JP2012029436A

JP2012029436A - Current resonance type converter and control method for the same

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Publication number: JP2012029436A
Application number: JP2010164845A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Nemoto; 健一根本
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2010-07-22
Filing date: 2010-07-22
Publication date: 2012-02-09
Anticipated expiration: 2030-07-22
Also published as: JP5591002B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a low cost current resonance type converter with a relatively simple circuit configuration.SOLUTION: A converter includes a main circuit 10 and a control circuit 20 for inputting a control signal S20 to the main circuit 10. The main circuit 10 converts a DC input voltage Vin into an AC voltage and converts the AC voltage into a DC output voltage Vo by making a switching element, which performs on/off operation by the control signal S20 having a switching frequency fs, perform a soft switching operation by use of an LC resonance operation. The control circuit 20 includes: output voltage detection means 31 for detecting the startup output voltage Vo and obtaining a detection result; frequency determining means 32 for determining the frequency fs for commencement of a soft start based on a characteristic of the output voltage of the converter vs. the switching frequency and the detection result; and frequency control means 22 for controlling a startup of the switching element by the control signal S20 that gradually decreases the frequency fs after commencing the soft start at the determined frequency fs.

Description

本発明は、インダクタとコンデンサの共振動作を利用してソフトスイッチング動作を行わせる電流共振型コンバータ（これは「ＬＬＣコンバータ」とも言う。）と、そのソフトスタートを制御する電流共振型コンバータの制御方法に関するものである。 The present invention relates to a current resonance type converter that performs a soft switching operation using the resonance operation of an inductor and a capacitor (this is also referred to as “LLC converter”), and a control method for the current resonance type converter that controls the soft start thereof. It is about.

従来、電流共振型コンバータは、例えば、下記の特許文献１に記載されているように、スイッチング周波数を有する制御信号によってオン／オフ動作するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子によって直流（以下「ＤＣ」という。）の入力電圧を交流（以下「ＡＣ」という。）に変換するスイッチング回路と、共振用インダクタ及び共振用コンデンサを有し、前記スイッチング回路から出力されるＡＣ電圧を入力して所定の共振周波数にて共振する共振回路と、前記共振回路から出力される共振信号を入力する１次巻線、及び２次巻線を有する変圧器（以下「トランス」という。）と、前記２次巻線から出力されるＡＣ電圧をＤＣ電圧に整流する整流回路と、前記整流回路から出力されるＤＣ電圧を平滑した出力電圧を出力側から出力する出力コンデンサとを備えている。 2. Description of the Related Art Conventionally, a current resonance type converter has a switching element that is turned on / off by a control signal having a switching frequency, for example, as described in Patent Document 1 below, and direct current (hereinafter referred to as “DC”) by the switching element. A switching circuit that converts an input voltage of AC to AC (hereinafter referred to as “AC”), a resonance inductor, and a resonance capacitor. The AC voltage output from the switching circuit is input and a predetermined voltage is input. A resonance circuit that resonates at a resonance frequency, a primary winding that inputs a resonance signal output from the resonance circuit, and a transformer having a secondary winding (hereinafter referred to as “transformer”), and the secondary winding. A rectifier circuit that rectifies the AC voltage output from the line into a DC voltage, and an output voltage obtained by smoothing the DC voltage output from the rectifier circuit from the output side. And an output capacitor to force.

このような電流共振型コンバータの制御方法において、出力電圧の制御は、スイッチング素子をオン／オフ動作させるための制御信号のスイッチング周波数を制御することにより行われる。スイッチング周波数は、例えば、共振回路の共振周波数より高い周波数で動作するように設計されていて、スイッチング周波数を上げると（即ち、共振周波数から離れると）、出力される電力が小さくなり、スイッチング周波数を下げると（即ち、共振周波数に近づけると）、出力される電力が大きくなる。 In such a current resonance converter control method, the output voltage is controlled by controlling the switching frequency of a control signal for turning on / off the switching element. The switching frequency is designed to operate at a frequency higher than the resonance frequency of the resonance circuit, for example. When the switching frequency is increased (that is, away from the resonance frequency), the output power is reduced, and the switching frequency is reduced. When it is lowered (ie, closer to the resonance frequency), the output power increases.

この種の電流共振型コンバータでは、スイッチング素子のスイッチング時に、共振回路による共振現象を利用し、電圧又は電流がゼロとなった状態でスイッチングを行うソフトスイッチング技術により、スイッチング損失のない電源の高効率化や、低ノイズ化等が可能になる。ソフトスイッチングにおいて、一般に、電圧がゼロの状態で行うスイッチングをゼロ電圧スイッチング（以下「ＺＶＳ」という。）、電流がゼロの状態で行うスイッチングをゼロ電流スイッチング（以下「ＺＣＳ」という。）と称されている。 This type of current resonance type converter uses a resonance phenomenon caused by a resonance circuit when switching the switching element, and uses a soft switching technology that performs switching in a state in which the voltage or current becomes zero, thereby achieving high efficiency of the power source without switching loss. And low noise can be achieved. In soft switching, switching performed in a state where the voltage is zero is generally referred to as zero voltage switching (hereinafter referred to as “ZVS”), and switching performed in a state where the current is zero is referred to as zero current switching (hereinafter referred to as “ZCS”). ing.

特開２００６−２０４０４８号公報JP 2006-204048 A

しかしながら、従来の電流共振型コンバータ及びその制御方法によれば、以下のような課題があった。 However, the conventional current resonance type converter and its control method have the following problems.

電流共振型コンバータは、スイッチング素子のオン／オフ動作を制御する制御信号の周波数制御を行っており、出力電圧及び出力電流によってスイッチング周波数が一意に決まる。このため、出力電圧が０Ｖの状態から起動する場合は、スイッチング周波数を高い周波数から徐々に周波数を下げていくこと（即ち、ソフトスタート）により、出力コンデンサのチャージ電流による過電流を防止している。この時、スイッチングを行っているスイッチング素子には、出力コンデンサをチャージする電流が流れるため、この電流を利用してＺＶＳを行うことができる。 The current resonance type converter performs frequency control of a control signal for controlling the on / off operation of the switching element, and the switching frequency is uniquely determined by the output voltage and the output current. For this reason, when starting from a state where the output voltage is 0 V, the switching frequency is gradually decreased from a high frequency (that is, soft start), thereby preventing an overcurrent due to the charge current of the output capacitor. . At this time, since a current for charging the output capacitor flows through the switching element that performs switching, ZVS can be performed using this current.

ところが、出力コンデンサに電圧が残っている状態、あるいは、複数の電流共振型コンバータが出力側で並列接続され、出力停止状態の電流共振型コンバータが、他の動作中の電流共振型コンバータにより出力電圧が印加されている状態の場合、スイッチング周波数における高い周波数から電流共振型コンバータの起動を行うと、電流共振型コンバータの出力電圧対スイッチング周波数特性により、出力側に電力を伝達できない。この結果、スイッチング素子に電流が流れないため、ＺＶＳ動作を行うことができずに、そのスイッチング素子にサージ電圧が印加されてしまう。 However, when the voltage remains in the output capacitor, or a plurality of current resonant converters are connected in parallel on the output side, and the current resonant converter in the output stopped state is output by the current resonant converter in operation. When the current resonant converter is started from a high switching frequency, power cannot be transmitted to the output side due to the output voltage versus switching frequency characteristics of the current resonant converter. As a result, since no current flows through the switching element, the ZVS operation cannot be performed, and a surge voltage is applied to the switching element.

ソフトスイッチングの電流共振型コンバータは、スイッチング素子のスイッチング損失を減少させることの他に、ターンオフ時のスイッチング素子のサージ耐圧を抑えることにより、耐圧の低いスイッチング素子を選定できることに利点（メリット）がある。しかし、前記のような現象が起きてしまうと、スイッチング素子の耐圧を高くしなければならないため、電流共振型コンバータのコスト増加や、スイッチング素子の特性悪化（スイッチング素子におけるオン抵抗等）によるコンバータ効率の低下の課題がある。 In addition to reducing the switching loss of the switching element, the soft switching current resonance type converter has an advantage (merit) in that a switching element with a low breakdown voltage can be selected by suppressing a surge breakdown voltage of the switching element at the time of turn-off. . However, if the above phenomenon occurs, the switching element must have a high breakdown voltage. Therefore, the converter efficiency is increased due to an increase in the cost of the current resonance converter and deterioration of the characteristics of the switching element (such as on-resistance in the switching element). There is a problem of lowering.

本発明は、前記課題に鑑みてなされたものであり、耐圧の低いスイッチング素子を使用でき、比較的簡単な回路構成で、低コストの電流共振型コンバータとその制御方法を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a low-cost current resonant converter and a control method thereof, which can use a switching element with a low withstand voltage and have a relatively simple circuit configuration. To do.

本発明のうちの第１の発明の電流共振型コンバータの制御方法は、ＤＣの入力電圧を入力し、インダクタ及びコンデンサの共振動作を利用して、スイッチング周波数を有する制御信号によりオン／オフ動作するスイッチング素子に対するソフトスイッチング動作を行わせて、前記入力電圧をＡＣ電圧に変換し、前記ＡＣ電圧をＤＣの出力電圧に変換して出力側から出力する電流共振型コンバータの制御方法において、次のような処理を有している。 A control method for a current resonance type converter according to a first aspect of the present invention is a method in which a DC input voltage is input and an on / off operation is performed by a control signal having a switching frequency by using a resonance operation of an inductor and a capacitor. In a control method of a current resonance type converter that performs a soft switching operation on a switching element, converts the input voltage into an AC voltage, converts the AC voltage into a DC output voltage, and outputs the output voltage from the output side. It has a processing.

即ち、本第１の発明の電流共振型コンバータの制御方法では、起動時の前記出力電圧を検出してこの検出結果を求める出力電圧検出処理と、前記出力電圧に対する前記スイッチング周波数における所定の出力電圧対スイッチング周波数特性と前記検出結果とに基づき、前記出力側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始の前記スイッチング周波数を決定する周波数決定処理と、決定された前記スイッチング周波数にて起動を開始させた後に前記スイッチング周波数を漸減する前記制御信号により、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させて前記電流共振型コンバータの起動を制御する周波数制御処理と、を有することを特徴とする。 That is, in the control method of the current resonance type converter according to the first aspect of the present invention, an output voltage detection process for detecting the output voltage at start-up and obtaining the detection result, and a predetermined output voltage at the switching frequency with respect to the output voltage. Based on the switching frequency characteristics and the detection result, a frequency determination process for determining the soft start start switching frequency capable of supplying power to the output side, and starting at the determined switching frequency. And a frequency control process for controlling the activation of the current resonance converter by turning on / off the switching element by the control signal for gradually decreasing the switching frequency.

第２の発明の電流共振型コンバータは、スイッチング周波数を有する制御信号によってオン／オフ動作するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子によってＤＣの入力電圧をＡＣに変換して第１の交流電圧を出力するスイッチング回路と、共振用のインダクタ及びコンデンサを有し、前記第１のＡＣ電圧を入力して所定の共振周波数にて共振して共振信号を出力する共振回路と、前記共振信号を入力する１次巻線、及び前記１次巻線に対して絶縁された２次巻線を有するトランスと、前記２次巻線から出力される第２のＡＣ電圧をＤＣに変換して出力電圧を生成し、前記出力電圧を出力側から出力する整流回路と、前記出力電圧を検出し、前記制御信号を生成して前記スイッチング素子をオン／オフ動作させる制御回路とを備え、前記出力電圧に対する前記スイッチング周波数における所定の出力電圧対スイッチング周波数特性を有する電流共振型コンバータにおいて、前記制御回路は次のような手段を有している。 A current resonance converter according to a second aspect of the present invention has a switching element that is turned on / off by a control signal having a switching frequency, and converts the DC input voltage to AC by the switching element to output a first AC voltage. A switching circuit, a resonance inductor and a capacitor, a resonance circuit that inputs the first AC voltage, resonates at a predetermined resonance frequency, and outputs a resonance signal; and 1 that inputs the resonance signal A transformer having a secondary winding and a secondary winding insulated from the primary winding and a second AC voltage output from the secondary winding are converted to DC to generate an output voltage. A rectifier circuit that outputs the output voltage from an output side, and a control circuit that detects the output voltage and generates the control signal to turn on / off the switching element. In the current resonant converter having a predetermined output voltage versus switching frequency characteristics of the switching frequency for the output voltage, the control circuit has the following means.

即ち、前記制御回路は、起動時の前記出力電圧を検出してこの検出結果を求める出力電圧検出手段と、前記出力電圧対スイッチング周波数特性及び前記検出結果に基づき、前記出力側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始の前記スイッチング周波数を決定する周波数決定手段と、決定された前記スイッチング周波数にて起動を開始させた後に前記スイッチング周波数を漸減する前記制御信号により、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させて前記電流共振型コンバータの起動を制御する周波数制御手段と、を有することを特徴とする。 That is, the control circuit detects the output voltage at start-up and obtains the detection result, and based on the output voltage versus switching frequency characteristic and the detection result, the control circuit supplies power to the output side. The switching element is turned on / off by frequency determining means for determining the switching frequency at which soft-start can be supplied, and the control signal for gradually decreasing the switching frequency after starting activation at the determined switching frequency. Frequency control means for operating and controlling activation of the current resonance type converter.

第１の発明における電流共振型コンバータの制御方法によれば、起動時の出力電圧検出処理、周波数決定処理、及び周波数制御処理により、ソフトスタート時、必ずスイッチング素子のＺＶＳ動作を行うことができるため、耐圧の低いスイッチング素子を選定できる。 According to the control method of the current resonance type converter in the first aspect of the invention, the ZVS operation of the switching element can always be performed at the time of soft start by the output voltage detection process at startup, the frequency determination process, and the frequency control process. A switching element with a low breakdown voltage can be selected.

第２の発明における電流共振型コンバータによれば、例えば、制御回路を、プロセッサを用いたプログラム制御により実行する構成にする場合は、新たな回路を追加する必要がなく、起動時の制御プログラムの変更だけで処理できるため、コストがかからない。又、制御回路を実回路にて構成する場合は、定常時の回路構成に対し、新たに、起動時の回路構成を追加するだけで、起動時の周波数制御が可能になる。そのため、比較的簡単な回路構成で、低コストの制御回路を実現できる。 According to the current resonance type converter in the second invention, for example, when the control circuit is configured to be executed by program control using a processor, it is not necessary to add a new circuit and Since it can be processed only by changes, it does not cost. Further, when the control circuit is configured by an actual circuit, the frequency control at the time of startup can be performed simply by adding a circuit configuration at the time of startup to the circuit configuration at the time of steady operation. Therefore, a low-cost control circuit can be realized with a relatively simple circuit configuration.

図１は本発明の実施例１における電流共振型コンバータの概略を示す構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram showing an outline of a current resonance type converter in Embodiment 1 of the present invention. 図２は図１中のコンバータ主回路１０の構成例を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of the converter main circuit 10 in FIG. 図３−１は図２中のＦＥＴ１２−１〜１２−４における電圧及び電流波形を示す図である。FIG. 3A is a diagram illustrating voltage and current waveforms in the FETs 12-1 to 12-4 in FIG. 図３−２は図２中の１次巻線１４ａ側における電圧及び電流波形を示す図である。3-2 is a diagram showing voltage and current waveforms on the primary winding 14a side in FIG. 図３−３は図２中の２次巻線１４ｂ側における電圧及び電流波形を示す図である。FIG. 3C is a diagram illustrating voltage and current waveforms on the secondary winding 14b side in FIG. 図４は図１の電流共振型コンバータにおける出力電圧対スイッチング周波数特性を示す図である。FIG. 4 is a graph showing output voltage versus switching frequency characteristics in the current resonance type converter of FIG. 図５は図１中の制御回路２０における起動時の処理を示すフローチャートである。FIG. 5 is a flowchart showing processing at the start-up in the control circuit 20 in FIG. 図６は本発明の実施例２における電流共振型コンバータの構成例を示す概略の回路図である。FIG. 6 is a schematic circuit diagram showing a configuration example of the current resonance type converter according to the second embodiment of the present invention.

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。 Modes for carrying out the present invention will become apparent from the following description of the preferred embodiments when read in light of the accompanying drawings. However, the drawings are only for explanation and do not limit the scope of the present invention.

（実施例１の電流共振型コンバータの構成）
図１は、本発明の実施例１における電流共振型コンバータの概略を示す構成図である。 (Configuration of Current Resonant Type Converter of Example 1)
FIG. 1 is a configuration diagram illustrating an outline of a current resonance type converter according to a first embodiment of the present invention.

この電流共振型コンバータは、高効率及び低ノイズのスイッチング電源装置に使用されるＤＣ／ＤＣ変換器であり、太陽電池等のＤＣ電源から供給されるＤＣ入力電圧Ｖｉｎ及びＤＣ入力電流Ｉｉｎを入力する入力端子１を有している。入力端子１には、コンバータ主回路１０を介して、ＤＣ出力電圧Ｖｏ及びＤＣ出力電流Ｉｏを出力する出力端子１７が接続されている。 This current resonance type converter is a DC / DC converter used in a switching power supply device with high efficiency and low noise, and inputs a DC input voltage Vin and a DC input current Iin supplied from a DC power source such as a solar cell. An input terminal 1 is provided. An output terminal 17 that outputs a DC output voltage Vo and a DC output current Io is connected to the input terminal 1 via the converter main circuit 10.

コンバータ主回路１０は、スイッチング周波数ｆｓを有する制御信号Ｓ２０によりオン／オフ動作する複数のスイッチング素子（例えば、電界効果トランジスタ、以下「ＦＥＴ」という。）を有するスイッチング回路と、インダクタ及びコンデンサからなる共振周波数ｆｒを有する共振回路と、入出力端子間を絶縁するトランスと、このトランスの出力電圧をＤＣ電圧に整流する整流回路等とにより構成されている。このコンバータ主回路１０では、入力端子１からＤＣ入力電圧Ｖｉｎ及びＤＣ入力電流Ｉｉｎを入力し、共振回路の共振動作を利用して、制御信号Ｓ２０によりオン／オフ動作するＦＥＴに対するソフトスイッチング動作を行わせて、ＤＣ入力電圧Ｖｉｎ及びＤＣ入力電流ＩｉｎをＡＣに変換し、このＡＣ電圧をトランスを介して伝達し、整流回路等により、そのＡＣ電圧及びＡＣ電流をＤＣ出力電圧Ｖｏ及びＤＣ出力電流Ｉｏに変換して出力端子１７から出力する機能を有している。 The converter main circuit 10 includes a switching circuit having a plurality of switching elements (for example, field effect transistors, hereinafter referred to as “FETs”) that are turned on / off by a control signal S20 having a switching frequency fs, and a resonance composed of an inductor and a capacitor. The circuit includes a resonance circuit having a frequency fr, a transformer that insulates between input and output terminals, and a rectifier circuit that rectifies the output voltage of the transformer into a DC voltage. In this converter main circuit 10, a DC input voltage Vin and a DC input current Iin are input from the input terminal 1, and a soft switching operation is performed on an FET that is turned on / off by a control signal S 20 using the resonance operation of the resonance circuit. Thus, the DC input voltage Vin and the DC input current Iin are converted into AC, and the AC voltage is transmitted through a transformer. The AC voltage and the AC current are converted by the rectifier circuit or the like into the DC output voltage Vo and the DC output current Io. To output from the output terminal 17.

出力端子１７側には、コンバータ主回路１０を周波数制御するための制御回路２０が接続されている。制御回路２０は、ＤＣ出力電圧ＶｏやＤＣ出力電流Ｉｏに基づき、制御信号Ｓ２０を生成してコンバータ主回路１０内のＦＥＴをオン／オフ動作させる回路であり、定常時の出力状態制御手段２１、及び周波数制御手段２２を有する他に、起動時の制御手段３０が追加されている。起動時の制御手段３０は、出力電圧検出手段３１、及びソフトスタート開始の周波数決定手段２２を有している。 A control circuit 20 for controlling the frequency of the converter main circuit 10 is connected to the output terminal 17 side. The control circuit 20 is a circuit that generates a control signal S20 on the basis of the DC output voltage Vo and the DC output current Io to turn on / off the FET in the converter main circuit 10, and outputs the steady state output state control means 21, In addition to having the frequency control means 22, a control means 30 at the time of activation is added. The startup control means 30 includes an output voltage detection means 31 and a soft start start frequency determination means 22.

定常時の出力状態制御手段２１は、ＤＣ出力電圧ＩｏやＤＣ出力電流Ｉｏ等に基づき、定電圧制御や定電流制御等を行うために最適なスイッチング周波数ｆｓを決定する機能を有し、この出力側に、周波数制御手段２２が接続されている。周波数制御手段２２は、決定されたスイッチング周波数ｆｓを有する制御信号Ｓ２０によってコンバータ主回路１０内のＦＥＴをオン／オフ制御する機能を有している。 The constant output state control means 21 has a function of determining an optimum switching frequency fs for performing constant voltage control, constant current control, and the like based on the DC output voltage Io, the DC output current Io, and the like. On the side, the frequency control means 22 is connected. The frequency control means 22 has a function of performing on / off control of the FET in the converter main circuit 10 by a control signal S20 having the determined switching frequency fs.

起動時の制御手段３０を構成する出力電圧検出手段３１は、起動時のＤＣ出力電圧Ｖｏを検出してこの検出結果を求める機能を有し、この出力側に、ソフトスタート開始の周波数決定手段３２が接続されている。ソフトスタート開始の周波数決定手段３２は、電流共振型コンバータの出力電圧対スイッチング周波数特性及び前記検出結果に基づき、出力端子１７側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始のスイッチング周波数ｆｓを決定する機能を有し、この出力側に、周波数制御手段２２が接続されている。周波数制御手段２２は、前記機能の他に、周波数決定手段３２により決定されたスイッチング周波数ｆｓにて起動を開始させた後にそのスイッチング周波数ｆｓを漸減する制御信号Ｓ２０により、ＦＥＴをオン／オフ動作させて電流共振型コンバータの起動を制御する機能を有している。 The output voltage detection means 31 constituting the start-up control means 30 has a function of detecting the DC output voltage Vo at start-up and obtaining the detection result. On the output side, the frequency determination means 32 for starting the soft start. Is connected. The soft-start start frequency determining means 32 determines the soft-start start switching frequency fs that can supply power to the output terminal 17 based on the output voltage versus switching frequency characteristics of the current resonance type converter and the detection result. The frequency control means 22 is connected to this output side. In addition to the above functions, the frequency control means 22 starts the operation at the switching frequency fs determined by the frequency determination means 32 and then turns the FET on / off by a control signal S20 that gradually decreases the switching frequency fs. And has a function of controlling the activation of the current resonance type converter.

この制御回路２０は、デジタル信号処理に特化したマイクロプロセッサであるデジタルシグナルプロセッサ（以下「ＤＳＰ」という。）等のプロセッサや、あるいは、実回路により構成されている。 The control circuit 20 includes a processor such as a digital signal processor (hereinafter referred to as “DSP”) that is a microprocessor specialized for digital signal processing, or an actual circuit.

制御回路２０をプロセッサにより構成する場合には、例えば、以下のようにすればよい。
プロセッサは、例えば、定常時及び起動時の制御プログラムを格納したプログラムメモリと、その制御プログラムに従い演算及び制御処理を行う中央処理装置（以下「ＣＰＵ」という。）と、このＣＰＵのプログラム処理により制御される入力部及び出力部等とを備えている。そのため、入力部により、出力電圧検出手段３１の機能を実行させ、入力部及びＣＰＵのプログラム処理により、定常時の出力状態制御手段２１の機能を実行させ、ＣＰＵのプログラム処理により、ソフトスタート開始の周波数決定手段３２、及び周波数制御手段２２の機能を実行させ、出力部により、制御信号Ｓ２０を出力させる機能を実行させればよい。 When the control circuit 20 is configured by a processor, for example, the following may be performed.
The processor is controlled by, for example, a program memory storing a control program at the time of normal operation and startup, a central processing unit (hereinafter referred to as “CPU”) that performs calculation and control processing according to the control program, and program processing of the CPU. An input unit and an output unit. Therefore, the function of the output voltage detection means 31 is executed by the input section, the function of the output state control means 21 in the steady state is executed by the program processing of the input section and the CPU, and the soft start start is executed by the program processing of the CPU. The functions of the frequency determination unit 32 and the frequency control unit 22 may be executed, and the output unit may execute the function of outputting the control signal S20.

図２は、図１中のコンバータ主回路１０の構成例を示す回路図である。
このコンバータ主回路１０は、入力端子１を構成する正側入力端子１ａ及びグランドＧＮＤ側入力端子１ｂに接続された平滑用の入力コンデンサ１１及びフルブリッジ型のスイッチング回路１２を有している。フルブリッジ型のスイッチング回路１２は、スイッチング素子である４つのＦＥＴ１２−１〜１２−４を有し、入力端子１ａと入力端子１ｂとの間に、ＦＥＴ１２−１、ノードＮ２及びＦＥＴ１２−２が直列に接続されると共に、ＦＥＴ１２−３、ノードＮ１及びＦＥＴ１２−４が直列に接続されている。ノードＮ１，Ｎ２には、直列共振回路１３、及びトランス１４が接続されている。 FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of converter main circuit 10 in FIG.
The converter main circuit 10 includes a smoothing input capacitor 11 and a full bridge type switching circuit 12 connected to a positive side input terminal 1a and a ground GND side input terminal 1b constituting the input terminal 1. The full bridge type switching circuit 12 has four FETs 12-1 to 12-4 as switching elements, and an FET 12-1, a node N2, and an FET 12-2 are connected in series between the input terminal 1a and the input terminal 1b. The FET 12-3, the node N1, and the FET 12-4 are connected in series. A series resonant circuit 13 and a transformer 14 are connected to the nodes N1 and N2.

ＦＥＴ１２−１，１２−２は、制御信号Ｓ２０により相補的にオン／オフ動作し、更に、ＦＥＴ１２−３，１２−４も、制御信号Ｓ２０により相補的にオン／オフ動作する。各ＦＥＴ１２−１，１２−２，１２−３，１２−４のドレイン・ソース間には、それぞれ寄生容量１２−１ａ，１２−２ａ，１２−３ａ，１２−４ａ等が存在している。 The FETs 12-1 and 12-2 are complementarily turned on / off by the control signal S20, and the FETs 12-3 and 12-4 are complementarily turned on / off by the control signal S20. Parasitic capacitances 12-1a, 12-2a, 12-3a, 12-4a, etc. exist between the drains and sources of the FETs 12-1, 12-2, 12-3, 12-4, respectively.

例えば、制御信号Ｓ２０により、ＦＥＴ１２−１，１２−４がオフ状態、ＦＥＴ１２−２，１２−３がオン状態の場合、入力端子１ａから入力されたＤＣ入力電流Ｉｉｎは、オン状態のＦＥＴ１２−３→ノードＮ１→直列共振回路１３及びトランス１４の１次側→ノードＮ２→オン状態のＦＥＴ１２−２→入力端子１ｂへ流れる。この時、ＦＥＴ１２−２，１２−３のドレイン・ソース間には電流Ｉｓｗが流れ、ＦＥＴ１２−２に、ドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗが生じる。 For example, when the FETs 12-1 and 12-4 are turned off and the FETs 12-2 and 12-3 are turned on by the control signal S20, the DC input current Iin input from the input terminal 1a is turned on. → Node N1 → Primary side of series resonance circuit 13 and transformer 14 → Node N2 → ON-state FET 12-2 → Input terminal 1b. At this time, a current Isw flows between the drains and sources of the FETs 12-2 and 12-3, and a drain-source voltage Vsw is generated in the FET 12-2.

ノードＮ１に接続された直列共振回路１３は、キャパシタンスＣｒの共振用コンデンサ１３ａと、インダクタンスＬｒの共振用インダクタ１３ｂとを有し、これらが直列に接続されている。直列共振回路１３は、共振用コンデンサ１３ａのキャパシタンスＣｒと共振用インダクタ１３ｂのインダクタンスＬｒとで決まる固有の共振周波数ｆｒを有し、例えば、コンデンサ１３ａ及びインダクタ１３ｂに共振信号である共振電流Ｉｒが流れると、このコンデンサ１３ａ及びインダクタ１３ｂの両端電極間に、共振電圧Ｖｒが生じる。インダクタ１３ｂの一端の電極側には、トランス１４が接続されている。 The series resonance circuit 13 connected to the node N1 includes a resonance capacitor 13a having a capacitance Cr and a resonance inductor 13b having an inductance Lr, which are connected in series. The series resonance circuit 13 has a specific resonance frequency fr determined by the capacitance Cr of the resonance capacitor 13a and the inductance Lr of the resonance inductor 13b. For example, a resonance current Ir that is a resonance signal flows through the capacitor 13a and the inductor 13b. Then, a resonance voltage Vr is generated between both end electrodes of the capacitor 13a and the inductor 13b. A transformer 14 is connected to the electrode side of one end of the inductor 13b.

トランス１４は、インダクタ１３ｂの一端の電極とノードＮ２との間に接続された１次巻線１４ａと、この１次巻線１４ａに対して絶縁された２次巻線１４ｂとを有している。１次巻線１４ａと２次巻線１４ｂとの巻数比Ｎは、Ｎ１：Ｎ２である。１次巻線１４ａには、これと並列に、トランス１４の励磁インダクタンスＬｍであるインダクタ１４ｃが存在している。例えば、コンデンサ１３ａ及びインダクタ１３ｂに共振電流Ｉｒが流れると、この共振電流Ｉｒは、インダクタ１４ｃに流れる励磁電流Ｉｍと、１次巻線１４ａに流れる１次電流ＩＴとに分流する（即ち、Ｉｒ＝Ｉｍ＋ＩＴ）。この時のインダクタ１４ｃの両端電極間に生じる励磁電圧Ｖｍと、１次巻線１４ａの両端電極間に生じる１次電圧ＶＴ１とは、等しい。１次巻線１４ａに１次電流ＩＴが流れると、２次巻線１４ｂの両端電極間に第２のＡＣ電圧である２次電圧ＶＴ２が生じる。この２次巻線１４ｂの両端電極には、整流回路１５が接続されている。 The transformer 14 has a primary winding 14a connected between an electrode at one end of the inductor 13b and the node N2, and a secondary winding 14b insulated from the primary winding 14a. . The turn ratio N between the primary winding 14a and the secondary winding 14b is N1: N2. In the primary winding 14a, an inductor 14c, which is an exciting inductance Lm of the transformer 14, exists in parallel with the primary winding 14a. For example, when the resonance current Ir flows through the capacitor 13a and the inductor 13b, the resonance current Ir is divided into an excitation current Im flowing through the inductor 14c and a primary current IT flowing through the primary winding 14a (that is, Ir = Im + IT). At this time, the excitation voltage Vm generated between the both end electrodes of the inductor 14c is equal to the primary voltage VT1 generated between the both end electrodes of the primary winding 14a. When the primary current IT flows through the primary winding 14a, a secondary voltage VT2, which is a second AC voltage, is generated between the both end electrodes of the secondary winding 14b. A rectifier circuit 15 is connected to both end electrodes of the secondary winding 14b.

整流回路１５は、２次巻線１４ｂに発生する２次電圧ＶＴ２をＤＣ電流ＩＤに全波整流する回路であり、例えば、４つのダイオード１５−１〜１５−４からなるダイオードブリッジ回路により構成されている。この整流回路１５の出力側には、平滑用の出力コンデンサ１６を介して、出力端子１７を構成する正側出力端子１７ａ及びグランドＧＮＤ側出力端子１７ｂが接続されている。出力コンデンサ１６は、キャパシタンスＣｏを有している。出力端子１７ａからＤＣ出力電流Ｉｏが出力されると、出力端子１７ａ，１７ｂ間にはＤＣ出力電圧Ｖｏが現れる。 The rectifier circuit 15 is a circuit for full-wave rectifying the secondary voltage VT2 generated in the secondary winding 14b into a DC current ID, and is constituted by a diode bridge circuit including, for example, four diodes 15-1 to 15-4. ing. A positive output terminal 17a and a ground GND side output terminal 17b constituting an output terminal 17 are connected to the output side of the rectifier circuit 15 via a smoothing output capacitor 16. The output capacitor 16 has a capacitance Co. When the DC output current Io is output from the output terminal 17a, the DC output voltage Vo appears between the output terminals 17a and 17b.

（実施例１の電流共振型コンバータの制御方法）
本実施例１の電流共振型コンバータの制御方法として、（１）定常時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法と、（２）起動時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法と、について説明する。 (Control Method of Current Resonant Type Converter of Example 1)
As a control method of the current resonance type converter according to the first embodiment, (1) a control method of the switching frequency fs during steady state and (2) a control method of the switching frequency fs during start-up will be described.

（１）定常時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法
定常時の動作において、図１の制御回路２０内の定常時の出力状態制御手段２１及び周波数制御手段２２により、スイッチング周波数ｆｓを有する制御信号Ｓ２０が生成され、図２のスイッチング回路１２内のＦＥＴ１２−１〜１２−４がオン／オフ制御される。 (1) Control Method of Constant Switching Frequency fs In the constant operation, the control signal S20 having the switching frequency fs is generated by the steady output state control means 21 and the frequency control means 22 in the control circuit 20 of FIG. The FETs 12-1 to 12-4 in the switching circuit 12 of FIG. 2 are on / off controlled.

例えば、制御信号Ｓ２０により、ＦＥＴ１２−１，１２−４がオフ状態、ＦＥＴ１２−２，１２−３がオン状態になると、図２の入力端子１ａに入力されたＤＣ入力電流Ｉｉｎにより、オン状態のＦＥＴ１２−３のドレイン・ソース間に電流Ｉｓｗが流れる。この電流ＩｓｗがノードＮ１に流れると、直列共振回路１３内に共振電流Ｉｒが流れる。共振電流Ｉｒは、インダクタ１４ｃへ励磁電流Ｉｍとして分流すると共に、トランス１４の１次巻線１４ａへ１次電流ＩＴとして分流する。分流した励磁電流Ｉｍと１次電流ＩＴとは合流して、スイッチング回路１２内のノードＮ２へ流れる。ノードＮ２へ流れる電流Ｉｓｗは、オン状態のＦＥＴ１２−２のドレイン・ソース間を介して入力端子１ｂへ流出する。 For example, when the FETs 12-1 and 12-4 are turned off and the FETs 12-2 and 12-3 are turned on by the control signal S20, the on-state is turned on by the DC input current Iin input to the input terminal 1a in FIG. A current Isw flows between the drain and source of the FET 12-3. When the current Isw flows to the node N1, the resonance current Ir flows in the series resonance circuit 13. The resonance current Ir is shunted to the inductor 14c as the exciting current Im and is shunted to the primary winding 14a of the transformer 14 as the primary current IT. The divided excitation current Im and the primary current IT are merged and flow to the node N2 in the switching circuit 12. The current Isw flowing to the node N2 flows out to the input terminal 1b through the drain and source of the FET 12-2 in the on state.

トランス１４の１次巻線１４ａに１次電流ＩＴが流れると、この１次巻線１４ａの両端電極間に１次電圧ＶＴ１が生じる。すると、トランス１４の２次巻線１４ｂに２次電流（＝ＩＴ＊（１／Ｎ）＝ＩＴ＊（Ｎ２／Ｎ１））が誘起され、この２次巻線１４ｂの両端電極間に２次電圧ＶＴ２（＝ＶＴ１＊（１／Ｎ）＝ＶＴ１＊（Ｎ２／Ｎ１））が発生する。２次電流は、整流回路１５にて全波整流されてＤＣ電流ＩＤに変換され、このＤＣ電流ＩＤが出力コンデンサ１６にて平滑され、平滑されたＤＣの出力電流Ｉｏ及び出力電圧Ｖｏが出力端子１７ａから出力される。 When the primary current IT flows through the primary winding 14a of the transformer 14, a primary voltage VT1 is generated between the electrodes at both ends of the primary winding 14a. Then, a secondary current (= IT * (1 / N) = IT * (N2 / N1)) is induced in the secondary winding 14b of the transformer 14, and a secondary voltage is generated between the electrodes at both ends of the secondary winding 14b. VT2 (= VT1 * (1 / N) = VT1 * (N2 / N1)) is generated. The secondary current is full-wave rectified by the rectifier circuit 15 and converted into a DC current ID. The DC current ID is smoothed by the output capacitor 16, and the smoothed DC output current Io and output voltage Vo are output terminals. 17a.

ここで、図２のコンバータ主回路１０における各部の電圧及び電流波形について説明する。 Here, the voltage and current waveforms of each part in the converter main circuit 10 of FIG. 2 will be described.

図３−１は図２中のＦＥＴ１２−１〜１２−４における電圧及び電流波形を示す図、図３−２は図２中の１次巻線１４ａ側における電圧及び電流波形を示す図、及び、図３−３は図２中の２次巻線１４ｂ側における電圧及び電流波形を示す図である。これらの図３−１〜図３において、横軸は時刻ｔ、縦軸は電圧Ｖ又は電流Ｉの値である。 3A is a diagram illustrating voltage and current waveforms in the FETs 12-1 to 12-4 in FIG. 2, FIG. 3B is a diagram illustrating voltage and current waveforms on the primary winding 14a side in FIG. 3-3 is a diagram showing voltage and current waveforms on the secondary winding 14b side in FIG. 3 to 3, the horizontal axis represents time t, and the vertical axis represents the value of voltage V or current I.

図３−１の時刻ｔ１において、ＤＣの入力電圧Ｖｉｎが入力端子１ａ，１ｂに入力された状態で、制御回路２０の制御信号Ｓ２０によってスイッチング回路１２中の例えばＦＥＴ１２−１，１２−４がターンオフすると共にＦＥＴ１２−２，１２−３がターンオンすると、ＦＥＴ１２−２のドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗが０Ｖになる。時刻ｔ１から時刻ｔ２を経過して時刻ｔ３になると、制御信号Ｓ２０によって例えばＦＥＴ１２−１，１２−４がターンオンすると共にＦＥＴ１２−２，１２−３がターンオフし、ＦＥＴ１２−２のドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗが入力電圧Ｖｉｎまで上昇する。時刻ｔ１〜ｔ３間の期間Ｔｓｗは、ＦＥＴ１２−１〜１２−４のスイッチング周期である。前記と同様に、時刻ｔ３の後、時刻ｔ４を経過して時刻ｔ５になると、ＦＥＴ１２−１，１２−４がターンオフすると共にＦＥＴ１２−２，１２−３がターンオンし、ＦＥＴ１２−２のドレイン・ソース間電圧Ｖｓｗが０Ｖになる。 At time t1 in FIG. 3A, for example, the FETs 12-1 and 12-4 in the switching circuit 12 are turned off by the control signal S20 of the control circuit 20 with the DC input voltage Vin being input to the input terminals 1a and 1b. When the FETs 12-2 and 12-3 are turned on, the drain-source voltage Vsw of the FET 12-2 becomes 0V. When time t2 elapses from time t1 to time t3, for example, the FET 12-1 and 12-4 are turned on and the FETs 12-2 and 12-3 are turned off by the control signal S20, and the drain-source voltage of the FET 12-2 is turned on. Vsw rises to the input voltage Vin. A period Tsw between times t1 and t3 is a switching cycle of the FETs 12-1 to 12-4. Similarly to the above, when time t4 elapses after time t3 and time t5 is reached, the FETs 12-1 and 12-4 are turned off and the FETs 12-2 and 12-3 are turned on, and the drain and source of the FET 12-2 are turned on. The inter-voltage Vsw becomes 0V.

時刻ｔ１の時、ＦＥＴ１２−２，１２−３の寄生容量１２−２ａ，１２−３ａのため、ＦＥＴ１２−２，１２−３のドレイン・ソース間には−方向の電流Ｉｓｗが流れ、その後直ちに、電流Ｉｓｗが＋方向に増加していく。電流Ｉｓｗが＋方向に増加していくと、ある時点で最大電流値になり、その後、共振周波数ｆｒを有する直列共振回路１３、トランス１４、及び整流回路１５の動作等により、ある電流値（時刻ｔ２）まで減少していく。 At time t1, due to the parasitic capacitances 12-2a and 12-3a of the FETs 12-2 and 12-3, a negative current Isw flows between the drains and sources of the FETs 12-2 and 12-3, and immediately thereafter. The current Isw increases in the + direction. When the current Isw increases in the + direction, the maximum current value is reached at a certain point in time, and then a certain current value (time) due to the operation of the series resonant circuit 13, the transformer 14 and the rectifier circuit 15 having the resonant frequency fr. It decreases until t2).

時刻ｔ１〜ｔ２間の期間Ｔｒは、整流回路１５のダイオード１５−１〜１５−４が導通するため、
Ｖｉｎ−Ｖｒ＞（Ｎ１／Ｎ２）＊Ｖｏ
の状態で、出力電圧Ｖｏにクランプされる。時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間（Ｔｓｗ−Ｔｒ）は、励磁電流Ｉｍを使って、直列共振回路１３の共振電圧Ｖｒを上昇させる期間（即ち、電流Ｉｓｗを増加させる期間）である。入力電圧Ｖｉｎが低い場合は、制御回路２０内の定常時の出力状態制御手段２１及び周波数制御手段２２の制御により、制御信号Ｓ２０のスイッチング周波数ｆｓを小さくしてＦＥＴ１２−１〜１２−４のスイッチング周期Ｔｓｗを大きくすることで、共振電圧Ｖｒの昇圧が可能となる。 During the period Tr between times t1 and t2, the diodes 15-1 to 15-4 of the rectifier circuit 15 are conductive,
Vin-Vr> (N1 / N2) * Vo
In this state, the output voltage Vo is clamped. A period from time t2 to time t3 (Tsw−Tr) is a period during which the resonance voltage Vr of the series resonance circuit 13 is increased using the excitation current Im (that is, a period during which the current Isw is increased). When the input voltage Vin is low, the switching frequency fs of the control signal S20 is reduced by the control of the output state control means 21 and the frequency control means 22 in the steady state in the control circuit 20 to switch the FETs 12-1 to 12-4. By increasing the period Tsw, the resonance voltage Vr can be boosted.

図３−２において、インダクタ１４ｃの励磁電圧Ｖｍ及び１次巻線１４ａの１次電圧ＶＴ１は、時刻ｔ１になると、電圧（Ｎ／Ｎ２）＊Ｖｏまで上昇し、時刻ｔ２になると、下降していき、時刻ｔ３になると、電圧−（Ｎ／Ｎ２）＊Ｖｏまで下降する。励磁電圧Ｖｍ及び１次電圧ＶＴ１は、時刻ｔ４になると、上昇していき、時刻ｔ５になると、電圧（Ｎ／Ｎ２）＊Ｖｏまで上昇していく。 In FIG. 3-2, the excitation voltage Vm of the inductor 14c and the primary voltage VT1 of the primary winding 14a rise to voltage (N / N2) * Vo at time t1, and fall at time t2. At time t3, the voltage drops to-(N / N2) * Vo. The excitation voltage Vm and the primary voltage VT1 rise at time t4, and rise to voltage (N / N2) * Vo at time t5.

１次巻線１４ａに流れる１次電流ＩＴは、時刻ｔ１になると、電流値０Ａから電流値（Ｎ２／Ｎ１）＊Ｉｐまで増加し、その後、減少して時刻ｔ２で電流値０Ａになる。電流値Ｉｐは、整流回路１５の出力電流ＩＤにおける最大値である。
ＩＰ＝（π／２）＊（Ｔｓｗ／Ｔｒ）＊Ｉｏ
但し、デットタイムは除く。 The primary current IT flowing through the primary winding 14a increases from the current value 0A to the current value (N2 / N1) * Ip at time t1, and then decreases to the current value 0A at time t2. The current value Ip is the maximum value in the output current ID of the rectifier circuit 15.
IP = (π / 2) * (Tsw / Tr) * Io
However, dead time is excluded.

更に、１次電流ＩＴは、時刻ｔ２〜ｔ３間が電流値０Ａであり、時刻ｔ３後に電流値−（Ｎ２／Ｎ１）＊Ｉｐまで減少し、その後、電流値０Ａまで増加し、電流値０Ａを時刻ｔ５まで維持する。 Further, the primary current IT has a current value of 0A between time t2 and time t3, decreases to a current value− (N2 / N1) * Ip after time t3, and then increases to a current value of 0A. Maintain until time t5.

インダクタ１４ｃに流れる励磁電流Ｉｍは、時刻ｔ１前において、電流値が０Ａ以下の最小値となり、その後増加して、時間ｔ２〜ｔ３間において、電流値が最大値となる（≒Ｖｍ＊Ｔｓｗ／Ｌｍ／２）。励磁電流Ｉｍは、その後減少して、時刻ｔ４〜ｔ５間において、電流値が０Ａ以下の最小値となる。 The excitation current Im flowing through the inductor 14c has a minimum current value of 0 A or less before the time t1, and then increases and reaches a maximum value between time t2 and t3 (≈Vm * Tsw / Lm). / 2). The excitation current Im then decreases, and the current value becomes the minimum value of 0 A or less between times t4 and t5.

直列共振回路１３に流れる共振電流Ｉｒは、１次巻線１４ａに流れる１次電流ＩＴと、インダクタ１４ｃに流れる励磁電流Ｉｍとを加算した電流波形となる。 The resonance current Ir flowing through the series resonance circuit 13 has a current waveform obtained by adding the primary current IT flowing through the primary winding 14a and the exciting current Im flowing through the inductor 14c.

図３−３において、２次巻線１４ｂの２次電圧ＶＴ２は、１次巻線１４ａの１次電圧ＶＴ１に対して最大値及び最小値が異なるだけである。即ち、２次電圧ＶＴ２は、時刻ｔ１になると、出力電圧Ｖｏまで上昇し、時刻ｔ２になると、下降していき、時刻ｔ３になると、電圧−Ｖｏまで下降する。更に、２次電圧ＶＴ２は、時刻ｔ４になると、上昇していき、時刻ｔ５になると、出力電圧Ｖｏまで上昇していく。 3-3, the secondary voltage VT2 of the secondary winding 14b is different only in the maximum value and the minimum value from the primary voltage VT1 of the primary winding 14a. That is, the secondary voltage VT2 increases to the output voltage Vo at time t1, decreases at time t2, and decreases to voltage -Vo at time t3. Further, the secondary voltage VT2 increases at time t4, and increases to the output voltage Vo at time t5.

整流回路１５の出力電流ＩＤは、時刻ｔ１になると、電流値０Ａから最大値Ｉｐまで増加し、その後、減少して時刻ｔ２で電流値０Ａになる。出力電流ＩＤは、時刻ｔ２〜ｔ３間が電流値０Ａであり、その後、時刻ｔ３〜ｔ５までは、時刻ｔ１〜ｔ３までの電流波形と同一である。出力電流ＩＤが出力コンデンサ１６にて平滑され、平坦な出力電流Ｉｏが出力端子１７ａから出力される。 The output current ID of the rectifier circuit 15 increases from the current value 0A to the maximum value Ip at time t1, and then decreases to the current value 0A at time t2. The output current ID has a current value of 0A between times t2 and t3, and thereafter, from time t3 to t5, is the same as the current waveform from time t1 to t3. The output current ID is smoothed by the output capacitor 16, and a flat output current Io is output from the output terminal 17a.

このように、本実施例１における定常時の制御方法においては、例えば、入力電圧Ｖｉｎが低下した場合、制御回路２０内の定常時の出力状態制御手段２１及び周波数制御手段２２の制御により、制御信号Ｓ２０のスイッチング周波数ｆｓを小さくしてＦＥＴ１２−１〜１２−４のスイッチング周期Ｔｓｗを大きくすることで、共振電圧Ｖｒを昇圧し、出力電流Ｉｏを一定値に保持することが可能になる。 As described above, in the steady-state control method according to the first embodiment, for example, when the input voltage Vin decreases, the control is performed by the control of the steady-state output state control unit 21 and the frequency control unit 22 in the control circuit 20. By reducing the switching frequency fs of the signal S20 and increasing the switching period Tsw of the FETs 12-1 to 12-4, the resonance voltage Vr can be boosted and the output current Io can be held at a constant value.

又、定常時の出力状態制御手段２１により、出力端子１７ａ，１７ｂに接続される負荷の変動等に基づく出力電圧Ｖｏや出力電流Ｉｏ（あるいは共振電流Ｉｒ）の変動を監視し、この監視結果に基づき、定常時の出力状態制御手段２１及び周波数制御手段２２により、制御信号Ｓ２０のスイッチング周波数ｆｓを制御してＦＥＴ１２−１〜１２−４のスイッチング周期Ｔｓｗを変更する。これにより、一定の出力電圧Ｖｏを出力する定電圧制御や、一定の出力電流Ｉｏを出力する定電流制御等を行うことが可能になる。 Further, the output state control means 21 in the steady state monitors the fluctuation of the output voltage Vo and the output current Io (or the resonance current Ir) based on the fluctuation of the load connected to the output terminals 17a and 17b. Based on the steady state output state control means 21 and frequency control means 22, the switching frequency fs of the control signal S20 is controlled to change the switching period Tsw of the FETs 12-1 to 12-4. This makes it possible to perform constant voltage control that outputs a constant output voltage Vo, constant current control that outputs a constant output current Io, and the like.

（２）起動時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法
図４は、図１の電流共振型コンバータにおける出力電圧対スイッチング周波数特性を示す図である。 (2) Control Method of Switching Frequency fs at Start-up FIG. 4 is a diagram showing output voltage versus switching frequency characteristics in the current resonance type converter of FIG.

この図４において、横軸は出力電圧Ｖｏ、縦軸はスイッチング周波数ｆｓである。太い破線の直線４０は、従来のソフトスタート開始のスイッチング周波数ｆ１を示す特性である。太い実線の曲線４１は、出力側に電力が供給可能なスイッチング周波数特性である。細い実線の曲線４２は、本実施例１におけるソフトスタート開始のスイッチング周波数ｆ２を示す特性である。更に、太い実線の直線４３は、本実施例１の実際の運用時におけるソフトスタート開始のスイッチング周波数ｆ３を示す特性である。 In FIG. 4, the horizontal axis represents the output voltage Vo, and the vertical axis represents the switching frequency fs. A thick broken straight line 40 is a characteristic indicating the switching frequency f1 at the start of the conventional soft start. A thick solid curve 41 is a switching frequency characteristic capable of supplying power to the output side. A thin solid curve 42 is a characteristic showing the switching frequency f2 at the start of soft start in the first embodiment. Further, a thick solid line 43 is a characteristic indicating the soft-start start switching frequency f3 in the actual operation of the first embodiment.

電流共振型コンバータは、制御信号Ｓ２０におけるスイッチング周波数ｆｓの制御を行っており、出力電圧Ｖｏ及び出力電流Ｉｏによってスイッチング周波数ｆｓが一意に決まる。そのため、従来の電流共振型コンバータでは、出力電圧Ｖｏが０Ｖの状態から起動する場合、スイッチング周波数ｆｓを高い周波数ｆ１（例えば、３００ｋＨｚ）から徐々に周波数を下げていくこと（即ち、ソフトスタート）により、出力コンデンサ１６のチャージ電流による過電流を防止している。この時、スイッチングを行っているＦＥＴ１２−１〜１２−４には、出力コンデンサ１６をチャージする電流が流れるため、この電流を利用してＺＶＳ動作を行うことができる。 The current resonance type converter controls the switching frequency fs in the control signal S20, and the switching frequency fs is uniquely determined by the output voltage Vo and the output current Io. Therefore, in the conventional current resonance type converter, when the output voltage Vo is started from a state of 0 V, the switching frequency fs is gradually decreased from a high frequency f1 (for example, 300 kHz) (ie, soft start). The overcurrent due to the charging current of the output capacitor 16 is prevented. At this time, since a current for charging the output capacitor 16 flows through the FETs 12-1 to 12-4 that perform switching, the ZVS operation can be performed using this current.

しかし、出力コンデンサ１６に電圧が残っている、あるいは、複数の電流共振型コンバータにおける出力側の並列接続によって出力電圧Ｖｏが印加されている状態の場合、スイッチング周波数ｆ１における高い周波数（例えば、３００ｋＨｚ）から電流共振型コンバータの起動を行うと、電流共振型コンバータの出力電圧対スイッチング周波数特性により、出力側に電力を伝達できない。この結果、ＦＥＴ１２−１〜１２−４に電流が流れないため、ＺＶＳ動作を行うことができずに、そのＦＥＴ１２−１〜１２−４にサージ電圧が印加されてしまう。 However, when the voltage remains in the output capacitor 16 or when the output voltage Vo is applied by parallel connection on the output side in a plurality of current resonance converters, a high frequency (for example, 300 kHz) at the switching frequency f1. When the current resonance type converter is started from the above, power cannot be transmitted to the output side due to the output voltage versus switching frequency characteristic of the current resonance type converter. As a result, since no current flows through the FETs 12-1 to 12-4, the ZVS operation cannot be performed, and a surge voltage is applied to the FETs 12-1 to 12-4.

電流共振型コンバータの起動時に、出力電圧Ｖｏが印加されている状態でＦＥＴ１２−１〜１２−４がＺＶＳ動作を行えないのは、共振型コンバータの出力電圧対スイッチング周波数特性おいて、出力側に電力を伝達できないスイッチング周波数ｆ１から起動を開始することによるものである。 The reason why the FETs 12-1 to 12-4 cannot perform the ZVS operation when the output voltage Vo is applied at the time of starting the current resonance type converter is that the output voltage vs. switching frequency characteristics of the resonance type converter are on the output side. This is because starting is started from the switching frequency f1 where power cannot be transmitted.

そこで、本実施例１の制御方法では、図１中の出力電圧検出手段３１により、起動時の出力電圧Ｖｏを検出し、ソフトスタート開始の周波数決定手段３２により、その検出結果に基づき、電流共振型コンバータの出力電圧対スイッチング周波数特性（即ち、図４に示す出力側に電力が供給可能なスイッチング周波数特性４１）を参考にして、出力側に電力を伝達できる周波数ｆ２から起動を開始し、必ずＦＥＴ１２−１〜１２−４に電流Ｉｓｗを流すことにより、常にＦＥＴ１２−１〜１２−４がＺＶＳ動作を行えるようにしている。 Therefore, in the control method of the first embodiment, the output voltage Vo at the time of startup is detected by the output voltage detection means 31 in FIG. 1, and the current resonance is determined based on the detection result by the frequency determination means 32 at the start of soft start. Referring to the output voltage vs. switching frequency characteristics of the type converter (that is, the switching frequency characteristics 41 capable of supplying power to the output side shown in FIG. 4), start-up is started from the frequency f2 at which power can be transmitted to the output side. By causing the current Isw to flow through the FETs 12-1 to 12-4, the FETs 12-1 to 12-4 can always perform the ZVS operation.

ここで、電流共振型コンバータの出力電圧対スイッチング周波数特性４１は、入力電圧Ｖｉｎにも依存するため、入力電圧Ｖｉｎを検出することにより、更に良いＺＶＳ動作を行うことが可能である。ところが、入力電圧Ｖｉｎは外部要因により変動するため、起動後瞬時に入力電圧Ｖｉｎが変化した場合で、起動を開始するスイッチング周波数ｆ２が出力側に電力を供給できる周波数より低い状態になった場合は、必要以上に出力側に電力を伝達してしまい、ソフトスタート動作ができずに過電流を防止できない。そのため、実際の運用上では、入力電圧Ｖｉｎが最も高い状態の時（スイッチング周波数ｆ２が最も高い入力電圧Ｖｉｎ）の出力電圧対スイッチング周波数特性４３のスイッチング周波数ｆ３を利用している。 Here, since the output voltage vs. switching frequency characteristic 41 of the current resonance type converter also depends on the input voltage Vin, it is possible to perform a better ZVS operation by detecting the input voltage Vin. However, since the input voltage Vin fluctuates due to external factors, when the input voltage Vin changes instantaneously after startup, the switching frequency f2 at which startup starts is lower than the frequency at which power can be supplied to the output side. Since the power is transmitted to the output side more than necessary, the soft start operation cannot be performed and the overcurrent cannot be prevented. Therefore, in actual operation, the switching frequency f3 of the output voltage versus switching frequency characteristic 43 when the input voltage Vin is the highest (the input voltage Vin having the highest switching frequency f2) is used.

なお、電流共振型コンバータの出力電圧対スイッチング周波数特性４１は、計算が非常に難しく、特に無負荷の周波数特性（出力側に電力が供給可能な周波数特性）は、巻線の寄生インダクタンス等が影響し、正確に算出することが困難である。そのため、実際の装置にて実測した値からある程度マージンを入れたソフトスタート開始のスイッチング周波数ｆ３の特性４３を使用している。 Note that the output voltage vs. switching frequency characteristic 41 of the current resonance type converter is very difficult to calculate, and in particular, the no-load frequency characteristic (frequency characteristic at which power can be supplied to the output side) is influenced by the parasitic inductance of the winding. However, it is difficult to calculate accurately. For this reason, the characteristic 43 of the switching frequency f3 at the start of soft start with a certain margin from a value actually measured by an actual apparatus is used.

図４に示す出力電圧対スイッチング周波数特性４３は、例えば、出力電圧Ｖｏが０Ｖの時のスイッチング周波数ｆ３（＝３００ｋＨｚ）と、出力電圧Ｖｏが３８０Ｖの時のスイッチング周波数ｆ３（＝２００ｋＨｚ）とを結んだ直線で表されている。 The output voltage versus switching frequency characteristic 43 shown in FIG. 4 connects, for example, the switching frequency f3 (= 300 kHz) when the output voltage Vo is 0 V and the switching frequency f3 (= 200 kHz) when the output voltage Vo is 380 V. It is represented by a straight line.

電流共振型コンバータにおける無負荷時（出力側に電力を供給できない時）の出力電圧対スイッチング周波数の特性式は、例えば、次式（１）で表せる。 The characteristic equation of output voltage versus switching frequency when there is no load (when power cannot be supplied to the output side) in the current resonance type converter can be expressed by the following equation (1), for example.

但し、Ｖｉｎ；入力電圧
Ｖｏ；出力電圧
Ｌｍ；励磁インダクタンス（μＨ）、共振インダクタンス（μＨ）
Ｃｒ；共振キャパシタンス（μＦ）
Ｎ；トランスの巻数比（Ｎ１／Ｎ２）
ｆｓ；スイッチング周波数（Ｈｚ） Where Vin: Input voltage
Vo: Output voltage
Lm: excitation inductance (μH), resonance inductance (μH)
Cr: Resonance capacitance (μF)
N: Turn ratio of transformer (N1 / N2)
fs: switching frequency (Hz)

以下、図５を参照しつつ、起動時の制御方法を説明する。
図５は、図１中の制御回路２０における起動時の処理を示すフローチャートである。 Hereinafter, a control method at the time of activation will be described with reference to FIG.
FIG. 5 is a flowchart showing processing at the time of startup in the control circuit 20 in FIG.

図５において、図１に示す起動時の制御手段３０が処理を開始すると、ステップＳＴ１において、出力電圧検出手段３１は、電流共振型コンバータが起動しているか否かを判定し、起動していないと判定した時には（Ｎｏ）、処理を終了し、起動していると判定した時には（Ｙｅｓ）、出力電圧検出処理のステープＳＴ２へ進む。ステップＳＴ２において、出力電圧検出手段３１は、出力電圧Ｖｏを検出し、この検出結果をソフトスタート開始の周波数決定手段３２へ送り、周波数決定処理のステップＳＴ３へ進む。 In FIG. 5, when the control means 30 at the time of activation shown in FIG. 1 starts processing, in step ST1, the output voltage detection means 31 determines whether or not the current resonance type converter is activated, and is not activated. If it is determined (No), the process is terminated, and if it is determined that it is activated (Yes), the process proceeds to the staple ST2 of the output voltage detection process. In step ST2, the output voltage detection means 31 detects the output voltage Vo, sends this detection result to the frequency determination means 32 for starting the soft start, and proceeds to step ST3 of the frequency determination process.

ステップＳＴ３において、ソフトスタート開始の周波数決定手段３２は、図４に示すソフトスタート開始のスイッチング周波数ｆ３の特性４３を参照し、起動開始時のスイッチング周波数ｆｓを算出し、この算出結果を周波数制御手段２２へ送り、周波数制御処理のステップＳＴ４へ進む。ステップＳＴ４において、周波数制御手段２２は、前記算出結果に基づき、ソフトスタート処理を行い、算出されたスイッチング周波数ｆｓにて起動を開始した後、スイッチング周波数ｆｓを徐々に小さくした制御信号Ｓ２０を出力してＦＥＴ１２−１〜１２−４のオン／オフ動作を制御する。これにより、起動時にソフトスタートが行われ、処理を終了する。
その後、定常時の出力状態制御手段２１により、定常時の周波数制御が行われる。 In step ST3, the soft-start start frequency determining means 32 refers to the characteristic 43 of the soft-start start switching frequency f3 shown in FIG. The process proceeds to step ST4 of the frequency control process. In step ST4, the frequency control means 22 performs a soft start process based on the calculation result, starts starting at the calculated switching frequency fs, and then outputs a control signal S20 that gradually decreases the switching frequency fs. Thus, the on / off operation of the FETs 12-1 to 12-4 is controlled. Thereby, a soft start is performed at the time of start-up, and the process ends.
Thereafter, steady state frequency control is performed by the steady state output state control means 21.

（実施例１の効果）
本実施例１によれば、次の（ａ）、（ｂ）のような効果がある。 (Effect of Example 1)
According to the first embodiment, there are the following effects (a) and (b).

（ａ）起動時の制御手段３０及び周波数制御手段２２により、ソフトスタート時、必ずＦＥＴ１２−１〜１２−４のＺＶＳ動作を行うことができるため、耐圧の低いＦＥＴ１２−１〜１２−４を選定できる。 (A) Since the ZVS operation of the FETs 12-1 to 12-4 can always be performed at the time of soft start by the control means 30 and the frequency control means 22 at the time of starting, the FETs 12-1 to 12-4 having a low withstand voltage are selected. it can.

（ｂ）制御回路２０をプロセッサにより構成している場合は、新たな回路を追加する必要がなく、起動時の制御手段３０及び周波数制御手段２２の機能を実行する制御プログラムの変更だけで処理できるため、コストがかからない。 (B) When the control circuit 20 is constituted by a processor, it is not necessary to add a new circuit, and the processing can be performed only by changing the control program for executing the functions of the control means 30 and the frequency control means 22 at the time of activation. Therefore, it does not cost.

（実施例２の電流共振型コンバータの構成）
図６は、本発明の実施例２における電流共振型コンバータの構成例を示す概略の回路図であり、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。 (Configuration of Current Resonant Type Converter of Example 2)
FIG. 6 is a schematic circuit diagram showing a configuration example of the current resonance type converter according to the second embodiment of the present invention. Elements common to those in FIG. 1 showing the first embodiment are denoted by common reference numerals. Yes.

本実施例２の電流共振型コンバータでは、図１中の制御回路２０が実回路により構成されている。図１中の制御回路２０は、出力電圧Ｖｏを一定にする定電圧制御や、出力電流Ｉｏを一定にする定電流制御等を行う機能を有しているが、本実施例２では、例えば、定電圧制御を行う場合の構成例について説明する。 In the current resonance type converter according to the second embodiment, the control circuit 20 in FIG. 1 is configured by an actual circuit. The control circuit 20 in FIG. 1 has a function of performing constant voltage control for making the output voltage Vo constant, constant current control for making the output current Io constant, etc. In the second embodiment, for example, A configuration example in the case of performing constant voltage control will be described.

本実施例２の制御回路２０では、図１中の定常時の出力状態制御手段２１が、基準電圧Ｖｔｈを発生する基準電圧源２１ａと、演算増幅器（以下「オペアンプ」という。）２１ｂと、このオペアンプ２１ｂの出力側に接続されたリミッタ回路２１ｃとにより構成されている。 In the control circuit 20 of the second embodiment, the steady state output state control means 21 in FIG. 1 includes a reference voltage source 21 a that generates a reference voltage Vth, an operational amplifier (hereinafter referred to as “op-amp”) 21 b, and this. The limiter circuit 21c is connected to the output side of the operational amplifier 21b.

オペアンプ２１ｂは、出力端子１７ａ，１７ｂから出力される出力電圧Ｖｏを基準電圧Ｖｔｈと比較し、この比較結果をリミッタ回路２１ｃへ出力する回路である。リミッタ回路２１ｃは、最大リミッタ値ＬＶｍａｘ及び最小リミッタ値ＬＶｍｉｎを有し、入力された比較結果が設定範囲（＝ＬＶｍａｘ〜ＬＶｍｉｎの範囲）内のときには、比較結果に対応（例えば、比例）した出力信号を出力し、入力された比較結果が設定範囲を超えているときには、超過分を設定値内に抑制した出力信号を出力する回路である。このリミッタ回路２１ｃの出力側には、図１中の周波数制御手段２２が接続されている。 The operational amplifier 21b is a circuit that compares the output voltage Vo output from the output terminals 17a and 17b with the reference voltage Vth and outputs the comparison result to the limiter circuit 21c. The limiter circuit 21c has a maximum limiter value LVmax and a minimum limiter value LVmin. When the input comparison result is within the set range (= LVmax to LVmin range), an output signal corresponding to the comparison result (for example, proportional) When the input comparison result exceeds the set range, the output signal is output with the excess being suppressed within the set value. The frequency control means 22 in FIG. 1 is connected to the output side of the limiter circuit 21c.

図１中の周波数制御手段２２は、リミッタ回路２１ｃの出力信号を入力する周波数制御端子２２ａを有する周波数制御集積回路（以下「周波数制御ＩＣ」という。）２２ｂと、この周波数制御ＩＣ２２ｂの出力側に接続されたドライブ回路２２ｃとにより構成されている。 The frequency control means 22 in FIG. 1 includes a frequency control integrated circuit (hereinafter referred to as “frequency control IC”) 22b having a frequency control terminal 22a for inputting an output signal of the limiter circuit 21c, and an output side of the frequency control IC 22b. The drive circuit 22c is connected.

周波数制御ＩＣ２２ｂは、周波数制御端子２２ａから入力されるリミッタ回路２１ｃの出力信号に対応したスイッチング周波数ｆｒを有する信号を生成し、この信号をドライブ回路２２ｃへ出力する回路である。ドライブ回路２２ｃは、周波数制御ＩＣ２２ｂの出力信号を駆動して制御信号Ｓ２０を生成し、この制御信号Ｓ２０によりコンバータ主回路１０内のＦＥＴ１２−１〜１２−４をオン／オフ動作させる回路である。 The frequency control IC 22b is a circuit that generates a signal having a switching frequency fr corresponding to the output signal of the limiter circuit 21c input from the frequency control terminal 22a, and outputs this signal to the drive circuit 22c. The drive circuit 22c is a circuit that drives the output signal of the frequency control IC 22b to generate a control signal S20, and turns on / off the FETs 12-1 to 12-4 in the converter main circuit 10 by the control signal S20.

図１中の起動時の制御手段３０は、出力電圧検出手段３１を構成する２つの分圧抵抗３１ａ，３１ｂと、ソフトスタート開始の周波数決定手段３２を構成するオペアンプ３２ａとを備えている。 The start-up control means 30 in FIG. 1 includes two voltage dividing resistors 31a and 31b constituting the output voltage detection means 31 and an operational amplifier 32a constituting the frequency determination means 32 for starting the soft start.

２つの分圧抵抗３１ａ，３１ｂは、出力端子１７ａとグランドＧＮＤとの間に直列に接続され、この２つの分圧抵抗３１ａ，３１ｂの接続点であるノードＮ３から、出力電圧Ｖｏに比例した検出電圧をオペアンプ３２ａへ出力するものである。オペアンプ３２ａは、入力される検出電圧を基準電圧（例えば、グランドＧＮＤの０Ｖ）と比較し、この検出結果に基づき、リミッタ回路２１ｃの最大リミッタ値ＬＶｍａｘ及び最小リミッタ値ＬＶｍｉｎを、例えば以下のように調整する回路である。
図４において出力電圧Ｖｏが０Ｖの時：
最大リミッタ値ＬＶｍａｘを３００ｋＨｚに調整
図４において出力電圧Ｖｏが３８０Ｖの時：
最小リミッタ値ＬＶｍｉｎを２００ｋＨｚに調整 The two voltage dividing resistors 31a and 31b are connected in series between the output terminal 17a and the ground GND, and are detected in proportion to the output voltage Vo from a node N3 that is a connection point between the two voltage dividing resistors 31a and 31b. The voltage is output to the operational amplifier 32a. The operational amplifier 32a compares the input detection voltage with a reference voltage (for example, 0V of the ground GND), and based on the detection result, the maximum limiter value LVmax and the minimum limiter value LVmin of the limiter circuit 21c are set as follows, for example: The circuit to be adjusted.
In FIG. 4, when the output voltage Vo is 0V:
Adjusting the maximum limiter value LVmax to 300 kHz When the output voltage Vo is 380 V in FIG.
Adjust the minimum limiter value LVmin to 200kHz

（実施例２の電流共振型コンバータの制御方法）
本実施例２の電流共振型コンバータの制御方法として、（１）定常時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法と、（２）起動時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法と、について説明する。 (Control Method of Current Resonant Type Converter of Example 2)
As a control method of the current resonance type converter according to the second embodiment, (1) a control method of the switching frequency fs during steady state and (2) a control method of the switching frequency fs during startup will be described.

（１）定常時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法
定常時の動作において、オペアンプ２１ｂにより、出力端子１７ａ，１７ｂから出力された出力電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｔｈと比較され、この比較結果がリミッタ回路２１ｃへ出力される。リミッタ回路２１ｃでは、入力された比較結果が設定範囲（＝ＬＶｍａｘ〜ＬＶｍｉｎの範囲）内のときには、比較結果に比例した出力信号を周波数制御端子２２ａへ出力し、入力された比較結果が設定範囲を超えているときには、超過分を設定値内に抑制した出力信号を周波数制御端子２２ａへ出力する。 (1) Control Method of Constant Switching Frequency fs In the constant operation, the operational amplifier 21b compares the output voltage Vo output from the output terminals 17a and 17b with the reference voltage Vth, and the comparison result is sent to the limiter circuit 21c. Is output. When the input comparison result is within the set range (= LVmax to LVmin), the limiter circuit 21c outputs an output signal proportional to the comparison result to the frequency control terminal 22a, and the input comparison result has the set range. When it exceeds, an output signal in which the excess is suppressed within the set value is output to the frequency control terminal 22a.

周波数制御ＩＣ２２ｂでは、リミッタ回路２１ｃの出力信号を周波数制御端子２２ａから入力し、その出力信号に対応したスイッチング周波数ｆｒを有する信号を生成する。この信号は、ドライブ回路２２ｃで駆動されて、所望のスイッチング周波数ｆｒを有する制御信号ｓ２０が生成され、この制御信号Ｓ２０により、コンバータ主回路１０内のＦＥＴ１２−１〜１２−４がオン／オフ動作する。これにより、実施例１と同様に、出力端子１７ａ，１７ｂに接続される負荷の変動等があっても、一定の出力電圧Ｖｏを出力することができる。 In the frequency control IC 22b, the output signal of the limiter circuit 21c is input from the frequency control terminal 22a, and a signal having a switching frequency fr corresponding to the output signal is generated. This signal is driven by the drive circuit 22c to generate a control signal s20 having a desired switching frequency fr. The control signal S20 causes the FETs 12-1 to 12-4 in the converter main circuit 10 to be turned on / off. To do. As a result, as in the first embodiment, a constant output voltage Vo can be output even when there is a change in the load connected to the output terminals 17a and 17b.

（２）起動時のスイッチング周波数ｆｓの制御方法
起動時においては、出力端子１７ａから出力された出力電圧Ｖｏが、分圧抵抗３１ａ、３１ｂで分圧され、その出力電圧Ｖｏに比例した検出電圧が、ノードＮ３からオペアンプ３２ａへ出力される。オペアンプ３２ａでは、入力される検出電圧を基準電圧（＝０Ｖ）と比較し、この検出結果に基づき、リミッタ回路２１ｃの最大リミッタ値ＬＶｍａｘ及び最小リミッタ値ＬＶｍｉｎを、次のように調整する。例えば、出力電圧Ｖｏが０Ｖの時には、最大リミッタ値ＬＶｍａｘを３００ｋＨｚに調整し、出力電圧Ｖｏが３８０Ｖの時には、最小リミッタ値ＬＶｍｉｎを２００ｋＨｚに調整する。 (2) Control method of switching frequency fs at startup At startup, the output voltage Vo output from the output terminal 17a is divided by the voltage dividing resistors 31a and 31b, and a detection voltage proportional to the output voltage Vo is obtained. , And output from the node N3 to the operational amplifier 32a. The operational amplifier 32a compares the input detection voltage with the reference voltage (= 0V), and adjusts the maximum limiter value LVmax and the minimum limiter value LVmin of the limiter circuit 21c as follows based on the detection result. For example, when the output voltage Vo is 0V, the maximum limiter value LVmax is adjusted to 300 kHz, and when the output voltage Vo is 380V, the minimum limiter value LVmin is adjusted to 200 kHz.

リミッタ回路２１ｃは、図４に示すソフトスタート開始のスイッチング周波数ｆ３の特性４３に従い、起動開始時のスイッチング周波数ｆｓを決定し、この決定結果を、周波数制御端子２２ａを介して周波数制御ＩＣ２２ｂへ送る。周波数制御ＩＣ２２ｂでは、ソフトスタート処理を行い、決定されたスイッチング周波数ｆｓにて起動を開始した後、スイッチング周波数ｆｓを徐々に小さくした出力信号を出力する。この出力信号がドライブ回路２２ｃで駆動されて制御信号Ｓ２０が生成され、この制御信号Ｓ２０によってコンバータ主回路１０内のＦＥＴ１２−１〜１２−４がオン／オフ動作する。これにより、起動時にソフトスタートが行われる。その後、オペアンプ２１ｂ、リミッタ回路２１ｃ、周波数制御ＩＣ２２ｂ、及びドライブ回路２２ｃにより、定常時の周波数制御が行われる。 The limiter circuit 21c determines the switching frequency fs at the start of activation in accordance with the characteristic 43 of the switching frequency f3 at the start of soft start shown in FIG. 4, and sends this determination result to the frequency control IC 22b via the frequency control terminal 22a. The frequency control IC 22b performs a soft start process, starts activation at the determined switching frequency fs, and then outputs an output signal in which the switching frequency fs is gradually reduced. This output signal is driven by the drive circuit 22c to generate a control signal S20, and the FETs 12-1 to 12-4 in the converter main circuit 10 are turned on / off by the control signal S20. Thereby, soft start is performed at the time of starting. Thereafter, the operational frequency is controlled by the operational amplifier 21b, the limiter circuit 21c, the frequency control IC 22b, and the drive circuit 22c.

なお、本実施例２では、リミッタ回路２１ｃにて、起動開始時のスイッチング周波数ｆｓを決定しているが、このスイッチング周波数ｆｒの決定を周波数制御ＩＣ２２ｂにて行う構成に変更してもよい。 In the second embodiment, the limiter circuit 21c determines the switching frequency fs at the start of activation. However, the switching frequency fr may be determined by the frequency control IC 22b.

（実施例２の効果）
本実施例２によれば、実施例１の効果（ａ）と同様の効果があり、その他、次の（ｃ）のような効果もある。 (Effect of Example 2)
According to the second embodiment, there are the same effects as the effects (a) of the first embodiment, and there are also the following effects (c).

（ｃ）定常時の出力状態制御手段２１を構成する回路に対し、新たに、起動時の制御手段３０を構成するための分圧抵抗３１ａ，３１ｂ及びオペアンプ３２ａを追加するだけで、起動時の周波数制御が可能になる。そのため、比較的簡単な回路構成で、低コストの制御回路２０を実現できる。 (C) A new voltage dividing resistor 31a, 31b and operational amplifier 32a for configuring the control means 30 at the start-up are newly added to the circuit constituting the output state control means 21 at the constant time. Frequency control becomes possible. Therefore, the low-cost control circuit 20 can be realized with a relatively simple circuit configuration.

（変形例）
本発明は、上記実施例１、２に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ｉ）、（ｉｉ）のようなものがある。 (Modification)
The present invention is not limited to the first and second embodiments, and various usage forms and modifications are possible. For example, there are the following forms (i) and (ii) as usage forms and modifications.

（ｉ）実施例２では、定電圧制御を行う場合の構成例について説明したが、回路構成を変更することにより、定電流制御等を行うことも可能である。 (I) In the second embodiment, the configuration example in the case where the constant voltage control is performed has been described. However, the constant current control or the like can be performed by changing the circuit configuration.

（ｉｉ）図１中の制御回路２０を実現するための実施例１のプロセッサを用いた構成、あるいは、実施例２の実回路を用いた構成は、図示以外の構成に変更してもよい。例えば、スイッチング回路１２を構成するＦＥＴ１２−１〜１２−４は、他のトランジスタ等のスイッチング素子で構成してもよい。 (Ii) The configuration using the processor of the first embodiment for realizing the control circuit 20 in FIG. 1 or the configuration using the actual circuit of the second embodiment may be changed to a configuration other than that illustrated. For example, the FETs 12-1 to 12-4 constituting the switching circuit 12 may be composed of switching elements such as other transistors.

１０コンバータ主回路
１２スイッチング回路
１２−１〜１２−４ＦＥＴ
１３直列共振回路
１４トランス
１５整流回路
２０制御回路
２１定常時の出力状態制御手段
２２周波数制御手段
３０起動時の制御手段
３１出力電圧検出手段
３２ソフトスタート開始の周波数決定手段 10 Converter main circuit 12 Switching circuit 12-1 to 12-4 FET
DESCRIPTION OF SYMBOLS 13 Series resonance circuit 14 Transformer 15 Rectification circuit 20 Control circuit 21 Constant output state control means 22 Frequency control means 30 Control means at the time of start 31 Output voltage detection means 32 Frequency determination means of soft start start

Claims

直流の入力電圧を入力し、インダクタ及びコンデンサの共振動作を利用して、スイッチング周波数を有する制御信号によりオン／オフ動作するスイッチング素子に対するソフトスイッチング動作を行わせて、前記入力電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を直流の出力電圧に変換して出力側から出力する電流共振型コンバータの制御方法において、
起動時の前記出力電圧を検出してこの検出結果を求める出力電圧検出処理と、
前記出力電圧に対する前記スイッチング周波数における所定の出力電圧対スイッチング周波数特性と前記検出結果とに基づき、前記出力側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始の前記スイッチング周波数を決定する周波数決定処理と、
決定された前記スイッチング周波数にて起動を開始させた後に前記スイッチング周波数を漸減する前記制御信号により、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させて前記電流共振型コンバータの起動を制御する周波数制御処理と、
を有することを特徴とする電流共振型コンバータの制御方法。 A DC input voltage is input, and a soft switching operation is performed on a switching element that is turned on / off by a control signal having a switching frequency by using a resonance operation of an inductor and a capacitor, and the input voltage is converted into an AC voltage. In the control method of the current resonance type converter that converts the AC voltage into a DC output voltage and outputs it from the output side,
An output voltage detection process for detecting the output voltage at startup and obtaining the detection result;
Based on a predetermined output voltage versus switching frequency characteristic at the switching frequency with respect to the output voltage and the detection result, a frequency determination process for determining the switching frequency at the start of soft start that can supply power to the output side;
A frequency control process for controlling the activation of the current resonance type converter by turning on / off the switching element by the control signal for gradually decreasing the switching frequency after starting the activation at the determined switching frequency;
A method for controlling a current resonance type converter.

スイッチング周波数を有する制御信号によってオン／オフ動作するスイッチング素子を有し、前記スイッチング素子によって直流の入力電圧を交流に変換して第１の交流電圧を出力するスイッチング回路と、
共振用のインダクタ及びコンデンサを有し、前記第１の交流電圧を入力して所定の共振周波数にて共振して共振信号を出力する共振回路と、
前記共振信号を入力する１次巻線、及び前記１次巻線に対して絶縁された２次巻線を有する変圧器と、
前記２次巻線から出力される第２の交流電圧を直流に変換して出力電圧を生成し、前記出力電圧を出力側から出力する整流回路と、
前記出力電圧を検出し、前記制御信号を生成して前記スイッチング素子をオン／オフ動作させる制御回路とを備え、
前記出力電圧に対する前記スイッチング周波数における所定の出力電圧対スイッチング周波数特性を有する電流共振型コンバータにおいて、
前記制御回路は、
起動時の前記出力電圧を検出してこの検出結果を求める出力電圧検出手段と、
前記出力電圧対スイッチング周波数特性及び前記検出結果に基づき、前記出力側に対して電力の供給可能なソフトスタート開始の前記スイッチング周波数を決定する周波数決定手段と、
決定された前記スイッチング周波数にて起動を開始させた後に前記スイッチング周波数を漸減する前記制御信号により、前記スイッチング素子をオン／オフ動作させて前記電流共振型コンバータの起動を制御する周波数制御手段と、
を有することを特徴とする電流共振型コンバータ。 A switching circuit that has a switching element that is turned on / off by a control signal having a switching frequency, and that converts a DC input voltage into AC by the switching element and outputs a first AC voltage;
A resonance circuit having a resonance inductor and a capacitor, inputting the first AC voltage, resonating at a predetermined resonance frequency, and outputting a resonance signal;
A transformer having a primary winding for inputting the resonance signal, and a secondary winding insulated from the primary winding;
A rectifier circuit that converts the second alternating voltage output from the secondary winding into a direct current to generate an output voltage, and outputs the output voltage from the output side;
A control circuit that detects the output voltage and generates the control signal to turn on / off the switching element;
In a current resonant converter having a predetermined output voltage versus switching frequency characteristic at the switching frequency with respect to the output voltage,
The control circuit includes:
Output voltage detection means for detecting the output voltage at the time of startup and obtaining the detection result;
Based on the output voltage vs. switching frequency characteristics and the detection result, a frequency determining means for determining the switching frequency at the start of soft start capable of supplying power to the output side;
Frequency control means for controlling the activation of the current resonant converter by turning on / off the switching element by the control signal for gradually decreasing the switching frequency after starting the activation at the determined switching frequency;
A current resonance type converter.

前記出力電圧検出手段、前記周波数決定手段、及び前記周波数制御手段は、
制御プログラムに従い所定の演算及び制御を行うプロセッサの前記制御プログラムにより実行する構成にしたことを特徴とする請求項２記載の電流共振型コンバータ。 The output voltage detection means, the frequency determination means, and the frequency control means are:
3. The current resonance type converter according to claim 2, wherein the current resonance type converter is configured to be executed by the control program of a processor that performs predetermined calculation and control according to the control program.

前記出力電圧検出手段、前記周波数決定手段、及び前記周波数制御手段は、
実回路により構成にしたことを特徴とする請求項２記載の電流共振型コンバータ。 The output voltage detection means, the frequency determination means, and the frequency control means are:
3. The current resonance type converter according to claim 2, wherein the current resonance type converter is constituted by an actual circuit.