JP2012100490A - Step-down chopper using resonance switch, and power supply system - Google Patents

Step-down chopper using resonance switch, and power supply system Download PDF

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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a resonance switch circuit element for proper control with a simpler drive circuit, and a soft switching step-down chopper incorporating the same.SOLUTION: The resonance switch for soft switching, along with a step-down chopper incorporating it, includes a first diode, a second diode, a resonance capacitor, and a first switch and second switch which are power semiconductor devices capable of on/off control, between a first terminal and a second terminal. An anode of the second diode is connected to the first terminal. A cathode of the first diode is connected to the second terminal. One end of the resonance capacitor is connected to a cathode of the second diode. The other end of the resonance capacitor is connected to an anode of the first diode. One end of the first switch is connected to the first terminal. The other end of the first switch is connected to a connection point between the anode of the first diode and the resonance capacitor. One end of the second switch is connected to a connection point between the cathode of the second diode and the resonance capacitor. The other end of the second switch is connected to the second terminal.

Description

本発明は、ソフトスイッチング用の共振スイッチおよびソフトスイッチング方式による降圧チョッパに関し、さらに二次電池などの蓄電装置に適用される電力供給システムに関する。   The present invention relates to a soft switching resonant switch and a soft switching step-down chopper, and more particularly to a power supply system applied to a power storage device such as a secondary battery.

現在、地方路線など架線のない架線レス区間で運行するディーゼル車は、ＣＯ２排出量削減の要請などにより、近い将来、二次電池を搭載して電動機で運転される電池駆動電車に取って代わられる可能性が高いと考えられている。電池駆動電車は、二次電池を搭載し、運行区間の適所に設けた充電ステーションで二次電池を充電して、架線レス区間を二次電池からの電気エネルギーを使って電動機により運行する。架線レス区間と架線区間が混在する路線では、架線区間で走行中に架線から二次電池を充電して、架線レス区間を二次電池に蓄電したエネルギーで運行するようにすることもできる。
このような技術趨勢に応じて、電池駆動電車に適用できるような、大容量で、急速充電が可能な高エネルギー密度の二次電池が開発・実用化されつつある。また、このような電池駆動電車搭載の二次電池に対して効果的な充電管理を行う充電制御装置が求められている。 Currently, diesel vehicles operating in sections that do not have overhead lines such as local routes will replace battery-powered trains that are driven by electric motors equipped with secondary batteries in the near future due to demands for reducing CO 2 emissions. It is considered that there is a high possibility that The battery-powered train is equipped with a secondary battery, and the secondary battery is charged at a charging station provided at an appropriate position in the operation section, and the overhead line-less section is operated by an electric motor using electric energy from the secondary battery. In a route in which an overhead line-free section and an overhead line section are mixed, the secondary battery can be charged from the overhead line while traveling in the overhead line section, and the overhead line-less section can be operated with the energy stored in the secondary battery.
In response to such technological trends, secondary batteries having a large capacity and a high energy density capable of rapid charging, which can be applied to battery-driven trains, are being developed and put into practical use. There is also a need for a charge control device that performs effective charge management for such a secondary battery mounted on a battery-powered train.

最近の電池駆動電車の電力供給システムでは、充電ステーションにおける地上設置式蓄電装置、及び電車搭載の蓄電装置として、新しい構造を有する大容量のニッケル水素電池が利用されている。
ここに、充電制御装置は、電池駆動電車に搭載され、直流架線電圧を降圧して（たとえば、ＤＣ１５００Ｖから電池電圧のＤＣ６００Ｖ程度まで降圧する）、二次電池の充電を行う装置であり、電池駆動電車の適切な運用を行うために必要とされる。充電制御装置には、直流の入力電圧（架線電圧）を降圧するための降圧チョッパが組み込まれる。 In recent power supply systems for battery-powered trains, large-capacity nickel metal hydride batteries having a new structure are used as ground-mounted power storage devices at charging stations and train-mounted power storage devices.
Here, the charge control device is mounted on a battery-powered train, and is a device that charges a secondary battery by stepping down the DC overhead line voltage (for example, stepping down from DC 1500 V to about DC 600 V of the battery voltage). Necessary for proper operation of the train. The charge control device incorporates a step-down chopper for stepping down a DC input voltage (overhead voltage).

図１２は、基本的な降圧チョッパの回路図である。直流電源は変電所に設置され、き電線を介して架線に直流電力を供給する。
図１２において、直流電源Ｅに、スイッチＳＷ、リアクトルＬ、負荷Ｒが直列接続され、直列接続された直流電源ＥとスイッチＳＷに対して環流ダイオードＤｆが並列に接続されている。また、負荷ＲにはコンデンサＣが並列接続されている。スイッチＳＷはオン／オフを高速で周期的に繰り返す。
コンデンサＣは、負荷Ｒに印加される直流電圧を平滑化するものである。還流ダイオードＤｆは、スイッチＳＷがオフしたときにリアクトルＬに蓄えられたエネルギーを負荷に供給するために閉回路を構成するよう設けられたものである。 FIG. 12 is a circuit diagram of a basic step-down chopper. A DC power supply is installed at the substation and supplies DC power to the overhead line via a feeder.
In FIG. 12, a switch SW, a reactor L, and a load R are connected in series to a DC power source E, and a free-wheeling diode Df is connected in parallel to the DC power source E and the switch SW connected in series. A capacitor C is connected to the load R in parallel. The switch SW is periodically turned on / off at high speed.
The capacitor C smoothes the DC voltage applied to the load R. The free-wheeling diode Df is provided so as to form a closed circuit in order to supply the energy stored in the reactor L to the load when the switch SW is turned off.

スイッチＳＷは、高速かつ周期的に動作させる必要があるので、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＣＴ（Integrated Gate Commutated Thyristor）、ＩＥＧＴ（Injection Enhanced Gate Transistor）、ＥＳＢＴ（Emitter Switched Bipolar Transistor）などのパワー半導体デバイスが用いられる。
パワー半導体デバイスを用いたＤＣ−ＤＣコンバータ等の電力変換装置については、高周波スイッチング技術の進展に伴って、小型・軽量化、高電力密度化、低騒音化、高速応答化、波形の高品質化の要求に向けた技術開発が注目を浴びている。
しかし、高周波スイッチング半導体電力変換装置を応用する分野において、パワー半導体デバイスのスイッチング損失やスナバ回路での損失の増加に伴う電力変換効率の低下、急峻なスイッチ部の電圧変化に伴う対地高周波漏れ電流やスイッチングサージに伴う電磁ノイズの発生などの実用上の問題が顕在化している。 Since the switch SW needs to be operated periodically at high speed, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), an IGCT (Integrated Gate Commutated Thyristor), and an IEGT (Injection Enhanced Gate Transistor) A power semiconductor device such as ESBT (Emitter Switched Bipolar Transistor) is used.
Power converters such as DC-DC converters using power semiconductor devices are becoming smaller and lighter, with higher power density, lower noise, faster response, and higher waveform quality as high-frequency switching technology advances. Technological development to meet these needs is attracting attention.
However, in the field of application of high-frequency switching semiconductor power converters, power conversion efficiency decreases due to switching loss of power semiconductor devices and loss in snubber circuits, high-frequency ground leakage current due to steep switch voltage change, Practical problems such as the generation of electromagnetic noise associated with switching surges are becoming obvious.

電池駆動電車に搭載する二次電池用の充電制御装置は、高周波スイッチングによる電力変換回路を使用する。パワー半導体デバイスのオン／オフ時に発生する電磁ノイズが大きいと、列車検知装置、踏切制御子、自動列車停止装置など、鉄道信号系に悪影響を及ぼすおそれがある。電磁ノイズに対しては、影響を受けるおそれのある装置へのフィルタやシールド材の追加により、信号系への影響を抑制できるが、これらは車両重量を増加させる。   A charge control device for a secondary battery mounted on a battery-powered train uses a power conversion circuit by high-frequency switching. When the electromagnetic noise generated when the power semiconductor device is turned on / off is large, there is a risk of adversely affecting the railway signal system such as a train detection device, a railroad crossing controller, and an automatic train stop device. For electromagnetic noise, the influence on the signal system can be suppressed by adding a filter or a shielding material to a device that may be affected, but these increase the weight of the vehicle.

図１３は、ＩＧＢＴにおいて、ハードスイッチング・ターンオン時に発生するサージを例示する電圧・電流波形である。対象とした回路は、昇圧チョッパ回路で、スナバ回路を持たないハードスイッチング動作時の波形である。横軸の１目盛が５００ｎｓで、縦軸にパワー半導体デバイスの電圧を１目盛１００Ｖ、電流を１目盛１０Ａで表示した波形例である。
図１３の電圧波形と電流波形から、ハードスイッチング動作時ではスイッチング過渡時に急峻なｄｖ／ｄｔ及びｄｉ／ｄｔと、急峻なｄｉ／ｄｔと寄生インダクタンスによる電圧サージと、急峻なｄｖ／ｄｔと寄生キャパシタンスによる電流サージとが発生することが分かる。 FIG. 13 is a voltage / current waveform illustrating a surge generated at the time of hard switching / turning on in the IGBT. The target circuit is a step-up chopper circuit and has a waveform during a hard switching operation without a snubber circuit. This is a waveform example in which one scale on the horizontal axis is 500 ns, the voltage of the power semiconductor device is displayed on the vertical axis at 100 V on one scale, and the current is displayed on one scale 10 A.
From the voltage waveform and the current waveform in FIG. 13, during hard switching operation, steep dv / dt and di / dt, voltage surge due to steep di / dt and parasitic inductance, steep dv / dt and parasitic capacitance. It can be seen that a current surge due to.

このように、ハードスイッチングでは、スイッチングサージに起因する伝導性ノイズや放射性ノイズが発生する。伝導性ノイズは一部が出力端子に、他の一部は直流電源側に逆流して、周辺の電子機器に電磁障害を引き起こす。また、放射性ノイズは周辺機器の誤動作などの悪影響を引き起こす。
このように、ハードスイッチングでは、ＩＧＢＴなどパワー半導体デバイスの電圧／電流のピークストレスの増大と、電磁ノイズの発生が問題になる。 As described above, in hard switching, conductive noise and radioactive noise due to switching surge are generated. Part of the conductive noise flows back to the output terminal and the other part flows back to the DC power source, causing electromagnetic interference in the surrounding electronic equipment. In addition, radioactive noise causes adverse effects such as malfunction of peripheral devices.
Thus, in hard switching, an increase in voltage / current peak stress of a power semiconductor device such as an IGBT and generation of electromagnetic noise become problems.

また、図１４は、一般的なハードスイッチング時の電圧・電流波形である。すなわち、降圧チョッパのデバイス電圧ｖＣＥとデバイス電流ｉＣの変化の状況を示す。
図１４から分かるように、パワー半導体デバイスは、ターンオン時とターンオフ時の過渡状態において、スイッチの電圧と電流に重なりが生じて、図において斜線で示すスイッチング損失が発生する。このスイッチング損失は熱となるので、パワー半導体デバイスを冷却するための放熱系が大きくかつ重くなるという問題がある。このスイッチング損失は、スイッチング周波数の高周波化とともに増大するため、電力変換装置の変換効率の低下を招くことになり、装置の小型・軽量化に有利な高周波化が困難となる。 FIG. 14 shows voltage / current waveforms during general hard switching. That is, the state of change of the device voltage v CE and the device current i C of the step-down chopper is shown.
As can be seen from FIG. 14, in the power semiconductor device, the voltage and current of the switch overlap in the transient state at the time of turn-on and turn-off, and the switching loss indicated by hatching in the figure occurs. Since this switching loss becomes heat, there is a problem that a heat dissipation system for cooling the power semiconductor device is large and heavy. Since this switching loss increases as the switching frequency is increased, the conversion efficiency of the power conversion device is reduced, and it is difficult to increase the frequency, which is advantageous for reducing the size and weight of the device.

上記のような、スイッチング周波数の高周波化に伴う問題とスイッチング損失を抑制するための効果的な解決法として、スイッチング電力変換回路をアクティブ補助共振スナバ回路によりＬＣ共振状態で動作させることで、スイッチ端子間がゼロ電圧状態においてスイッチングを行うゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）あるいはゼロ電流状態においてスイッチングを行うゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）あるいはこれらのハイブリッドとなるＺＶＺＣＳといったソフトスイッチング電力変換回路技術が開発されている。   As an effective solution to suppress the switching loss and the problems associated with higher switching frequency as described above, the switching power conversion circuit is operated in the LC resonance state by the active auxiliary resonance snubber circuit, so that the switch terminal Soft switching power conversion circuit technologies such as zero voltage switching (ZVS) for switching in a zero voltage state, zero current switching (ZCS) for switching in a zero current state, or ZVZCS that is a hybrid of these have been developed.

特許文献１には、ソフトスイッチング技術によりスイッチング損失を減少させ、スイッチング周波数を高周波化して、直流リアクトルなどの部品を小型化した、低コストで高効率な共振型のＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。
開示されたＤＣ−ＤＣコンバータは、共振回路の機能により、第１の主スイッチのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を可能とし、ソフトスイッチングを実現する。ただし、直列に接続された２つの主スイッチを交互に異なるタイミングでオン／オフさせたり、タイミングを計るため直流リアクトルに実際に流れる電流を測定するセンサと共振リアクトルに実際に流れる電流を測定するセンサを必要としたりするため、制御回路が複雑になることが避けられない。 Patent Document 1 discloses a low-cost and high-efficiency resonance type DC-DC converter in which switching loss is reduced by a soft switching technique, a switching frequency is increased, and components such as a DC reactor are reduced in size. Yes.
The disclosed DC-DC converter enables zero voltage switching (ZVS) of the first main switch by the function of the resonance circuit, and realizes soft switching. However, two main switches connected in series are alternately turned on / off at different timings, or a sensor that measures the current that actually flows through the DC reactor and a sensor that measures the current that actually flows through the resonant reactor to measure timing. Therefore, the control circuit is inevitably complicated.

特許文献２には、ソフトスイッチングによりスイッチング損失を低減した小型のＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。
開示されたＤＣ−ＤＣコンバータは、主スイッチング素子と補助スイッチング素子の２つのスイッチング素子を高い周波数でオン／オフさせているところ、主スイッチング素子と補助スイッチング素子とは異なるタイミングでオン／オフされており、スイッチング素子のゲート駆動には２つのタイミングパルスを必要としており、回路構成が複雑となっている。 Patent Document 2 discloses a small DC-DC converter in which switching loss is reduced by soft switching.
In the disclosed DC-DC converter, when the two switching elements of the main switching element and the auxiliary switching element are turned on / off at a high frequency, the main switching element and the auxiliary switching element are turned on / off at different timings. In addition, two timing pulses are required to drive the gate of the switching element, and the circuit configuration is complicated.

特開２００４−１２９３９３号公報JP 2004-129393 A 特開２０１０−０６８６１９号公報JP 2010-068619 A

従来でも、共振スイッチ回路要素を用いたソフトスイッチング降圧チョッパを利用することにより、電池駆動電車の電力供給システムにおいて、ハードスイッチング方式と比べて電磁ノイズやスイッチング損失を抑制することができる。しかし、従来のソフトスイッチング降圧チョッパでは、ソフトスイッチングを実現する制御回路が複雑になり、十分な経済性を有するものとならなかった。   Conventionally, by using a soft switching step-down chopper that uses a resonant switch circuit element, electromagnetic noise and switching loss can be suppressed in a power supply system of a battery-driven train as compared with a hard switching system. However, in the conventional soft switching step-down chopper, the control circuit for realizing the soft switching becomes complicated and does not have sufficient economic efficiency.

そこで、本発明が解決しようとする課題は、より簡単なゲート駆動回路で的確に制御できる共振スイッチ回路要素を組み込んだソフトスイッチング降圧チョッパを提供することである。さらに、より簡単なゲート駆動回路で的確に制御できるソフトスイッチング方式の充電制御装置を備えた、電池駆動電車の二次電池に対する電力供給システムを提供することである。   Accordingly, the problem to be solved by the present invention is to provide a soft switching step-down chopper incorporating a resonant switch circuit element that can be accurately controlled with a simpler gate drive circuit. It is another object of the present invention to provide a power supply system for a secondary battery of a battery-driven train, which includes a soft switching charging control device that can be accurately controlled with a simpler gate drive circuit.

（請求項１（図１））
上記課題を解決するため、本発明に係るソフトスイッチング用の共振スイッチ回路要素は、第１端子と第２端子の間に、第１ダイオードと、第２ダイオードと、共振コンデンサと、オンオフ制御が可能なパワー半導体デバイスである第１スイッチ及び第２スイッチとを備えた共振スイッチである。
本共振スイッチの回路要素は、前記第２ダイオードのアノードが前記第１端子に接続され、前記第１ダイオードのカソードが前記第２端子に接続され、前記共振コンデンサの一端が前記第２ダイオードのカソードに接続され、前記共振コンデンサの他端が前記第１ダイオードのアノードに接続され、前記第１スイッチの一端が前記第１端子に接続され、前記第１スイッチの他端が前記第１ダイオードのアノードと前記共振コンデンサの接続点に接続され、前記第２スイッチの一端が前記第２ダイオードのカソードと前記共振コンデンサの接続点に接続され、前記第２スイッチの他端が前記第２端子に接続されて構成される。 (Claim 1 (FIG. 1))
In order to solve the above-described problems, the resonant switching circuit element for soft switching according to the present invention can perform on / off control between the first terminal and the second terminal, the first diode, the second diode, the resonant capacitor, and the like. It is a resonant switch provided with the 1st switch and 2nd switch which are various power semiconductor devices.
In the circuit element of the resonance switch, an anode of the second diode is connected to the first terminal, a cathode of the first diode is connected to the second terminal, and one end of the resonance capacitor is a cathode of the second diode. The other end of the resonant capacitor is connected to the anode of the first diode, one end of the first switch is connected to the first terminal, and the other end of the first switch is the anode of the first diode. And one end of the second switch is connected to the connection point between the cathode of the second diode and the resonance capacitor, and the other end of the second switch is connected to the second terminal. Configured.

本発明の共振スイッチ回路要素の動作は、第１スイッチと第２スイッチを一つのゲート駆動信号により同じタイミングでオンオフすることによって制御することができる。
なお、第１スイッチと第２スイッチは、同等の特性を有するパワー半導体デバイスを用いて、スイッチ回路要素に流れる電流を二分して負担させることにより半導体デバイスに対する作動領域（ＳＯＡ）に対する要求仕様を緩和させることができる。特に大電流を扱う回路では、パワー半導体デバイスの選択の余地を拡げ、コストの低減に繋がるばかりでなく、負荷電流を二分することにより等価的にオン電圧の低いパワー半導体デバイスを実現することができ、スイッチ損失の低減が可能となり、効率の向上を図ることができる。 The operation of the resonant switch circuit element of the present invention can be controlled by turning on and off the first switch and the second switch at the same timing by one gate drive signal.
The first switch and the second switch use power semiconductor devices with the same characteristics, and divide the current flowing through the switch circuit element in two to ease the required specifications for the operating area (SOA) for the semiconductor devices. Can be made. Especially for circuits that handle large currents, not only will there be more room for selection of power semiconductor devices, leading to cost reductions, but also power semiconductor devices with low on-voltage equivalents can be realized by dividing the load current in half. The switch loss can be reduced, and the efficiency can be improved.

また、第１スイッチと第２スイッチは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＣＴ（Integrated Gate Commutated Thyristor）、ＩＥＧＴ（Injection Enhanced Gate Transistor）、ＥＳＢＴ（Emitter Switched Bipolar Transistor）などの、オン・オフの制御が可能なパワー半導体デバイスであってもよい。
第１スイッチと第２スイッチがパワー半導体デバイスである場合は、好ましくは、当該スイッチにスナバ回路を有しない。当該スイッチにスナバ機能を有する場合は、後述するＬＣ直列共振現象に好ましくない影響を与えることがあるからである。 The first switch and the second switch include an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), an IGCT (Integrated Gate Commutated Thyristor), an IEGT (Injection Enhanced Gate Transistor), and an ESBT (Emitter Switched). It may be a power semiconductor device capable of on / off control, such as a bipolar transistor.
When the first switch and the second switch are power semiconductor devices, the switch preferably does not have a snubber circuit. This is because if the switch has a snubber function, it may adversely affect the LC series resonance phenomenon described later.

本発明の共振スイッチ回路要素を各種の直流チョッパに適用することにより、直流チョッパのスイッチ素子についてソフトスイッチングを実現させることができる。そして、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を実現させることができるため、直流チョッパ内の環流ダイオードの逆回復電流を小さくすることができ、スイッチ素子のターンオン損失と環流ダイオードのターンオフ損失を効果的に低減させることができる。   By applying the resonant switch circuit element of the present invention to various DC choppers, soft switching can be realized for the switch elements of the DC chopper. Since zero current switching (ZCS) can be realized, the reverse recovery current of the freewheeling diode in the DC chopper can be reduced, and the turn-on loss of the switching element and the turn-off loss of the freewheeling diode can be effectively reduced. be able to.

（請求項２（図３））
本発明のソフトスイッチング降圧チョッパは、パワー半導体デバイスとダイオードとリアクトルを備え、共振スイッチ回路要素を駆動するゲート駆動信号を生成する回路を備えた降圧チョッパであって、上記本発明の共振スイッチ回路要素を組み込んだことを特徴とする。
すなわち、本発明に係るソフトスイッチング降圧チョッパは、正側入力端子と負側入力端子と正側出力端子と負側出力端子とを備える４端子回路において、前記正側入力端子に第１端子を接続した請求項１に記載の共振スイッチと、カソードを請求項１に記載の共振スイッチの第２端子に接続し、アノードを前記負側入力端子に接続したダイオードと、前記第２端子と前記正側出力端子の間に接続された直流リアクトルと、前記正側出力端子と前記負側出力端子との間に接続された平滑コンデンサと、前記共振スイッチを駆動するゲート駆動信号を生成する制御回路を備えて、前記正側入力端子と前記負側入力端子に接続された直流電源の電圧を低減して前記正側出力端子と前記負側出力端子に出力する。 (Claim 2 (FIG. 3))
The soft switching step-down chopper of the present invention is a step-down chopper that includes a power semiconductor device, a diode, and a reactor, and includes a circuit that generates a gate drive signal for driving the resonant switch circuit element. It is characterized by incorporating.
That is, the soft switching step-down chopper according to the present invention is a four-terminal circuit including a positive input terminal, a negative input terminal, a positive output terminal, and a negative output terminal, and connects the first terminal to the positive input terminal. The resonant switch according to claim 1, a cathode connected to the second terminal of the resonant switch according to claim 1, an anode connected to the negative input terminal, the second terminal, and the positive side A DC reactor connected between the output terminals; a smoothing capacitor connected between the positive output terminal and the negative output terminal; and a control circuit for generating a gate drive signal for driving the resonant switch. The voltage of the DC power source connected to the positive input terminal and the negative input terminal is reduced and output to the positive output terminal and the negative output terminal.

第１スイッチと第２スイッチのターンオン時には、第１スイッチと第２スイッチの間に接続された共振コンデンサに蓄えられた電荷が共振初期電流を確保し、直流リアクトルと協動してゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を行う、また、ターンオフ時には第１端子と第２端子の間に接続されている共振コンデンサに充電を開始し、直流リアクトルと協動してゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を行なうことができ、ソフトスイッチングを実現する。
よって、係る直流リアクトルは共振リアクトルとしても動作することになる。
このように、本発明のソフトスイッチング降圧チョッパは、ソフトスイッチング動作を行うので、電池駆動電車に適用することにより、列車検知装置、踏切制御子、自動列車停止装置など、電磁ノイズを嫌う鉄道信号系に対する悪影響が減少し、これらの悪影響を抑制するためにとられてきた各種のノイズ対策を簡素化することができる。 When the first switch and the second switch are turned on, the electric charge stored in the resonance capacitor connected between the first switch and the second switch secures an initial resonance current, and cooperates with the DC reactor to perform zero current switching ( ZCS), and at the time of turn-off, charging of the resonant capacitor connected between the first terminal and the second terminal can be started, and zero voltage switching (ZVS) can be performed in cooperation with the DC reactor, Realize soft switching.
Therefore, the direct current reactor operates as a resonance reactor.
As described above, since the soft switching step-down chopper of the present invention performs a soft switching operation, it is applied to a battery-powered train, so that a railway signal system that dislikes electromagnetic noise, such as a train detection device, a railroad crossing controller, and an automatic train stop device. As a result, the various noise countermeasures that have been taken to suppress these adverse effects can be simplified.

また、第１スイッチと第２スイッチの２つのスイッチの許容電流は、負荷に供給される電流の半分になるので、低出力のパワー半導体デバイスを選択することができる。
本発明の降圧チョッパにおけるスイッチのゲート駆動回路は同じタイミングであることから簡単になり、小型化かつ軽量化することができる。
なお、本発明に係るソフトスイッチング降圧チョッパは、ＬＣ直列共振現象を利用したところにその特徴の一つがあるのであるが、直列共振現象の全区間を利用するものでなく、その一部区間を利用することにより、電流電圧波形を正弦波状に緩やかに変化させて、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）およびゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）とともにソフトスイッチングを実現する。直列共振現象の全区間を全共振、直列共振の一部区間を部分共振と区別して称することもある。 Moreover, since the allowable current of the two switches, the first switch and the second switch, is half of the current supplied to the load, a low-power power semiconductor device can be selected.
Since the gate drive circuit of the switch in the step-down chopper of the present invention has the same timing, the circuit becomes simple, and can be reduced in size and weight.
Note that the soft switching step-down chopper according to the present invention has one of its features when using the LC series resonance phenomenon, but does not use the entire section of the series resonance phenomenon, but uses a part of the section. By doing so, the current voltage waveform is gently changed into a sine wave, and soft switching is realized together with zero current switching (ZCS) and zero voltage switching (ZVS). The whole section of the series resonance phenomenon may be referred to as the whole resonance, and the partial section of the series resonance may be referred to as the partial resonance.

（請求項３（図６））
本発明のソフトスイッチング降圧チョッパは、前記共振スイッチが複数台並列に接続されてなる。
共振スイッチを複数台並列に接続する。そうすれば、小さな容量の共振スイッチで大容量のソフトスイッチング降圧チョッパを構成することができる。ここで、各共振スイッチの特性は揃っていることが好ましい。共振スイッチの特性が揃っていれば、負荷分担が円滑に行なえると共に、部品の共通化を図ることができる。 (Claim 3 (FIG. 6))
The soft switching step-down chopper of the present invention includes a plurality of the resonance switches connected in parallel.
Connect multiple resonant switches in parallel. Then, a large capacity soft switching step-down chopper can be configured with a small capacity resonant switch. Here, it is preferable that the characteristics of the resonance switches are uniform. If the characteristics of the resonance switch are uniform, the load can be shared smoothly and the parts can be shared.

（請求項４（図７））
また、本発明に係るソフトスイッチング降圧チョッパは、正側入力端子と負側入力端子と正側出力端子と負側出力端子とを備える４端子回路において、前記正側入力端子に第１端子を接続した請求項１に記載の共振スイッチと、カソードを請求項１に記載の共振スイッチの第２端子に接続し、アノードを前記負側入力端子に接続したダイオードと、前記第２端子と前記正側出力端子の間に接続された直流リアクトルとを備えた降圧チョッパモジュールを複数並列に接続し、前記降圧チョッパモジュールの前記共振スイッチを時分割制御により駆動するゲート駆動信号を生成する制御回路を備えて、前記正側入力端子と前記負側入力端子に接続された直流電源の電圧を降圧して前記正側出力端子と前記負側出力端子に出力する。つまり、時分割制御動作による多相多重（マルチフェーズ）化をすることができる。
また、本発明の時分割制御動作による多相多重化をしたソフトスイッチング降圧チョッパは、回路素子の数は増えても１相当たりの出力電流が小さくなるので、合成して形成される合成出力電流におけるリップル率が激減して直流リアクトルや平滑コンデンサの小型軽量化が達成でき、降圧チョッパの重量軽減にも有効である。なお、多相多重化により回路的には複雑にみえるが、本発明の共振回路ではゲート駆動信号が単純なため、制御回路のコストが大きく増大することはない。 (Claim 4 (FIG. 7))
The soft switching step-down chopper according to the present invention is a four-terminal circuit including a positive input terminal, a negative input terminal, a positive output terminal, and a negative output terminal, and a first terminal is connected to the positive input terminal. The resonant switch according to claim 1, a cathode connected to the second terminal of the resonant switch according to claim 1, an anode connected to the negative input terminal, the second terminal, and the positive side A control circuit for connecting a plurality of step-down chopper modules having a DC reactor connected between output terminals in parallel, and generating a gate drive signal for driving the resonant switch of the step-down chopper module by time-sharing control; The voltage of the DC power supply connected to the positive side input terminal and the negative side input terminal is stepped down and output to the positive side output terminal and the negative side output terminal. That is, multiphase multiplexing can be performed by time division control operation.
In addition, the soft switching step-down chopper with multi-phase multiplexing by the time-division control operation of the present invention reduces the output current per phase even if the number of circuit elements is increased. The ripple rate in the power supply is drastically reduced, so that the DC reactor and the smoothing capacitor can be reduced in size and weight, which is also effective in reducing the weight of the step-down chopper. Although the circuit seems complicated due to multiphase multiplexing, the cost of the control circuit does not increase greatly because the gate drive signal is simple in the resonant circuit of the present invention.

（請求項５（図８））
本発明のソフトスイッチング降圧チョッパは、複数並列に接続された前記降圧チョッパモジュールの複数の前記直流リアクトルが共通の磁性体からなるコアを有してなる。
直流リアクトルは、一般に磁性体からなるコアを有する有芯タイプと、コアを有さない空芯タイプとがある。本発明に係る直流リアクトルは、好ましくは、有芯タイプであって、降圧チョッパモジュールが複数台並列に接続された場合、複数台ある直流リアクトルのコアは、共通の一つのコアを有していてもよい。コアが共通であれば、これら複数の直流リアクトルにおいて生じる磁束は、それぞれ互いに結合されることとなる。
これら直流リアクトルは、磁束が結合してなるので、結合リアクトルとも結合インダクタとも称されることがある。 (Claim 5 (FIG. 8))
The soft switching step-down chopper of the present invention includes a core made of a common magnetic material for the plurality of DC reactors of the step-down chopper modules connected in parallel.
DC reactors are generally classified into a core type having a core made of a magnetic material and an air core type having no core. The DC reactor according to the present invention is preferably a cored type, and when a plurality of step-down chopper modules are connected in parallel, the cores of the plurality of DC reactors have one common core. Also good. If the core is common, the magnetic fluxes generated in the plurality of DC reactors are coupled to each other.
Since these DC reactors are formed by coupling magnetic fluxes, they may be referred to as coupled reactors or coupled inductors.

（請求項６）
本発明に係るソフトスイッチング降圧チョッパは、前記共振コンデンサのキャパシタンスと前記直流リアクトルのインダクタンスの積が、ある定められた値より小さいことを特徴とする。
ここに「ある定められた値より小さい」とは、好ましくは、共振コンデンサのキャパシタンスと直流リアクトルのインダクタンスの積の平方根に円周率の１／２を乗じて得られた値（Ｔｂ）が、第１スイッチと第２スイッチのオン期間より小さいことである。したがって、この場合「ある定められた値」とは、第１スイッチと第２スイッチのオン期間を円周率の１／２で除した値の平方を意味し、この値よりも共振コンデンサのキャパシタンスと直流リアクトルのインダクタンスの積が小さくなるように、共振回路の回路定数を定める必要がある。 (Claim 6)
The soft switching step-down chopper according to the present invention is characterized in that a product of the capacitance of the resonant capacitor and the inductance of the DC reactor is smaller than a predetermined value.
Here, “smaller than a predetermined value” is preferably a value (Tb) obtained by multiplying the square root of the product of the capacitance of the resonant capacitor and the inductance of the DC reactor by ½ of the circumference. This is less than the ON period of the first switch and the second switch. Therefore, in this case, the “certain value” means the square of the value obtained by dividing the ON period of the first switch and the second switch by ½ of the circumference, and the capacitance of the resonance capacitor is larger than this value. It is necessary to determine the circuit constant of the resonance circuit so that the product of the inductance of the DC reactor and the inductance of the DC reactor becomes small.

（請求項７（図９））
さらに、本発明に係る電池駆動電車の電力供給システムは、直流電力を供給する直流電源と、請求項２から請求項５に記載のいずれか１項に記載のソフトスイッチング降圧チョッパを用いて構成したＤＣ−ＤＣコンバータと、電気車両に搭載した電気車両駆動用の二次電池とを備え、前記直流電源から供給される直流電力を、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力して降圧し、前記二次電池を当該降圧した直流電力で充電することができる、 (Claim 7 (FIG. 9))
Furthermore, a power supply system for a battery-powered train according to the present invention is configured using a DC power supply that supplies DC power and the soft switching step-down chopper according to any one of claims 2 to 5. A DC-DC converter and a secondary battery for driving an electric vehicle mounted on the electric vehicle, and the DC power supplied from the DC power source is input to the DC-DC converter to step down the secondary battery. Can be charged with the stepped-down DC power,

（請求項８（図１０））
さらに、本発明に係る電池駆動電車の電力供給システムは、前記直流電源と前記ＤＣ−ＤＣコンバータは地上に設置される。 (Claim 8 (FIG. 10))
Furthermore, in the power supply system for a battery-powered train according to the present invention, the DC power supply and the DC-DC converter are installed on the ground.

（請求項９（図１１））
また、本発明に係る電池駆動電車の電力供給システムは、前記直流電源は地上に設置され、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは前記電池駆動電車に搭載される。 (Claim 9 (FIG. 11))
In the battery-powered train power supply system according to the present invention, the DC power supply is installed on the ground, and the DC-DC converter is mounted on the battery-driven train.

本発明のソフトスイッチング用共振スイッチ回路要素およびソフトスイッチング降圧チョッパによれば、極めて簡単なゲート駆動回路によりソフトスイッチングを達成するばかりでなく、パワー半導体デバイスや直流リアクトルや平滑コンデンサを小型化して、電池駆動電車の電力供給システムを小型軽量で経済的な装置とすることができる。さらに、本発明のソフトスイッチング用共振スイッチ回路要素およびソフトスイッチング降圧チョッパを電池駆動電車の二次電池についての充電制御装置に適用することにより、鉄道信号系に悪影響を与えない経済的な地上設置型充電制御装置としても、また車載型充電御装置としても、利用することができる。   According to the resonant switching circuit element for soft switching and the soft switching step-down chopper of the present invention, not only can soft switching be achieved by an extremely simple gate drive circuit, but also a power semiconductor device, a DC reactor, and a smoothing capacitor can be miniaturized, The power supply system of the driving train can be made a small, light and economical device. Further, by applying the soft switching resonant switch circuit element and the soft switching step-down chopper of the present invention to a charge control device for a secondary battery of a battery-powered train, an economical ground installation type that does not adversely affect the railway signal system It can be used as a charging control device or as an in-vehicle charging control device.

本発明の１実施形態に係るソフトスイッチング用共振スイッチ回路要素の回路図である。1 is a circuit diagram of a resonant switching circuit element for soft switching according to an embodiment of the present invention. FIG. 本実施形態に係るソフトスイッチング用共振スイッチ回路要素のスイッチオンオフ状態を説明する等価回路図である。It is an equivalent circuit diagram explaining the switch on / off state of the resonant switching circuit element for soft switching according to the present embodiment. 本発明の１実施形態に係るソフトスイッチング降圧チョッパの回路図である。1 is a circuit diagram of a soft switching step-down chopper according to an embodiment of the present invention. 本実施形態のソフトスイッチング降圧チョッパの動作波形図である。It is an operation | movement waveform diagram of the soft switching step-down chopper of this embodiment. 本実施形態のソフトスイッチング降圧チョッパの動作モード遷移等価回路図である。It is an operation mode transition equivalent circuit diagram of the soft switching step-down chopper of this embodiment. 図３において共振スイッチ回路要素を並列にした降圧チョッパの回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a step-down chopper in which resonance switch circuit elements are arranged in parallel in FIG. 3. 本発明の別の実施形態に係るソフトスイッチング降圧チョッパの回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a soft switching step-down chopper according to another embodiment of the present invention. 図７において、直流リアクトルのコアを共通にした実施形態に係るソフトスイッチング降圧チョッパの回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram of the soft switching step-down chopper according to the embodiment in which the core of the DC reactor is shared in FIG. 電池駆動電車に搭載した二次電池に給電する、本発明に係る電力供給システムの概念図である。It is a conceptual diagram of the electric power supply system which supplies electric power to the secondary battery mounted in a battery drive train. 本発明の１実施形態に係る電力供給システムの回路図である。1 is a circuit diagram of a power supply system according to an embodiment of the present invention. 本発明の別の１実施形態に係る電力供給システムの回路図である。It is a circuit diagram of the electric power supply system which concerns on another one Embodiment of this invention. 基本的な降圧チョッパの回路図である。It is a circuit diagram of a basic step-down chopper. ＩＧＢＴにおけるターンオン時のサージを例示する波形図である。It is a wave form diagram which illustrates the surge at the time of turn-on in IGBT. 基本的なスイッチング波形を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows a basic switching waveform.

以下、本発明に係る実施形態を図面に従って説明するが、本発明はこの実施形態に限定されるものではない。   Hereinafter, embodiments according to the present invention will be described with reference to the drawings. However, the present invention is not limited to the embodiments.

以下、図面を用い実施形態に基づいて本発明のソフトスイッチング用共振スイッチ回路要素およびソフトスイッチング用共振スイッチ回路要素を用いたソフトスイッチング降圧チョッパおよび電力供給システムを詳細に説明する。
図１は、本発明の１実施形態に係るソフトスイッチング用共振スイッチ回路要素の回路図である。図１に示す通り、本実施形態のソフトスイッチング用の共振スイッチ回路要素１は、第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２の間に、第１ダイオードＤ１と、第２ダイオードＤ２と、共振コンデンサＣｒと、オンオフ制御が可能なパワー半導体デバイスである第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２とを備えた共振スイッチである。 Hereinafter, a soft switching resonant switch circuit element and a soft switching step-down chopper and a power supply system using the soft switching resonant switch circuit element of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a circuit diagram of a resonant switching circuit element for soft switching according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the resonant switching circuit element 1 for soft switching according to the present embodiment includes a first diode D1, a second diode D2, a resonant capacitor Cr, and a first terminal T1 and a second terminal T2. The resonance switch includes a first switch S1 and a second switch S2 which are power semiconductor devices capable of on / off control.

第２ダイオードＤ２のアノードが第１端子Ｔ１に接続され、第１ダイオードＤ１のカソードが第２端子Ｔ２に接続され、共振コンデンサＣｒの一端が第２ダイオードＤ２のカソードに接続され、共振コンデンサＣｒの他端が第１ダイオードＤ１のアノードに接続されている。
また、第１スイッチＳ１の一端が第１端子Ｔ１に接続され、第１スイッチＳ１の他端が第１ダイオードＤ１のアノードと共振コンデンサＣｒの接続点に接続され、 第２スイッチＳ２の一端が第２ダイオードＤ２のカソードと共振コンデンサＣｒの接続点に接続され、第２スイッチＳ２の他端が第２端子Ｔ２に接続されている。 The anode of the second diode D2 is connected to the first terminal T1, the cathode of the first diode D1 is connected to the second terminal T2, one end of the resonance capacitor Cr is connected to the cathode of the second diode D2, and the resonance capacitor Cr The other end is connected to the anode of the first diode D1.
Also, one end of the first switch S1 is connected to the first terminal T1, the other end of the first switch S1 is connected to a connection point between the anode of the first diode D1 and the resonant capacitor Cr, and one end of the second switch S2 is connected to the first terminal. The second diode S2 is connected to the connection point between the cathode of the diode D2 and the resonance capacitor Cr, and the other end of the second switch S2 is connected to the second terminal T2.

第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、パワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＣＴ（Integrated Gate Commutated Thyristor）、ＩＥＧＴ（Injection Enhanced Gate Transistor）、ＥＳＢＴ（Emitter Switched Bipolar Transistor）などの、オンオフ制御が可能なパワー半導体デバイスで形成される。これらのパワー半導体デバイスは、同時にゲートがオンになってスイッチがオンの状態の時に電流が第１端子Ｔ１から第２端子Ｔ２の方向に流れる向きに接続されている。
本実施形態の共振スイッチ回路要素１では、一つのゲート駆動信号により、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２を同じタイミングでオンオフ制御する。 The first switch S1 and the second switch S2 are an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a power MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), an IGCT (Integrated Gate Commutated Thyristor), an IEGT (Injection Enhanced Gate Transistor), and an ESBT (Emitter Switched). Bipolar Transistor) and other power semiconductor devices that can be controlled on and off. These power semiconductor devices are connected in such a direction that current flows in the direction from the first terminal T1 to the second terminal T2 when the gate is turned on and the switch is turned on at the same time.
In the resonant switch circuit element 1 of the present embodiment, the first switch S1 and the second switch S2 are on / off controlled at the same timing by one gate drive signal.

図２は、本実施形態の共振スイッチ回路要素１における、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２のオンオフ状態における回路の変化を説明する等価回路図である。なお以下、図２の説明において、共振スイッチ回路要素１の外部には図示していない直流リアクトルＬｏが共振コンデンサＣｒと直列に接続されているものとして説明する。図２（ａ）は、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２がオン状態のとき、図２（ｂ）は、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２がオフ状態のときを示す。   FIG. 2 is an equivalent circuit diagram for explaining circuit changes in the on / off state of the first switch S1 and the second switch S2 in the resonant switch circuit element 1 of the present embodiment. In the following description of FIG. 2, it is assumed that a DC reactor Lo (not shown) is connected in series with the resonance capacitor Cr outside the resonance switch circuit element 1. FIG. 2A shows a state in which the first switch S1 and the second switch S2 are in an on state, and FIG. 2B shows a case in which the first switch S1 and the second switch S2 are in an off state.

図２（ａ）を参照すると、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２が同時にオンになっているときには、共振コンデンサＣｒに蓄えられた電荷は、第１スイッチＳ１と共振コンデンサＣｒと第２スイッチＳ２を通って第１端子Ｔ１から第２端子Ｔ２に電流が流れる回路が形成される。そして、第１スイッチＳ１と共振コンデンサＣｒと第２スイッチＳ２を通って第１端子Ｔ１から第２端子Ｔ２に向けて流れる電流により共振コンデンサＣｒと共振スイッチ回路要素１の外部に接続された直流リアクトルＬｏとに基づいた共振が発生するＬＣ直列共振回路が形成される。   Referring to FIG. 2A, when the first switch S1 and the second switch S2 are turned on at the same time, the charges stored in the resonance capacitor Cr are the first switch S1, the resonance capacitor Cr, and the second switch S2. A circuit is formed through which current flows from the first terminal T1 to the second terminal T2. A direct current reactor connected to the outside of the resonance capacitor Cr and the resonance switch circuit element 1 by a current flowing from the first terminal T1 toward the second terminal T2 through the first switch S1, the resonance capacitor Cr, and the second switch S2. An LC series resonance circuit that generates resonance based on Lo is formed.

共振コンデンサＣｒに蓄えられた電荷が完全に放電されると、共振コンデンサＣｒの両端の電圧はゼロとなる。これにより、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２は順バイアス状態となるので、第１スイッチＳ１と第１ダイオードＤ１を通って第１端子Ｔ１から第２端子Ｔ２に流れる回路と、第２スイッチＳ２と第２ダイオードＤ２を通って第１端子Ｔ１から第２端子Ｔ２に流れる回路とが形成される。つまり、第１端子Ｔ１から第２端子Ｔ２への電流はＳ１−Ｄ１とＤ２−Ｓ２とに２分して流れることになる。   When the electric charge stored in the resonance capacitor Cr is completely discharged, the voltage across the resonance capacitor Cr becomes zero. As a result, the first diode D1 and the second diode D2 are in a forward bias state, so that a circuit that flows from the first terminal T1 to the second terminal T2 through the first switch S1 and the first diode D1 and the second switch S2 And a circuit that flows from the first terminal T1 to the second terminal T2 through the second diode D2. That is, the current from the first terminal T1 to the second terminal T2 flows into S1-D1 and D2-S2 in two.

図２（ｂ）を参照すると、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２が共にオフになると、第１端子Ｔ１から第２端子Ｔ２へ流れていた電流は、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２を介して共振コンデンサＣｒを充電する電流となる。第１端子Ｔ１から第２端子Ｔ２に向けて流れるこの充電電流により、共振コンデンサＣｒと共振スイッチ回路要素１の外部に接続された直流リアクトルＬｏとに基づくＬＣ直列共振回路が形成される。   Referring to FIG. 2B, when both the first switch S1 and the second switch S2 are turned off, the current flowing from the first terminal T1 to the second terminal T2 flows through the first diode D1 and the second diode D2. Current to charge the resonance capacitor Cr. This charging current flowing from the first terminal T1 toward the second terminal T2 forms an LC series resonance circuit based on the resonance capacitor Cr and the DC reactor Lo connected to the outside of the resonance switch circuit element 1.

共振コンデンサＣｒの両端の電圧が電源電圧に等しくなると、共振コンデンサＣｒを充電していた電流はゼロとなり、等価回路的には第１端子Ｔ１と第２端子Ｔ２とは遮断状態となる（図２（ｃ）参照）。   When the voltage across the resonance capacitor Cr becomes equal to the power supply voltage, the current charged in the resonance capacitor Cr becomes zero, and the first terminal T1 and the second terminal T2 are cut off in terms of an equivalent circuit (FIG. 2). (See (c)).

本実施形態において、共振スイッチ回路要素１は、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２の間に直列に接続された共振コンデンサＣｒを備え、共振スイッチ回路要素１の外部には、共振コンデンサＣｒと並列に接続した直流リアクトルＬｏとを備える。ＬＣ直列共振回路を形成する。   In the present embodiment, the resonance switch circuit element 1 includes a resonance capacitor Cr connected in series between the first switch S1 and the second switch S2, and the resonance switch circuit element 1 is arranged in parallel with the resonance capacitor Cr. And a DC reactor Lo connected to the. An LC series resonant circuit is formed.

このため、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２を同時にオン状態に変えるターンオン時においては、共振コンデンサＣｒと直流リアクトルＬｏとの共振により、第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２を流れる電流はゼロから正弦波状に緩やかに上昇する。これにより、第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２のターンオンはゼロ電流スイッチングとなり、ソフトスイッチングが実現される。   For this reason, at the time of turn-on when the first switch S1 and the second switch S2 are simultaneously turned on, the current flowing through the first switch S1 and the second switch S2 starts from zero due to the resonance between the resonance capacitor Cr and the DC reactor Lo. It rises slowly in a sine wave shape. Thereby, the turn-on of the first switch S1 and the second switch S2 becomes zero current switching, and soft switching is realized.

また、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２を同時にオフ状態に変えるターンオフ時には、それまで第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２を流れていた電流は、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２を介して共振コンデンサＣｒの充電を開始する。共振コンデンサＣｒの両端の電圧、すなわち第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２の端子電圧は、ゼロから緩やかに増加するので、ゼロ電圧スイッチングとなり、ソフトスイッチングが実現される。   At the time of turn-off in which the first switch S1 and the second switch S2 are turned off simultaneously, the current that has been flowing through the first switch S1 and the second switch S2 until then is passed through the first diode D1 and the second diode D2. Charging of the resonance capacitor Cr is started. Since the voltage across the resonance capacitor Cr, that is, the terminal voltage of the first switch S1 and the second switch S2, gradually increases from zero, zero voltage switching is performed and soft switching is realized.

このように、本実施形態の共振スイッチ回路要素１は、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２において、ターンオン時とターンオフ時のいずれでもソフトスイッチングを実現すると共に、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２を同じゲート駆動信号で駆動することができ、共振スイッチ回路要素１のゲート駆動回路が簡素化する。
本発明の共振スイッチ回路要素１は、パワー半導体デバイスとダイオードと直流リアクトルを備えて構成される各種直流チョッパにおいて、パワー半導体デバイスに代替して組み込むことにより、直流チョッパにおけるスイッチ素子においてソフトスイッチングを実現させることができる。 As described above, the resonant switch circuit element 1 of the present embodiment realizes soft switching in both the first switch S1 and the second switch S2 at the time of turn-on and turn-off, and the first switch S1 and the second switch S2. Can be driven by the same gate drive signal, and the gate drive circuit of the resonant switch circuit element 1 is simplified.
The resonant switch circuit element 1 of the present invention realizes soft switching in a switching element in a DC chopper by incorporating it in place of the power semiconductor device in various DC choppers configured to include a power semiconductor device, a diode, and a DC reactor. Can be made.

図３は、本発明の共振スイッチ回路要素を組み込んだ、本発明の１実施形態に係るソフトスイッチング降圧チョッパの回路図である。
降圧チョッパ３は、共振スイッチ回路要素１の高頻度のオンオフ動作により、直流電源Ｅｄ（例えばＤＣ１５００Ｖなど所定の直流電圧を供給する直流電力源）からの直流電力をＤＣ６００Ｖなどの低い直流電圧に変換して、負荷Ｒｏに供給する直流チョッパである。なお、本実施形態において、直流電源Ｅｄは、降圧チョッパ３の外に設けられて、たとえば架線あるいは電線・ケーブルなどのき電線を介して直流電力を降圧チョッパ３に供給する。また、負荷Ｒｏとしては、二次電池もしくは鉄道車両に搭載され鉄道車両を駆動するプロパルジョン等がある。 FIG. 3 is a circuit diagram of a soft switching step-down chopper according to an embodiment of the present invention that incorporates the resonant switch circuit element of the present invention.
The step-down chopper 3 converts the DC power from the DC power supply Ed (for example, a DC power source that supplies a predetermined DC voltage such as DC1500V) into a low DC voltage such as DC600V by the on / off operation of the resonant switch circuit element 1 with high frequency. And a DC chopper that supplies the load Ro. In the present embodiment, the DC power supply Ed is provided outside the step-down chopper 3 and supplies DC power to the step-down chopper 3 via, for example, an overhead wire or a feeder such as an electric wire / cable. Moreover, as load Ro, there exists a propulsion etc. which are mounted in a secondary battery or a rail vehicle, and drive a rail vehicle.

本実施形態のソフトスイッチング降圧チョッパ３は、共振スイッチ回路要素１とダイオードＤｏと直流リアクトルＬｏを備えて構成される。ソフトスイッチング降圧チョッパ３は、共振スイッチ回路要素１とダイオードＤｏと直流リアクトルＬｏは接続点Ｔ３で接続され、共振スイッチ回路要素１を挟んで接続点Ｔ３と反対側に位置する接続点Ｔ４に直流電源Ｅｄが接続され、直流リアクトルＬｏを挟んで接続点Ｔ３と反対側に位置する接続点Ｔ５に負荷Ｒｏが接続され、ダイオードＤｏを挟んで接続点Ｔ３と反対側に位置する接続点Ｔ６が接地されている。   The soft switching step-down chopper 3 of the present embodiment is configured to include a resonant switch circuit element 1, a diode Do, and a DC reactor Lo. In the soft switching step-down chopper 3, the resonance switch circuit element 1, the diode Do, and the DC reactor Lo are connected at the connection point T3, and the DC power source is connected to the connection point T4 located on the opposite side of the connection point T3 with the resonance switch circuit element 1 interposed therebetween. Ed is connected, a load Ro is connected to a connection point T5 located on the opposite side of the connection point T3 across the DC reactor Lo, and a connection point T6 located on the opposite side of the connection point T3 across the diode Do is grounded. ing.

直流リアクトルＬｏは電流を蓄えて平滑化するためのもので、さらに平滑コンデンサＣｏを接続して電圧を平滑化している。ダイオードＤｏは、共振スイッチ回路要素１の第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２がオフになったときに、直流リアクトルＬｏに蓄えられたエネルギー（電流）を循環させるための環流ダイオードとして作用する。
直流リアクトルＬｏは、共振スイッチ回路要素１の共振コンデンサＣｒと協働してＬＣ直列共振回路構成するので共振リアクトルの作用を兼ね備えている。
本実施形態の降圧チョッパ３は、図１に示した共振スイッチ回路要素１を組み込んだもので、共振スイッチ回路要素１のゲート駆動信号を生成する制御回路２が付属している。
共振スイッチ回路要素１の第１端子Ｔ１を直流電源Ｅｄに繋がる接続点Ｔ４に接続し、第２端子Ｔ２を直流リアクトルＬｏとの接続点Ｔ３に接続する。 The DC reactor Lo is for accumulating and smoothing current, and further smoothing the voltage by connecting a smoothing capacitor Co. The diode Do acts as a free-wheeling diode for circulating the energy (current) stored in the DC reactor Lo when the first switch S1 and the second switch S2 of the resonant switch circuit element 1 are turned off.
Since the DC reactor Lo constitutes an LC series resonance circuit in cooperation with the resonance capacitor Cr of the resonance switch circuit element 1, it also functions as a resonance reactor.
The step-down chopper 3 according to the present embodiment incorporates the resonant switch circuit element 1 shown in FIG. 1 and includes a control circuit 2 that generates a gate drive signal for the resonant switch circuit element 1.
The first terminal T1 of the resonant switch circuit element 1 is connected to a connection point T4 connected to the DC power supply Ed, and the second terminal T2 is connected to a connection point T3 with the DC reactor Lo.

本実施形態の降圧チョッパ３は、直流電源Ｅｄの出力端子と接続する接続点Ｔ４すなわち正側入力端子Ｔ４と負側入力端子と、正側入力端子Ｔ４に第１端子Ｔ１を接続した図１の共振スイッチ回路要素１と、ダイオードＤｏのカソードを共振スイッチ回路要素１の第２端子Ｔ２に接続し、ダイオードＤｏのアノードを負側入力端子に接続したダイオードＤｏと、一端を共振スイッチ回路要素１の第２端子Ｔ２に接続した直流リアクトルＬｏと、直流リアクトルＬｏの他端を接続する接続点Ｔ５すなわち正側出力端子Ｔ５と、負側入力端子と接続した負側出力端子と、共振スイッチ回路要素１を駆動するゲート駆動信号を生成する制御回路２を備えたソフトスイッチング降圧チョッパであって、直流電源Ｅｄから入力する直流電力の電圧を降圧して正側出力端子Ｔ５と負側出力端子を介して負荷Ｒｏに供給する。   The step-down chopper 3 of the present embodiment has a connection point T4 connected to the output terminal of the DC power supply Ed, that is, a positive input terminal T4 and a negative input terminal, and a first input terminal T4 connected to the first terminal T1 in FIG. The resonant switch circuit element 1, the cathode of the diode Do is connected to the second terminal T2 of the resonant switch circuit element 1, the anode of the diode Do is connected to the negative input terminal, and one end of the resonant switch circuit element 1 The DC reactor Lo connected to the second terminal T2, the connection point T5 connecting the other end of the DC reactor Lo, that is, the positive output terminal T5, the negative output terminal connected to the negative input terminal, and the resonant switch circuit element 1 1 is a soft switching step-down chopper provided with a control circuit 2 for generating a gate drive signal for driving a signal, and steps down a voltage of DC power input from a DC power supply Ed. Supplied to the load Ro through the positive output terminal T5 and the negative output terminal Te.

本実施形態のソフトスイッチング降圧チョッパ３は、共振スイッチ回路要素１の中に設けられた２つのスイッチＳ１，Ｓ２を、制御回路２から供給される１つのゲート駆動信号で同時に駆動するもので、２つのスイッチについてゼロ電流ターンオン動作（ＺＣＳ）とゼロ電圧ターンオフ動作（ＺＶＳ）を達成して、ソフトスイッチングを実現している。   The soft switching step-down chopper 3 of the present embodiment simultaneously drives two switches S1 and S2 provided in the resonance switch circuit element 1 with one gate drive signal supplied from the control circuit 2. Soft switching is achieved by achieving zero current turn-on operation (ZCS) and zero voltage turn-off operation (ZVS) for two switches.

図３に示すように構成された降圧チョッパ３において、共振スイッチ回路要素１の第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２を同時にオンにすると、共振コンデンサＣｒと直流リアクトルＬｏとの共振により、第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２を流れる電流はゼロから正弦波状に緩やかに上昇する。これにより、第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２のターンオンはゼロ電流スイッチングとなり、ソフトスイッチングが実現される。これを、ＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）と称する。   In the step-down chopper 3 configured as shown in FIG. 3, when the first switch S1 and the second switch S2 of the resonant switch circuit element 1 are simultaneously turned on, the first switch is caused by the resonance between the resonant capacitor Cr and the DC reactor Lo. The current flowing through S1 and the second switch S2 gradually increases from zero to a sine wave. Thereby, the turn-on of the first switch S1 and the second switch S2 becomes zero current switching, and soft switching is realized. This is called ZCS (Zero Current Switching).

一方、電流が流れている状態で、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２を同時にオフにすると、それまで第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２を流れていた電流は、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２を介して共振コンデンサＣｒの充電を開始する。共振コンデンサＣｒの両端の電圧、すなわち第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２の端子電圧は、ゼロから緩やかに増加する。これにより、第１スイッチＳ１および第２スイッチＳ２のターンオフはゼロ電圧スイッチングとなり、ソフトスイッチングが実現される。これを、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）と称する。   On the other hand, if the first switch S1 and the second switch S2 are turned off at the same time while the current is flowing, the current that has been flowing through the first switch S1 and the second switch S2 until then is the first diode D1 and the second switch S2. Charging of the resonant capacitor Cr is started via the diode D2. The voltage across the resonance capacitor Cr, that is, the terminal voltage of the first switch S1 and the second switch S2, gradually increases from zero. Thereby, the turn-off of the first switch S1 and the second switch S2 is zero voltage switching, and soft switching is realized. This is referred to as ZVS (Zero Voltage Switching).

以下、本実施形態の降圧チョッパ３のオンオフ動作による動作モード遷移と等価回路を表した図面により詳しく説明する。
図４は、図３に示した本実施形態の降圧チョッパ３がオンオフ動作する間における各回路素子の電圧あるいは電流の時間的変化を説明する動作原理波形図である。図４は、横軸を時間軸として、オンオフ動作１周期にわたり降圧チョッパ３の主要な回路素子における電圧および電流の波形変化を表している。 Hereinafter, the operation mode transition by the on / off operation of the step-down chopper 3 of the present embodiment and the equivalent circuit will be described in detail.
FIG. 4 is an operation principle waveform diagram for explaining temporal changes in the voltage or current of each circuit element during the on / off operation of the step-down chopper 3 of this embodiment shown in FIG. FIG. 4 shows voltage and current waveform changes in the main circuit elements of the step-down chopper 3 over one cycle of the on / off operation with the horizontal axis as a time axis.

図４（ａ）は第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２に与えるゲート駆動信号ｐ（Ｓ１）（およびｐ（Ｓ２））の波形図、図４（ｂ）は第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２のスイッチ電流ｉ（Ｓ１）（およびｉ（Ｓ２））の波形図、図４（ｃ）は第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２のスイッチ電圧ｖ（Ｓ１）（およびｖ（Ｓ２））の波形図、図４（ｄ）は第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２の電流ｉ（Ｄ１）（およびｉ（Ｄ２））の波形図、図４（ｅ）は第１ダイオードＤ１及び第２ダイオードＤ２の電圧ｖ（Ｄ１）（およびｖ（Ｄ２））の波形図、図４（ｆ）は、共振コンデンサＣｒの電圧ｖ（Ｃｒ）の波形図、図４（ｇ）は共振コンデンサＣｒの電流ｉ（Ｃｒ）の波形図、図４（ｈ）は直流リアクトルＬｏの電流ｉ（Ｌｏ）の波形図である。また、図４（ｉ）に各動作モードの区分を記載している。   4A is a waveform diagram of the gate drive signal p (S1) (and p (S2)) applied to the first switch S1 and the second switch S2, and FIG. 4B is a diagram illustrating the first switch S1 and the second switch S2. FIG. 4 (c) is a waveform diagram of the switch voltage v (S1) (and v (S2)) of the first switch S1 and the second switch S2. 4D is a waveform diagram of the current i (D1) (and i (D2)) of the first diode D1 and the second diode D2, and FIG. 4E is the voltage of the first diode D1 and the second diode D2. Waveform diagram of v (D1) (and v (D2)), FIG. 4 (f) is a waveform diagram of voltage v (Cr) of resonant capacitor Cr, and FIG. 4 (g) is a current i (Cr) of resonant capacitor Cr. FIG. 4 (h) shows the current i (L of the DC reactor Lo. ) Is a waveform diagram of. Further, FIG. 4 (i) shows the classification of each operation mode.

また、図５は、降圧チョッパ３のオンオフ動作１周期内の各動作モードにおける等価回路を示す動作モード遷移等価回路図である。降圧チョッパ３は、リアクトル電流断続モード（モード０）からゼロ電流ターンオンモード（モード１）、ダイオード順バイアスモード（モード２）、ゼロ電圧ターンオフモード（モード３）、負荷電流環流モード（モード４）と遷移して、再びリアクトル電流断続モード（モード０）に戻る動作を繰り返す。   FIG. 5 is an operation mode transition equivalent circuit diagram showing an equivalent circuit in each operation mode within one cycle of the on / off operation of the step-down chopper 3. The step-down chopper 3 operates from a reactor current intermittent mode (mode 0) to a zero current turn-on mode (mode 1), a diode forward bias mode (mode 2), a zero voltage turn-off mode (mode 3), and a load current recirculation mode (mode 4). The operation of making a transition and returning to the reactor current intermittent mode (mode 0) again is repeated.

図５（ａ）はモード０におけるソフトスイッチング降圧チョッパ３の等価回路、図５（ｂ）はモード１におけるソフトスイッチング降圧チョッパ３の等価回路、図５（ｃ）はモード２におけるソフトスイッチング降圧チョッパ３の等価回路、図５（ｄ）はモード３におけるソフトスイッチング降圧チョッパ３の等価回路、図５（ｅ）はモード４におけるソフトスイッチング降圧チョッパ３の等価回路である。   5A is an equivalent circuit of the soft switching step-down chopper 3 in mode 0, FIG. 5B is an equivalent circuit of the soft switching step-down chopper 3 in mode 1, and FIG. 5C is a soft switching step-down chopper 3 in mode 2. 5 (d) is an equivalent circuit of the soft switching step-down chopper 3 in mode 3, and FIG. 5 (e) is an equivalent circuit of the soft switching step-down chopper 3 in mode 4.

以下、図４と図５を参照してモードの遷移を説明する。
リアクトル電流断続モード（モード０）では、図５（ａ）に示すように、共振スイッチ回路要素１の第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２がオフになっていて、直流電源Ｅｄからの電力供給がなく、負荷Ｒｏには平滑コンデンサＣｏに蓄えられた電荷エネルギーが供給される。 The mode transition will be described below with reference to FIGS.
In the reactor current intermittent mode (mode 0), as shown in FIG. 5A, the first switch S1 and the second switch S2 of the resonant switch circuit element 1 are turned off, and the power supply from the DC power supply Ed is not performed. Instead, the charge energy stored in the smoothing capacitor Co is supplied to the load Ro.

時刻ｔ１において、ゲート駆動信号ｐ（Ｓ１）およびｐ（Ｓ２）を第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２のゲートに印加して第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２を同時にオンにすると、図５（ｂ）に示すゼロ電流ターンオンモード（モード１）に遷移して、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２にスイッチ電流ｉ（Ｓ１）およびｉ（Ｓ２）が流れ始める。これにより、降圧チョッパ３はゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）のターンオンを行うことができる。ただし、スイッチ電流ｉ（Ｓ１）およびｉ（Ｓ２）は直流リアクトルＬｏの作用で緩やかに増加する。   When the gate drive signals p (S1) and p (S2) are applied to the gates of the first switch S1 and the second switch S2 at the time t1, and the first switch S1 and the second switch S2 are simultaneously turned on, FIG. Transition to the zero current turn-on mode (mode 1) shown in b), the switch currents i (S1) and i (S2) begin to flow through the first switch S1 and the second switch S2. Thereby, the step-down chopper 3 can turn on zero current switching (ZCS). However, the switch currents i (S1) and i (S2) increase gently due to the action of the DC reactor Lo.

また、共振コンデンサＣｒは徐々に放電されることになるので、共振コンデンサＣｒの電圧（端子間の電位差）ｖ（Ｃｒ）は、正弦波状に緩やかに下降する。同時に、直流リアクトルＬｏに流れる電流ｉ（Ｌｏ）もゼロから緩やかに上昇する。
なお、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２は、同じ特性を有するパワー半導体デバイスであって、同じゲート駆動信号で駆動され、両者はほぼ同じ電圧波形と電流波形を呈する。そして、直流電源Ｅｄから負荷Ｒｏに電流が流れるようになると、平滑コンデンサＣｏは充電を開始する。 Further, since the resonance capacitor Cr is gradually discharged, the voltage (potential difference between terminals) v (Cr) of the resonance capacitor Cr gradually decreases in a sine wave shape. At the same time, the current i (Lo) flowing through the DC reactor Lo also gradually increases from zero.
The first switch S1 and the second switch S2 are power semiconductor devices having the same characteristics and are driven by the same gate drive signal, and both exhibit substantially the same voltage waveform and current waveform. When a current flows from the DC power supply Ed to the load Ro, the smoothing capacitor Co starts charging.

時刻ｔ２にて、共振コンデンサＣｒに蓄積された電荷が放電して、共振コンデンサＣｒの電圧ｖ（Ｃｒ）がゼロになると、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２は順方向にバイアスされ、導通状態となる。すなわち、図５（ｃ）の等価回路で示すような、ダイオード順バイアスモード（モード２）になって、直流電源Ｅｄからの直流電力は第１スイッチＳ１−第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２−第２スイッチＳ２の直列素子に２分して流れる。
このため、第１スイッチＳ１の電流ｉ（Ｓ１）および第２スイッチＳ２の電流ｉ（Ｓ２）はほぼ半減する。なお、第１ダイオード電流ｉ（Ｄ１）および第２ダイオード電流ｉ（Ｄ２）は、第１スイッチＳ１の電流ｉ（Ｓ１）および第２スイッチＳ２の電流ｉ（Ｓ２）とそれぞれ同一の電流値となる。この間、直流リアクトルに流れる電流ｉ（Ｌｏ）は増加を続ける。 When the charge accumulated in the resonance capacitor Cr is discharged at time t2 and the voltage v (Cr) of the resonance capacitor Cr becomes zero, the first diode D1 and the second diode D2 are biased in the forward direction, and are in a conductive state. It becomes. That is, as shown in the equivalent circuit of FIG. 5C, the diode forward bias mode (mode 2) is entered, and the DC power from the DC power supply Ed is changed between the first switch S1-first diode D1 and second diode D2-. It flows in half into the series element of the second switch S2.
For this reason, the current i (S1) of the first switch S1 and the current i (S2) of the second switch S2 are almost halved. The first diode current i (D1) and the second diode current i (D2) have the same current values as the current i (S1) of the first switch S1 and the current i (S2) of the second switch S2. . During this time, the current i (Lo) flowing through the DC reactor continues to increase.

時刻ｔ３にて第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２を同時にオフにすると、それまで第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２とに流れていた電流は、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２を介して、共振コンデンサＣｒを充電する電流となり、共振コンデンサＣｒの端子電圧ｖ（Ｃｒ）は徐々に上昇する。これにより、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２の端子電圧ｖ（Ｓ１）およびｖ（Ｓ２）は緩やかに上昇する。すなわち、第１スイッチＳ１と第２スイッチのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）によるターンオフが実現する。 このとき図５（ｄ）の等価回路で示すような、ゼロ電圧ターンオフモード（モード３）となる。直流電源Ｅｄから負荷Ｒｏに電力の供給が行なわれる。   If the first switch S1 and the second switch S2 are simultaneously turned off at time t3, the current that has been flowing through the first switch S1 and the second switch S2 until then passes through the first diode D1 and the second diode D2. Thus, a current is charged in the resonance capacitor Cr, and the terminal voltage v (Cr) of the resonance capacitor Cr gradually increases. As a result, the terminal voltages v (S1) and v (S2) of the first switch S1 and the second switch S2 rise gently. That is, turn-off by zero voltage switching (ZVS) of the first switch S1 and the second switch is realized. At this time, the zero voltage turn-off mode (mode 3) is set as shown in the equivalent circuit of FIG. Electric power is supplied from the DC power supply Ed to the load Ro.

時刻ｔ４において、共振コンデンサＣｒの充電が進み、共振コンデンサＣｒの端子電圧ｖ（Ｃｒ）が直流電源Ｅｄの電圧と等しくなると、第１ダイオードＤ１と第２ダイオードＤ２の導通はなくなり、直流電源Ｅｄから負荷Ｒｏへの電力の供給は行なわれなくなる。代わりに、直流リアクトルＬｏに蓄えられた電気エネルギーが負荷Ｒｏに供給される。このとき、環流ダイオードＤｏは順バイアス状態となって、図５（ｅ）の等価回路で示すような、負荷電流を環流する負荷電流環流モード（モード４）となる。
この区間では、直流リアクトルＬｏに流れる電流ｉ（Ｌｏ）は次第に減少して、モード１からモード３の間で直流リアクトルＬｏに蓄積された電気エネルギーを放出して、時刻ｔ５にてゼロとなる。これ以降、リアクトル電流断続モード（モード０）となる。 When the charging of the resonance capacitor Cr proceeds at time t4 and the terminal voltage v (Cr) of the resonance capacitor Cr becomes equal to the voltage of the DC power supply Ed, the first diode D1 and the second diode D2 are no longer conducting, and the DC power supply Ed Power supply to the load Ro is not performed. Instead, the electric energy stored in the DC reactor Lo is supplied to the load Ro. At this time, the freewheeling diode Do is in a forward bias state, and is in a load current recirculation mode (mode 4) in which the load current is recirculated as shown in the equivalent circuit of FIG.
In this section, the current i (Lo) flowing through the DC reactor Lo gradually decreases, releases the electric energy accumulated in the DC reactor Lo between mode 1 and mode 3, and becomes zero at time t5. Thereafter, the reactor current intermittent mode (mode 0) is set.

なお、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２をゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）のターンオンを行うと、共振コンデンサＣｒと直流リアクトルＬｏとによる共振が始まり、第１スイッチＳ１のスイッチ電流ｉ（Ｓ１），第２スイッチＳ２のスイッチ電流ｉ（Ｓ２）が緩やかに上昇する。
また、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）のターンオフを行うと、共振コンデンサＣｒと直流リアクトルＬｏとによる共振が始まり、第１スイッチＳ１のスイッチ電圧ｖ（Ｓ１），第２スイッチＳ２のスイッチ電圧ｖ（Ｓ２）が緩やかに上昇する。 When the first switch S1 and the second switch S2 are turned on by zero current switching (ZCS), resonance by the resonance capacitor Cr and the DC reactor Lo starts, and the switch current i (S1) of the first switch S1, The switch current i (S2) of the two switches S2 rises gradually.
Further, when the first switch S1 and the second switch S2 are turned off by zero voltage switching (ZVS), resonance by the resonance capacitor Cr and the DC reactor Lo starts, and the switch voltage v (S1) of the first switch S1, The switch voltage v (S2) of the two switches S2 rises gently.

上記説明から明らかな通り、本実施形態の降圧チョッパ３は、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２の２つのスイッチに対して、それぞれ別個ではなく、同一のゲート駆動信号で駆動することができる。また、降圧チョッパ３の動作はモード０からモード４まで遷移するが、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２のターンオンとターンオフ以外は降圧チョッパ３自体の状態の変遷に基づいて自動的にモードが切り替わる。   As is clear from the above description, the step-down chopper 3 of this embodiment can be driven by the same gate drive signal for the two switches, the first switch S1 and the second switch S2, instead of being separate from each other. The operation of the step-down chopper 3 transitions from mode 0 to mode 4, but the mode is automatically switched based on the transition of the state of the step-down chopper 3 itself except for the switching elements S1 and S2 being turned on and off.

本実施形態の降圧チョッパ３は、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２の２つのスイッチについて、ゼロ電流ターンオン（ＺＣＳターンオン）、ゼロ電圧ターンオフ（ＺＶＳターンオフ）のいわゆるソフトスイッチング転流を実現している。スイッチング損失の小さいＤＣ−ＤＣコンバータを提供することができる。また、本実施形態の降圧チョッパ３を適用することにより、電磁ノイズの少ない環境を提供することができる。   The step-down chopper 3 of the present embodiment realizes so-called soft switching commutation of zero current turn-on (ZCS turn-on) and zero voltage turn-off (ZVS turn-off) for the two switches of the first switch S1 and the second switch S2. . A DC-DC converter with low switching loss can be provided. In addition, by applying the step-down chopper 3 of this embodiment, an environment with less electromagnetic noise can be provided.

なお、本実施形態の降圧チョッパ３の出力電圧は、入力電圧より低く、それゆえに降圧チョッパと称されている。ここに、本実施形態の降圧チョッパ３の出力電圧をＶｏとし、入力電圧をＶｉｎとすると、出力電圧Ｖｏは複雑な数値解析により求められるが、概ね次式で定まる。   Note that the output voltage of the step-down chopper 3 of this embodiment is lower than the input voltage and is therefore referred to as a step-down chopper. Here, when the output voltage of the step-down chopper 3 of this embodiment is Vo and the input voltage is Vin, the output voltage Vo can be obtained by complicated numerical analysis, but is generally determined by the following equation.

Figure 2012100490
ここに、Ｄは第1スイッチＳ１と第２スイッチＳ２のオン時比率であり、Ｒは負荷抵抗Ｒｏの抵抗値、Ｌは直流リアクトルＬｏのインダクタンス、Ｔは第1スイッチＳ１と第２スイッチＳ２のパルスのオン時間である。
Figure 2012100490
 Here, D is the on-time ratio of the first switch S1 and the second switch S2, R is the resistance value of the load resistance Ro, L is the inductance of the DC reactor Lo, and T is the first switch S1 and the second switch S2. This is the pulse on time.

また、モード１の期間を確保するためには、オン時間ＴはＬＣ直列共振の共振期間Ｔｂ（共振周期の１／４）以下に下げることはできない。すなわち、共振コンデンサＣｒのキャパシタンスＣとすると、第1スイッチＳ１と第２スイッチＳ２のオン時間Ｔは、次式で求められるＴｂより小さくなるように共振コンデンサＣｒのキャパシタンスＣと直列リアクトルＬｏのインダクタンスＬは選択される必要がある。   Further, in order to ensure the mode 1 period, the on-time T cannot be reduced below the resonance period Tb (1/4 of the resonance period) of the LC series resonance. That is, when the capacitance C of the resonance capacitor Cr is set, the on-time T of the first switch S1 and the second switch S2 is smaller than Tb obtained by the following equation, and the capacitance C of the resonance capacitor Cr and the inductance L of the series reactor Lo. Needs to be selected.

Figure 2012100490
Figure 2012100490

ここで、図３に示すソフトスイッチング降圧チョッパの回路において、図６に示すように、共振スイッチ回路要素１を２台並列に接続したものであってもよい。共振スイッチ回路要素１を２台並列に接続すれば、スイッチング周波数は低くても良く、降圧チョッパの大容量化を図ることができる。
あるいは、一方の共振スイッチ回路要素１が故障しても運転の継続を図ることができるので、装置の信頼性が向上する。 Here, in the circuit of the soft switching step-down chopper shown in FIG. 3, two resonant switch circuit elements 1 may be connected in parallel as shown in FIG. If two resonant switch circuit elements 1 are connected in parallel, the switching frequency may be low and the capacity of the step-down chopper can be increased.
Alternatively, since the operation can be continued even if one of the resonant switch circuit elements 1 fails, the reliability of the apparatus is improved.

本実施形態の降圧チョッパは、直流電源と負荷の間に複数の降圧チョッパを並列接続して、多相多重化することができる。図７は、時分割制御による多相多重方式を採用した降圧チョッパの代表例を示す回路図である。図７（ａ）には、いわゆる分割コンデンサ方式の降圧チョッパの例、図７（ｂ）には、いわゆる一括コンデンサ方式の降圧チョッパの例を示す回路図が示されている。   The step-down chopper of this embodiment can be multiphase multiplexed by connecting a plurality of step-down choppers in parallel between a DC power supply and a load. FIG. 7 is a circuit diagram showing a typical example of a step-down chopper that employs a multiphase multiplexing system based on time division control. FIG. 7A shows a circuit diagram showing an example of a so-called split capacitor type step-down chopper, and FIG. 7B shows a circuit diagram showing an example of a so-called batch capacitor type step-down chopper.

図７（ａ）は、３個の降圧チョッパ３ａ，３ｂ，３ｃを直流電源Ｅと負荷Ｒの間に並列接続した三相多重方式降圧チョッパ５を示している。降圧チョッパ３ａ、３ｂ、３ｃは、それぞれ、図１に示した本実施形態に係る共振スイッチ回路要素１と環流ダイオードＤと平滑コンデンサＣと直流リアクトルＬで構成され、図３に説明した本実施形態に係る単位降圧チョッパ３である。なお、三相多重方式降圧チョッパ５には、降圧チョッパ３ａ，３ｂ，３ｃの共振スイッチ回路要素１のパワー半導体デバイスにゲート駆動信号を供給する制御回路４が付属されている。   FIG. 7A shows a three-phase multiplex type step-down chopper 5 in which three step-down choppers 3a, 3b, 3c are connected in parallel between a DC power source E and a load R. Each of the step-down choppers 3a, 3b, and 3c is composed of the resonant switch circuit element 1, the freewheeling diode D, the smoothing capacitor C, and the DC reactor L according to the present embodiment shown in FIG. 1, and this embodiment described in FIG. The unit step-down chopper 3 according to FIG. The three-phase multiplex system step-down chopper 5 is attached with a control circuit 4 for supplying a gate drive signal to the power semiconductor device of the resonant switch circuit element 1 of the step-down choppers 3a, 3b, 3c.

本実施形態の三相多重方式降圧チョッパ５は、各々独立の直流リアクトルＬｏ１，Ｌｏ２，Ｌｏ３を持った三相の単位降圧チョッパ３からなり、出力は各直流リアクトルＬｏ１，Ｌｏ２，Ｌｏ３の出力側で合成されて負荷Ｒに供給される。したがって、個々の直流リアクトルの電流は相数分の１に減少する。
各単位降圧チョッパ３ａ，３ｂ，３ｃは、１サイクルを３等分した位相関係でオンオフされる。出力電流は各相の和となるので、平均値は相数の３倍となり、リップル周波数は３倍となるが、リップルの絶対値は互いに打ち消す効果を生じて極めて小さくなる。また最大リップル率は、相数の２乗に逆比例して急速に減少し、三相では１／９になる。リップルが小さくなることにより高調波が減少して電力の品質が向上する。 The three-phase multiplex system step-down chopper 5 of the present embodiment is composed of a three-phase unit step-down chopper 3 having independent DC reactors Lo1, Lo2, Lo3, and the output is on the output side of each DC reactor Lo1, Lo2, Lo3. It is synthesized and supplied to the load R. Therefore, the current of each DC reactor is reduced to 1 / number of phases.
Each unit step-down chopper 3a, 3b, 3c is turned on / off with a phase relationship obtained by dividing one cycle into three equal parts. Since the output current is the sum of the phases, the average value is three times the number of phases and the ripple frequency is three times, but the absolute values of the ripples are extremely small with the effect of canceling each other. The maximum ripple rate rapidly decreases in inverse proportion to the square of the number of phases, and becomes 1/9 for three phases. By reducing the ripple, the harmonics are reduced and the quality of the power is improved.

また、１つの相のチョッパが故障しても、残りの相によって運転を継続することができるので、動作信頼性が向上する。
なお、本実施形態の三相多重方式降圧チョッパ５に使用される単位降圧チョッパ３は、共振スイッチ回路要素１に用いられる２つのパワー半導体デバイスを１つのゲート駆動信号で同時に制御すればよく、しかも、モード遷移にも余分なセンサを必要としないので、降圧チョッパを多相多重化しても、制御回路は位相シフト制御によりシンプルで経済的である。 Further, even if one phase of the chopper breaks down, the operation can be continued with the remaining phases, so that the operation reliability is improved.
Note that the unit step-down chopper 3 used in the three-phase multiplex type step-down chopper 5 of this embodiment may control two power semiconductor devices used in the resonant switch circuit element 1 simultaneously with one gate drive signal. Since no extra sensor is required for mode transition, the control circuit is simple and economical by phase shift control even if the step-down chopper is multiphase multiplexed.

図７（ａ）に示した三相多重方式降圧チョッパ５では、平滑コンデンサＣｏを各相の単位降圧チョッパ３ａ，３ｂ，３ｃに分割して配置し、負荷を分担するので、個々の平滑コンデンサＣｏ１，Ｃｏ２，Ｃｏ３の容量は比較的小さくて済むが、単位降圧チョッパ毎に設ける必要がある。
これに対して、図７（ｂ）に示した三相多重方式降圧チョッパ５'は、一括コンデンサ方式を採用して、各単位降圧チョッパ３ａ'，３ｂ'，３ｃ'に平滑コンデンサを配置する代わりに、単位降圧チョッパ３ａ'，３ｂ'，３ｃ'を並列接続した出力端子に相応の容量を持つ平滑コンデンサＣｏ'を配置するようにしたものである。平滑コンデンサＣｏ'は、一括したものを１個設ければシンプルで済み、製作および保全管理が容易である。 In the three-phase multiplex system step-down chopper 5 shown in FIG. 7A, the smoothing capacitor Co is divided into unit step-down choppers 3a, 3b, and 3c for each phase, and loads are shared. , Co2 and Co3 have a relatively small capacity, but need to be provided for each unit step-down chopper.
On the other hand, the three-phase multiplex system step-down chopper 5 ′ shown in FIG. 7B adopts a collective capacitor system and replaces the unit step-down choppers 3a ′, 3b ′, and 3c ′ with smoothing capacitors. Further, a smoothing capacitor Co ′ having an appropriate capacity is arranged at an output terminal in which unit step-down choppers 3a ′, 3b ′, 3c ′ are connected in parallel. The smoothing capacitor Co ′ is simple if a single capacitor is provided, and is easy to manufacture and maintain.

図７（ａ）および図７（ｂ）において、直流リアクトルＬｏ１，Ｌｏ２，Ｌｏ３は各々独立であるところ、図８（ａ）および図８（ｂ）に示すように、直流リアクトルのコアを共通にする結合リアクトル構造としてもよい。
結合リアクトル構造を採用すれば、リアクトルの小型・軽量化を図ることができる。また、リアクトル部の損失低減にも効果がある。 7 (a) and 7 (b), the DC reactors Lo1, Lo2, Lo3 are independent of each other. As shown in FIGS. 8 (a) and 8 (b), the cores of the DC reactors are shared. It is good also as a coupled reactor structure.
If a coupled reactor structure is employed, the reactor can be made smaller and lighter. Moreover, it is effective also in the loss reduction of a reactor part.

なお、図７には、降圧チョッパを３個使って三相化したＤＣ−ＤＣコンバータを示したが、相数を任意に選択することができることは言うまでもない。また、単位降圧チョッパ３を１つのモジュールとして標準化して、必要な容量にしたがって相数を決めて多相多重化したＤＣ−ＤＣコンバータを構成するようにすることもできる。このように標準部品を使う場合は、設計および製造の標準化が容易で、信頼性の高い部品を利用した信頼性が高く保守性の高いＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。   FIG. 7 shows a DC-DC converter that has three phases using three step-down choppers, but it goes without saying that the number of phases can be arbitrarily selected. Alternatively, the unit step-down chopper 3 can be standardized as one module, and a DC-DC converter can be configured in which the number of phases is determined according to the required capacity and multiphase multiplexed. When standard parts are used in this way, it is easy to standardize design and manufacture, and a highly reliable DC-DC converter using highly reliable parts can be obtained.

図９は、電池駆動電車に搭載した二次電池に給電する本発明の１実施形態に係る電力供給システムの概念図である。電池駆動電車６は、二次電池に蓄電した電力を使って電動機を駆動して非電化区間のレール３２上を走行する。したがって、非電化区間である架線レス区間を走行するときには、適宜設けられた充電ステーションで車載の二次電池（蓄電デバイス）を充電する必要がある。   FIG. 9 is a conceptual diagram of a power supply system according to an embodiment of the present invention that supplies power to a secondary battery mounted on a battery-powered train. The battery-driven train 6 travels on the rail 32 in the non-electrified section by driving the electric motor using the electric power stored in the secondary battery. Therefore, when traveling in an overhead line-less section, which is a non-electrified section, it is necessary to charge a vehicle-mounted secondary battery (power storage device) at a charging station provided as appropriate.

図９に示すように、充電ステーションは，充電設備がある車両基地Ａ及び駅Ｂ１，Ｂ２であり、駅Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３は充電設備がなく充電ステーションではない。例えば、ニッケル水素電池など小型で高容量の二次電池を用いると、走行距離を長くすることができ、全ての駅に充電設備を設ける必要がない。   As shown in FIG. 9, the charging station is a vehicle base A with charging facilities and stations B1, B2, and the stations C1, C2, C3 are not charging stations with no charging facilities. For example, when a small and high-capacity secondary battery such as a nickel metal hydride battery is used, the travel distance can be increased, and there is no need to provide charging facilities at all stations.

充電ステーションには、電力供給装置本体３６ａと充電ポスト３１とを備えた電力供給装置３６が設けられている。電力供給装置本体３６ａには、ＤＣ−ＤＣコンバータが設けられ、たとえばＤＣ１５００Ｖの直流電力Ｐｗを受電して、車載の二次電池に適合した、たとえばＤＣ６００Ｖに降圧した直流電力を充電ポスト３１に供給する。ＤＣ−ＤＣコンバータの負側出力端子はレールに電気的に接続されている。   The charging station is provided with a power supply device 36 including a power supply device main body 36 a and a charging post 31. The power supply device main body 36a is provided with a DC-DC converter, and receives DC power Pw of, for example, DC 1500V, and supplies DC power suitable for an in-vehicle secondary battery, for example, reduced to DC 600V, to the charging post 31. . The negative output terminal of the DC-DC converter is electrically connected to the rail.

なお、二次電池電圧の状態に応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧を適宜に調整することができる。
電力供給装置本体３６ａに設けられるＤＣ−ＤＣコンバータは、図３に示した本発明に係るソフトスイッチング式の降圧チョッパ３を用いたＤＣ−ＤＣコンバータや、図７に示したソフトスイッチング式の降圧チョッパ３を用いた多相多重方式のＤＣ−ＤＣコンバータである。 Note that the output voltage of the DC-DC converter can be appropriately adjusted according to the state of the secondary battery voltage.
The DC-DC converter provided in the power supply device main body 36a is a DC-DC converter using the soft switching step-down chopper 3 according to the present invention shown in FIG. 3, or the soft switching step-down chopper shown in FIG. 3 is a multi-phase multiplex type DC-DC converter.

電池駆動電車６は、小型で高容量の二次電池を搭載し、二次電池の直流をインバータで三相交流に変換して車輪と連結された電動機を駆動することにより、架線レス区間を走行することができる。
電池駆動電車６は、充電ステーション以外の場所では，パンタグラフを降ろして走行し、充電ステーションでパンタグラフを上昇させて充電ポスト３１に接触させ、電池駆動電車６に搭載した二次電池の充電を行う。
なお、充電ポスト３１は、架線に限らず、軌条あるいはソケットなどを介して電力供給するものであっても良い。 The battery-powered train 6 is equipped with a small and high-capacity secondary battery, converts the direct current of the secondary battery into a three-phase alternating current by an inverter, and drives an electric motor connected to the wheels, thereby driving in an overhead line-less section. can do.
The battery-driven train 6 travels with the pantograph lowered at a place other than the charging station, and the pantograph is raised at the charging station and brought into contact with the charging post 31 to charge the secondary battery mounted on the battery-driven train 6.
Note that the charging post 31 is not limited to an overhead wire, and may be one that supplies power via a rail or a socket.

図１０は、電池駆動電車が本実施形態の電力供給システムの充電ステーションで二次電池に充電している状態を示す回路図である。
本実施形態の電力供給システムの充電ステーションには、本発明に係るソフトスイッチング降圧チョッパを用いて構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ３５が設備されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３５は、地上変電設備など、直流電源からたとえばＤＣ１５００Ｖなど所定の直流電源電圧を入力して、車載の二次電池に適合するたとえばＤＣ６００Ｖなど低い異なる直流電圧に変換して、充電ポスト３１に供給する。 FIG. 10 is a circuit diagram showing a state in which the battery-powered train is charging the secondary battery at the charging station of the power supply system of this embodiment.
The charging station of the power supply system of this embodiment is equipped with a DC-DC converter 35 configured using the soft switching step-down chopper according to the present invention. The DC-DC converter 35 receives a predetermined DC power source voltage such as DC 1500 V from a DC power source such as a ground substation facility, converts it to a different DC voltage such as DC 600 V suitable for an in-vehicle secondary battery, and the like. 31.

電池駆動電車６は、充電ステーションに停車し、パンタグラフ１４を上昇させて充電ポスト３１に接触させ、搭載された二次電池１１の充電を行う。
電池駆動電車６は、ニッケル水素電池などを使った二次電池１１、可変電圧可変周波数制御を行うＶＶＶＦインバータ１２、車両走行用の誘導電動機１３などをそれぞれ搭載している。 The battery-powered train 6 stops at the charging station, raises the pantograph 14 and contacts the charging post 31, and charges the mounted secondary battery 11.
The battery-powered train 6 is equipped with a secondary battery 11 using a nickel-metal hydride battery, a VVVF inverter 12 that performs variable voltage and variable frequency control, an induction motor 13 for driving a vehicle, and the like.

二次電池１１の正極側端子には、高速度遮断器７と電磁接触器８とフィルタリアクトル９を介して、ＶＶＶＦインバータ１２の正側入力端子が接続され、二次電池１１の負極側端子にＶＶＶＦインバータ１２の負側入力端子が接続されている。
フィルタコンデンサ１７がＶＶＶＦインバータ１２と並列に接続されて、フィルタリアクトル９と共にローパスフィルタを構成している。ＶＶＶＦインバータ１２の出力端子には、車輪１５を駆動するための誘導電動機１３が接続されている。 The positive input terminal of the VVVF inverter 12 is connected to the positive terminal of the secondary battery 11 via the high-speed circuit breaker 7, the magnetic contactor 8, and the filter reactor 9, and the negative terminal of the secondary battery 11 is connected to the positive terminal. The negative input terminal of the VVVF inverter 12 is connected.
A filter capacitor 17 is connected in parallel with the VVVF inverter 12 to constitute a low-pass filter together with the filter reactor 9. An induction motor 13 for driving the wheels 15 is connected to the output terminal of the VVVF inverter 12.

さらに、二次電池１１の正極側端子には、高速度遮断器７ａと電磁接触器８ａとフィルタリアクトル９ａを介して、定電圧定周波数制御をするＣＶＣＦインバータ（ＳＩＶ）１８の正側入力端子が接続され、二次電池１１の負極側端子にＣＶＣＦインバータ（ＳＩＶ）１８の負側入力端子が接続されている。フィルタコンデンサ１７ａがＣＶＣＦインバータ（ＳＩＶ）１８と並列に接続されて、フィルタリアクトル９ａと共にローパスフィルタを構成している。
ＣＶＣＦインバータ（ＳＩＶ）１８の出力端子には、空調装置、車内照明装置、ブレーキ用コンプレッサなど、補機の負荷１９が接続されている。 Further, the positive terminal of the secondary battery 11 has a positive input terminal of a CVCF inverter (SIV) 18 that performs constant voltage and constant frequency control via a high-speed circuit breaker 7a, an electromagnetic contactor 8a, and a filter reactor 9a. The negative input terminal of the CVCF inverter (SIV) 18 is connected to the negative terminal of the secondary battery 11. A filter capacitor 17a is connected in parallel with the CVCF inverter (SIV) 18, and constitutes a low-pass filter together with the filter reactor 9a.
The output terminal of the CVCF inverter (SIV) 18 is connected to a load 19 of auxiliary equipment such as an air conditioner, an interior lighting device, and a brake compressor.

二次電池１１の正極側端子はパンタグラフ１４に接続され、負極側端子は車輪１５に接続されており、充電ステーションにおいて、パンタグラフ１４を介し充電ポスト３１から直流電力の供給を受けて二次電池１１の充電が行われる。
電池駆動電車６の力行時は、二次電池１１からの直流電力がＶＶＶＦインバータ１２に供給され、運転指令台からの指令速度に応じた周波数、電圧の三相交流電力に変換して、誘導電動機１３を駆動する。 The secondary battery 11 has a positive-side terminal connected to the pantograph 14 and a negative-side terminal connected to the wheel 15. At the charging station, the secondary battery 11 receives DC power from the charging post 31 via the pantograph 14. Is charged.
When the battery-powered train 6 is powered, the DC power from the secondary battery 11 is supplied to the VVVF inverter 12 and converted into three-phase AC power having a frequency and a voltage according to the command speed from the operation command board. 13 is driven.

また、電池駆動電車６の制動時には、誘導電動機１３を発電機として使用し発生する交流電力をＶＶＶＦインバータ１２で直流電力に変換して二次電池１１に充電することができる。
電池駆動電車６が駅に停車している間でも補機の運転が必要である場合には、ＣＶＣＦインバータ（ＳＩＶ）１８が二次電池１１から必要な電力を受けて補機に供給する。
電池駆動電車６は、充電ステーションに停車中に二次電池１１に充電して、つぎの充電ステーションまで走行できる電力を蓄電する。 In addition, when the battery-driven train 6 is braked, AC power generated by using the induction motor 13 as a generator can be converted into DC power by the VVVF inverter 12 to charge the secondary battery 11.
When it is necessary to operate the auxiliary machine even while the battery-powered train 6 is stopped at the station, the CVCF inverter (SIV) 18 receives necessary power from the secondary battery 11 and supplies it to the auxiliary machine.
The battery-powered train 6 charges the secondary battery 11 while stopped at the charging station, and stores electric power that can travel to the next charging station.

本実施形態の電池駆動電車の電力供給システムでは、充電ステーションにおいて地上に設置されたＤＣ−ＤＣコンバータ３５にソフトスイッチング降圧チョッパを用いているため、スイッチング動作時でのスイッチング損失が抑えられると共に、電磁ノイズの発生が抑制される。
したがって、軌道に沿って敷設される信号線やレールを伝播する鉄道信号系に及ぼす悪影響が抑制され、電磁ノイズに対する対策を簡易なものとすることができる。 In the power supply system for the battery-powered train of this embodiment, the soft switching step-down chopper is used for the DC-DC converter 35 installed on the ground at the charging station. Noise generation is suppressed.
Therefore, the adverse effect on the signal line laid along the track and the railway signal system propagating on the rail is suppressed, and the countermeasure against electromagnetic noise can be simplified.

図１１は、本発明の別の実施形態に係る電力供給システムについて、電池駆動電車が充電ステーションで二次電池に充電している状態を示す回路図である。本実施形態では、電池駆動電車に二次電池用のＤＣ−ＤＣコンバータを搭載するようにしたところが、図１０で説明した実施形態に係る電力供給システムと異なる点であり、その他に異なるところはない。   FIG. 11 is a circuit diagram showing a state in which a battery-powered train is charging a secondary battery at a charging station in a power supply system according to another embodiment of the present invention. In this embodiment, a DC-DC converter for a secondary battery is mounted on a battery-powered train, which is different from the power supply system according to the embodiment described in FIG. 10, and there is no other difference. .

本実施形態も、図１０で説明した実施形態も、直流電源装置から供給される高圧直流電力を、本発明に係る降圧チョッパを用いたＤＣ−ＤＣコンバータで降圧して、電池駆動電車に搭載した二次電池を降圧した直流電力で充電する点において差異はない。
そこで、図１１においては、図１０に記載の要素と同じ機能を有する要素については同じ参照番号を付すことで説明を簡約化している。 In both the present embodiment and the embodiment described with reference to FIG. 10, the high-voltage DC power supplied from the DC power supply device is stepped down by the DC-DC converter using the step-down chopper according to the present invention and mounted on the battery-driven train. There is no difference in that the secondary battery is charged with DC power that has been stepped down.
Therefore, in FIG. 11, elements having the same functions as those shown in FIG. 10 are given the same reference numerals to simplify the description.

本実施形態の電力供給システムの充電ステーションでは、充電ポスト３１には既設の架線に供給する、たとえばＤＣ１５００Ｖの高い直流電圧が印加されている。なお、充電ポスト３１は、電化区間における通常の架線であっても良い。   In the charging station of the power supply system according to the present embodiment, a high DC voltage of, for example, DC 1500 V supplied to the existing overhead line is applied to the charging post 31. The charging post 31 may be a normal overhead line in the electrification section.

本実施形態の電池駆動電車６ａは、充電ステーションに停車し、パンタグラフ１４を上昇させて充電ポスト３１に接触させ、充電ポスト３１の直流電力を取り込み、ＬＣフィルタを介してＤＣ−ＤＣコンバータ２１の入力端子に供給する。   The battery-powered train 6a of the present embodiment stops at the charging station, raises the pantograph 14 to contact the charging post 31, takes in the direct current power of the charging post 31, and inputs the DC-DC converter 21 via the LC filter. Supply to the terminal.

ＤＣ−ＤＣコンバータ２１は、図３に示した本発明に係るソフトスイッチング式の降圧チョッパ３を用いたＤＣ−ＤＣコンバータや、図７に示したソフトスイッチング式の降圧チョッパ３を用いた多相多重方式のＤＣ−ＤＣコンバータである。
したがって、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１自体が小型軽量であるばかりでなく、コンバータが稼働する際のスイッチング損失が少なく高効率であり、冷却が簡単である。また、電磁ノイズが少ないので、ノイズの遮蔽が容易である。このため、電池駆動電車６に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２１を搭載しても、車両重量が過大にならず、走行負荷に対応する二次電池容量も過大にならない。 The DC-DC converter 21 is a DC-DC converter using the soft switching step-down chopper 3 according to the present invention shown in FIG. 3, or a multiphase multiplexing using the soft switching step-down chopper 3 shown in FIG. This is a DC-DC converter of the type.
Therefore, the DC-DC converter 21 itself is not only small and light, but also has low switching loss and high efficiency when the converter is operated, and cooling is easy. Further, since there is little electromagnetic noise, it is easy to shield the noise. For this reason, even if the DC-DC converter 21 is mounted on the battery-powered train 6, the vehicle weight does not become excessive and the secondary battery capacity corresponding to the traveling load does not become excessive.

特に、降圧チョッパ３を複数設けて多相多重化した場合は、チョッパの部品も軽量になると共に、電磁ノイズが激減して保護に必要な部材の重量やコストが低減する。また、多相多重化により駆動周波数が相数に比例して大きくなることから、スイッチング周波数を可聴周波数より高くして乗客の感じる音響ノイズを抑制することができる。   In particular, when a plurality of step-down choppers 3 are provided and multiphase multiplexing is performed, the parts of the chopper become lighter and electromagnetic noise is drastically reduced, reducing the weight and cost of members necessary for protection. In addition, since the driving frequency is increased in proportion to the number of phases due to the multiphase multiplexing, it is possible to suppress the acoustic noise felt by the passenger by setting the switching frequency higher than the audible frequency.

このように、電池駆動電車６ａに二次電池１１を充電するＤＣ−ＤＣコンバータ２１を搭載した場合は、充電ステーションには、単にたとえばＤＣ１５００Ｖを供給する充電ポストが設置されていればよく、地上施設の設備が簡単になる。また、電車の架線を充電ポストとして使用することにより、電化区間と非電化区間が混在する運転区間では、充電ステーションで充電する代わりに電化区間を走行中に二次電池１１を充電することができる。走行中に充電するシステムによれば、設備装置のコストを低減すると共に充電時間を節減することもできる。   Thus, when the DC-DC converter 21 for charging the secondary battery 11 is mounted on the battery-driven train 6a, it is sufficient that the charging station is simply provided with a charging post for supplying DC 1500V, for example. The equipment becomes simple. Further, by using the train overhead line as a charging post, in the operation section where the electrified section and the non-electrified section are mixed, the secondary battery 11 can be charged while traveling in the electrified section instead of charging at the charging station. . According to the system for charging during traveling, the cost of the equipment can be reduced and the charging time can be reduced.

本発明の降圧チョッパは、ソフトスイッチングを実現した上に、パワー半導体デバイスなどの部品の要求特性を緩和した上、単純な駆動回路で制御できるようになったので、ＤＣ−ＤＣコンバータなどに適用することにより、各種の産業分野に利用することができる。特に、電池駆動電車の二次電池の充電制御装置に適用すると、鉄道信号系に対する悪影響の少ない経済的な充電システムを形成することができる。   The step-down chopper of the present invention realizes soft switching, relaxes the required characteristics of components such as a power semiconductor device, and can be controlled with a simple drive circuit, and thus is applied to a DC-DC converter or the like. Thus, it can be used in various industrial fields. In particular, when applied to a charging control device for a secondary battery of a battery-powered train, an economical charging system with little adverse effect on a railway signal system can be formed.

１ 共振スイッチ回路要素
２ 制御回路
３，３ａ，３ｂ，３ｃ，３ａ'，３ｂ'，３ｃ' 降圧チョッパ
４ 制御回路
５，５' 三相多重方式降圧チョッパ
６，６ａ 電池駆動電車
７，７ａ 高速度遮断器
８，８ａ 電磁接触器
９，９ａ フィルタリアクトル
１１ 二次電池
１２ ＶＶＶＦインバータ
１３ 誘導電動機
１４ パンタグラフ
１５ 車輪
１７，１７ａ フィルタコンデンサ
１８ ＣＶＣＦインバータ（ＳＩＶ）
１９ 負荷
２１ ＤＣ−ＤＣコンバータ（車載）
３１ 充電ポスト
３２ レール
３５ ＤＣ−ＤＣコンバータ（地上設置）
３６ 電力供給装置
３６ａ 電力供給装置本体
Ｃｒ 共振コンデンサ
Ｓ１，Ｓ２ 第１スイッチ、第２スイッチ
Ｄ１，Ｄ２ 第１ダイオード、第２ダイオード
Ｌｏ 直流リアクトル
Ｄｏ 環流ダイオード
Ｃｏ 平滑コンデンサ
Ｅｄ 直流電源 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Resonance switch circuit element 2 Control circuit 3, 3a, 3b, 3c, 3a ', 3b', 3c 'Step-down chopper 4 Control circuit 5, 5' Three-phase multiplex system step-down chopper 6, 6a Battery drive train 7, 7a High speed Breaker 8, 8a Magnetic contactor 9, 9a Filter reactor 11 Secondary battery 12 VVVF inverter 13 Induction motor 14 Pantograph 15 Wheel 17, 17a Filter capacitor 18 CVCF inverter (SIV)
19 Load 21 DC-DC converter (on-vehicle)
31 Charging post 32 Rail 35 DC-DC converter (installed on the ground)
36 Power supply device 36a Power supply device main body Cr Resonant capacitors S1, S2 First switch, second switches D1, D2 First diode, second diode Lo DC reactor Do Free-wheeling diode Co Smoothing capacitor Ed DC power supply

Claims (9)

第１端子と第２端子の間に、第１ダイオードと、第２ダイオードと、共振コンデンサと、オンオフ制御が可能なパワー半導体デバイスである第１スイッチ及び第２スイッチとを備えた共振スイッチであって、
前記第２ダイオードのアノードが前記第１端子に接続され、前記第１ダイオードのカソードが前記第２端子に接続され、前記共振コンデンサの一端が前記第２ダイオードのカソードに接続され、前記共振コンデンサの他端が前記第１ダイオードのアノードに接続され、
前記第１スイッチの一端が前記第１端子に接続され、前記第１スイッチの他端が前記第１ダイオードのアノードと前記共振コンデンサの接続点に接続され、
前記第２スイッチの一端が前記第２ダイオードのカソードと前記共振コンデンサの接続点に接続され、前記第２スイッチの他端が前記第２端子に接続されて構成される、
ソフトスイッチング用の共振スイッチ。 A resonant switch comprising a first diode, a second diode, a resonant capacitor, and a first switch and a second switch, which are power semiconductor devices capable of on / off control, between a first terminal and a second terminal. And
The anode of the second diode is connected to the first terminal, the cathode of the first diode is connected to the second terminal, one end of the resonant capacitor is connected to the cathode of the second diode, The other end is connected to the anode of the first diode;
One end of the first switch is connected to the first terminal, and the other end of the first switch is connected to a connection point between the anode of the first diode and the resonant capacitor;
One end of the second switch is connected to a connection point between the cathode of the second diode and the resonant capacitor, and the other end of the second switch is connected to the second terminal.
Resonant switch for soft switching. 正側入力端子と負側入力端子と正側出力端子と負側出力端子とを備える４端子回路において、
前記正側入力端子に第１端子を接続した請求項１に記載の共振スイッチと、
カソードを請求項１に記載の共振スイッチの第２端子に接続し、アノードを前記負側入力端子に接続したダイオードと、
前記第２端子と前記正側出力端子の間に接続された直流リアクトルと、
前記正側出力端子と前記負側出力端子との間に接続された平滑コンデンサと、
前記共振スイッチを駆動するゲート駆動信号を生成する制御回路を備えて、前記正側入力端子と前記負側入力端子に接続された直流電源の電圧を低減して前記正側出力端子と前記負側出力端子に出力する、
ソフトスイッチング降圧チョッパ。 In a 4-terminal circuit comprising a positive input terminal, a negative input terminal, a positive output terminal, and a negative output terminal,
The resonance switch according to claim 1, wherein a first terminal is connected to the positive side input terminal;
A diode having a cathode connected to the second terminal of the resonant switch of claim 1 and an anode connected to the negative input terminal;
A DC reactor connected between the second terminal and the positive output terminal;
A smoothing capacitor connected between the positive output terminal and the negative output terminal;
A control circuit for generating a gate drive signal for driving the resonance switch; and reducing a voltage of a DC power source connected to the positive input terminal and the negative input terminal to reduce the positive output terminal and the negative side Output to the output terminal,
Soft switching step-down chopper. 前記共振スイッチが複数台並列に接続されてなる、請求項２に記載のソフトスイッチング降圧チョッパ。   The soft switching step-down chopper according to claim 2, wherein a plurality of the resonance switches are connected in parallel. 正側入力端子と負側入力端子と正側出力端子と負側出力端子とを備える４端子回路において、
前記正側入力端子に第１端子を接続した請求項１に記載の共振スイッチと、
カソードを請求項１に記載の共振スイッチの第２端子に接続し、アノードを前記負側入力端子に接続したダイオードと、
前記第２端子と前記正側出力端子の間に接続された直流リアクトルとを備えた降圧チョッパモジュールを複数並列に接続し、
前記降圧チョッパモジュールの前記共振スイッチを時分割制御により駆動するゲート駆動信号を生成する制御回路を備えて、前記正側入力端子と前記負側入力端子に接続された直流電源の電圧を低減して前記正側出力端子と前記負側出力端子に出力する、
ソフトスイッチング降圧チョッパ。 In a 4-terminal circuit comprising a positive input terminal, a negative input terminal, a positive output terminal, and a negative output terminal,
The resonance switch according to claim 1, wherein a first terminal is connected to the positive side input terminal;
A diode having a cathode connected to the second terminal of the resonant switch of claim 1 and an anode connected to the negative input terminal;
Connecting a plurality of step-down chopper modules having a DC reactor connected between the second terminal and the positive output terminal in parallel;
A control circuit for generating a gate drive signal for driving the resonant switch of the step-down chopper module by time-sharing control, and reducing a voltage of a DC power source connected to the positive side input terminal and the negative side input terminal; Output to the positive output terminal and the negative output terminal,
Soft switching step-down chopper. 複数並列に接続された前記降圧チョッパモジュールの複数の前記直流リアクトルが共通の磁性体からなるコアを有してなる請求項４に記載のソフトスイッチング降圧チョッパ。   The soft switching step-down chopper according to claim 4, wherein a plurality of the DC reactors of the step-down chopper modules connected in parallel have a core made of a common magnetic material. 前記共振コンデンサのキャパシタンスと前記直流リアクトルのインダクタンスの積が、ある定められた値より小さいことを特徴とする請求項２から請求項５のいずれか１項に記載のソフトスイッチング降圧チョッパ。   The soft switching step-down chopper according to any one of claims 2 to 5, wherein a product of a capacitance of the resonance capacitor and an inductance of the DC reactor is smaller than a predetermined value. 直流電力を供給する直流電源と、請求項２から請求項６のいずれか１項に記載のソフトスイッチング降圧チョッパを用いて構成したＤＣ−ＤＣコンバータと、
電気車両に搭載した電気車両駆動用の二次電池とを備え、
前記直流電源から供給される直流電力を、前記ＤＣ−ＤＣコンバータに入力して降圧し、前記二次電池を当該降圧した直流電力で充電する、
電池駆動電車の電力供給システム。 A DC power source for supplying DC power; a DC-DC converter configured using the soft switching step-down chopper according to any one of claims 2 to 6;
A secondary battery for driving an electric vehicle mounted on the electric vehicle,
DC power supplied from the DC power supply is input to the DC-DC converter and stepped down, and the secondary battery is charged with the stepped-down DC power.
Battery powered train power supply system. 前記直流電源と前記ＤＣ−ＤＣコンバータが地上に設置される、請求項７記載の電池駆動電車の電力供給システム。   The power supply system for a battery-powered train according to claim 7, wherein the DC power supply and the DC-DC converter are installed on the ground. 前記直流電源は地上に設置され、前記ＤＣ−ＤＣコンバータが前記電気車両に搭載される、請求項７記載の電池駆動電車の電力供給システム。   The power supply system for a battery-powered train according to claim 7, wherein the DC power supply is installed on the ground, and the DC-DC converter is mounted on the electric vehicle.
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