JP2012143112A

JP2012143112A - Switching power supply apparatus

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Publication number: JP2012143112A
Application number: JP2011001141A
Authority: JP
Inventors: Masayasu Tomiyama; 正康富山
Original assignee: Canon Inc
Current assignee: Canon Inc
Priority date: 2011-01-06
Filing date: 2011-01-06
Publication date: 2012-07-26

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a switching power supply apparatus that is configured to improve conversion efficiency in power supply at light loads, and can overcome a short-term load increase without changing the size of its transformer.SOLUTION: A flyback converter operating in a discontinuous conduction mode comprises a transformer having a primary winding, an auxiliary winding and multiple secondary windings, a switching element having one end connected to the primary winding of the transformer and a control terminal connected to the auxiliary winding and smoothly commutating means for smoothly commutating an alternate voltage generating at one ends of the multiple secondary windings, which also comprises selecting means for changing inductance values of the multiple secondary windings and control means for determining operational state thereof. The control means activates the selecting means for selecting the inductance values of the multiple secondary windings to change the inductance values of the multiple secondary windings.

Description

本発明は、消費電力の観点から見て複数の動作状態が存在する機器に対して電力供給を行うスイッチング電源装置に関するものである。 The present invention relates to a switching power supply apparatus that supplies power to a device that has a plurality of operation states from the viewpoint of power consumption.

特に軽負荷時における効率向上及び電力変換に用いるスイッチングトランスの有効利用を図るための回路構成及び制御方法に関するものである。 In particular, the present invention relates to a circuit configuration and a control method for improving efficiency at light load and effectively using a switching transformer used for power conversion.

一般に不連続モードで動作するフライバックコンバータ等のスイッチング電源装置は、熱設計の観点からスイッチング電源が搭載される機器に求められる最大負荷の状態において効率が最大となるように設計される。 In general, a switching power supply device such as a flyback converter operating in a discontinuous mode is designed so that efficiency is maximized in a maximum load state required for a device on which the switching power supply is mounted from the viewpoint of thermal design.

そのため、機器休止等、すなわち負荷が軽くなればなるほど効率が低下する。 For this reason, the efficiency decreases as the apparatus is stopped, that is, the load is reduced.

また、スイッチング電源装置に用いるトランスは、トランスに用いるコアの飽和の観点から最大負荷の状態において飽和状態に至らないように設計される。 Moreover, the transformer used for the switching power supply device is designed so as not to reach a saturated state at the maximum load from the viewpoint of saturation of the core used for the transformer.

この軽負荷時の効率低下を回避するための方法として特許文献１が提案されている。 Patent Document 1 has been proposed as a method for avoiding the efficiency reduction at the time of light load.

特許第０３４７５９０４号明細書Japanese Patent No. 0345904

しかしながら、上記の特許文献１で提案されているトランスの複数の２次側巻線を接続する方法では、トランスの出力巻線同士の接続になるため、電流バランスが崩れてしまう。 However, in the method of connecting a plurality of secondary windings of a transformer proposed in Patent Document 1 described above, the current balance is lost because the output windings of the transformer are connected to each other.

電流バランスが崩れると、電位の高い方の巻線からの電流供給が増え、強いてはトランスの異常発熱を招く。 When the current balance is lost, the current supply from the winding with the higher potential increases, leading to abnormal heat generation of the transformer.

軽負荷時の発振周波数を下げることができたとしても、トランスの異常発熱による損失増加は決して無視できるものではない。また、トランスの発熱を抑えるために、よりインピーダンスの低い巻線を用いなければならず、トランスの小型化への大きな障害になる。一方、スイッチング電源は軽負荷時のみならず、機器動作時にはさまざまな負荷に対応しなければならないが、入力電力によって必要なトランスサイズが決定されるため、機器の小型化を実現するのが難しいという課題があった。以下、これらの課題について動作原理も含めて順次説明する。 Even if the oscillation frequency at light load can be lowered, the increase in loss due to abnormal heat generation of the transformer is not negligible. Moreover, in order to suppress the heat generation of the transformer, a winding having a lower impedance must be used, which becomes a great obstacle to miniaturization of the transformer. On the other hand, the switching power supply must handle not only light loads but also various loads during device operation, but the required transformer size is determined by the input power, making it difficult to reduce the size of the device. There was a problem. Hereinafter, these problems will be sequentially described including the operation principle.

（スイッチング電源装置の基本動作）
不連続モードで動作するフライバックコンバータとして図６に示したリンギングチョークコンバータ（ＲＣＣ）を例に説明する。絶縁トランスＴ６０１は入力側の１次巻線Ｎ_ｐと出力側の２次巻線Ｎ_ｓおよび１次側の補助巻線Ｎ_ｂにて構成されている。 (Basic operation of switching power supply)
A ringing choke converter (RCC) shown in FIG. 6 will be described as an example of the flyback converter operating in the discontinuous mode. Isolation transformer T601 is constituted by the secondary winding N _s and the primary-side auxiliary winding N _b of the primary winding N _p and the output side of the input side.

補助巻線Ｎ_ｂは主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子の導通／非導通制御を行うスイッチング素子Ｑ６０２の駆動用巻線である。入力電圧ＶｉｎはＡＣ入力電圧をブリッジダイオードで整流し、アルミ電界コンデンサにて平滑された直流電圧であり、アルミ電解コンデンサの両端の電圧である。本図ではブリッジダイオード、アルミ電解コンデンサ、入力フィルタ等は図示していない。入力電圧Ｖ_ｉｎは１次巻線Ｎ_ｐの一端と主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流出端子の間に印加され、入力電圧の（＋）側は１次巻線Ｎ_ｐの一端、入力電圧の（−）側は主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流出端子に接続されている。また、補助巻き線Ｎ_ｂは１次巻き線Ｎ_ｐと同極に、２次巻線Ｎ_ｓは異極に接続されている。 Auxiliary winding N _b is the driving winding of the switching element Q602 for performing conduction / non-conduction control of the control terminal of the main switching element Q601. The input voltage Vin is a DC voltage obtained by rectifying the AC input voltage with a bridge diode and smoothed by an aluminum electric field capacitor, and is a voltage across the aluminum electrolytic capacitor. In this figure, a bridge diode, an aluminum electrolytic capacitor, an input filter, etc. are not shown. Input voltage V _in is applied between the current output terminal of the primary winding N _p of one end and the main switching element Q601, the input voltage (+) side of the primary winding N _p end, the input voltage (- ) Side is connected to the current outflow terminal of the main switching element Q601. The auxiliary winding N _b is the primary winding N _p the same polarity, the secondary winding N _s are connected to different poles.

入力電圧の（＋）側と主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子間には起動抵抗Ｒ６０１が接続されている。 A starting resistor R601 is connected between the (+) side of the input voltage and the control terminal of the main switching element Q601.

また、主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子と直流電圧Ｖ_ｉｎの（−）側との間には抵抗Ｒ６０２が接続され、起動抵抗Ｒ６０１と直流電圧Ｖ_ｉｎを分圧することにより主スイッチング素子Ｑ６０１が導通するに充分な電圧を発生する。 Further, the control terminal and the DC voltage _{V in} of the main switching element Q601 (-) between the side resistor R602 is connected, the main switching element Q601 is conductive by dividing the starting resistor R601 and the DC voltage _{V in} Sufficient voltage is generated.

主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子と補助巻線Ｎ_ｂの１次巻線との同極側との間にはコンデンサＣ６０１と抵抗Ｒ６０３、Ｒ６０４が接続されている。抵抗Ｒ６０４の両端には補助巻線Ｎｂ側をカソードの向きにしたダイオードＤ６０１が接続されており、主スイッチング素子Ｑ６０１のターンオン、ターンオフのスピードを調整している。 It is connected to capacitor C601 and resistor R603, R604 between the same polarity side of the primary winding of the control terminal and the auxiliary winding _{N b} of the main switching element Q601. A diode D601 with the auxiliary winding Nb side facing the cathode is connected to both ends of the resistor R604 to adjust the turn-on and turn-off speed of the main switching element Q601.

スイッチング素子Ｑ６０２は主スイッチング素子Ｑ６０１の導通／非導通を制御するために設けられており、電流流入端子は主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子に、電流流出端子は直流電圧Ｖ_ｉｎの（−）側に接続され、制御端子と電流流出端子との間にはコンデンサＣ６０２が接続されている。補助巻線Ｎ_ｂとスイッチング素子Ｑ６０２の制御端子との間には抵抗Ｒ６０５が接続され、コンデンサＣ６０２との間で時定数回路を構成している。 The switching element Q602 is provided to control the conduction / non-conduction of the main switching element Q601, current input terminal to the control terminal of the main switching element Q601, current output terminal is the DC voltage V _in (-) side A capacitor C602 is connected between the control terminal and the current outflow terminal. Between the control terminal of the auxiliary winding N _b and the switching element Q602 resistor R605 is connected, it constitutes a time constant circuit with the capacitor C602.

フォトカプラＩＣ６０１の１次側の電流流入端子と主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子との間には抵抗Ｒ６０６が接続され、フォトカプラＩＣ６０１に流れる電流を制限している。フォトカプラＩＣ６０１のフォトトランジスタの電流流出端子はスイッチング素子Ｑ６０２の制御端子に接続されている。絶縁トランスＴ６０１の２次巻線Ｎｓの１次巻線との異極側には整流用のダイオードＤ６０２のアノード側が接続され、ダイオードＤ６０２のカソード側と２次巻線Ｎｓの１次巻線と同極側との間には電界コンデンサＣ６０３が接続され、ダイオードＤ６０２にて整流された交番電圧の平滑を行っている。 A resistor R606 is connected between the primary current inflow terminal of the photocoupler IC 601 and the control terminal of the main switching element Q601 to limit the current flowing through the photocoupler IC601. The current outflow terminal of the phototransistor of the photocoupler IC 601 is connected to the control terminal of the switching element Q602. The anode side of the rectifying diode D602 is connected to the side opposite to the primary winding of the secondary winding Ns of the insulation transformer T601, and is the same as the cathode side of the diode D602 and the primary winding of the secondary winding Ns. An electric field capacitor C603 is connected between the pole side and the alternating voltage rectified by the diode D602 is smoothed.

出力電圧Ｖ_ｏｕｔは抵抗Ｒ６０７、Ｒ６０８によって分圧され、分圧された電圧はエラーアンプＩＣ６０２の検出端子に接続され、エラーアンプＩＣ６０２は検出電圧を、基準電圧と比較することで出力端子の電圧を変化させ、抵抗Ｒ６１０を介してフォトカプラＩＣ６０１の発光側のダイオードに流れる電流を制御している。 The output voltage _Vout is divided by the resistors R607 and R608, and the divided voltage is connected to the detection terminal of the error amplifier IC602. The error amplifier IC602 compares the detection voltage with the reference voltage to thereby change the voltage of the output terminal. The current flowing through the diode on the light emitting side of the photocoupler IC 601 is controlled via the resistor R610.

主スイッチング素子Ｑ６０１は起動抵抗Ｒ６０１と抵抗Ｒ６０２により制御端子に電圧が印加され導通状態となる。 The main switching element Q601 is turned on by applying a voltage to the control terminal by the starting resistor R601 and the resistor R602.

主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態になると１次巻線Ｎ_ｐに入力電圧Ｖ_ｉｎが印加され、補助巻線Ｎ_ｂに１次巻線と同極側を正とする電圧が誘起される。このとき２次巻線Ｎ_ｓにも電圧が誘起されるが、整流ダイオードＤ６０２のアノード側を負とする電圧であるため２次側には電圧は伝達されない。 Main switching element Q601 is applied when in the conducting state the primary winding N _p to the input voltage V _in is the voltage of the primary winding and the same polarity side is positive in the auxiliary winding N _b is induced. While a voltage is induced also in this case the secondary winding N _s, the voltage on the secondary side for a voltage to the negative anode side of the rectifying diode D602 is not transmitted.

このとき、励磁電流は時間に比例し、オン時間t_on後には（１）に従った電流I_1pとなる。 At this time, the excitation current is proportional to the time, and after the on time t _on , the current I _1p according to (1) is obtained.

１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランスＴ６０１の励磁電流だけで絶縁トランスＴ６０１には励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。以下（２）式に従ってトランスにエネルギーが蓄積される。 The current flowing through the primary winding Np is only the exciting current of the insulating transformer T601, and energy proportional to the square of the exciting current is stored in the insulating transformer T601. Hereinafter, energy is stored in the transformer according to the equation (2).

その後、時定数回路を構成している抵抗Ｒ６０５、コンデンサＣ６０２には補助巻線Ｎ_ｂから電荷が充電され、コンデンサＣ６０２の両端の電圧がスイッチング素子Ｑ６０２の閾値より高くなるとスイッチング素子Ｑ６０２が導通状態となり、主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子電圧が低下することで主スイッチング素子Ｑ６０１は非導通状態となる。 Thereafter, when configured to have resistance constant circuit R605, the capacitor C602 is charged charges from the auxiliary winding _{N b,} the switching element Q602 when the voltage across the capacitor C602 becomes higher than the threshold value of the switching element Q602 is rendered conductive When the control terminal voltage of the main switching element Q601 decreases, the main switching element Q601 becomes non-conductive.

このとき絶縁トランスＴ６０１の各巻線には起動時と逆極性の電圧が発生し、２次巻線には整流ダイオードＤ６０２のアノード側を正とする電圧が発生するため、絶縁トランスＴ６０１に蓄積されたエネルギーが整流・平滑され、２次側に伝達される。（２）式に従って絶縁トランスＴ６０１に蓄えられているエネルギーが２次側にすべて伝達されると主スイッチング素子Ｑ６０１は再び導通状態となる。これは２次側にエネルギーの伝達が終わるとバックスイングによりＣカップリングしているコンデンサＣ６０１から再び主スイッチング素子Ｑ６０１の制御端子が正方向にバイアスされるためである。 At this time, a voltage having a polarity opposite to that at the time of starting is generated in each winding of the insulating transformer T601, and a voltage having a positive polarity on the anode side of the rectifier diode D602 is generated in the secondary winding. Therefore, the voltage is accumulated in the insulating transformer T601. Energy is rectified and smoothed and transmitted to the secondary side. When all of the energy stored in insulating transformer T601 is transmitted to the secondary side according to equation (2), main switching element Q601 is again turned on. This is because when the transmission of energy to the secondary side ends, the control terminal of the main switching element Q601 is again biased in the positive direction from the capacitor C601 that is C-coupled by backswing.

フォトカプラＩＣ６０１からの電流は出力電圧Ｖ_ｏｕｔが高いときに電流を多く流すので、それによってコンデンサＣ６０２に電流が供給され、充電時間が短くなる。これは主スイッチング素子Ｑ６０１の導通時間が短くなることを示しており、
これによって絶縁トランスＴ６０１に蓄積されるエネルギーが減少することで出力電圧Ｖ_ｏｕｔが下がり、定電圧動作を行っている。出力電圧が低い場合は逆の動作になる。 Since a large amount of current flows from the photocoupler IC 601 when the output voltage _Vout is high, current is supplied to the capacitor C602, thereby shortening the charging time. This indicates that the conduction time of the main switching element Q601 is shortened.
As a result, the energy stored in the insulating transformer T601 decreases, so that the output voltage _Vout decreases, and a constant voltage operation is performed. The operation is reversed when the output voltage is low.

リンギングチョークコンバータのオフ時間ｔ_ｏｆｆは以下の基本式（３）により算出される。 The off time t _off of the ringing choke converter is calculated by the following basic formula (3).

一方、（２）よりオン時間ｔ_ｏｎは式（４）になる。 On the other hand, from (2), the on-time t _on is expressed by equation (4).

ｆ＝１／（t_on＋ｔ_ｏｆｆ）から、式（３）、（４）より発振周波数ｆは以下の式（５）になる。 From f = 1 / (t _on + t _off ), the oscillation frequency f becomes the following equation (5) from the equations (3) and (4).

式（５）よりＰ_ｉｎ（入力電力）が大きくなるほど、発振周波数ｆは低下することになる。逆に軽負荷になればなるほど発振周波数が増加することになる。また、入力電圧Ｖ_ｉｎが高くなるほど、発振周波数ｆが上昇することになる。 From equation (5), the oscillation frequency f decreases as P _in (input power) increases. Conversely, the oscillation frequency increases as the load becomes lighter. In addition, the higher the input voltage V _in is high, so that the oscillation frequency f is increased.

また、入力電圧Ｖ_ｉｎが高いほど、（４）式よりＤｕｔｙ（t_on／Ｔ）は小さくなる。 In addition, the higher the input voltage _{V in, (4) Duty (} t on / T) from the equation is reduced.

以上がリンギングチョークコンバータにおける基本的な動作になる。 The above is the basic operation of the ringing choke converter.

図７はある単一負荷状態におけるリンギングチョークコンバータの各部の波形を示している。Ｖ_ｄｓは主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧を、Ｉ_１ｐは主スイッチング素子Ｑ６０１に流れる電流を、Ｉ_ｓは２次側の整流ダイオードＤ６０２に流れる電流を示している。まず、主スイッチング素子Ｑ６０１のオン期間について説明する。 FIG. 7 shows waveforms at various parts of the ringing choke converter in a single load state. V _ds is current input terminal of the main switching element Q601, the voltage between the current output _{terminal, I 1p} is a current flowing through the main switching element Q601, _{I s} represents the current flowing in the secondary-side rectifier diode D602. First, the on period of main switching element Q601 will be described.

起動抵抗により制御端子に電圧が印加され、制御端子の電位が上昇することによって主スイッチング素子Ｑ６０１は導通状態となり、Ｉ_１ｐは時間とともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランスＴ６０１にエネルギーが蓄積される。 When a voltage is applied to the control terminal by the starting resistor and the potential of the control terminal rises, the main switching element Q601 becomes conductive, I _1p increases linearly with a positive slope with time, and energy is transmitted to the insulating transformer T601. Accumulated.

このときＶ_ｄｓは主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態であるため、電位はほぼ零になっており、２次側の整流ダイオード逆バイアスされているためＩ_ｓは流れない。主スイッチング素子Ｑ６０１が非導通状態となると、Ｉ_１ｐは零になり、主スイッチング素子Ｑ６０１のドレインソース間電圧Ｖ_ｄｓは入力電圧Ｖ_ｉｎと２次側出力電圧の巻線比倍の電圧、およびサージ電圧を重畳したものとなる。このとき２次側の整流ダイオードは導通状態となり、絶縁トランスＴ６０１に蓄積されたエネルギーが２次側に伝達される。Ｉ_ｓは負の傾きで直線的に減少する。 At this time, since the main switching element Q601 is in a conductive state, V _ds is almost zero, and V _s does not flow because Is is reverse-biased on the secondary side of the rectifier diode. When the main switching element Q601 is turned off, I _1p becomes zero, the drain-source voltage V _ds of the main switching element Q601 is input voltage V _in and the winding ratio times the voltage of the secondary output voltage, and surge The voltage is superimposed. At this time, the rectifier diode on the secondary side becomes conductive, and the energy accumulated in the insulating transformer T601 is transmitted to the secondary side. I _s decrease linearly with a negative slope.

主スイッチング素子Ｑ６０１が導通状態になった直後には、ダンピング用コンデンサＣ６０４の放電電流が流れる。ダンピング用コンデンサＣ６０４は非導通状態になったときの主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧Ｖ_ｄｓの上昇を抑制する働きをしている。 Immediately after the main switching element Q601 becomes conductive, the discharging current of the damping capacitor C604 flows. Damping capacitor C604 has a function of suppressing an increase in current input terminal, current output terminal voltage V _ds of the main switching element Q601 when a non-conductive state.

また、一方で、トランス設計する際は飽和させない動作条件として、以下の（６）式を満たさなければならない。 On the other hand, the following equation (6) must be satisfied as an operating condition that does not saturate when designing a transformer.

（６）式のＢは磁束密度を表しており、Ｓがトランスの断面積を表している。 In Equation (6), B represents the magnetic flux density, and S represents the cross-sectional area of the transformer.

一方、一次インダクタンスＬ_ｐは（７）式で表される。μ_０は透磁率、ｌ₀はギャップ長である。 On the other hand, the primary inductance L _p is expressed by equation (7). μ ₀ is the magnetic permeability and l ₀ is the gap length.

（１）、（６）、（７）式より From formulas (1), (6), and (7)

一般的に（２）式より同一周波数ｆ、オン時間ｔ_ｏｎにて入力容量（強いては出力容量）を増加させる場合、Ｉ_１ｐを増加させる手法がとられる。ギャップ長ｌ₀は必要以上には大きくしない（漏れ磁束の上昇を防止）。 Generally, when the input capacitance (or the output capacitance) is increased at the same frequency f and on time t _on from the equation (2), a method of increasing I _1p is taken. The gap length l ₀ is not increased more than necessary (prevents increase in leakage flux).

（８）式よりトランスの飽和をまねくことなく、Ｉ_１ｐを増加させるためには一次インダクタンスＬ_ｐを低下させるか、断面積Ｓを増加させる必要がある。一次インダクタンスＬ_ｐはＮｐの２乗に比例するため、具体的にはＮ_ｐを下げるとともに断面積Ｓを大きくする手法がとられる。 From equation (8), in order to increase I _1p without causing saturation of the transformer, it is necessary to decrease the primary inductance L _p or increase the cross-sectional area S. For primary inductance L _p is proportional to the square of Np, the specific technique for increasing the cross-sectional area S with reducing the N _p is taken.

（課題となる動作）
通常の機器特にＯＡ機器の場合、例えば電動機等のモータ負荷、制御機器、その他バイアス回路等で構成されていることが多い。そのため、負荷に必要な電流の推移としては図８の下図のようになる。機器の形態にもよるが、モータ負荷の総負荷に占める割合が高く、特にモータの起動時に大きな負荷電流が必要になるケースが多い。そのため、トランス設計をする場合にはモータ起動時の負荷電流を満足するよう設計することになる。 (Behavioral behavior)
In the case of a normal device, particularly an OA device, it is often composed of, for example, a motor load such as an electric motor, a control device, and other bias circuits. Therefore, the transition of the current required for the load is as shown in the lower diagram of FIG. Although it depends on the form of the device, the ratio of the motor load to the total load is high, and in particular, a large load current is often required when starting the motor. Therefore, when designing a transformer, it is designed to satisfy the load current when the motor is started.

図８は機器動作状態と負荷電流及びとリンギングチョークコンバータの動作波形の推移を示したものである。 FIG. 8 shows the transition of the operating state of the device, the load current, and the operating waveform of the ringing choke converter.

本波形には機器の負荷電流の推移、機器動作状態の推移も合わせて記載してある。 This waveform also shows the transition of the load current of the equipment and the transition of the equipment operating state.

図８よりスタンバイ時（すなわち軽負荷時）は（５）式より発振周波数が高いため、オン時間が短くなっている。モータが起動されると負荷電流が増加し、オン時間が最大となり、発振周波数は最も低くなる。 As shown in FIG. 8, the on-time is shorter during standby (that is, under light load) because the oscillation frequency is higher than in equation (5). When the motor is started, the load current increases, the on-time is maximized, and the oscillation frequency is lowest.

このときＩ_１ｐは最大値Ｉ_{ｐ１（ｍａｘ）}に達する。このＩ_{ｐ１（ｍａｘ）}が（８）式を満足するよう、トランスサイズが決定されることになる。
その後モータが通常回転状態に達すると負荷電流が低下し、オン時間が短くなるとともに発振周波数が増加する。
モータ動作が終了しスタンバイ状態に移行するとさらにオン時間がさらに短くなるとともに発振周波数がさらに増加する。 At this time, I _1p reaches the maximum value I _{p1 (max)} . The transformer size is determined so that I _{p1 (max)} satisfies the expression (8).
Thereafter, when the motor reaches a normal rotation state, the load current decreases, the on-time is shortened, and the oscillation frequency is increased.
When the motor operation is finished and a transition is made to the standby state, the ON time is further shortened and the oscillation frequency is further increased.

例として入力電力Ｐ_ｉｎと発振周波数ｆ、磁束密度Ｂとの関係を式（５）、（８）から計算すると下記になる。 Input power P _in and the oscillation frequency f, and the relationship between the magnetic flux density B formula as Example (5), the following is calculated from (8).

表１の負荷１はスタンバイ等の軽負荷の状態を表しており、負荷２から負荷４へ入力電力（強いては出力電力）が増加していくに従って、発振周波数ｆは低下し、磁束密度Ｂが増加しているのがわかる。 The load 1 in Table 1 represents a light load state such as standby, and as the input power (or output power) increases from the load 2 to the load 4, the oscillation frequency f decreases and the magnetic flux density B decreases. You can see that it has increased.

一般的なフェライトコアの場合、磁束密度の上限は２０００Ｇａｕｓｓ程度であるため、表１より負荷４の状態は満足できない。フェライトコアの磁束密度上限を超えて動作させた場合には、一次インダクタンスＬ_ｐが極端に低下し、１次巻線Ｎｐを流れる電流Ｉ_１ｐが極端に増加するため、絶縁トランスＴ６０１の異常発熱、主スイッチング素子Ｑ６０１の故障等を招くことになる。 In the case of a general ferrite core, the upper limit of the magnetic flux density is about 2000 Gauss, so the state of the load 4 cannot be satisfied from Table 1. When operated exceeding the upper limit of the magnetic flux density of the ferrite core, the primary inductance L _p is extremely reduced and the current I _1p flowing through the primary winding Np is extremely increased. This causes a failure of the main switching element Q601.

負荷４を満足するためには上述したように（８）式に従い、一次インダクタンスＬ_ｐを下げ、断面積Ｓを大きくする必要がある。すなわち、機器の電力消費を増加に対応するためには負荷４を満足すべく、トランスサイズを大きくする必要がある。 According as described above (8) in order to satisfy the load 4, lowering the primary inductance L _p, it is necessary to increase the cross-sectional area S. That is, it is necessary to increase the transformer size in order to satisfy the load 4 in order to cope with the increase in the power consumption of the device.

以上のような理由により、入力電力により基板への設置面積、容積が大きいトランスサイズが決定されるため、機器の小型化を実現するのが難しいという課題があった。 For the reasons described above, the transformer size having a large installation area and volume on the substrate is determined by the input power, and thus there is a problem that it is difficult to reduce the size of the device.

一方、図８に示すように（５）式よりリンギングチョークコンバータは軽負荷時に発振周波数が上昇し、スイッチングロス、高周波ノイズが大きくなるという課題がある。表１の例では発振周波数ｆが３４１ｋＨｚにも達している。 On the other hand, as shown in FIG. 8, the ringing choke converter has a problem that the oscillation frequency rises at a light load, and the switching loss and high frequency noise increase from the equation (5). In the example of Table 1, the oscillation frequency f reaches 341 kHz.

特登録０３４７５９０４に記載されているスイッチング電源装置では、軽負荷時の発振周波数の上昇を抑制するために、スイッチ手段Ｓ６０１を配置し、複数の２次巻線出力間（図６ではＮ_ｓ２とＮ_ｓ）を接続し、補助巻線Ｎ_ｂのバイアス電圧を低下させる手段を提案している。 In the switching power supply described in Japanese Patent No. 0345904, in order to suppress an increase in the oscillation frequency at a light load, a switch means S601 is arranged between a plurality of secondary winding outputs (N _s2 and N s in FIG. 6). _s) connect proposes a means for reducing the bias voltage of the auxiliary winding N _b.

しかしながら、複数の２次巻線出力間を接続するという手段では、出力巻線同士の接続になるため、高電位側の巻線である巻線Ｎ_ｓ２からの電流供給が多くなるため、電流バランスが崩れる。そのため、高電位側からの電流の流れ込みが増え、トランスが異常発熱し、強いては飽和することになる。 However, in the means of connecting the outputs of the plurality of secondary windings, since the output windings are connected to each other, the current supply from the winding _Ns2 which is the high potential side winding increases, so that the current balance Collapses. As a result, the flow of current from the high potential side increases, the transformer abnormally heats up, and is saturated.

加えてトランスの発熱を抑えるために、よりインピーダンスの低い巻線（線径大）を用いなければならず、トランスの小型化への障害になるという課題がある。 In addition, in order to suppress the heat generation of the transformer, a winding having a lower impedance (a large wire diameter) must be used, which causes a problem in that the transformer is reduced in size.

上記目的を達成するため、本出願に係る第１の発明は、
１次巻線、補助巻線、複数の２次巻線を有したトランスと、前記トランスの１次巻線に一端が接続され補助巻線に制御端子を接続したスイッチング素子と、前記複数の２次巻線の一端に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流手段を備えた不連続モードで動作するフライバックコンバータにおいて、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させる選択手段と、機器の動作状態を判断する制御手段とを有し、
前記制御手段により前記複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する前記選択手段を動作させることで、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させるという手段を提供する。 In order to achieve the above object, the first invention according to the present application,
A transformer having a primary winding, an auxiliary winding, and a plurality of secondary windings; a switching element having one end connected to the primary winding of the transformer and a control terminal connected to the auxiliary winding; and the plurality of 2 In a flyback converter that operates in a discontinuous mode with a smoothing rectifier that smoothes the alternating voltage generated at one end of the next winding,
Selection means for changing the inductance values of the plurality of secondary windings, and control means for judging the operating state of the device,
Means for changing inductance values of the plurality of secondary windings by operating the selection unit that selects inductance values of the plurality of secondary windings by the control unit.

本出願に係る第２の発明は、
前記スイッチング電源装置は負荷に供給する電流を検知する電流検知手段を有し、前記検知電流手段からの出力により、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する前記選択手段を動作させることで、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させるという手段を提供する。 The second invention according to the present application is:
The switching power supply device includes a current detection unit that detects a current supplied to a load, and operates the selection unit that selects inductance values of the plurality of secondary windings based on an output from the detection current unit. The means for changing the inductance value of the plurality of secondary windings is provided.

本出願に係る第３の発明は、
前記切換手段を前記２次巻線のバイアスに同期して断続動作されるスイッチング素子によって構成するという手段を提供する。 The third invention according to the present application is:
Means is provided in which the switching means is constituted by a switching element that is intermittently operated in synchronization with the bias of the secondary winding.

本出願に係る第４の発明は、
前記選択手段により選択される動作状態を機器動作の変化の有無に関わらず、一定時間以上動作状態を固定せず、任意の動作状態間を遷移させるという手段を提供する。 The fourth invention related to this application is:
A means is provided in which the operation state selected by the selection means is changed between arbitrary operation states without fixing the operation state for a certain period of time regardless of whether or not the device operation has changed.

本出願に係る第１の発明により、トランスサイズを変更することなく、短期間の負荷増加にも対応が可能となる。加えて軽負荷時の効率向上も図ることが可能となり、例えばスタンバイ状態の機器の待機電力削減にも大いに貢献できることになる。 According to the first invention of the present application, it is possible to cope with a short-term load increase without changing the transformer size. In addition, it is possible to improve efficiency at light loads, which can greatly contribute to, for example, reduction of standby power of a device in a standby state.

本出願に係る第２の発明である同期整流方式の切換回路を適用した場合、いずれの負荷条件においてもスイッチング電源装置の効率向上が図ることが可能となる。特に待機時の消費電力の低減に大きく貢献できることになる。
本出願に係る第３の発明では、コントローラＩＣ１０１を介することなく、スイッチング電源装置からの負荷電流を検出することで、動作切換が可能となる。そのため、コントローラＩＣ１０１からスイッチング電源装置までの信号線の削除が可能となり、機器レイアウトがしやすくなるというメリットがある。 When the synchronous rectification switching circuit according to the second aspect of the present application is applied, the efficiency of the switching power supply device can be improved under any load condition. In particular, this can greatly contribute to the reduction of power consumption during standby.
In the third invention according to the present application, the operation can be switched by detecting the load current from the switching power supply device without using the controller IC101. Therefore, the signal lines from the controller IC 101 to the switching power supply device can be deleted, and there is an advantage that the device layout is easy.

本出願に係る第４の発明では、スイッチング電源装置の発振周波数を任意のタイミングで制御することが可能となるため、スイッチング電源装置からの外来ノイズを低下させることが可能となり、強いては図示していないが、商用電源側へのフィルタ回路の簡素化を図ることができる。 In the fourth invention according to the present application, since the oscillation frequency of the switching power supply device can be controlled at an arbitrary timing, the external noise from the switching power supply device can be reduced, which is not shown. However, the filter circuit to the commercial power supply side can be simplified.

本発明の第１の実施例を説明するための回路構成図FIG. 1 is a circuit configuration diagram for explaining a first embodiment of the present invention. 本発明の第１の実施例を説明するための各部動作波形Operational waveforms of each part for explaining the first embodiment of the present invention 本発明の第１の実施例を説明するための各部動作波形Operational waveforms of each part for explaining the first embodiment of the present invention 本発明の第２の実施例を説明するための回路構成図Circuit configuration diagram for explaining a second embodiment of the present invention 本発明の第３の実施例を説明するための回路構成図Circuit diagram for explaining a third embodiment of the present invention 本発明の従来例を説明するための回路構成図Circuit configuration diagram for explaining a conventional example of the present invention 本発明の従来例を説明するための各部動作波形Operation waveforms of each part for explaining a conventional example of the present invention 本発明の従来例を説明するための各部動作波形Operation waveforms of each part for explaining a conventional example of the present invention

［実施例１］
図１は本実施例を第１の実施例を説明するためのスイッチング電源の回路構成を示したものであり、従来例との違いは機器動作状態によって、複数の２次巻線を任意に選択するようにしたところに特徴がある。 [Example 1]
FIG. 1 shows a circuit configuration of a switching power supply for explaining the first embodiment. The difference from the conventional example is that a plurality of secondary windings are arbitrarily selected depending on the device operating state. There is a feature in the place where I did it.

図６の従来例と同一機能の箇所については符号を省略して説明することにする。 The portions having the same functions as those of the conventional example of FIG.

本実施例では２次側のインダクタンス値を変化させる手段として選択する巻線を変更する方法について述べる。 In the present embodiment, a method of changing a winding to be selected as means for changing the inductance value on the secondary side will be described.

図１の絶縁トランスＴ１０１は複数の２次側端子を有しており、２次巻線が順次巻き上げられているところに特徴がある。 The insulation transformer T101 in FIG. 1 has a plurality of secondary terminals, and is characterized in that the secondary windings are sequentially wound up.

例えば４本端子の場合を考慮すると、端子１から端子２に５ターン、端子２から端子３に５ターン、端子３から端子４に５ターンという具合に巻線される。 Considering the case of four terminals, for example, the terminal 1 to the terminal 2 are wound with 5 turns, the terminal 2 to the terminal 3 with 5 turns, and the terminal 3 to the terminal 4 with 5 turns.

本実施例では巻線の例として、端子１から端子２に１０ターン（巻線１）、端子２から端子３に８ターン（巻線２）、端子３から端子４に１０ターン（巻線３）を例としている。 In this embodiment, as an example of the winding, 10 turns from the terminal 1 to the terminal 2 (winding 1), 8 turns from the terminal 2 to the terminal 3 (winding 2), and 10 turns from the terminal 3 to the terminal 4 (winding 3). ) As an example.

また、機器動作状態判断手段として、機器動作制御用のコントローラＩＣ１０１を用いる。 In addition, as a device operation state determination unit, a controller IC 101 for device operation control is used.

コントローラＩＣ１０１は機器に用いるモータ制御、その他各種制御を行う。 The controller IC 101 performs motor control used for the device and other various controls.

巻線１の一端は出力電圧Ｖ_ｏｕｔの低電位側に接続され、他端には整流用のダイオードＤ１０１のアノード側が接続され、ダイオードＤ１０１のカソード側には、選択動作をするスイッチング素子Ｑ１０１の電流流入端子が接続されている。 One end of the winding 1 is connected to the low potential side of the output voltage _Vout , the anode side of the rectifying diode D101 is connected to the other end, and the current of the switching element Q101 that performs the selection operation is connected to the cathode side of the diode D101. Inflow terminal is connected.

巻線２の一端は巻線１と共通である。巻線２の他端は同じく整流用のダイオードＤ１０２のアノード側が接続され、ダイオードＤ１０２のカソード側には、選択動作をするスイッチング素子Ｑ１０２の電流流入端子が接続されている。 One end of the winding 2 is common to the winding 1. The other end of the winding 2 is similarly connected to the anode side of the rectifying diode D102, and the cathode side of the diode D102 is connected to the current inflow terminal of the switching element Q102 that performs the selection operation.

巻線３の一端は巻線２と共通である。巻線２の他端には同じく整流用のダイオードＤ１０３のアノード側が接続され、ダイオードＤ１０３のカソード側には、選択動作をするスイッチング素子Ｑ１０３の電流流入端子が接続されている。 One end of the winding 3 is common to the winding 2. Similarly, the anode side of the rectifying diode D103 is connected to the other end of the winding 2, and the current inflow terminal of the switching element Q103 that performs the selection operation is connected to the cathode side of the diode D103.

スイッチング素子Ｑ１０１〜Ｑ１０３の電流流出端子には電界コンデンサＣ６０３が接続され、電解コンデンサＣ６０３のもう一端は出力電圧Ｖ_ｏｕｔの低電位側に接続されている。 An electric field capacitor C603 is connected to the current outflow terminals of the switching elements Q101 to Q103, and the other end of the electrolytic capacitor C603 is connected to the low potential side of the output voltage _Vout .

定電圧制御を行うエラーアンプＩＣ６０２の検出端子には電界コンデンサＣ６０３の高電位側が接続され、電解コンデンサＣ６０３の端子電圧が一定電圧となるよう制御を行う。 The high-potential side of the electric field capacitor C603 is connected to the detection terminal of the error amplifier IC602 that performs constant voltage control, and control is performed so that the terminal voltage of the electrolytic capacitor C603 becomes a constant voltage.

スイッチング素子Ｑ１０１〜Ｑ１０３の制御端子は抵抗Ｒ１０１〜Ｒ１０３を介して、各々コントローラＩＣ１０１のポートP1〜P3に接続されている。コントローラＩＣ１０１はポートＰ１〜Ｐ３をＬｏｗレベルに維持することで、選択手段であるスイッチング素子Ｑ１０１〜Ｑ１０３の導通状態に維持することが可能となる。 Control terminals of the switching elements Q101 to Q103 are connected to ports P1 to P3 of the controller IC 101 via resistors R101 to R103, respectively. The controller IC 101 can maintain the conduction states of the switching elements Q101 to Q103 as selection means by maintaining the ports P1 to P3 at the low level.

図２は本実施例の動作波形の一部を示すものである。 FIG. 2 shows a part of the operation waveform of this embodiment.

図２は従来例同様、主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧Ｖ_ｄｓ、主スイッチング素子Ｑ６０１に流れる電流Ｉ_１ｐ、２次側の整流ダイオードに流れる電流Ｉ_ｓを示している。 Figure 2 is similar prior art illustrates the current _{I s} flowing through the current input terminal of the main switching element Q601, current output terminal voltage _{V ds,} the main switching element current flowing in Q601 _{I 1p,} the secondary side rectifier diode.

また、本波形には機器の負荷電流の推移、機器動作状態の推移、コントローラＩＣ１０１のポートＰ１〜Ｐ３の状態も合わせて記載している。 This waveform also describes the transition of the load current of the device, the transition of the device operating state, and the states of the ports P1 to P3 of the controller IC 101.

機器動作状態判断手段であるコントローラＩＣ１０１は、機器がスタンバイ状態のときはポートＰ３をＬｏｗレベルにすることで、２次側のインダクタンス値が高い状態で動作させる。また、機器が動作状態に移行し、負荷が大きい状態（モータ起動時等）ではポートＰ３をＨｉｇｈインピーダンス状態にするともにポートＰ１をＬｏｗレベルに維持する。これにより２次側のインダクタンス値を低い状態にする。また、スタンバイ状態よりは負荷電流が大きく、過渡期な負荷が小さい状態（モータ回転時等）では、ポートＰ１、Ｐ３をＨｉｇｈインピーダンスにするとともにポート２をＬｏｗレベルにする。 The controller IC 101 that is a device operation state determination unit operates the port P3 at a low level when the device is in a standby state so that the inductance value on the secondary side is high. In addition, when the device shifts to the operating state and the load is large (such as when the motor is started), the port P3 is set to the high impedance state and the port P1 is maintained at the low level. This lowers the secondary inductance value. In a state where the load current is larger than that in the standby state and the transitional load is small (such as when the motor is rotating), the ports P1 and P3 are set to high impedance and the port 2 is set to low level.

図２にはスタンバイ状態から機器の動作開始（モータ起動）までの各部の波形と、ポート状態が示されている。 FIG. 2 shows the waveforms of each part from the standby state to the start of device operation (motor activation), and the port state.

図２よりスタンバイ時にはポートＰ３がＬｏｗレベルに維持されていることで、２次側インダクタンス値が高い状態になるため、主スイッチング素子Ｑ６０１のオフ時間が長くなるため、発振周波数は従来例より低くなっている。 As shown in FIG. 2, when the port P3 is kept at the low level during standby, the secondary inductance value is in a high state, and the off time of the main switching element Q601 becomes longer. Therefore, the oscillation frequency is lower than in the conventional example. ing.

これは２次側のインダクタンス値が大きくなることより、（５）式によって導かれる。このとき主スイッチング素子Ｑ６０１のオン時間であるが、これは（４）式に従い長くなることになる。オン時間、オフ時間ともに長くなるため、スイッチング周波数が下がり、スイッチングロスの軽減を図れることになる。 This is derived from the equation (5) because the secondary inductance value increases. At this time, it is the ON time of the main switching element Q601, which becomes longer according to the equation (4). Since both the on time and the off time become longer, the switching frequency is lowered, and the switching loss can be reduced.

一方、スタンバイ状態からモータ起動状態に移行するときにはポートＰ３をＨｉｇｈインピーダンスにするとともに、ポートＰ１をＬｏｗレベルにする。これにより主スイッチング素子Ｑ６０１のオフ時間を短くする。これは式（５）より理解できる。ポートＰ１をＬｏｗにすることにより、２次側のインダクタンス値が小さくなる。（５）式によればＮｓが小さくなることで発振周波数ｆが上昇することになる。一方でオン時間は発振周波数ｆが上がることから、（４）式より短くなる。オン時間、オフ時間共に短くなることから、単位時間当たりの発振回数の上昇が可能になり、トランスからよりエネルギーを取り出せることになる。すなわち図２にも示したが、同一負荷状態においてはＩ_１ｐの傾きは変わらず、ｔ_ｏｎが短くなることでＩ_１ｐは小さくなる。また、Ｉ_ｓの傾きはインダクタンス値が小さくなっていることから傾きが小さくなるともに、Ｉ_ｓのピーク値は大きくなることになる。 On the other hand, when shifting from the standby state to the motor start state, the port P3 is set to high impedance and the port P1 is set to low level. This shortens the off time of main switching element Q601. This can be understood from Equation (5). By setting the port P1 to Low, the inductance value on the secondary side becomes small. According to the equation (5), the oscillation frequency f increases as Ns decreases. On the other hand, the on-time is shorter than the equation (4) because the oscillation frequency f increases. Since both the on-time and off-time are shortened, the number of oscillations per unit time can be increased, and more energy can be extracted from the transformer. That is, as shown in FIG. 2, the slope of I _1p does not change in the same load state, and I _1p decreases as t _on becomes shorter. The slope of I _s to both inclination becomes smaller because the inductance is small, the peak value of I _s will be larger.

モータ起動状態が終了するのに十分な時間経過後、コントローラＩＣ１０１はポートＰ１をＨｉｇｈインピーダンス状態にするとともにポートＰ２をＬｏｗレベルにする。ポートＰ２がＬｏｗレベルになることにより、２次側インダクタンス値は軽負荷時と起動負荷時の間に位置する負荷（今回で言えばモータ定常回転負荷）に最適な値に維持される。図３は図２以降のスタンバイ動作に復帰するまでの動作波形を示したものである。 After a sufficient time has elapsed for the motor start state to end, the controller IC 101 sets the port P1 to the high impedance state and sets the port P2 to the low level. When the port P2 is set to the Low level, the secondary inductance value is maintained at an optimum value for a load (in this case, a motor steady rotation load) positioned between a light load and a start load. FIG. 3 shows operation waveforms until the standby operation after FIG. 2 is restored.

モータが定常回転後、機器動作終了する際はポートＰ２をＨｉｇｈインピーダンス状態にし、ポートＰ３をＬｏｗ状態にすることで図２のスタンバイ状態と同じ動作状態になる。 When the device operation ends after the motor rotates normally, the port P2 is set in the high impedance state and the port P3 is set in the low state, so that the operation state is the same as the standby state in FIG.

図２、３で主スイッチング素子Ｑ６０１の電流流入端子、電流流出端子間電圧Ｖ_ｄｓが各動作状態において大きさが変化しているのは以下の式（９）による。 2 and 3, the magnitude of the voltage V _ds between the current inflow terminal and the current outflow terminal of the main switching element Q601 changes in each operation state according to the following equation (9).

式（９）によれば、Ｖ_ｄｓは入力電圧ＶｉｎとＶｏｕｔの巻線比倍の電圧、サージ分Ｖｓの合計によって決まる。今回は特に巻線比を変化させているため動作状態に応じて巻線比がかわり、Ｖ_ｄｓが変化している。当然のことながら、すべての状態において主スイッチング素子Ｑ６０１のＶ_ｄｓ間の耐圧を満足するような巻線比が選択されることになる。 According to Equation (9), V _ds is determined by the sum of the input voltage Vin and Vout, which is a winding ratio times the voltage, and the surge component Vs. In particular, since the winding ratio is changed this time, the winding ratio changes according to the operating state, and _Vds changes. Of course, so that the winding ratio that satisfies the breakdown voltage between all the states of the main switching element Q601 V _ds is selected.

次の表２は本実施例での動作状態を従来例と同一条件にて比較したものである。 Table 2 below compares the operating state in the present embodiment under the same conditions as the conventional example.

表２を従来例での計算例と比較すると、負荷１では従来例では発振周波数が３４１ｋＨｚであるのに対し、本実施例では１８３ｋＨｚに低減可能となる。また、負荷４では従来例では発振周波数は４９ｋＨｚであるが、磁束密度が２２０３Ｇａｕｓｓと、判断基準である２０００Ｇａｕｓｓを越えているのに対し、本実施例では発振周波数が９７ｋＨｚとなり、磁束密度が１５６０Ｇａｕｓｓとなる。これは負荷４の状態でもトランスが飽和することなく、動作可能であることを示している。 Comparing Table 2 with the calculation example in the conventional example, in the load 1, the oscillation frequency is 341 kHz in the conventional example, but in this embodiment, it can be reduced to 183 kHz. In the load 4, the oscillation frequency is 49 kHz in the conventional example, whereas the magnetic flux density is 2203 Gauss, which exceeds the criterion 2000 Gauss, whereas in this embodiment, the oscillation frequency is 97 kHz and the magnetic flux density is 1560 Gauss. Become. This indicates that the transformer can operate without being saturated even in the load 4 state.

発振周波数が増加することで、スイッチング損失に加え、ヒステリシス損、うず電流損等の鉄損が増加することになるが、モータ起動等に要する数１００ｍｓ程度の短期間であれば、熱的に問題になることはない。 Increasing the oscillation frequency will increase iron loss such as hysteresis loss and eddy current loss in addition to switching loss. Never become.

以上に述べているように、機器動作時に短時間の負荷増加が存在する機器において、トランスサイズを変更することなく、電力供給が可能になる。すなわち機器の機能アップ等により電力消費が増加する場合にも短期間の負荷増加であればトランスサイズを変更することなく対応可能であることを示している。 As described above, it is possible to supply power without changing the transformer size in a device in which a short-time load increase exists during device operation. That is, even when the power consumption increases due to an increase in the function of the device, etc., if the load increases for a short time, it can be handled without changing the transformer size.

一方、スタンバイ等の状態にて発振周波数を下げることが可能になる効果は大きく、機器の待機電力削減にも大いに貢献できることになる。 On the other hand, the effect that the oscillation frequency can be lowered in a standby state or the like is great, and can greatly contribute to the reduction of standby power of the device.

本実施例では軽負荷時には２次側インダクタンス値を上げ、負荷が大きい時には２次側インダクタンスを下げるような構成になっているが、いずれかのみの場合でも対応した効果が得られることは言及するに及ばない。 In this embodiment, the secondary inductance value is increased when the load is light, and the secondary inductance is decreased when the load is large. However, it is mentioned that a corresponding effect can be obtained in either case. Less than

また、本実施例では不連続モードで動作するフライバックコンバータの例としてリンギングチョークコンバータを取り上げたが、本実施例に該当する方式としては他に不連続モードで動作するフライバック方式であえば適用可能である。 In this embodiment, the ringing choke converter is taken up as an example of the flyback converter operating in the discontinuous mode. However, as a method corresponding to the present embodiment, any other flyback method operating in the discontinuous mode can be applied. Is possible.

［実施例２］
図４は本実施例を説明するためのスイッチング電源の回路構成を示したものであり、第１の実施例との違いは整流用のダイオードと２次巻線の選択動作をするスイッチング素子の直列回路を、スイッチング素子を２個直列に接続した同期整流回路構成にしたところに特徴がある。 [Example 2]
FIG. 4 shows a circuit configuration of a switching power supply for explaining the present embodiment. The difference from the first embodiment is that a rectifying diode and a switching element for selecting a secondary winding are connected in series. The circuit is characterized by a synchronous rectifier circuit configuration in which two switching elements are connected in series.

以下、図１の第１の実施例と同一機能の箇所については符号を省略して説明することにする。 Hereinafter, portions having the same functions as those of the first embodiment of FIG.

巻線１の一端は出力電圧Ｖ_ｏｕｔの低電位側に接続され、他端にはスイッチング素子Ｑ２０１の電流流入端子が接続され、スイッチング素子Ｑ２０１の電流流出端子にはスイッチング素子Ｑ２０２の電流流出端子が接続されている。スイッチング素子Ｑ２０２の電流流入端子には電界コンデンサＣ６０３が接続され、電解コンデンサＣ６０３のもう一端は出力電圧Ｖ_ｏｕｔの低電位側に接続されている。 One end of the winding 1 is connected to the low potential side of the output voltage _Vout , the other end is connected to the current inflow terminal of the switching element Q201, and the current outflow terminal of the switching element Q201 is connected to the current outflow terminal of the switching element Q202. It is connected. The electric field capacitor C603 is connected to the current inflow terminal of the switching element Q202, and the other end of the electrolytic capacitor C603 is connected to the low potential side of the output voltage _Vout .

巻線２の一端は巻線１と共通である。巻線２の他端には同じくスイッチング素子Ｑ２０３の電流流入端子が接続され、スイッチング素子Ｑ２０３の電流流出端子にはもう一対のスイッチング素子Ｑ２０４の電流流出端子が接続されている。 One end of the winding 2 is common to the winding 1. Similarly, the other end of the winding 2 is connected to the current inflow terminal of the switching element Q203, and the current outflow terminal of the switching element Q203 is connected to the current outflow terminal of the other pair of switching elements Q204.

スイッチング素子Ｑ２０４の電流流入端子には電界コンデンサＣ６０３が接続されている。 An electric field capacitor C603 is connected to the current inflow terminal of the switching element Q204.

巻線３の一端は巻線２と共通である。巻線３の他端には同じくスイッチング素子Ｑ２０５の電流流入端子が接続され、スイッチング素子Ｑ２０６の電流流出端子にはもう一対のスイッチング素子Ｑ２０６の電流流出端子が接続されている。 One end of the winding 3 is common to the winding 2. Similarly, the current inflow terminal of the switching element Q205 is connected to the other end of the winding 3, and the current outflow terminal of the other pair of switching elements Q206 is connected to the current outflow terminal of the switching element Q206.

スイッチング素子Ｑ２０６の電流流入端子には電界コンデンサＣ６０３が接続されている。 An electric field capacitor C603 is connected to the current inflow terminal of the switching element Q206.

スイッチング素子Ｑ２０１〜Ｑ２０６の電流流出端子と制御端子間には各々抵抗Ｒ２０１、Ｒ２０２，Ｒ２０３が接続され、抵抗Ｒ２０４、Ｒ２０５、Ｒ２０６を介して出力電圧Ｖ_ｏｕｔの低電位側に接続されている。 Resistors R201, R202, and R203 are respectively connected between the current outflow terminals and the control terminals of the switching elements Q201 to Q206, and are connected to the low potential side of the output voltage _Vout via the resistors R204, R205, and R206.

バイアス用巻線である巻線４の一端は巻線３と共通となっており、他端は抵抗２０７を介して、選択手段であるスイッチング素子Ｑ２０５、Ｑ２０６の制御端子との間にスイッチング素子Ｑ２０７が接続されている。 One end of the winding 4 that is a bias winding is shared with the winding 3, and the other end is connected to the control terminal of the switching elements Q205 and Q206 that are selection means via a resistor 207. Is connected.

同様にして選択手段であるスイッチング素子Ｑ２０３、Ｑ２０４の制御端子と巻線３の他端との間には、抵抗Ｒ２０８を介してスイッチング素子Ｑ２０８が接続されている。 Similarly, the switching element Q208 is connected via a resistor R208 between the control terminals of the switching elements Q203 and Q204 as selection means and the other end of the winding 3.

選択手段であるスイッチング素子Ｑ２０１、Ｑ２０２も同様に巻線２と制御端子との間に抵抗Ｒ２０９を介してスイッチング素子Ｑ２０９が接続されている。 Similarly, the switching elements Q201 and Q202 as selection means are connected to the switching element Q209 via the resistor R209 between the winding 2 and the control terminal.

スイッチング素子Ｑ２０７〜Ｑ２０９の制御端子は抵抗Ｒ２１０〜Ｒ２１２を介してコントローラＩＣ１０１のポートＰ１〜Ｐ３に接続されている。 Control terminals of the switching elements Q207 to Q209 are connected to the ports P1 to P3 of the controller IC 101 via resistors R210 to R212.

例として用いているリンギングチョークコンバータの切換動作時の波形は実施例１と同様であるため、本実施例では省略する。 Since the waveform during the switching operation of the ringing choke converter used as an example is the same as that in the first embodiment, it is omitted in this embodiment.

整流ダイオードは順方向電圧降下が存在し、電流依存性はあるものの順方向電圧降下は例えば０．７Ｖ以上の値になるのが常である。そのため、フライバックコンバータ等の２次側整流ダイオードに流れる電流の平均値を乗じた導通損失が発生する。そのため、この導通損による効率低下が課題となる。一方ＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子はオン時の抵抗成分による損失はあるが、オン抵抗成分は数１０ｍΩと小さいため、平均電流値にもよるが導通損は整流ダイオードに比べると小さいという特徴がある。 The rectifier diode has a forward voltage drop, and has a current dependency, but the forward voltage drop is usually 0.7 V or more. Therefore, a conduction loss is generated by multiplying the average value of the current flowing through the secondary rectifier diode such as a flyback converter. For this reason, a reduction in efficiency due to this conduction loss becomes a problem. On the other hand, a switching element such as a MOSFET has a loss due to a resistance component at the time of on-state, but since the on-resistance component is as small as several tens of mΩ, the conduction loss is small compared to a rectifier diode although it depends on the average current value.

本実施例では切換手段として用いているＮチャネルＭＯＳＦＥＴに整流ダイオードの役割も兼ねているところに特徴がある。ＮチャネルＭＯＳＦＥＴを直列に接続するのは内蔵ダイオードによるトランスの逆励磁を防止するためである。 This embodiment is characterized in that the N-channel MOSFET used as switching means also serves as a rectifier diode. The reason why the N-channel MOSFETs are connected in series is to prevent reverse excitation of the transformer by the built-in diode.

整流ダイオード方式と本実施例のような同期整流方式を比べた場合、選択する素子のスペックにもよるが、例えば整流ダイオードでは０．７Ｖ×３Ａ＝２．１Ｗが導通損として発生する場合には、同期整流方式では２０ｍΩ×３Ａ×３Ａ×２＝０．３６Ｗの導通損失となる。 When comparing the rectifier diode method and the synchronous rectification method as in this embodiment, depending on the specifications of the element to be selected, for example, in the case of a rectifier diode, 0.7V × 3A = 2.1 W is generated as a conduction loss. In the synchronous rectification method, the conduction loss is 20 mΩ × 3 A × 3 A × 2 = 0.36 W.

以上のような動作により同期整流方式の切換回路を適用した場合、いずれの負荷条件においてもスイッチング電源装置の効率向上が図れる。特に待機時の消費電力の低減に大きく貢献できることになる。 When the synchronous rectification type switching circuit is applied by the operation as described above, the efficiency of the switching power supply device can be improved under any load condition. In particular, this can greatly contribute to the reduction of power consumption during standby.

［実施例３］
図５は本実施例を説明するためのスイッチング電源の回路構成を示したものであり、第２の実施例との違いは、電流検出回路を設け、電流検出回路により選択手段を動作させるところに特徴がある。 [Example 3]
FIG. 5 shows a circuit configuration of a switching power supply for explaining the present embodiment. The difference from the second embodiment is that a current detection circuit is provided and the selection means is operated by the current detection circuit. There are features.

以下、図４の第２の実施例と同一機能の箇所については符号を省略して説明することにする。 Hereinafter, portions having the same functions as those of the second embodiment of FIG.

Ｒ５０１は出力電圧Ｖ_ｏｕｔの高電位側に挿入され、Ｒ５０１の降下電圧を検出することで、切換手段を選択する。 R501 is inserted on the high potential side of the output voltage _Vout , and the switching means is selected by detecting the voltage drop of R501.

Ｒ５０１の電圧降下は抵抗Ｒ５０２〜Ｒ５０７によって検出レベルが決められ、コンパレータＩＣ５０１、ＩＣ５０２の反転入力端子及び非反転入力端子にレベル信号が入力される。負荷電流が増加し、Ｒ５０１の電圧降下が規定値に到達すると、コンパレータＩＣ５０１の出力端子がＬｏｗレベルに反転することで、ＮＡＮＤゲートとＮＯＲゲートで構成される論理回路ＩＣ５０３の動作により、スイッチング素子Ｑ５０１が非導通状態、Ｑ５０２が導通状態となる。この動作によりスイッチング素子Ｑ２０５、Ｑ２０６が非導通の状態となり、スイッチング素子Ｑ２０３、Ｑ２０４が導通状態となる。 The detection level of the voltage drop of R501 is determined by resistors R502 to R507, and level signals are input to the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the comparators IC501 and IC502. When the load current increases and the voltage drop of R501 reaches a specified value, the output terminal of the comparator IC501 is inverted to the low level, and the operation of the logic circuit IC503 including the NAND gate and the NOR gate causes the switching element Q501. Is in a non-conductive state, and Q502 is in a conductive state. By this operation, switching elements Q205 and Q206 are turned off, and switching elements Q203 and Q204 are turned on.

また、さらに負荷電流が増加するとコンパレータＩＣ５０２の出力端子がＬｏｗレベルに反転し、スイッチング素子Ｑ５０２が非導通状態、Ｑ５０３が導通状態となる。この動作によりスイッチング素子Ｑ２０３、Ｑ２０４が非導通状態となるとともにスイッチング素子Ｑ２０１，Ｑ２０２が導通状態となる。 Further, when the load current further increases, the output terminal of the comparator IC 502 is inverted to the low level, the switching element Q502 is turned off, and the Q503 is turned on. By this operation, switching elements Q203 and Q204 are turned off and switching elements Q201 and Q202 are turned on.

論理回路ＩＣ５０３は軽負荷時には２次側のインダクタンス値が大きくなるように優先的に選択し、負荷増加に伴って２次側インダクタンス値が小さくなるように切り換える論理動作を行っており、動作波形等は実施例１にて述べた内容と違いがないため、説明は省略する。 The logic circuit IC 503 preferentially selects the secondary side inductance value so as to increase when the load is light, and performs a logic operation of switching so that the secondary side inductance value decreases as the load increases. Since there is no difference from the contents described in the first embodiment, description thereof is omitted.

本実施例ではコントローラＩＣ１０１を介することなく、スイッチング電源装置からの負荷電流を検出することで、動作切換が可能となる。そのため、コントローラＩＣ１０１からスイッチング電源装置までの信号線の削除が可能となり、機器レイアウトがしやすくなるというメリットがある。 In this embodiment, the operation can be switched by detecting the load current from the switching power supply without using the controller IC 101. Therefore, the signal lines from the controller IC 101 to the switching power supply device can be deleted, and there is an advantage that the device layout is easy.

Ｔ１０１・・・・絶縁トランス
ＩＣ１０１・・・・コントローラ
Ｑ１０１〜Ｑ１０３・・・・スイッチング素子
Ｑ２０１〜Ｑ２０６・・・・同期整流用スイッチング素子
Ｒ５０１・・・・電流検出抵抗
ＩＣ５０１、ＩＣ５０２・・・・コンパレータ
ＩＣ５０３・・・・論理回路 T101 ··· Isolation transformer IC101 ··· Controllers Q101 to Q103 · · · Switching elements Q201 to Q206 · · · Switching elements R501 for synchronous rectification · · · Current detection resistors IC501 and IC502 · · · Comparators IC503 ··· Logic circuit

Claims

１次巻線、補助巻線、複数の２次巻線を有したトランスと、
前記トランスの１次巻線に一端が接続され補助巻線に制御端子を接続したスイッチング素子と、
前記複数の２次巻線の一端に発生する交番電圧を平滑整流する平滑整流手段を備えた不連続モードで動作するフライバックコンバータにおいて、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させる選択手段と、
機器の動作状態を判断する制御手段を有し、
前記制御手段により、前記複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する前記選択手段を動作させることで、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させることを特徴とするスイッチング電源装置。 A transformer having a primary winding, an auxiliary winding, and a plurality of secondary windings;
A switching element having one end connected to the primary winding of the transformer and a control terminal connected to the auxiliary winding;
In a flyback converter that operates in a discontinuous mode including a smoothing rectifier that smoothes and rectifies an alternating voltage generated at one end of the plurality of secondary windings,
Selection means for changing inductance values of the plurality of secondary windings;
Having a control means for judging the operating state of the device;
By operating the selection means for selecting inductance values of the plurality of secondary windings by the control means,
A switching power supply device that changes inductance values of the plurality of secondary windings.

前記スイッチング電源装置は負荷に供給する電流を検知する電流検知手段を有し、
前記検知電流手段からの出力により、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を選択する前記選択手段を動作させることで、
前記複数の２次巻線のインダクタンス値を変化させること特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 The switching power supply device has current detection means for detecting a current supplied to a load,
By the output from the detection current means,
By operating the selection means for selecting an inductance value of the plurality of secondary windings,
The switching power supply device according to claim 1, wherein inductance values of the plurality of secondary windings are changed.

前記切換手段は前記２次巻線のバイアスに同期して断続動作されるスイッチング素子によって構成されていることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のスイッチング電源装置。 3. The switching power supply device according to claim 1, wherein the switching unit is configured by a switching element that is intermittently operated in synchronization with a bias of the secondary winding.

前記選択手段により選択される動作状態を機器動作の変化の有無に関わらず、
一定時間以上動作状態を固定せず、
任意の動作状態間を遷移させることを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のスイッチング電源装置。
Regardless of whether or not the operation state selected by the selection means changes in device operation,
Do not fix the operating state for a certain period of time,
4. The switching power supply device according to claim 1, wherein transition is made between arbitrary operation states. 5.