JP2012120293A - Vehicular rotary electric machine - Google Patents

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a vehicular rotary electric machine that can quickly terminate high voltage generation at a load dump and prevent malfunction of a vehicular power generation control device due to wrong detection of a power generation stop state.SOLUTION: After detecting that an output voltage of a vehicular generator 1 falls below a second criterion voltage (17 V), a load dump determination section 111 determines a timing to suppress a surge voltage by an off operation of turning off a load side MOS transistor 51 and instructs a driver 172 in a control circuit 54 to turn off the MOS transistor 51 at the timing, and even if the output voltage is higher than the second criterion voltage, instructs the driver 172 to periodically turn off the MOS transistor 51 such that a power generation control device 7 can detect rotation.

Description

本発明は、乗用車やトラック等に搭載される車両用回転電機に関する。   The present invention relates to a vehicular rotating electrical machine mounted on a passenger car, a truck, or the like.

車両用発電機は、出力端子に接続された充電線を介してバッテリや各種の電気負荷に充電電力や動作電力を供給している。この車両用発電機の発電動作時に出力端子やバッテリ端子が外れると、ロードダンプと称される過渡的な高電圧が発生する。このとき発生する電圧は、出力電流等にもよるが場合によっては１００Ｖ以上に達することがある。このようにして発生する高電圧は、電気負荷や車両用発電機内の各種素子の破損の原因になるため、何らかの対策が必要になる。このような対策を行う従来技術としては、例えば車両用発電機のブリッジ回路のローサイド素子をＭＯＳトランジスタで構成し、ロードダンプ発生時に車両用発電機の出力電圧が基準電圧を超えたときにこれらのＭＯＳトランジスタをオンすることにより、高電圧の発生を抑制する保護動作を行うようにした車両用発電機が知られている（例えば、特許文献１参照。）。この車両用発電機では、ブリッジ回路のローサイド素子としての各ＭＯＳトランジスタをオンすることで出力電圧が再び基準電圧以下になると、各ＭＯＳトランジスタは再びオフされ、ブリッジ回路による通常の整流動作が再開されるようになっている。   The vehicular generator supplies charging power and operating power to a battery and various electric loads via a charging line connected to an output terminal. If the output terminal or the battery terminal is disconnected during the power generation operation of this vehicle generator, a transient high voltage called a load dump is generated. The voltage generated at this time may reach 100 V or more depending on the output current or the like. The high voltage generated in this way causes damage to various elements in the electric load and the vehicular generator, and some measures are required. As a conventional technique for taking such measures, for example, a low-side element of a bridge circuit of a vehicular generator is configured by a MOS transistor, and when the output voltage of the vehicular generator exceeds a reference voltage when a load dump occurs, these technologies are used. 2. Description of the Related Art A vehicular generator is known in which a protection operation for suppressing generation of a high voltage is performed by turning on a MOS transistor (see, for example, Patent Document 1). In this vehicular generator, when each MOS transistor as the low side element of the bridge circuit is turned on and the output voltage again becomes lower than the reference voltage, each MOS transistor is turned off again, and normal rectification operation by the bridge circuit is resumed. It has become so.

特開平９−２１９９３８号公報（第５−９頁、図１−１４）JP-A-9-219938 (page 5-9, FIG. 1-14)

ところで、特許文献１に開示された車両用発電機では、相電圧が基準電圧を超えたときにローサイド素子としてのＭＯＳトランジスタがオンされるためこの相電圧が一時的に低下し、この相電圧が別の基準電圧以下になるとＭＯＳトランジスタが再びオンされる。このＭＯＳトランジスタのオン／オフは、Ｇパルス電圧のエネルギーが十分消耗するまで繰り返されることになる。このように、ＭＯＳトランジスタのオン／オフを繰り返すということは、このＭＯＳトランジスタに接続されたステータコイルに流れている電流を遮断することになるため、このステータコイルに高電圧が発生し、この高電圧が基準電圧を超える原因にもなるため、高電圧の発生を迅速に終わらせることができないという問題があった。   By the way, in the vehicular generator disclosed in Patent Document 1, when the phase voltage exceeds the reference voltage, the MOS transistor as the low-side element is turned on, so that this phase voltage is temporarily reduced, and this phase voltage is reduced. When the voltage falls below another reference voltage, the MOS transistor is turned on again. This on / off of the MOS transistor is repeated until the energy of the G pulse voltage is sufficiently consumed. Thus, repeating ON / OFF of the MOS transistor cuts off the current flowing in the stator coil connected to the MOS transistor, so that a high voltage is generated in the stator coil. Since the voltage also exceeds the reference voltage, there is a problem that the generation of the high voltage cannot be terminated quickly.

また、特許文献１に開示された車両用発電機では、相電圧が基準電圧を超えたときにローサイド素子としてのＭＯＳトランジスタが整流動作の周期に比べて高速にオン／オフされるため、Ｇパルス電圧のエネルギーが十分消耗するまでに時間がかかるという問題があり、この点でも高電圧の発生を迅速に終わらせることができなかった。高電圧の発生を短時間に終わらせるためには、相電圧が基準電圧を超えたときにローサイド素子としてのＭＯＳトランジスタを継続的にオンすればよいと考えられる。しかし、車両用発電制御装置（レギュレータ）の中には、相電圧が所定のしきい値電圧を超える周波数に基づいて発電開始を検出して制御動作を開始したり、この検出ができなかったときに異常を通知する警報動作等を行うものがあり、ローサイド素子としてのＭＯＳトランジスタをオフする時間が長くなると、実際には車両用発電機が回転しているにもかかわらず相電圧が所定のしきい値電圧よりも低い状態が継続されるため、発電停止状態に至ったものとして誤検出するおそれがある。この場合に、発電開始に備えて初期励磁電流を界磁巻線に供給するように車両用発電制御装置が制御動作を行うと、無駄に励磁電流を流すとともに、ローサイド素子としてのＭＯＳトランジスタを通して流れる相電流が増加することになるため、発電効率や発熱の観点から望ましくない。また、発電停止状態を誤検出して車両用発電制御装置が誤った警報動作を行うと、運転者が混乱したり、この警報動作に伴って外部制御装置等に誤った信号が出力されることになるため、やはり好ましくはない。   Further, in the vehicle generator disclosed in Patent Document 1, when the phase voltage exceeds the reference voltage, the MOS transistor as the low-side element is turned on / off faster than the period of the rectification operation. There is a problem that it takes time until the energy of the voltage is sufficiently consumed. Also in this respect, the generation of the high voltage could not be terminated quickly. In order to end the generation of the high voltage in a short time, it is considered that the MOS transistor as the low side element should be continuously turned on when the phase voltage exceeds the reference voltage. However, in the vehicle power generation control device (regulator), when the start of power generation is detected based on the frequency at which the phase voltage exceeds a predetermined threshold voltage, the control operation is started, or when this detection cannot be performed. If the time to turn off the MOS transistor as the low-side element becomes long, the phase voltage is not set in spite of the fact that the vehicle generator is rotating. Since the state lower than the threshold voltage is continued, there is a possibility of erroneous detection that the power generation is stopped. In this case, when the vehicle power generation control device performs control operation so as to supply the initial excitation current to the field winding in preparation for the start of power generation, the excitation current flows unnecessarily and also flows through the MOS transistor as the low-side element. Since the phase current increases, it is not desirable from the viewpoint of power generation efficiency and heat generation. In addition, if the power generation stop state is erroneously detected and the vehicle power generation control device performs an erroneous alarm operation, the driver may be confused or an erroneous signal may be output to the external control device or the like with this alarm operation. After all, it is not preferable.

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、ロードダンプ時の高電圧発生を迅速に終わらせるとともに、発電停止状態の誤検出による車両用発電制御装置の誤動作を防止することができる車両用回転電機を提供することにある。   The present invention was created in view of the above points, and its purpose is to quickly terminate the generation of a high voltage at the time of load dump and to cause a malfunction of the vehicle power generation control device due to erroneous detection of a power generation stop state. It is providing the rotating electrical machine for vehicles which can prevent.

上述した課題を解決するために、本発明の車両用回転電機は、回転子の界磁極を磁化させる界磁巻線と、界磁極によって発生する回転磁界によって交流電圧を発生する多相巻線としての電機子巻線を有する固定子と、ダイオードが並列接続されたスイッチング素子によって構成された複数の下アームを有するブリッジ回路を構成し、電機子巻線の誘起電圧を整流するスイッチング部と、スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御部と、界磁巻線に流れる励磁電流を制御することによりスイッチング部の出力電圧を制御するとともに、電機子巻線の相電圧に基づいて回転子の回転数を検出し、回転子の回転停止を検出したときに界磁巻線への励磁電流の供給を停止あるいは低減する発電制御装置と、スイッチング部の出力電圧を監視し、出力電圧が第１の判定電圧を超えたときに、下アームを構成するスイッチング素子をオンする指示をスイッチング制御部に対して行い、第１の判定電圧を超えた後に出力電圧が第１の判定電圧よりも低い第２の判定電圧よりも低くなったときに、下アームを構成するスイッチング素子をオフする指示をスイッチング制御部に対して行うロードダンプ判定部とを備えている。ロードダンプ判定部は、出力電圧が第２の判定電圧よりも低くなったことを検出した後、スイッチング素子をオフしたときにこのオフ動作によるサージ電圧の発生を抑制するタイミングを判定し、このタイミングでスイッチング素子をオフする指示をスイッチング制御部に対して行うとともに、出力電圧が第２の判定電圧よりも高い場合であっても、発電制御装置による回転検出が可能になるように定期的にスイッチング素子をオフする指示をスイッチング制御部に対して行っている。   In order to solve the above-described problems, a rotating electrical machine for a vehicle according to the present invention includes a field winding that magnetizes a field pole of a rotor, and a multiphase winding that generates an alternating voltage by a rotating magnetic field generated by the field pole. A switching circuit for rectifying the induced voltage of the armature winding, and a switching circuit comprising a stator having a plurality of armature windings and a plurality of lower arms composed of switching elements connected in parallel with diodes, and switching The switching control unit that controls on / off of the element and the output voltage of the switching unit are controlled by controlling the exciting current flowing in the field winding, and the rotation speed of the rotor is controlled based on the phase voltage of the armature winding. And a power generation control device that stops or reduces the supply of the excitation current to the field winding when the rotation stop of the rotor is detected, and the output voltage of the switching unit When the output voltage exceeds the first determination voltage, the switching control unit is instructed to turn on the switching element constituting the lower arm, and after the first determination voltage is exceeded, the output voltage A load dump determination unit that instructs the switching control unit to turn off the switching element that constitutes the lower arm when the voltage is lower than a second determination voltage that is lower than the first determination voltage. After detecting that the output voltage has become lower than the second determination voltage, the load dump determination unit determines a timing for suppressing generation of a surge voltage due to the OFF operation when the switching element is turned OFF. The switching control unit is instructed to turn off the switching element, and the switching is periodically performed so that the rotation can be detected by the power generation control device even when the output voltage is higher than the second determination voltage. The switching control unit is instructed to turn off the element.

ロードダンプ発生時に下アームのスイッチング素子をオンすることでロードダンプ時の高電圧の発生を防止する保護動作を行う場合であって、高電圧の発生が抑制された後に保護動作を解除する際に、大きなサージ電圧が発生するタイミングを避けて通常の整流動作を継続することができ、ロードダンプ時の高電圧発生を迅速に終わらせることが可能となる。また、このような下アームのスイッチング素子をオンするロードダンプ保護動作中であっても、定期的にスイッチング素子をオフすることにより、回転検出不能による発電停止状態の誤検出に伴う発電制御装置の誤動作を防止することができる。   When the protection operation to prevent the generation of high voltage at the time of load dump is performed by turning on the switching element of the lower arm at the time of load dump occurrence, when releasing the protection operation after the occurrence of high voltage is suppressed Thus, the normal rectification operation can be continued while avoiding the timing at which a large surge voltage is generated, and the generation of a high voltage at the time of load dump can be terminated quickly. Further, even during the load dump protection operation that turns on the switching element of the lower arm, by periodically turning off the switching element, the power generation control device accompanying the erroneous detection of the power generation stop state due to the inability to detect the rotation is performed. Malfunctions can be prevented.

また、上述したロードダンプ判定部は、発電制御装置による回転検出が可能になるように、回転停止検出に必要な時間Ｔ２に達する前に回転検出に必要な最少時間Ｔ１だけスイッチング素子をオフする指示を定期的に行うことが望ましい。これにより、ロードダンプ保護動作中にスイッチング素子をオフする時間を最少にして発電制御装置による回転検出を継続的に行うことが可能となる。   In addition, the load dump determination unit described above instructs to turn off the switching element only for the minimum time T1 necessary for rotation detection before reaching the time T2 necessary for rotation stop detection so that rotation detection by the power generation control device is possible. It is desirable to perform regularly. This makes it possible to continuously perform rotation detection by the power generation control device while minimizing the time during which the switching element is turned off during the load dump protection operation.

また、上述したロードダンプ判定部は、出力電圧が第１の判定電圧を超えたことを検出した後に、スイッチング素子をオンしたときにこのオン動作によるサージ電圧の発生を抑制するタイミングを判定し、このタイミングでスイッチング素子をオンする指示をスイッチング制御部に対して行うことが望ましい。これにより、ロードダンプ保護動作移行時についてもサージ電圧の発生を確実に抑えることができる。   In addition, the load dump determination unit described above determines the timing for suppressing the occurrence of a surge voltage due to the ON operation when the switching element is turned on after detecting that the output voltage exceeds the first determination voltage, It is desirable to instruct the switching control unit to turn on the switching element at this timing. As a result, the occurrence of surge voltage can be reliably suppressed even when the load dump protection operation is shifted.

また、上述した発電制御装置は、相電圧と基準電圧の大小関係が周期的に変化することにより回転検出を行っており、ロードダンプ判定部による保護動作中に下アームを構成するスイッチング素子がオンされたときに、相電圧と基準電圧の大小関係が固定され、スイッチング素子がオフされたときに、相電圧と基準電圧の大小関係が回転子の回転に連動して周期的に変化することが望ましい。これにより、車両用発電制御装置による回転検出動作を継続して行うことが可能となる。   In addition, the power generation control device described above performs rotation detection by periodically changing the magnitude relationship between the phase voltage and the reference voltage, and the switching element constituting the lower arm is turned on during the protection operation by the load dump determination unit. When the switching element is turned off, the magnitude relationship between the phase voltage and the reference voltage is periodically changed in conjunction with the rotation of the rotor. desirable. As a result, the rotation detection operation by the vehicle power generation control device can be continuously performed.

また、上述した下アームを構成するスイッチング素子をオンしてロードダンプ保護動作を開始する前に、上アームの素子の短絡故障の有無を確認する短絡故障確認部をさらに備え、ロードダンプ判定部は、短絡故障確認部によって短絡故障が生じていないことを確認した後にロードダンプ保護動作を開始することが望ましい。これにより、ロードダンプ保護動作を開始することにより上アームおよび下アームの両方の素子を介してバッテリの端子間が誤って短絡されることを防止することができる。   In addition, before the load dump protection operation is started by turning on the switching element constituting the lower arm described above, the load dump determination unit further includes a short-circuit fault confirmation unit for confirming whether there is a short-circuit fault of the upper arm element, It is desirable to start the load dump protection operation after confirming that no short circuit failure has occurred by the short circuit failure confirmation unit. Thereby, it is possible to prevent the terminals of the battery from being erroneously short-circuited through the elements of both the upper arm and the lower arm by starting the load dump protection operation.

また、上述したサージ電圧の発生を抑制するタイミングは、オフする前に、スイッチング素子を介して流れる電流の向きと、オフした後に、スイッチング素子に並列接続されたダイオードを介して流れる電流の向きが同じとなるタイミングであることが望ましい。あるいは、上述したサージ電圧の発生を抑制するタイミングは、オンしたときに、スイッチング素子に並列接続されたダイオードの順方向と同じ方向にスイッチング素子を介して電流が流れるタイミングであることが望ましい。これにより、ロードダンプ保護動作を終了する際あるいは開始する際にサージ電圧が発生することを防止することができる。   In addition, the timing of suppressing the occurrence of the surge voltage described above is such that the direction of the current flowing through the switching element before turning off and the direction of the current flowing through the diode connected in parallel to the switching element after turning off are determined. It is desirable that the timing is the same. Alternatively, it is desirable that the timing for suppressing the generation of the surge voltage described above is the timing at which current flows through the switching element in the same direction as the forward direction of the diode connected in parallel to the switching element when turned on. As a result, it is possible to prevent a surge voltage from being generated when the load dump protection operation is finished or started.

また、上述したロードダンプ判定部による下アームを構成するスイッチング素子をオフするタイミングの適否判定は、電機子巻線を構成する２相以上の相巻線のそれぞれ毎に行うことが望ましい。これにより、相巻線毎に適切なタイミングで保護動作を解除することができ、各相巻線によるサージ電圧の発生を確実に防止することができる。   In addition, it is desirable that the above-described load dump determination unit determines whether or not the timing for turning off the switching element that constitutes the lower arm is performed for each of the two or more phase windings that constitute the armature winding. As a result, the protection operation can be canceled at an appropriate timing for each phase winding, and the generation of a surge voltage by each phase winding can be reliably prevented.

一実施形態の車両用発電機の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the generator for vehicles of one Embodiment. 発電制御装置の詳細構成を示す図である。It is a figure which shows the detailed structure of a power generation control apparatus. 整流器モジュールの構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of a rectifier module. 制御回路の詳細構成を示す図である。It is a figure which shows the detailed structure of a control circuit. 上ＭＯＳ ＶDS検出部による電圧比較の具体例を示す図である。It is a figure which shows the specific example of the voltage comparison by an upper MOS VDS detection part. 下ＭＯＳ ＶDS検出部による電圧比較の具体例を示す図である。It is a figure which shows the specific example of the voltage comparison by a lower MOS VDS detection part. 温度検出部による温度検出結果の具体例を示す図である。It is a figure which shows the specific example of the temperature detection result by a temperature detection part. 制御部の詳細構成を示す図である。It is a figure which shows the detailed structure of a control part. 制御部によって行う同期制御の動作タイミング図である。It is an operation | movement timing diagram of the synchronous control performed by a control part. 同期制御開始判定を行うために必要な構成を示す図である。It is a figure which shows a structure required in order to perform synchronous control start determination. 同期制御開始判定の動作タイミングを示す図である。It is a figure which shows the operation timing of synchronous control start determination. 下ＭＯＳオフタイミング演算部によって設定されたオフタイミングが遅れた場合の出力電圧波形の具体例を示す図である。It is a figure which shows the specific example of an output voltage waveform when the off timing set by the lower MOS off timing calculating part is overdue. 出力電圧変動と上アーム・オン期間および下アーム・オン期間の関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between an output voltage fluctuation | variation, an upper arm ON period, and a lower arm ON period. 同期制御停止判定を行うために必要な構成を示す図である。It is a figure which shows a structure required in order to perform synchronous control stop determination. ロードダンプ発生前と発生後の相電圧を示す図である。It is a figure which shows the phase voltage before load dump generation and after generation | occurrence | production. ロードダンプ保護動作を行うために必要なロードダンプ判定部の詳細構成を示す図である。It is a figure which shows the detailed structure of the load dump determination part required in order to perform load dump protection operation | movement.

以下、本発明の車両用回転電機を適用した一実施形態の車両用発電機について、図面を参照しながら説明する。図１は、一実施形態の車両用発電機の構成を示す図である。図１に示すように、本実施形態の車両用発電機１は、２つの固定子巻線（電機子巻線）２、３、界磁巻線４、２つの整流器モジュール群５、６、発電制御装置７を含んで構成されている。２つの整流器モジュール群５、６がスイッチング部に対応する。   Hereinafter, a vehicular generator according to an embodiment to which a vehicular rotating electrical machine of the present invention is applied will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a vehicle generator according to an embodiment. As shown in FIG. 1, the vehicle generator 1 of this embodiment includes two stator windings (armature windings) 2, 3, a field winding 4, two rectifier module groups 5, 6, and power generation. A control device 7 is included. Two rectifier module groups 5 and 6 correspond to a switching unit.

一方の固定子巻線２は、多相巻線（例えばＸ相巻線、Ｙ相巻線、Ｚ相巻線からなる三相巻線）であって、固定子鉄心（図示せず）に巻装されている。同様に、他方の固定子巻線３は、多相巻線（例えばＵ相巻線、Ｖ相巻線、Ｗ相巻線からなる三相巻線）であって、上述した固定子鉄心に、固定子巻線２に対して電気角で３０度ずらした位置に巻装されている。本実施形態では、これら２つの固定子巻線２、３と固定子鉄心によって固定子が構成されている。   One stator winding 2 is a multiphase winding (for example, a three-phase winding composed of an X-phase winding, a Y-phase winding, and a Z-phase winding), and is wound around a stator core (not shown). It is disguised. Similarly, the other stator winding 3 is a multi-phase winding (for example, a three-phase winding composed of a U-phase winding, a V-phase winding, and a W-phase winding). The stator winding 2 is wound at a position shifted by 30 degrees in terms of electrical angle. In the present embodiment, a stator is constituted by these two stator windings 2 and 3 and the stator core.

界磁巻線４は、固定子鉄心の内周側に対向配置された界磁極（図示せず）に巻装されて回転子を構成している。励磁電流を流すことにより、界磁極が磁化される。界磁極が磁化されたときに発生する回転磁界によって固定子巻線２、３が交流電圧を発生する。   The field winding 4 is wound around a field pole (not shown) disposed opposite to the inner peripheral side of the stator core to constitute a rotor. The field pole is magnetized by passing an exciting current. The stator windings 2 and 3 generate an alternating voltage by a rotating magnetic field generated when the field pole is magnetized.

一方の整流器モジュール群５は、一方の固定子巻線２に接続されており、全体で三相全波整流回路（ブリッジ回路）が構成され、固定子巻線２に誘起される交流電流を直流電流に変換する。この整流器モジュール群５は、固定子巻線２の相数に対応する数（三相巻線の場合には３個）の整流器モジュール５Ｘ、５Ｙ、５Ｚを備えている。整流器モジュール５Ｘは、固定子巻線２に含まれるＸ相巻線に接続されている。整流器モジュール５Ｙは、固定子巻線２に含まれるＹ相巻線に接続されている。整流器モジュール５Ｚは、固定子巻線２に含まれるＺ相巻線に接続されている。   One rectifier module group 5 is connected to one stator winding 2 to form a three-phase full-wave rectifier circuit (bridge circuit) as a whole, and the alternating current induced in the stator winding 2 is converted into direct current. Convert to current. The rectifier module group 5 includes rectifier modules 5X, 5Y, and 5Z corresponding to the number of phases of the stator winding 2 (three in the case of a three-phase winding). The rectifier module 5 </ b> X is connected to the X-phase winding included in the stator winding 2. The rectifier module 5 </ b> Y is connected to a Y-phase winding included in the stator winding 2. The rectifier module 5Z is connected to the Z-phase winding included in the stator winding 2.

他方の整流器モジュール群６は、一方の固定子巻線３に接続されており、全体で三相全波整流回路（ブリッジ回路）が構成され、固定子巻線３に誘起される交流電流を直流電流に変換する。この整流器モジュール群６は、固定子巻線３の相数に対応する数（三相巻線の場合には３個）の整流器モジュール６Ｕ、６Ｖ、６Ｗを備えている。整流器モジュール６Ｕは、固定子巻線３に含まれるＵ相巻線に接続されている。整流器モジュール６Ｖは、固定子巻線３に含まれるＶ相巻線に接続されている。整流器モジュール６Ｗは、固定子巻線３に含まれるＷ相巻線に接続されている。   The other rectifier module group 6 is connected to one stator winding 3 to form a three-phase full-wave rectifier circuit (bridge circuit) as a whole, and the alternating current induced in the stator winding 3 is converted into direct current. Convert to current. The rectifier module group 6 includes a number of rectifier modules 6U, 6V, and 6W corresponding to the number of phases of the stator winding 3 (three in the case of a three-phase winding). The rectifier module 6U is connected to a U-phase winding included in the stator winding 3. The rectifier module 6V is connected to a V-phase winding included in the stator winding 3. The rectifier module 6 </ b> W is connected to the W-phase winding included in the stator winding 3.

発電制御装置７は、Ｆ端子を介して接続された界磁巻線４に流す励磁電流を制御する励磁制御回路であって、励磁電流を調整することにより車両用発電機１の出力電圧（各整流器モジュールの出力電圧）ＶB が調整電圧Ｖreg になるように制御する。例えば、発電制御装置７は、出力電圧ＶB が調整電圧Ｖreg よりも高くなったときに界磁巻線４への励磁電流の供給を停止し、出力電圧ＶB が調整電圧Ｖreg よりも低くなったときに界磁巻線４に励磁電流の供給を行うことにより、出力電圧ＶB が調整電圧Ｖreg になるように制御する。また、発電制御装置７は、固定子巻線のいずれかの相電圧（例えばＸ相）に基づいて回転子の回転数を検出し、回転停止を検出したときに界磁巻線４へ供給する励磁電流を低減する。具体的には、初期励磁状態に対応した値（例えば２Ａ前後の値）に設定される。さらに、発電制御装置７は、通信端子Ｌおよび通信線を介してＥＣＵ８（外部制御装置）と接続されており、ＥＣＵ８との間で双方向のシリアル通信（例えば、ＬＩＮ（Local Interconnect Network）プロトコルを用いたＬＩＮ通信）を行い、通信メッセージを送信あるいは受信する。 The power generation control device 7 is an excitation control circuit that controls the excitation current that flows in the field winding 4 connected via the F terminal, and adjusts the excitation current to adjust the output voltage of the vehicle generator 1 (each output voltage) V B of the rectifier module is controlled to be a regulated voltage Vreg. For example, the power generation controller 7 stops the supply of the exciting current to the field winding 4 when the output voltage V B is higher than the regulated voltage Vreg, it is lower than the regulated voltage Vreg output voltage V B When the exciting current is supplied to the field winding 4 at this time, the output voltage V B is controlled to become the adjustment voltage Vreg. Further, the power generation control device 7 detects the rotational speed of the rotor based on any phase voltage (for example, X phase) of the stator winding, and supplies it to the field winding 4 when the rotation stop is detected. Reduce excitation current. Specifically, a value corresponding to the initial excitation state (for example, a value around 2A) is set. Furthermore, the power generation control device 7 is connected to the ECU 8 (external control device) via the communication terminal L and the communication line, and performs bidirectional serial communication (for example, a LIN (Local Interconnect Network) protocol) with the ECU 8. LIN communication used) and a communication message is transmitted or received.

図２は、発電制御装置７の詳細構成を示す図である。図２に示すように、発電制御装置７は、ＭＯＳトランジスタ７１、還流ダイオード７２、抵抗７３、７４、電圧比較回路７５、励磁電流制御回路７６、回転検出回路７７、通信回路７８を有している。   FIG. 2 is a diagram illustrating a detailed configuration of the power generation control device 7. As shown in FIG. 2, the power generation control device 7 includes a MOS transistor 71, a freewheeling diode 72, resistors 73 and 74, a voltage comparison circuit 75, an excitation current control circuit 76, a rotation detection circuit 77, and a communication circuit 78. .

通信回路７８は、ＥＣＵ８との間でシリアル通信を行う。これにより、ＥＣＵ８から送られてくる調整電圧Ｖreg 等のデータを受信することができる。   The communication circuit 78 performs serial communication with the ECU 8. Thereby, data such as the adjustment voltage Vreg sent from the ECU 8 can be received.

抵抗７３、７４は、分圧回路を構成し、車両用発電機１の発電電圧（出力電圧）を分圧した電圧を電圧比較回路７５に入力する。電圧比較回路７５は、抵抗７３、７４で分圧された発電電圧と、通信回路７８によって受信した調整電圧Ｖreg に対応する基準電圧とを比較する。例えば、比較結果として、基準電圧の方が発電電圧よりも高い場合にはハイレベルの信号が出力され、反対に発電電圧の方が基準電圧よりも高い場合にはローレベルの信号が出力される。   The resistors 73 and 74 constitute a voltage dividing circuit, and a voltage obtained by dividing the generated voltage (output voltage) of the vehicle generator 1 is input to the voltage comparison circuit 75. The voltage comparison circuit 75 compares the generated voltage divided by the resistors 73 and 74 with the reference voltage corresponding to the adjustment voltage Vreg received by the communication circuit 78. For example, as a comparison result, when the reference voltage is higher than the generated voltage, a high level signal is output. Conversely, when the generated voltage is higher than the reference voltage, a low level signal is output. .

励磁電流制御回路７６は、電圧比較回路７５の出力（電圧比較結果）に基づいて決定した駆動デューティを有するＰＷＭ信号でＭＯＳトランジスタ７１をオンオフ制御する。なお、出力電流の急激な変動を抑えるために、励磁電流を徐々に変化させる徐励制御等を励磁電流制御回路７６によって行うようにしてもよい。   The exciting current control circuit 76 controls the MOS transistor 71 on and off with a PWM signal having a drive duty determined based on the output (voltage comparison result) of the voltage comparison circuit 75. In order to suppress a rapid fluctuation in the output current, the excitation current control circuit 76 may perform gradual excitation control that gradually changes the excitation current.

回転検出回路７７は、Ｐ端子を介して一方の固定子巻線２のＸ相巻線が接続されており、Ｘ相巻線の端部に現れる相電圧ＶP に基づいて、具体的には、相電圧と回転検出用の基準電圧の大小関係が周期的に変化することを検出して回転検出を行っている。整流器モジュール５Ｘや固定子巻線２などに短絡故障が発生していない正常時には、発電時にＰ端子には所定の振幅を有する相電圧ＶP が現れるため、この相電圧ＶP に基づく回転検出が可能となる。本実施形態では、この回転検出に必要な最少時間（あるいは周期）をＴ１とする。 The rotation detection circuit 77 is connected to the X-phase winding of one of the stator windings 2 via the P terminal. Specifically, the rotation detection circuit 77 is based on the phase voltage V P appearing at the end of the X-phase winding. The rotation is detected by detecting that the magnitude relationship between the phase voltage and the reference voltage for rotation detection changes periodically. When the short circuit failure has not occurred in the rectifier module 5X, the stator winding 2 or the like, the phase voltage V P having a predetermined amplitude appears at the P terminal during power generation. Therefore, rotation detection based on the phase voltage V P is performed. It becomes possible. In this embodiment, the minimum time (or period) necessary for this rotation detection is T1.

励磁電流制御回路７６は、回転検出回路７７による回転検出結果が入力されており、回転検出中は発電動作に必要な励磁電流を界磁巻線４に供給するために必要なＰＷＭ信号を出力するが、所定時間（あるいは周期）Ｔ２以上回転停止（回転検出不能）状態が継続すると、励磁電流を初期励磁状態に対応した値にするために必要なＰＷＭ信号を出力する。   The excitation current control circuit 76 receives the rotation detection result from the rotation detection circuit 77, and outputs a PWM signal necessary for supplying the field winding 4 with an excitation current necessary for the power generation operation during the rotation detection. However, if the rotation stop (rotation detection impossible) state continues for a predetermined time (or period) T2 or more, a PWM signal necessary for setting the excitation current to a value corresponding to the initial excitation state is output.

本実施形態の車両用発電機１はこのような構成を有しており、次に、整流器モジュール５Ｘ等の詳細について説明する。   The vehicle generator 1 of the present embodiment has such a configuration, and details of the rectifier module 5X and the like will be described next.

図３は、整流器モジュール５Ｘの構成を示す図である。なお、他の整流器モジュール５Ｙ、５Ｚ、６Ｕ、６Ｖ、６Ｗも同じ構成を有している。図３に示すように、整流器モジュール５Ｘは、２つのＭＯＳトランジスタ５０、５１、制御回路５４を備えている。ＭＯＳトランジスタ５０は、ソースが固定子巻線２のＸ相巻線に接続され、ドレインが充電線１２を介して電気負荷１０やバッテリ９の正極端子に接続された上アーム（ハイサイド側）のスイッチング素子である。ＭＯＳトランジスタ５１は、ドレインがＸ相巻線に接続され、ソースがバッテリ９の負極端子（アース）に接続された下アーム（ローサイド側）のスイッチング素子である。これら２つのＭＯＳトランジスタ５０、５１からなる直列回路がバッテリ９の正極端子と負極端子の間に配置され、これら２つのＭＯＳトランジスタ５０、５１の接続点にＸ相巻線が接続されている。また、ＭＯＳトランジスタ５０、５１のそれぞれのソース・ドレイン間にはダイオードが並列接続されている。このダイオードはＭＯＳトランジスタ５０、５１の寄生ダイオード（ボディダイオード）によって実現されるが、別部品としてのダイオードをさらに並列接続するようにしてもよい。なお、上アームおよび下アームの少なくとも一方を、ＭＯＳトランジスタ以外のスイッチング素子を用いて構成するようにしてもよい。   FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of the rectifier module 5X. The other rectifier modules 5Y, 5Z, 6U, 6V, and 6W have the same configuration. As shown in FIG. 3, the rectifier module 5 </ b> X includes two MOS transistors 50 and 51 and a control circuit 54. The MOS transistor 50 has a source connected to the X-phase winding of the stator winding 2 and a drain connected to the electrical load 10 and the positive terminal of the battery 9 via the charging line 12. It is a switching element. The MOS transistor 51 is a switching element on the lower arm (low side) whose drain is connected to the X-phase winding and whose source is connected to the negative terminal (earth) of the battery 9. A series circuit composed of these two MOS transistors 50 and 51 is arranged between the positive terminal and the negative terminal of the battery 9, and an X-phase winding is connected to the connection point of these two MOS transistors 50 and 51. A diode is connected in parallel between the source and drain of each of the MOS transistors 50 and 51. This diode is realized by a parasitic diode (body diode) of the MOS transistors 50 and 51, but a diode as another component may be further connected in parallel. Note that at least one of the upper arm and the lower arm may be configured using a switching element other than a MOS transistor.

図４は、制御回路５４の詳細構成を示す図である。図４に示すように、制御回路５４は、制御部１００、電源１６０、出力電圧検出部１１０、上ＭＯＳ ＶDS検出部１２０、下ＭＯＳ ＶDS検出部１３０、上ＭＯＳ短絡故障確認部１４０、下ＭＯＳ ＶDS増幅部１４２、通電方向判定部１４４、温度検出部１５０、ドライバ１７０、１７２を備えている。 FIG. 4 is a diagram showing a detailed configuration of the control circuit 54. As shown in FIG. 4, the control circuit 54 includes a control unit 100, a power supply 160, an output voltage detection unit 110, an upper MOS V DS detection unit 120, a lower MOS V DS detection unit 130, an upper MOS short circuit fault confirmation unit 140, A MOS V DS amplification unit 142, a conduction direction determination unit 144, a temperature detection unit 150, and drivers 170 and 172 are provided.

電源１６０は、発電制御装置７から界磁巻線４に励磁電流が供給されるタイミングで動作を開始し、制御回路５４に含まれる各素子に動作電圧を供給するとともに、励磁電流の供給が停止されたときなどに動作電圧の供給を停止する。この電源１６０の起動、停止は、制御部１００からの指示に応じて行われる。   The power supply 160 starts operating at the timing when the excitation current is supplied from the power generation control device 7 to the field winding 4, supplies the operating voltage to each element included in the control circuit 54, and stops supplying the excitation current. The supply of operating voltage is stopped when the The power supply 160 is started and stopped in response to an instruction from the control unit 100.

ドライバ１７０は、出力端子（Ｇ１）がハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０のゲートに接続されており、ＭＯＳトランジスタ５０をオンオフする駆動信号を生成する。同様に、ドライバ１７２は、出力端子（Ｇ２）がローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１のゲートに接続されており、ＭＯＳトランジスタ５１をオンオフする駆動信号を生成する。   The driver 170 has an output terminal (G1) connected to the gate of the high-side MOS transistor 50, and generates a drive signal for turning on and off the MOS transistor 50. Similarly, the driver 172 has an output terminal (G2) connected to the gate of the low-side MOS transistor 51, and generates a drive signal for turning the MOS transistor 51 on and off.

出力電圧検出部１１０は、例えば差動増幅器とその出力をデジタルデータに変換するアナログ−デジタル変換器によって構成されており、車両用発電機１（あるいは整流器モジュール５Ｘ）の出力端子（Ｂ端子）の電圧ＶB に対応するデータを出力する。なお、アナログ−デジタル変換器は、制御部１００側に設けるようにしてもよい。 The output voltage detection unit 110 includes, for example, a differential amplifier and an analog-digital converter that converts the output into digital data. The output voltage detection unit 110 includes an output terminal (B terminal) of the vehicle generator 1 (or the rectifier module 5X). Data corresponding to the voltage V B is output. The analog-digital converter may be provided on the control unit 100 side.

上ＭＯＳ ＶDS検出部１２０は、ハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０のドレイン・ソース間電圧ＶDSを検出し、検出したドレイン・ソース間電圧ＶDSを所定のしきい値と比較してその大小に応じた信号を出力する。 The upper MOS V DS detector 120 detects the drain-source voltage V DS of the high-side MOS transistor 50, compares the detected drain-source voltage V DS with a predetermined threshold value, and sets the magnitude thereof A corresponding signal is output.

図５は、上ＭＯＳ ＶDS検出部１２０による電圧比較の具体例を示す図である。図５において、横軸はドレイン側の出力電圧ＶB を基準としたドレイン・ソース間電圧ＶDSを示している。また、縦軸は上ＭＯＳ ＶDS検出部１２０から出力される信号の電圧レベルを示している。図５に示すように、相電圧ＶP が高くなって出力電圧ＶB よりも０．３Ｖ以上高くなるとＶDSが０．３Ｖ以上になるため、上ＭＯＳ ＶDS検出部１２０の出力信号がローレベル（０Ｖ）からハイレベル（５Ｖ）に変化する。その後、相電圧ＶP が出力電圧ＶB よりも１．０Ｖ以上低くなるとＶDSが−１．０Ｖ以下になるため、上ＭＯＳ ＶDS検出部１２０の出力信号がハイレベルからローレベルに変化する。 FIG. 5 is a diagram illustrating a specific example of voltage comparison by the upper MOS V DS detection unit 120. In FIG. 5, the horizontal axis indicates the drain-source voltage V DS with reference to the drain side output voltage V B. The vertical axis indicates the voltage level of the signal output from the upper MOS V DS detector 120. As shown in FIG. 5, when the phase voltage V P becomes higher and becomes higher than the output voltage V B by 0.3 V or more, V DS becomes 0.3 V or higher, so that the output signal of the upper MOS V DS detection unit 120 is low. It changes from level (0V) to high level (5V). Thereafter, when the phase voltage V P becomes 1.0 V or more lower than the output voltage V B , V DS becomes −1.0 V or less, so that the output signal of the upper MOS V DS detection unit 120 changes from the high level to the low level. .

上述した出力電圧ＶB よりも０．３Ｖ高い値Ｖ１０（図９）が第１のしきい値に対応している。この第１のしきい値は、ダイオード通電期間の開始時点を確実に検出するためのものであり、出力電圧ＶB にオン時のＭＯＳトランジスタ５０のドレイン・ソース間電圧ＶDSを加算した値よりも高く、出力電圧ＶB にＭＯＳトランジスタ５０と並列接続されたダイオードの順方向電圧ＶＦを加算した値よりも低い値に設定されている。また、上述した出力電圧ＶB よりも１．０Ｖ低い値Ｖ２０（図９）が第２のしきい値に対応している。この第２のしきい値は、ダイオード通電期間の終了時点を確実に検出するためのものであり、出力電圧ＶB よりも低い値に設定されている。相電圧ＶP が第１のしきい値に達した後に第２のしきい値に達するまでを上アームの「オン期間」としている。なお、このオン期間は、ＭＯＳトランジスタ５０がオフ状態のときに実際にダイオードに通電される「ダイオード通電期間」とは開始時点と終了時点がずれているが、本実施形態の同期制御はこのオン期間に基づいて行われる。 A value V10 (FIG. 9) that is 0.3V higher than the output voltage V B described above corresponds to the first threshold value. This first threshold value is for reliably detecting the start point of the diode energization period, and is based on a value obtained by adding the drain-source voltage V DS of the MOS transistor 50 at the ON time to the output voltage V B. The output voltage V B is set to a value lower than the value obtained by adding the forward voltage VF of the diode connected in parallel with the MOS transistor 50 to the output voltage V B. A value V20 (FIG. 9) that is 1.0V lower than the output voltage V B described above corresponds to the second threshold value. The second threshold value is used to reliably detect the end point of the diode energization period, and is set to a value lower than the output voltage V B. The period from when the phase voltage V P reaches the first threshold value until it reaches the second threshold value is defined as the “on period” of the upper arm. The ON period is different from the “diode energization period” in which the diode is actually energized when the MOS transistor 50 is in the OFF state. It is done based on the period.

下ＭＯＳ ＶDS検出部１３０は、ローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１のドレイン・ソース間電圧ＶDSを検出し、検出したドレイン・ソース間電圧ＶDSを所定のしきい値と比較してその大小に応じた信号を出力する。 The lower MOS V DS detector 130 detects the drain-source voltage V DS of the low-side MOS transistor 51, compares the detected drain-source voltage V DS with a predetermined threshold value, and according to the magnitude thereof. Output the signal.

図６は、下ＭＯＳ ＶDS検出部１３０による電圧比較の具体例を示す図である。図６において、横軸はドレイン側のバッテリ負極端子電圧であるグランド端子電圧ＶGND を基準としたドレイン・ソース間電圧ＶDSを示している。また、縦軸は下ＭＯＳ ＶDS検出部１３０から出力される信号の電圧レベルを示している。図６に示すように、相電圧ＶP が低くなってグランド電圧ＶGND よりも０．３Ｖ以上低くなるとＶDSが−０．３Ｖ以下になるため、下ＭＯＳ ＶDS検出部１３０の出力信号がローレベル（０Ｖ）からハイレベル（５Ｖ）に変化する。その後、相電圧ＶP がグランド電圧ＶGND よりも１．０Ｖ以上高くなるとＶDSが１．０Ｖ以上になるため、下ＭＯＳ ＶDS検出部１３０の出力信号がハイレベルからローレベルに変化する。 FIG. 6 is a diagram illustrating a specific example of voltage comparison by the lower MOS V DS detection unit 130. In FIG. 6, the horizontal axis represents the drain-source voltage V DS based on the ground terminal voltage V GND that is the battery negative terminal voltage on the drain side. The vertical axis indicates the voltage level of the signal output from the lower MOS V DS detection unit 130. As shown in FIG. 6, when the phase voltage V P becomes low and becomes 0.3 V or more lower than the ground voltage V GND , V DS becomes −0.3 V or less. Therefore, the output signal of the lower MOS V DS detection unit 130 is It changes from a low level (0V) to a high level (5V). Thereafter, when the phase voltage V P becomes 1.0 V or more higher than the ground voltage V GND , V DS becomes 1.0 V or more, so that the output signal of the lower MOS V DS detection unit 130 changes from high level to low level.

上述したグランド電圧ＶGND よりも０．３Ｖ低い値Ｖ１１（図９）が、第１のしきい値に対応している。この第１のしきい値は、ダイオード通電期間の開始時点を確実に検出するためのものであり、グランド電圧ＶGND からオン時のＭＯＳトランジスタ５１のドレイン・ソース間電圧ＶDSを減算した値よりも低く、グランド電圧ＶGND からＭＯＳトランジスタ５１と並列接続されたダイオードの順方向電圧ＶＦを減算した値よりも高い値に設定されている。また、上述した出力電圧ＶB よりも１．０Ｖ高い値Ｖ２１（図９）が第２のしきい値に対応している。この第２のしきい値は、ダイオード通電期間の終了時点を確実に検出するためのものであり、グランド電圧ＶGND よりも高い値に設定されている。相電圧ＶP が第１のしきい値に達した後に第２のしきい値に達するまでを下アームの「オン期間」としている。なお、このオン期間は、ＭＯＳトランジスタ５１がオフ状態のときに実際にダイオードに通電される「ダイオード通電期間」とは開始時点と終了時点がずれているが、本実施形態の同期整流はこのオン期間に基づいて行われる。 A value V11 (FIG. 9) that is 0.3V lower than the ground voltage V GND described above corresponds to the first threshold value. This first threshold value is for reliably detecting the start point of the diode energization period, and is based on a value obtained by subtracting the drain-source voltage V DS of the MOS transistor 51 at the on time from the ground voltage V GND. Is set to a value higher than the value obtained by subtracting the forward voltage VF of the diode connected in parallel with the MOS transistor 51 from the ground voltage V GND . Further, a value V21 (FIG. 9) that is 1.0V higher than the output voltage V B described above corresponds to the second threshold value. The second threshold value is for reliably detecting the end point of the diode energization period, and is set to a value higher than the ground voltage VGND . The period from when the phase voltage V P reaches the first threshold value until it reaches the second threshold value is defined as the “on period” of the lower arm. Note that this on period is different from the “diode energization period” in which the diode is actually energized when the MOS transistor 51 is in the off state. It is done based on the period.

温度検出部１５０は、例えばＭＯＳトランジスタ５０、５１の近傍に配置されたダイオードの順方向電圧に基づいてＭＯＳトランジスタ５０、５１の温度を検出し、温度が高いときにハイレベル、低いときにローレベルの信号を出力する。この温度検出部１５０は、制御部１００に含ませるようにしてもよい。   The temperature detection unit 150 detects the temperature of the MOS transistors 50 and 51 based on, for example, the forward voltage of a diode disposed in the vicinity of the MOS transistors 50 and 51, and is high level when the temperature is high and low level when the temperature is low. The signal is output. The temperature detection unit 150 may be included in the control unit 100.

図７は、温度検出部１５０による温度検出結果の具体例を示す図である。図７において、横軸は温度（°Ｃ）を示している。また、縦軸は温度検出部１５０から出力される信号の電圧レベルを示している。図７に示すように、温度が上昇していって２００°Ｃ以上になると、温度検出部１５０の出力信号がローレベル（０Ｖ）からハイレベル（５Ｖ）に変化する。その後、温度が低下していって１７０°Ｃよりも低くなると、温度検出部１５０の出力信号がハイレベルからローレベルに変化する。   FIG. 7 is a diagram illustrating a specific example of the temperature detection result by the temperature detection unit 150. In FIG. 7, the horizontal axis indicates the temperature (° C.). The vertical axis indicates the voltage level of the signal output from the temperature detection unit 150. As shown in FIG. 7, when the temperature rises to 200 ° C. or higher, the output signal of the temperature detection unit 150 changes from the low level (0 V) to the high level (5 V). Thereafter, when the temperature decreases and becomes lower than 170 ° C., the output signal of the temperature detection unit 150 changes from the high level to the low level.

上ＭＯＳ短絡故障確認部１４０は、ハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０のドレイン・ソース間の短絡故障が生じていないことを確認する。この短絡故障には、ＭＯＳトランジスタ５０自身が故障した場合の他に、このＭＯＳトランジスタ５０を駆動するドライバ１７０が故障してＭＯＳトランジスタ５０が常時オンされる場合も含まれる。ＭＯＳトランジスタ５０やドライバ１７０に故障が生じていない場合には、相電圧ＶP は、出力電圧ＶB とグランド電圧ＶGND の間で周期的に変化する。一方、ＭＯＳトランジスタ５０のドレイン・ソース間が常時短絡された状態になると、相電圧ＶP は、出力電圧ＶB 近傍で固定される。上ＭＯＳ短絡故障確認部１４０は、相電圧ＶP が周期的に変化していることを検出することにより、ＭＯＳトランジスタ５０のドレイン・ソース間の短絡故障が生じていないことを確認し、出力をローレベルとする。反対に、ＭＯＳトランジスタ５０のドレイン・ソース間の短絡故障が生じている場合には、上ＭＯＳ短絡故障確認部１４０は、出力をハイレベルにする。 The upper MOS short-circuit fault confirmation unit 140 confirms that a short-circuit fault between the drain and source of the high-side MOS transistor 50 has not occurred. This short circuit failure includes not only the case where the MOS transistor 50 itself fails, but also the case where the driver 170 that drives the MOS transistor 50 fails and the MOS transistor 50 is always turned on. When no failure occurs in the MOS transistor 50 or the driver 170, the phase voltage V P periodically changes between the output voltage V B and the ground voltage V GND . On the other hand, when the drain and source of the MOS transistor 50 are always short-circuited, the phase voltage V P is fixed in the vicinity of the output voltage V B. The upper MOS short-circuit fault confirmation unit 140 detects that the short-circuit fault between the drain and source of the MOS transistor 50 has not occurred by detecting that the phase voltage V P is periodically changing, and outputs the output. Set to low level. On the other hand, when a short circuit failure between the drain and source of the MOS transistor 50 has occurred, the upper MOS short circuit failure confirmation unit 140 sets the output to a high level.

下ＭＯＳ ＶDS増幅部１４２は、ローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１のドレイン・ソース間電圧ＶDSを増幅する。通電方向判定部１４４は、下ＭＯＳ ＶDS増幅部１４２によって増幅された後のドレイン・ソース間電圧ＶDSに基づいて、具体的には増幅後のドレイン・ソース間電圧ＶDSと所定のしきい値とを比較することにより、ＭＯＳトランジスタ５１に流れる電流の向きを判定する。 The lower MOS V DS amplifier 142 amplifies the drain-source voltage V DS of the low-side MOS transistor 51. The energization direction determination unit 144 is based on the drain-source voltage V DS after being amplified by the lower MOS V DS amplification unit 142, specifically, the amplified drain-source voltage V DS and a predetermined threshold. The direction of the current flowing through the MOS transistor 51 is determined by comparing the value.

制御部１００は、同期整流動作を開始および終了するタイミングの判定、同期整流を実施するためのＭＯＳトランジスタ５０、５１のオン／オフタイミングの設定、このオン／オフタイミングの設定に対応したドライバ１７０、１７２の駆動、ロードダンプ保護動作移行や過熱保護動作移行のタイミング判定および保護動作の実施などを行う。   The control unit 100 determines the timing to start and end the synchronous rectification operation, sets the on / off timing of the MOS transistors 50 and 51 for performing the synchronous rectification, and the driver 170 corresponding to the setting of the on / off timing. 172 driving, load dump protection operation transition, overheat protection operation transition timing determination, protection operation execution, and the like are performed.

図８は、制御部１００の詳細構成を示す図である。図８に示すように、制御部１００は、回転数演算部１０１、同期制御開始判定部１０２、上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３、下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４、目標電気角設定部１０５、上ＭＯＳ・ＴFB時間演算部１０６、上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７、下ＭＯＳ・ＴFB時間演算部１０８、下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９、ロードダンプ判定部１１１、電源起動・停止判定部１１２、オフタイミング異常判定部１２１、同期制御停止判定部１２２、過熱保護部１２３を備えている。これらの各構成は、例えばメモリ等に記憶された所定の動作プログラムをＣＰＵで実行することにより実現されるが、各構成をハードウエアを用いて実現するようにしてもよい。また、各構成の具体的な動作内容については後述する。 FIG. 8 is a diagram illustrating a detailed configuration of the control unit 100. As shown in FIG. 8, the control unit 100 includes a rotation speed calculation unit 101, a synchronization control start determination unit 102, an upper MOS on timing determination unit 103, a lower MOS on timing determination unit 104, a target electrical angle setting unit 105, and an upper MOS. T FB time calculation unit 106, upper MOS off timing calculation unit 107, lower MOS · T FB time calculation unit 108, lower MOS off timing calculation unit 109, load dump determination unit 111, power supply start / stop determination unit 112, off timing An abnormality determination unit 121, a synchronous control stop determination unit 122, and an overheat protection unit 123 are provided. Each of these components is realized by, for example, a predetermined operation program stored in a memory or the like being executed by the CPU, but each component may be realized by using hardware. Specific operation contents of each component will be described later.

上述した制御回路５４がスイッチング制御部に、上ＭＯＳ短絡故障確認部１４０が短絡故障確認部にそれぞれ対応する。   The control circuit 54 described above corresponds to the switching control unit, and the upper MOS short-circuit fault confirmation unit 140 corresponds to the short-circuit fault confirmation unit.

本実施形態の整流器モジュール５Ｘ等はこのような構成を有しており、次にその動作を説明する。   The rectifier module 5X and the like of this embodiment have such a configuration, and the operation will be described next.

（１）電源起動・停止判定
電源起動・停止判定部１１２は、発電制御装置７のＦ端子から界磁巻線４に供給されるＰＷＭ信号（励磁電流）の有無を監視し、ＰＷＭ信号の出力が３０μ秒継続したときに電源１６０に起動を指示する。また、電源起動・停止判定部１１２は、ＰＷＭ信号の出力が１秒中断したときに電源１６０に停止を指示する。あるいは、電源起動・停止判定部１１２は、出力電圧ＶB が低電圧異常を示す基準電圧（例えば５Ｖ）よりも低くなったときに電源１６０に停止を指示する。このようにして、界磁巻線４に励磁電流の供給が開始されたときに整流器モジュール５Ｘ等が動作を開始し、励磁電流の供給が停止したときに動作を停止するため、車両用発電機１の発電時のみ整流器モジュール５Ｘ等を動作させることで無駄な電力消費を抑えることができる。 (1) Power supply start / stop determination The power supply start / stop determination unit 112 monitors the presence or absence of a PWM signal (excitation current) supplied from the F terminal of the power generation control device 7 to the field winding 4 and outputs a PWM signal. Is instructed to start up the power supply 160 when it continues for 30 μs. The power supply start / stop determination unit 112 instructs the power supply 160 to stop when the output of the PWM signal is interrupted for 1 second. Alternatively, the power supply start / stop determination unit 112 instructs the power supply 160 to stop when the output voltage V B becomes lower than a reference voltage (for example, 5 V) indicating a low voltage abnormality. In this way, the rectifier module 5X and the like start operation when the supply of the excitation current to the field winding 4 is started, and stop the operation when the supply of the excitation current is stopped. By operating the rectifier module 5X and the like only during power generation 1, wasteful power consumption can be suppressed.

（２）同期制御動作
図９は、制御部１００によって行う同期整流制御（同期制御）の動作タイミング図である。図９において、「上アーム・オン期間」は上ＭＯＳ ＶDS検出部１２０の出力信号を、「上ＭＯＳオン期間」はハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０のオン／オフタイミングを、「下アーム・オン期間」は下ＭＯＳ ＶDS検出部１３０の出力信号を、「下ＭＯＳオン期間」はローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１のオン／オフタイミングをそれぞれ示している。また、ＴFB1 、ＴFB2 、目標電気角、ΔＴについては後述する。 (2) Synchronous Control Operation FIG. 9 is an operation timing chart of synchronous rectification control (synchronous control) performed by the control unit 100. In FIG. 9, the “upper arm on period” indicates the output signal of the upper MOS V DS detector 120, the “upper MOS on period” indicates the on / off timing of the high-side MOS transistor 50, and the “lower arm on period”. “Period” indicates the output signal of the lower MOS V DS detector 130, and “Lower MOS on period” indicates the on / off timing of the MOS transistor 51 on the low side. T FB1 , T FB2 , target electrical angle, and ΔT will be described later.

上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３は、上ＭＯＳ ＶDS検出部１２０の出力信号（上アーム・オン期間）を監視しており、この出力信号のローレベルからハイレベルへの立ち上がりをハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０のオンタイミングとして判定し、ドライバ１７０に指示を送る。ドライバ１７０は、この指示に応じてＭＯＳトランジスタ５０をオンする。 The upper MOS on-timing determination unit 103 monitors the output signal (upper arm ON period) of the upper MOS V DS detection unit 120, and the rise of the output signal from the low level to the high level is detected on the high side MOS. It is determined that the transistor 50 is on, and an instruction is sent to the driver 170. The driver 170 turns on the MOS transistor 50 in response to this instruction.

上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７は、ＭＯＳトランジスタ５０がオンされてから所定時間経過後をＭＯＳトランジスタ５０のオフタイミングとして判定し、ドライバ１７０に指示を送る。ドライバ１７０は、この指示に応じてＭＯＳトランジスタ５０をオフする。   The upper MOS off timing calculation unit 107 determines that the predetermined time has elapsed after the MOS transistor 50 is turned on as the off timing of the MOS transistor 50 and sends an instruction to the driver 170. The driver 170 turns off the MOS transistor 50 in response to this instruction.

このオフタイミングを決定する所定時間は、上アーム・オン期間の終了時点（上ＭＯＳ ＶDS検出部１２０の出力信号がハイレベルからローレベルに立ち下がる時点）よりも「目標電気角」だけ早くなるように、その都度可変設定される。 The predetermined time for determining the OFF timing is earlier than the end point of the upper arm ON period (the time point when the output signal of the upper MOS VDS detection unit 120 falls from the high level to the low level) by “target electrical angle”. As described above, the variable setting is made each time.

この目標電気角は、ＭＯＳトランジスタ５０を常時オフしてダイオードを通して整流を行う場合を考えたときに、このダイオード整流における通電期間の終了時点よりもＭＯＳトランジスタ５０のオフタイミングが遅くならないようにするためのマージンであり、目標電気角設定部１０５によって設定される。目標電気角設定部１０５は、回転数演算部１０１によって演算された回転数に基づいて目標電気角を設定する。この目標電気角は、回転数に関係なく一定でもよいが、より望ましくは、低回転領域および高回転領域において目標電気角を大きく、その中間領域において目標電気角を小さく設定するようにしてもよい。   This target electrical angle is set so that the OFF timing of the MOS transistor 50 is not delayed from the end of the energization period in this diode rectification when considering the case where the MOS transistor 50 is always turned off and rectified through a diode. And is set by the target electrical angle setting unit 105. The target electrical angle setting unit 105 sets the target electrical angle based on the rotation speed calculated by the rotation speed calculation unit 101. The target electrical angle may be constant regardless of the rotational speed, but more desirably, the target electrical angle may be set large in the low rotation region and the high rotation region, and the target electrical angle may be set small in the intermediate region. .

なお、回転数演算部１０１は、下ＭＯＳ ＶDS検出部１３０の出力信号の立ち上がり周期あるいは立ち下がり周期に基づいて回転数を演算している。下ＭＯＳ ＶDS検出部１３０の出力信号を用いることにより、車両用発電機１の出力電圧ＶB の変動に関係なく、安定した回転数検出が可能になる。 The rotation speed calculation unit 101 calculates the rotation speed based on the rising cycle or the falling cycle of the output signal of the lower MOS V DS detection unit 130. By using the output signal of the lower MOS V DS detection unit 130, stable rotation speed detection can be performed regardless of fluctuations in the output voltage V B of the vehicular generator 1.

同様に、下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４は、下ＭＯＳ ＶDS検出部１３０の出力信号（下アーム・オン期間）を監視しており、この出力信号のローレベルからハイレベルへの立ち上がりをローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１のオンタイミングとして判定し、ドライバ１７２に指示を送る。ドライバ１７２は、この指示に応じてＭＯＳトランジスタ５１をオンする。 Similarly, the lower MOS ON timing determination unit 104 monitors the output signal (lower arm ON period) of the lower MOS V DS detection unit 130, and the rising of the output signal from the low level to the high level is detected on the low side. Is determined as the ON timing of the MOS transistor 51, and an instruction is sent to the driver 172. The driver 172 turns on the MOS transistor 51 in response to this instruction.

下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９は、ＭＯＳトランジスタ５１がオンされてから所定時間経過後をＭＯＳトランジスタ５１のオフタイミングとして判定し、ドライバ１７２に指示を送る。ドライバ１７２は、この指示に応じてＭＯＳトランジスタ５１をオフする。   The lower MOS off timing calculation unit 109 determines that a predetermined time has elapsed after the MOS transistor 51 is turned on as the off timing of the MOS transistor 51 and sends an instruction to the driver 172. The driver 172 turns off the MOS transistor 51 in response to this instruction.

このオフタイミングを決定する所定時間は、下アーム・オン期間の終了時点（下ＭＯＳ ＶDS検出部１３０の出力信号がハイレベルからローレベルに立ち下がる時点）よりも「目標電気角」だけ早くなるように、その都度可変設定される。 The predetermined time for determining the OFF timing is earlier than the end point of the lower arm ON period (the time point when the output signal of the lower MOS VDS detection unit 130 falls from the high level to the low level) by “target electrical angle”. As described above, the variable setting is made each time.

この目標電気角は、ＭＯＳトランジスタ５１を常時オフしてダイオードを通して整流を行う場合を考えたときに、このダイオード整流における通電期間の終了時点よりもＭＯＳトランジスタ５１のオフタイミングが遅くならないようにするためのマージンであり、目標電気角設定部１０５によって設定される。   The target electrical angle is set so that the off timing of the MOS transistor 51 is not delayed from the end of the energization period in the diode rectification when considering the case where the MOS transistor 51 is always turned off and rectification is performed through the diode. And is set by the target electrical angle setting unit 105.

ところで、実際には、上アーム・オン期間や下アーム・オン期間の終了時点は、ＭＯＳトランジスタ５０、５１をオフする時点ではわかっていないため、上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７や下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９は、半周期前の情報をフィードバックすることにより、ＭＯＳトランジスタ５０やＭＯＳトランジスタ５１のオフタイミングの設定精度を上げている。   Actually, the end time of the upper arm on period and the lower arm on period is not known at the time when the MOS transistors 50 and 51 are turned off. Therefore, the upper MOS off timing calculation unit 107 and the lower MOS off timing calculation are performed. The unit 109 raises the setting accuracy of the off timing of the MOS transistor 50 and the MOS transistor 51 by feeding back the information before the half cycle.

例えば、ハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０のオフタイミングは以下のようにして設定される。下ＭＯＳ・ＴFB時間演算部１０８は、半周期前のローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオフしてから下アーム・オン期間の終了時点までの時間（電気角）ＴFB2 （図９）を演算し、上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７は、このＴFB2 から目標電気角を差し引いたΔＴを求める。回転等が安定していればＴFB2 と目標電気角とが等しくなってΔＴ＝０となるはずであるが、（１）車両の加減速に伴う回転変動、（２）エンジン回転の脈動、（３）電気負荷の変動、（４）所定のプログラムを実行して制御部１００を実現する場合の動作クロック周期の変動、（５）ドライバ１７０、１７２にＭＯＳトランジスタ５０、５１をオフする指示を出してから実際にオフされるまでのターンオフ遅れ、などに伴ってΔＴが０にならないことが多い。 For example, the off timing of the high-side MOS transistor 50 is set as follows. The lower MOS · T FB time calculation unit 108 calculates a time (electrical angle) T FB2 (FIG. 9) from turning off the low-side MOS transistor 51 half a cycle ago to the end of the lower arm ON period. The upper MOS off timing calculation unit 107 obtains ΔT obtained by subtracting the target electrical angle from TFB2 . If the rotation or the like is stable, T FB2 and the target electrical angle should be equal and ΔT = 0, but (1) rotational fluctuation accompanying acceleration / deceleration of the vehicle, (2) pulsation of engine rotation, ( 3) Variation of electric load, (4) Variation of operation clock cycle when realizing the control unit 100 by executing a predetermined program, (5) Instructing the drivers 170 and 172 to turn off the MOS transistors 50 and 51 In many cases, ΔT does not become zero with a delay in turn-off until the actual turn-off.

そこで、上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７は、半周期前に下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９で用いられた下ＭＯＳオン期間をΔＴに基づいて補正して上ＭＯＳオン期間を設定し、ＭＯＳトランジスタ５０のオフタイミングを決定している。具体的には、補正係数をαとしたときに、上ＭＯＳオン期間は、以下の式で設定される。   Therefore, the upper MOS off timing calculation unit 107 sets the upper MOS on period by correcting the lower MOS on period used by the lower MOS off timing calculation unit 109 half a cycle before based on ΔT. The off timing is determined. Specifically, when the correction coefficient is α, the upper MOS on period is set by the following equation.

（上ＭＯＳオン期間）＝（半周期前の下ＭＯＳオン期間）＋ΔＴ×α
同様に、ローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１のオフタイミングは以下のようにして設定される。上ＭＯＳ・ＴFB時間演算部１０６は、半周期前のハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオフしてから上アーム・オン期間の終了時点までの時間（電気角）ＴFB1 （図９）を演算し、下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９は、このＴFB1 から目標電気角を差し引いたΔＴを求める。下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９は、半周期前に上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７で用いられた上ＭＯＳオン期間をΔＴに基づいて補正して下ＭＯＳオン期間を設定し、ＭＯＳトランジスタ５１のオフタイミングを決定している。具体的には、補正係数をαとしたときに、下ＭＯＳオン期間は、以下の式で設定される。 (Upper MOS on period) = (Lower MOS on period before half cycle) + ΔT × α
Similarly, the off timing of the low-side MOS transistor 51 is set as follows. The upper MOS · T FB time calculation unit 106 calculates the time (electrical angle) T FB1 (FIG. 9) from turning off the high-side MOS transistor 51 half a cycle ago to the end of the upper arm ON period. Then, the lower MOS off timing calculation unit 109 obtains ΔT obtained by subtracting the target electrical angle from TFB1 . The lower MOS off timing calculation unit 109 sets the lower MOS on period by correcting the upper MOS on period used by the upper MOS off timing calculation unit 107 half a cycle before based on ΔT, and the off timing of the MOS transistor 51 Is determined. Specifically, when the correction coefficient is α, the lower MOS on period is set by the following equation.

（下ＭＯＳオン期間）＝（半周期前の上ＭＯＳオン期間）＋ΔＴ×α
このようにして、ダイオード整流を行う場合と同じ周期で、ハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０とローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１が交互にオンされ、ＭＯＳトランジスタ５０、５１を用いた低損失の同期整流動作が行われる。 (Lower MOS on period) = (Upper MOS on period before half cycle) + ΔT × α
In this way, the high-side MOS transistor 50 and the low-side MOS transistor 51 are alternately turned on in the same cycle as when diode rectification is performed, and a low-loss synchronous rectification operation using the MOS transistors 50 and 51 is performed. Done.

（３）同期制御の開始判定
次に、上述した同期制御に移行するか否かの判定動作について説明する。整流器モジュール５Ｘ等が起動された直後や、何らかの異常が発生して同期制御を一旦停止した後は、所定の同期制御開始条件を満たす場合に同期制御に移行する。同期制御開始判定部１０２は、同期制御開始条件を満たすか否かの判定を行い、満たすと判断した場合にその旨の通知が上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３と下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４に送られる。以後、上述した同期制御が実施されて、ＭＯＳトランジスタ５０、５１が交互にオンされる。 (3) Determination of start of synchronous control Next, the operation of determining whether or not to shift to the above-described synchronous control will be described. Immediately after the rectifier module 5X or the like is activated, or after a certain abnormality occurs and the synchronous control is temporarily stopped, the process shifts to the synchronous control when a predetermined synchronous control start condition is satisfied. The synchronization control start determination unit 102 determines whether or not the synchronization control start condition is satisfied. If it is determined that the condition is satisfied, a notification to that effect is sent to the upper MOS on timing determination unit 103 and the lower MOS on timing determination unit 104. It is done. Thereafter, the above-described synchronization control is performed, and the MOS transistors 50 and 51 are alternately turned on.

同期制御開始条件としては、以下の（１）〜（６）が用いられる。
（１）上アーム・オン期間と下アーム・オン期間（図９）が上下連続して３２回発生する。なお、３２回は、８極の回転子を想定し、機械角２回転分に相当する値である。この値は、１回転に相当する値である１６や、３回転以上に相当する値、あるいは機械角１回転の整数倍に相当する値以外に変更してもよい。
（２）出力電圧ＶB が正常範囲である７Ｖより高く１８Ｖよりも低い範囲に含まれる。なお、１２Ｖ系の車両システムを想定して正常範囲の下限値を７Ｖ、上限値を１８Ｖとしたが、これらの下限値および上限値は適宜変更するようにしてもよい。また、２４Ｖ系等の車両システムでは、発電電圧に合わせて下限値および上限値を変更する必要がある。
（３）ＭＯＳトランジスタ５０、５１が過熱状態でない。
（４）ロードダンプ保護動作中でない。
（５）出力電圧ＶB の変動が０．５Ｖ／２００μ秒よりも小さい。なお、同期制御を開始したときにこの変動がどの程度許容されるかは、使用する素子やプログラムによって変化するため、この変動の許容値は、使用する素子等に応じて適宜変更するようにしてもよい。
（６）ＴFB1、ＴFB2がともに１５μ秒より長い。なお、これらの期間がどの程度以下になると異常といえるかは、異常の発生原因等によって変化するため、この許容値（１５μ秒）は、異常発生原因等に応じて適宜変更するようにしてもよい。また、ＴFB1、ＴFB2は、上ＭＯＳ・ＴFB時間演算部１０６、下ＭＯＳ・ＴFB時間演算部１０８によって同期制御動作中に演算されるものとして説明したが、同期制御開始前であってもこれらの演算は行われており、同期制御の開始判定に用いられる。 The following (1) to (6) are used as the synchronous control start conditions.
(1) The upper arm on period and the lower arm on period (FIG. 9) occur 32 times in succession. Note that 32 times is a value corresponding to two mechanical angles, assuming an 8-pole rotor. This value may be changed to a value other than 16 corresponding to one rotation, a value corresponding to three or more rotations, or a value corresponding to an integral multiple of one mechanical angle rotation.
(2) The output voltage V B is included in a range higher than 7V that is a normal range and lower than 18V. Although the lower limit value of the normal range is 7V and the upper limit value is 18V assuming a 12V system, the lower limit value and the upper limit value may be changed as appropriate. Further, in a vehicle system such as a 24V system, it is necessary to change the lower limit value and the upper limit value according to the generated voltage.
(3) The MOS transistors 50 and 51 are not overheated.
(4) The load dump protection operation is not in progress.
(5) The fluctuation of the output voltage V B is smaller than 0.5 V / 200 μsec. It should be noted that the degree to which this variation is allowed when synchronous control is started varies depending on the elements and programs used, so the allowable value of this variation should be changed as appropriate according to the elements used. Also good.
(6) Both T FB1 and T FB2 are longer than 15 μs. It should be noted that the extent to which these periods fall below what is considered abnormal depends on the cause of the abnormality, etc., so this allowable value (15 μs) may be changed as appropriate according to the cause of the abnormality. Good. Also, T FB1 and T FB2 have been described as being calculated during the synchronous control operation by the upper MOS · T FB time calculation unit 106 and the lower MOS · T FB time calculation unit 108, but before the start of the synchronous control, These calculations are also performed and are used to determine the start of synchronous control.

図１０は、上記の同期制御開始判定を行うために必要な構成を示す図である。ロードダンプ判定部１１１は、出力電圧ＶB が第１の判定電圧である２０Ｖを超えたときに、車両用発電機１の出力端子やバッテリ端子が外れてサージ電圧が発生するロードダンプを検出し、ドライバ１７０、１７２に指示を送ってハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０をオフするとともに、ローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオンするロードダンプ保護動作を開始する。また、ロードダンプ判定部１１１は、一旦２０Ｖよりも高くなった出力電圧ＶB が低下して第２の判定電圧である１７Ｖより低くなったときに、ロードダンプ保護動作を終了する。なお、ロードダンプ保護動作の開始あるいは終了時にＭＯＳトランジスタ５０、５１のオン／オフによって新たなサージ電圧が発生することを避けるため、ロードダンプ判定部１１１は、図９に示す下アーム・オン期間の間にロードダンプ保護動作の開始あるいは終了を行うようにしている。ロードダンプ判定部１１１は、ロードダンプ保護動作中はハイレベル、それ以外のときにローレベルとなる信号（ＬＤフラグ）を同期制御開始判定部１０２に向けて出力する。また、第１および第２の判定電圧は、２０Ｖや１７Ｖ以外の値に設定するようにしてもよい。ロードダンプ判定部１１１によるロードダンプ保護動作の詳細については後述する。 FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration necessary for performing the above-described synchronization control start determination. The load dump determination unit 111 detects a load dump in which a surge voltage is generated when the output terminal or the battery terminal of the vehicle generator 1 is disconnected when the output voltage V B exceeds 20 V that is the first determination voltage. Then, an instruction is sent to the drivers 170 and 172 to turn off the high-side MOS transistor 50 and to start a load dump protection operation to turn on the low-side MOS transistor 51. In addition, the load dump determination unit 111 ends the load dump protection operation when the output voltage V B once higher than 20V decreases and becomes lower than 17V which is the second determination voltage. In order to avoid the occurrence of a new surge voltage due to the ON / OFF of the MOS transistors 50 and 51 at the start or end of the load dump protection operation, the load dump determination unit 111 performs the lower arm ON period shown in FIG. In the meantime, the load dump protection operation starts or ends. The load dump determination unit 111 outputs a signal (LD flag) that is at a high level during the load dump protection operation and at a low level at other times to the synchronization control start determination unit 102. The first and second determination voltages may be set to values other than 20V and 17V. Details of the load dump protection operation by the load dump determination unit 111 will be described later.

ＶB 範囲判定部１１３は、出力電圧検出部１１０によって検出された出力電圧ＶB が７〜１８Ｖの範囲に含まれているか否かを判定し、含まれている場合にはローレベル、含まれていない場合（７Ｖ以下か１８Ｖ以上の場合）にはハイレベルの信号を出力する。ＶB 変動判定部１１４は、出力電圧検出部１１０によって検出された出力電圧ＶB の変動が０．５Ｖ／２００μ秒よりも小さいか否かを判定し、小さい場合にはローレベル、大きい場合にはハイレベルの信号を出力する。ＴFB時間判定部１１５は、上ＭＯＳ・ＴFB時間演算部１０６によって検出されたＴFB1 と、下ＭＯＳ・ＴFB時間演算部１０８によって検出されたＴFB2 のそれぞれが１５μ秒よりも長いか否かを判定し、長い場合にはローレベル、以下の場合にハイレベルの信号を出力する。 The V B range determination unit 113 determines whether or not the output voltage V B detected by the output voltage detection unit 110 is included in the range of 7 to 18 V. If included, the low level is included. If not (higher than 7V or higher than 18V), a high level signal is output. The V B fluctuation determination unit 114 determines whether or not the fluctuation of the output voltage V B detected by the output voltage detection unit 110 is smaller than 0.5 V / 200 μsec. Outputs a high level signal. The T FB time determination unit 115 determines whether T FB1 detected by the upper MOS · T FB time calculation unit 106 and T FB2 detected by the lower MOS · T FB time calculation unit 108 are longer than 15 μs. A low level signal is output if it is long, and a high level signal is output in the following cases.

過熱保護部１２３は、温度検出部１５０の出力信号に基づいて過熱状態発生の有無を判定するとともに、過熱状態発生時には過熱保護動作を行う。過熱状態になると、過熱保護部１２３は、その旨を示す過熱フラグをセットし、この過熱フラグに対応する出力信号をハイレベルにする。   The overheat protection unit 123 determines whether or not an overheat state has occurred based on the output signal of the temperature detection unit 150, and performs an overheat protection operation when an overheat state occurs. When the overheat state is reached, the overheat protection unit 123 sets an overheat flag indicating that and sets the output signal corresponding to the overheat flag to a high level.

なお、図１０では、ＶB 範囲判定部１１３、ＶB 変動判定部１１４、ＴFB時間判定部１１５を同期制御開始判定部１０２の外部に設けたが、同期制御開始判定部１０２に内蔵するようにしてもよい。また、上述した例では、（１）〜（６）の全ての条件を満たす場合に同期制御を開始する場合を想定したが、（２）〜（６）の少なくとも一つと（１）とを組み合わせて同期制御開始条件としてもよい。 In FIG. 10, the V B range determination unit 113, the V B fluctuation determination unit 114, and the T FB time determination unit 115 are provided outside the synchronization control start determination unit 102, but are included in the synchronization control start determination unit 102. It may be. In the above-described example, it is assumed that synchronous control is started when all the conditions (1) to (6) are satisfied, but at least one of (2) to (6) and (1) are combined. Thus, the synchronous control start condition may be used.

図１１は、同期制御開始判定の動作タイミングを示す図である。図１１において、「カウント値」は上アーム・オン期間と下アーム・オン期間のそれぞれの立ち上がり（開始タイミング）に同期したカウント値を、「ＴFB時間フラグ」はＴFB時間判定部１１５の出力を、「電圧範囲フラグ」はＶB 範囲判定部１１３の出力を、「ＬＤフラグ」はロードダンプ判定部１１１の出力を、「過熱フラグ」は過熱保護部１２３の出力を、「電圧変動フラグ」はＶB 変動判定部１１４の出力をそれぞれ示している。 FIG. 11 is a diagram illustrating the operation timing of the synchronous control start determination. In FIG. 11, “count value” is a count value synchronized with the rising (start timing) of each of the upper arm on period and lower arm on period, and “T FB time flag” is an output of the T FB time determination unit 115. “Voltage range flag” indicates the output of the V B range determination unit 113, “LD flag” indicates the output of the load dump determination unit 111, “Overheat flag” indicates the output of the overheat protection unit 123, and “Voltage variation flag”. Indicates the output of the V B fluctuation determination unit 114, respectively.

同期制御開始判定部１０２は、上アーム・オン期間と下アーム・オン期間のそれぞれの立ち上がりに同期したカウント動作を行い、このカウント動作のカウント値が「３２」に達したときに同期制御開始を示す信号（ローレベルが同期制御開始を示し、ハイレベルが同期制御停止を示している）を上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３および下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４に入力する。上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３および下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４では、同期制御開始を示す信号が入力されると、ＭＯＳトランジスタ５０、５１を交互にオンする同期制御を開始する。   The synchronization control start determination unit 102 performs a count operation synchronized with the rising of each of the upper arm on period and the lower arm on period, and starts the synchronization control when the count value of the count operation reaches “32”. A signal (low level indicates start of synchronous control and high level indicates stop of synchronous control) is input to the upper MOS on timing determination unit 103 and the lower MOS on timing determination unit 104. When the upper MOS on timing determination unit 103 and the lower MOS on timing determination unit 104 receive a signal indicating the start of synchronous control, the synchronous control for alternately turning on the MOS transistors 50 and 51 is started.

ところで、同期制御開始判定部１０２は、上アーム・オン期間と下アーム・オン期間の立ち上がりの間隔が電気角で１周期以下であること、ＴFB時間判定部１１５、ＶB 範囲判定部１１３、ロードダンプ判定部１１１、過熱保護部１２３、ＶB 変動判定部１１４の各出力（ＴFB時間フラグ、電圧範囲フラグ、ＬＤフラグ、過熱フラグ、電圧変動フラグ）が全てローレベルであること、を条件に上述したカウント動作を継続する。反対に、同期制御開始判定部１０２は、カウント値が３２に達するまでに、上アーム・オン期間と下アーム・オン期間の立ち上がりの間隔が電気角で１周期を超えたり、ＴFB時間判定部１１５、ＶB 範囲判定部１１３、ロードダンプ判定部１１１、過熱保護部１２３、ＶB 変動判定部１１４のいずれかの出力がハイレベルになった場合には、カウント値を０にリセットし、カウント動作継続の条件を満たすようになってからカウント動作を再開する。 By the way, the synchronization control start determination unit 102 determines that the rising interval between the upper arm on period and the lower arm on period is one cycle or less in electrical angle, a T FB time determination unit 115, a V B range determination unit 113, load dump determination unit 111, the output of the overheat protection unit 123, V B variation determining section 114 (T FB time flag, voltage range flag, LD flag, overheating flag, voltage fluctuation flag) that are all at the low level, the condition The counting operation described above is continued. On the contrary, the synchronization control start determination unit 102 determines that the rising interval between the upper arm on period and the lower arm on period exceeds one cycle in terms of electrical angle or the TFB time determination unit until the count value reaches 32. 115, when the output of any one of the V B range determination unit 113, the load dump determination unit 111, the overheat protection unit 123, and the V B fluctuation determination unit 114 becomes high level, the count value is reset to 0, The count operation is resumed after the condition for continuation of operation is satisfied.

（４）同期制御の停止判定
次に、上述した同期制御中に同期制御を停止するか否かの判定動作について説明する。同期制御停止判定部１２２は、同期制御中に所定の同期制御停止条件を満たすか否かの判定を行い、満たすと判断した場合にその旨の通知が同期制御開始判定部１０２、上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３、下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４、上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７、下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９に送られる。以後、同期制御開始判定部１０２によって同期制御が開始されるまで同期制御が停止される。 (4) Determination of stop of synchronous control Next, an operation of determining whether to stop synchronous control during the above-described synchronous control will be described. The synchronization control stop determination unit 122 determines whether or not a predetermined synchronization control stop condition is satisfied during the synchronization control. When it is determined that the condition is satisfied, a notification to that effect is sent to the synchronization control start determination unit 102 and the upper MOS on timing. The data is sent to the determination unit 103, the lower MOS on timing determination unit 104, the upper MOS off timing calculation unit 107, and the lower MOS off timing calculation unit 109. Thereafter, the synchronization control is stopped until the synchronization control start determination unit 102 starts the synchronization control.

同期制御停止条件としては、以下の（１）〜（５）が用いられる。
（１）下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９によって設定されたＭＯＳトランジスタ５１のオフタイミングから、相電圧ＶP が上昇していって次にＭＯＳトランジスタ５０のオンタイミングを判定するために用いられた第１のしきい値に達するまでの時間が所定時間よりも短い。 The following (1) to (5) are used as the synchronous control stop condition.
(1) From the off timing of the MOS transistor 51 set by the lower MOS off timing calculation unit 109, the phase voltage V P rises, and the first used to determine the next on timing of the MOS transistor 50 The time until the threshold value is reached is shorter than the predetermined time.

この所定時間は、下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９によってオフタイミングを指示してから実際にドライバ１７２によってＭＯＳトランジスタ５１がオフされるまでの時間、具体的には、ドライバ１７２によってＭＯＳトランジスタ５１をオフする際のＭＯＳトランジスタ５１の駆動能力に応じて設定される。オフタイミング異常判定部１２１は、この条件を満たす場合（所定時間よりも短い場合）にハイレベル、それ以外のときにローレベルとなる信号を出力する。   This predetermined time is the time from when the lower timing is instructed by the lower MOS off timing calculation unit 109 until the MOS transistor 51 is actually turned off by the driver 172. Specifically, the MOS transistor 51 is turned off by the driver 172. It is set according to the driving capability of the MOS transistor 51 at that time. The off-timing abnormality determination unit 121 outputs a signal that is at a high level when this condition is satisfied (when it is shorter than a predetermined time) and at a low level otherwise.

図１２は、下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９によって設定されたオフタイミングが遅れた場合の相電圧波形の具体例を示す図である。ＭＯＳトランジスタ５１をオフするタイミングが下アーム・オン期間の終了タイミングよりも遅くなると、その時点でＭＯＳトランジスタ５１を通して流れていた電流を遮断することになるため、サージ電圧が発生する。図１２では、サージ電圧がＳで示されている。このサージ電圧は、ＭＯＳトランジスタ５１をオフした直後に発生するものである。実際に下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９によってオフタイミングが指示されてから実際にＭＯＳトランジスタ５１がオフされるまでに要する時間をｔ０（図１２）とすると、オフタイミング遅れに伴うサージ電圧の発生を検出するためには、上述した所定時間は、下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９によってオフタイミングを指示してから時間ｔ０よりもβだけ長く設定されている。このβは、時間ｔ０経過後に発生するサージ電圧が含まれる値であって、正常に同期制御を行っているとき（オフタイミング異常が発生していないとき）に、相電圧ＶP が上昇していって第１のしきい値に達するまでの時間よりも短い必要がある。
（２）上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７によって設定されたＭＯＳトランジスタ５０のオフタイミングから、相電圧ＶP が低下していって次にＭＯＳトランジスタ５１のオンタイミングを判定するために用いられた第２のしきい値に達するまでの時間が所定時間よりも短い。 FIG. 12 is a diagram illustrating a specific example of the phase voltage waveform when the off timing set by the lower MOS off timing calculation unit 109 is delayed. When the timing for turning off the MOS transistor 51 becomes later than the end timing of the lower arm on-period, the current flowing through the MOS transistor 51 at that time is cut off, and a surge voltage is generated. In FIG. 12, the surge voltage is indicated by S. This surge voltage is generated immediately after the MOS transistor 51 is turned off. When the time required until the MOS transistor 51 is actually turned off after the off timing is instructed by the lower MOS off timing computing unit 109 is assumed to be t0 (FIG. 12), the occurrence of a surge voltage due to the off timing delay is detected. In order to do this, the above-mentioned predetermined time is set longer by β than the time t0 after the lower MOS off-timing calculator 109 instructs the off-timing. This β is a value including a surge voltage generated after the elapse of time t0, and the phase voltage V P is increased when the synchronization control is normally performed (when no off-timing abnormality occurs). Therefore, it is necessary to be shorter than the time until the first threshold value is reached.
(2) From the off timing of the MOS transistor 50 set by the upper MOS off timing computing unit 107, the phase voltage V P is decreased, and the second used for judging the on timing of the MOS transistor 51 next. The time until the threshold value is reached is shorter than the predetermined time.

この所定時間は、上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７によってオフタイミングを指示してから実際にドライバ１７０によってＭＯＳトランジスタ５０がオフされるまでの時間、具体的には、ドライバ１７０によってＭＯＳトランジスタ５０をオフする際のＭＯＳトランジスタ５０の駆動能力に応じて設定される。オフタイミング異常判定部１２１は、この条件を満たす場合（所定時間よりも短い場合）にハイレベル、それ以外のときにローレベルとなる信号を出力する。   This predetermined time is the time from when the upper timing is instructed by the upper MOS off timing calculation unit 107 to when the MOS transistor 50 is actually turned off by the driver 170, specifically, the driver 170 turns off the MOS transistor 50. It is set according to the driving capability of the MOS transistor 50 at that time. The off-timing abnormality determination unit 121 outputs a signal that is at a high level when this condition is satisfied (when it is shorter than a predetermined time) and at a low level otherwise.

なお、上述した（１）、（２）で示された所定時間は、同じ値であってもよいが、異なる値を用いるようにしてもよい。また、これらの所定時間は、主にドライバ１７０、１７２の駆動能力に応じて設定するものであるため、回転数に関係なく一定値を用いることが望ましい。
（３）出力電圧ＶB の変動が０．５Ｖ／２００μ秒よりも大きくなった。 The predetermined times indicated by (1) and (2) described above may be the same value, but different values may be used. In addition, these predetermined times are mainly set according to the driving capabilities of the drivers 170 and 172, so it is desirable to use a constant value regardless of the rotational speed.
(3) The fluctuation of the output voltage V B is larger than 0.5 V / 200 μsec.

なお、同期制御を継続する場合にこの変動がどの程度許容されるかは、使用する素子やプログラムによって変化するため、この同期制御の停止判定に用いられる許容値は、使用する素子等に応じて適宜変更するようにしてもよい。   Note that the degree to which this fluctuation is allowed when synchronization control is continued varies depending on the elements and programs used, so the allowable value used for determining whether to stop synchronization depends on the elements used, etc. You may make it change suitably.

図１３は、出力電圧変動と上アーム・オン期間および下アーム・オン期間の関係を示す図である。例えば、出力電流が１５０Ａから１５Ａに急に減少すると、図１３に示すように、出力電圧ＶB が上昇する。この出力電圧の上昇に伴って、上アーム・オン期間は、出力変動がない場合の値Ｔ１０からＴ１１、Ｔ１２（＜Ｔ１０）に変化する。下アーム・オン期間についても同様である。このように、上アーム・オン期間あるいは下アーム・オン期間自体が短くなると、それまでと同じ手順でオフタイミングを設定しても、ＭＯＳトランジスタ５０、５１のオフタイミングが上アーム・オン期間あるいは下アーム・オン期間よりも遅くなる事態が生じるため、これを回避するために上述した許容値が用いられる。同期制御開始判定でも、同様の趣旨により同じ許容値が用いられているが、この許容値は、同期制御開始判定と同期制御停止判定で異なる値を用いるようにしてもよい。
（４）ロードダンプ保護動作に移行した。
（５）ＭＯＳトランジスタ５０、５１が過熱状態に移行した。 FIG. 13 is a diagram illustrating the relationship between the output voltage fluctuation and the upper arm on period and the lower arm on period. For example, when the output current suddenly decreases from 150 A to 15 A, the output voltage V B increases as shown in FIG. As the output voltage rises, the upper arm ON period changes from the value T10 when there is no output fluctuation to T11 and T12 (<T10). The same applies to the lower arm on period. Thus, when the upper arm on period or the lower arm on period itself is shortened, the off timing of the MOS transistors 50 and 51 is set to the upper arm on period or the lower arm even if the off timing is set in the same procedure as before. Since the situation occurs later than the arm-on period, the above-described tolerance is used to avoid this. In the synchronous control start determination, the same allowable value is used for the same purpose, but different values may be used for the synchronous control start determination and the synchronous control stop determination.
(4) Shifted to load dump protection operation.
(5) The MOS transistors 50 and 51 have shifted to an overheated state.

図１４は、上記の同期制御停止判定を行うために必要な構成を示す図である。図１４に示す構成は、図８に示した構成の中から同期制御停止判定に必要な構成を抜き出したものである。また、ＶB 変動判定部１１４については、図１０に示された同期制御開始判定用のＶB 変動判定部１１４がそのまま同期制御停止判定においても用いられている。 FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration necessary for performing the above-described synchronous control stop determination. The configuration shown in FIG. 14 is obtained by extracting the configuration necessary for the synchronous control stop determination from the configuration shown in FIG. As for the V B variation determination unit 114, V B change determination unit 114 of the synchronization control start determination shown in FIG. 10 is also used as such in the synchronization control stop determination.

図１４に示すように、同期制御停止判定部１２２には、オフタイミング異常判定部１２１、ＶB 変動判定部１１４、ロードダンプ判定部１１１、過熱保護部１２３の各出力が入力されている。 As shown in FIG. 14, the synchronization control stop determination unit 122, the off timing error determination unit 121, V B variation determining section 114, load dump judgment unit 111, the output of the overheat protection portion 123 is input.

オフタイミング異常判定部１２１からは、上述した同期制御停止条件（１）あるいは（２）を満たしているときにハイレベルの信号が出力される。また、ＶB 変動判定部１１４からは、出力電圧検出部１１０によって検出された出力電圧ＶB の変動が０．５Ｖ／２００μ秒よりも大きく、上述した同期制御停止条件（３）を満たしているときにハイレベルの信号が出力される。また、ロードダンプ判定部１１１からは、ロードダンプ動作中であって、上述した同期制御停止条件（４）を満たしていてＬＤフラグがセットされたときにハイレベルの信号が出力される。また、過熱保護部１２３からは、上述した同期制御停止条件（５）を満たしているとき、具体的には、過熱状態が発生して過熱フラグがセットされたときにハイレベルの信号が出力される。 A high level signal is output from the off-timing abnormality determination unit 121 when the synchronous control stop condition (1) or (2) described above is satisfied. Further, from the V B fluctuation determining unit 114, the fluctuation of the output voltage V B detected by the output voltage detecting unit 110 is larger than 0.5 V / 200 μsec, and satisfies the above-described synchronous control stop condition (3). Sometimes a high level signal is output. Further, the load dump determination unit 111 outputs a high level signal when the load dump operation is being performed, the above-described synchronous control stop condition (4) is satisfied, and the LD flag is set. The overheat protection unit 123 outputs a high level signal when the above-described synchronous control stop condition (5) is satisfied, specifically, when an overheat state occurs and the overheat flag is set. The

同期制御停止判定部１２２は、オフタイミング異常判定部１２１、ＶB 変動判定部１１４、ロードダンプ判定部１１１、過熱保護部１２３の各出力信号の中で一つでもハイレベルのものが含まれている場合には、同期制御停止条件を満たしていると判断し、同期制御を停止する旨の指示が同期制御開始判定部１０２、上ＭＯＳオンタイミング判定部１０３、下ＭＯＳオンタイミング判定部１０４、上ＭＯＳオフタイミング演算部１０７、下ＭＯＳオフタイミング演算部１０９に送られる。 Synchronization control stop determination unit 122, the off timing error determination unit 121, V B variation determining section 114, load dump determination unit 111, which includes the high level even one among the output signals of the overheat protection portion 123 If it is determined that the synchronous control stop condition is satisfied, an instruction to stop the synchronous control is issued, the synchronous control start determining unit 102, the upper MOS on timing determining unit 103, the lower MOS on timing determining unit 104, The result is sent to the MOS off timing calculation unit 107 and the lower MOS off timing calculation unit 109.

（５）ロードダンプ保護動作
次に、ロードダンプ判定部１１１によって行われるロードダンプ保護動作について説明する。本実施形態では、出力電圧検出部１１０から出力される車両用発電機１の出力電圧ＶB が高くなって２０Ｖを超えてから再び低下して１７Ｖに達するまでのロードダンプ状態発生時に、ハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０をオフし、ローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオンすることにより、ロードダンプ保護動作が行われる。 (5) Load Dump Protection Operation Next, the load dump protection operation performed by the load dump determination unit 111 will be described. In the present embodiment, when the output voltage V B of the vehicular generator 1 output from the output voltage detection unit 110 increases and exceeds 20V and then decreases again and reaches 17V, the high side The load dump protection operation is performed by turning off the low-side MOS transistor 50 and turning on the low-side MOS transistor 51.

図１５は、ロードダンプ発生前と発生後の相電圧を示す図である。図１５（Ａ）にはロードダンプ状態に至っていない通常時における相電圧が、図１５（Ｂ）にはロードダンプ状態に至った後のロードダンプ保護動作時の相電圧が、図１５（Ｃ）にはローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１のドレイン・ソース間電圧を増幅した後の電圧波形がそれぞれ示されている。   FIG. 15 is a diagram illustrating phase voltages before and after the occurrence of load dump. FIG. 15A shows the phase voltage at the normal time when the load dump state has not been reached, and FIG. 15B shows the phase voltage at the time of the load dump protection operation after reaching the load dump state. The voltage waveforms after amplifying the drain-source voltage of the low-side MOS transistor 51 are shown in FIG.

同期制御が行われる通常時には、図１５（Ａ）に示すように、相電圧ＶP は、出力電圧ＶB （バッテリ９の正極端子電圧）近傍の下限値とグランド端子電圧ＶGND 近傍の上限値との間で周期的に変化している。一方、ロードダンプ発生時には、図１５（Ｂ）に示すように、ハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０がオフされ、ローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１がオンされ、この状態が維持されるため、相電圧ＶP は、グランド端子電圧ＶGND を中心に、ＭＯＳトランジスタ５１のオン時のドレイン・ソース間電圧ＶDSの範囲で周期的に変化するようになる。なお、図１５（Ｂ）に示す例では、ＭＯＳトランジスタ５１のオン時のドレイン・ソース間電圧ＶDSが、例えば０．１Ｖとして図示されている。但し、このドレイン・ソース間電圧ＶDSは、使用するＭＯＳトランジスタ５１の仕様やゲート電圧等に応じて異なる。 At the normal time when the synchronous control is performed, as shown in FIG. 15A, the phase voltage V P is a lower limit value near the output voltage V B (positive terminal voltage of the battery 9) and an upper limit value near the ground terminal voltage V GND. And changes periodically. On the other hand, when the load dump occurs, as shown in FIG. 15 (B), MOS transistor 50 of the high side is turned off, the MOS transistor 51 on the low side is turned on, this state is maintained, the phase voltage V P Changes periodically around the ground terminal voltage V GND in the range of the drain-source voltage V DS when the MOS transistor 51 is on. In the example shown in FIG. 15B, the drain-source voltage V DS when the MOS transistor 51 is on is shown as 0.1 V, for example. However, the drain-source voltage V DS differs depending on the specifications of the MOS transistor 51 used, the gate voltage, and the like.

図４に示した下ＭＯＳ ＶDS増幅部１４２は、オン時のＭＯＳトランジスタ５１のドレイン・ソース間電圧ＶDSを、例えば５倍（−０．５Ｖ〜＋０．５Ｖ）に増幅する（図１５（Ｃ））。また、通電方向判定部１４４は、例えば＋０．３５Ｖに設定されたしきい値電圧と、増幅後のドレイン・ソース間電圧ＶDSとを比較し、しきい値電圧の方が高いとき（範囲Ｗ）にハイレベルの信号を出力し、それ以外のときにローレベルの信号を出力する。 The lower MOS V DS amplifier 142 shown in FIG. 4 amplifies the drain-source voltage V DS of the MOS transistor 51 when turned on, for example, by a factor of 5 (−0.5 V to +0.5 V) (FIG. 15 ( C)). The energization direction determination unit 144 compares, for example, the threshold voltage set to +0.35 V with the drain-source voltage V DS after amplification, and the threshold voltage is higher (range W ) Outputs a high level signal, and outputs a low level signal at other times.

図１５（Ｃ）において、Ｗで示された範囲は、通常時にローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１がオンされるタイミングにほぼ対応している。本実施形態では、このＷの範囲を、ロードダンプ保護動作を開始あるいは終了させるタイミングとしている。すなわち、このＷの範囲に含まれていれば、ロードダンプ保護動作を開始するためにローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオンしたときに、このＭＯＳトランジスタ５１に並列接続されたダイオードの順方向と同じ方向にＭＯＳトランジスタ５１を介して電流が流れることになるため、サージ電圧の発生を抑制することができる。また、このＷの範囲に含まれていれば、ロードダンプ保護動作を終了するためにローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオフする前に、このＭＯＳトランジスタ５１を介して流れる電流の向きと、オフした後に、このＭＯＳトランジスタ５１に並列接続されたダイオードを介して流れる電流の向きが同じになるため、サージ電圧の発生を抑制することができる。   In FIG. 15C, the range indicated by W substantially corresponds to the timing when the low-side MOS transistor 51 is turned on during normal operation. In this embodiment, the range of W is set as a timing for starting or ending the load dump protection operation. That is, if included in the range of W, when the low-side MOS transistor 51 is turned on to start the load dump protection operation, the same direction as the forward direction of the diode connected in parallel to the MOS transistor 51 Since current flows through the MOS transistor 51, generation of surge voltage can be suppressed. In addition, if included in the range of W, before turning off the low-side MOS transistor 51 in order to end the load dump protection operation, the direction of the current flowing through the MOS transistor 51 and after turning off the MOS transistor 51 are turned off. Since the direction of the current flowing through the diode connected in parallel to the MOS transistor 51 is the same, the generation of a surge voltage can be suppressed.

なお、上述したしきい値電圧にはヒステリシス特性を持たせるようにしてもよい。例えば、ドレイン・ソース間電圧ＶDSの方が低い場合のしきい値電圧を＋０．３５Ｖとし、ドレイン・ソース間電圧ＶDSの方が高くなった後のしきい値電圧を＋０．３Ｖとする場合が考えられる。これにより、ドレイン・ソース間電圧ＶDSがしきい値電圧付近で変更した場合に、通電方向判定部１４４の出力信号のレベルが頻繁に切り替わることを防止することができる。 Note that the threshold voltage described above may have hysteresis characteristics. For example, the threshold voltage when the drain-source voltage V DS is lower is +0.35 V, and the threshold voltage after the drain-source voltage V DS is higher is +0.3 V. There are cases. Thereby, when the drain-source voltage V DS is changed in the vicinity of the threshold voltage, it is possible to prevent the level of the output signal of the energization direction determination unit 144 from being frequently switched.

発電制御装置７によって回転数検出を行うための所定の基準電圧をＶref とすると、この基準電圧Ｖref は、上述したドレイン・ソース間電圧ＶDSよりも高い値に設定されている。したがって、ロードダンプ保護動作時にＭＯＳトランジスタ５０がオフされ、ＭＯＳトランジスタ５１がオンされると、発電制御装置７は、相電圧ＶP に基づいて回転数検出を行うことができなくなり、回転が停止したものとして誤検出を行うおそれがある。そのため、本実施形態では、回転停止検出に必要な時間Ｔ２に達する前に、一時的に（回転検出に必要な最少時間Ｔ１あるいはこれよりわずかに長い時間）ローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオフして相電圧ＶP が、回転数検出を行う基準電圧Ｖref よりも高くなるようにすることで、回転停止の誤検出がないようにしている。これにより、ロードダンプ発生時に、発電制御装置７内の励磁電流制御回路７６による励磁電流の供給停止状態を維持することが可能となる。 Assuming that a predetermined reference voltage for detecting the rotation speed by the power generation control device 7 is Vref, the reference voltage Vref is set to a value higher than the drain-source voltage V DS described above. Therefore, when the MOS transistor 50 is turned off and the MOS transistor 51 is turned on during the load dump protection operation, the power generation control device 7 cannot detect the rotation speed based on the phase voltage V P and the rotation stops. There is a risk of false detection. Therefore, in this embodiment, before reaching the time T2 necessary for detecting the rotation stop, the low-side MOS transistor 51 is temporarily turned off (minimum time T1 necessary for the rotation detection or slightly longer than this). phase voltage V P is, that to be higher than the reference voltage Vref for rotating speed detection, so that there is no erroneous detection of the rotation stopping. As a result, when a load dump occurs, it is possible to maintain an excitation current supply stop state by the excitation current control circuit 76 in the power generation control device 7.

図１６は、ロードダンプ保護動作を行うために必要なロードダンプ判定部１１１の詳細構成を示す図である。図１６に示すように、ロードダンプ判定部１１１は、ロードダンプ検出部１８１、ロードダンプ状態遷移判定部１８２、ロードダンプ保護開始判定部１８３、周期タイマ１８４、復帰判定部１８５、リミットタイマ１８６、下ＭＯＳ強制オフ判定部１８７を備えている。   FIG. 16 is a diagram illustrating a detailed configuration of the load dump determination unit 111 necessary for performing the load dump protection operation. As shown in FIG. 16, the load dump determination unit 111 includes a load dump detection unit 181, a load dump state transition determination unit 182, a load dump protection start determination unit 183, a cycle timer 184, a return determination unit 185, a limit timer 186, A MOS forced-off determination unit 187 is provided.

ロードダンプ検出部１８１は、出力電圧検出部１１０によって検出した車両用発電機１の出力電圧ＶB が２０Ｖを超えたときにローレベルからハイレベルに変化し、その後１７Ｖまで低下したときにハイレベルからローレベルに変化する信号を出力する。この信号のハイレベルの期間がロードダンプ発生状態に対応している。 The load dump detection unit 181 changes from a low level to a high level when the output voltage V B of the vehicle generator 1 detected by the output voltage detection unit 110 exceeds 20V, and then changes to a high level when the output voltage decreases to 17V. A signal that changes from low to low is output. The high level period of this signal corresponds to the load dump occurrence state.

ロードダンプ状態遷移判定部１８２は、ロードダンプ検出部１８１の出力がローレベルからハイレベルに変化したとき（出力電圧ＶB が２０Ｖを超えたとき）に、ＬＤフラグをセットしてハイレベルの信号を出力する。また、ロードダンプ状態遷移判定部１８２は、一旦ロードダンプ状態になった後にロードダンプ保護動作を行うことにより出力電圧ＶB が低下してロードダンプ検出部１８１の出力がハイレベルからローレベルに変化し（出力電圧ＶB が１７Ｖよりも低くなったとき）、かつ、復帰判定部１８５による復帰判定（ロードダンプ保護動作の終了タイミング判定）がなされたときに、ＬＤフラグをリセットしてローレベルの信号を出力する。 The load dump state transition determination unit 182 sets an LD flag and sets a high level signal when the output of the load dump detection unit 181 changes from a low level to a high level (when the output voltage V B exceeds 20 V). Is output. In addition, the load dump state transition determination unit 182 performs the load dump protection operation after the load dump state is once entered, so that the output voltage V B decreases and the output of the load dump detection unit 181 changes from the high level to the low level. (When the output voltage V B becomes lower than 17V) and when the return determination unit 185 determines the return (end timing determination of the load dump protection operation), the LD flag is reset to a low level. Output a signal.

ロードダンプ保護開始判定部１８３は、ロードダンプ検出部１８１の出力がローレベルからハイレベルに変化したときに、上ＭＯＳ短絡故障確認部１４０の出力がローレベルであること（短絡故障が発生していないこと）を確認した後、通電方向判定部１４４の出力がハイレベルであるとき（図１５（Ｃ）の範囲Ｗに含まれるタイミング）に、ドライバ１７０、１７２に指示を送って、ハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０をオフするとともに、ローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオンする。   When the output of the load dump detection unit 181 changes from low level to high level, the load dump protection start determination unit 183 confirms that the output of the upper MOS short-circuit fault confirmation unit 140 is low level (a short-circuit fault has occurred). When the output of the energization direction determination unit 144 is at a high level (timing included in the range W in FIG. 15C), an instruction is sent to the drivers 170 and 172, and the high side The MOS transistor 50 is turned off, and the low-side MOS transistor 51 is turned on.

復帰判定部１８５は、ロードダンプ保護動作の終了タイミングを判定する。具体的には、復帰判定部１８５は、周期タイマ１８４からタイムアップ信号が出力されるタイミング、あるいは、リミットタイマ１８６からタイムアップ信号が出力されるタイミングをロードダンプ保護動作の終了タイミングとして判定し、その旨をロードダンプ状態遷移判定部１８２に通知するとともに、ドライバ１７０、１７２に指示を送って、ハイサイド側のＭＯＳトランジスタ５０とローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をともにオフする。   The return determination unit 185 determines the end timing of the load dump protection operation. Specifically, the return determination unit 185 determines the timing at which the time-up signal is output from the cycle timer 184 or the timing at which the time-up signal is output from the limit timer 186 as the end timing of the load dump protection operation, This is notified to the load dump state transition determination unit 182 and an instruction is sent to the drivers 170 and 172 to turn off both the high-side MOS transistor 50 and the low-side MOS transistor 51.

周期タイマ１８４は、通電方向判定部１４４の出力がローレベルからハイレベルに変化した時点でカウントを開始し、相電圧ＶP の１／４周期が経過した時点でタイムアップ信号を出力する。図１５（Ｃ）の範囲Ｗの左端に対応するタイミングから１／４周期経過した時点をロードダンプ保護動作の終了タイミングとすることにより、確実にダイオード通電期間の途中でＭＯＳトランジスタ５１をオフしてサージ電圧が発生しないようにすることができる。なお、この１／４周期は変更してもよい。 The cycle timer 184 starts counting when the output of the energization direction determination unit 144 changes from the low level to the high level, and outputs a time-up signal when the quarter cycle of the phase voltage V P elapses. By setting the end point of the load dump protection operation at the time when ¼ cycle has elapsed from the timing corresponding to the left end of the range W in FIG. 15C, the MOS transistor 51 is reliably turned off during the diode energization period. Surge voltage can be prevented from being generated. In addition, you may change this 1/4 period.

また、リミットタイマ１８６は、ロードダンプ検出部１８１の出力がハイレベルからローレベルに変化した時点でカウントを開始し、相電圧のＶP の２周期が経過した時点でタイムアップ信号を出力する。このリミットタイマ１８６は、通電方向判定部１４４と周期タイマ１８４を用いたタイミング判定が失敗した場合（例えば、故障等により周期タイマ１８４からタイムアップ信号が出力されない場合）を想定したものであり、このような場合に強制的にロードダンプ保護動作を終了させるためのものである。なお、このタイムアップ信号が出力されるまでの時間（２周期）は変更してもよい。 The limit timer 186 starts counting when the output of the load dump detector 181 changes from high level to low level, and outputs a time-up signal when two cycles of the phase voltage V P elapse. This limit timer 186 assumes a case where the timing determination using the energization direction determination unit 144 and the periodic timer 184 fails (for example, when a time-up signal is not output from the periodic timer 184 due to a failure or the like). In this case, the load dump protection operation is forcibly terminated. In addition, you may change the time (2 periods) until this time-up signal is output.

また、下ＭＯＳ強制オフ判定部１８７は、ロードダンプ保護開始判定部１８３によってロードダンプ開始判定がなされてロードダンプ保護動作が開始された後、回転停止検出に必要な時間Ｔ２に達する前に、ドライバ１７２に指示を送ってローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１を、回転検出に必要な最少時間Ｔ１（あるいはこれよりわずかに長い時間）だけオフし、この時間Ｔ１経過後に再びドライバ１７２に指示を送ってＭＯＳトランジスタ５１をオンする。このローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１の一時的なオン動作は、ロードダンプ状態が解消するまで繰り返される。   Further, the lower MOS forced-off determination unit 187 determines whether the load dump start is determined by the load dump protection start determination unit 183 and the load dump protection operation is started before the time T2 necessary for detecting the rotation stop is reached. An instruction is sent to 172 to turn off the low-side MOS transistor 51 for a minimum time T1 (or a slightly longer time) necessary for rotation detection, and after this time T1 has passed, an instruction is sent again to the driver 172 to send the MOS transistor 51 is turned on. This temporary ON operation of the low-side MOS transistor 51 is repeated until the load dump state is resolved.

また、ＭＯＳトランジスタ５０を周期的にオンするタイミングは、図１５（Ｃ）の範囲Ｗに含まれる範囲に含まれるように（例えば、周期タイマ１８４からタイムアップ信号が出力されるタイミングにあわせて）設定される。例えば、回転停止検出に必要な時間Ｔ２を相電圧ＶP の周期Ｔ０のＮ倍とすると、下ＭＯＳ強制オフ判定部１８７は、ロードダンプ保護が開始された後に周期Ｔ０の（Ｎ−１）倍の時間経過後に周期タイマ１８４からタイムアップ信号が出力されたときに、ドライバ１７２に指示を送ってローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオフする。具体的には、上記の周期Ｔ０の（Ｎ−１）倍の時間経過は、通電方向判定部１４４あるいは下ＭＯＳ ＶDS検出部１３０の出力がローレベルからハイレベルに立ち上がる回数が（Ｎ−１）回に達することをカウントすることにより検出することができる。 The timing for periodically turning on the MOS transistor 50 is included in the range included in the range W in FIG. 15C (for example, in accordance with the timing at which the time-up signal is output from the cycle timer 184). Is set. For example, if the time T2 required for rotation stop detection is N times the period T0 of the phase voltage V P , the lower MOS forced-off determination unit 187 is (N−1) times the period T0 after the load dump protection is started. When the time-up signal is output from the cycle timer 184 after the elapse of the time, an instruction is sent to the driver 172 to turn off the low-side MOS transistor 51. Specifically, the elapsed time of (N−1) times the period T0 is the number of times that the output of the energization direction determination unit 144 or the lower MOS V DS detection unit 130 rises from the low level to the high level (N−1). ) Can be detected by counting the number of times reached.

また、ＭＯＳトランジスタ５１をオフしてから再びオンするまでの時間Ｔ１を相電圧ＶP の周期Ｔ０のＭ倍とすると、下ＭＯＳ強制オフ判定部１８７は、この時間Ｔ１の経過を、通電方向判定部１４４あるいは下ＭＯＳ ＶDS検出部１３０の出力がローレベルからハイレベルに立ち上がる回数がＭ回に達することをカウントすることにより検出することができる。なお、ＭＯＳトランジスタ５１をオフしてから最初に通電方向判定部１４４等の出力がローレベルからハイレベルに立ち上がるまでの時間は、相電圧ＶP の周期Ｔ０よりも短いため、回転検出に必要な最少時間Ｔ１を確実に確保するためには、ＭＯＳトランジスタ５１をオンするまでのカウント値を（Ｍ＋１）回に変更すればよい。また、相電圧ＶP の周期Ｔ０の（Ｎ−１）倍あるいはＭ倍等の時間経過は、上ＭＯＳ ＶDS検出部１２０の出力がローレベルからハイレベルに立ち上がる回数を用いて検出するようにしてもよい。 If the time T1 from turning off the MOS transistor 51 to turning it on again is M times the period T0 of the phase voltage V P , the lower MOS forced-off determining unit 187 determines the passage of this time T1 as the energization direction. This can be detected by counting the number of times that the output of the unit 144 or the lower MOS V DS detection unit 130 rises from the low level to the high level reaches M times. Since the time from when the MOS transistor 51 is turned off until the output of the energization direction determination unit 144 first rises from the low level to the high level is shorter than the cycle T0 of the phase voltage V P , it is necessary for the rotation detection. In order to ensure the minimum time T1, the count value until the MOS transistor 51 is turned on may be changed to (M + 1) times. Further, the time lapse of (N−1) times or M times the period T0 of the phase voltage V P is detected using the number of times the output of the upper MOS V DS detection unit 120 rises from the low level to the high level. May be.

このように、本実施形態の車両用発電機１では、ロードダンプ発生時にローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオンすることでロードダンプ時の高電圧の発生を防止する保護動作を行う場合であって、高電圧の発生が抑制された後に保護動作を解除する際に、大きなサージ電圧が発生するタイミングを避けて通常の整流動作を継続することができ、ロードダンプ時の高電圧発生を迅速に終わらせることが可能となる。また、このようなローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオンするロードダンプ保護動作中であっても、定期的にＭＯＳトランジスタ５１をオフすることにより、回転検出不能による発電停止状態の誤検出に伴う発電制御装置７の誤動作を防止することができる。また、ロードダンプ保護動作開始時についてもサージ電圧の発生を抑制するタイミングを判定することにより、ロードダンプ保護動作移行時のサージ電圧の発生を確実に抑えることができる。   As described above, the vehicular generator 1 according to this embodiment is a case where a protection operation is performed to prevent the generation of a high voltage at the time of load dump by turning on the low-side MOS transistor 51 at the time of load dump. When the protection operation is canceled after the generation of high voltage is suppressed, the normal rectification operation can be continued avoiding the timing when a large surge voltage is generated, and the high voltage generation at the time of load dumping can be terminated quickly. It becomes possible. Further, even during the load dump protection operation for turning on the low-side MOS transistor 51, by periodically turning off the MOS transistor 51, power generation control associated with erroneous detection of a power generation stop state due to the inability to detect rotation A malfunction of the device 7 can be prevented. Further, by determining the timing for suppressing the generation of the surge voltage even at the start of the load dump protection operation, the generation of the surge voltage at the time of shifting to the load dump protection operation can be surely suppressed.

なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内において種々の変形実施が可能である。例えば、上述した実施形態において、発電制御装置７において回転検出ができなかったときに、所定の警報動作を行うようにしたもよい。例えば、図２に示した発電制御装置７に、回転検出回路７７によって回転検出ができなかったときに通信回路７８を介して警報信号を出力したり、外部のチャージランプを点灯させる警報回路を追加するようにしてもよい。この場合であっても、ロードダンプ保護動作中は、回転検出回路７７によって回転検出ができるようにローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１が一時的かつ周期的にオンされるため、回転停止を誤検出して誤って警報動作を行うことを回避することが可能となる。また、上述した実施形態では、発電制御装置７において回転停止を検出したときに、界磁巻線４に初期励磁状態に対応した励磁電流（初期励磁電流）を流すようにしたが、励磁電流の供給を停止するようにしてもよい。   In addition, this invention is not limited to the said embodiment, A various deformation | transformation implementation is possible within the range of the summary of this invention. For example, in the above-described embodiment, a predetermined alarm operation may be performed when the power generation control device 7 cannot detect rotation. For example, an alarm circuit that outputs an alarm signal via the communication circuit 78 or turns on an external charge lamp when the rotation detection circuit 77 cannot detect rotation is added to the power generation control device 7 shown in FIG. You may make it do. Even in this case, during the load dump protection operation, the low-side MOS transistor 51 is temporarily and periodically turned on so that the rotation detection circuit 77 can detect the rotation. It is possible to avoid performing an alarm operation by mistake. In the above-described embodiment, when the rotation stop is detected in the power generation control device 7, an excitation current (initial excitation current) corresponding to the initial excitation state is supplied to the field winding 4. The supply may be stopped.

また、上述した実施形態では、２つの固定子巻線２、３と２つの整流器モジュール群５、６を備えるようにしたが、一方の固定子巻線２と一方の整流器モジュール群５を備える車両用発電機についても本発明を適用することができる。   In the above-described embodiment, the two stator windings 2 and 3 and the two rectifier module groups 5 and 6 are provided. However, the vehicle includes one stator winding 2 and one rectifier module group 5. The present invention can also be applied to power generators.

また、上述した実施形態では、各整流器モジュール５Ｘ等を用いて整流動作（発電動作）を行う場合について説明したが、ＭＯＳトランジスタ５０、５１のオン／オフタイミングを変更することにより、バッテリ９から印加される直流電流を交流電流に変換して固定子巻線２、３に供給して電動動作を行わせる車両用回転電機に本発明を適用することができる。   Further, in the above-described embodiment, the case where the rectifying operation (power generation operation) is performed using each rectifier module 5X or the like has been described. However, it is applied from the battery 9 by changing the on / off timing of the MOS transistors 50 and 51. The present invention can be applied to a vehicular rotating electrical machine that converts a direct current to be converted into an alternating current and supplies it to the stator windings 2 and 3 to perform an electric operation.

また、上述した実施形態では、２つの整流器モジュール群５、６のそれぞれに３つの整流器モジュールを含ませるようにしたが、整流器モジュールの数は３以外であってもよい。また、上述した実施形態では、上アームと下アームの両方にＭＯＳトランジスタを用いたが、下アームのみをＭＯＳトランジスタとし、上アームを構成する素子をダイオードとしてもよい。   In the above-described embodiment, each of the two rectifier module groups 5 and 6 includes three rectifier modules. However, the number of rectifier modules may be other than three. In the above-described embodiments, MOS transistors are used for both the upper arm and the lower arm. However, only the lower arm may be a MOS transistor, and an element constituting the upper arm may be a diode.

上述したように、本発明によれば、ロードダンプ発生時にローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオンすることでロードダンプ時の高電圧の発生を防止する保護動作を行う場合であって、高電圧の発生が抑制された後に保護動作を解除する際に大きなサージ電圧が発生するタイミングを避けることで、ロードダンプ時の高電圧発生を迅速に終わらせることが可能となる。また、ロードダンプ保護動作中であっても、定期的にローサイド側のＭＯＳトランジスタ５１をオフすることにより、回転検出不能による発電停止状態の誤検出に伴う発電制御装置７の誤動作を防止することができる。   As described above, according to the present invention, when the low-side MOS transistor 51 is turned on at the time of load dump, a protective operation for preventing the generation of a high voltage at the time of load dump is performed. By avoiding the timing at which a large surge voltage is generated when the protection operation is released after the suppression of the voltage is suppressed, the generation of a high voltage at the time of load dump can be terminated quickly. Even during the load dump protection operation, by periodically turning off the low-side MOS transistor 51, it is possible to prevent the power generation control device 7 from malfunctioning due to erroneous detection of the power generation stop state due to the inability to detect rotation. it can.

１ 車両用発電機
２、３ 固定子巻線
４ 界磁巻線
５、６ 整流器モジュール群
５Ｘ、５Ｙ、５Ｚ、６Ｕ、６Ｖ、６Ｗ 整流器モジュール
７ 発電制御装置
８ ＥＣＵ
９ バッテリ
１０ 電気負荷
１２ 充電線
５０、５１ ＭＯＳトランジスタ
５４ 制御回路
１００ 制御部
１０１ 回転数演算部
１０２ 同期制御開始判定部
１０３ 上ＭＯＳオンタイミング判定部
１０４ 下ＭＯＳオンタイミング判定部
１０５ 目標電気角設定部
１０６ 上ＭＯＳ・ＴFB時間演算部
１０７ 上ＭＯＳオフタイミング演算部
１０８ 下ＭＯＳ・ＴFB時間演算部
１０９ 下ＭＯＳオフタイミング演算部
１１０ 出力電圧検出部
１１１ ロードダンプ判定部
１２０ 上ＭＯＳ ＶDS検出部
１２１ オフタイミング異常判定部
１２２ 同期制御停止判定部
１２３ 過熱保護部
１３０ 下ＭＯＳ ＶDS検出部
１４０ 上ＭＯＳ短絡故障確認部
１４２ 下ＭＯＳ ＶDS増幅部
１４４ 通電方向判定部
１５０ 温度検出部
１６０ 電源
１８１ ロードダンプ検出部
１８２ ロードダンプ状態遷移判定部
１８３ ロードダンプ保護開始判定部
１８４ 周期タイマ
１８５ 復帰判定部
１８６ リミットタイマ
１８７ 下ＭＯＳ強制オフ判定部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Vehicle generator 2, 3 Stator winding 4 Field winding 5, 6 Rectifier module group 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W Rectifier module 7 Power generation control apparatus 8 ECU
DESCRIPTION OF SYMBOLS 9 Battery 10 Electric load 12 Charging line 50, 51 MOS transistor 54 Control circuit 100 Control part 101 Rotational speed calculation part 102 Synchronization control start determination part 103 Upper MOS on timing determination part 104 Lower MOS on timing determination part 105 Target electric angle setting part 106 Upper MOS · T FB time calculation unit 107 Upper MOS off timing calculation unit 108 Lower MOS · T FB time calculation unit 109 Lower MOS off timing calculation unit 110 Output voltage detection unit 111 Load dump determination unit 120 Upper MOS V DS detection unit 121 Off-timing abnormality determination unit 122 Synchronization control stop determination unit 123 Overheat protection unit 130 Lower MOS V DS detection unit 140 Upper MOS short-circuit fault confirmation unit 142 Lower MOS V DS amplification unit 144 Current direction determination unit 150 Temperature detection unit 160 Power supply 181 Load dump Detection unit 182 Load dump state transition determination unit 183 Load dump protection start determination unit 184 Period timer 185 Return determination unit 186 Limit timer 187 Lower MOS forced-off determination unit

Claims (8)

回転子の界磁極を磁化させる界磁巻線と、
前記界磁極によって発生する回転磁界によって交流電圧を発生する多相巻線としての電機子巻線を有する固定子と、
ダイオードが並列接続されたスイッチング素子によって構成された複数の下アームを有するブリッジ回路を構成し、前記電機子巻線の誘起電圧を整流するスイッチング部と、
前記スイッチング素子のオンオフを制御するスイッチング制御部と、
前記界磁巻線に流れる励磁電流を制御することにより前記スイッチング部の出力電圧を制御するとともに、前記電機子巻線の相電圧に基づいて前記回転子の回転数を検出し、前記回転子の回転停止を検出したときに前記界磁巻線への励磁電流の供給を停止あるいは低減する発電制御装置と、
前記スイッチング部の出力電圧を監視し、前記出力電圧が第１の判定電圧を超えたときに、下アームを構成する前記スイッチング素子をオンする指示を前記スイッチング制御部に対して行い、前記第１の判定電圧を超えた後に前記出力電圧が前記第１の判定電圧よりも低い第２の判定電圧よりも低くなったときに、下アームを構成する前記スイッチング素子をオフする指示を前記スイッチング制御部に対して行うロードダンプ判定部と、
を備え、前記ロードダンプ判定部は、前記出力電圧が前記第２の判定電圧よりも低くなったことを検出した後、前記スイッチング素子をオフしたときにこのオフ動作によるサージ電圧の発生を抑制するタイミングを判定し、このタイミングで前記スイッチング素子をオフする指示を前記スイッチング制御部に対して行うとともに、前記出力電圧が前記第２の判定電圧よりも高い場合であっても、前記発電制御装置による回転検出が可能になるように定期的に前記スイッチング素子をオフする指示を前記スイッチング制御部に対して行うことを特徴とする車両用回転電機。 Field windings to magnetize the rotor field poles;
A stator having an armature winding as a multiphase winding that generates an alternating voltage by a rotating magnetic field generated by the field pole;
A switching circuit configured to rectify an induced voltage of the armature winding by configuring a bridge circuit having a plurality of lower arms configured by switching elements having diodes connected in parallel;
A switching control unit for controlling on / off of the switching element;
By controlling the excitation current flowing in the field winding, the output voltage of the switching unit is controlled, and the number of rotations of the rotor is detected based on the phase voltage of the armature winding. A power generation control device that stops or reduces the supply of excitation current to the field winding when rotation stop is detected;
The output voltage of the switching unit is monitored, and when the output voltage exceeds a first determination voltage, an instruction to turn on the switching element constituting the lower arm is given to the switching control unit, and the first When the output voltage becomes lower than a second determination voltage lower than the first determination voltage after exceeding the determination voltage, an instruction to turn off the switching element constituting the lower arm is issued to the switching control unit A load dump determination unit for
The load dump determination unit suppresses generation of a surge voltage due to the OFF operation when the switching element is turned OFF after detecting that the output voltage is lower than the second determination voltage. The timing is determined, and the switching control unit is instructed to turn off the switching element at this timing, and even if the output voltage is higher than the second determination voltage, the power generation control device A rotating electrical machine for a vehicle, wherein the switching control unit is instructed to turn off the switching element periodically so that rotation can be detected. 請求項１において、
前記ロードダンプ判定部は、前記発電制御装置による回転検出が可能になるように、回転停止検出に必要な時間Ｔ２に達する前に回転検出に必要な最少時間Ｔ１だけ前記スイッチング素子をオフする指示を定期的に行うことを特徴とする車両用回転電機。 In claim 1,
The load dump determination unit gives an instruction to turn off the switching element for a minimum time T1 necessary for rotation detection before reaching a time T2 necessary for rotation stop detection so that rotation detection by the power generation control device is possible. A rotating electrical machine for a vehicle, which is periodically performed. 請求項１または２において、
前記ロードダンプ判定部は、前記出力電圧が前記第１の判定電圧を超えたことを検出した後に、前記スイッチング素子をオンしたときにこのオン動作によるサージ電圧の発生を抑制するタイミングを判定し、このタイミングで前記スイッチング素子をオンする指示を前記スイッチング制御部に対して行うことを特徴とする車両用回転電機。 In claim 1 or 2,
The load dump determination unit determines a timing for suppressing generation of a surge voltage due to the ON operation when the switching element is turned on after detecting that the output voltage exceeds the first determination voltage; A rotating electrical machine for a vehicle, wherein an instruction to turn on the switching element is given to the switching control unit at this timing. 請求項１〜３のいずれかにおいて、
前記発電制御装置は、前記相電圧と基準電圧の大小関係が周期的に変化することにより回転検出を行っており、
前記ロードダンプ判定部による保護動作中に下アームを構成する前記スイッチング素子がオンされたときに、前記相電圧と前記基準電圧の大小関係が固定され、前記スイッチング素子がオフされたときに、前記相電圧と前記基準電圧の大小関係が前記回転子の回転に連動して周期的に変化することを特徴とする車両用回転電機。 In any one of Claims 1-3,
The power generation control device detects rotation by periodically changing the magnitude relationship between the phase voltage and a reference voltage,
When the switching element constituting the lower arm is turned on during the protection operation by the load dump determination unit, the magnitude relationship between the phase voltage and the reference voltage is fixed, and when the switching element is turned off, A rotating electrical machine for a vehicle, wherein a magnitude relationship between a phase voltage and the reference voltage periodically changes in conjunction with rotation of the rotor. 請求項１〜４のいずれかにおいて、
下アームを構成する前記スイッチング素子をオンしてロードダンプ保護動作を開始する前に、上アームの素子の短絡故障の有無を確認する短絡故障確認部をさらに備え、
前記ロードダンプ判定部は、前記短絡故障確認部によって短絡故障が生じていないことを確認した後にロードダンプ保護動作を開始することを特徴とする車両用回転電機。 In any one of Claims 1-4,
Before turning on the switching element constituting the lower arm and starting the load dump protection operation, further comprising a short-circuit fault confirmation unit for confirming the presence or absence of a short-circuit fault of the upper arm element,
The vehicle electric rotating machine according to claim 1, wherein the load dump determination unit starts a load dump protection operation after confirming that no short circuit failure has occurred by the short circuit failure confirmation unit. 請求項１において、
前記サージ電圧の発生を抑制するタイミングは、オフする前に、前記スイッチング素子を介して流れる電流の向きと、オフした後に、前記スイッチング素子に並列接続されたダイオードを介して流れる電流の向きが同じとなるタイミングであることを特徴とする車両用回転電機。 In claim 1,
The timing of suppressing the generation of the surge voltage is the same as the direction of the current flowing through the switching element before turning off and the direction of the current flowing through the diode connected in parallel to the switching element after turning off. A vehicular rotating electrical machine characterized by the following timing. 請求項３において、
前記サージ電圧の発生を抑制するタイミングは、オンしたときに、前記スイッチング素子に並列接続されたダイオードの順方向と同じ方向に前記スイッチング素子を介して電流が流れるタイミングであることを特徴とする車両用回転電機。 In claim 3,
The vehicle is characterized in that the timing for suppressing the generation of the surge voltage is a timing when a current flows through the switching element in the same direction as a forward direction of a diode connected in parallel to the switching element when turned on. Rotating electric machine. 請求項１〜７のいずれかにおいて、
前記ロードダンプ判定部による前記下アームを構成する前記スイッチング素子をオフするタイミングの適否判定は、前記電機子巻線を構成する２相以上の相巻線のそれぞれ毎に行うことを特徴とする車両用回転電機。 In any one of Claims 1-7,
The vehicle according to claim 1, wherein the load dump determination unit determines whether or not to turn off the switching element constituting the lower arm for each of two or more phase windings constituting the armature winding. Rotating electric machine.
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