11 includes a reference waveform generation circuit 17, a comparator circuit 18 to which the rotor winding detection signal S10 is input, a phase difference count (count) circuit 19, and a counter clock generator 20, and includes a phase difference. An angle detection signal S11 is output from the count circuit 19.
FIG. 9 is a graph showing the output signal S17 of the reference waveform generation circuit 17 and the output signal of the comparator circuit 18.

基準波形生成回路１７は、励磁カウンタ１６からのカウンタ出力パルス信号Ｓ１６が入力されて回転角度検出対象の１回転の基準波形信号を生成する。具体的には、図９に図示したように、カウンタ出力パルス信号Ｓ１６による励磁周波数の１周期（１周期τ＝１／励磁周波数）でオン・オフする（ハイレベル“Ｈ“とローレベル“Ｌ“とが交互に出力される）基準波形の基準波形信号Ｓ１７を生成する。 The reference waveform generation circuit 17 receives the counter output pulse signal S16 from the excitation counter 16 and generates a reference waveform signal for one rotation whose rotation angle is to be detected. Specifically, as shown in FIG. 9, the signal is turned on / off (high level “H” and low level “L” in one cycle of excitation frequency (1 cycle τ = 1 / excitation frequency) by the counter output pulse signal S16. A reference waveform signal S17 having a reference waveform ("and" are alternately output) is generated.

コンパレータ回路１８は、ロータ巻線電圧Ｓ６が受信フィルタ回路１０を通過したロータ巻線検出信号Ｓ１０が、正から負に変化するとき、およびその逆の負から正に変化するときに通過する「０ボルト」電圧の位置、すなわち、ゼロクロス位置を検出する。コンパレータ回路１８は、たとえば、ロータ巻線検出信号Ｓ１０が正から負に変化したときをローレベル“Ｌ“、ロータ巻線検出信号Ｓ１０が負から正に変化したときをハイレベル“Ｈ“の矩形波に変換して比較結果パルス信号Ｓ１８を生成する。 The comparator circuit 18 passes “0” when the rotor winding detection signal S10, through which the rotor winding voltage S6 has passed through the reception filter circuit 10, changes from positive to negative and vice versa. The position of the “volt” voltage, that is, the zero cross position is detected. The comparator circuit 18 is, for example, a low level “L” when the rotor winding detection signal S10 changes from positive to negative, and a high level “H” when the rotor winding detection signal S10 changes from negative to positive. The comparison result pulse signal S18 is generated by converting into a wave.

カウンタクロック発生器２０は、基準波形信号Ｓ１７と比較結果パルス信号Ｓ１８との位相差を検出するための分解能を持つクロック信号Ｓ２０を生成して位相差カウント回路１９に出力する。 The counter clock generator 20 generates a clock signal S20 having a resolution for detecting a phase difference between the reference waveform signal S17 and the comparison result pulse signal S18 and outputs the clock signal S20 to the phase difference count circuit 19.

位相差カウント回路１９は、カウンタクロック発生器２０からのクロック信号Ｓ２０に基づいて、基準波形信号Ｓ１７と比較結果パルス信号Ｓ１８との位相差αを検出して（図９）、位相差αを示す角度検出信号Ｓ１１として出力する。
たとえば、位相差カウント回路１９は、基準波形信号Ｓ１７からの立ち上がり時点からクロック信号Ｓ２０を計数し、比較結果パルス信号Ｓ１８の立ち上がり時点でクロック信号Ｓ２０の計数を停止する。位相差カウント回路１９におけるこの計数値が位相差αを示し、この位相差αが回転角度検出対象の検出すべき回転角度に相当しており、ロータ巻線６の固定子との角度θに相当する。 The phase difference count circuit 19 detects the phase difference α between the reference waveform signal S17 and the comparison result pulse signal S18 based on the clock signal S20 from the counter clock generator 20 (FIG. 9), and indicates the phase difference α. Output as an angle detection signal S11.
For example, the phase difference count circuit 19 counts the clock signal S20 from the rising point from the reference waveform signal S17, and stops counting the clock signal S20 at the rising point of the comparison result pulse signal S18. This count value in the phase difference count circuit 19 indicates the phase difference α, and this phase difference α corresponds to the rotation angle to be detected of the rotation angle detection target and corresponds to the angle θ with the stator of the rotor winding 6. To do.

たとえば、励磁カウンタ１６における励磁周波数が５ｋＨｚで、カウンタクロック発生器２０のクロック信号Ｓ２０の周波数が５０ＭＨｚの場合、励磁カウンタ１６について上述したように、”００００”から”９９９９”で０〜３６０度に対応しているから、たとえば、位相差カウント回路１９のカウント値が「２４９９」の場合は角度θは９０度となる。 For example, when the excitation frequency in the excitation counter 16 is 5 kHz and the frequency of the clock signal S20 of the counter clock generator 20 is 50 MHz, as described above with respect to the excitation counter 16, “0000” to “9999” is 0 to 360 degrees. For example, when the count value of the phase difference count circuit 19 is “2499”, the angle θ is 90 degrees.

速度検出器１２
図１０は速度検出器１２の回路構成である。
速度検出器１２は、１サンプリングディレイ回路２３と、減算回路２４とで構成されている。
速度は、位置または角度を微分する、または、位置または角度を差分することにより求めることができる。速度検出器１２はこの方法により位置または角度を微分して速度を検出する。
１サンプリングディレイ回路２３は角度検出信号Ｓ１１を１サンプリング時間遅延する。減算回路２４は、今回の角度検出信号Ｓ１１と１サンプリングディレイ回路２３を経由した１サンプリング遅延された前回の角度検出信号Ｓ１１との差分を算出する。この差分演算により、角度検出信号Ｓ１１の速度に相当する信号、すなわち、速度検出信号Ｓ１２が得られる。
１サンプリングディレイ回路２３における、角度検出信号Ｓ１１を１サンプリング時間遅延することは、実際は、たとえば、前回の角度検出信号Ｓ１１を保存しておき、今回の演算にその保存結果を利用することを意味しており、１サンプリングディレイ回路２３はメモリあるいはレジスタなどで構成される。 Speed detector 12
FIG. 10 shows a circuit configuration of the speed detector 12.
The speed detector 12 includes a 1 sampling delay circuit 23 and a subtraction circuit 24.
The velocity can be determined by differentiating the position or angle or by subtracting the position or angle. The speed detector 12 differentiates the position or angle by this method to detect the speed.
The one sampling delay circuit 23 delays the angle detection signal S11 by one sampling time. The subtraction circuit 24 calculates the difference between the current angle detection signal S11 and the previous angle detection signal S11 delayed by one sampling via the one sampling delay circuit 23. By this difference calculation, a signal corresponding to the speed of the angle detection signal S11, that is, a speed detection signal S12 is obtained.
To delay the angle detection signal S11 by one sampling time in the one sampling delay circuit 23 actually means, for example, that the previous angle detection signal S11 is stored and the stored result is used for the current calculation. The one sampling delay circuit 23 includes a memory or a register.

角度誤差推定器１３
図１１は角度誤差推定器１３の回路構成図である。
角度誤差推定器１３は、上述した検出誤差の補正方法についての基本思想に従って、すなわち、レゾルバの角度検出誤差波形がレゾルバ固有の決められたｎ次成分から構成されていることを利用して、検出された誤差を含む角度信号から生成した検出誤差を含む速度信号を周波数分析、たとえば、フーリエ変換処理して複数に分割した各成分ごとの検出誤差の大きさを算出し、算出した検出誤差を合成してロータ巻線電圧Ｓ６に含まれる検出誤差を復元して、誤差波形信号を生成する。
なお、検出誤差を収束させるため、好ましくは、フーリエ変換の各成分の大きさ（スペクトル）に、ゲイン（利得）を乗じて積算する。収束した各次成分の正弦波および各次成分の余弦波を加算して、誤差角度データを算出して推定角度誤差信号とする。
生成したこの誤差波形信号が、後述する推定角度生成回路１４において、ロータ巻線６および角度検出器１１で検出された角度検出信号を補正するための推定角度誤差信号Ｓ１３である。 Angular error estimator 13
FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the angle error estimator 13.
The angle error estimator 13 is detected in accordance with the basic concept of the detection error correction method described above, that is, by utilizing the fact that the resolver angle detection error waveform is composed of a predetermined n-order component unique to the resolver. The velocity signal including the detection error generated from the angle signal including the generated error is subjected to frequency analysis, for example, Fourier transform processing to calculate the magnitude of the detection error for each component divided into a plurality of components and synthesize the calculated detection error Then, the detection error included in the rotor winding voltage S6 is restored, and an error waveform signal is generated.
In order to converge the detection error, preferably, the magnitude (spectrum) of each component of the Fourier transform is multiplied by a gain (gain) and integrated. The converged sine wave of each order component and the cosine wave of each order component are added to calculate error angle data to obtain an estimated angle error signal.
The generated error waveform signal is an estimated angle error signal S13 for correcting the angle detection signal detected by the rotor winding 6 and the angle detector 11 in the estimated angle generation circuit 14 described later.

角度誤差推定器１３の詳細を述べる。
角度誤差推定器１３は、ハイパスフィルタ部２５と、ｍ分割角度毎速度リップルデータ作成部２６と、フーリエ変換部２７と、各次係数積算部２８と、ｍ分割誤差データ作成部２９とを有する。
図１２はハイパスフィルタ部２５から出力されるＡＣ成分速度検出信号Ｓ２５と、角度検出信号Ｓ１１とを示すグラフである。図１２において横軸は角度を示し、縦軸はそれぞれの角度領域における信号の振幅を示す。
図１２において、角度検出信号Ｓ１１は、０度から３６０度に向かって増加し、３６０度に達すると０にリセットされ、再び、０度から３６０度に向かって増加する鋸歯状の信号として図解されている。 Details of the angle error estimator 13 will be described.
The angle error estimator 13 includes a high-pass filter unit 25, an m-divided angular velocity ripple data creating unit 26, a Fourier transform unit 27, each order coefficient integrating unit 28, and an m-divided error data creating unit 29.
FIG. 12 is a graph showing the AC component velocity detection signal S25 and the angle detection signal S11 output from the high-pass filter unit 25. In FIG. 12, the horizontal axis indicates the angle, and the vertical axis indicates the amplitude of the signal in each angle region.
In FIG. 12, the angle detection signal S11 increases from 0 degrees to 360 degrees, is reset to 0 when it reaches 360 degrees, and is illustrated again as a sawtooth signal that increases from 0 degrees to 360 degrees. ing.

ハイパスフィルタ部２５は速度検出器１２から入力された検出誤差成分を含む速度検出信号Ｓ１２のうち高周波成分、すなわち、ＡＣ成分を通過させたＡＣ成分速度検出信号Ｓ２５を生成する。
ハイパスフィルタ部２５は、たとえば、アナログのハイパスフィルタ部２５である。 The high-pass filter unit 25 generates an AC component speed detection signal S25 through which a high-frequency component, that is, an AC component, is passed in the speed detection signal S12 including the detection error component input from the speed detector 12.
The high pass filter unit 25 is, for example, an analog high pass filter unit 25.

ｍ分割角度毎速度リップルデータ作成部２６は、角度検出器１１から入力された角度検出信号Ｓ１１とＡＣ成分速度検出信号Ｓ２５とを入力して、図１２に例示した、０度から３６０度に変化する角度検出信号Ｓ１１に基づいて、検出誤差成分を含むＡＣ成分速度検出信号Ｓ２５を複数領域、たとえば、ｍ領域に分割し、分割した各領域毎のＡＣ成分速度検出信号Ｓ２５の速度リップル（変動）値を算出して、ｍ分割角度毎速度リップルデータＳ２６として出力する。
なお、同じ領域で何回もサンプリングできる場合は、その平均値を用いて、精度を高めることができる。 The m-divided angular velocity ripple data creation unit 26 receives the angle detection signal S11 and the AC component velocity detection signal S25 input from the angle detector 11, and changes from 0 degrees to 360 degrees illustrated in FIG. On the basis of the detected angle detection signal S11, the AC component speed detection signal S25 including the detection error component is divided into a plurality of areas, for example, m areas, and the speed ripple (variation) of the AC component speed detection signal S25 for each divided area. The value is calculated and output as velocity ripple data S26 for each m-divided angle.
Note that, when sampling can be performed many times in the same region, the accuracy can be increased by using the average value.

フーリエ変換部２７は、ｍ分割角度毎速度リップルデータ作成部２６において生成されたｍ分割角度毎速度リップルデータＳ２６についてフーリエ変換を行い、各次数の成分を求める。
一般的なフーリエ変換を下記の式（１−１）〜（１−４）に示す。 The Fourier transform unit 27 performs Fourier transform on the m-divided angle velocity ripple data S26 generated by the m-divided angle velocity ripple data creation unit 26 to obtain components of respective orders.
A general Fourier transform is shown in the following formulas (1-1) to (1-4).

ｍ分割角度毎速度リップルデータ作成部２６において０〜３６０度の角度範囲をｍ領域に分割した場合のフーリエ変換は、下記式（２−１）〜（２−４）で表すことができる。 The Fourier transform when the angle range of 0 to 360 degrees is divided into m regions in the m-divided angular velocity ripple data creation unit 26 can be expressed by the following equations (2-1) to (2-4).

角度の波形を示す信号をｆ_１（ｋ）とすると、角度ｆ_１（ｋ）を微分したその速度波形を示す信号ｆｆ_１ ’ （ｋ）は下記式で表すことができる。 When a signal indicating an angle waveform is f ₁ (k), a signal ff ₁ ′ (k) indicating a velocity waveform obtained by differentiating the angle f ₁ (k) can be expressed by the following equation.

ｍ分割角度毎速度リップルデータ作成部２６において生成した速度波形信号ｆ ’ （ｋ）についてのｍ分割角度毎速度リップルデータＳ２６のフーリエ変換式ｆ2 （ｋ）を下記式（４−１）で定義する。 The Fourier transform equation f2 (k) of the velocity ripple data S26 for each m-divided angle for the velocity waveform signal f '(k) generated in the m-divided-angle-specific velocity ripple data creation unit 26 is defined by the following equation (4-1). .

式（３−１）と式（４−１）との係数を比較すると、下記式（５−１）〜（５−４）となる。 When the coefficients of Equation (3-1) and Equation (4-1) are compared, the following Equations (5-1) to (5-4) are obtained.

最終的には、各係数は下記式（６−１）、（６−２）で表すことができる。 Finally, each coefficient can be expressed by the following formulas (6-1) and (6-2).

フーリエ変換部２７は、速度波形信号ｆ_１ ’ （ｋ）についてのｍ分割角度毎速度リップルデータＳ２６について上述した演算を行い、式（６−１）、（６−２）で示されたｎ次成分の係数ａ_ｎ、ｂ_ｎを有するフーリエ変換係数Ｓ２７として出力する。
すなわち、フーリエ変換部２７は、速度波形信号ｆ_１ ’ （ｋ）についてのｍ分割角度毎速度リップルデータＳ２６について、式（６−１）、（６−２）の演算を行う。 The Fourier transform unit 27 performs the above-described calculation on the velocity ripple data S26 for each m-divided angle with respect to the velocity waveform signal f ₁ ′ (k), and the n-th order represented by the equations (6-1) and (6-2). This is output as a Fourier transform coefficient S27 having component coefficients a _n and b _n .
That is, the Fourier transform unit 27 performs the calculations of Equations (6-1) and (6-2) for the velocity ripple data S26 for each m-divided angle for the velocity waveform signal f ₁ ′ (k).

フーリエ変換部２７として、式（６−１）、（６−２）におけるＳＩＮ、ＣＯＳの演算は、コンピュータを用いたソフトウェア信号処理としてそのまま行うことができる。
なお、フーリエ変換部２７におけるフーリエ変換は、主要次数成分について処理すればよく、全ての周波数範囲について行う必要はない。その結果、フーリエ変換部２７、および、フーリエ変換部２７以降の処理回路の構成は簡単になり、信号処理時間も短縮される。
また、フーリエ変換部２７におけるフーリエ変換処理としては、たとえば、乗算処理を極力減らして演算処理速度を向上させる、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）技術を適用することができる。 As the Fourier transform unit 27, the calculation of SIN and COS in the equations (6-1) and (6-2) can be performed as it is as software signal processing using a computer.
Note that the Fourier transform in the Fourier transform unit 27 only needs to be processed for the main order component, and does not need to be performed for the entire frequency range. As a result, the configurations of the Fourier transform unit 27 and the processing circuits after the Fourier transform unit 27 are simplified, and the signal processing time is shortened.
Further, as the Fourier transform process in the Fourier transform unit 27, for example, a fast Fourier transform (FFT) technique that reduces the multiplication process as much as possible to improve the arithmetic processing speed can be applied.

他方、演算時間を短縮するため、そして、簡便に実現するため、コンピュータを用いたソフトウェア演算は行わず、たとえば、第１励磁電圧発生器８および第２励磁電圧発生器９について述べたと同様、関数発生器の１例としてのリードオンリーメモリ（ＲＯＭ）に正弦波関数と余弦波関数としてテーブルにし、角度パラメータをＲＯＭのアドレス信号として用いて、テーブルルックアップ方式で式（６−１）、（６−２）におけるＳＩＮ、ＣＯＳの値を生成することができる。 On the other hand, in order to shorten the calculation time and to realize it simply, software calculation using a computer is not performed. For example, as described for the first excitation voltage generator 8 and the second excitation voltage generator 9, A table as a sine wave function and a cosine wave function is stored in a read only memory (ROM) as an example of a generator, and the angle parameters are used as an address signal of the ROM, and the equations (6-1) and (6) The value of SIN and COS in -2) can be generated.

各次係数積算部２８
図１３は各次係数積算部２８の回路構成例を示す図である。
各次係数積算部２８はフーリエ変換部２７において得られた各次数を積算する。
各次係数積算部２８は、利得（ゲイン）乗算器３０と、加算器３２と、１サンプリングディレイ回路３１とを有する。
利得乗算器３０は、フーリエ変換係数Ｓ２７として出力されたフーリエ変換によって得られたｎ次成分のフーリエ変換係数に利得（ゲイン）Ｒｇを乗ずる。
なお、利得Ｒｇは、本実施の形態においては、検出誤差を収束させるため、１より小さな値とする。利得Ｒｇは、ノイズやばらつきを平均化して検出誤差が収束していくように、状態に合わせて調整することが望ましい。 Each coefficient integration unit 28
FIG. 13 is a diagram illustrating a circuit configuration example of each order coefficient integrating unit 28.
Each order coefficient accumulating unit 28 accumulates each order obtained in the Fourier transform unit 27.
Each order coefficient accumulating unit 28 includes a gain multiplier 30, an adder 32, and a one sampling delay circuit 31.
The gain multiplier 30 multiplies a gain (gain) Rg by the Fourier transform coefficient of the n-order component obtained by the Fourier transform output as the Fourier transform coefficient S27.
In the present embodiment, the gain Rg is set to a value smaller than 1 in order to converge the detection error. The gain Rg is desirably adjusted according to the state so that the detection error converges by averaging noise and variation.

加算器３２と１サンプリングディレイ回路３１とで積分回路を構成している。例えば、１サンプリングディレイ回路３１は前回の値を保持しているメモリまたはレジスタとして構成され、加算器３２において利得乗算器３０からの今回の出力値と、１サンプリングディレイ回路３１からの前回の加算器３２とを加算することにより、利得乗算器３０からの結果を積分する。
このようにして得られたｎ次の各係数の積算値を含む各次係数積算値信号Ｓ２８が、ｍ分割誤差データ作成部２９に出力される。 The adder 32 and the one sampling delay circuit 31 constitute an integrating circuit. For example, the 1 sampling delay circuit 31 is configured as a memory or a register that holds the previous value, and the adder 32 outputs the current output value from the gain multiplier 30 and the previous adder from the 1 sampling delay circuit 31. By adding 32, the result from the gain multiplier 30 is integrated.
Each order coefficient integrated value signal S28 including the integrated value of each nth order coefficient obtained in this way is output to the m-division error data creation unit 29.

ｍ分割誤差角度データ作成部２９
図１４はｍ分割誤差角度データ作成部２９の回路構成を示す図である。
ｍ分割誤差角度データ作成部２９は、ｍ分割ＳＩＮ成分波形生成部３３ａと、ｍ分割ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂと、加算器３４とを有する。
ｍ分割ＳＩＮ成分波形生成部３３ａは、各次係数積算部２８から出力される各次係数積算値信号Ｓ２８に含まれるｎ次成分の係数積算値に対応して設けられたｎ個のｍ分割ｎ次ＳＩＮ成分波形生成部、たとえば、ｍ分割１次ＳＩＮ成分波形生成部３３ａ−１、ｍ分割２次ＳＩＮ成分波形生成部３３ａ−２〜ｍ分割ｎ次ＳＩＮ成分波形生成部３３ａ−ｎを有する。
ｍ分割ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂは、各次係数積算部２８から出力される各次係数積算値信号Ｓ２８に含まれるｎ次成分の係数積算値に対応して設けられたｎ個のｍ分割ｎ次ＣＯＳ成分波形生成部、すなわち、ｍ分割１次ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂ−１、ｍ分割２次ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂ−２〜ｍ分割ｎ次ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂ−ｎを有する。 m division error angle data creation unit 29
FIG. 14 is a diagram showing a circuit configuration of the m-divided error angle data creation unit 29.
The m-division error angle data creation unit 29 includes an m-division SIN component waveform generation unit 33a, an m-division COS component waveform generation unit 33b, and an adder 34.
The m-divided SIN component waveform generation unit 33a includes n m-divided n units provided corresponding to coefficient integration values of n-th order components included in each order coefficient integration value signal S28 output from each order coefficient integration unit 28. The SIN component waveform generation unit includes, for example, an m-division primary SIN component waveform generation unit 33a-1 and an m-division secondary SIN component waveform generation unit 33a-2 to an m-division n-order SIN component waveform generation unit 33a-n.
The m-division COS component waveform generation unit 33b includes n m-division n divisions provided corresponding to coefficient integration values of n-th order components included in each order coefficient integration value signal S28 output from each order coefficient integration unit 28. It has an order COS component waveform generation unit, that is, an m-division primary COS component waveform generation unit 33b-1, an m-division secondary COS component waveform generation unit 33b-2 to an m-division n-order COS component waveform generation unit 33b-n.

ｍ分割ＳＩＮ成分波形生成部３３ａにおいて、図１２に図解したように回転角度検出対象の１回転、０〜３６０度の角度範囲がｍ領域に分割された各領域について下記に述べる信号処理を行う。
ｍ分割１次ＳＩＮ成分波形生成部３３ａ−１においては各次係数積分値信号Ｓ２８に含まれる１次成分のフーリエ変換係数積算値を用いて１次のＳＩＮ成分の波形信号を生成する。
ｍ分割２次ＳＩＮ成分波形生成部３３ａ−２においては各次係数積分値信号Ｓ２８に含まれる２次成分のフーリエ変換係数積算値を用いて２次のＳＩＮ成分の波形信号を生成する。
以下同様に、ｍ分割ｎ次ＳＩＮ成分波形生成部３３ａ−ｎにおいては各次係数積分値信号Ｓ２８に含まれるｎ次成分のフーリエ変換係数積算値を用いてｎ次のＳＩＮ成分の波形信号を生成する。 In the m-divided SIN component waveform generation unit 33a, as illustrated in FIG. 12, signal processing described below is performed for each region obtained by dividing one rotation of the rotation angle detection target and an angle range of 0 to 360 degrees into m regions.
The m-divided primary SIN component waveform generation unit 33a-1 generates a waveform signal of the primary SIN component using the Fourier transform coefficient integrated value of the primary component included in each order coefficient integrated value signal S28.
The m-divided secondary SIN component waveform generation unit 33a-2 generates a secondary SIN component waveform signal using the Fourier transform coefficient integrated value of the secondary component included in each of the secondary coefficient integrated value signals S28.
Similarly, the m-divided nth-order SIN component waveform generation unit 33a-n generates a waveform signal of an nth-order SIN component using the Fourier transform coefficient integrated value of the nth-order component included in each order coefficient integral value signal S28. To do.

ｍ分割ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂにおいても、図１２に図解したように回転角度検出対象の１回転、０〜３６０度の角度範囲がｍ領域に分割された各領域について下記に述べる信号処理を行う。
ｍ分割１次ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂ−１においては各次係数積分値信号Ｓ２８に含まれる１次成分のフーリエ変換係数積算値を用いて１次のＣＯＳ成分の波形信号を生成する。
ｍ分割２次ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂ−２においては各次係数積分値信号Ｓ２８に含まれる２次成分のフーリエ変換係数積算値を用いて２次のＣＯＳ成分の波形信号を生成する。
以下、同様に、ｍ分割ｎ次ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂ−ｎにおいては各次係数積分値信号Ｓ２８に含まれるｎ次成分のフーリエ変換係数積算値を用いてｎ次のＣＯＳ成分の波形信号を生成する。 Also in the m-divided COS component waveform generation unit 33b, the signal processing described below is performed for each region obtained by dividing one rotation of the rotation angle detection target and the angle range of 0 to 360 degrees into m regions as illustrated in FIG. .
The m-divided primary COS component waveform generator 33b-1 generates a waveform signal of the primary COS component using the Fourier transform coefficient integrated value of the primary component included in each order coefficient integrated value signal S28.
The m-divided secondary COS component waveform generation unit 33b-2 generates a waveform signal of the secondary COS component using the Fourier transform coefficient integrated value of the secondary component included in each of the secondary coefficient integrated value signals S28.
Similarly, in the m-divided n-order COS component waveform generation unit 33b-n, the waveform signal of the n-th order COS component is obtained using the Fourier transform coefficient integrated value of the n-order component included in each order coefficient integral value signal S28. Generate.

ｍ分割ＳＩＮ成分波形生成部３３ａにおいて求めたｍ分割領域各々の領域について１次〜ｎ次ＳＩＮ成分波形信号と、同様に、ｍ分割ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂにおいて求めたｍ分割領域各々の領域について１次〜ｎ次ＣＯＳ成分波形信号とが加算器３４において加算されて、検出誤差を復元した、推定角度誤差信号Ｓ１３として生成される。 For each of the m-divided areas obtained by the m-divided SIN component waveform generation unit 33a, similarly to the primary to n-th order SIN component waveform signals, similarly, for each of the m-divided areas obtained by the m-divided COS component waveform generation unit 33b. The first-order to n-th order COS component waveform signals are added by the adder 34 to generate an estimated angle error signal S13 in which the detection error is restored.

角度誤差推定器１３の全体動作
図１１〜図１４を参照して述べた、角度検出器１１で検出した角度検出信号Ｓ１１と、速度検出器１２で検出した回転速度信号Ｓ１２とを用いて推定角度誤差信号Ｓ１３を生成する角度誤差推定器１３の全体動作を整理して述べる。
ハイパスフィルタ部２５において検出誤差を含む速度検出信号Ｓ１２のＡＣ成分を通過させたＡＣ成分速度検出信号Ｓ２５を生成し、ｍ分割角度毎速度リップルデータ作成部２６において角度検出信号Ｓ１１に基づいて検出誤差を含むＡＣ成分速度検出信号Ｓ２５をｍ領域に分割してｍ分割角度毎速度リップルデータＳ２６を生成する。
フーリエ変換部２７において、検出誤差を含むｍ分割角度毎速度リップルデータＳ２６をフーリエ変換して、フーリエ変換係数Ｓ２７を生成する。
各次係数積算部２８がフーリエ変換係数Ｓ２７に含まれる各次数のフーリエ変換係数を積分して、各次係数積算値信号Ｓ２８を算出する。
ｍ分割誤差角度データ作成部２９が各次係数積算値信号Ｓ２８を合成して推定角度誤差信号Ｓ１３を生成する。 Overall Operation of Angle Error Estimator 13 Estimated angle using angle detection signal S11 detected by angle detector 11 and rotational speed signal S12 detected by speed detector 12 described with reference to FIGS. The overall operation of the angle error estimator 13 that generates the error signal S13 will be summarized and described.
The high-pass filter unit 25 generates an AC component velocity detection signal S25 that passes the AC component of the velocity detection signal S12 including the detection error, and the m-divided angular velocity ripple data creation unit 26 detects the detection error based on the angle detection signal S11. The AC component velocity detection signal S25 including is divided into m regions to generate velocity ripple data S26 for m division angles.
In the Fourier transform unit 27, m-division angle velocity ripple data S26 including a detection error is Fourier transformed to generate a Fourier transform coefficient S27.
Each order coefficient integration unit 28 integrates each order Fourier transform coefficient included in the Fourier transform coefficient S27 to calculate each order coefficient integration value signal S28.
The m-divided error angle data creation unit 29 synthesizes each order coefficient integrated value signal S28 and generates an estimated angle error signal S13.

推定角度生成回路１４
図１５は推定角度生成回路１４の回路構成を示す図である。
推定角度生成回路１４は、角度検出器１１から出力される検出誤差を含んでいる角度検出信号Ｓ１１を、角度誤差推定器１３から出力される推定角度誤差信号Ｓ１３で補正して推定角度検出信号Ｓ１４を生成する。
推定角度生成回路１４は、テーブル番号取得部３５と、誤差角度データ参照部３６と、減算部３７とを有する。 Estimated angle generation circuit 14
FIG. 15 is a diagram showing a circuit configuration of the estimated angle generation circuit 14.
The estimated angle generation circuit 14 corrects the angle detection signal S11 including the detection error output from the angle detector 11 with the estimated angle error signal S13 output from the angle error estimator 13, and estimates the detected angle detection signal S14. Is generated.
The estimated angle generation circuit 14 includes a table number acquisition unit 35, an error angle data reference unit 36, and a subtraction unit 37.

誤差角度データ参照部３６は、メモリとして構成され、このメモリ内に誤差角度データ格納部３６ａが設けられており（規定されており）、この誤差角度データ格納部３６ａに角度誤差推定器１３で生成した推定角度誤差信号Ｓ１３を格納する。
テーブル番号取得部３５は、角度検出信号Ｓ１１から誤差角度データ格納部３６ａに格納された推定角度誤差信号Ｓ１３を読み出すためのアドレス信号Ｓ３５を生成する。
誤差角度データ参照部３６は、アドレス信号Ｓ３５に基づいて誤差角度データ格納部３６ａから対応する誤差角度データＳ３６を読みだす。
減算部３７は、角度検出信号Ｓ１１から誤差角度データＳ３６を減じて角度検出信号Ｓ１１を補正し、推定角度検出信号Ｓ１４を生成する。なお、減算器３７に代えて、加算器を用いて、角度検出信号Ｓ１１に誤差角度データＳ３６を加算して角度検出信号Ｓ１１を補正することもできる。 The error angle data reference unit 36 is configured as a memory, and an error angle data storage unit 36a is provided (defined) in the memory, and is generated by the angle error estimator 13 in the error angle data storage unit 36a. The estimated angle error signal S13 is stored.
The table number acquisition unit 35 generates an address signal S35 for reading the estimated angle error signal S13 stored in the error angle data storage unit 36a from the angle detection signal S11.
The error angle data reference unit 36 reads the corresponding error angle data S36 from the error angle data storage unit 36a based on the address signal S35.
The subtracting unit 37 corrects the angle detection signal S11 by subtracting the error angle data S36 from the angle detection signal S11, and generates an estimated angle detection signal S14. Note that the angle detection signal S11 can be corrected by adding the error angle data S36 to the angle detection signal S11 using an adder instead of the subtractor 37.

以上の処理により、図２を参照して述べた大きな検出誤差を含む角度検出信号Ｓ１１の検出誤差が補正された精度の高い角度検出信号が得られる。 Through the above processing, a highly accurate angle detection signal in which the detection error of the angle detection signal S11 including the large detection error described with reference to FIG. 2 is corrected is obtained.

上述したレゾルバの角度検出装置１００における、角度検出器１１、速度検出器１２、角度誤差推定器１３を用いた処理動作は、通常、ロータ巻線に回転角度検出対象を取り付け、レゾルバと角度検出装置１００とを結合した初期状態のみ行われる。
角度誤差推定器１３は比較的処理時間のかかるフーリエ変換部２７を含むが、実時間で角度を検出するより前の事前処理であるので、実際に角度を補正する上で処理時間的な負担とはならない。
回転角度検出対象の角度を実時間で得るとき、図６に示した推定角度生成回路１４において、上述して得られた推定角度誤差信号Ｓ１３を用いて角度検出信号Ｓ１１を補正するだけであるから、実時間に対応できる。すなわち、本発明の実施の形態のレゾルバの角度検出装置によれば、実時間で精度のよい角度（または回転位置）信号を提供することができる。すなわち、実時間で誤差角度データＳ３６を生成することができ、それを用いて実時間で回転角度検出対象の角度センサとして使用することができる。
このように、本実施の形態は、特許文献１に記載された技術では得られない、実時間で精度のよい角度検出が可能である。 The processing operation using the angle detector 11, the speed detector 12, and the angle error estimator 13 in the above-described resolver angle detection device 100 is usually performed by attaching a rotation angle detection target to the rotor winding, and the resolver and the angle detection device. Only the initial state of combining 100 is performed.
The angle error estimator 13 includes a Fourier transform unit 27 that takes a relatively long processing time. However, since the angle error estimator 13 is a pre-processing prior to detecting an angle in real time, it is a processing time burden in actually correcting the angle. Must not.
When the rotation angle detection target angle is obtained in real time, the estimated angle generation circuit 14 shown in FIG. 6 only corrects the angle detection signal S11 using the estimated angle error signal S13 obtained above. Can handle real time. That is, according to the resolver angle detection device of the embodiment of the present invention, an accurate angle (or rotational position) signal can be provided in real time. In other words, the error angle data S36 can be generated in real time, and can be used as an angle sensor for rotation angle detection in real time.
As described above, the present embodiment is capable of accurate angle detection in real time, which cannot be obtained by the technique described in Patent Document 1.

さらに、出荷後のサイト（現場）で、レゾルバ本体７を回転角度検出対象に取り付けた後、簡単に検出誤差を補正することができる。 Furthermore, after the resolver body 7 is attached to the rotation angle detection target at the site (site) after shipment, the detection error can be easily corrected.

以上から、レゾルバの角度検出装置１００を、サーボモータの角度センサとして堅牢なレゾルバを用いた場合でも、利用者が実機の運転において検出誤差を補正することが可能となる。 From the above, even when the resolver angle detection device 100 uses a robust resolver as the angle sensor of the servo motor, the user can correct the detection error in the operation of the actual machine.

なお、本実施の形態として、好適な例として、フーリエ変換部２７において、フーリエ変換を用いた場合について例示しているが、一般的には、フーリエ変換部２７に代えて、広く周波数分析技術を適用することができる。
そのような周波数分析技術としては、たとえば、離散コサイン変換など演算時間を短縮した公知の技術を適用することができる。 As a preferred example, the Fourier transform unit 27 uses a Fourier transform as a preferred example, but in general, a frequency analysis technique is widely used instead of the Fourier transform unit 27. Can be applied.
As such a frequency analysis technique, for example, a known technique with a shortened calculation time, such as discrete cosine transform, can be applied.

以上、２相励磁１出力方式のレゾルバ装置を例示したが、本発明は１相励磁２出力方式のレゾルバ装置についても適用できる。
１相励磁２出力方式のレゾルバ装置においては、図６において、正弦波励磁電圧がロータ巻線６に印加されて、ロータ巻線６と固定子の角度θによって正弦波励磁電圧が振幅変調された電圧が、ＳＩＮ巻線４およびＣＯＳ巻線５で検出される。
１相励磁２出力方式のレゾルバにおいて、ＳＩＮ巻線４およびＣＯＳ巻線５で検出された信号から、角度信号を検出する方法は、公知の方法、たとえば、特許文献１に記載された方法と同様の方法で行うことができる。
検出した角度検出信号Ｓ１１から速度検出信号Ｓ１２を生成する方法以下の方法および装置構成は、上述したと同じである。
そのようにして推定角度誤差信号Ｓ１３を算出し、その推定角度誤差信号Ｓ１３を用いて検出角度を補正することにより、１相励磁２出力方式のレゾルバについても、精度の高い角度信号を、実時間で提供することができる。 The two-phase excitation and one-output type resolver device has been exemplified above, but the present invention can also be applied to a one-phase excitation and two-output type resolver device.
In the one-phase excitation two-output type resolver device, the sine wave excitation voltage is applied to the rotor winding 6 in FIG. 6 and the amplitude of the sine wave excitation voltage is modulated by the angle θ between the rotor winding 6 and the stator. A voltage is detected at the SIN winding 4 and the COS winding 5.
In a one-phase excitation two-output type resolver, a method for detecting an angle signal from signals detected by the SIN winding 4 and the COS winding 5 is the same as a known method, for example, the method described in Patent Document 1. It can be done by the method.
Method for Generating Speed Detection Signal S12 from Detected Angle Detection Signal S11 The following method and apparatus configuration are the same as described above.
By calculating the estimated angle error signal S13 in this way and correcting the detected angle using the estimated angle error signal S13, a highly accurate angle signal can be obtained in real time even for a one-phase excitation two-output type resolver. Can be offered at.

また、上記実施の形態は、２極レゾルバについて述べたが、たとえば、機械的１回転で１回や４回転などの電気角が変化する「多極レゾルバ」に適用することもできる。この場合も、上記同様に、モータ１回転をｍ分割して使用する。 Moreover, although the said embodiment described the bipolar resolver, it can also be applied, for example, to a “multipolar resolver” in which the electrical angle changes once or four times with one mechanical rotation. In this case as well, one rotation of the motor is divided into m and used as described above.

また、検出した信号を保持する電子回路がバッテリィバックアップされていて、検出角度の絶対値が保持されている場合は、電源を投入するたびに、誤差推定を行う必要はない。 If the electronic circuit that holds the detected signal is backed up by the battery and the absolute value of the detected angle is held, there is no need to estimate the error every time the power is turned on.

上述した本実施の形態の回路構成は、既存の比較的簡単な構成の回路を組み合わせることによって実現できる。したがって、レゾルバの角度検出装置１００を実現することは容易であり、規模を大きくすることなく、低価格で製造することができる。 The circuit configuration of the present embodiment described above can be realized by combining existing relatively simple circuits. Therefore, it is easy to realize the resolver angle detection device 100, and the resolver angle detection device 100 can be manufactured at low cost without increasing the scale.

第２実施の形態
本発明の第２実施の形態について述べる。
第２実施の形態は、上述した第１実施の形態を改良したものである。
図１３に図解したｍ分割角度毎速度リップルデータ作成部２６は、角度検出器１１から入力された角度検出信号Ｓ１１とＡＣ成分速度検出信号Ｓ２５とを入力して、図１１に例示した、０度から３６０度に変化する角度検出信号Ｓ１１に基づいて、検出誤差成分を含むＡＣ成分速度検出信号Ｓ２５を複数領域、たとえば、ｍ領域に分割し、分割した各領域毎のＡＣ成分速度検出信号Ｓ２５の速度リップル（変動）値を算出して、ｍ分割角度毎速度リップルデータＳ２６として出力する。
しかしながら、角度検出信号Ｓ１１とＡＣ成分速度検出信号Ｓ２５とを用いて速度リップル値を求めると、速度リップル値が変動し、周期関数とならず、フーリエ変換部２７において正確にフーリエ変換処理ができない場合が生ずることがある。
第２実施の形態はこの不具合を改善する。 Second Embodiment A second embodiment of the present invention will be described.
The second embodiment is an improvement of the first embodiment described above.
The m-divided angular velocity ripple data creation unit 26 illustrated in FIG. 13 receives the angle detection signal S11 and the AC component velocity detection signal S25 input from the angle detector 11, and has the 0 degree illustrated in FIG. Based on the angle detection signal S11 changing from 360 to 360 degrees, the AC component speed detection signal S25 including the detection error component is divided into a plurality of areas, for example, m areas, and the AC component speed detection signal S25 for each divided area is A velocity ripple (variation) value is calculated and output as velocity ripple data S26 for each m-divided angle.
However, when the velocity ripple value is obtained using the angle detection signal S11 and the AC component velocity detection signal S25, the velocity ripple value fluctuates and does not become a periodic function, and the Fourier transform unit 27 cannot accurately perform the Fourier transform process. May occur.
The second embodiment improves this problem.

第２実施の形態において、速度リップルデータは、図１６に図解したように、位置理想値直線４１と角度検出データＳ１１との差から求めた位置誤差４０を微分して求める。
図１７は、図１６の拡大図を示す。 In the second embodiment, the speed ripple data is obtained by differentiating the position error 40 obtained from the difference between the position ideal value straight line 41 and the angle detection data S11 as illustrated in FIG.
FIG. 17 shows an enlarged view of FIG.

角度誤差推定器
第２実施の形態において、角度誤差推定器１３Ａは、角度検出器１１で検出した角度検出信号Ｓ１１を用いてロータ巻線６で検出した検出誤差を含む検出角度の内の検出誤差を推定して推定角度誤差信号Ｓ１３Ａを出力する。
第２実施の形態の角度誤差推定器１３Ａの詳細は図１８を参照して述べる。
図１８に図解した角度誤差推定器１３Ａは、ｍ分割角度毎速度リップルデータ作成部２６Ａと、フーリエ変換部２７Ａと、各次係数積算部２８と、ｍ分割誤差データ作成部２９とを有する。
図１１に図解した角度誤差推定器１３と対比すると、図１８に図解した角度誤差推定器１３Ａは、ハイパスフィルタ部２５を有さず、速度検出データＳ１２を用いない。 In the second embodiment of the angle error estimator, the angle error estimator 13A is a detection error among detection angles including a detection error detected by the rotor winding 6 using the angle detection signal S11 detected by the angle detector 11. And an estimated angle error signal S13A is output.
Details of the angle error estimator 13A of the second embodiment will be described with reference to FIG.
The angle error estimator 13A illustrated in FIG. 18 includes an m-divided angular velocity ripple data creating unit 26A, a Fourier transform unit 27A, each order coefficient accumulating unit 28, and an m-divided error data creating unit 29.
In contrast to the angle error estimator 13 illustrated in FIG. 11, the angle error estimator 13A illustrated in FIG. 18 does not have the high-pass filter unit 25 and does not use the speed detection data S12.

レゾルバの角度検出装置
したがって、第２実施の形態のレゾルバの角度検出装置１００Ａは、図１９に図解したように、速度検出器１２を有せず、速度検出器１２から速度検出信号Ｓ１２が角度誤差推定器１３Ａに入力されない構成となる。 Resolver Angle Detection Device Accordingly, the resolver angle detection device 100A of the second embodiment does not have the speed detector 12 as illustrated in FIG. 19, and the speed detection signal S12 from the speed detector 12 has an angular error. The configuration is such that it is not input to the estimator 13A.

ｍ分割角度毎速度リップルデータ作成部２６Ａは、角度検出器１１から入力された角度検出信号Ｓ１１を入力して、位置誤差信号Ｓ２６Ａを求める。
図１７に図解のように、位置理想値４１は、角度検出信号Ｓ１１のデータ１点を始点として、１サンプリング毎に進む理論パルス数４１ａをサンプリング毎に加算した値である。ｍ分割角度毎速度リップルデータ作成部２６Ａにおいて位置理想値４１を算出する。
ｍ分割角度毎速度リップルデータ作成部２６Ａにおいて、位置理想値４１は０以上で（ｍ−１）以下の制限を設け、理想位置値４１と角度検出信号Ｓ１１との差を求めて位置誤差４０を求め、さらに、位置誤差４０を微分して速度リップル信号Ｓ２６Ａを求める。
なお、この実施の形態においては、ｍ分割した検出位置がゼロクロスした直後の角度検出信号Ｓ１１を初期値とした。 The m-divided angular velocity ripple data creation unit 26A receives the angle detection signal S11 input from the angle detector 11 and obtains the position error signal S26A.
As illustrated in FIG. 17, the ideal position value 41 is a value obtained by adding the number of theoretical pulses 41a that progresses every sampling from the data of the angle detection signal S11 to the starting point. The ideal position value 41 is calculated in the velocity ripple data creation unit 26A for each m-divided angle.
In the velocity ripple data creation unit 26A for each m-divided angle, the position ideal value 41 is set to a limit of 0 to (m−1) and a difference between the ideal position value 41 and the angle detection signal S11 is obtained to obtain the position error 40. Further, the velocity error signal S26A is obtained by differentiating the position error 40.
In this embodiment, the angle detection signal S11 immediately after the zero-crossing of the detection position divided by m is set as the initial value.

位置誤差４０を微分して速度リップル信号Ｓ２６Ａを求める回路例としては、図１０に図解した速度検出器１２と同様の回路構成をとることができる。すなわち、位置誤差４０を１サンプリングディレーして、１サンプリングディレーした位置誤差と、元の位置誤差４０とを加算する。 As a circuit example for differentiating the position error 40 to obtain the speed ripple signal S26A, a circuit configuration similar to that of the speed detector 12 illustrated in FIG. 10 can be employed. That is, the position error 40 is delayed by one sampling, and the position error obtained by one sampling delay and the original position error 40 are added.

フーリエ変換部２７Ａは、ｍ分割角度毎速度リップルデータ作成部２６Ａにおいて生成された位置誤差を微分したｍ分割角度毎速度リップルデータＳ２６Ａについてフーリエ変換を行い、各次数の成分を求める。
このとき、検出角度誤差波形を式（２１）の関数ｆ（ｘ）とすることにより、各計数
は、式（２２）〜（２−４）で表すことができる。
このように、フーリエ変換部２７Ａを上述した算出式に変更することにより、フーリエ変換処理を行う。
すなわち、フーリエ変換部２７Ａは、リップルデータＳ２６Ａについて、式（６−１）、（６−２）の演算を行う。 The Fourier transform unit 27A performs Fourier transform on the m-divided angle velocity ripple data S26A obtained by differentiating the position error generated in the m-divided angle velocity ripple data creation unit 26A, and obtains components of respective orders.
At this time, each count can be expressed by Expressions (22) to (2-4) by using the detected angle error waveform as a function f (x) of Expression (21).
Thus, the Fourier transform process is performed by changing the Fourier transform unit 27A to the above-described calculation formula.
That is, the Fourier transform unit 27A performs the calculations of equations (6-1) and (6-2) for the ripple data S26A.

フーリエ変換部２７Ａとして、式（６−１）、（６−２）におけるＳＩＮ、ＣＯＳの演算はコンピュータを用いたソフトウェア信号処理としてそのまま行うことができる。
なお、フーリエ変換部２７Ａにおけるフーリエ変換は、主要次数成分について処理すればよく、全ての周波数範囲について行う必要はない。その結果、フーリエ変換部２７、および、フーリエ変換部２７以降の処理回路の構成は簡単になり、信号処理時間も短縮される。
また、フーリエ変換部２７Ａにおけるフーリエ変換処理としては、たとえば、乗算処理を極力減らして演算処理速度を向上させて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）技術を適用することができる。 As the Fourier transform unit 27A, the operations of SIN and COS in the equations (6-1) and (6-2) can be performed as they are as software signal processing using a computer.
Note that the Fourier transform in the Fourier transform unit 27A only needs to be processed for the main order component, and does not need to be performed for the entire frequency range. As a result, the configurations of the Fourier transform unit 27 and the processing circuits after the Fourier transform unit 27 are simplified, and the signal processing time is shortened.
Further, as the Fourier transform process in the Fourier transform unit 27A, for example, a fast Fourier transform (FFT) technique can be applied by reducing the multiplication process as much as possible to improve the calculation processing speed.

各次係数積算部２８は、図１３に図解した、利得（ゲイン）乗算器３０と、加算器３２と、１サンプリングディレイ回路３１とを有し、フーリエ変換部２７において得られた各次数を積算する。
利得乗算器３０は、フーリエ変換係数Ｓ２７として出力されたフーリエ変換によって得られたｎ次成分のフーリエ変換係数に利得（ゲイン）Ｒｇを乗ずる。なお、利得Ｒｇは、本実施の形態においては、検出誤差を収束させるため、１より小さな値とする。また、利得Ｒｇは、ノイズやばらつきを平均化して検出誤差が収束していくように、状態に合わせて調整することが望ましい。
加算器３２と１サンプリングディレイ回路３１とで積分回路を構成している。例えば、１サンプリングディレイ回路３１は前回の値を保持しているメモリまたはレジスタとして構成され、加算器３２において利得乗算器３０からの今回の出力値と、１サンプリングディレイ回路３１からの前回の加算器３２とを加算することにより、利得乗算器３０からの結果を積分する。
このようにして得られたｎ次の各係数の積算値を含む各次係数積算値信号Ｓ２８が、ｍ分割誤差データ作成部２９に出力される。 Each order coefficient accumulating unit 28 includes a gain multiplier 30, an adder 32, and a one sampling delay circuit 31 illustrated in FIG. 13, and accumulates each order obtained in the Fourier transform unit 27. To do.
The gain multiplier 30 multiplies a gain (gain) Rg by the Fourier transform coefficient of the n-order component obtained by the Fourier transform output as the Fourier transform coefficient S27. In the present embodiment, the gain Rg is set to a value smaller than 1 in order to converge the detection error. The gain Rg is desirably adjusted according to the state so that the detection error converges by averaging noise and variation.
The adder 32 and the one sampling delay circuit 31 constitute an integrating circuit. For example, the 1 sampling delay circuit 31 is configured as a memory or a register that holds the previous value, and the adder 32 outputs the current output value from the gain multiplier 30 and the previous adder from the 1 sampling delay circuit 31. By adding 32, the result from the gain multiplier 30 is integrated.
Each order coefficient integrated value signal S28 including the integrated value of each nth order coefficient obtained in this way is output to the m-division error data creation unit 29.

ｍ分割誤差角度データ作成部２９は、図１４に図解したように、ｍ分割ＳＩＮ成分波形生成部３３ａと、ｍ分割ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂと、加算器３４とを有する。
ｍ分割ＳＩＮ成分波形生成部３３ａは、各次係数積算部２８から出力される各次係数積算値信号Ｓ２８に含まれるｎ次成分の係数積算値に対応して設けられたｎ個のｍ分割ｎ次ＳＩＮ成分波形生成部、たとえば、ｍ分割１次ＳＩＮ成分波形生成部３３ａ−１、ｍ分割２次ＳＩＮ成分波形生成部３３ａ−２〜ｍ分割ｎ次ＳＩＮ成分波形生成部３３ａ−ｎを有する。
同様に、ｍ分割ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂは、各次係数積算部２８から出力される各次係数積算値信号Ｓ２８に含まれるｎ次成分の係数積算値に対応して設けられたｎ個のｍ分割ｎ次ＣＯＳ成分波形生成部、すなわち、ｍ分割１次ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂ−１、ｍ分割２次ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂ−２〜ｍ分割ｎ次ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂ−ｎを有する。 As illustrated in FIG. 14, the m-divided error angle data creation unit 29 includes an m-divided SIN component waveform generation unit 33 a, an m-divided COS component waveform generation unit 33 b, and an adder 34.
The m-divided SIN component waveform generation unit 33a includes n m-divided n units provided corresponding to coefficient integration values of n-th order components included in each order coefficient integration value signal S28 output from each order coefficient integration unit 28. The SIN component waveform generation unit includes, for example, an m-division primary SIN component waveform generation unit 33a-1 and an m-division secondary SIN component waveform generation unit 33a-2 to an m-division n-order SIN component waveform generation unit 33a-n.
Similarly, the m-division COS component waveform generation unit 33b includes n number of components provided corresponding to coefficient integration values of n-th order components included in each order coefficient integration value signal S28 output from each order coefficient integration unit 28. m-divided n-order COS component waveform generator, that is, m-divided primary COS component waveform generator 33b-1, m-divided secondary COS component waveform generator 33b-2 to m-divided n-order COS component waveform generator 33b-n Have

以上のようにして、ｍ分割ＳＩＮ成分波形生成部３３ａにおいて求めたｍ分割領域各々の領域について１次〜ｎ次ＳＩＮ成分波形信号と、同様に、ｍ分割ＣＯＳ成分波形生成部３３ｂにおいて求めたｍ分割領域各々の領域について１次〜ｎ次ＣＯＳ成分波形信号とが加算器３４において加算されて、検出誤差を復元した、推定角度誤差信号Ｓ１３として生成される。 As described above, for each of the m-divided areas obtained by the m-divided SIN component waveform generation unit 33a, similarly to the first to n-th order SIN component waveform signals, similarly to m obtained by the m-divided COS component waveform generation unit 33b. The first to n-th order COS component waveform signals are added in the adder 34 for each of the divided areas, and are generated as an estimated angle error signal S13 in which the detection error is restored.

第２実施の形態の角度誤差推定器１３Ａの全体動作を整理して述べる。
ｍ分割角度毎速度リップルデータ作成部２６Ａにおいて角度検出信号Ｓ１１に基づいて基準位置４０に対する位置誤差を微分したｍ分割角度毎速度リップルデータＳ２６Ａを生成する。
フーリエ変換部２７Ａにおいて、ｍ分割角度毎速度リップルデータＳ２６Ａをフーリエ変換して、フーリエ変換係数Ｓ２７を生成する。
各次係数積算部２８がフーリエ変換係数Ｓ２７に含まれる各次数のフーリエ変換係数を積分して、各次係数積算値信号Ｓ２８を算出する。
ｍ分割誤差角度データ作成部２９が各次係数積算値信号Ｓ２８を合成して推定角度誤差信号Ｓ１３を生成する。 The overall operation of the angle error estimator 13A of the second embodiment will be described in an organized manner.
The m-divided angular velocity ripple data creating unit 26A generates m-divided angular velocity ripple data S26A obtained by differentiating the position error with respect to the reference position 40 based on the angle detection signal S11.
In the Fourier transform unit 27A, the m-divided angular velocity ripple data S26A is Fourier transformed to generate a Fourier transform coefficient S27.
Each order coefficient integration unit 28 integrates each order Fourier transform coefficient included in the Fourier transform coefficient S27 to calculate each order coefficient integration value signal S28.
The m-divided error angle data creation unit 29 synthesizes each order coefficient integrated value signal S28 and generates an estimated angle error signal S13.

以上の処理により、大きな検出誤差を含む角度検出信号Ｓ１１の検出誤差が補正され、第１実施の形態によりも、精度の高い角度検出信号が得ることができる。 Through the above processing, the detection error of the angle detection signal S11 including a large detection error is corrected, and a highly accurate angle detection signal can be obtained also by the first embodiment.

上述したレゾルバの角度検出装置１００Ａにおける、角度検出器１１、速度検出器１２、角度誤差推定器１３を用いた処理動作は、通常、ロータ巻線に回転角度検出対象を取り付け、レゾルバと角度検出装置１００とを結合した初期状態のみ行われる。
角度誤差推定器１３は比較的処理時間のかかるフーリエ変換部２７Ａを含むが、実時間で角度を検出するより前の事前処理であるので、実際に角度を補正する上で処理時間的な負担とはならない。
回転角度検出対象の角度を実時間で得るとき、推定角度生成回路１４において、上述して得られた推定角度誤差信号Ｓ１３を用いて角度検出信号Ｓ１１を補正するだけであるから、実時間に対応できる。
このように、本発明の第２実施の形態のレゾルバの角度検出装置によれば、実時間で精度のよい角度（または回転位置）信号を提供することができる。すなわち、実時間で誤差角度データＳ３６を生成することができ、それを用いて実時間で回転角度検出対象の角度センサとして使用することができる。 The processing operation using the angle detector 11, the speed detector 12, and the angle error estimator 13 in the above-described resolver angle detection device 100A is usually performed by attaching a rotation angle detection target to the rotor winding, and the resolver and angle detection device. Only the initial state of combining 100 is performed.
The angle error estimator 13 includes a Fourier transform unit 27A that takes a relatively long processing time. However, since the angle error estimator 13 is a pre-processing prior to detecting the angle in real time, the processing time is burdened in actually correcting the angle. Must not.
When the rotation angle detection target angle is obtained in real time, the estimated angle generation circuit 14 only corrects the angle detection signal S11 using the estimated angle error signal S13 obtained as described above. it can.
Thus, according to the resolver angle detection apparatus of the second embodiment of the present invention, an accurate angle (or rotational position) signal can be provided in real time. In other words, the error angle data S36 can be generated in real time, and can be used as an angle sensor for rotation angle detection in real time.

さらに、出荷後のサイトで、レゾルバ本体７を回転角度検出対象に取り付けた後、簡単に検出誤差を補正することができる。
以上から、レゾルバの角度検出装置１００Ａを、サーボモータの角度センサとして堅牢なレゾルバを用いた場合でも、利用者が実機の運転において検出誤差を補正することが可能となる。 Further, after the resolver body 7 is attached to the rotation angle detection target at the site after shipment, the detection error can be easily corrected.
From the above, even when the resolver angle detection device 100A uses a robust resolver as the angle sensor of the servo motor, the user can correct the detection error in the operation of the actual machine.

なお、第２実施の形態として、好適な例として、フーリエ変換部２７Ａにおいて、フーリエ変換を用いた場合について例示しているが、一般的には、フーリエ変換部２７Ａに代えて、広く周波数分析技術を適用することができる。
そのような周波数分析技術としては、たとえば、離散コサイン変換など演算時間を短縮した公知の技術を適用することができる。 As a preferred example of the second embodiment, a case where Fourier transform is used in the Fourier transform unit 27A is illustrated, but in general, the frequency transform technique is widely used instead of the Fourier transform unit 27A. Can be applied.
As such a frequency analysis technique, for example, a known technique with a shortened calculation time, such as discrete cosine transform, can be applied.

以上、第１および第２実施の形態として、２相励磁１出力方式のレゾルバ装置を例示したが、本発明は１相励磁２出力方式のレゾルバ装置についても適用でき、１相励磁２出力方式のレゾルバについても、精度の高い角度信号を、実時間で提供することができる。 As described above, the two-phase excitation and one-output type resolver device is exemplified as the first and second embodiments. However, the present invention can also be applied to a one-phase excitation and two-output type resolver device. As for the resolver, a highly accurate angle signal can be provided in real time.

また、上述した電子回路がバッテリィバックアップされていて、検出角度の絶対値が保持されている場合は、電源を投入するたびに、誤差推定を行う必要はない。 Further, when the above-described electronic circuit is battery-backed up and the absolute value of the detected angle is held, it is not necessary to perform error estimation every time the power is turned on.

上述した本実施の形態の回路構成は、既存の比較的簡単な構成の回路を組み合わせることによって実現できる。したがって、本実施の形態のレゾルバの角度検出装置１００、１００Ａを実現することは容易であり、規模を大きくすることなく、低価格で製造することができる。 The circuit configuration of the present embodiment described above can be realized by combining existing relatively simple circuits. Therefore, it is easy to realize the angle detection devices 100 and 100A of the resolver of the present embodiment, and it can be manufactured at a low price without increasing the scale.

上述した実施の形態は、例示であり、本発明のレゾルバの角度検出装置の実施に際しては、例示した上記回路構成に限定されないことは自明である。
したがって、本発明の上述した技術思想を適用した種々の変形態様を当業者はとることができるが、そのような変形態様も本願発明に含まれる。 The above-described embodiment is an exemplification, and it is obvious that the embodiment of the resolver angle detection device of the present invention is not limited to the above-described circuit configuration.
Accordingly, those skilled in the art can take various modified embodiments to which the above-described technical idea of the present invention is applied, and such modified embodiments are also included in the present invention.

７…レゾルバ本体
４…ＳＩＮ巻線、５…ＣＯＳ巻線、６…ロータ巻線、Ｓ６…ロータ巻線電圧
１００：１００Ａ…レゾルバの角度検出装置
８…第１励磁電圧発生器、Ｓ８…ＳＩＮ巻線電圧
９…第２励磁電圧発生器、Ｓ９…ＣＯＳ巻線電圧
１０…受信フィルタ回路、
１１…角度検出器、
１７…基準波形生成回路、Ｓ１７…基準波形信号
１８…コンパレータ回路、Ｓ１８…比較結果パルス信号
１９…位相差カウント回路、
２０…カウンタクロック発生器、Ｓ２０…クロック信号
１２…速度検出器１２
２３…１サンプリングディレイ回路、
２４…減算回路、
１３、１３Ａ…角度誤差推定器、Ｓ１３…推定角度誤差信号、
２５…ハイパスフィルタ部、
２６、２６Ａ…ｍ分割角度毎速度リップルデータ作成部、
２７、２７Ａ…フーリエ変換部、Ｓ２７…フーリエ変換係数
２８…各次係数積算部、Ｓ２８…各次係数積算値信号
３０…利得（ゲイン）乗算器、
３１…１サンプリングディレイ回路、
３２…加算器、
２９…ｍ分割誤差角度データ作成部、Ｓ２９…ｍ分割誤差角度データ
３３ａ…ｍ分割ＳＩＮ成分波形生成部、
３３ｂ…ｍ分割ＣＯＳ成分波形生成部、
３４…加算器、
１４…推定角度生成回路、Ｓ１４…推定角度検出信号、
３５…テーブル番号取得部、
３６…誤差角度データ参照部、
３６ａ…誤差角度データテーブル、
３７…減算部。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 7 ... Resolver body 4 ... SIN winding, 5 ... COS winding, 6 ... Rotor winding, S6 ... Rotor winding voltage 100: 100A ... Resolver angle detection device 8 ... First excitation voltage generator, S8 ... SIN winding Line voltage 9 ... second excitation voltage generator, S9 ... COS winding voltage 10 ... receiving filter circuit,
11 ... An angle detector,
17: Reference waveform generation circuit, S17: Reference waveform signal
18: Comparator circuit, S18: Comparison result pulse signal
19: Phase difference count circuit,
20 ... counter clock generator, S20 ... clock signal 12 ... speed detector 12
23 ... 1 sampling delay circuit,
24. Subtraction circuit,
13, 13A ... angle error estimator, S13 ... estimated angle error signal,
25 ... high-pass filter section,
26, 26A ... m-divided angle speed ripple data creation unit,
27, 27A ... Fourier transform unit, S27 ... Fourier transform coefficient
28: Each order coefficient integration unit, S28: Each order coefficient integration value signal
30: Gain multiplier,
31 ... 1 sampling delay circuit,
32 ... adder,
29: m division error angle data creation unit, S29: m division error angle data
33a ... m-division SIN component waveform generation unit,
33b ... m-division COS component waveform generation unit,
34. Adder,
14 ... Estimated angle generation circuit, S14 ... Estimated angle detection signal,
35 ... Table number acquisition unit,
36 ... Error angle data reference section,
36a ... Error angle data table,
37: Subtraction unit.

Claims

レゾルバにおいて検出された信号から角度信号を検出する角度検出器と、
前記検出された角度信号を参照して位置誤差を算出し、当該位置誤差を微分して速度誤
差信号を算出し、当該速度誤差信号を周波数分析して各周波数成分ごとの検出誤差を算出
し、算出した検出誤差を合成して推定角度誤差信号を生成する角度誤差推定器と、
前記生成した推定角度誤差信号を用いて前記検出された角度信号を補正する角度信号補
正回路と
を有する、レゾルバの角度検出装置。 An angle detector for detecting an angle signal from the signal detected in the resolver;
A position error is calculated with reference to the detected angle signal, a speed error signal is calculated by differentiating the position error, a frequency analysis is performed on the speed error signal to calculate a detection error for each frequency component, An angle error estimator that synthesizes the calculated detection errors to generate an estimated angle error signal;
An angle detection device for a resolver, comprising: an angle signal correction circuit that corrects the detected angle signal using the generated estimated angle error signal.

前記角度誤差推定器は、前記周波数分析としてフーリエ変換を行う、
請求項１に記載のレゾルバの角度検出装置。 The angle error estimator performs a Fourier transform as the frequency analysis.
The resolver angle detection device according to claim 1.

前記角度誤差推定器は、
位置理想値と、前記検出された角度信号を参照して位置誤差を算出し、当該位置誤差を
微分して速度誤差信号を算出して速度リップルを作成する、ｍ分割角度毎速度データ作成
部と、
前記ｍ分割角度毎速度データ作成部において生成されたｍ分割角度毎速度データについ
てフーリエ変換を行うフーリエ変換部と、
該フーリエ変換部においてフーリエ変換された結果について、各次の成分のフーリエ変
換係数を積算して各次係数積算値信号を算出する各次係数積算部と、
該各次係数積算部において算出された各次係数積算値信号を合成して前記推定角度誤差
信号を作成するｍ分割誤差角度データ作成部と
を有する、
請求項２に記載のレゾルバの角度検出装置。 The angular error estimator is
A position error is calculated by referring to an ideal position value and the detected angle signal, and a speed error signal is calculated by differentiating the position error to generate a speed error signal; ,
A Fourier transform unit that performs a Fourier transform on the m-divided angle velocity data generated in the m-divided angle velocity data creation unit;
For each result obtained by performing Fourier transform in the Fourier transform unit, each order coefficient summation unit that sums up Fourier transform coefficients of each order component to calculate each order coefficient sum value signal;
An m-division error angle data creation unit that creates the estimated angle error signal by synthesizing the respective order coefficient integration value signals calculated in the respective order coefficient integration units;
The resolver angle detection device according to claim 2.

前記各次係数積算部において、前記フーリエ変換係数より小さな利得を前記各次の成分
のフーリエ変換係数に乗じて、該乗じた値を積算して各次係数積算値信号を算出する、
請求項３に記載のレゾルバの角度検出装置。 In each order coefficient integration unit, a gain smaller than the Fourier transform coefficient is multiplied by the Fourier transform coefficient of each order component, and the multiplied value is integrated to calculate each order coefficient integrated value signal.
The resolver angle detection device according to claim 3.

レゾルバにおいて検出された信号から角度信号を検出する工程と、
前記検出された角度信号を参照して位置誤差を算出し、当該位置誤差を微分して速度誤
差信号を算出し、当該速度誤差信号を周波数分析して各周波数成分ごとの検出誤差を算出
し、算出した検出誤差を合成して推定角度誤差信号を生成する工程と、
該生成した推定角度誤差信号を用いて前記検出された角度信号を補正する角度信号補正
工程と
を有するレゾルバの角度検出方法。 Detecting an angle signal from the signal detected in the resolver;
A position error is calculated with reference to the detected angle signal, a speed error signal is calculated by differentiating the position error, a frequency analysis is performed on the speed error signal to calculate a detection error for each frequency component, Synthesizing the calculated detection errors to generate an estimated angle error signal;
An angle signal correction step of correcting the detected angle signal using the generated estimated angle error signal.

ＳＩＮ巻線と、ＣＯＳ巻線と、ロータ巻線とを有するレゾルバ本体と、
前記ＳＩＮ巻線および前記ＣＯＳ巻線にそれぞれ励磁電圧を印加する励磁電圧印加部、
または、前記ロータ巻線に励磁電圧を印加する励磁電圧印加部と、
前記ロータ巻線から検出された信号、または、前記ＳＩＮ巻線および前記ＣＯＳ巻線か
ら検出された信号から角度信号を検出する角度検出器と、
前記検出された角度信号を参照して位置誤差を算出し、当該位置誤差を微分して速度誤
差信号を算出し、当該速度誤差信号を周波数分析して各周波数成分ごとの検出誤差を算出
し、算出した検出誤差を合成して推定角度誤差信号を生成する角度誤差推定器と、
前記生成した推定角度誤差信号を用いて前記検出された角度信号を補正する角度信号補
正回路と
を有するレゾルバ装置。 A resolver body having a SIN winding, a COS winding, and a rotor winding;
An excitation voltage application unit for applying an excitation voltage to each of the SIN winding and the COS winding;
Or an excitation voltage application unit for applying an excitation voltage to the rotor winding;
An angle detector for detecting an angle signal from a signal detected from the rotor winding or a signal detected from the SIN winding and the COS winding;
A position error is calculated with reference to the detected angle signal, a speed error signal is calculated by differentiating the position error, a frequency analysis is performed on the speed error signal to calculate a detection error for each frequency component, An angle error estimator that synthesizes the calculated detection errors to generate an estimated angle error signal;
A resolver device comprising: an angle signal correction circuit that corrects the detected angle signal using the generated estimated angle error signal.