JP2012100087A - Receiver for spread spectrum signal - Google Patents

Receiver for spread spectrum signal Download PDF

Info

Publication number
JP2012100087A
JP2012100087A JP2010246192A JP2010246192A JP2012100087A JP 2012100087 A JP2012100087 A JP 2012100087A JP 2010246192 A JP2010246192 A JP 2010246192A JP 2010246192 A JP2010246192 A JP 2010246192A JP 2012100087 A JP2012100087 A JP 2012100087A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
spread spectrum
correlator
spectrum signal
correlation
code
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2010246192A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Katsuhiko Muto
勝彦 武藤
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Denso Corp
Original Assignee
Denso Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Denso Corp filed Critical Denso Corp
Priority to JP2010246192A priority Critical patent/JP2012100087A/en
Publication of JP2012100087A publication Critical patent/JP2012100087A/en
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a receiver for spread spectrum signal, capable of restricting use of a spread spectrum signal affected by a multipath wave without addition of new hardware.SOLUTION: A correlation value amplitude is obtained based on a correlation value output from each correlator, and variations in gradients of correlation functions P(t)-E(t), P(t)-L(t) to which the correlation value amplitude are joined are obtained. If the variations are equal to or above a predetermined threshold value, an input signal from a GPS satellite on the track is not used.

Description

本発明は、例えばＧＰＳ衛星から送信されるスペクトル拡散信号を受信する受信機に関する。   The present invention relates to a receiver that receives a spread spectrum signal transmitted from, for example, a GPS satellite.

例えばＧＰＳシステムにおいては、ＧＰＳ衛星から民間用のＧＰＳ受信機への情報の送信に、１．５ＧＨｚ帯の周波数のスペクトル拡散方式の通信が用いられている。各衛星からは拡散コードによりスペクトル拡散されたスペクトル拡散信号が送信され、ＧＰＳ受信機がＧＰＳ衛星を追跡するには、受信したスペクトル拡散信号を逆拡散処理し、拡散コードとＧＰＳ受信機側で発生する内部コードとの相関値を求めることにより、拡散コードの位相の同期を確立する必要がある。   For example, in a GPS system, spread spectrum communication with a frequency of 1.5 GHz band is used to transmit information from a GPS satellite to a civilian GPS receiver. Each satellite transmits a spread spectrum signal that has been spread by a spread code. In order for the GPS receiver to track the GPS satellite, the received spread spectrum signal is despread and generated at the spread code and the GPS receiver side. It is necessary to establish the synchronization of the phase of the spreading code by obtaining the correlation value with the inner code.

この場合、ＧＰＳ受信機が受信するスペクトル拡散信号としては、ＧＰＳ衛星から直接受信する直接波であるのが理想であるが、都市部での走行では、地面或いは建物、橋などの建造物で反射したマルチパス波も受信するのが一般的である。このため、受信波は直接波とマルチパス波とを合成した合成波となる。この合成波は、ＧＰＳ受信機や衛星の移動によりマルチパス波の遅延量や位相が変化することから、合成波の相関関数の形状（複数の相関器からの相関値を接続した三角形状）が変化し、相関関数の傾斜（三角形状の斜面の傾斜）は時間的に変動する。このようにマルチパス波の影響を受けた受信波を使用した場合は、測位精度が低下することから、マルチパス波の影響を受けた受信波を使用しないことが望ましい。   In this case, the spread spectrum signal received by the GPS receiver is ideally a direct wave directly received from a GPS satellite. However, when traveling in urban areas, it is reflected by the ground or buildings such as buildings and bridges. In general, multipath waves received are also received. For this reason, the received wave is a synthesized wave obtained by synthesizing the direct wave and the multipath wave. Since this composite wave changes the delay amount and phase of the multipath wave due to the movement of the GPS receiver and satellite, the shape of the correlation function of the composite wave (triangle shape connecting correlation values from multiple correlators) The slope of the correlation function (the slope of the triangular slope) varies with time. In this way, when the received wave affected by the multipath wave is used, it is desirable not to use the received wave affected by the multipath wave because the positioning accuracy is lowered.

特許第４４１８３５７号公報Japanese Patent No. 4418357

マルチパス波の影響を防止する方法として、特許文献１には複数の方法が提案されているが、これらの方法の何れであっても、専用のハードウェアを要したり、或いは追加のハードウェアや情報が必要となったりすることから、大幅なコストアップの要因となる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、新たなハードウェアを追加することなく、マルチパス波の影響を受けたスペクトル拡散信号の使用を制限することができるスペクトル拡散信号用受信機を提供することにある。 As a method for preventing the influence of multipath waves, Patent Document 1 proposes a plurality of methods. However, any of these methods requires dedicated hardware or additional hardware. And information is necessary, which causes a significant cost increase.
The present invention has been made in view of the above circumstances, and its purpose is for a spread spectrum signal capable of limiting the use of a spread spectrum signal affected by a multipath wave without adding new hardware. To provide a receiver.

請求項１の発明によれば、マルチパス波の影響を受けた場合は、相関関数の波形形状が乱れてその傾斜がばらつくようになる。これにより、相関関数の傾斜のばらつきが閾値以上となったときは、マルチパス波の影響が大きいとして現在受信中のスペクトル拡散信号の使用を制限することができる。
請求項２の発明によれば、ＧＰＳ衛星を補足する構成として採用することができる。
請求項３の発明によれば、標準偏差により傾斜のばらつきを求めるので、傾斜のばらつきを精度良く判定することができる。
請求項４の発明によれば、第１相関器と２個の第２相関器の配置により相関関数の傾斜を演算することができるので、一般的な相関器の配置構成で実施することができる。
請求項５の発明によれば、第２相関器を４個とすることで相関関数の傾斜を測定するポイントが増加するので、マルチパス波による影響の判定精度を高めることができる。 According to the first aspect of the present invention, when affected by the multipath wave, the waveform shape of the correlation function is disturbed and its inclination varies. As a result, when the variation in the slope of the correlation function exceeds a threshold value, it is possible to limit the use of the currently received spread spectrum signal because the influence of the multipath wave is large.
According to invention of Claim 2, it can employ | adopt as a structure which supplements a GPS satellite.
According to the invention of claim 3, since the variation in inclination is obtained by the standard deviation, the variation in inclination can be accurately determined.
According to the fourth aspect of the present invention, since the slope of the correlation function can be calculated by the arrangement of the first correlator and the two second correlators, it can be implemented with a general arrangement of correlators. .
According to the fifth aspect of the present invention, since the number of second correlators is four, the number of points at which the slope of the correlation function is measured increases, so that it is possible to improve the accuracy of determining the influence of multipath waves.

本発明の第１実施形態における全体構成を示す機能ブロック図The functional block diagram which shows the whole structure in 1st Embodiment of this invention. 信号検出・追跡・データ復調部の構成を示す機能ブロック図Functional block diagram showing the configuration of the signal detection / tracking / data demodulation unit 相関関数と相関器の配置との関係を示す図Diagram showing the relationship between correlation function and correlator placement 演算部の動作を概略的に示すフローチャートA flowchart schematically showing the operation of the arithmetic unit 本発明の第２実施形態を示す図３相当図FIG. 3 equivalent view showing a second embodiment of the present invention.

（第１実施形態）
以下、本発明を、例えば車両、船舶、航空機などのナビゲーションシステムに用いられるＧＰＳ受信機に適用した第１実施形態について、図１ないし図４を参照して説明する。
まず、ＧＰＳ（Global Positioning System）について簡単に説明する。ＧＰＳにおいては、ＧＰＳ衛星から民間用のＧＰＳ受信機への情報の送信に１．５ＧＨｚ帯の周波数のスペクトル拡散方式の通信が用いられる。このとき、地球を周回する複数のＧＰＳ衛星には、衛星ごとにスペクトル拡散用の拡散コードとして異なる擬似雑音（ＰＮ）コードが割当てられている。民間用に公開されたＰＮコードはＣ／Ａコードと称され、チップレートが１０２３Ｈｚ、コード長が１ｍｓに設定されている。 (First embodiment)
A first embodiment in which the present invention is applied to a GPS receiver used in a navigation system such as a vehicle, a ship, and an aircraft will be described below with reference to FIGS.
First, GPS (Global Positioning System) will be briefly described. In the GPS, spread spectrum communication with a frequency of 1.5 GHz band is used to transmit information from a GPS satellite to a civilian GPS receiver. At this time, a plurality of GPS satellites orbiting the earth are assigned different pseudo noise (PN) codes as spread codes for spread spectrum for each satellite. The PN code released for private use is called a C / A code, and the chip rate is set to 1023 Hz and the code length is set to 1 ms.

ＧＰＳ受信機では少なくとも４個の使用可能な衛星を追跡し、各衛星から受信したスペクトル拡散信号を逆拡散することによりＣ／Ａコードを抽出し、そのＣ／Ａコードに重畳されている航法メッセージデータから各衛星に対する擬似距離及びドップラーを測定し、自己の位置（緯度、経度、高度）及び時刻を測定するようになっている。尚、各衛星における拡散コード（Ｃ／Ａコード）間の相互相関は極めて小さくなっており、追跡中のＧＰＳ衛星からの受信信号が他のＧＰＳ信号からの受信信号の影響を極力受けないようになっている。   The GPS receiver tracks at least four usable satellites, extracts a C / A code by despreading the spread spectrum signal received from each satellite, and a navigation message superimposed on the C / A code. The pseudo-range and Doppler for each satellite are measured from the data, and its own position (latitude, longitude, altitude) and time are measured. Note that the cross-correlation between the spreading codes (C / A codes) in each satellite is extremely small so that the received signals from the GPS satellites being tracked are not affected by the received signals from other GPS signals as much as possible. It has become.

図１はＧＰＳ受信機の全体構成を示す機能ブロック図である。ＧＰＳ受信機１（スペクトル拡散信号用受信機に相当）は、アンテナ２（受信手段に相当）、周波数変換部３、クロック発振器４、ＡＤ（アナログ−デジタル）変換部５、信号検出・追跡・データ復調部＃１〜＃Ｎ（以下「信号検出・追跡・データ復調部６」という）、演算部７（演算手段、判定手段に相当）から構成されている。
アンテナ２は、ＧＰＳ衛星から送信される電波を受信する。ＧＰＳ衛星から送信される電波は、１ｍｓ周期のＣ／Ａコードを航法メッセージデータ（１ｂｉｔが２０ｍｓ）で変調したデジタル信号でもってＬ１＝１５７５．４２ＭＨｚのキャリア（搬送波）をスペクトル拡散変調して生成されている。 FIG. 1 is a functional block diagram showing the overall configuration of the GPS receiver. A GPS receiver 1 (corresponding to a spread spectrum signal receiver) includes an antenna 2 (corresponding to receiving means), a frequency converter 3, a clock oscillator 4, an AD (analog-digital) converter 5, signal detection / tracking / data. Demodulation units # 1 to #N (hereinafter referred to as “signal detection / tracking / data demodulation unit 6”) and a calculation unit 7 (corresponding to calculation means and determination means) are configured.
The antenna 2 receives radio waves transmitted from GPS satellites. Radio waves transmitted from GPS satellites are generated by spread spectrum modulation of a carrier (carrier wave) of L1 = 1575.42 MHz with a digital signal obtained by modulating a C / A code with a 1 ms period with navigation message data (1 bit is 20 ms) ing.

周波数変換部３は、ＧＰＳ衛星から送信されたキャリア（１５７５.４２ＭＨｚ）を例えば４.０９２ＭＨｚのＩＦ（Intermediate Frequency）信号にダウンコンバージョンする。クロック発振器４は例えば１６.３６８ＭＨｚのクロックを発生し、周波数変換部３やＡＤ変換部５の基準クロックとして用いられる。ＡＤ変換部５は、周波数変換部３から出力されたＩＦ信号の量子化・標本化を行う。信号検出・追跡・データ復調部６は、入力された信号を元に、衛星信号の検出（サーチ）を行うとともに、サーチ完了した衛星信号の追跡処理及びデータ復調を行う。信号検出・追跡・データ復調部６は複数の衛星を同時に観測するために複数設置され、これらを通例チャネルと呼ぶ。   The frequency conversion unit 3 down-converts the carrier (1575.42 MHz) transmitted from the GPS satellite into an IF (Intermediate Frequency) signal of 4.092 MHz, for example. The clock oscillator 4 generates a 16.368 MHz clock, for example, and is used as a reference clock for the frequency converter 3 and the AD converter 5. The AD conversion unit 5 quantizes and samples the IF signal output from the frequency conversion unit 3. The signal detection / tracking / data demodulation unit 6 detects (searches) the satellite signal based on the input signal, and also performs tracking processing and data demodulation of the satellite signal that has been searched. A plurality of signal detecting / tracking / data demodulating units 6 are installed to observe a plurality of satellites at the same time, and these are generally referred to as channels.

演算部７は、どの衛星を受信するか選択して信号検出・追跡・データ復調部６を制御するとともに、信号検出・追跡・データ復調部６から出力される衛星のコード位相やキャリア周波数、復調された航法メッセージのビットなどを元に測位演算を行う。つまり、追跡中の衛星から擬似距離及びドップラーを求めると共に航法メッセージデータを取得し、通常４個以上の衛星から前述の情報を得られた場合は、自己の位置（緯度、経度、高度）及び時刻を測定する。本実施形態では、演算部７が測位演算を行う際は、後述するようにマルチパス波による信号劣化の有無を判別し、衛星を取捨選択（または重みづけを変更）し、測位演算を行うようになっている。   The arithmetic unit 7 selects which satellite is received and controls the signal detection / tracking / data demodulating unit 6, as well as the code phase, carrier frequency, and demodulation of the satellite output from the signal detection / tracking / data demodulating unit 6. The positioning calculation is performed based on the received navigation message bits. In other words, when the pseudo-range and Doppler are obtained from the satellite being tracked and the navigation message data is obtained, and the above-mentioned information is usually obtained from four or more satellites, its own position (latitude, longitude, altitude) and time Measure. In the present embodiment, when the calculation unit 7 performs the positioning calculation, as described later, it is determined whether there is signal degradation due to the multipath wave, the satellite is selected (or the weight is changed), and the positioning calculation is performed. It has become.

図２は信号検出・追跡・データ復調部６の構成を機能ブロックで示しているが、実際には演算部７と共にマイクロコンピュータにより構成され、信号はデジタル信号処理される。入力されたＩＦ信号は、コサインレプリカキャリア発生器８及びサインレプリカキャリア発生器９から内部発生させたローカル周波数と乗算器１０，１１でミキシングされ、ゼロＩＦにするとともに、Ｉｎ−ｐｈａｓｅ成分（以下「同相成分」という）とＱｕａｄｒａｔｕｒｅ成分（以下「直交成分」という）に分けられる。次に、コード発生器１２（内部コード発生手段に相当）から内部発生させた拡散コードをミキシングすることにより同相成分及び直交成分の入力信号をそれぞれ逆拡散する。この際、同相成分及び直交成分の拡散コードは０．５ｃｈｉｐずつタイミング（位相）をずらした３位相（Ｅａｒｌｙ，Ｐｕｎｃｔｕａｌ，Ｌａｔｅ）の乗算器１３〜１８にてミキシングされる。逆拡散して得られたそれぞれの値を累算器１９〜２４により時間積分し、３位相のそれぞれのタイミングでの相関値を算出する。この際、一般的な積分時間は１〜２０ｍｓｅｃである。所定の乗算器と累積器から相関器が構成されており、同相成分用としては、乗算器１３と累算器１９とからＥａｒｌｙ用相関器２５が構成され、乗算器１４と累算器２０とからＰｕｎｃｔｕａｌ用相関器２６が構成され、乗算器１５と累算器２１とからＬａｔｅ用相関器２７が構成されている。直交成分用としては、乗算器１６と累算器２２とからＥａｒｌｙ用相関器２８が構成され、乗算器１７と累算器２３とからＰｕｎｃｔｕａｌ用相関器２９が構成され、乗算器１８と累算器２４とからＬａｔｅ用相関器３０が構成されている。Ｐｕｎｃｔｕａｌ用相関器２６,２９が第１相関器に相当し、Ｅａｒｌｙ用相関器２５,２８及びＬａｔｅ用相関器２７,３０が第２相関器に相当する。   FIG. 2 shows the configuration of the signal detection / tracking / data demodulating unit 6 as a functional block. The input IF signal is mixed with the local frequency internally generated from the cosine replica carrier generator 8 and the sine replica carrier generator 9 by the multipliers 10 and 11 to obtain a zero IF and an In-phase component (hereinafter, “ It is divided into “in-phase components” and quadrature components (hereinafter referred to as “quadrature components”). Next, the in-phase component signal and the quadrature component input signal are despread by mixing the spread code generated internally from the code generator 12 (corresponding to the internal code generation means). At this time, the spreading codes of the in-phase component and the quadrature component are mixed by three-phase (Early, Punctual, Late) multipliers 13 to 18 which are shifted in timing (phase) by 0.5 chips. The respective values obtained by despreading are time-integrated by accumulators 19 to 24 to calculate correlation values at the respective timings of the three phases. At this time, a general integration time is 1 to 20 msec. A correlator is configured by a predetermined multiplier and an accumulator, and for the in-phase component, an early correlator 25 is configured by the multiplier 13 and the accumulator 19, and the multiplier 14, the accumulator 20, and A punctual correlator 26 is composed of the multiplier 15 and the accumulator 21, and a late correlator 27 is composed. For the quadrature component, an early correlator 28 is configured from the multiplier 16 and the accumulator 22, and a punctual correlator 29 is configured from the multiplier 17 and the accumulator 23. A late correlator 30 is constituted by the unit 24. The punctual correlators 26 and 29 correspond to the first correlator, and the early correlators 25 and 28 and the late correlators 27 and 30 correspond to the second correlator.

各相関器２５〜３０から出力される各相関値はキャリアループ弁別器３１及びコードループ弁別器３２に入力される。キャリアループ弁別器３１からの信号はキャリアループフィルタ３３を通じてコサインレプリカキャリア発生器８及びサインレプリカキャリア発生器９に出力することにより内部発生させるキャリア周波数の調整制御に用いられる。コードループ弁別器３２からの信号はコードループフィルタ３４を通じてコード発生器１２に出力することによりコード位相の調整制御に用いられる。これらのコードループ弁別器３２及びコードループフィルタ３４が位相制御手段に相当する。キャリアループ弁別器３１及びキャリアループフィルタ３３はＰＬＬ（Phase Locked Loop）を構成し、コードループ弁別器３２及びコードループフィルタ３４はＤＬＬ（delay Locked Loop）を構成している。また、Ｐｕｎｃｔｕａｌ用相関器２６,２９からの出力に基づいて航法メッセージデータが生成される。   Each correlation value output from each correlator 25-30 is input to the carrier loop discriminator 31 and the code loop discriminator 32. The signal from the carrier loop discriminator 31 is output to the cosine replica carrier generator 8 and the sine replica carrier generator 9 through the carrier loop filter 33 and used for adjustment control of the carrier frequency generated internally. The signal from the code loop discriminator 32 is output to the code generator 12 through the code loop filter 34, and used for the code phase adjustment control. The code loop discriminator 32 and the code loop filter 34 correspond to phase control means. The carrier loop discriminator 31 and the carrier loop filter 33 constitute a PLL (Phase Locked Loop), and the code loop discriminator 32 and the code loop filter 34 constitute a DLL (delay Locked Loop). Further, navigation message data is generated based on the outputs from the punctual correlators 26 and 29.

さて、各相関器２５〜３０から出力される各相関値は演算部７にも与えられるようになっており、演算部７は、各相関器２５〜３０からの各相関値に基づいてＥａｒｌｙ，Ｐｕｎｃｔｕａｌ，Ｌａｔｅの各タイミングにおける相関値振幅を求め、それらの相関値振幅を接続した相関関数を監視することにより観測対象のＧＰＳ衛星を追跡する。具体的には、ＧＰＳ衛星からの受信信号中に含まれる拡散コードと、衛星毎の拡散コードと同等のパターンで発生される逆拡散用の内部コードとの同期を確立（追跡）することを複数の衛星に関して順に実行し、必要な４個の衛星を選択し、その後、同期を維持することが行われる。そのうち受信信号中の拡散コードと内部コードとの同期の確立は、シフトレジスタを用いて拡散コードと内部コードとの相関を求めるコード相関処理を、内部コードを１チップ分ずつシフトしながら逐次実行し、Ｐｕｎｃｔｕａｌ用相関器２６,２９からの相関値に基づく相関値振幅がピークとなるように制御している。   Now, each correlation value output from each correlator 25-30 is also given to the calculation unit 7, which calculates the Early, Correlation value amplitudes at each timing of punctual and late are obtained, and a GPS satellite to be observed is tracked by monitoring a correlation function connecting the correlation value amplitudes. Specifically, a plurality of synchronizations are established (tracked) between the spreading code included in the received signal from the GPS satellite and the despreading internal code generated in a pattern equivalent to the spreading code for each satellite. Are performed in sequence on the other satellites, selecting the required four satellites, and then maintaining synchronization. Of these, the establishment of synchronization between the spreading code and the internal code in the received signal is performed by sequentially performing code correlation processing to obtain the correlation between the spreading code and the internal code using a shift register while shifting the internal code by one chip at a time. The correlation value amplitude based on the correlation values from the punctual correlators 26 and 29 is controlled to be a peak.

次に相関関数について説明する。信号検出・追跡・データ復調部６は、Ｅａｒｌｙ，Ｐｕｎｃｔｕａｌ，Ｌａｔｅの各タイミングにおいて各相関器２５〜３０から出力される同相成分の相関値と直交成分の相関値を合成することにより相関値振幅を得ている。そして、上述したように拡散コードと内部コードとの相関を求めるコード相関処理では、Ｅａｒｌｙ用相関器２５,２８からの相関値に基づいて求めた相関値振幅とＬａｔｅ用相関器２７,３０からの相関値に基づいて求めた相関値振幅とが一致するように制御することで、Ｐｕｎｃｔｕａｌ用相関器２６,２９からの相関値に基づいて求めた相関値振幅がピークとなるように制御し、そのピークが閾値を上回ることで観測中の航法メッセージデータを測位用として採用するようにしている。   Next, the correlation function will be described. The signal detection / tracking / data demodulation unit 6 combines the correlation value of the in-phase component and the correlation value of the quadrature component output from each correlator 25 to 30 at each of the Early, Punctual, and Late timings to obtain the correlation value amplitude. It has gained. In the code correlation processing for obtaining the correlation between the spreading code and the inner code as described above, the correlation value amplitude obtained based on the correlation value from the early correlator 25 and 28 and the correlation from the late correlator 27 and 30 are used. By controlling so that the correlation value amplitude calculated based on the correlation value matches, the correlation value amplitude calculated based on the correlation value from the punctual correlators 26 and 29 is controlled to be a peak, The navigation message data being observed is used for positioning when the peak exceeds the threshold.

図３は、相関関数と図２で説明した各相関器の配置との関係を示している。この図３において、実線Ａで示す波形Ａは直接波を逆拡散して得られる相関値振幅を接続した相関関数を示し、波形Ｂはマルチパス波を逆拡散して得られる相関値振幅を接続した相関関数を示している。マルチパス波は、直接波よりも遅れてＧＰＳ受信機１に到達するため、時間遅延があり、反射等による信号減衰のため、一般的に直接波よりも相関値が低くなる。破線で示す波形Ｃは、直接波とマルチパス波の合成波の相関関数を示している。マルチパス波を受けた際にＧＰＳ受信機１で観測される相関関数は波形Ｃであるため、各相関器２５〜３０からの相関値に基づいて求めた相関値振幅は、時刻ｔにおけるＰｕｎｃｔｕａｌがＰ（ｔ）、ＥａｒｌｙがＥ（ｔ）、ＬａｔｅがＬ（ｔ）のような値となる。ここで、Ｐ（ｔ）とＬ（ｔ）を結ぶ相関関数の傾斜Ｐ（ｔ）−Ｌ（ｔ）を考えてみると、受信信号の強度が一定であり、マルチパス波がないという条件では、この傾斜は一定の値を維持する。   FIG. 3 shows the relationship between the correlation function and the arrangement of the correlators described in FIG. In FIG. 3, a waveform A indicated by a solid line A represents a correlation function obtained by connecting correlation value amplitudes obtained by despreading direct waves, and a waveform B is provided by connecting a correlation value amplitude obtained by despreading multipath waves. The correlation function is shown. Since the multipath wave reaches the GPS receiver 1 later than the direct wave, there is a time delay, and the correlation value is generally lower than that of the direct wave due to signal attenuation due to reflection or the like. A waveform C indicated by a broken line indicates a correlation function of a combined wave of a direct wave and a multipath wave. Since the correlation function observed by the GPS receiver 1 when receiving the multipath wave is the waveform C, the correlation value amplitude obtained based on the correlation values from the correlators 25 to 30 is the punctual at the time t. P (t), Early is E (t), and Late is L (t). Here, considering the inclination P (t) -L (t) of the correlation function connecting P (t) and L (t), the condition is that the received signal intensity is constant and there is no multipath wave. This slope maintains a constant value.

一方、マルチパス波は、ＧＰＳ受信機１や衛星の移動により遅延量や位相が刻々と変化するため、この影響により合成波の相関関数の形状が変化し、相関関数の傾斜は時間的に変動する。本実施形態では、各相関器２５〜３０からの出力に基づいて相関関数の傾斜を算出すると共に、この傾斜のばらつきを算出し、ばらつきが一定以上の場合に、マルチパス波の影響が大きいと判定して追跡中のＧＰＳ衛星の観測値を用いないようにすることで、マルチパス環境下での測位精度向上を実現するものである。   On the other hand, since the delay amount and phase of the multipath wave change with the movement of the GPS receiver 1 and the satellite, the shape of the correlation function of the composite wave changes due to this influence, and the slope of the correlation function varies with time. To do. In the present embodiment, the slope of the correlation function is calculated based on the outputs from the correlators 25 to 30, and the variation in the slope is calculated. By determining and not using the observed value of the GPS satellite being tracked, the positioning accuracy is improved in a multipath environment.

また、マルチパス波の位相が逆相となることも考えられることから、Ｐ（ｔ）とＥ（ｔ）を結ぶ傾斜Ｐ（ｔ）−Ｅ（ｔ）も同様に評価し、マルチパス波の影響の判定に用いる。マルチパス波の影響は、傾斜Ｐ（ｔ）−Ｌ（ｔ）、傾斜Ｐ（ｔ）−Ｅ（ｔ）のいずれか、もしくは両方に出るため、傾斜Ｐ（ｔ）−Ｌ（ｔ）、傾斜Ｐ（ｔ）−Ｅ（ｔ）いずれかの傾斜のばらつきが閾値以上の場合に、マルチパス波による影響が大きいと判定するように構成する。   Further, since the phase of the multipath wave may be reversed, the inclination P (t) -E (t) connecting P (t) and E (t) is also evaluated in the same manner, and the multipath wave Used to determine the impact. Since the influence of the multipath wave appears in one or both of the inclination P (t) -L (t), the inclination P (t) -E (t), the inclination P (t) -L (t), the inclination When the variation in inclination of any one of P (t) -E (t) is equal to or greater than the threshold value, it is determined that the influence of the multipath wave is large.

図４は、演算部７の動作を概略的に示すフローチャートである。以下の説明では、説明の簡単化のためにＰ（ｔ）−Ｅ（ｔ）間の傾斜のばらつきを求める方法を説明するが、実際にはＰ（ｔ）−Ｌ（ｔ）間の傾斜のばらつきも同様に求め、マルチパス波の影響を判定しているのは勿論である。   FIG. 4 is a flowchart schematically showing the operation of the calculation unit 7. In the following description, a method for obtaining the variation in inclination between P (t) and E (t) will be described for the sake of simplification, but in practice, the inclination between P (t) and L (t) will be described. Of course, the variation is similarly determined, and the influence of the multipath wave is determined.

初めにステップＳ１では、時刻ｔにおけるＰ（ｔ）の相関値振幅をＰｕｎｃｔｕａｌ用相関器２６,２９の出力から数１のように求める。

Figure 2012100087
First, in step S1, the correlation value amplitude of P (t) at time t is obtained from the outputs of the punctual correlators 26 and 29 as shown in Equation 1.
Figure 2012100087

つまり、本実施形態では、同相成分及び直交成分の相関値を合成することにより相関値振幅を求めていることから、各相関値の絶対値を２乗した値の平方根を求めることで、同相成分及び直交成分を合成した相関値振幅を求めるようにしている。   That is, in this embodiment, since the correlation value amplitude is obtained by combining the correlation values of the in-phase component and the quadrature component, the square root of the value obtained by squaring the absolute value of each correlation value is obtained. In addition, the correlation value amplitude obtained by combining the orthogonal components is obtained.

同様にＥ（ｔ）の相関値振幅をＥａｒｌｙ用相関器２５,２８の出力から数２のように求める。

Figure 2012100087
Similarly, the correlation value amplitude of E (t) is obtained from the outputs of Early correlators 25 and 28 as shown in Equation 2.
Figure 2012100087

次に相関関数のＰ（ｔ）−Ｅ（ｔ）間の傾斜を数３のように算出する。

Figure 2012100087
Next, the slope between P (t) -E (t) of the correlation function is calculated as shown in Equation 3.
Figure 2012100087

ここで、数３における分母の０．５はＰ（ｔ）とＥ（ｔ）との間のコードオフセットが０．５ｃｈｉｐであることによる。つまり、マルチパスの影響を受けてＥ（ｔ）とＬ（ｔ）が一致しなくなった場合は、それらが一致（Ｅ（ｔ）＝Ｌ（ｔ））するように内部コードがシフトされるので、Ｐ（ｔ）がマルチパスの影響が無い場合からずれてしまった場合であっても、Ｐ（ｔ）とＥ（ｔ）との間は０．５ｃｈｉｐに維持される。これにより、Ｐ（ｔ）−Ｅ（ｔ）を０．５で除算している。また、Ｐ（ｔ）−Ｅ（ｔ）をさらにＰ（ｔ）で除算しているのは、Ｐ（ｔ）−Ｅ（ｔ）を正規化することによりＰ（ｔ）のレベル変化によるＰ（ｔ）−Ｅ（ｔ）のばらつきを抑制するためである。   Here, the denominator of 0.5 in Equation 3 is because the code offset between P (t) and E (t) is 0.5 chip. That is, when E (t) and L (t) do not match due to the influence of multipath, the internal code is shifted so that they match (E (t) = L (t)). , P (t) is maintained at 0.5 chip between P (t) and E (t) even when it deviates from the case where there is no multipath effect. As a result, P (t) -E (t) is divided by 0.5. Further, P (t) −E (t) is further divided by P (t) because P (t) −E (t) is normalized to obtain P (t) due to the level change of P (t). This is to suppress variations in t) -E (t).

次に、ステップＳ２で過去に記憶したＮサンプルを用い傾斜のばらつき（標準偏差）を算出する。本実施形態では、サンプリング周波数を１０Ｈｚとし、Ｎ＝１０とすることにより、過去１０個分の傾斜に基づいてばらつきを算出した。

Figure 2012100087
Next, the inclination variation (standard deviation) is calculated using the N samples stored in the past in step S2. In this embodiment, by setting the sampling frequency to 10 Hz and N = 10, the variation was calculated based on the past 10 slopes.
Figure 2012100087

ここで、数４におけるＥＰ項以外は定数であることから、以下のように簡略化できる。

Figure 2012100087
Here, since the terms other than the EP term in Equation 4 are constants, they can be simplified as follows.
Figure 2012100087

次に、ステップＳ３では、算出したばらつきを評価し、ばらつき（標準偏差）が所定の閾値以上であった場合は、その衛星の観測値を用いないように取捨選択を行う。尚、取捨選択でなく、重みづけを決定するように構成してもよい。
次にステップＳ４では、ステップＳ３で出力される値を元に、測位演算に必要な数値への加工を行う。
最後にステップＳ５で選択された衛星とその観測値を元に測位演算を行う。 Next, in step S3, the calculated variation is evaluated, and if the variation (standard deviation) is equal to or greater than a predetermined threshold value, selection is performed so as not to use the observation value of the satellite. Note that weighting may be determined instead of selection.
Next, in step S4, based on the value output in step S3, processing to a numerical value necessary for positioning calculation is performed.
Finally, positioning calculation is performed based on the satellite selected in step S5 and its observed value.

このような実施形態によれば、各相関器２５〜３０から出力される相関値に基づいて相関値振幅を求め、その相関値振幅を接続した相関関数の傾斜Ｐ（ｔ）−Ｅ（ｔ）、Ｐ（ｔ）−Ｌ（ｔ）のばらつきを求め、そのばらつきが所定の閾値以上であった場合は、追跡中のＧＰＳ衛星からの受信信号を使用しないようにしたので、ＧＰＳ衛星からの受信信号に基づく測位精度が低下してしまうことを効果的に防止することができる。
しかも、このような格別な効果はプログラムの変更により容易に実施できるものであるから、新たなハードウェアを追加する必要はなく、大幅なコストアップを抑制することができる。 According to such an embodiment, the correlation value amplitude is obtained based on the correlation value output from each correlator 25-30, and the slope P (t) -E (t) of the correlation function connecting the correlation value amplitudes. , P (t) -L (t) is obtained, and if the dispersion is equal to or greater than a predetermined threshold, the received signal from the GPS satellite being tracked is not used. It can prevent effectively that the positioning accuracy based on a signal falls.
In addition, since such a special effect can be easily implemented by changing the program, it is not necessary to add new hardware, and a significant cost increase can be suppressed.

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態について図５を参照して説明する。この第２実施形態は、相関関数の傾斜を判定するために使用する相関器を第１実施形態よりも増加したことを特徴とする。
図５は、相関関数と相関器の配置との関係を示している。この例では、相関器を０．２５ｃｈｉｐ毎に５つ配置している。このため、相関関数の傾斜は、傾斜Ｅ（ｔ）−Ｅ（ｔ）‘、傾斜Ｅ（ｔ）’−Ｐ（ｔ）、傾斜Ｐ（ｔ）−Ｌ（ｔ）‘、傾斜Ｌ（ｔ）‘−Ｌ（ｔ）の４か所で算出できる。この場合も、４か所のいずれかの傾斜のばらつきが閾値以上の場合にマルチパス波による影響が大きいと判定し、追跡中のＧＰＳ衛星からの受信信号を使用しないように構成する。
このような実施形態によれば、第１実施形態にくらべ、相関関数において局所的な傾斜を評価できるので、マルチパス波の判定精度を高めることができる。 (Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The second embodiment is characterized in that the number of correlators used for determining the slope of the correlation function is increased as compared to the first embodiment.
FIG. 5 shows the relationship between the correlation function and the arrangement of the correlators. In this example, five correlators are arranged for every 0.25 chip. For this reason, the slope of the correlation function is the slope E (t) -E (t) ′, the slope E (t) ′-P (t), the slope P (t) -L (t) ′, and the slope L (t). It can be calculated at four locations of '-L (t). In this case as well, it is determined that the influence of the multipath wave is large when the variation in inclination at any of the four locations is equal to or greater than the threshold value, and the received signal from the GPS satellite being tracked is not used.
According to such an embodiment, since the local gradient can be evaluated in the correlation function as compared with the first embodiment, the determination accuracy of the multipath wave can be increased.

（他の実施形態）
本発明は、上記実施形態に限定されることなく、次のように変形または拡張できる。
上記実施形態では、本発明をＧＰＳ受信機に適用するようにしたが、他の測位衛星システムであるＧＬＯＮＡＳＳ、ＧＡＬＩＬＥＯ等に適用してもよいし、例えばＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式の携帯電話機、ＥＴＣ（Electronic Toll Collection System）、ＶＩＣＳ（Vehicle Information and Communication System、登録商標）といった移動通信分野などスペクトル拡散通信を用いたシステム全般に適用することができる。
相関値を求めるための相関器の数及び構成としては、実施形態に限定されることなく、同相成分の相関器の出力のみを用いて相関値を求める構成に適用するようにしてもよい。 (Other embodiments)
The present invention is not limited to the above embodiment, and can be modified or expanded as follows.
In the above embodiment, the present invention is applied to the GPS receiver. However, the present invention may be applied to other positioning satellite systems such as GLONASS, GALILEO, and the like, for example, a CDMA (Code Division Multiple Access) mobile phone. The present invention can be applied to all systems using spread spectrum communication such as mobile communication fields such as ETC (Electronic Toll Collection System) and VICS (Vehicle Information and Communication System, registered trademark).
The number and configuration of the correlators for obtaining the correlation value are not limited to the embodiment, and may be applied to a configuration for obtaining the correlation value using only the output of the in-phase component correlator.

図面中、１はＧＰＳ受信機（スペクトル拡散信号用受信機）、２はアンテナ（受信手段）、７は演算部（演算手段、判定手段）、１２はコード発生器（内部コード発生手段）、２６,２９はＰｕｎｃｔｕａｌ用相関器（第１相関器）、２５,２８はＥａｒｌｙ用相関器（第２相関器）、２７,３０はＬａｔｅ用相関器（第２相関器）、３２はコードループ弁別器３２（位相制御手段）、３４はコードループフィルタ（位相制御手段）である。   In the drawings, 1 is a GPS receiver (spread spectrum signal receiver), 2 is an antenna (reception means), 7 is a calculation unit (calculation means, determination means), 12 is a code generator (internal code generation means), 26 , 29 are punctual correlators (first correlators), 25 and 28 are early correlators (second correlators), 27 and 30 are late correlators (second correlators), and 32 is a code loop discriminator. Reference numerals 32 (phase control means) and 34 denote code loop filters (phase control means).

Claims (5)

拡散コードによりスペクトル拡散されたスペクトル拡散信号を受信する受信手段と、
前記拡散コードと同一の内部コードを発生する内部コード発生手段と、
前記スペクトル拡散信号を前記内部コードで逆拡散することにより前記拡散コードとの相関を示す相関値を出力する第１相関器と、
前記第１相関器に対して進み方向及び遅れ方向に所定の同一のずれ量だけオフセットしたタイミングで相関値を出力する対の第２相関器と、
前記対の第２の相関器から出力される相関値が一致するように前記内部コードの位相を制御する位相制御手段とを備えたスペクトル拡散信号用受信機において
前記第１相関器及び第２相関器から出力される相関値を接続した相関関数の傾斜を演算する演算手段と、
前記演算手段が演算した傾斜のばらつきを判定する判定手段とを備え、
前記判定手段が傾斜のばらつきが所定の閾値以上であると判定した場合は、現在受信中の受信信号を用いないことを特徴とするスペクトル拡散信号用受信機。 Receiving means for receiving a spread spectrum signal spread by a spreading code;
Internal code generating means for generating the same internal code as the spreading code;
A first correlator that outputs a correlation value indicating a correlation with the spreading code by despreading the spread spectrum signal with the inner code;
A pair of second correlators that output a correlation value at a timing that is offset by a predetermined same amount of deviation in the advance direction and the delay direction with respect to the first correlator;
A spread spectrum signal receiver comprising: phase control means for controlling the phase of the inner code so that the correlation values output from the pair of second correlators coincide with each other. The first correlator and the second correlation Computing means for computing the slope of the correlation function connecting the correlation values output from the vessel;
Determination means for determining a variation in inclination calculated by the calculation means,
A spread spectrum signal receiver characterized by not using a reception signal currently being received when the determination means determines that the variation in inclination is equal to or greater than a predetermined threshold. 前記受信信号はＧＰＳ衛星から送信されたスペクトル拡散信号であることを特徴とする請求項１記載のスペクトル拡散信号用受信機。   2. The spread spectrum signal receiver according to claim 1, wherein the received signal is a spread spectrum signal transmitted from a GPS satellite. 前記判定手段は、傾斜のばらつきを過去所定回数分の傾斜の標準偏差を算出することにより求めることを特徴とする請求項１または２記載のスペクトル拡散信号用受信機。   The spread spectrum signal receiver according to claim 1, wherein the determination unit obtains the variation in inclination by calculating a standard deviation of the inclination for a predetermined number of times in the past. 前記第２相関器は一対設けられ、前記第１相関器に対して前記拡散コードの０．５位相だけオフセットして配置されていることを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のスペクトル拡散信号用受信機。   The second correlator is provided in a pair, and is arranged with an offset of 0.5 phase of the spreading code with respect to the first correlator. Spread spectrum signal receiver. 前記第２相関器は二対設けられ、前記第１相関器に対して前記拡散コードの０．２５位相及び０．５位相だけオフセットして配置されていることを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載のスペクトル拡散信号用受信機。   4. The second correlator is provided in two pairs, and is offset from the first correlator by 0.25 phase and 0.5 phase of the spreading code. The receiver for spread spectrum signals according to any one of the above.
JP2010246192A 2010-11-02 2010-11-02 Receiver for spread spectrum signal Pending JP2012100087A (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010246192A JP2012100087A (en) 2010-11-02 2010-11-02 Receiver for spread spectrum signal

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2010246192A JP2012100087A (en) 2010-11-02 2010-11-02 Receiver for spread spectrum signal

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2012100087A true JP2012100087A (en) 2012-05-24

Family

ID=46391515

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2010246192A Pending JP2012100087A (en) 2010-11-02 2010-11-02 Receiver for spread spectrum signal

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2012100087A (en)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20160106749A (en) * 2014-01-16 2016-09-12 키네티큐 리미티드 A processor for a radio receiver
US9581700B2 (en) 2012-12-12 2017-02-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus tracking global navigation satellite system (GNSS)

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001024559A (en) * 1999-07-12 2001-01-26 Oki Electric Ind Co Ltd Synchronization tracking circuit and communication equipment
JP2003057327A (en) * 2001-08-09 2003-02-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd Navigation satellite signal receiver
JP2005051466A (en) * 2003-07-28 2005-02-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd Uwb device
JP2005077318A (en) * 2003-09-02 2005-03-24 Seiko Epson Corp Global positioning system
JP2006058297A (en) * 2004-08-20 2006-03-02 Asulab Sa Localization method of radio-frequency signal receiver without initially knowing outline position and receiver executing the method
JP2008145183A (en) * 2006-12-07 2008-06-26 Mitsubishi Electric Corp Measurement device, multipath determination method, and measurement method
JP2009159261A (en) * 2007-12-26 2009-07-16 Seiko Epson Corp Multipath signal determining method, program, and multipath signal determining apparatus

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001024559A (en) * 1999-07-12 2001-01-26 Oki Electric Ind Co Ltd Synchronization tracking circuit and communication equipment
JP2003057327A (en) * 2001-08-09 2003-02-26 Matsushita Electric Ind Co Ltd Navigation satellite signal receiver
JP2005051466A (en) * 2003-07-28 2005-02-24 Matsushita Electric Ind Co Ltd Uwb device
JP2005077318A (en) * 2003-09-02 2005-03-24 Seiko Epson Corp Global positioning system
JP2006058297A (en) * 2004-08-20 2006-03-02 Asulab Sa Localization method of radio-frequency signal receiver without initially knowing outline position and receiver executing the method
JP2008145183A (en) * 2006-12-07 2008-06-26 Mitsubishi Electric Corp Measurement device, multipath determination method, and measurement method
JP2009159261A (en) * 2007-12-26 2009-07-16 Seiko Epson Corp Multipath signal determining method, program, and multipath signal determining apparatus

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9581700B2 (en) 2012-12-12 2017-02-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and apparatus tracking global navigation satellite system (GNSS)
KR20160106749A (en) * 2014-01-16 2016-09-12 키네티큐 리미티드 A processor for a radio receiver
KR102123221B1 (en) * 2014-01-16 2020-06-16 키네티큐 리미티드 A processor for a radio receiver

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1916535B1 (en) GNSS receiver with cross-correlation rejection
US5907578A (en) Weighted carrier phase multipath reduction
US6297771B1 (en) Signal detector employing coherent integration
US6707843B2 (en) Strong signal cancellation to enhance processing of weak spread spectrum signal
US7280071B2 (en) Method and apparatus for computing position and velocity of receiver using independently-derived sets of satellites
CN101441259B (en) Automatic auxiliary tracking system and tracking method of global position system receiver
US20050012664A1 (en) Hardware architecture for processing galileo alternate binary offset carrier (altboc) signals
US20090213912A1 (en) Multipath mitigation gnss receiver
KR100967196B1 (en) Apparatus for Tracking GPS and Galileo Signal in GPS/Galileo Receiver
JP2003101422A (en) Radiofrequency signal receiver provided with means for correcting effect of multipath signal, and method for activating the same
US10191158B2 (en) GNSS receiver calculating a non-ambiguous discriminator to resolve subcarrier tracking ambiguities
JP2002531988A (en) DS-CDMA signal receiver for satellite navigation system
US9354320B2 (en) Method of determining adequacy and adequacy determining device
US8953721B2 (en) Cross correlation determination method and cross correlation determination device
JP2012100087A (en) Receiver for spread spectrum signal
US7161533B2 (en) Method and a system for positioning, and an electronic device
JP2013541004A (en) Signal capturing apparatus and method
CN102857469A (en) Quaternary phase-shift keying signal tracking method and device
CN102156276A (en) Satellite signal tracking method, position calculating method, and position calculating device
KR101065587B1 (en) Method and Apparatus of tracking satellite signal
JP2010276495A (en) Receiver
EP1724600B1 (en) A system and method for acquisition of signals
Cheung GPS receiver analysis
Sun GNSS code tracking in presence of data
Raasakka et al. Galileo Receiver Design and Analysis Tool Development in Tampere University of Technology

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20130128

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20131211

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20131217

A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20140408