JP2012139048A - 直流−直流変換回路及びこれを用いた電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】従来のチョッパ回路では、直流電源又は直流出力の電圧が高い場合には、ダイオードが高速で逆回復し、またスイッチ素子が高速スイッチングすることになり、ダイオード逆回復時やスイッチ素子遮断時に大きなサージ電圧が発生し、ノイズ発生量が増加すると共に逆回復損失が大きくなる。
【解決手段】直流電源又は直流出力をコンデンサで分割し、スイッチ素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の接続点との間に逆阻止形ＩＧＢＴ又は双方向スイッチを接続し、スイッチング波形を２ステップ動作波形とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、直流電源からこの電圧と異なる別の直流を作り出す直流−直流変換回路とこれを用いた電力変換装置に関する。

図８に、特許文献１〜３に記載されている直流電源からこの電圧と異なる別の直流を作り出す従来の直流−直流変換回路例を示す。
図８（ａ）は特許文献１に記載されている直流電源Ｅｄからこの電圧よりも低い直流を作り出す降圧チョッパ回路、図８（ｂ）は特許文献２に記載されている直流電源Ｅｄからこの電圧よりも高い直流を作り出す昇圧チョッパ回路、図８（ｃ）は特許文献３に記載されている直流電源Ｅｄからこの電圧よりも低い直流又は高い直流を作り出す昇降圧チョッパ回路である。

図８（ａ）は、ダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＳ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＳ２とを直列接続したスイッチ直列回路と、直流電源Ｅｄとが並列接続され、前記スイッチ直列回路内部の直列接続点と負荷ＬＤとの間にリアクトルＬが、負荷ＬＤと並列にコンデンサＣｏが、各々接続された構成である。このような構成において、ＩＧＢＴＳ１をオンするとリアクトルＬの電流が上昇し、遮断するとダイオードＤ２を介して還流する。この動作を所定のオンオフ比（デューティ）で繰り返すことにより、コンデンサＣｏの電圧として直流電源電圧より低い電圧が得られる。ダイオードＤ２がオンするタイミングでＩＧＢＴＳ２をオンすると負荷ＬＤからの電力を直流電源Ｅｄに回生することができる。ここで、リアクトルＬの電流がダイオードＤ２を介して還流している時にＩＧＢＴＳ１をオンするとダイオードＤ２は直流電源Ｅｄの電圧で逆回復しオフとなる。

図８（ｂ）は、ダイオードＤ３を逆並列接続したＩＧＢＴＳ３とダイオードＤ４を逆並列接続したＩＧＢＴＳ４とを直列接続したスイッチ直列回路と、負荷ＬＤと、コンデンサＣｏが、各々並列接続され、前記スイッチ直列回路内部の直列接続点と直流電源Ｅｄとの間にリアクトルＬが接続された構成である。このような構成において、ＩＧＢＴＳ４をオンするとリアクトルＬの電流が上昇し、遮断するとこの電流はダイオードＤ３を介してコンデンサＣｏを充電する。この動作を所定のオンオフ比（デューティ）で繰り返すことにより、コンデンサＣｏの電圧とし直流電源電圧より高い電圧が得られる。ダイオードＤ３がオンするタイミングでＩＧＢＴＳ３をオンすると負荷ＬＤからの電力を直流電源Ｅｄに回生することができる。ここで、リアクトルＬの電流がダイオードＤ３を介してコンデンサＣｏを充電している時にＩＧＢＴＳ４をオンするとダイオードＤ３は直流出力電圧（コンデンサＣｏの電圧）で逆回復しオフとなる。

図８（ｃ）は、ダイオードＤ１を逆並列接続したＩＧＢＴＳ１とダイオードＤ２を逆並列接続したＩＧＢＴＳ３とを直列接続した第1のスイッチ直列回路が直流電源Ｅｄと並列接続され、ダイオードＤ３を逆並列接続したＩＧＢＴＳ３とダイオードＤ４を逆並列接続したＩＧＢＴＳ４とを直列接続した第２のスイッチ直列回路と、負荷ＬＤと、コンデンサＣｏが、各々並列接続され、前記第１のスイッチ直列回路内部の直列接続点と前記第２のスイッチ直列回路内部の直列接続点との間にリアクトルＬが接続された構成である。

このような構成において、ＩＧＢＴＳ３をオンにした状態でＩＧＢＴＳ１をオンするとリアクトルＬの電流が上昇し、遮断するとダイオードＤ２を介して還流する。この動作を所定のオンオフ比（デューティ）で繰り返すことにより、コンデンサＣｏの電圧として直流電源電圧より低い電圧が得られる。ダイオードＤ２がオンするタイミングでＩＧＢＴＳ２をオンすると負荷ＬＤからの電力を直流電源Ｅｄに回生することができる。ここで、リアクトルＬの電流がダイオードＤ２を介して還流している時にＩＧＢＴＳ１がオンするとダイオード２は直流電源の電圧で逆回復し、オフとなる。

また、ＩＧＢＴＳ１をオンにした状態でＩＧＢＴＳ４をオンするとリアクトルＬの電流が上昇し、遮断するとダイオードＤ３を介してコンデンサＣｏを充電する。この動作を所定のオンオフ比（デューティ）で繰り返すことにより、コンデンサＣｏの電圧として直流電源電圧より高い電圧が得られる。ダイオードＤ３がオンするタイミングでＩＧＢＴＳ３をオンすると負荷ＬＤからの電力を直流電源Ｅｄに回生することができる。ここで、リアクトルの電流がダイオードＤ３を介してコンデンサＣｏに充電されている時にＩＧＢＴＳ４をオンするとダイオードＤ３は直流出力コンデンサＣｏの電圧で逆回復し、オフとなる。

特開２００４−９６９６６号公報 特開２００８−２８９３２６号公報 特開２００８−９９５１８号公報

上述のように、いずれの回路構成の場合も、リアクトルの電流がダイオードを介して還流又は出力コンデンサを充電している時に直列接続されたＩＧＢＴをオンすると、ダイオードは直流電源Ｅｄの電圧又は直流出力コンデンサＣｏの電圧で逆回復する。直流電源電圧又は直流出力電圧が数百ボルト以上と高い場合には、ダイオードが高速で逆回復することになり、ダイオード逆回復遮断時に大きなサージ電圧が発生し、ノイズ発生量が増加すると共に逆回復損失が大きくなる。また、スイッチング素子のスイッチング時の電圧変化量は直流電源電圧又は直流出力電圧となり、同様にノイズ発生量が大きく且つスイッチング損失が大きくなる。この結果、半導体素子の耐圧はこの電圧に耐える高耐圧品が必要となり、また冷却装置が大型化する問題が生じる。
従って、本発明の課題は、逆回復を緩やかにしてノイズ発生量を低減すると共に逆回復時の損失を低減すること及びスイッチング時のノイズ発生量及びスイッチング損失を低減することである。

上述の課題を解決するために、第1の発明においては、コンデンサを複数個直列接続したコンデンサ直列回路と、半導体スイッチ素子とダイオードとを逆直列接続したスイッチ直列回路とを直流電源と並列接続し、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に逆阻止形スイッチ素子を、前記スイッチ直列回路内部の直列接続点と負荷との間にリアクトルを、各々接続する。

第２の発明においては、第１の発明における前記スイッチ直列回路の半導体スイッチ素子と逆並列にダイオードを、前記スイッチ直列回路のダイオードと逆並列に半導体スイッチ素子を、逆阻止形スイッチ素子と逆並列に別の逆阻止形スイッチ素子を、各々接続する。

第３の発明においては、コンデンサを複数個直列接続したコンデンサ直列回路と、半導体スイッチ素子とダイオードとを逆直列接続したスイッチ直列回路とを負荷と並列接続し、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に逆阻止形スイッチ素子を、前記スイッチ直列回路内部の直列接続点と直流電源との間にリアクトルを、各々接続する。

第４の発明においては、第３の発明おける前記スイッチ直列回路の半導体スイッチ素子と逆並列にダイオードを、前記スイッチ直列回路のダイオードと逆並列に半導体スイッチ素子を、前記逆阻止形スイッチ素子と逆並列に別の逆阻止形スイッチ素子を、各々接続する。

第５の発明においては、コンデンサを複数個直列接続した第1のコンデンサ直列回路と、半導体スイッチ素子とダイオードとを逆直列接続した第1のスイッチ直列回路とを直流電源と並列接続し、前記第1のコンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記第1のスイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第1の逆阻止形スイッチ素子を接続し、コンデンサを複数個直列接続した第２のコンデンサ直列回路と、半導体スイッチ素子とダイオードとを逆直列接続した第２のスイッチ直列回路とを負荷と並列接続し、前記第２のコンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記第２のスイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第２の逆阻止形スイッチ素子を接続し、前記第1のスイッチ直列回路内部の直列接続点と前記第２のスイッチ直列回路内部の直列接続点との間にリアクトルを接続する。

第６の発明においては、第５の発明における前記第1のスイッチ直列回路の半導体スイッチ素子と逆並列にダイオードを、前記第1のスイッチ直列回路のダイオードと逆並列に半導体スイッチ素子を、前記第２のスイッチ直列回路の半導体スイッチ素子と逆並列にダイオードを、前記第２のスイッチ直列回路のダイオードと逆並列に半導体スイッチ素子を、第1の逆阻止形スイッチ素子と逆並列に第3の逆阻止形スイッチ素子を、第２の逆阻止形スイッチ素子と逆並列に第４の逆阻止形スイッチ素子を、各々接続する。

第７の発明においては、第１〜第６の発明における前記各々のコンデンサ直列回路と並列にコンデンサ電圧バランス手段を接続する。

第８の発明においては、第１〜第７のいずれか１項に記載の発明の直流−直流変換回路を用いたことを特徴とする電力変換装置である。

本発明では、スイッチング素子がオンしてダイオードを逆回復させる時の電圧及びスイッチング素子がオフする時の電圧を第１ステップとして直流電源電圧又は直流出力電圧の半分以下の電圧とし、第２ステップとして直流電源電圧又は直流出力電圧そのものとしている。このため、ダイオード逆回復時又はスイッチング素子オフ時にダイオード又はスイッチング素子に印加される電圧を小さく抑制することができる。
この結果、ダイオード逆回復時の電圧が低い電圧となり、逆回復時のサージ電圧が低く抑制され、逆回復損失が低減する。さらにスイチング素子とダイオードのスイッチング時の電圧変化量が半分以下とすることが可能となり、ノイズ発生量が低減する。

本発明の第１の実施例を示す回路図である。 本発明の第２の実施例を示す回路図である。 本発明の第３の実施例を示す回路図である。 本発明の第４の実施例を示す回路図である。 本発明の第５の実施例を示す回路図である。 本発明の第６の実施例を示す回路図である。 本発明の第７の実施例を示す回路図である。 従来例を示す回路図である。

本発明の要点は、直流−直流変換回路として、ダイオードとスイッチ素子との直列回路又はダイオードを逆並列接続したスイッチ素子同士の直列回路の内部直列接続点と直流電源又は直流出力との間に双方向スイッチ又は逆阻止形スイッチを接続し、スイッチ素子のオン又はオフ時前記双方向スイッチ又は逆阻止形スイッチをオンさせ、ダイオード又はスイッチ素子に印加される電圧が、直流電源電圧又は直流出力電圧の半分以下の電圧を短時間経由した２ステップ以上の動作となるようにした点である。

図１に、本発明の第1の実施例を示す。図１（ａ）が回路図、図１（ｂ）が動作説明図である。直流電源電圧より低い直流出力電圧を得る降圧形の回路構成である。コンデンサＣ１とＣ２を直列接続したコンデンサ直列回路と、スイッチ素子（ＩＧＢＴ）Ｓ１とダイオードＤ２とを逆直列接続したスイッチ素子直列回路とを直流電源Ｅｄと並列接続し、コンデンサ直列回路内部の直列接続点とスイッチ素子直列回路内部の直列接続点との間に逆阻止型ＩＧＢＴＢ１ａを接続する。また、スイッチ素子直列回路内部の直列接続点と負荷ＬＤとの間にリアクトルＬを、負荷ＬＤと並列にコンデンサＣ４を、各々接続した構成である。

このような構成において、スイッチ素子Ｓ１をオンする時は、直前（数マイクロ秒前）に逆阻止型ＩＧＢＴＢ１ａをオンし、次にＩＧＢＴＳ１をオンする。スイッチ素子Ｓ１をオフする時は、短時間（数マイクロ秒）遅れて逆阻止型ＩＧＢＴＢ１ａをオフする。ここで、遅れ時間はダイオード又は逆阻止形ＩＧＢＴが逆回復する時間或いはスイッチング素子のターンオフ時間より長ければ良いので数マイクロ秒程度となる。この結果、リアクトルＬの電流がダイオードＤ２を介して還流している時にスイッチ素子Ｓ１をオンする場合、ダイオードＤ２には最初に直流電源電圧の半分の電圧が印加されて逆回復し、その後直流電源電圧そのものが印加される。この結果、ダイオードＤ２の逆回復時の電圧は半分になり、逆回復損失が低減される。
また、ＩＧＢＴＳ１オフ時の電圧は直流電源電圧から半分の電圧まで一旦低下し、その後零まで低下するので、ノイズとスイッチング損失が低減される。
尚、ＩＧＢＴＳ１とダイオードＤ２の直列接続順序を入れ替えて、逆阻止形ＩＧＢＴＢ１ａの接続方向を逆方向にしても同様に実現できる。

図２に、本発明の第２の実施例を示す。第1の実施例との違いは、ＩＧＢＴＳ１と逆並列にダイオードＤ１が、ダイオードＤ２と逆並列にＩＧＢＴＳ２が、逆阻止形ＩＧＢＴＢ１ａと逆並列に逆阻止形ＩＧＢＴＢ１ｂが、各々接続されている点である。このような構成にすることで、負荷に蓄電池などが接続される場合、負荷側から直流電源側にエンルギーを回生することができる。所謂双方向のチョッパ回路となる。その他の機能は実施例１と同様である。尚、負荷ＬＤとコンデンサＣ４はＩＧＢＴＳ１のコレクタ端子側（直流電源Ｅｄの正極側）に接続しても同様に実現可能である。

図３に、本発明の第３の実施例を示す。図３（ａ）が回路図、図３（ｂ）が動作説明図である。直流電源電圧より高い直流出力電圧を得る昇圧形の回路構成である。コンデンサＣ３とＣ４を直列接続したコンデンサ直列回路と、スイッチ素子（ＩＧＢＴ）Ｓ４とダイオードＤ３とを逆直列接続したスイッチ素子直列回路とを負荷ＬＤと並列接続し、コンデンサ直列回路内部の直列接続点とスイッチ素子直列回路内部の直列接続点との間に逆阻止型ＩＧＢＴＢ２ａを接続する。また、スイッチ素子直列回路内部の直列接続点と直流電源Ｅｄとの間にリアクトルＬを接続する。

このような構成において、スイッチ素子Ｓ４をオンする時は、直前に逆阻止型ＩＧＢＴＢ２ａを短時間（数マイクロ秒）オンし、次にＩＧＢＴＳ４をオンする。また、スイッチ素子Ｓ４をオフする時は、予め逆阻止型ＩＧＢＴＢ２ａにオン信号を与えておく。この結果、リアクトルＬの電流がダイオードＤ３を介して負荷側に還流している時にスイッチ素子Ｓ４をオンする場合、ダイオードＤ３には最初に負荷電圧の半分の電圧（コンデンサＣ３の電圧）が印加されて逆回復し、その後負荷電圧そのものが印加される。この結果、ダイオードＤ２の逆回復時の電圧は半分になり、逆回復損失が低減される。また、ＩＧＢＴＳ４オフ時の電圧は負荷電圧から半分の電圧（コンデンサＣ４の電圧）まで一旦上昇し、逆阻止形ＩＧＢＴＢ２ａをオフさせた後負荷電圧まで上昇するので、ノイズとスイッチング損失が低減される。尚、ダイオードＤ３とＩＧＢＴＳ４の接続順序を入れ替えて、逆阻止形ＩＧＢＴの接続方向を逆方向にしても、同様に実現可能である。

図４に、本発明の第４の実施例を示す。第３の実施例との違いは、ダイオードＤ３と逆並列にＩＧＢＴＳ３を、ＩＧＢＴＳ４と逆並列にダイオードＤ４を、各々接続している点である。このような構成にすることで負荷として蓄電池などが接続されている場合、負荷からのエネルギーを直流電源Ｅｄ側に回生することができる。その他の動作は実施例３と同様である。尚、リアクトルＬと直流電源Ｅｄとの直列回路はＩＧＢＴＳ３と並列接続しても同様に実現可能である。

図５に、本名発明の第５の実施例を示す。第１の実施例と第３の実施例を組合せた昇降圧形チョッパ回路の例である。コンデンサＣ１とＣ２を直列接続した第1のコンデンサ直列回路と、スイッチ素子（ＩＧＢＴ）Ｓ１とダイオードＤ２とを逆直列接続した第1のスイッチ素子直列回路とを直流電源Ｅｄと並列接続し、コンデンサ直列回路内部の直列接続点とスイッチ素子直列回路内部の直列接続点との間に逆阻止型ＩＧＢＴＢ１ａとＢ１ｂを逆並列接続した双方向スイッチを接続する。また、コンデンサＣ３とＣ４を直列接続した第２のコンデンサ直列回路と、スイッチ素子（ＩＧＢＴ）Ｓ４とダイオードＤ３とを逆直列接続した第２のスイッチ素子直列回路とを負荷ＬＤと並列接続し、第２のコンデンサ直列回路内部の直列接続点と第２のスイッチ素子直列回路内部の直列接続点との間に逆阻止型ＩＧＢＴＢ２ａを接続する。

このような構成において、ＩＧＢＴＳ４をオフした状態で、ＩＧＢＴＳ１をオンオフさせると第１の実施例と同様の降圧形チョッパの動作となる。また、ＩＧＢＴＳ１をオンした状態でＩＧＢＴＳ４をオンオフさせると第３の実施例と同様の昇圧形チョッパの動作となる。各動作は、第１〜第４の実施例と同様である。尚、ＩＧＢＴＳ１とダイオードＤ２の接続順序、ダイオードＤ３とＩＧＢＴＳ４の接続順序を入れ替えて、逆阻止形ＩＧＢＴＢ１ａ、Ｂ２ａの接続方向を逆方向とし、直流電源Ｅｄの正極側を共通電位としても同様に実現可能である。

図６に第６の実施例を示す。第５の実施例との違いは、第５の実施例におけるＩＧＢＴＳ１と逆並列にダイオードＤ１が、ＩＧＢＴＳ４と逆並列にダイオードＤ４が、ダイオードＤ２と逆並列にＩＧＢＴＳ２が、ダイオードＤ３と逆並列にＩＧＢＴＳ３が、逆阻止形ＩＧＢＴＢ１ａと逆並列に逆阻止形ＩＧＢＴＢ１ｂが、逆阻止形ＩＧＢＴＢ２ａと逆並列に逆阻止形ＩＧＢＴＢ２ｂが、各々接続されている点である。各動作は図５と同様であるが、ダイオードＤ２、Ｄ３と逆並列接続されたＩＧＢＴＳ２、Ｓ３をダイオードがオンするタイミングでオンさせることにより、負荷ＬＤからの電力を直流電源Ｅｄに回生することができる。その他の動作は、第１〜第５の実施例と同様である。尚、直流電源Ｅｄの正極側を共通電位としても同様に実現可能である。

図７に直列接続された各コンデンサの電圧をバランスさせるための手段としてのバランサ回路例を示す。第１〜第６の実施例ではステップ状に電圧を変化させているため、コンデンサの電圧がアンバランスになる可能性がある。図７はこのアンバランス電圧を解消するための回路例である。図７（ａ）はコンデンサＣａ，Ｃｂと並列に抵抗Ｒａ、Ｒｂを接続する回路構成で、抵抗値を等しくすることにより、コンデンサ電圧も等しくすることができる。また、抵抗値を適宜選択することにより、任意の電圧に分割することもできる。

図７（ｂ）は、ダイオードＤ５とＩＧＢＴＳ５との逆並列接続回路とダイオードＤ６とＩＧＢＴＳ６との逆並列接続回路とからなるスイッチ素子直列接続回路を、コンデンサＣａとＣｂとからなるコンデンサ直列接続回路に並列接続し、スイッチ素子直列接続回路内部の接続点とコンデンサ直列接続回路内部の接続点にリアクトルＬａを接続した構成である。

このような構成において、ＩＧＢＴＳ６をオンさせるとコンデンサＣｂからリアクトルＬａに電流が流れエネルギーが蓄積され、ＩＧＢＴＳ６をオフさせるとリアクトルＬａの電流はダイオード５を通ってコンデンサＣａに充電される。また、ＩＧＢＴＳ５をオンさせるとコンデンサＣａからリアクトルＬａに電流が流れエネルギーが蓄積され、ＩＧＢＴＳ５をオフさせるとリアクトルＬａの電流はダイオード６を通ってコンデンサＣｂに充電される。このような動作で、電圧の高い側のコンデンサから低い側のコンデンサに電荷を移動させるとことにより、コンデンサ電圧をバランスさせることができる。また、コンデンサ電圧を任意の値に選択して、任意の電圧に分割できる。

尚、上記実施例には逆阻止形のスイッチング素子として逆阻止形ＩＧＢＴを使用した例を示したが、逆阻止能力のないＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴなどと直列にダイオードを接続した構成でも逆阻止形のスイッチング素子を実現可能である。
また、コンデンサ直列回路として、コンデンサを２個接続した例を示したが、直列数を増やして、スイッチ素子直列回路内部の接続点とコンデンサ直列回路内部の直列接続点との間に各々逆阻止形スイッチ素子を接続することにより、スイッチ素子直列回路の各素子に印加される電圧を複数段のステップにすることや半分以下に抑制することが可能である。

Ｅｄ・・・直流電源 ＬＤ・・・負荷 Ｌ、Ｌａ・・・リアクトル
Ｃ０〜Ｃ４、Ｃａ、Ｃｂ・・・コンデンサ Ｒａ、Ｒｂ・・・抵抗
Ｓ１〜Ｓ６・・・ＩＧＢＴ Ｄ１〜Ｄ６・・・ダイオード
Ｂ１ａ、Ｂ１ｂ、Ｂ２ａ・・・逆阻止形ＩＧＢＴ

Claims (8)

1. コンデンサを複数個直列接続したコンデンサ直列回路と、半導体スイッチ素子とダイオードとを逆直列接続したスイッチ直列回路とを直流電源と並列接続し、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に逆阻止形スイッチ素子を、前記スイッチ直列回路内部の直列接続点と負荷との間にリアクトルを、各々接続することを特徴とする直流−直流変換回路。
2. 前記スイッチ直列回路の半導体スイッチ素子と逆並列にダイオードを、前記スイッチ直列回路のダイオードと逆並列に半導体スイッチ素子を、逆阻止形スイッチ素子と逆並列に別の逆阻止形スイッチ素子を、各々接続することを特徴とする請求項1に記載の直流−直流変換回路。
3. コンデンサを複数個直列接続したコンデンサ直列回路と、半導体スイッチ素子とダイオードとを逆直列接続したスイッチ直列回路とを負荷と並列接続し、前記コンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記スイッチ直列回路内部の直列接続点との間に逆阻止形スイッチ素子を、前記スイッチ直列回路内部の直列接続点と直流電源との間にリアクトルを、各々接続することを特徴とする直流−直流変換回路。
4. 前記スイッチ直列回路の半導体スイッチ素子と逆並列にダイオードを、前記スイッチ直列回路のダイオードと逆並列に半導体スイッチ素子を、前記逆阻止形スイッチ素子と逆並列に別の逆阻止形スイッチ素子を、各々接続することを特徴とする請求項３に記載の直流−直流変換回路。
5. コンデンサを複数個直列接続した第1のコンデンサ直列回路と、半導体スイッチ素子とダイオードとを逆直列接続した第1のスイッチ直列回路とを直流電源と並列接続し、前記第1のコンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記第1のスイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第1の逆阻止形スイッチ素子を接続し、コンデンサを複数個直列接続した第２のコンデンサ直列回路と、半導体スイッチ素子とダイオードとを逆直列接続した第２のスイッチ直列回路とを負荷と並列接続し、前記第２のコンデンサ直列回路内部の直列接続点と前記第２のスイッチ直列回路内部の直列接続点との間に第２の逆阻止形スイッチ素子を接続し、前記第1のスイッチ直列回路内部の直列接続点と前記第２のスイッチ直列回路内部の直列接続点との間にリアクトルを接続することを特徴とする直流−直流変換回路。
6. 前記第1のスイッチ直列回路の半導体スイッチ素子と逆並列にダイオードを、前記第1のスイッチ直列回路のダイオードと逆並列に半導体スイッチ素子を、前記第２のスイッチ直列回路の半導体スイッチ素子と逆並列にダイオードを、前記第２のスイッチ直列回路のダイオードと逆並列に半導体スイッチ素子を、第1の逆阻止形スイッチ素子と逆並列に第3の逆阻止形スイッチ素子を、第２の逆阻止形スイッチ素子と逆並列に第４の逆阻止形スイッチ素子を、各々接続することを特徴とする請求項５に記載の直流−直流変換回路。
7. 前記各々のコンデンサ直列回路と並列にコンデンサ電圧バランス手段を接続することを特徴とする請求項１〜６のいずれか1項に記載の直流−直流変換回路。
8. 前記請求項1〜８のいずれか1項に記載の直流−直流変換回路を用いたことを特徴とする電力変換装置。