JP2012044609A - Stereo echo erasing method, stereo echo erasing device, and stereo echo erasing program - Google Patents

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PROBLEM TO BE SOLVED: To accurately erase an echo signal from a sound collection signal which is a mixture of sound signals reproduced by two speakers and is collected by one microphone.SOLUTION: A stereo echo erasing device comprises: a first and a second adaptive simulation echo paths 101 and 102 generating a first and second echo simulation signals by inputting a first and second reproduction signals; an adder 103 adding the first and second echo simulation signals; a subtractor 104 generating an error signal by inputting the signal added by the adder 103 and all of sound collection signals; first Super-Gaussian model error allocation means 205 estimating a first error signal by inputting the error signal and using a posterior probability distribution function; second Super-Gaussian model error allocation means generating a second error signal by inputting the error signal and the first error signal and subtracting the first error signal from the error signal; and first and second update means 107 and 108 updating first and second simulation characteristics by inputting the first and second simulation characteristics, the first and second reproduction signals, and the first and second error signals.

Description

本発明は２個のスピーカから再生される音響信号が混合されて少なくとも一つのマイクロホンに収音される収音信号から反響信号を消去するステレオ反響消去方法、ステレオ反響消去装置、ステレオ反響消去プログラムに関する。   The present invention relates to a stereo echo canceling method, a stereo echo canceling apparatus, and a stereo echo canceling program for canceling an echo signal from a collected signal picked up by at least one microphone by mixing acoustic signals reproduced from two speakers. .

図１、図２を参照して、ステレオ音声などを再生可能な２つのスピーカから反響を消去する従来のステレオ反響消去装置１００について説明する。従来のステレオ反響消去装置１００は、第一適応型模擬反響路１０１と、第二適応型模擬反響路１０２と、加算器１０３と、減算器１０４と、第一信号電力加重誤差配分手段１０５と、第二信号電力加重誤差配分手段１０６と、第一更新手段１０７と、第二更新手段１０８とを備える。なお、図１は収音チャネルが１チャネルである場合のステレオ反響消去装置１００の構成を図示している。収音チャネルが複数存在する場合には、ステレオ反響消去装置１００は、各マイクロホンにつき１組ずつ１０１〜１０８を備えるものとする。第一適応型模擬反響路１０１は、第一スピーカ９３とマイクロホン９５間の第一反響路９１のインパルス応答に相当する有限長のベクトルH1を模擬する第一模擬特性Hm1(k)を保持する。第二適応型模擬反響路１０２は、第二スピーカ９４とマイクロホン９５間の第二反響路９２のインパルス応答に相当する有限長のベクトルH2を模擬する第二模擬特性Hm2(k)を保持する。ここで変数kを、離散時間を表す正の値として以後の説明に用いる。ただし変数kは、入出力信号が周波数分割され、分割された各周波数帯域信号が間引きされた場合は、間引きされた間隔における離散時間を表す。第一再生信号x1(k)は、第一反響路９１を経由して、第一反響信号d1(k)として、マイクロホン９５に収音される。第二再生信号x2(k)は、第二反響路９２を経由して、第二反響信号d2(k)として、マイクロホン９５に収音される。第一反響信号d1(k)と第二反響信号d2(k)とは、マイクロホン９５に収音される際に混合される。第一適応型模擬反響路１０１は、第一再生信号x1(k)を入力として、入力された第一再生信号x1(k)と第一模擬特性Hm1(k)との畳み込みに相当する演算により、第一模擬反響信号dm1(k)を生成する（Ｓ１０１）。同様に、第二適応型模擬反響路１０２は、第二再生信号x2(k)を入力として、入力された第二再生信号x2(k)と第二模擬特性Hm2(k)との畳み込みに相当する演算により、第二模擬反響信号dm2(k)を生成する（Ｓ１０２）。加算器１０３は、第一模擬反響信号dm1(k)および第二模擬反響信号dm2(k)を入力とし、入力された第一模擬反響信号dm1(k)と第二模擬反響信号dm2(k)とを加算する（Ｓ１０３）。減算器１０４は、第一反響信号d1(k)および第二反響信号d2(k)を含むマイクロホン９５の収音信号y(k)と第一模擬反響信号dm1(k)と第二模擬反響信号dm2(k)を入力とし、収音信号y(k)から第一模擬反響信号dm1(k)および第二模擬反響信号dm2(k)を減算して、誤差信号e(k)を生成する（Ｓ１０４）。なお、誤差信号e(k)はステレオ反響消去装置１００の出力信号でもある。加算器１０３と減算器１０４は、加算器と減算器双方の機能を備える１の演算器にて代替することができる。第一信号電力加重誤差配分手段１０５は、第一再生信号x1(k)と、第二再生信号x2(k)と、誤差信号e(k)とを入力とし、後述の（式５）により第一誤差信号e1(k)を推定する（Ｓ１０５）。同様に、第二信号電力加重誤差配分手段１０６は、第一再生信号x1(k)と、第二再生信号x2(k)と、誤差信号e(k)とを入力とし、後述の（式６）により第二誤差信号e2(k)を推定する（Ｓ１０６）。第一更新手段１０７は、第一模擬特性Hm1(k)と、第一再生信号x1(k)と、第一誤差信号e1(k)とを入力とし、第二更新手段１０８は、第二模擬特性Hm2(k)と、第二再生信号x2(k)と、第二誤差信号e2(k)とを入力とし、離散時間k+1における第一模擬特性Hm1(k+1)、第二模擬特性Hm2(k+1)をそれぞれ   A conventional stereo echo canceller 100 that cancels echoes from two speakers capable of reproducing stereo sound and the like will be described with reference to FIGS. A conventional stereo echo cancellation apparatus 100 includes a first adaptive simulated echo path 101, a second adaptive simulated echo path 102, an adder 103, a subtractor 104, first signal power weighted error distribution means 105, Second signal power weighted error distribution means 106, first update means 107, and second update means 108 are provided. FIG. 1 illustrates the configuration of the stereo echo canceller 100 when the sound collection channel is one channel. When there are a plurality of sound collection channels, the stereo echo cancellation apparatus 100 includes 101 to 108, one set for each microphone. The first adaptive simulated echo path 101 holds a first simulation characteristic Hm1 (k) that simulates a finite-length vector H1 corresponding to the impulse response of the first echo path 91 between the first speaker 93 and the microphone 95. The second adaptive simulated echo path 102 holds a second simulation characteristic Hm2 (k) that simulates a finite-length vector H2 corresponding to the impulse response of the second echo path 92 between the second speaker 94 and the microphone 95. Here, the variable k is used in the following description as a positive value representing discrete time. However, the variable k represents the discrete time in the thinned interval when the input / output signal is frequency divided and each divided frequency band signal is thinned. The first reproduction signal x1 (k) is collected by the microphone 95 as the first echo signal d1 (k) via the first echo path 91. The second reproduction signal x2 (k) is collected by the microphone 95 as the second echo signal d2 (k) via the second echo path 92. The first echo signal d1 (k) and the second echo signal d2 (k) are mixed when picked up by the microphone 95. The first adaptive simulated echo path 101 receives the first reproduction signal x1 (k) as an input and performs an operation corresponding to the convolution of the input first reproduction signal x1 (k) and the first simulation characteristic Hm1 (k). The first simulated echo signal dm1 (k) is generated (S101). Similarly, the second adaptive simulated echo path 102 is equivalent to convolution of the input second reproduction signal x2 (k) and the second simulation characteristic Hm2 (k) with the second reproduction signal x2 (k) as an input. Through the calculation, the second simulated echo signal dm2 (k) is generated (S102). The adder 103 receives the first simulated echo signal dm1 (k) and the second simulated echo signal dm2 (k) as inputs, and inputs the first simulated echo signal dm1 (k) and the second simulated echo signal dm2 (k). Are added (S103). The subtractor 104 collects the sound collection signal y (k), the first simulated echo signal dm1 (k), and the second simulated echo signal of the microphone 95 including the first echo signal d1 (k) and the second echo signal d2 (k). Using dm2 (k) as an input, the first simulated echo signal dm1 (k) and the second simulated echo signal dm2 (k) are subtracted from the collected sound signal y (k) to generate an error signal e (k) ( S104). The error signal e (k) is also an output signal of the stereo echo canceller 100. The adder 103 and the subtracter 104 can be replaced with one arithmetic unit having both functions of an adder and a subtracter. The first signal power weighted error distribution means 105 receives the first reproduction signal x1 (k), the second reproduction signal x2 (k), and the error signal e (k), and inputs the first reproduction signal x1 (k) by (Equation 5) described later. One error signal e1 (k) is estimated (S105). Similarly, the second signal power weighted error distribution means 106 receives the first reproduction signal x1 (k), the second reproduction signal x2 (k), and the error signal e (k) as inputs, and will be described later (Formula 6). ) To estimate the second error signal e2 (k) (S106). The first updating means 107 receives the first simulation characteristic Hm1 (k), the first reproduction signal x1 (k), and the first error signal e1 (k), and the second updating means 108 receives the second simulation. The characteristic Hm2 (k), the second reproduction signal x2 (k), and the second error signal e2 (k) are input, and the first simulation characteristic Hm1 (k + 1) and the second simulation at the discrete time k + 1 Characteristic Hm2 (k + 1)

Figure 2012044609
Figure 2012044609

と更新する（Ｓ１０７、Ｓ１０８）。ここで、X1(k)=[x1(k),x1(k−1),…,x1(k−L＋1)]T、X2(k)=[x2(k),x2(k−1),…,x2(k−L＋1)]Tであり、μは更新量を調整する正の数、||X||はベクトルXのノルム、自然数Lは有限長であるベクトルの長さ、Tはベクトルの転置を表す。以後、離散時間k+1,k+2,…において上述の処理が繰り返される（Ｓ１０９〜）。 (S107, S108). Where X1 (k) = [x1 (k), x1 (k−1),..., X1 (k−L + 1)] T , X2 (k) = [x2 (k), x2 (k−1), …, X2 (k−L + 1)] T , μ is a positive number that adjusts the update amount, || X || is the norm of vector X, natural number L is the length of a vector that is finite, and T is a vector Represents the transpose of. Thereafter, the above-described processing is repeated at discrete times k + 1, k + 2,... (S109-).

第一誤差信号e1(k)および第二誤差信号e2(k)は、それぞれ
e1(k)=d1(k)-dm1(k) （式３）
e2(k)=d2(k)-dm2(k) （式４）
と与えるのが理想であるが、例えマイクロホン９５の収音信号y(k)が反響信号以外の信号を含まなかったとしても，実際に観測できる信号は、d1(k)とd2(k)の混合信号であるy(k)=d1(k)+d2(k)であり、d1(k)とd2(k)を個別に観測することができず、（式３）、（式４）に基づき、第一誤差信号e1(k)、第二誤差信号e2(k)を直接的に計算することはできない。そこで、前述の第一信号電力加重誤差配分手段１０５および第二信号電力加重誤差配分手段１０６は、観測可能な観測誤差信号e(k)=y(k)−[dm1(k)+dm2(k)]から、e1(k)、e2(k)の推定値を求める。具体的には、第一信号電力加重誤差配分手段１０５および第二信号電力加重誤差配分手段１０６は、e1(k)、e2(k)の推定値をそれぞれ、 The first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k) are respectively
e1 (k) = d1 (k) -dm1 (k) (Formula 3)
e2 (k) = d2 (k) -dm2 (k) (Formula 4)
Ideally, even if the collected sound signal y (k) of the microphone 95 does not include a signal other than the echo signal, the signals that can actually be observed are d1 (k) and d2 (k). It is y (k) = d1 (k) + d2 (k) which is a mixed signal, and d1 (k) and d2 (k) cannot be observed individually, and (Equation 3) and (Equation 4) Based on this, the first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k) cannot be directly calculated. Therefore, the first signal power weighted error distribution means 105 and the second signal power weighted error distribution means 106 described above can observe the observation error signal e (k) = y (k) − [dm1 (k) + dm2 (k )], The estimated values of e1 (k) and e2 (k) are obtained. Specifically, the first signal power weighted error distribution means 105 and the second signal power weighted error distribution means 106 respectively calculate the estimated values of e1 (k) and e2 (k), respectively.

Figure 2012044609
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として演算する。これは、第一再生信号x1(k)および第二再生信号x2(k)の電力に相当する量により重み付けを行い、e(k)をe1(k)、e2(k)に配分していることに相当する。ここで、分母の||X1(k)||2+||X2(k)||2に、零除算防止を目的とした小さい正の実数を加えることもできる。なお、このような特性更新は、特許文献１記載の方式における２チャンネルの場合の特性更新と等価である。 Calculate as This is weighted by an amount corresponding to the power of the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k), and e (k) is distributed to e1 (k) and e2 (k). It corresponds to that. Here, a small positive real number for the purpose of preventing division by zero can be added to || X1 (k) || 2 + || X2 (k) || 2 in the denominator. Note that such characteristic update is equivalent to characteristic update in the case of two channels in the method described in Patent Document 1.

特開昭６１−０７２４２０号公報JP-A 61-0742420

従来技術において（式５）（式６）により与えられる第一誤差信号e1(k)、第二誤差信号e2(k)は、誤差信号の振幅値の分布がガウス分布に従うものと仮定したとき最適な推定値であると統計学的に解釈できる。しかし、音声信号に基づく反響信号より得られる誤差信号の振幅値の分布はガウス分布よりも０近傍に鋭いピークを持つ優ガウス的な分布を取る場合が多い。このため、e1(k)、e2(k)の推定値を求める際に、e1(k)、e2(k)が優ガウス分布に従うものとして推定値を求めることが出来れば、e1(k)、e2(k)の推定精度が高くなると考えられる。言い換えればe1(k)、e2(k)の推定値の精度の向上は、推定値を与えるときに仮定した誤差信号の統計モデルと、実際の誤差信号の振る舞いが近似しているほど顕著となる。e1(k)、e2(k)の推定精度が高くなれば、第一模擬特性Hm1(k)および第二模擬特性Hm2(k)の模擬精度も向上し、その結果として、反響消去の性能が向上する。しかしながら、そもそも第一再生信号x1(k)と第二再生信号x2(k)には、共通の音源から得られたものである場合など強く固定の相互相関が存在している場合が多い。従って、この場合には第一誤差信号e1(k)と第二誤差信号e2(k)にも強い相互相関が存在する。従来、信号の統計モデルに着目して信号を分離するアプローチは、ステレオ反響消去の問題のように互いに相互相関の強い信号の分離には適さないと考えられていたが、理論的な前提との乖離がある場合の実用上の効果の有無については、これまで十分な議論がなされておらず、統計学的な視点からこの問題に取組むことの意義はまだ残されている。本発明は、ステレオ反響消去装置の反響消去性能を向上させることを目的とする。   In the prior art, the first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k) given by (Equation 5) and (Equation 6) are optimal when it is assumed that the distribution of amplitude values of the error signal follows a Gaussian distribution. It can be statistically interpreted as a good estimate. However, the distribution of the amplitude value of the error signal obtained from the echo signal based on the voice signal often takes a dominant Gaussian distribution having a sharper peak near 0 than the Gaussian distribution. Therefore, when obtaining the estimated values of e1 (k) and e2 (k), if e1 (k) and e2 (k) can be estimated as if they follow a Gaussian distribution, e1 (k), It is considered that the estimation accuracy of e2 (k) becomes high. In other words, the improvement in accuracy of the estimated values of e1 (k) and e2 (k) becomes more prominent as the statistical model of the error signal assumed when the estimated value is given approximates the behavior of the actual error signal. . If the estimation accuracy of e1 (k) and e2 (k) increases, the simulation accuracy of the first simulation characteristic Hm1 (k) and the second simulation characteristic Hm2 (k) also improves, and as a result, the performance of echo cancellation is improved. improves. However, in the first place, there are many cases where the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k) have a strongly fixed cross-correlation, for example, when they are obtained from a common sound source. Therefore, in this case, the first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k) also have a strong cross-correlation. Traditionally, the approach of separating signals by focusing on a statistical model of the signal was thought to be unsuitable for separating signals with strong cross-correlation, such as the problem of stereo echo cancellation. Whether there is a practical effect when there is a divergence has not been discussed enough so far, it is still meaningful to tackle this problem from a statistical point of view. An object of the present invention is to improve the echo canceling performance of a stereo echo canceling apparatus.

本発明のステレオ反響消去装置は、第一適応型模擬反響路と、第二適応型模擬反響路と、加算器と、減算器と、第一優ガウスモデル誤差配分手段と、第二優ガウスモデル誤差配分手段と、第一更新手段と、第二更新手段とを備える。第一適応型模擬反響路は、第一反響路H1の模擬特性Hm1(k)を有し、第一再生信号x1(k)を入力とし、第一反響信号d1(k)を模擬する第一反響模擬信号dm1(k)を生成する。第二適応型模擬反響路は、第二反響路H2の模擬特性Hm2(k)を有し、第二再生信号x2(k)を入力とし、第二反響信号d2(k)を模擬する第二反響模擬信号dm2(k)を生成する。加算器は、第一反響模擬信号dm1(k)と、第二反響模擬信号dm2(k)とを加算する。減算器は、加算ステップにより加算された信号dm1(k)+dm2(k)と、全ての収音信号y(k)とを入力とし、全ての収音信号y(k)から加算された信号dm1(k)+dm2(k)を減算して誤差信号e(k)を生成する。第一優ガウスモデル誤差配分手段は、誤差信号e(k)を入力とし、e1(k)とe2(k)の事前確率分布が優ガウス分布であるとして得られるe1(k)の事後確率分布を用いて第一誤差信号e1(k)を推定する。第二優ガウスモデル誤差配分手段は、誤差信号e(k)を入力とし、e1(k)とe2(k)の事前確率分布を優ガウス分布として得られるe2(k)の事後確率分布を用いて第二誤差信号e2(k)を推定する。第一誤差信号e1(k)、第二誤差信号e2(k)のいずれかは、誤差信号e(k)から既に推定された他方（第一誤差信号e1(k)、第二誤差信号e2(k)のいずれか）を差し引くことにより、例えば、e2(k)=e(k)-e1(k)のように、生成してもよい。第一更新手段は、第一模擬特性Hm1(k)と、第一再生信号x1(k)と、第一誤差信号e1(k)とを入力とし、離散時間kにおける第一模擬特性Hm1(k)を離散時間k+1における第一模擬特性Hm1(k+1)に更新する。第二更新手段は、第二模擬特性Hm2(k)と、第二再生信号x2(k)と、第二誤差信号e2(k)とを入力とし、離散時間kにおける第二模擬特性Hm2(k)を離散時間k+1における第二模擬特性Hm2(k+1)に更新する。   The stereo echo cancellation apparatus of the present invention includes a first adaptive simulated echo path, a second adaptive simulated echo path, an adder, a subtractor, a first dominant Gaussian model error distribution means, and a second dominant Gaussian model. An error distribution unit, a first update unit, and a second update unit are provided. The first adaptive simulated echo path has a simulation characteristic Hm1 (k) of the first echo path H1, and the first reproduction signal x1 (k) is input to simulate the first echo signal d1 (k). A reverberation simulation signal dm1 (k) is generated. The second adaptive simulated echo path has a simulation characteristic Hm2 (k) of the second echo path H2, and the second reproduction signal x2 (k) is used as an input to simulate the second echo signal d2 (k). A reverberation simulation signal dm2 (k) is generated. The adder adds the first echo simulation signal dm1 (k) and the second echo simulation signal dm2 (k). The subtractor receives the signal dm1 (k) + dm2 (k) added in the addition step and all the collected sound signals y (k) as input, and the signal added from all the collected sound signals y (k) An error signal e (k) is generated by subtracting dm1 (k) + dm2 (k). The first dominant Gaussian model error distribution means takes the error signal e (k) as input, and the posterior probability distribution of e1 (k) obtained as the prior probability distribution of e1 (k) and e2 (k) is the dominant Gaussian distribution. Is used to estimate the first error signal e1 (k). The second dominant Gaussian model error distribution means uses the posterior probability distribution of e2 (k), which takes the error signal e (k) as input and obtains the prior probability distribution of e1 (k) and e2 (k) as the dominant Gaussian distribution. To estimate the second error signal e2 (k). One of the first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k) is the other already estimated from the error signal e (k) (first error signal e1 (k), second error signal e2 ( For example, e2 (k) = e (k) −e1 (k) may be generated by subtracting any one of k). The first update means receives the first simulation characteristic Hm1 (k), the first reproduction signal x1 (k), and the first error signal e1 (k) as inputs, and the first simulation characteristic Hm1 (k ) Is updated to the first simulated characteristic Hm1 (k + 1) at the discrete time k + 1. The second update means receives the second simulated characteristic Hm2 (k), the second reproduction signal x2 (k), and the second error signal e2 (k) as inputs, and the second simulated characteristic Hm2 (k ) Is updated to the second simulation characteristic Hm2 (k + 1) at the discrete time k + 1.

本発明のステレオ反響消去装置によれば、観測誤差信号をe(k)とし、混合して観測される第一誤差信号をe1(k)、第二誤差信号をe2(k)としたときの第一誤差信号e1(k)がとる値の事後確率P(e1(k)|e(k))の分布を計算する際、第一誤差信号e1(k)および第二誤差信号e2(k)の事前確率分布が優ガウス分布に従うものとして推定することにより、第一誤差信号と第二誤差信号の推定精度が向上するため、第一模擬特性Hm1(k)および第二模擬特性Hm2(k)の模擬精度が向上し、音声通話時の反響消去の性能を高めることができる。   According to the stereo echo cancellation apparatus of the present invention, the observation error signal is e (k), the first error signal observed by mixing is e1 (k), and the second error signal is e2 (k). When calculating the distribution of the posterior probability P (e1 (k) | e (k)) of the value taken by the first error signal e1 (k), the first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k) The estimation accuracy of the first error signal and the second error signal is improved by estimating the prior probability distribution of the first Gaussian distribution as the first probability characteristic Hm1 (k) and the second simulation characteristic Hm2 (k). This improves the simulation accuracy and improves the performance of echo cancellation during a voice call.

従来のステレオ反響消去装置の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of the conventional stereo echo cancellation apparatus. 従来のステレオ反響消去装置の動作例を示すフローチャート。The flowchart which shows the operation example of the conventional stereo echo cancellation apparatus. 本発明の実施例１に係るステレオ反響消去装置の構成例を示すブロック図。1 is a block diagram showing a configuration example of a stereo echo cancellation apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. 本発明の実施例１に係るステレオ反響消去装置の動作例を示すフローチャート。The flowchart which shows the operation example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 1 of this invention. 本発明の実施例１の変形例１に係るステレオ反響消去装置の動作例を示すフローチャート。The flowchart which shows the operation example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on the modification 1 of Example 1 of this invention. 本発明の実施例１の変形例２に係るステレオ反響消去装置の動作例を示すフローチャート。The flowchart which shows the operation example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on the modification 2 of Example 1 of this invention. 本発明の実施例１の変形例３に係るステレオ反響消去装置の動作例を示すフローチャート。The flowchart which shows the operation example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on the modification 3 of Example 1 of this invention. 本発明の実施例２に係るステレオ反響消去装置の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 2 of this invention. 本発明の実施例２に係るステレオ反響消去装置の動作例を示すフローチャート。The flowchart which shows the operation example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 2 of this invention. 本発明の実施例３に係るステレオ反響消去装置の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 3 of this invention. 本発明の実施例３に係るステレオ反響消去装置の動作例を示すフローチャート。The flowchart which shows the operation example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 3 of this invention. 本発明の実施例４に係るステレオ反響消去装置の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 4 of this invention. 本発明の実施例４に係るステレオ反響消去装置の動作例を示すフローチャート。The flowchart which shows the operation example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 4 of this invention. 本発明の実施例５に係るステレオ反響消去装置の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 5 of this invention. 本発明の実施例５に係るステレオ反響消去装置の動作例を示すフローチャート。The flowchart which shows the operation example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 5 of this invention. 本発明の実施例６に係るステレオ反響消去装置の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 6 of this invention. 本発明の実施例６に係るステレオ反響消去装置の動作例を示すフローチャート。The flowchart which shows the operation example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 6 of this invention. 本発明の実施例７に係るステレオ反響消去装置の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 7 of this invention. 本発明の実施例７に係るステレオ反響消去装置の動作例を示すフローチャート。The flowchart which shows the operation example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 7 of this invention. 本発明の実施例８に係るステレオ反響消去装置の構成例を示すブロック図。The block diagram which shows the structural example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 8 of this invention. 本発明の実施例８に係るステレオ反響消去装置の動作例を示すフローチャート。The flowchart which shows the operation example of the stereo echo cancellation apparatus which concerns on Example 8 of this invention. 従来のステレオ反響消去装置の収束特性と本発明の実施例１の変形例３におけるステレオ反響消去装置の収束特性を比較して示す図。The figure which compares and shows the convergence characteristic of the conventional stereo echo cancellation apparatus and the convergence characteristic of the stereo echo cancellation apparatus in the modification 3 of Example 1 of this invention. 従来のステレオ反響消去装置の収束特性と本発明の実施例１の変形例３と実施例２とを組み合わせたステレオ反響消去装置の収束特性を比較して示す図。The figure which compares and shows the convergence characteristic of the conventional stereo echo cancellation apparatus, and the convergence characteristic of the stereo echo cancellation apparatus which combined the modification 3 and Example 2 of Example 1 of this invention.

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。なお、同じ機能を有する構成部には同じ番号を付し、重複説明を省略する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail. In addition, the same number is attached | subjected to the structure part which has the same function, and duplication description is abbreviate | omitted.

以下、図３、４を参照して本発明の実施例１に係るステレオ反響消去装置２００について説明する。図３は、本発明の実施例１に係るステレオ反響消去装置２００の構成例を示すブロック図である。図４は、本発明の実施例１に係るステレオ反響消去装置２００の動作例を示すフローチャートである。本発明の実施例１にかかるステレオ反響消去装置２００は、第一適応型模擬反響路１０１と、第二適応型模擬反響路１０２と、加算器１０３と、減算器１０４と、第一優ガウスモデル誤差配分手段２０５と、第二優ガウスモデル誤差配分手段２０６と、第一更新手段１０７と、第二更新手段１０８とを備える。第一適応型模擬反響路１０１、第二適応型模擬反響路１０２、加算器１０３、減算器１０４、第一更新手段１０７、第二更新手段１０８は図１に示す従来のステレオ反響消去装置１００のそれらと同一の機能を有しているため説明を割愛し、第一優ガウスモデル誤差配分手段２０５と、第二優ガウスモデル誤差配分手段２０６のみを詳細に説明する。第一優ガウスモデル誤差配分手段２０５は、事後確率分布における最頻値から第一誤差信号e1(k)を推定することを特徴とする。   Hereinafter, a stereo echo canceling apparatus 200 according to Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of the stereo echo cancellation apparatus 200 according to the first embodiment of the present invention. FIG. 4 is a flowchart showing an operation example of the stereo echo cancellation apparatus 200 according to the first embodiment of the present invention. The stereo echo cancellation apparatus 200 according to the first embodiment of the present invention includes a first adaptive simulated echo path 101, a second adaptive simulated echo path 102, an adder 103, a subtractor 104, and a first dominant Gaussian model. An error distribution unit 205, a second superior Gaussian model error distribution unit 206, a first update unit 107, and a second update unit 108 are provided. The first adaptive simulated echo path 101, the second adaptive simulated echo path 102, the adder 103, the subtractor 104, the first update means 107, and the second update means 108 are the same as those of the conventional stereo echo cancellation apparatus 100 shown in FIG. Since they have the same functions as those, description thereof will be omitted, and only the first dominant Gaussian model error distribution unit 205 and the second dominant Gaussian model error distribution unit 206 will be described in detail. The first dominant Gaussian model error distribution means 205 is characterized in that the first error signal e1 (k) is estimated from the mode value in the posterior probability distribution.

第一誤差信号e1(k)、第二誤差信号e2(k)が、音声信号等の優ガウス的な振幅分布に従うものとしたとき、それらの和信号である観測誤差信号e(k)（=e1(k)+e2(k)）が観測されたとき、e1(k),e2(k)がとる値の事後確率をP(e1,e2|e)とすると、ベイズの公式より、   When the first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k) follow a dominant Gaussian amplitude distribution such as a speech signal, the observation error signal e (k) (= When e1 (k) + e2 (k)) is observed, assuming that the posterior probability of the value taken by e1 (k), e2 (k) is P (e1, e2 | e), from the Bayes formula,

Figure 2012044609
Figure 2012044609

なる関係が得られる。ここで、離散時間kの表記は省略した。なお、離散時間kについては数式を分かりやすく表現するため今後も適宜省略するものとする。また、e=e1+e2より、P(e-e1-e2)=P(0)=1とした。事前確率P(e1)、P(e2)は、それぞれ優ガウス的な確率分布に従うとして、 The following relationship is obtained. Here, the notation of discrete time k is omitted. It should be noted that the discrete time k will be appropriately omitted in the future in order to express mathematical expressions in an easy-to-understand manner. From e = e1 + e2, P (e-e1-e2) = P (0) = 1. Prior probabilities P (e1) and P (e2) follow a Gaussian probability distribution, respectively.

Figure 2012044609
Figure 2012044609

と与える。ここで、p=2、q=2と置けば、e1,e2ともにそれらの振幅値の分布がガウス分布に従うことに相当する。本発明では、0<p<2、0<q<2の範囲で、p、qを選定することにより、優ガウス分布を仮定する。ここで、e=e1+e2なる関係があるため、e1、e2のどちらか一方の推定値が確定すれば、他方の推定値も必然的に与えられる。そこで、まず、e1について、上記の優ガウス分布モデルにおいて最適な推定値を導出することを考える。（式７）において、P(e1,e2|e)=P(e1|e)=P(e2|e)であることに注意すると、（式８）、（式９）を用いて、 And give. Here, setting p = 2 and q = 2 corresponds to the distribution of amplitude values of e1 and e2 following a Gaussian distribution. In the present invention, a Gaussian distribution is assumed by selecting p and q in the range of 0 <p <2 and 0 <q <2. Here, since there is a relationship of e = e1 + e2, if one of the estimated values of e1 and e2 is determined, the other estimated value is inevitably given. Therefore, first, let us consider deriving an optimum estimated value for e1 in the above-described superior Gaussian distribution model. Note that in (Expression 7), P (e1, e2 | e) = P (e1 | e) = P (e2 | e), using (Expression 8) and (Expression 9),

Figure 2012044609
Figure 2012044609

なる関係が得られる。（式１０）は、eが観測されたという条件のもと、e1の値が取り得る確率を表す。適切なe1の推定値を得るために、実施例１では、事後確率P(e1|e)の分布における最頻値として与えられる値をe1の推定値とする。事後確率P(e1|e)の分布における最頻値を求めることは、（式１０）の最大値を与えるe1を求めることに相当する。これは、（式１０）の対数を取ることで、 The following relationship is obtained. (Equation 10) represents the probability that the value of e1 can take under the condition that e is observed. In order to obtain an appropriate estimated value of e1, in the first embodiment, a value given as a mode value in the distribution of the posterior probability P (e1 | e) is set as an estimated value of e1. Obtaining the mode value in the distribution of the posterior probability P (e1 | e) corresponds to obtaining e1 giving the maximum value of (Equation 10). This is by taking the logarithm of (Equation 10),

Figure 2012044609
Figure 2012044609

の最大値を与えるe1を求めることと等価である。
対象とする音声信号の振幅値のヒストグラムを事前に測定することにより、振幅値の分布形状に相応しいp,qの値を予め設定することで、f(e1)のe1についての微分f'(e1)=0を与えるe1の値として、（式１１）の最大値を与えるe1（すなわち最頻値）を、解析的または数値演算的に計算できる。なお、e2については、e2=e-e1と計算できる。例えば、p=q=1の場合、a1>a2のときは、e1=e（すなわちe2=0）。a1<a2のときは、e1=0(すなわちe2=e）が最頻値に基づく推定値となる。従って、本発明の実施例１にかかるステレオ反響消去装置２００の第一優ガウスモデル誤差配分手段２０５は、誤差信号e(k)を入力とし、0<p<2、0<q<2を満たすように予め定めたpとq、および予め定めたa1とa2により（式１１）の最大値を求め、この最大値を最頻値としてe1を推定する（Ｓ２０５ａ）。第二優ガウスモデル誤差配分手段２０６は、誤差信号e(k)と、ステップ２０５ａで求められた第一誤差信号e1(k)とを入力とし、e(k)からe1(k)を減算して第二誤差信号e2(k)を計算する（Ｓ２０６）。 Is equivalent to finding e1 giving the maximum value of.
By measuring in advance the histogram of the amplitude value of the target audio signal, the values of p and q corresponding to the distribution shape of the amplitude value are set in advance, so that the derivative f ′ (e1 As the value of e1 that gives) = 0, e1 (that is, the mode) that gives the maximum value of (Equation 11) can be calculated analytically or numerically. Note that e2 can be calculated as e2 = e−e1. For example, when p = q = 1, when a1> a2, e1 = e (that is, e2 = 0). When a1 <a2, e1 = 0 (that is, e2 = e) is an estimated value based on the mode value. Therefore, the first dominant Gaussian model error distribution unit 205 of the stereo echo cancellation apparatus 200 according to the first embodiment of the present invention receives the error signal e (k) and satisfies 0 <p <2, 0 <q <2. Thus, the maximum value of (Equation 11) is obtained from p and q determined in advance and a1 and a2 determined in advance, and e1 is estimated using this maximum value as the mode value (S205a). The second dominant Gaussian model error distribution means 206 receives the error signal e (k) and the first error signal e1 (k) obtained in step 205a, and subtracts e1 (k) from e (k). The second error signal e2 (k) is calculated (S206).

［変形例１］
次に図３、図５を参照して本発明の実施例１の変形例１に係るステレオ反響消去装置２００’について説明する。実施例１と変形例１とでは、第一優ガウスモデル誤差配分手段が行う計算のみが異なるため、変形例１の構成例を示すブロック図として図３のブロック図を流用し、第一優ガウスモデル誤差配分手段２０５’として説明を進める。図５は、変形例１に係るステレオ反響消去装置２００’の動作例を示すフローチャートである。変形例１は第一優ガウスモデル誤差配分手段２０５’が事後確率P(e1|e)の分布における期待値からe1を推定することを特徴とする。 [Modification 1]
Next, with reference to FIGS. 3 and 5, a stereo echo canceling apparatus 200 ′ according to Modification 1 of Embodiment 1 of the present invention will be described. Since the calculation performed by the first dominant Gaussian model error distribution unit is different between the first embodiment and the first modification, the block diagram of FIG. 3 is used as a block diagram illustrating a configuration example of the first modification, and the first superior Gaussian is used. The description proceeds as model error distribution means 205 ′. FIG. 5 is a flowchart showing an operation example of the stereo echo cancellation apparatus 200 ′ according to the first modification. The first modification is characterized in that the first dominant Gaussian model error distribution unit 205 ′ estimates e1 from the expected value in the distribution of the posterior probability P (e1 | e).

事後確率P(e1|e)の分布における期待値を求めることは、（式１０）に基づき、   Obtaining the expected value in the distribution of the posterior probability P (e1 | e) is based on (Equation 10):

Figure 2012044609
Figure 2012044609

を解析的または数値演算的に計算することに相当する。ここで得られたE[e1]がe1の推定値となる。例えば、p=q=1においては、解析的に、 Is calculated analytically or numerically. E [e1] obtained here is an estimated value of e1. For example, at p = q = 1, analytically,

Figure 2012044609
Figure 2012044609

と求めることができる。また、このときのe2=e-e1と計算できる。従って、第一優ガウスモデル誤差配分手段２０５’は、誤差信号e(k)を入力とし、0<p<2、0<q<2を満たすように予め定めたpとq、および予め定めたa1とa2により（式１２）を解析的または数値演算的に計算して、得られたE[e1]をe1の推定値とする（Ｓ２０５ｂ）。 It can be asked. Moreover, it can be calculated as e2 = e−e1 at this time. Therefore, the first dominant Gaussian model error distribution means 205 ′ receives the error signal e (k) as an input, and p and q predetermined to satisfy 0 <p <2, 0 <q <2, and a predetermined value. (Equation 12) is calculated analytically or numerically by a1 and a2, and the obtained E [e1] is set as an estimated value of e1 (S205b).

［変形例２］
次に図３、図６を参照して本発明の実施例１の変形例２に係るステレオ反響消去装置２００’’について説明する。実施例１と変形例２とでは、第一優ガウスモデル誤差配分手段が行う計算のみが異なるため、変形例２の構成例を示すブロック図として図３のブロック図を流用し、第一優ガウスモデル誤差配分手段２０５’’として説明を進める。図６は、変形例１に係るステレオ反響消去装置２００’’の動作例を示すフローチャートである。変形例２は第一優ガウスモデル誤差配分手段２０５’’が事後確率P(e1|e)の分布における中央値からe1を推定することを特徴とする。 [Modification 2]
Next, a stereo echo canceling apparatus 200 ″ according to a second modification of the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In the first embodiment and the second modification, only the calculation performed by the first dominant Gaussian model error distribution means is different. Therefore, the block diagram of FIG. The description proceeds as model error distribution means 205 ''. FIG. 6 is a flowchart showing an operation example of the stereo echo cancellation apparatus 200 ″ according to the first modification. The modification 2 is characterized in that the first dominant Gaussian model error distribution means 205 ″ estimates e1 from the median value in the distribution of the posterior probability P (e1 | e).

事後確率P(e1|e)の分布における中央値を求めることは、（式１０）に基づき、   Obtaining the median in the distribution of the posterior probability P (e1 | e) is based on (Equation 10):

Figure 2012044609
Figure 2012044609

を満足するαの値を求めることに相当するため、αの値を解析的または数値演算的に求め、αをe1の推定値とする。
例えば、p=q=1においては、解析的に、 Is obtained analytically or numerically, and α is an estimated value of e1.
For example, at p = q = 1, analytically,

Figure 2012044609
Figure 2012044609

と求めることができる。また、このときのe2=e-e1と計算できる。従って、第一優ガウスモデル誤差配分手段２０５’’は、誤差信号e(k)を入力とし、0<p<2、0<q<2を満たすように予め定めたpとq、および予め定めたa1とa2により（式１５）を満足するαの値を解析的または数値演算的に計算して、得られたαをe1の推定値とする（Ｓ２０５ｃ）。 It can be asked. Moreover, it can be calculated as e2 = e−e1 at this time. Therefore, the first dominant Gaussian model error distribution unit 205 '' receives the error signal e (k) as an input, p and q predetermined to satisfy 0 <p <2, 0 <q <2, and a predetermined value. Then, the value of α satisfying (Equation 15) is calculated analytically or numerically by a1 and a2, and the obtained α is set as the estimated value of e1 (S205c).

［変形例３］
次に図３、図７を参照して本発明の実施例１の変形例３に係るステレオ反響消去装置２００’’’について説明する。実施例１と変形例３とでは、第一優ガウスモデル誤差配分手段が行う計算のみが異なるため、変形例３の構成例を示すブロック図として図３のブロック図を流用し、第一優ガウスモデル誤差配分手段２０５’’’として説明を進める。図７は、変形例３に係るステレオ反響消去装置２００’’’の動作例を示すフローチャートである。変形例３では第一優ガウスモデル誤差配分手段２０５’’’が第一再生信号x1(k)と第二再生信号x2(k)との相互相関に基づいて、事後確率P(e1|e)の分布における最頻値、期待値、中央値のいずれか一つを選択して第一誤差信号e1(k)の推定値とすることを特徴とする。 [Modification 3]
Next, with reference to FIG. 3 and FIG. 7, a stereo echo canceling apparatus 200 ′ ″ according to Modification 3 of Embodiment 1 of the present invention will be described. Since the calculation performed by the first dominant Gaussian model error distribution unit is different between the first embodiment and the third modification, the block diagram of FIG. 3 is used as a block diagram illustrating a configuration example of the third modification, and the first superior Gaussian is used. The description proceeds as the model error distribution means 205 ′ ″. FIG. 7 is a flowchart showing an operation example of the stereo echo cancellation apparatus 200 ′ ″ according to the third modification. In the third modification, the first dominant Gaussian model error distribution means 205 ′ ″ uses the posterior probability P (e1 | e) based on the cross-correlation between the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k). One of a mode value, an expected value, and a median value in the distribution is selected as an estimated value of the first error signal e1 (k).

事後確率P(e1|e)の分布における最頻値として与えられるe1の値（便宜上e1Aと置く）と、期待値として与えられるe1の値（便宜上e1Bと置く）、中央値として与えられるe1の値（便宜上e1Cと置く）は、一般にそれぞれ異なる。e1Aの値は、e1B、e1Cの値と比較し、少ない演算量で計算できる利点がある一方、実際の信号と事前に与える統計モデルとの差異が大きい場合等での推定誤りが顕著となる欠点もある。例えば、再生信号x1とx2の相互相関が高く、e1とe2の独立性が低い場合、e1Aの推定誤りがe1B、e1Cと比べて顕著となる。そこで、再生信号x1とx2の相互相関等を計算することで、e1とe2の独立性を評価し、独立性が高い（例えば再生信号x1とx2の相互相関が低い）場合に、e1Aを推定値として採用し、独立性が低い（例えば再生信号x1とx2の相互相関が高い）場合に、e1Bまたはe1Cを推定値として採用することで、演算量と推定精度の両面からより適切な推定値を選定する。従って、第一優ガウスモデル誤差配分手段２０５’’’は、第一再生信号x1(k)と第二再生信号x2(k)との相互相関に基づいて、相互相関の大きさが小さい場合は、事後確率P(e1|e)の分布における最頻値を選択し、相互相関の値が大きくなるに従い、中央値、期待値の順に切り替えて選択して前記第一誤差信号e1(k)の推定値とする（Ｓ２０５ｄ）
このように、実施例１、変形例１、変形例２、変形例３では事後確率P(e1|e)の分布から、第一誤差信号e1(k)を求める具体的な方法を例示したが、本発明ではこれに限られず事後確率P(e1|e)の分布から他の任意の統計学的手法により、第一誤差信号e1(k)を推定することが可能である。 The value of e1 given as the mode in the distribution of the posterior probability P (e1 | e) (put e1A for convenience), the value of e1 given as the expected value (put e1B for convenience), and e1 given as the median The values (denoted e1C for convenience) are generally different. Compared with e1B and e1C values, e1A value has the advantage of being able to calculate with a small amount of computation, but it has the disadvantage that the estimation error becomes significant when there is a large difference between the actual signal and the statistical model given in advance. There is also. For example, when the cross-correlation between the reproduced signals x1 and x2 is high and the independence between e1 and e2 is low, the estimation error of e1A becomes more significant than e1B and e1C. Therefore, by calculating the cross-correlation between the reproduced signals x1 and x2, the independence of e1 and e2 is evaluated, and e1A is estimated when the independence is high (for example, the cross-correlation between the reproduced signals x1 and x2 is low). By adopting e1B or e1C as an estimated value when the independence is low (for example, the cross-correlation between the reproduced signals x1 and x2 is high), an estimated value that is more appropriate in terms of both computational complexity and estimation accuracy Is selected. Therefore, the first dominant Gaussian model error distribution unit 205 ′ ″ is based on the cross-correlation between the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k), and the case where the magnitude of the cross-correlation is small. The mode value in the distribution of the posterior probability P (e1 | e) is selected, and as the value of the cross-correlation increases, the median value and the expected value are switched in this order to select the first error signal e1 (k) Estimated value (S205d)
As described above, the first embodiment, the first modification, the second modification, and the third modification exemplify specific methods for obtaining the first error signal e1 (k) from the distribution of the posterior probability P (e1 | e). In the present invention, the present invention is not limited to this, and the first error signal e1 (k) can be estimated from the distribution of the posterior probability P (e1 | e) by any other statistical method.

＜パラメータa1、a2の与え方＞
次に、前述の（式１０）などにおけるパラメータa1,a2の求め方について説明する。（式１０）において、パラメータa1,a2の値は、事前に固定値を与えてもよいが、以下のように、第一再生信号x1(k)および第二再生信号x2(k)、第一模擬反響信号dm1(k)および第二模擬反響信号dm2(k)、観測誤差信号e(k)のうちの少なくともいずれかの値に基づき、遂次計算してもよい。
第一再生信号x1(k)および第二再生信号x2(k)に基づく計算方法としては、 <How to give parameters a1 and a2>
Next, how to obtain the parameters a1 and a2 in the above (Equation 10) will be described. In (Equation 10), the values of the parameters a1 and a2 may be given fixed values in advance, but the first reproduction signal x1 (k), the second reproduction signal x2 (k), the first The calculation may be performed sequentially based on at least one of the simulated echo signal dm1 (k), the second simulated echo signal dm2 (k), and the observation error signal e (k).
As a calculation method based on the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k),

Figure 2012044609
Figure 2012044609

のように再生信号ベクトルのノルムを用いることができる。ここで、β1、β2は、正の定数としてあらかじめ与える調整係数である。
また、 As described above, the norm of the reproduction signal vector can be used. Here, β1 and β2 are adjustment coefficients given in advance as positive constants.
Also,

Figure 2012044609
Figure 2012044609

としてもよい。
第一模擬反響信号dm1(k)および第二模擬反響信号dm2(k)に基づく計算方法としては、
a1=γ1×|dm1(k)|p （式２２）
a2=γ2×|dm2(k)|q （式２３）
とするほか、
a1=γ1×smooth(|dm1(k)|p) （式２４）
a2=γ2×smooth(|dm2(k)|q) （式２５）
のように、短時間平均を実行するsmooth関数を適用してもよい。ここで、γ1、γ2は、正の定数としてあらかじめ与える調整係数である。 It is good.
As a calculation method based on the first simulated echo signal dm1 (k) and the second simulated echo signal dm2 (k),
a1 = γ1 × | dm1 (k) | p (Formula 22)
a2 = γ2 × | dm2 (k) | q (Formula 23)
And
a1 = γ1 × smooth (| dm1 (k) | p ) (Formula 24)
a2 = γ2 × smooth (| dm2 (k) | q ) (Formula 25)
As shown, a smooth function that performs short-time averaging may be applied. Here, γ1 and γ2 are adjustment coefficients given in advance as positive constants.

さらに、上記をまとめて組合せることで、   Furthermore, by combining the above together,

Figure 2012044609
Figure 2012044609

としてもよい。ここで、調整係数のβ3、β5、γ3、γ5のうち、少なくとも１つは正の値をとり、残りの値は零を選ぶことができる。（式２６）において１つの調整係数のみ正の値を与え、残り３つの調整係数を零とした場合は、（式１８）、（式２０）、（式２２）、（式２４）のいずれかの計算結果と等価であり、他方、複数の調整係数を非零にすることで、任意の複数の要素を任意の配分で組合せたりすることも可能である。また、β4、β6、γ4、γ6についても同様であるが、β3=0の場合はβ4=0、β5=0の場合はβ6=0、γ3=0の場合はγ4=0、γ5=0の場合はγ6=0とする。ゼロの係数が乗じられる要素については、その計算を省略することができる。 It is good. Here, at least one of the adjustment coefficients β3, β5, γ3, and γ5 takes a positive value, and the remaining values can be selected as zero. When only one adjustment coefficient is given a positive value and the remaining three adjustment coefficients are set to zero in (Expression 26), one of (Expression 18), (Expression 20), (Expression 22), and (Expression 24) On the other hand, it is also possible to combine any plurality of elements with any distribution by making the plurality of adjustment coefficients non-zero. The same applies to β4, β6, γ4, and γ6, but when β3 = 0, β4 = 0, when β5 = 0, β6 = 0, when γ3 = 0, γ4 = 0, and γ5 = 0. In this case, γ6 = 0. For elements that are multiplied by a zero coefficient, the calculation can be omitted.

観測誤差信号e(k)の大きさを考慮して、（式１８）から（式２５）の計算を含む一般化された計算式である（式２６）、（式２７）について、（式２６）により得られたa1の値をa1'、（式２７）により得られたa2の値をa2'として、   In consideration of the magnitude of the observation error signal e (k), (Formula 26) and (Formula 27), which are generalized formulas including the calculations of (Formula 18) to (Formula 25), ), The value of a1 obtained by (1) is a1 ′, the value of a2 obtained by (Equation 27) is a2 ′,

Figure 2012044609
Figure 2012044609

とパラメータを計算してもよい。 And parameters may be calculated.

なお、理想的なa1、a2が、
a1=p×E[|e1|p] （式３２）
a2=q×E[|e2|q] （式３３）
に相当することから、調整係数β1〜β8、γ1〜γ6の値は、p=qの場合は、β1=β2、β3=β4、β5=β6、β7=β8、γ1=γ2、γ3=γ4、γ5=γ6とすべきであり、p≠qの場合は、β1=β2×(p/q)、β3=β4×(p/q)、β5=β6×(p/q)、β7=β8×(p/q)、γ1=γ2×(p/q)、γ3=γ4×(p/q)、γ5=γ6×(p/q)とすべきである。また、第一再生信号x1(k)および第二再生信号x2(k)、第一模擬反響信号dm1(k)および第二模擬反響信号dm2(k)、観測誤差信号e(k)の大きさと、第一誤差信号e1(k)、第二誤差信号e2(k)の大きさとのレベル差を補正するように与えることで、より精度の高いa1、a2を与えることが可能となるが、前述の実施例１における、p=q=1の場合のように、a1とa2の大小比較さえできればよい場合には、β1=β2、β3=β4、β5=β6、β7=β8、γ1=γ2、γ3=γ4、γ5=γ6の条件さえ満足されれば、それらの値の絶対的な大きさは任意である。
＜パラメータa1、a2の与え方の説明終わり＞ The ideal a1 and a2 are
a1 = p × E [| e1 | p ] (Formula 32)
a2 = q × E [| e2 | q ] (Formula 33)
Therefore, the adjustment coefficients β1 to β8 and γ1 to γ6 have values of β1 = β2, β3 = β4, β5 = β6, β7 = β8, γ1 = γ2, γ3 = γ4, when p = q. Should be γ5 = γ6, if p ≠ q, β1 = β2 × (p / q), β3 = β4 × (p / q), β5 = β6 × (p / q), β7 = β8 × (p / q), γ1 = γ2 × (p / q), γ3 = γ4 × (p / q), and γ5 = γ6 × (p / q). The first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k), the first simulated echo signal dm1 (k) and the second simulated echo signal dm2 (k), and the magnitude of the observation error signal e (k) It is possible to provide a1 and a2 with higher accuracy by correcting the level difference between the first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k). As in the case of p = q = 1 in Example 1, when it is only necessary to compare the magnitudes of a1 and a2, β1 = β2, β3 = β4, β5 = β6, β7 = β8, γ1 = γ2, As long as the conditions of γ3 = γ4 and γ5 = γ6 are satisfied, the absolute magnitudes of these values are arbitrary.
<End of explanation on how to give parameters a1 and a2>

次に、図８、図９を参照して本発明の実施例２に係るステレオ反響消去装置３００について説明する。図８は、実施例２に係るステレオ反響消去装置３００の構成例を示すブロック図である。図９は実施例２に係るステレオ反響消去装置３００の動作例を示すフローチャートである。実施例２のステレオ反響消去装置３００は、線形変換手段３０９を備え、線形変換手段３０９の動作（Ｓ３０９）により、模擬反響信号を生成するステップ（Ｓ１０１）、（Ｓ１０２）および、誤差信号を推定するステップ（Ｓ２０５）、（Ｓ２０６）、模擬反響路を更新するステップ（Ｓ１０７）、（Ｓ１０８）等、再生信号x1(k)、x2(k)の値を必要とするステップにおいては、再生信号x1(k)、x2(k)の代わりに線形変換された再生信号x1'(k)、x2'(k)の値が用いられることを特徴とする。線形変換手段３０９を有し、ステップ３０９が行われることのみが実施例１のステレオ反響消去装置２００との相違点である。線形変換手段３０９は、ステレオ反響消去装置に用いられる第一再生信号x1(k)と第二再生信号x2(k)とを予め線形変換することを特徴とする（Ｓ３０９）。   Next, a stereo echo cancellation apparatus 300 according to Embodiment 2 of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of the stereo echo cancellation apparatus 300 according to the second embodiment. FIG. 9 is a flowchart illustrating an operation example of the stereo echo cancellation apparatus 300 according to the second embodiment. The stereo echo cancellation apparatus 300 according to the second embodiment includes a linear conversion unit 309, and generates simulated echo signals (S101) and (S102) and estimates an error signal by the operation of the linear conversion unit 309 (S309). In steps (S205) and (S206), steps (S107) and (S108) for updating the simulated echo path, and the like that require the values of the reproduced signals x1 (k) and x2 (k), the reproduced signal x1 ( Instead of k) and x2 (k), linearly transformed reproduction signals x1 ′ (k) and x2 ′ (k) are used. The only difference from the stereo echo canceling apparatus 200 of the first embodiment is that the linear conversion means 309 is included and step 309 is performed. The linear conversion means 309 is characterized in that the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k) used in the stereo echo cancellation apparatus are linearly converted in advance (S309).

具体的には、再生信号x1(k)、x2(k)をベクトルとして[x1(k),x2(k)]Tとしたとき、m1*m4-m2*m3≠0の条件のもと、線形変換手段３０９において、 Specifically, when the reproduction signals x1 (k) and x2 (k) are [x1 (k), x2 (k)] T as vectors, under the condition of m1 * m4-m2 * m3 ≠ 0, In the linear transformation means 309,

Figure 2012044609
Figure 2012044609

という線形変換を与え、変換されたx1'(k)、x2'(k)に対応した第一模擬特性Hm1'(k)および第二模擬特性Hm2'(k)を The first simulated characteristic Hm1 ′ (k) and the second simulated characteristic Hm2 ′ (k) corresponding to the converted x1 ′ (k) and x2 ′ (k)

Figure 2012044609
Figure 2012044609

として計算する。ただし、X1'(k)=[x1'(k),x1'(k-1),…,x1'(k-L+1)]T、X2'(k)=[x2'(k),x2'(k-1),…,x2'(k-L+1)]Tである。この場合、x1'(k)、x2'(k)に対応した第一模擬反響信号dm1'(k)および第二模擬反響信号dm2'(k)を
dm1'(k)=Hm1'(k)TX1'(k) （式３７）
dm2'(k)=Hm2'(k)TX2'(k) （式３８）
と計算し、マイクロホン収音信号y(k)からdm1'(k)とdm2'(k)を差し引くことで、反響消去を実現することができる。ここで、（式３５）、（式３６）で用いられる変換された第一誤差信号e1'(k)、第二誤差信号e2'(k)の推定値は、変換された第一再生信号x1'(k)および第二再生信号x2'(k)と、それらに基づき計算された第一模擬反響信号dm1'(k)および第二模擬反響信号dm2'(k)と、観測誤差信号e'(k)のうちの少なくともいずれかの値に基づき、上記の＜パラメータa1、a2の与え方＞に記載したようにa1、a2を計算した結果をもとに得ることができる。 Calculate as Where X1 ′ (k) = [x1 ′ (k), x1 ′ (k−1),..., X1 ′ (k−L + 1)] T , X2 ′ (k) = [x2 ′ (k), x2 ′ (k−1),..., x2 ′ (k−L + 1)] T. In this case, the first simulated echo signal dm1 '(k) and the second simulated echo signal dm2' (k) corresponding to x1 '(k) and x2' (k)
dm1 ′ (k) = Hm1 ′ (k) T X1 ′ (k) (Formula 37)
dm2 '(k) = Hm2' (k) T X2 '(k) (Formula 38)
And canceling echo can be realized by subtracting dm1 ′ (k) and dm2 ′ (k) from the microphone sound pickup signal y (k). Here, the estimated values of the converted first error signal e1 ′ (k) and second error signal e2 ′ (k) used in (Equation 35) and (Equation 36) are the converted first reproduction signal x1. '(k) and second reproduced signal x2' (k), first simulated echo signal dm1 '(k) and second simulated echo signal dm2' (k) calculated based on them, and observation error signal e ' Based on the value of at least one of (k), it can be obtained based on the result of calculating a1 and a2 as described in <How to give parameters a1 and a2> above.

次に、図１０、図１１を参照して本発明の実施例３に係るステレオ反響消去装置４００について説明する。図１０は、実施例３に係るステレオ反響消去装置４００の構成例を示すブロック図である。図１１は実施例３に係るステレオ反響消去装置４００の動作例を示すフローチャートである。実施例３のステレオ反響消去装置４００は、線形変換手段４１０を備え、線形変換手段４１０の動作（Ｓ４１０）が少なくとも誤差信号を推定するステップ（Ｓ２０５）、（Ｓ２０６）より以前に実行され、誤差信号を推定するステップ（Ｓ２０５）、（Ｓ２０６）および、模擬反響路を更新するステップ（Ｓ４０７）（Ｓ４０８）において、線形変換された再生信号x1'(k)、x2'(k)の値を利用可能としたことを特徴とする。ただし、模擬反響信号を生成するステップ（Ｓ１０１）、（Ｓ１０２）において、線形変換された再生信号x1'(k)、x2'(k)の値は用いず、線形変換されていない再生信号x1(k)、x2(k)の値を用いる。また、実施例３のステレオ反響消去装置４００は、第一更新手段４０７と、第二更新手段４０８とを備えることを特徴とする。第一更新手段４０７、第二更新手段４０８、線形変換手段４１０を有し、ステップ４０７、４０８、４１０が行われることのみが実施例１のステレオ反響消去装置２００との相違点である。線形変換手段４１０は、実施例１のステップ２０５の第一誤差信号e1'(k)の推定に用いられる第一再生信号x1(k)と第二再生信号x2(k)とを予め線形変換することを特徴とする（Ｓ４１０）。第一更新手段４０７と、第二更新手段４０８は、線形変換手段４１０がおこなう線形変換の影響も含めて模擬特性Hm1(k)、Hm2(k)を更新する（Ｓ４０７、Ｓ４０８）。   Next, a stereo echo cancellation apparatus 400 according to Embodiment 3 of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration example of the stereo echo cancellation apparatus 400 according to the third embodiment. FIG. 11 is a flowchart illustrating an operation example of the stereo echo cancellation apparatus 400 according to the third embodiment. The stereo echo cancellation apparatus 400 according to the third embodiment includes the linear conversion unit 410, and the operation (S410) of the linear conversion unit 410 is executed at least before the steps (S205) and (S206) for estimating the error signal. The values of the linearly transformed reproduction signals x1 ′ (k) and x2 ′ (k) can be used in the steps (S205) and (S206) for estimating the reverberation and the steps (S407) and (S408) for updating the simulated echo path It is characterized by that. However, in the steps (S101) and (S102) for generating the simulated echo signal, the values of the linearly converted reproduction signals x1 ′ (k) and x2 ′ (k) are not used, and the reproduction signal x1 ( k) and x2 (k) are used. Further, the stereo echo cancellation apparatus 400 according to the third embodiment includes a first update unit 407 and a second update unit 408. The only difference from the stereo echo canceling apparatus 200 of the first embodiment is that the first updating means 407, the second updating means 408, and the linear conversion means 410 are included and steps 407, 408, and 410 are performed. The linear conversion means 410 linearly converts in advance the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k) used for the estimation of the first error signal e1 ′ (k) in step 205 of the first embodiment. (S410). The first update unit 407 and the second update unit 408 update the simulation characteristics Hm1 (k) and Hm2 (k) including the influence of the linear conversion performed by the linear conversion unit 410 (S407, S408).

具体的には、第一更新手段４０７、第二更新手段４０８は（式３５）、（式３６）に基づき更新された第一模擬特性Hm1'(k)および第二模擬特性Hm2'(k)それぞれのi番目の要素を、hm1'(i)とhm2'(i)とおき、   Specifically, the first update means 407 and the second update means 408 are the first simulation characteristic Hm1 ′ (k) and the second simulation characteristic Hm2 ′ (k) updated based on (Expression 35) and (Expression 36). Put each ith element as hm1 '(i) and hm2' (i),

Figure 2012044609
Figure 2012044609

なる線形変換により与えられるhm1(i)とhm2(i)を、それぞれi番目の要素として第一模擬特性Hm1(k)および第二模擬特性Hm2(k)が持つように線形変換の影響も含めて模擬特性を更新する。あるいは、（式３５）、（式３６）に基づく第一模擬特性Hm1'(k)および第二模擬特性Hm2'(k)の更新を経ることなく、直接的に、 Including hm1 (i) and hm2 (i) given by the linear transformation as the i-th element in the first simulated characteristic Hm1 (k) and the second simulated characteristic Hm2 (k) Update the simulated characteristics. Alternatively, without first updating the first simulation characteristic Hm1 ′ (k) and the second simulation characteristic Hm2 ′ (k) based on (Expression 35) and (Expression 36),

Figure 2012044609
Figure 2012044609

と更新することによっても、線形変換の影響も含めて模擬特性の更新が可能である。
さらに、第一適応型模擬反響路１０１及び第二適応型模擬反響路１０２は、
dm1(k)=Hm1(k)TX1(k) （式４０）
dm2(k)=Hm2(k)TX2(k) （式４１）
と、線形変換されていない第一再生信号x1(k)、第二再生信号x2(k)に基づき、第一模擬反響信号dm1(k)および第二模擬反響信号dm2(k)を得（Ｓ１０１、Ｓ１０２）、マイクロホン収音信号y(k)からdm1(k)とdm2(k)を差し引く（Ｓ１０４）ことで、反響消去を実現することができる。 By updating, it is possible to update the simulated characteristics including the influence of the linear transformation.
Furthermore, the first adaptive simulated echo path 101 and the second adaptive simulated echo path 102 are
dm1 (k) = Hm1 (k) T X1 (k) (Formula 40)
dm2 (k) = Hm2 (k) T X2 (k) (Formula 41)
The first simulated echo signal dm1 (k) and the second simulated echo signal dm2 (k) are obtained based on the first reproduced signal x1 (k) and the second reproduced signal x2 (k) that are not linearly converted (S101). , S102), and subtracting dm1 (k) and dm2 (k) from the microphone sound pickup signal y (k) (S104), the echo cancellation can be realized.

なお、図８の構成（実施例２）は、m1,m2,m3,m4の値が時不変の場合に適しており、図１０の構成（実施例３）は、m1,m2,m3,m4の値が時変の場合に適している。線形変換行列の例としては、   8 is suitable when the values of m1, m2, m3, and m4 are time-invariant, and the configuration of FIG. 10 (example 3) is m1, m2, m3, m4. This is suitable when the value of is time-varying. An example of a linear transformation matrix is

Figure 2012044609
Figure 2012044609

等があるが、一般には、m1*m4-m2*m3≠0を満足するいかなる線形変換を適用した場合でも、本発明による、第一誤差信号e1'(k)、第二誤差信号e2'(k)の推定精度が向上する効果が損なわれることはない。ただし、変換前の第一再生信号x1(k)、第二再生信号x2(k)の間の相互相関よりも、変換されたx1'(k)、x2'(k)の間の相互相関が小さくなるほど、推定精度改善の効果は高くなる。
なお、実施例２および実施例３において、線形変換されたことを示す記号「’」については以下の実施例の説明においては、図や説明を分かりやすくするため適宜省略するものとする。 In general, even when any linear transformation satisfying m1 * m4-m2 * m3 ≠ 0 is applied, the first error signal e1 ′ (k), the second error signal e2 ′ ( The effect of improving the estimation accuracy of k) is not impaired. However, the cross-correlation between the converted x1 ′ (k) and x2 ′ (k) is greater than the cross-correlation between the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k) before conversion. The smaller the value, the higher the effect of improving the estimation accuracy.
In the second and third embodiments, the symbol “′” indicating that the linear transformation has been performed will be omitted as appropriate in the description of the following embodiments in order to facilitate understanding of the drawings and description.

次に、図１２、図１３を参照して本発明の実施例４に係るステレオ反響消去装置５００について説明する。図１２は、実施例４に係るステレオ反響消去装置５００の構成例を示すブロック図である。図１３は実施例４に係るステレオ反響消去装置５００の動作例を示すフローチャートである。実施例４のステレオ反響消去装置５００は、周波数分割手段５１１を備え、周波数分割手段５１１の動作（Ｓ５１１）が、再生信号x1(k)、x2(k)の値を必要とする全てのステップの前段に行われることを特徴とする。また、実施例４のステレオ反響消去装置５００は、周波数分割手段５１２を備え、周波数分割手段５１２の動作（Ｓ５１２）が実施例１のステップ１０９より前に行われることを特徴とする。また、実施例４のステレオ反響消去装置５００は、周波数合成手段５１３を備え、周波数合成手段５１３の動作（Ｓ５１３）が実施例１のステップ１０４より後に行われることを特徴とする。ただし、誤差信号を推定するステップ（Ｓ２０５）(Ｓ２０６)では、周波数合成されていない誤差信号e(k)の値を用い、周波数合成されていない第一誤差信号e1(k),第二誤差信号e2(k)の推定値を生成する。また、模擬反響路を更新するステップ（Ｓ１０７）（Ｓ１０８）においても、周波数合成されていない第一誤差信号e1(k),第二誤差信号e2(k)の推定値を用いて更新を行う。周波数分割手段５１１、周波数分割手段５１２、周波数合成手段５１３を有し、ステップ５１１、５１２、５１３が行われることのみが実施例１のステレオ反響消去装置２００との相違点である。周波数分割手段５１１は、ステレオ反響消去装置５００に用いられる第一再生信号x1(k)と第二再生信号x2(k)とを予め周波数帯域に分割することを特徴とする（Ｓ５１１）。周波数分割手段５１２は、収音信号y(k)を予め周波数帯域に分割することを特徴とする（Ｓ５１２）。周波数合成手段５１３は、周波数帯域の合成により、出力信号e(k)を生成することを特徴とする（Ｓ５１３）。   Next, a stereo echo canceling apparatus 500 according to Embodiment 4 of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration example of the stereo echo cancellation apparatus 500 according to the fourth embodiment. FIG. 13 is a flowchart illustrating an operation example of the stereo echo cancellation apparatus 500 according to the fourth embodiment. The stereo echo canceling apparatus 500 according to the fourth embodiment includes the frequency dividing unit 511, and the operation of the frequency dividing unit 511 (S511) includes all the steps that require the values of the reproduction signals x1 (k) and x2 (k). It is characterized by being performed in the previous stage. Further, the stereo echo cancellation apparatus 500 according to the fourth embodiment includes a frequency dividing unit 512, and the operation of the frequency dividing unit 512 (S512) is performed before Step 109 in the first embodiment. Further, the stereo echo cancellation apparatus 500 according to the fourth embodiment includes a frequency synthesis unit 513, and the operation of the frequency synthesis unit 513 (S513) is performed after Step 104 of the first embodiment. However, in the steps (S205) and (S206) of estimating the error signal, the value of the error signal e (k) not frequency-synthesized is used, and the first error signal e1 (k) and second error signal not frequency-synthesized are used. Generate an estimate of e2 (k). Also, in the steps (S107) and (S108) for updating the simulated echo path, updating is performed using the estimated values of the first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k) that are not frequency-synthesized. The only difference from the stereo echo canceling apparatus 200 of the first embodiment is that it has a frequency dividing unit 511, a frequency dividing unit 512, and a frequency synthesizing unit 513, and steps 511, 512, and 513 are performed. The frequency dividing means 511 is characterized in that the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k) used in the stereo echo canceling apparatus 500 are divided into frequency bands in advance (S511). The frequency dividing means 512 is characterized in that the collected sound signal y (k) is divided into frequency bands in advance (S512). The frequency synthesizer 513 generates the output signal e (k) by synthesizing the frequency bands (S513).

具体的には、本実施例においては第一誤差信号e1(k)、第二誤差信号e2(k)の推定は、FFTやフィルタバンク等の周波数分割手段を用いて、周波数帯域ω毎に分割して実行される。周波数分割手段５１１から、周波数帯域ω毎に再生信号x1(k,ω)、x2(k,ω)を受取り、周波数分割手段５１２から、周波数帯域毎にマイクロホン収音信号y(k,ω)を受取り、周波数ω毎に、上記と同様な、第一誤差信号と第二誤差信号の推定を行い、周波数毎に反響消去を行い、ステレオ反響消去装置の内部または外部における周波数合成手段５１３にて、出力信号e(k)を再構成することができる。なお、図１２のブロック図、図１３のフローチャートでは周波数帯域ωの表記を省略した。なお、周波数帯域ωについては今後も適宜省略するものとする。   Specifically, in the present embodiment, the estimation of the first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k) is performed for each frequency band ω using frequency dividing means such as FFT or filter bank. And executed. The reproduction signals x1 (k, ω) and x2 (k, ω) are received from the frequency dividing unit 511 for each frequency band ω, and the microphone sound pickup signal y (k, ω) is received from the frequency dividing unit 512 for each frequency band. Receiving, estimating the first error signal and the second error signal for each frequency ω, performing echo cancellation for each frequency, and in the frequency synthesis means 513 inside or outside the stereo echo cancellation apparatus, The output signal e (k) can be reconstructed. In the block diagram of FIG. 12 and the flowchart of FIG. 13, the description of the frequency band ω is omitted. The frequency band ω will be omitted as appropriate in the future.

次に、図１４、図１５を参照して本発明の実施例５に係るステレオ反響消去装置６００について説明する。図１４は、実施例５に係るステレオ反響消去装置６００の構成例を示すブロック図である。図１５は実施例５に係るステレオ反響消去装置６００の動作例を示すフローチャートである。実施例５のステレオ反響消去装置６００は、周波数分割手段５１１を備え、周波数分割手段５１１の動作（Ｓ５１１）により、模擬反響信号を生成するステップ（Ｓ１０１）、（Ｓ１０２）および、誤差信号を推定するステップ（Ｓ２０５）、（Ｓ２０６）、模擬反響路を更新するステップ（Ｓ１０７）、（Ｓ１０８）等、再生信号x1(k)、x2(k)の値を必要とするステップにおいては、再生信号x1(k)、x2(k)の代わりに、周波数分割手段により、周波数ω毎に分割された再生信号x1(k,ω)、x2(k,ω)の値が用いられることを特徴とする。また、実施例５のステレオ反響消去装置６００は、周波数合成手段６１４を備え、周波数合成手段６１４の動作（Ｓ６１４）が実施例１のステップ１０４の前段であって、ステップ１０３の後段でdm1(k,ω)とdm2(k,ω)の加算結果を周波数合成して、dm1(k)+dm2(k)を得るか、ステップ１０１または１０２実行後、ステップ１０３の前段において、dm1(k,ω)、dm2(k,ω)を加算前に個別に周波数合成し、dm1(k)、dm2(k)を個別に得、その後、ステップ１０３を実行して、dm1(k)+dm2(k)を得るか、の何れかを実行することにより、ステップ１０４において、周波数合成された信号を用いて減算処理が行われることを特徴とする。また、実施例５のステレオ反響消去装置６００は、周波数分割手段６１５を備え、周波数分割手段６１５の動作（Ｓ６１５）が実施例１のステップ２０５の前段であってかつステップ１０４の後段に行われることを特徴とする。周波数分割手段５１１、周波数合成手段６１４、周波数合成手段６１５を有し、ステップ５１１、６１４、６１５が行われることが実施例１のステレオ反響消去装置２００との相違点である。周波数分割手段５１１は、ステレオ反響消去装置６００に用いられる第一再生信号x1(k)と第二再生信号x2(k)とを予め周波数帯域に分割することを特徴とする（Ｓ５１１）。周波数合成手段６１４は、周波数帯域の合成により、第一模擬反響信号dm1(k)および第二模擬反響信号dm2(k)の加算信号を生成することを特徴とする（Ｓ６１４）。周波数分割手段６１５は、誤差信号e(k)を周波数帯域に分割することを特徴とする（Ｓ６１５）。周波数合成手段６１４により、周波数帯域毎に得られた模擬反響信号を、全帯域信号として再合成し、観測誤差信号e(k)を周波数分割前に計算し、周波数分割手段６１５により、周波数分割することで、第一誤差信号と第二誤差信号の推定を周波数帯域毎に実施することができる。   Next, a stereo echo canceling apparatus 600 according to Embodiment 5 of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration example of the stereo echo cancellation apparatus 600 according to the fifth embodiment. FIG. 15 is a flowchart illustrating an operation example of the stereo echo cancellation apparatus 600 according to the fifth embodiment. The stereo echo canceling apparatus 600 according to the fifth embodiment includes a frequency dividing unit 511, and generates simulated echo signals (S101) and (S102) and estimates an error signal by the operation of the frequency dividing unit 511 (S511). In steps (S205) and (S206), steps (S107) and (S108) for updating the simulated echo path, and the like that require the values of the reproduced signals x1 (k) and x2 (k), the reproduced signal x1 ( Instead of k) and x2 (k), the values of the reproduction signals x1 (k, ω) and x2 (k, ω) divided for each frequency ω by the frequency dividing means are used. Further, the stereo echo canceling apparatus 600 of the fifth embodiment includes a frequency synthesizing unit 614, and the operation (S614) of the frequency synthesizing unit 614 is a front stage of step 104 of the first embodiment, and dm1 (k , ω) and dm2 (k, ω) are frequency synthesized to obtain dm1 (k) + dm2 (k), or after execution of step 101 or 102, dm1 (k, ω ), Dm2 (k, ω) are individually frequency-synthesized before addition to obtain dm1 (k) and dm2 (k) individually, and then step 103 is executed to obtain dm1 (k) + dm2 (k) In step 104, the subtraction process is performed using the frequency-synthesized signal. Further, the stereo echo canceling apparatus 600 of the fifth embodiment includes the frequency dividing unit 615, and the operation of the frequency dividing unit 615 (S615) is performed before the step 205 of the first embodiment and after the step 104. It is characterized by. The difference from the stereo echo canceling apparatus 200 of the first embodiment is that it has a frequency dividing unit 511, a frequency synthesizing unit 614, and a frequency synthesizing unit 615, and steps 511, 614, and 615 are performed. The frequency dividing unit 511 is characterized in that the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k) used in the stereo echo canceling apparatus 600 are divided into frequency bands in advance (S511). The frequency synthesizer 614 generates an added signal of the first simulated echo signal dm1 (k) and the second simulated echo signal dm2 (k) by synthesizing the frequency bands (S614). The frequency dividing means 615 divides the error signal e (k) into frequency bands (S615). The simulated echo signal obtained for each frequency band is re-synthesized as a full-band signal by the frequency synthesizer 614, the observation error signal e (k) is calculated before frequency division, and the frequency division unit 615 performs frequency division. Thus, the first error signal and the second error signal can be estimated for each frequency band.

次に、図１６、図１７を参照して本発明の実施例６に係るステレオ反響消去装置７００について説明する。図１６は、実施例６に係るステレオ反響消去装置７００の構成例を示すブロック図である。図１７は実施例６に係るステレオ反響消去装置７００の動作例を示すフローチャートである。実施例６に係るステレオ反響消去装置７００は、実施例５の周波数分割（合成）手段を有する構成に実施例２の線形変換手段を組み合わせた例である。本実施例では実施例５と実施例２を組み合わせたが、実施例４と実施例２を組み合わせても良い。実施例６のステレオ反響消去装置７００は、線形変換手段３０９と周波数分割手段５１１を備え、線形変換手段３０９の動作（Ｓ３０９）により、再生信号x1(k)、x2(k)の代わりに線形変換された再生信号x1'(k)、x2'(k)の値を以降のステップで用いる点のみが、実施例５のステレオ反響消去装置６００との相違点である。この構成は、全ての周波数帯域において等しく時不変な特性の線形変換を適用する場合に適している。   Next, a stereo echo cancellation apparatus 700 according to Embodiment 6 of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 16 is a block diagram illustrating a configuration example of the stereo echo cancellation apparatus 700 according to the sixth embodiment. FIG. 17 is a flowchart illustrating an operation example of the stereo echo cancellation apparatus 700 according to the sixth embodiment. The stereo echo cancellation apparatus 700 according to the sixth embodiment is an example in which the linear conversion unit according to the second embodiment is combined with the configuration having the frequency division (synthesis) unit according to the fifth embodiment. In the present embodiment, Embodiment 5 and Embodiment 2 are combined, but Embodiment 4 and Embodiment 2 may be combined. The stereo echo cancellation apparatus 700 according to the sixth embodiment includes a linear conversion unit 309 and a frequency division unit 511. By the operation of the linear conversion unit 309 (S309), linear conversion is performed instead of the reproduction signals x1 (k) and x2 (k). The only difference from the stereo echo cancellation apparatus 600 of the fifth embodiment is that the values of the reproduced signals x1 ′ (k) and x2 ′ (k) used in the subsequent steps are used. This configuration is suitable for applying a linear transformation having the same time-invariant characteristics in all frequency bands.

次に、図１８、図１９を参照して本発明の実施例７に係るステレオ反響消去装置８００について説明する。図１８は、実施例７に係るステレオ反響消去装置８００の構成例を示すブロック図である。図１９は実施例７に係るステレオ反響消去装置８００の動作例を示すフローチャートである。実施例７に係るステレオ反響消去装置８００は、実施例５の周波数分割（合成）手段を有する構成に実施例２の線形変換手段を組み合わせた例である。本実施例では実施例５と実施例２を組み合わせたが、実施例４と実施例２を組み合わせても良い。実施例６との違いは、周波数分割手段５１１と線形変換手段３０９の位置が逆になっていることである。詳細には、実施例７のステレオ反響消去装置８００は、周波数分割手段５１１と線形変換手段３０９を備え、周波数分割手段５１１の動作（Ｓ５１１）が全てのステップの前段に、線形変換手段３０９の動作（Ｓ３０９）が実施例１のステップ１０１の前段であってかつステップ５１１の後段に行われることを特徴とする。また、実施例７のステレオ反響消去装置８００は、周波数合成手段６１４を備え、周波数合成手段６１４の動作（Ｓ６１４）が実施例１のステップ１０４の前段であってかつステップ１０３の後段に行われることを特徴とする。また、実施例７のステレオ反響消去装置８００は、周波数分割手段６１５を備え、周波数分割手段６１５の動作（Ｓ６１５）が実施例１のステップ２０５の前段であってかつステップ１０４の後段に行われることを特徴とする。この構成は、周波数帯域毎に異なる時不変な特性の線形変換を適用する場合に適している。   Next, a stereo echo cancellation apparatus 800 according to Embodiment 7 of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 18 is a block diagram illustrating a configuration example of the stereo echo cancellation apparatus 800 according to the seventh embodiment. FIG. 19 is a flowchart illustrating an operation example of the stereo echo cancellation apparatus 800 according to the seventh embodiment. The stereo echo cancellation apparatus 800 according to the seventh embodiment is an example in which the linear conversion unit according to the second embodiment is combined with the configuration having the frequency division (synthesis) unit according to the fifth embodiment. In the present embodiment, Embodiment 5 and Embodiment 2 are combined, but Embodiment 4 and Embodiment 2 may be combined. The difference from the sixth embodiment is that the positions of the frequency division unit 511 and the linear conversion unit 309 are reversed. Specifically, the stereo echo cancellation apparatus 800 according to the seventh embodiment includes a frequency division unit 511 and a linear conversion unit 309, and the operation of the frequency division unit 511 (S511) is performed before the entire steps. (S309) is performed before the step 101 of the first embodiment and after the step 511. Further, the stereo echo cancellation apparatus 800 of the seventh embodiment includes the frequency synthesizing unit 614, and the operation (S614) of the frequency synthesizing unit 614 is performed before the step 104 of the first embodiment and after the step 103. It is characterized by. Further, the stereo echo cancellation apparatus 800 of the seventh embodiment includes the frequency dividing unit 615, and the operation (S615) of the frequency dividing unit 615 is performed before the step 205 of the first embodiment and after the step 104. It is characterized by. This configuration is suitable for applying a linear transformation having a time-invariant characteristic that differs for each frequency band.

次に、図２０、図２１を参照して本発明の実施例８に係るステレオ反響消去装置９００について説明する。図２０は、実施例８に係るステレオ反響消去装置９００の構成例を示すブロック図である。図２１は実施例８に係るステレオ反響消去装置９００の動作例を示すフローチャートである。実施例８に係るステレオ反響消去装置９００は、実施例５の周波数分割（合成）手段を有する構成に実施例３の線形変換手段を組み合わせた例である。本実施例では実施例５と実施例３を組み合わせたが、実施例４と実施例３を組み合わせても良い。実施例８のステレオ反響消去装置９００は、周波数分割手段５１１と線形変換手段４１０を備え、周波数分割手段５１１の動作（Ｓ５１１）が全てのステップの前段に、線形変換手段４１０の動作（Ｓ４１０）が、Ｓ５１１以降で、かつ、誤差信号を推定するステップ（Ｓ２０５）、（Ｓ２０６）より以前に実行され、誤差信号を推定するステップ（Ｓ２０５）、（Ｓ２０６）および、模擬反響路を更新するステップ（Ｓ４０７）、（Ｓ４０８）において、各周波数ω毎に、線形変換された再生信号x1'(k,ω)、x2'(k,ω)の値を利用可能としたことを特徴とする。また、実施例８のステレオ反響消去装置９００は、周波数合成手段６１４を備え、周波数合成手段６１４の動作（Ｓ６１４）が実施例１のステップ１０４の前段であってかつ実施例１のステップ１０３の後段に行われることを特徴とする。また、実施例８のステレオ反響消去装置９００は、周波数分割手段６１５を備え、周波数分割手段６１５の動作（Ｓ６１５）が本実施例のステップ４１０の前段であってかつ実施例１のステップ１０４の後段に行われることを特徴とする。この構成は、周波数帯域毎に異なる時変な特性の線形変換を適用する場合に適している。   Next, a stereo echo cancellation apparatus 900 according to Embodiment 8 of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 20 is a block diagram illustrating a configuration example of the stereo echo cancellation apparatus 900 according to the eighth embodiment. FIG. 21 is a flowchart illustrating an operation example of the stereo echo cancellation apparatus 900 according to the eighth embodiment. The stereo echo cancellation apparatus 900 according to the eighth embodiment is an example in which the linear conversion unit according to the third embodiment is combined with the configuration having the frequency division (synthesis) unit according to the fifth embodiment. In this example, Example 5 and Example 3 are combined, but Example 4 and Example 3 may be combined. The stereo echo cancellation apparatus 900 according to the eighth embodiment includes a frequency division unit 511 and a linear conversion unit 410. The operation of the frequency division unit 511 (S511) precedes all the steps, and the operation of the linear conversion unit 410 (S410). , S511 and subsequent steps and before the steps (S205) and (S206) of estimating the error signal, steps (S205) and (S206) of estimating the error signal, and a step of updating the simulated echo path (S407) ) And (S408), the values of the reproduction signals x1 ′ (k, ω) and x2 ′ (k, ω) that have been linearly converted can be used for each frequency ω. The stereo echo cancellation apparatus 900 according to the eighth embodiment includes a frequency synthesis unit 614, and the operation of the frequency synthesis unit 614 (S614) is a front stage of step 104 of the first embodiment and a subsequent stage of step 103 of the first embodiment. It is characterized by being performed. Further, the stereo echo cancellation apparatus 900 according to the eighth embodiment includes a frequency dividing unit 615, and the operation (S615) of the frequency dividing unit 615 is a front stage of step 410 of the present embodiment and a subsequent stage of step 104 of the first embodiment. It is characterized by being performed. This configuration is suitable for applying a linear transformation having a time-varying characteristic that differs for each frequency band.

＜本発明の各実施例が有する効果＞
ステレオ反響消去装置が適用される音声通話時において、音声信号に基づく反響信号より得られる誤差信号の振幅値の分布は、ガウス分布よりも０近傍に鋭いピークを持つ優ガウス的な分布を取る場合が多い。本発明のステレオ反響消去装置によれば、音声信号の特徴により相応しい統計モデルに基づき、観測誤差信号e(k)とし、混合して観測される第一誤差信号をe1(k)、第二誤差信号をe2(k)としたときの第一誤差信号e1(k)がとる値の事後確率分布P(e1(k)|e(k))を、優ガウス分布に従うものとして推定することにより、第一模擬特性Hm1(k)および第二模擬特性Hm2(k)の模擬精度を向上させ、音声通話時の反響消去の性能を高めることができる。 <Effects of the embodiments of the present invention>
In the case of a voice call to which the stereo echo canceller is applied, the distribution of the amplitude value of the error signal obtained from the echo signal based on the voice signal is a dominant Gaussian distribution having a sharper peak near 0 than the Gaussian distribution. There are many. According to the stereo echo canceller of the present invention, the observation error signal e (k) is based on a statistical model more suitable for the characteristics of the audio signal, the first error signal observed by mixing is e1 (k), the second error By estimating the posterior probability distribution P (e1 (k) | e (k)) of the value taken by the first error signal e1 (k) when the signal is e2 (k) as following a dominant Gaussian distribution, The simulation accuracy of the first simulation characteristic Hm1 (k) and the second simulation characteristic Hm2 (k) can be improved, and the performance of echo cancellation during a voice call can be improved.

本発明の実施例１に係るステレオ反響消去装置２００は、観測誤差信号e(k)（=e1(k)+e2(k)）が観測されたとき、第一誤差信号e1(k)の事後確率分布P(e1(k)|e(k))の最頻値を第一誤差信号e1(k)の推定値とするため、音声通話時の反響消去の性能が高まるという効果に加え、少ない演算量で第一誤差信号e1(k)の推定値を求めることが出来る。   When the observation error signal e (k) (= e1 (k) + e2 (k)) is observed, the stereo echo cancellation apparatus 200 according to the first embodiment of the present invention performs the posterior of the first error signal e1 (k). Since the mode value of the probability distribution P (e1 (k) | e (k)) is used as the estimated value of the first error signal e1 (k), in addition to the effect of improving the echo cancellation performance during a voice call, there are few The estimated value of the first error signal e1 (k) can be obtained with the amount of calculation.

本発明の実施例１の変形例１に係るステレオ反響消去装置２００’は、第一誤差信号e1(k)の事後確率分布P(e1(k)|e(k))の期待値を第一誤差信号e1(k)の推定値とするため、音声通話時の反響消去の性能が高まるという効果に加え、x1(k)とx2(k)の相互相関が高く、e1(k)とe2(k)の独立性が低い場合の推定誤りを最頻値による予測と比較して減少させることが出来る。   The stereo echo cancellation apparatus 200 ′ according to the first modification of the first embodiment of the present invention sets the expected value of the posterior probability distribution P (e1 (k) | e (k)) of the first error signal e1 (k) as the first value. In order to make the estimated value of the error signal e1 (k), in addition to the effect of improving the performance of echo cancellation during a voice call, the cross-correlation between x1 (k) and x2 (k) is high, and e1 (k) and e2 ( It is possible to reduce the estimation error when the independence of k) is low compared to the prediction by the mode value.

本発明の実施例１の変形例２に係るステレオ反響消去装置２００’’は、第一誤差信号e1(k)の事後確率分布P(e1(k)|e(k))の中央値を第一誤差信号e1(k)の推定値とするため、音声通話時の反響消去の性能が高まるという効果に加え、x1(k)とx2(k)の相互相関が高く、e1(k)とe2(k)の独立性が低い場合の推定誤りを最頻値による予測と比較して減少させることが出来る。   The stereo echo canceller 200 ″ according to the second modification of the first embodiment of the present invention calculates the median of the posterior probability distribution P (e1 (k) | e (k)) of the first error signal e1 (k). In addition to the effect of improving the echo cancellation performance during voice calls, the cross-correlation between x1 (k) and x2 (k) is high, and e1 (k) and e2 It is possible to reduce the estimation error when the independence of (k) is low compared to the prediction by the mode value.

本発明の実施例１の変形例３に係るステレオ反響消去装置２００’’’は、x1(k)とx2(k)の相互相関を計算してe1(k)とe2(k)の独立性を評価し、独立性が高い場合には第一誤差信号e1(k)の事後確率分布の最頻値をe1(k)の推定値とし、独立性が低い場合には期待値もしくは中央値をe1(k)の推定値とするため、演算量の少ない最頻値による推定や、推定精度の高い期待値、中央値による予測を適宜選択して、用いることが出来る。   The stereo echo cancellation apparatus 200 ′ ″ according to the third modification of the first embodiment of the present invention calculates the cross-correlation between x1 (k) and x2 (k), and the independence of e1 (k) and e2 (k) If the independence is high, the mode of the posterior probability distribution of the first error signal e1 (k) is used as the estimated value of e1 (k). In order to use the estimated value of e1 (k), it is possible to select and use estimation based on the mode value with a small amount of computation, expected value with high estimation accuracy, and prediction based on the median value as appropriate.

本発明の実施例２に係るステレオ反響消去装置３００は、線形変換手段３０９を備えているため、第一再生信号x1(k)、第二再生信号x2(k)に予め固定の線形変換を施すことができ、線形変換後のx1(k)とx2(k)の直交性を高め、線形変換後のx1(k)とx2(k)の相互相関を減少させることができ、さらなる反響消去性能の向上を図ることが出来る。   Since the stereo echo cancellation apparatus 300 according to the second embodiment of the present invention includes the linear conversion unit 309, the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k) are subjected to fixed linear conversion in advance. Can increase the orthogonality of x1 (k) and x2 (k) after linear transformation, reduce the cross-correlation of x1 (k) and x2 (k) after linear transformation, further echo cancellation performance Can be improved.

本発明の実施例３に係るステレオ反響消去装置４００は、線形変換手段４１０を備えているため、第一再生信号x1(k)、第二再生信号x2(k)に時変の線形変換を施すことができ、線形変換後のx1(k)とx2(k)の時間変化に応じて、互い直交性を高め、線形変換後のx1(k)とx2(k)の相互相関を減少させることができ、なおかつ、線形変換が時変であっても、模擬反響路の特性が変動しないようにできるため、さらなる反響消去性能の向上を図ることが出来る。   Since the stereo echo cancellation apparatus 400 according to the third embodiment of the present invention includes the linear conversion unit 410, the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k) are subjected to time-varying linear conversion. Can increase mutual orthogonality and reduce cross-correlation between x1 (k) and x2 (k) after linear transformation according to the time change of x1 (k) and x2 (k) after linear transformation In addition, even if the linear transformation is time-varying, the characteristics of the simulated echo path can be prevented from changing, so that the echo canceling performance can be further improved.

本発明の実施例４に係るステレオ反響消去装置５００は、周波数分割手段５１１と、周波数分割手段５１２と、周波数合成手段５１３とを備えているため、周波数毎に、異なる優ガウス特性を持つモデルを適用することができるため、さらなる反響消去性能の向上を図ることが出来る。   Since the stereo echo cancellation apparatus 500 according to the fourth embodiment of the present invention includes the frequency dividing unit 511, the frequency dividing unit 512, and the frequency synthesizing unit 513, models having different Gaussian characteristics that differ for each frequency are used. Therefore, the echo canceling performance can be further improved.

本発明の実施例５に係るステレオ反響消去装置６００は、周波数分割手段５１１と、周波数合成手段６１４と、周波数分割手段６１５とを備えているため、周波数毎に、異なる優ガウス特性を持つモデルを適用することができるため、さらなる反響消去性能の向上を図ることが出来る。   Since the stereo echo cancellation apparatus 600 according to the fifth embodiment of the present invention includes the frequency division unit 511, the frequency synthesis unit 614, and the frequency division unit 615, models having different Gaussian characteristics for each frequency are used. Therefore, the echo canceling performance can be further improved.

本発明の実施例６に係るステレオ反響消去装置７００は、線形変換手段３０９を備えているため、第一再生信号x1(k)、第二再生信号x2(k)に予め固定の線形変換を施すことができ、線形変換後のx1(k)とx2(k)の直交性を高め、線形変換後のx1(k)とx2(k)の相互相関を減少させることができ、さらに、周波数分割手段５１１と、周波数合成手段６１４と、周波数分割手段６１５とを備えているため、周波数毎に、異なる優ガウス特性を持つモデルを適用することができため、さらなる反響消去性能の向上を図ることが出来る。   Since the stereo echo cancellation apparatus 700 according to the sixth embodiment of the present invention includes the linear conversion means 309, the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k) are subjected to fixed linear conversion in advance. Can increase the orthogonality of x1 (k) and x2 (k) after linear transformation, reduce the cross-correlation between x1 (k) and x2 (k) after linear transformation, and frequency division Since the means 511, the frequency synthesizing means 614, and the frequency dividing means 615 are provided, it is possible to apply a model having a different superior Gaussian characteristic for each frequency, thereby further improving the echo cancellation performance. I can do it.

本発明の実施例７に係るステレオ反響消去装置８００は、周波数分割手段５１１と、線形変換手段３０９と、周波数合成手段６１４と、周波数分割手段６１５とを備えており、周波数分割手段５１１が線形変換手段３０９の前段に存在することにより、周波数毎に異なる固定の線形変換をx1(k,ω)とx2(k,ω)に施すことができるため、さらなる反響消去性能の向上を図ることが出来る。   The stereo echo cancellation apparatus 800 according to the seventh embodiment of the present invention includes a frequency division unit 511, a linear conversion unit 309, a frequency synthesis unit 614, and a frequency division unit 615. The frequency division unit 511 performs linear conversion. By being present in the preceding stage of the means 309, it is possible to perform fixed linear transformations different for each frequency on x1 (k, ω) and x2 (k, ω), so that it is possible to further improve the echo canceling performance. .

本発明の実施例８に係るステレオ反響消去装置９００は、周波数分割手段５１１と、線形変換手段４１０と、周波数合成手段６１４と、周波数分割手段６１５とを備えているため、周波数毎に異なる時変の線形変換をx1(k,ω)とx2(k,ω)に施すことができるため、さらなる反響消去性能の向上を図ることが出来る。   Since the stereo echo cancellation apparatus 900 according to the eighth embodiment of the present invention includes the frequency dividing unit 511, the linear converting unit 410, the frequency synthesizing unit 614, and the frequency dividing unit 615, the time-varying different for each frequency. Can be applied to x1 (k, ω) and x2 (k, ω), so that the echo cancellation performance can be further improved.

図２２は従来のステレオ反響消去装置の収束特性と本発明の実施例１の変形例３におけるステレオ反響消去装置の収束特性を比較するグラフである。グラフの縦軸は、正規化係数誤差（Normalized CE）であり、下式により計算される。   FIG. 22 is a graph comparing the convergence characteristics of a conventional stereo echo cancellation apparatus and the convergence characteristics of a stereo echo cancellation apparatus according to the third modification of the first embodiment of the present invention. The vertical axis of the graph is the normalized coefficient error (Normalized CE) and is calculated by the following equation.

Figure 2012044609
Figure 2012044609

グラフの横軸は経過時間（sec）を表す。本収束特性の比較においては、遠端話者が時刻１５（sec）にて交代している。時刻１５（sec）におけるｙ軸に平行な破線は、この破線の左右において遠端話者が異なることを示している。従来技術におけるステレオ反響消去装置の正規化係数誤差の時間推移を実線で表す。本発明の実施例１の変形例３におけるステレオ反響消去装置の正規化係数誤差の時間推移を破線で表す。実線のグラフと破線のグラフを比較すると、破線のグラフは実線のグラフよりも同一時刻における正規化係数誤差の値が低い。従って、本発明の実施例１の変形例３におけるステレオ反響消去装置は従来のステレオ反響消去装置よりも収束特性が良い。図２３は従来のステレオ反響消去装置の収束特性と本発明の実施例１の変形例３と実施例２とを組み合わせたステレオ反響消去装置の収束特性を比較するグラフである。グラフの縦軸は正規化係数誤差であり、横軸は経過時間（sec）であり、図２２と同じである。図２２の場合と同様に遠端話者が時刻１５（sec）にて交代している。従来技術におけるステレオ反響消去装置の正規化係数誤差の時間推移を実線で表す。本発明の実施例１の変形例３と実施例２の線形変換手段を組み合わせたステレオ反響消去装置の正規化係数誤差の時間推移を破線で表す。実施例２の線形変換手段３０９を変形例３に組み合わせることにより、第一再生信号x1(k)、第二再生信号x2(k)に予め線形変換を施すことができ、線形変換後のx1(k)とx2(k)の直交性を高め、線形変換後のx1(k)とx2(k)の相互相関を減少させることができる。実線のグラフと破線のグラフを比較すると、破線のグラフは実線のグラフよりも同一時刻における正規化係数誤差の値が低い。従って、本発明の実施例１の変形例３と実施例２を組み合わせたステレオ反響消去装置は従来のステレオ反響消去装置よりも収束特性が向上している。さらに、図２２と図２３とを比較すれば、実施例２の線形変換手段をさらに備えることとすれば、収束特性がさらに向上することが分かる。
＜本発明の各実施例が有する効果の説明終わり＞ The horizontal axis of the graph represents elapsed time (sec). In the comparison of the convergence characteristics, the far-end speaker changes at time 15 (sec). A broken line parallel to the y-axis at time 15 (sec) indicates that far-end speakers are different on the left and right of the broken line. The time transition of the normalization coefficient error of the stereo echo canceller in the prior art is represented by a solid line. The time transition of the normalization coefficient error of the stereo echo canceller in Modification 3 of Embodiment 1 of the present invention is represented by a broken line. Comparing the solid line graph with the broken line graph, the broken line graph has a lower normalized coefficient error value at the same time than the solid line graph. Therefore, the stereo echo canceller in the third modification of the first embodiment of the present invention has better convergence characteristics than the conventional stereo echo canceller. FIG. 23 is a graph comparing the convergence characteristics of a conventional stereo echo cancellation apparatus and the convergence characteristics of a stereo echo cancellation apparatus combining the third modification and the second embodiment of the first embodiment of the present invention. The vertical axis of the graph is the normalization coefficient error, and the horizontal axis is the elapsed time (sec), which is the same as FIG. As in the case of FIG. 22, the far-end speaker is switched at time 15 (sec). The time transition of the normalization coefficient error of the stereo echo canceller in the prior art is represented by a solid line. The time transition of the normalization coefficient error of the stereo echo canceller that combines the linear transformation means of the third modification of the first embodiment of the present invention and the second embodiment is represented by a broken line. By combining the linear conversion means 309 of the second embodiment with the third modification, the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k) can be linearly converted in advance, and the linear conversion x1 ( The orthogonality between k) and x2 (k) can be increased, and the cross-correlation between x1 (k) and x2 (k) after linear transformation can be reduced. Comparing the solid line graph with the broken line graph, the broken line graph has a lower normalized coefficient error value at the same time than the solid line graph. Therefore, the stereo reverberation apparatus combining the third modification and the second embodiment of the first embodiment of the present invention has improved convergence characteristics as compared with the conventional stereo reverberation apparatus. Further, comparing FIG. 22 and FIG. 23, it can be seen that if the linear conversion means of the second embodiment is further provided, the convergence characteristic is further improved.
<End of description of effects of each embodiment of the present invention>

また、上述の各種の処理は、記載に従って時系列に実行されるのみならず、処理を実行する装置の処理能力あるいは必要に応じて並列的にあるいは個別に実行されてもよい。その他、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更が可能であることはいうまでもない。   In addition, the various processes described above are not only executed in time series according to the description, but may be executed in parallel or individually according to the processing capability of the apparatus that executes the processes or as necessary. Needless to say, other modifications are possible without departing from the spirit of the present invention.

また、上述の構成をコンピュータによって実現する場合、各装置が有すべき機能の処理内容はプログラムによって記述される。そして、このプログラムをコンピュータで実行することにより、上記処理機能がコンピュータ上で実現される。   Further, when the above-described configuration is realized by a computer, processing contents of functions that each device should have are described by a program. The processing functions are realized on the computer by executing the program on the computer.

この処理内容を記述したプログラムは、コンピュータで読み取り可能な記録媒体に記録しておくことができる。コンピュータで読み取り可能な記録媒体としては、例えば、磁気記録装置、光ディスク、光磁気記録媒体、半導体メモリ等どのようなものでもよい。   The program describing the processing contents can be recorded on a computer-readable recording medium. As the computer-readable recording medium, for example, any recording medium such as a magnetic recording device, an optical disk, a magneto-optical recording medium, and a semiconductor memory may be used.

また、このプログラムの流通は、例えば、そのプログラムを記録したＤＶＤ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬型記録媒体を販売、譲渡、貸与等することによって行う。さらに、このプログラムをサーバコンピュータの記憶装置に格納しておき、ネットワークを介して、サーバコンピュータから他のコンピュータにそのプログラムを転送することにより、このプログラムを流通させる構成としてもよい。   The program is distributed by selling, transferring, or lending a portable recording medium such as a DVD or CD-ROM in which the program is recorded. Furthermore, the program may be distributed by storing the program in a storage device of the server computer and transferring the program from the server computer to another computer via a network.

このようなプログラムを実行するコンピュータは、例えば、まず、可搬型記録媒体に記録されたプログラムもしくはサーバコンピュータから転送されたプログラムを、一旦、自己の記憶装置に格納する。そして、処理の実行時、このコンピュータは、自己の記録媒体に格納されたプログラムを読み取り、読み取ったプログラムに従った処理を実行する。また、このプログラムの別の実行形態として、コンピュータが可搬型記録媒体から直接プログラムを読み取り、そのプログラムに従った処理を実行することとしてもよく、さらに、このコンピュータにサーバコンピュータからプログラムが転送されるたびに、逐次、受け取ったプログラムに従った処理を実行することとしてもよい。また、サーバコンピュータから、このコンピュータへのプログラムの転送は行わず、その実行指示と結果取得のみによって処理機能を実現する、いわゆるＡＳＰ（Application Service Provider）型のサービスによって、上述の処理を実行する構成としてもよい。なお、本形態におけるプログラムには、電子計算機による処理の用に供する情報であってプログラムに準ずるもの（コンピュータに対する直接の指令ではないがコンピュータの処理を規定する性質を有するデータ等）を含むものとする。   A computer that executes such a program first stores, for example, a program recorded on a portable recording medium or a program transferred from a server computer in its own storage device. When executing the process, the computer reads a program stored in its own recording medium and executes a process according to the read program. As another execution form of the program, the computer may directly read the program from a portable recording medium and execute processing according to the program, and the program is transferred from the server computer to the computer. Each time, the processing according to the received program may be executed sequentially. Also, the program is not transferred from the server computer to the computer, and the above-described processing is executed by a so-called ASP (Application Service Provider) type service that realizes the processing function only by the execution instruction and result acquisition. It is good. Note that the program in this embodiment includes information that is used for processing by an electronic computer and that conforms to the program (data that is not a direct command to the computer but has a property that defines the processing of the computer).

また、この形態では、コンピュータ上で所定のプログラムを実行させることにより、本装置を構成することとしたが、これらの処理内容の少なくとも一部をハードウェア的に実現することとしてもよい。   In this embodiment, the present apparatus is configured by executing a predetermined program on a computer. However, at least a part of these processing contents may be realized by hardware.

Claims (12)

第一反響路H1を、第一音響再生手段と前記第一音響再生手段と同一空間内にある収音手段との間の音響的な伝達経路であるものとし、
第二反響路H2を、前記第一音響再生手段と同一空間内にある第二音響再生手段と前記収音手段との間の音響的な伝達経路であるものとし、
前記第一反響路H1を介して前記第一音響再生手段で再生する第一再生信号x1(k)（kは離散時間を表す正の値）を前記収音手段で収音して得た第一反響信号d1(k)と、前記第二反響路H2を介して、前記第二音響再生手段で再生する第二再生信号x2(k)を前記収音手段で収音して得た第二反響信号d2(k)との混合信号を、前記収音手段で収音する全ての収音信号y(k)の中から消去または低減するステレオ反響消去方法において、
前記第一反響路H1の模擬特性Hm1(k)を有し、前記第一再生信号x1(k)を入力とし、前記第一反響信号d1(k)を模擬する第一反響模擬信号dm1(k)を生成する第一適応型反響模擬ステップと、
前記第二反響路H2の模擬特性Hm2(k)を有し、前記第二再生信号x2(k)を入力とし、前記第二反響信号d2(k)を模擬する第二反響模擬信号dm2(k)を生成する第二適応型反響模擬ステップと、
前記第一反響模擬信号dm1(k)と、前記第二反響模擬信号dm2(k)とを、前記収音信号y(k)から減算して誤差信号e(k)を生成する減算ステップと、
前記誤差信号e(k)を入力とし、d1(k)-dm1(k)に相当する第一誤差信号e1(k)と、d2(k)-dm2(k)に相当する第二誤差信号e2(k)の推定値を、0<p<2、0<q<2を満たすように予め定めたpとq、および予め定めたa1とa2により定まる、e1(k)の事後確率分布
Figure 2012044609
 の少なくとも何れか一つを用いて、前記第一誤差信号e1(k)および前記第一誤差信号e2(k)の値をe(k)=e1(k)+e2(k)を満足するように推定する優ガウスモデル誤差配分ステップと、
前記第一模擬特性Hm1(k)と、前記第一再生信号x1(k)と、前記第一誤差信号e1(k)とを入力とし、離散時間kにおける前記第一模擬特性Hm1(k)を離散時間k+1における第一模擬特性Hm1(k+1)に更新する第一更新ステップと、
前記第二模擬特性Hm2(k)と、前記第二再生信号x2(k)と、前記第二誤差信号e2(k)とを入力とし、離散時間kにおける前記第二模擬特性Hm2(k)を離散時間k+1における第二模擬特性Hm2(k+1)に更新する第二更新ステップとを有すること
を特徴とするステレオ反響消去方法。 The first reverberation path H1 is an acoustic transmission path between the first sound reproducing means and the sound collecting means in the same space as the first sound reproducing means,
The second echo path H2 is an acoustic transmission path between the second sound reproducing means and the sound collecting means in the same space as the first sound reproducing means,
A first reproduction signal x1 (k) (k is a positive value representing discrete time) reproduced by the first sound reproduction means via the first echo path H1 is obtained by collecting the sound by the sound collection means. A second regenerated signal x2 (k) reproduced by the second sound reproducing means is collected by the sound collecting means via the second echo signal d1 (k) and the second echo path H2. In the stereo echo canceling method for canceling or reducing the mixed signal with the echo signal d2 (k) from all the collected sound signals y (k) collected by the sound collecting means,
A first reverberation simulation signal dm1 (k) having a simulation characteristic Hm1 (k) of the first reverberation path H1 and having the first reproduction signal x1 (k) as an input to simulate the first reverberation signal d1 (k). ) To generate a first adaptive echo simulation step,
A second reverberation simulation signal dm2 (k) having a simulation characteristic Hm2 (k) of the second reverberation path H2 and having the second reproduction signal x2 (k) as an input to simulate the second reverberation signal d2 (k). ) To generate a second adaptive echo simulation step;
Subtracting step of subtracting the first echo simulation signal dm1 (k) and the second echo simulation signal dm2 (k) from the collected sound signal y (k) to generate an error signal e (k);
With the error signal e (k) as an input, a first error signal e1 (k) corresponding to d1 (k) -dm1 (k) and a second error signal e2 corresponding to d2 (k) -dm2 (k) The posterior probability distribution of e1 (k) is determined by p and q, and a1 and a2 determined in advance so that the estimated value of (k) satisfies 0 <p <2, 0 <q <2.
Figure 2012044609
 The value of the first error signal e1 (k) and the first error signal e2 (k) is set to satisfy e (k) = e1 (k) + e2 (k) using at least one of A Gaussian model error allocation step to estimate
The first simulation characteristic Hm1 (k), the first reproduction signal x1 (k), and the first error signal e1 (k) are input, and the first simulation characteristic Hm1 (k) at a discrete time k is obtained. A first update step for updating to the first simulated characteristic Hm1 (k + 1) at discrete time k + 1;
The second simulation characteristic Hm2 (k), the second reproduction signal x2 (k), and the second error signal e2 (k) are input, and the second simulation characteristic Hm2 (k) at a discrete time k is obtained. And a second updating step of updating to the second simulated characteristic Hm2 (k + 1) at the discrete time k + 1. 請求項１に記載のステレオ反響消去方法であって、前記優ガウスモデル誤差配分ステップが前記事後確率分布P(e1(k)|e(k))およびP(e2(k)|e(k))の最頻値を前記第一誤差信号e1(k)および 前記第二誤差信号e2(k)の推定値とすること
を特徴とするステレオ反響消去方法。 2. The stereo echo cancellation method according to claim 1, wherein the dominant Gaussian model error allocation step includes the posterior probability distributions P (e1 (k) | e (k)) and P (e2 (k) | e (k )) As the estimated values of the first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k). 請求項１に記載のステレオ反響消去方法であって、前記優ガウスモデル誤差配分ステップが前記事後確率分布P(e1(k)|e(k)) およびP(e2(k)|e(k))の期待値を前記第一誤差信号e1(k) および 前記第二誤差信号e2(k)の推定値とすること
を特徴とするステレオ反響消去方法。 2. The stereo echo cancellation method according to claim 1, wherein the dominant Gaussian model error allocation step includes the posterior probability distributions P (e1 (k) | e (k)) and P (e2 (k) | e (k )) As the estimated values of the first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k). 請求項１に記載のステレオ反響消去方法であって、前記優ガウスモデル誤差配分ステップが前記事後確率分布P(e1(k)|e(k)) およびP(e2(k)|e(k))の中央値を前記第一誤差信号e1(k) および 前記第二誤差信号e2(k)の推定値とすること
を特徴とするステレオ反響消去方法。 2. The stereo echo cancellation method according to claim 1, wherein the dominant Gaussian model error allocation step includes the posterior probability distributions P (e1 (k) | e (k)) and P (e2 (k) | e (k )) As a median value of the first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k). 請求項１に記載のステレオ反響消去方法であって、前記優ガウスモデル誤差配分ステップが、前記第一再生信号x1(k)と前記第二再生信号x2(k)との相互相関に基づいて、前記事後確率分布P(e1(k)|e(k)) およびP(e2(k)|e(k))の最頻値、期待値、中央値のいずれか一つを選択して前記第一誤差信号e1(k) および 前記第二誤差信号e2(k)の推定値とすること
を特徴とするステレオ反響消去方法。 The stereo echo cancellation method according to claim 1, wherein the dominant Gaussian model error distribution step is based on a cross-correlation between the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k). Select one of the mode, expected value, and median of the posterior probability distributions P (e1 (k) | e (k)) and P (e2 (k) | e (k)) A stereo echo cancellation method, characterized by using estimated values of the first error signal e1 (k) and the second error signal e2 (k). 請求項１から５の何れかに記載のステレオ反響消去方法であって、前記第一再生信号x1(k)と、前記第一模擬反響信号dm1(k)と、前記観測誤差信号e(k)のうちの少なくともいずれか一つを用いて前記a1を計算し、前記第二再生信号x2(k)と、前記第二模擬反響信号dm2(k)と、前記観測誤差信号e(k)のうちの少なくともいずれか一つを用いて前記a2を計算すること
を特徴とするステレオ反響消去方法。 6. The stereo echo cancellation method according to claim 1, wherein the first reproduction signal x1 (k), the first simulated echo signal dm1 (k), and the observation error signal e (k). A1 is calculated using at least one of the second reproduced signal x2 (k), the second simulated echo signal dm2 (k), and the observation error signal e (k) The stereo echo cancellation method, wherein the a2 is calculated using at least one of the following. 請求項１から６の何れかに記載のステレオ反響消去方法であって、前記第一再生信号x1(k)と前記第二再生信号x2(k)を用いる全てのステップにおいて、前記第一再生信号x1(k)と前記第二再生信号x2(k)の代わりに、それらを線形変換したx1'(k)およびx2'(k)を用いること
を特徴とするステレオ反響消去方法。 7. The stereo echo cancellation method according to claim 1, wherein the first reproduction signal is used in all steps using the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k). A stereo echo cancellation method characterized by using, instead of x1 (k) and the second reproduced signal x2 (k), x1 ′ (k) and x2 ′ (k) obtained by linearly transforming them. 請求項１から６の何れかに記載のステレオ反響消去方法であって、前記優ガウスモデル誤差配分ステップにおいて、前記第一再生信号x1(k)と前記第二再生信号x2(k)の代わりに、それらを線形変換したx1’(k)およびx2’(k)を用いることおよび、
前記第一更新ステップおよび前記第二更新ステップにおいて、前記第一再生信号x1(k)と前記第二再生信号x2(k)の代わりに、それらを線形変換したx1’(k)およびx2’(k)を用い、さらに、前記第一再生信号x1(k)と前記第二再生信号x2(k)に施したものと等しい線形変換を第一模擬特性Hm1(k)および第一模擬特性Hm2(k)の更新結果にも施すことにより、Hm1(k+1)およびHm2(k+1)を得ること
を特徴とするステレオ反響消去方法。 7. The stereo echo cancellation method according to claim 1, wherein, in the superior Gaussian model error distribution step, instead of the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k). Using x1 ′ (k) and x2 ′ (k), which are linear transformations of them, and
In the first update step and the second update step, instead of the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k), x1 ′ (k) and x2 ′ ( k), and further, the first simulated characteristic Hm1 (k) and the first simulated characteristic Hm2 (1) are subjected to linear transformation equivalent to that applied to the first reproduced signal x1 (k) and the second reproduced signal x2 (k). A stereo echo cancellation method characterized in that Hm1 (k + 1) and Hm2 (k + 1) are obtained by applying to the update result of k). 請求項１から６の何れかに記載のステレオ反響消去方法であって、
前記第一再生信号x1(k)と前記第二再生信号x2(k)の代わりに、周波数分割された第一再生信号および周波数分割された第二再生信号を入力し、
収音信号y(k)の代わりに、周波数分割された収音信号を入力し、
分割された各周波数毎に、前記第一適応型反響模擬ステップ、前記第二適応型反響模擬ステップ、前記減算ステップ、前記優ガウスモデル誤差配分ステップ、前記第一更新ステップ、前記第二更新ステップを実行し、
各周波数毎に生成された前記誤差信号を周波数合成して、前記反響消去信号e(k)を得ること
を特徴とするステレオ反響消去方法。 A stereo echo cancellation method according to any one of claims 1 to 6,
Instead of the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k), the frequency-divided first reproduction signal and the frequency-division second reproduction signal are input,
Instead of the collected sound signal y (k), input the frequency-divided sound collected signal,
For each divided frequency, the first adaptive echo simulation step, the second adaptive echo simulation step, the subtraction step, the dominant Gaussian model error distribution step, the first update step, and the second update step are performed. Run,
A stereo echo cancellation method, wherein the error cancellation signal e (k) is obtained by frequency synthesis of the error signal generated for each frequency. 請求項１から６の何れかに記載のステレオ反響消去方法であって、
前記第一再生信号x1(k)と前記第二再生信号x2(k)の代わりに、周波数分割された第一再生信号および周波数分割された第二再生信号を入力し、
分割された各周波数毎に、前記第一適応型反響模擬ステップ、前記第二適応型反響模擬ステップを実行し、各周波数毎に得られた前記第一反響模擬信号および第二反響模擬信号を周波数合成し、全周波数帯域信号に戻した後、前記収音信号y(k)から減算する前記減算ステップを実行し、得られた誤差信号e(k)を周波数分割し、各周波数毎に、前記優ガウスモデル誤差配分ステップ、前記第一更新ステップ、前記第二更新ステップを実行すること
を特徴とするステレオ反響消去方法。 A stereo echo cancellation method according to any one of claims 1 to 6,
Instead of the first reproduction signal x1 (k) and the second reproduction signal x2 (k), the frequency-divided first reproduction signal and the frequency-division second reproduction signal are input,
The first adaptive echo simulation step and the second adaptive echo simulation step are executed for each of the divided frequencies, and the first echo simulation signal and the second echo simulation signal obtained for each frequency are frequency-converted. After synthesizing and returning to the entire frequency band signal, the subtracting step of subtracting from the collected sound signal y (k) is performed, the obtained error signal e (k) is frequency-divided, and for each frequency, A stereo echo cancellation method, comprising: executing a Gaussian model error distribution step, the first update step, and the second update step. 第一反響路H1を、第一音響再生手段と前記第一音響再生手段と同一空間内にある収音手段との間の音響的な伝達経路であるものとし、
第二反響路H2を、前記第一音響再生手段と同一空間内にある第二音響再生手段と前記収音手段との間の音響的な伝達経路であるものとし、
前記第一反響路H1を介して前記第一音響再生手段で再生する第一再生信号x1(k)（kは離散時間を表す正の値）を前記収音手段で収音して得た第一反響信号d1(k)と、前記第二反響路H2を介して、前記第二音響再生手段で再生する第二再生信号x2(k)を前記収音手段で収音して得た第二反響信号d2(k)との混合信号を、前記収音手段で収音する全ての収音信号y(k)の中から消去または低減するステレオ反響消去装置において、
前記第一反響路H1の模擬特性Hm1(k)を有し、前記第一再生信号x1(k)を入力とし、前記第一反響信号d1(k)を模擬する第一反響模擬信号dm1(k)を生成する第一適応型模擬反響路と、
前記第二反響路H2の模擬特性Hm2(k)を有し、前記第二再生信号x2(k)を入力とし、前記第二反響信号d2(k)を模擬する第二反響模擬信号dm2(k)を生成する第二適応型模擬反響路と、
前記第一反響模擬信号dm1(k)と、前記第二反響模擬信号dm2(k)とを、前記収音信号y(k)から減算して誤差信号e(k)を生成する減算器と、
前記誤差信号e(k)を入力とし、d1(k)-dm1(k)に相当する第一誤差信号e1(k)と、d2(k)-dm2(k)に相当する第二誤差信号e2(k)の推定値を、0<p<2、0<q<2を満たすように予め定めたpとq、および予め定めたa1とa2により定まる、e1(k)の事後確率分布
Figure 2012044609
の少なくとも何れか一つを用いて、前記第一誤差信号e1(k)および前記第一誤差信号e2(k)の値をe(k)=e1(k)+e2(k)を満足するように推定する優ガウスモデル誤差配分手段と、
前記第一模擬特性Hm1(k)と、前記第一再生信号x1(k)と、前記第一誤差信号e1(k)とを入力とし、離散時間kにおける前記第一模擬特性Hm1(k)を離散時間k+1における第一模擬特性Hm1(k+1)に更新する第一更新手段と、
前記第二模擬特性Hm2(k)と、前記第二再生信号x2(k)と、前記第二誤差信号e2(k)とを入力とし、離散時間kにおける前記第二模擬特性Hm2(k)を離散時間k+1における第二模擬特性Hm2(k+1)に更新する第二更新手段とを有すること
を特徴とするステレオ反響消去装置。 The first reverberation path H1 is an acoustic transmission path between the first sound reproducing means and the sound collecting means in the same space as the first sound reproducing means,
The second echo path H2 is an acoustic transmission path between the second sound reproducing means and the sound collecting means in the same space as the first sound reproducing means,
A first reproduction signal x1 (k) (k is a positive value representing discrete time) reproduced by the first sound reproduction means via the first echo path H1 is obtained by collecting the sound by the sound collection means. A second regenerated signal x2 (k) reproduced by the second sound reproducing means is collected by the sound collecting means via the second echo signal d1 (k) and the second echo path H2. In the stereo echo canceller for canceling or reducing the mixed signal with the echo signal d2 (k) from all the collected sound signals y (k) collected by the sound collecting means,
A first reverberation simulation signal dm1 (k) having a simulation characteristic Hm1 (k) of the first reverberation path H1 and having the first reproduction signal x1 (k) as an input to simulate the first reverberation signal d1 (k). ) To generate a first adaptive simulated echo path,
A second reverberation simulation signal dm2 (k) having a simulation characteristic Hm2 (k) of the second reverberation path H2 and having the second reproduction signal x2 (k) as an input to simulate the second reverberation signal d2 (k). ) To generate a second adaptive simulated echo path,
A subtractor that subtracts the first echo simulation signal dm1 (k) and the second echo simulation signal dm2 (k) from the collected sound signal y (k) to generate an error signal e (k);
With the error signal e (k) as an input, a first error signal e1 (k) corresponding to d1 (k) -dm1 (k) and a second error signal e2 corresponding to d2 (k) -dm2 (k) The posterior probability distribution of e1 (k) is determined by p and q, and a1 and a2 determined in advance so that the estimated value of (k) satisfies 0 <p <2, 0 <q <2.
Figure 2012044609
The value of the first error signal e1 (k) and the first error signal e2 (k) is set to satisfy e (k) = e1 (k) + e2 (k) using at least one of A Gaussian model error distribution means to estimate
The first simulation characteristic Hm1 (k), the first reproduction signal x1 (k), and the first error signal e1 (k) are input, and the first simulation characteristic Hm1 (k) at a discrete time k is obtained. First updating means for updating to the first simulated characteristic Hm1 (k + 1) at discrete time k + 1;
The second simulation characteristic Hm2 (k), the second reproduction signal x2 (k), and the second error signal e2 (k) are input, and the second simulation characteristic Hm2 (k) at a discrete time k is obtained. And a second updating means for updating the second simulated characteristic Hm2 (k + 1) at the discrete time k + 1. 請求項１から１０の何れかに記載のステレオ反響消去方法を実行すべき指令をコンピュータに対してするプログラム。   11. A program for instructing a computer to execute the stereo echo canceling method according to claim 1.
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