JP2012015791A

JP2012015791A - Transmission circuit and movable communication terminal

Info

Publication number: JP2012015791A
Application number: JP2010150298A
Authority: JP
Inventors: Yutaka Oda; 豊小田; Atsushi Kudo; 敦工藤; Yusuke Yamamori; 雄介山森; Noriaki Shindo; 憲昭進藤
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2010-06-30
Filing date: 2010-06-30
Publication date: 2012-01-19

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To attain higher power efficiency of PA in a transmission circuit.SOLUTION: The transmission circuit passes a frequency in a predetermined range through a signal output from an amplifier via a directional coupler and extracts a secondary harmonic level from the passing frequency in a predetermined range. Also, the transmission circuit outputs a difference between a set value of an output level of a high-frequency signal and a preset value corresponding to a level difference between a main signal and the high-frequency signal. In addition, the transmission circuit compares the output difference to the secondary harmonic level, and when the secondary harmonic level is larger, controls to increase a power supply voltage of the amplifier and, when the difference is larger, controls to decrease the power supply voltage of the amplifier.

Description

本発明は、送信回路及び移動通信端末に関する。 The present invention relates to a transmission circuit and a mobile communication terminal.

従来、携帯電話機等の移動通信端末については、ＲＦ（Radio Frequency）回路部に含まれる各種機能部のうち、ＰＡ（Power Amplifier）による消費電力が大きいことが知られている。かかるＰＡは、信号処理部等の制御回路による電圧制御信号に基づいて電源電圧が制御される。また、信号処理部及びＲＦ回路部に含まれる所定の機能部は、移動通信端末における送信回路と呼ばれる。 Conventionally, for mobile communication terminals such as mobile phones, it is known that power consumption by a PA (Power Amplifier) is large among various functional units included in an RF (Radio Frequency) circuit unit. The power supply voltage of the PA is controlled based on a voltage control signal from a control circuit such as a signal processing unit. Further, the predetermined function unit included in the signal processing unit and the RF circuit unit is called a transmission circuit in the mobile communication terminal.

ここで、図１４を用いて、従来技術に係る送信回路の構成を説明する。図１４は、従来技術に係る送信回路の構成例を示す図である。例えば、図１４に示すように、送信回路１０は、ＡＧＣ（Automatic Gain Control）アンプ１と、ＰＡ２と、方向性結合器３と、検波器４と、比較器５と、制御回路６と、ＤＣ／ＤＣ（Direct Current）コンバータ７とを有する。 Here, the configuration of the transmission circuit according to the prior art will be described with reference to FIG. FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission circuit according to the related art. For example, as illustrated in FIG. 14, the transmission circuit 10 includes an AGC (Automatic Gain Control) amplifier 1, a PA 2, a directional coupler 3, a detector 4, a comparator 5, a control circuit 6, and a DC / DC (Direct Current) converter 7.

ＡＧＣアンプ１は、例えば、ＲＦ信号が入力された場合に、増幅の利得を調整して出力する。ＰＡ２は、例えば、ＡＧＣアンプ１から出力された信号を増幅して出力する。方向性結合器３は、例えば、ＰＡ２から方向性結合器３への方向の電力に対応する信号を取り出して、アイソレータ等へＲＦ信号を出力するとともに、検波器４の方向にも出力するカプラの一種である。 For example, when an RF signal is input, the AGC amplifier 1 adjusts and outputs the amplification gain. For example, the PA 2 amplifies and outputs the signal output from the AGC amplifier 1. The directional coupler 3 is, for example, a coupler that extracts a signal corresponding to the power in the direction from the PA 2 to the directional coupler 3 and outputs an RF signal to the isolator and the like, and also outputs it in the direction of the detector 4. It is a kind.

検波器４は、例えば、方向性結合器３によって出力された信号について、元の信号波を復元して出力する。つまり、検波器４は、ＰＡ２による出力レベルを抽出する。比較器５は、例えば、ＲＦ信号出力レベル設定値と、検波器４による出力とを比較してＡＧＣアンプ１に出力する。このとき、ＡＧＣアンプ１は、比較器５による出力をＡＧＣの制御値とする。 For example, the detector 4 restores and outputs the original signal wave with respect to the signal output by the directional coupler 3. That is, the detector 4 extracts the output level by PA2. For example, the comparator 5 compares the RF signal output level setting value with the output from the detector 4 and outputs the result to the AGC amplifier 1. At this time, the AGC amplifier 1 uses the output from the comparator 5 as an AGC control value.

制御回路６は、例えば、ＰＡ２による出力電力を元に隣接チャネル漏洩電力比（ACLR：Adjacent Channel Leakage Ratio）の仕様を満たす電源電圧に関するテーブルを予め保持する。そして、制御回路６は、テーブルとＲＦ信号出力レベル設定値とに基づき、ＤＣ／ＤＣコンバータ７に制御電圧を出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ７は、制御回路６によって出力された制御電圧に基づいて、ＰＡ２に印加する電源電圧を制御する。 For example, the control circuit 6 holds in advance a table relating to the power supply voltage that satisfies the specification of the adjacent channel leakage power ratio (ACLR) based on the output power from the PA 2. Then, the control circuit 6 outputs a control voltage to the DC / DC converter 7 based on the table and the RF signal output level setting value. The DC / DC converter 7 controls the power supply voltage applied to the PA 2 based on the control voltage output by the control circuit 6.

従来技術では、出力電力が最大のときに合わせてＰＡ２のバックオフが設計される。図１５を用いて、バックオフについて説明する。図１５は、バックオフを説明する図である。なお、図１５では、縦軸は出力電力を示し、横軸は入力電力を示す。 In the prior art, the backoff of PA2 is designed in accordance with the maximum output power. The backoff will be described with reference to FIG. FIG. 15 is a diagram for explaining the back-off. In FIG. 15, the vertical axis represents output power, and the horizontal axis represents input power.

例えば、図１５に示すように、バックオフは、１ｄＢ圧縮利得から実際に出力しているレベルとの差を示すものである。詳細には、入力電力に対する出力電力は、図１５に示すように、ＰＡ２が飽和するまで増加し、該ＰＡ２が飽和する場合に飽和カーブを描くことになる。但し、図１５において、ＰＡ２が飽和しない場合の電力は破線で示す。 For example, as shown in FIG. 15, the back-off indicates the difference from the level actually output from the 1 dB compression gain. Specifically, as shown in FIG. 15, the output power with respect to the input power increases until PA2 is saturated, and a saturation curve is drawn when PA2 is saturated. However, in FIG. 15, the power when PA2 is not saturated is indicated by a broken line.

この破線から実際の飽和カーブに対する出力が、１ｄＢ下がる点を「Ｐ_１ｄＢ」と呼ぶ。ここで、図１５において、「Ｐ_１ｄＢ」から横軸と平行に引いた線は一点鎖線で示す。そして、バックオフは、「Ｐ_１ｄＢ」を含む一点鎖線との垂線が実際の出力と交差するまでの量のことである。 The point where the output with respect to the actual saturation curve decreases by ₁ dB from this broken line is referred to as “P ₁ dB”. Here, in FIG. 15, a line drawn from “P ₁ dB” in parallel with the horizontal axis is indicated by a one-dot chain line. The back-off is an amount until the perpendicular line to the alternate long and short dash line including “P ₁ dB” intersects the actual output.

図１６を用いて、バックオフと出力電力との関係について説明する。図１６は、バックオフと出力電力との関係を示す図である。なお、図１６では、縦軸はバックオフを示し、横軸は出力電力を示す。かかるバックオフは、上述したように、出力電力が最大のときに合わせて設計されるため、図１６に示すように、最大電力の出力時の電源電圧のままであれば、出力電力が小さい場合にバックオフの量が大きくなる。 The relationship between backoff and output power is demonstrated using FIG. FIG. 16 is a diagram illustrating the relationship between backoff and output power. In FIG. 16, the vertical axis represents backoff and the horizontal axis represents output power. As described above, since the back-off is designed in accordance with the maximum output power, as shown in FIG. 16, the output power is small as long as the power supply voltage at the maximum power output is maintained. The amount of backoff increases.

図１７を用いて、消費電力と出力電力との関係について説明する。図１７は、消費電力と出力電力との関係を示す図である。なお、図１７では、縦軸は消費電力を示し、横軸は出力電力を示す。例えば、図１７に示すように、消費電力と出力電力との関係は、ＰＡ２による出力電力が小さくなるに従って、該ＰＡ２の消費電力、すなわち効率が悪くなる。 The relationship between power consumption and output power will be described with reference to FIG. FIG. 17 is a diagram illustrating a relationship between power consumption and output power. In FIG. 17, the vertical axis represents power consumption, and the horizontal axis represents output power. For example, as shown in FIG. 17, the relationship between the power consumption and the output power is such that the power consumption, that is, the efficiency of PA2, becomes worse as the output power by PA2 becomes smaller.

図１８を用いて、消費電力とバックオフとの関係について説明する。図１８は、消費電力とバックオフとの関係を示す図である。なお、図１８では、縦軸は消費電力を示し、横軸はバックオフを示す。例えば、図１８に示すように、消費電力とバックオフとの関係は、バックオフが大きくなるに従って、消費電力、すなわち効率が悪くなる。 The relationship between power consumption and back-off will be described using FIG. FIG. 18 is a diagram illustrating the relationship between power consumption and backoff. In FIG. 18, the vertical axis indicates power consumption, and the horizontal axis indicates backoff. For example, as shown in FIG. 18, the relationship between the power consumption and the back-off is that the power consumption, that is, the efficiency decreases as the back-off increases.

これらから、従来技術に係る送信回路１０では、ＰＡ２による出力電力が小さい場合に、ＡＣＬＲの仕様に対して余裕を持たせるように、該ＡＣＬＲの歪みに応じたＰＡ２の電源電圧を下げる制御を行ない、該ＰＡ２の効率を改善している。 From these, in the transmission circuit 10 according to the prior art, when the output power by the PA 2 is small, control is performed to lower the power supply voltage of the PA 2 in accordance with the distortion of the ACLR so as to give a margin to the ACLR specification. , Improving the efficiency of the PA2.

特開２００５−３３３６７４号公報JP 2005-333694 A 特開２００９−１９４６９９号公報JP 2009-194699 A 特開平７−２４９９４２号公報Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-249942

しかしながら、従来技術では、送信回路におけるＰＡの電力効率が好ましくないという課題がある。具体的には、従来技術では、出力電力のみに基づいてＰＡの電源電圧を制御しているとともに、ＡＣＬＲの仕様に対して余裕を持たせた電源電圧にせざるを得ないため、ＰＡの電力効率に改善の余地がある。 However, the conventional technique has a problem that the power efficiency of the PA in the transmission circuit is not preferable. Specifically, in the prior art, the power supply voltage of the PA is controlled based only on the output power, and the power supply voltage must have a margin with respect to the ACLR specification. There is room for improvement.

そこで、本願に開示する技術は、上記に鑑みてなされたものであって、送信回路におけるＰＡの電力効率をより改善することが可能である送信回路及び移動通信端末を提供することを目的とする。 Therefore, the technology disclosed in the present application has been made in view of the above, and an object thereof is to provide a transmission circuit and a mobile communication terminal capable of further improving the power efficiency of the PA in the transmission circuit. .

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本願に開示する送信回路は、方向性結合器を介して増幅器から出力された信号について所定範囲の周波数を通過させるフィルタを有する。また、送信回路は、フィルタによって通過させられた所定範囲の周波数の信号から元の信号波を復元する検波器を有する。また、送信回路は、高周波信号の出力レベルの設定値と、主信号及び高周波信号のレベル差に相当する判定値との差分を出力する差分回路を有する。また、送信回路は、差分回路による出力を示す差分回路出力と、検波器による出力を示す検波器出力とを比較して、検波器出力の方が大きい場合に増幅器の電源電圧を上げる旨の信号を出力する比較器を有する。かかる比較器は、差分回路出力の方が大きい場合に、増幅器の電源電圧を下げる旨の信号を出力する。また、送信回路は、比較器によって出力された信号に基づいて、増幅器の電源電圧を制御する電源電圧制御部を有する。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, a transmission circuit disclosed in the present application includes a filter that allows a signal output from an amplifier through a directional coupler to pass a predetermined range of frequencies. In addition, the transmission circuit includes a detector that restores the original signal wave from a signal having a frequency in a predetermined range that is passed by the filter. In addition, the transmission circuit includes a difference circuit that outputs a difference between a set value of the output level of the high-frequency signal and a determination value corresponding to the level difference between the main signal and the high-frequency signal. Further, the transmission circuit compares the difference circuit output indicating the output from the difference circuit with the detector output indicating the output from the detector, and when the detector output is larger, a signal to increase the power supply voltage of the amplifier. Is provided. Such a comparator outputs a signal to lower the power supply voltage of the amplifier when the output of the difference circuit is larger. The transmission circuit also includes a power supply voltage control unit that controls the power supply voltage of the amplifier based on the signal output by the comparator.

本願に開示する送信回路及び移動通信端末の一つの様態は、送信回路におけるＰＡの電力効率をより改善することができるという効果を奏する。 One aspect of the transmission circuit and the mobile communication terminal disclosed in the present application has an effect that the power efficiency of the PA in the transmission circuit can be further improved.

図１は、実施例１に係る送信回路の構成例を示す図である。FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission circuit according to the first embodiment. 図２は、ＩＭ３とＡＣＬＲとの関係を説明する図である。FIG. 2 is a diagram illustrating the relationship between IM3 and ACLR. 図３は、ＩＭ３と２次高調波との関係を説明する図である。FIG. 3 is a diagram illustrating the relationship between IM3 and the second harmonic. 図４は、ＰＡの電源電圧とバックオフとの関係を説明する図である。FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between the power supply voltage of the PA and the back-off. 図５は、主信号及び２次高調波のＤＵとバックオフとの関係を説明する図である。FIG. 5 is a diagram for explaining the relationship between the main signal and second harmonic DU and backoff. 図６Ａは、ＡＣＬＲを満たす場合の２次高調波レベルと主信号レベルとの関係を示す図である。FIG. 6A is a diagram illustrating a relationship between the second harmonic level and the main signal level when the ACLR is satisfied. 図６Ｂは、検波器の出力レベルと入力レベルとの関係を示す図である。FIG. 6B is a diagram illustrating a relationship between the output level and the input level of the detector. 図７は、実施例１に係る送信回路による処理の流れの例を示すフローチャートである。FIG. 7 is a flowchart illustrating an example of a process flow of the transmission circuit according to the first embodiment. 図８は、実施例２に係る送信回路の構成例を示す図である。FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission circuit according to the second embodiment. 図９Ａは、Ｎ次高調波によるＩＭを説明する図である。FIG. 9A is a diagram for explaining IM based on Nth-order harmonics. 図９Ｂは、Ｎ次高調波によるＩＭを説明する図である。FIG. 9B is a diagram for explaining IM by the Nth harmonic. 図１０は、ワイヤード・オア回路の動作を説明する図である。FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of the wired OR circuit. 図１１は、実施例２に係る送信回路による処理の流れの例を示すフローチャートである。FIG. 11 is a flowchart illustrating an example of a flow of processing by the transmission circuit according to the second embodiment. 図１２は、実施例３に係る送信回路の構成例を示す図である。FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission circuit according to the third embodiment. 図１３は、実施例３に係る送信回路による処理の流れの例を示すフローチャートである。FIG. 13 is a flowchart illustrating an example of a flow of processing by the transmission circuit according to the third embodiment. 図１４は、従来技術に係る送信回路の構成例を示す図である。FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission circuit according to the related art. 図１５は、バックオフを説明する図である。FIG. 15 is a diagram for explaining the back-off. 図１６は、バックオフと出力電力との関係を示す図である。FIG. 16 is a diagram illustrating the relationship between backoff and output power. 図１７は、消費電力と出力電力との関係を示す図である。FIG. 17 is a diagram illustrating a relationship between power consumption and output power. 図１８は、消費電力とバックオフとの関係を示す図である。FIG. 18 is a diagram illustrating the relationship between power consumption and backoff.

以下に添付図面を参照して、本願に開示する送信回路及び移動通信端末の実施例を説明する。なお、以下の実施例により本発明が限定されるものではない。また、各実施例は、内容を矛盾させない範囲で適宜組み合わせることが可能である。 Embodiments of a transmission circuit and a mobile communication terminal disclosed in the present application will be described below with reference to the accompanying drawings. In addition, this invention is not limited by the following examples. In addition, the embodiments can be appropriately combined within a range that does not contradict the contents.

［実施例１に係る送信回路の構成］
最初に、図１を用いて、実施例１に係る送信回路の構成を説明する。図１は、実施例１に係る送信回路の構成例を示す図である。例えば、図１に示すように、送信回路１００は、ＡＧＣアンプ１０１と、ＰＡ１０２と、方向性結合器１０３と、検波器１０４と、比較器１０５とを有する。加えて、送信回路１００は、ＢＰＦ（Band Pass Filter）１０６と、検波器１０７と、差分回路１０８と、比較器１０９と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０とを有する。また、送信回路１００は、携帯電話機等の移動通信端末１０００に含まれる。 [Configuration of Transmitter Circuit According to First Embodiment]
First, the configuration of the transmission circuit according to the first embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission circuit according to the first embodiment. For example, as illustrated in FIG. 1, the transmission circuit 100 includes an AGC amplifier 101, a PA 102, a directional coupler 103, a detector 104, and a comparator 105. In addition, the transmission circuit 100 includes a BPF (Band Pass Filter) 106, a detector 107, a difference circuit 108, a comparator 109, and a DC / DC converter 110. The transmission circuit 100 is included in a mobile communication terminal 1000 such as a mobile phone.

上記構成において、ＡＧＣアンプ１０１は、例えば、ＲＦ信号が入力された場合に、増幅の利得を調整して出力する。ＰＡ１０２は、例えば、ＡＧＣアンプ１０１から出力された信号を増幅して出力する。方向性結合器１０３は、例えば、ＰＡ１０２から方向性結合器１０３への方向の電力に対応する信号を取り出して、ＲＦ信号を出力するとともに、検波器１０４の方向にも出力するカプラの一種である。 In the above configuration, for example, when an RF signal is input, the AGC amplifier 101 adjusts and outputs the amplification gain. For example, the PA 102 amplifies the signal output from the AGC amplifier 101 and outputs the amplified signal. The directional coupler 103 is, for example, a type of coupler that extracts a signal corresponding to the power in the direction from the PA 102 to the directional coupler 103, outputs an RF signal, and outputs the signal in the direction of the detector 104. .

検波器１０４は、例えば、方向性結合器１０３によって出力された信号について、元の信号波を復元して出力する。つまり、検波器１０４は、ＰＡ１０２による出力レベルを抽出する。比較器１０５は、例えば、ＲＦ信号出力レベル設定値と、検波器１０４による出力とを比較してＡＧＣアンプ１０１に出力する。 For example, the detector 104 restores and outputs the original signal wave with respect to the signal output by the directional coupler 103. That is, the detector 104 extracts the output level from the PA 102. For example, the comparator 105 compares the RF signal output level setting value with the output from the detector 104 and outputs the result to the AGC amplifier 101.

詳細には、比較器１０５は、ＲＦ信号出力レベル設定値と検波器１０４による出力とを比較して、ＰＡ１０２による出力レベルが低い場合に、ＡＧＣアンプ１０１の利得を差分だけ上げる制御を行なう。一方、比較器１０５は、ＲＦ信号出力レベル設定値と検波器１０４による出力とを比較して、ＰＡ１０２による出力レベルが高い場合に、ＡＧＣアンプ１０１の利得を差分だけ下げる制御を行なう。このようにして、ＡＧＣアンプ１０１は、比較器１０５による出力をＡＧＣの制御値とすることで、ＰＡ１０２の出力を規定の出力レベルに制御する。 Specifically, the comparator 105 compares the RF signal output level setting value with the output from the detector 104, and performs control to increase the gain of the AGC amplifier 101 by the difference when the output level from the PA 102 is low. On the other hand, the comparator 105 compares the RF signal output level setting value with the output from the detector 104, and performs control to lower the gain of the AGC amplifier 101 by the difference when the output level from the PA 102 is high. In this way, the AGC amplifier 101 controls the output of the PA 102 to a specified output level by using the output from the comparator 105 as the AGC control value.

ＢＰＦ１０６は、例えば、方向性結合器１０３を介してＰＡ１０２から出力された信号について所定範囲の周波数を通過させる。かかる所定範囲の周波数は、例えば、２次高調波である。検波器１０７は、例えば、ＢＰＦ１０６によって通過させられた所定範囲の周波数の信号から元の信号波を復元する。つまり、検波器１０７は、ＰＡ１０２による出力レベルを抽出する。 The BPF 106 passes, for example, a predetermined range of frequencies for the signal output from the PA 102 via the directional coupler 103. The frequency within the predetermined range is, for example, a second harmonic. For example, the detector 107 restores the original signal wave from a signal having a frequency in a predetermined range passed by the BPF 106. That is, the detector 107 extracts the output level from the PA 102.

差分回路１０８は、例えば、高周波信号の出力レベルの設定値と、主信号及び高周波信号のレベル差であるＤＵ（Desired to Undesired signal ratio）に相当する判定値との差分を出力する。つまり、差分回路１０８による出力は、２次高調波レベルに相当する。比較器１０９は、例えば、差分回路１０８による出力を示す差分回路出力と、検波器１０７による出力を示す検波器出力とを比較する。 For example, the difference circuit 108 outputs a difference between a set value of the output level of the high-frequency signal and a determination value corresponding to a DU (Desired to Undesired signal ratio) that is a level difference between the main signal and the high-frequency signal. That is, the output from the difference circuit 108 corresponds to the second harmonic level. For example, the comparator 109 compares the difference circuit output indicating the output from the difference circuit 108 with the detector output indicating the output from the detector 107.

そして、比較器１０９は、検波器出力の方が大きい場合に、ＰＡ１０２の電源電圧を上げる旨の信号を出力する。つまり、比較器１０９は、差分回路出力よりも検波器出力の方が大きい場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の制御電圧を上げることによって検波器１０７の出力を下げ、検波器出力と差分回路出力とが同一になるように制御する。 The comparator 109 outputs a signal to increase the power supply voltage of the PA 102 when the detector output is larger. In other words, when the detector output is larger than the difference circuit output, the comparator 109 decreases the output of the detector 107 by increasing the control voltage of the DC / DC converter 110, and the detector output and the difference circuit output Are controlled to be the same.

一方、比較器１０９は、差分回路出力の方が大きい場合に、ＰＡ１０２の電源電圧を下げる旨の信号を出力する。つまり、比較器１０９は、検波器出力よりも差分回路出力の方が大きい場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の制御電圧を下げることによって検波器１０７の出力を上げ、検波器出力と差分回路出力とが同一になるように制御する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、例えば、比較器１０９によって出力された信号に基づいて、ＰＡ１０２の電源電圧を制御する。つまり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、主信号と２次高調波とのＤＵが一定になるようにＰＡ１０２の電源電圧を制御することになる。 On the other hand, the comparator 109 outputs a signal to decrease the power supply voltage of the PA 102 when the difference circuit output is larger. That is, when the difference circuit output is larger than the detector output, the comparator 109 increases the output of the detector 107 by lowering the control voltage of the DC / DC converter 110, and the detector output and the difference circuit output Are controlled to be the same. The DC / DC converter 110 controls the power supply voltage of the PA 102 based on the signal output from the comparator 109, for example. That is, the DC / DC converter 110 controls the power supply voltage of the PA 102 so that the DU between the main signal and the second harmonic is constant.

ここで、図２を用いて、３次相互変調歪（IM３：Inter Modulation ３）とＡＣＬＲとの関係を説明する。図２は、ＩＭ３とＡＣＬＲとの関係を説明する図である。例えば、図２に示すように、ＡＣＬＲは、ＩＭ３の集合体であり、大半が送信回路１００のＩＭ３によって決定する。 Here, the relationship between the third-order intermodulation distortion (IM3: Inter Modulation 3) and the ACLR will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a diagram illustrating the relationship between IM3 and ACLR. For example, as shown in FIG. 2, ACLR is a collection of IM3 and most is determined by IM3 of the transmission circuit 100.

図３を用いて、ＩＭ３と２次高調波との関係を説明する。図３は、ＩＭ３と２次高調波との関係を説明する図である。例えば、図３に示すように、ＩＭ３のＵｐｐｅｒである「２ｆ_２−ｆ_１」は、「ｆ_２」の２次高調波と「ｆ_１」との周波数変換成分である。また、ＩＭ３のＬｏｗｅｒである「２ｆ_１−ｆ_２」は、「ｆ_１」の２次高調波と「ｆ_２」の周波数変換成分である。これらから、２次高調波とＩＭ３との間には、相関関係があることが分かる。 The relationship between IM3 and the second harmonic will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a diagram illustrating the relationship between IM3 and the second harmonic. For example, as shown in FIG. 3, “2f ₂ −f ₁ ”, which is the upper of IM 3, is a frequency conversion component between the second harmonic of “f ₂ ” and “f ₁ ”. Further, “2f ₁ -f ₂ ” which is a lower of IM3 is a second harmonic of “f ₁ ” and a frequency conversion component of “f ₂ ”. From these, it can be seen that there is a correlation between the second harmonic and IM3.

「ｆ_１」と「ｆ_２」とのレベルは、ＡＧＣアンプ１０１、ＰＡ１０２、方向性結合器１０３、検波器１０４及び比較器１０５のループで一定に保たれている。ＡＣＬＲ（≒ＩＭ３）は、「ｆ_１」及び「ｆ_２」と「２ｆ_１」及び「２ｆ_２」との周波数変換にて生成されるため、「２ｆ_１」及び「２ｆ_２」のレベルにより決定できる。すなわち、ＡＣＬＲはＩＭ３の集合体であるため、主信号出力レベルが既知であれば２次高調波をモニタすることでＡＣＬＲレベルが分かる。 The levels of “f ₁ ” and “f ₂ ” are kept constant in the loop of the AGC amplifier 101, PA 102, directional coupler 103, detector 104, and comparator 105. ACLR (≈IM3) is generated by frequency conversion between “f ₁ ” and “f ₂ ” and “2f ₁ ” and “2f ₂ ”, and is thus determined by the levels of “2f ₁ ” and “2f ₂ ”. it can. That is, since the ACLR is an aggregate of IM3, if the main signal output level is known, the ACLR level can be found by monitoring the second harmonic.

図４を用いて、ＰＡ１０２の電源電圧とバックオフとの関係を説明する。図４は、ＰＡ１０２の電源電圧とバックオフとの関係を説明する図である。なお、図４では、縦軸は電源電圧を示し、横軸はバックオフを示す。例えば、図４に示すように、ＰＡ１０２は、電源電圧によりバックオフ量が変化し、電源電圧を上げればバックオフ量も増加し、電源電圧を下げればバックオフ量も減少する。 The relationship between the power supply voltage of the PA 102 and the back-off will be described with reference to FIG. FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between the power supply voltage of the PA 102 and the back-off. In FIG. 4, the vertical axis represents the power supply voltage, and the horizontal axis represents backoff. For example, as shown in FIG. 4, the backoff amount of the PA 102 varies depending on the power supply voltage. When the power supply voltage is raised, the backoff amount increases, and when the power supply voltage is lowered, the backoff amount also decreases.

図５を用いて、主信号及び２次高調波のＤＵとバックオフとの関係を説明する。図５は、主信号及び２次高調波のＤＵとバックオフとの関係を説明する図である。なお、図５では、縦軸は主信号と高調波とのＤＵを示し、横軸はバックオフを示す。例えば、図５に示すように、主信号及び２次高調波のＤＵが減少する場合には、バックオフ量も減少し、主信号及び２次高調波のＤＵが増加する場合には、バックオフ量も増加する。このように、バックオフ量は、主信号及び２次高調波のレベル差であるＤＵと相関関係を有する。 The relationship between the DU of the main signal and the second harmonic and the back-off will be described with reference to FIG. FIG. 5 is a diagram for explaining the relationship between the main signal and second harmonic DU and backoff. In FIG. 5, the vertical axis indicates the DU of the main signal and the harmonics, and the horizontal axis indicates the backoff. For example, as shown in FIG. 5, when the main signal and second harmonic DU decrease, the backoff amount also decreases, and when the main signal and second harmonic DU increases, the backoff increases. The amount also increases. Thus, the backoff amount has a correlation with DU which is a level difference between the main signal and the second harmonic.

図６Ａを用いて、ＡＣＬＲを満たす場合の２次高調波レベルと主信号出力レベルとの関係を説明する。図６Ａは、ＡＣＬＲを満たす場合の２次高調波レベルと主信号レベルとの関係を示す図である。なお、図６Ａでは、縦軸はＡＣＬＲを満たしているときの２次高調波レベルを示し、横軸は主信号出力レベルを示す。また、以下では、説明の簡略化のために、主信号出力レベルに対し、ＡＣＬＲの仕様を満たしているときの２次高調波レベルのＤＵが一定である場合を説明する。図６ＡにおいてＤＵは、−１５ｄＢである。 The relationship between the second harmonic level and the main signal output level when the ACLR is satisfied will be described with reference to FIG. 6A. FIG. 6A is a diagram illustrating a relationship between the second harmonic level and the main signal level when the ACLR is satisfied. In FIG. 6A, the vertical axis indicates the second harmonic level when the ACLR is satisfied, and the horizontal axis indicates the main signal output level. In the following, for simplicity of explanation, a case where the DU of the second harmonic level when the ACLR specification is satisfied with respect to the main signal output level is constant will be described. In FIG. 6A, DU is −15 dB.

また、図６Ｂを用いて、検波器の出力レベルと入力レベルとの関係を説明する。図６Ｂは、検波器の出力レベルと入力レベルとの関係を示す図である。なお、図６Ｂでは、縦軸は検波器出力レベルを示し、横軸は検波器入力レベルを示す。また、検波器は、図１に示した検波器１０４及び検波器１０７を指す。検波器１０４及び検波器１０７は、周波数依存がなく、入力レベルに対する出力レベルが同一である。 Moreover, the relationship between the output level of a detector and an input level is demonstrated using FIG. 6B. FIG. 6B is a diagram illustrating a relationship between the output level and the input level of the detector. In FIG. 6B, the vertical axis represents the detector output level, and the horizontal axis represents the detector input level. The detector refers to the detector 104 and the detector 107 shown in FIG. The detector 104 and the detector 107 have no frequency dependence, and the output level with respect to the input level is the same.

例えば、図６Ａに示すように、主信号出力レベルが「５ｄＢｍ」である場合に、２次高調波レベルは、「−１０ｄＢｍ」である。また、主信号出力レベルが「１０ｄＢｍ」である場合に、２次高調波レベルは、「−５ｄＢｍ」である。また、主信号出力レベルが「１５ｄＢｍ」である場合に、２次高調波レベルは、「０ｄＢｍ」である。また、主信号出力レベルが「２０ｄＢｍ」である場合に、２次高調波レベルは、「５ｄＢｍ」である。また、主信号出力レベルが「２５ｄＢｍ」である場合に、２次高調波レベルは、「１０ｄＢｍ」である。 For example, as shown in FIG. 6A, when the main signal output level is “5 dBm”, the second harmonic level is “−10 dBm”. When the main signal output level is “10 dBm”, the second harmonic level is “−5 dBm”. When the main signal output level is “15 dBm”, the second harmonic level is “0 dBm”. When the main signal output level is “20 dBm”, the second harmonic level is “5 dBm”. When the main signal output level is “25 dBm”, the second harmonic level is “10 dBm”.

ここで、方向性結合器１０３による出力が「２０ｄＢｍ」である場合に、検波器１０４及び検波器１０７に入力されるレベルを「０ｄＢ」とすると、このときの検波器１０４及び検波器１０７による出力は、図６Ｂより出力レベル「Ｘ」である。これにより、ＡＧＣアンプ１０１〜比較器１０５を含むループでは、ＲＦ信号出力レベル設定値に「Ｘ」を設定し、主信号出力レベルが「２０ｄＢｍ」より低い場合にＡＧＣアンプ１０１の利得を上げ、高い場合に利得を下げる制御を行なって出力レベルを「２０ｄＢｍ」に保つ。 Here, when the output from the directional coupler 103 is “20 dBm” and the level input to the detector 104 and the detector 107 is “0 dB”, the output from the detector 104 and the detector 107 at this time Is the output level “X” from FIG. 6B. Thereby, in the loop including the AGC amplifier 101 to the comparator 105, “X” is set to the RF signal output level setting value, and when the main signal output level is lower than “20 dBm”, the gain of the AGC amplifier 101 is increased and high. In this case, the output level is kept at “20 dBm” by controlling to lower the gain.

また、主信号出力レベルが「２０ｄＢｍ」である場合に、ＡＣＬＲの仕様を満たすことのできる２次高調波レベルは、図６Ａより「＋５ｄＢｍ」である。ＡＣＬＲが仕様を満たすときの検波器１０７の入力レベルは、図６Ｂより「−１５ｄＢ」であり、このときの検波器１０７による出力は、出力レベル「Ｙ」である。これにより、差分回路１０８から比較器１０９への入力が「Ｙ」である場合には、検波器１０７による出力が「Ｙ」より大きい場合にＰＡ１０２の電源電圧を上げ、小さい場合にＰＡ１０２の電源電圧を下げる制御が行なわれる。これにより、送信回路１００は、２次高調波レベルをＡＣＬＲの仕様を満たすレベルに保つ。 Further, when the main signal output level is “20 dBm”, the second harmonic level that can satisfy the ACLR specification is “+5 dBm” from FIG. 6A. The input level of the detector 107 when the ACLR satisfies the specification is “−15 dB” from FIG. 6B, and the output by the detector 107 at this time is the output level “Y”. Thus, when the input from the difference circuit 108 to the comparator 109 is “Y”, the power supply voltage of the PA 102 is increased when the output from the detector 107 is larger than “Y”, and the power supply voltage of the PA 102 is small when the output is small. The control for lowering is performed. As a result, the transmission circuit 100 maintains the second harmonic level at a level that satisfies the ACLR specification.

また、ＲＦ信号出力レベル設定値には、「Ｘ」が設定されている。この「Ｘ」から「Ｙ」を得るために判定値を利用し、該判定値には、「Ｘ−Ｙ」の値が格納される。すなわち、これらのパラメタについては、「差分回路１０８による出力＝ＲＦ信号出力レベル設定値−判定値＝Ｘ−判定値＝Ｘ−（Ｘ−Ｙ）＝Ｙ」が得られることになる。 In addition, “X” is set as the RF signal output level setting value. A determination value is used to obtain “Y” from this “X”, and the value of “XY” is stored in the determination value. That is, for these parameters, “output from the difference circuit 108 = RF signal output level setting value−determination value = X−determination value = X− (XY) = Y” is obtained.

要するに、送信回路１００は、主信号及び２次高調波のＤＵからＡＣＬＲレベルが分かるため、主信号及び２次高調波のＤＵを一定に保つようにＰＡ１０２の電源電圧を制御する。換言すると、送信回路１００は、ＡＧＣアンプ１０１〜比較器１０５の回路でＲＦ信号の出力を一定に保つ制御を行ない、ＢＰＦ１０６〜ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の回路でＰＡ１０２のバックオフ量を変え、２次高調波を一定に保つ制御を行なう。この結果、送信回路１００は、ＰＡ１０２の出力電力に関係なくＡＣＬＲ等の歪みの仕様を満たしつつ、該ＰＡ１０２の効率を好適なものとし、送信回路１００を含む移動通信端末１０００の消費電力をより改善することができる。 In short, since the transmission circuit 100 knows the ACLR level from the main signal and the second harmonic DU, the transmission circuit 100 controls the power supply voltage of the PA 102 so as to keep the main signal and the second harmonic DU constant. In other words, the transmission circuit 100 performs control to keep the output of the RF signal constant with the circuits of the AGC amplifier 101 to the comparator 105, and changes the backoff amount of the PA 102 with the circuit of the BPF 106 to the DC / DC converter 110. Control to keep harmonics constant. As a result, the transmission circuit 100 satisfies the distortion specifications such as ACLR regardless of the output power of the PA 102, makes the efficiency of the PA 102 suitable, and further improves the power consumption of the mobile communication terminal 1000 including the transmission circuit 100. can do.

［実施例１に係る送信回路による処理フロー］
次に、図７を用いて、実施例１に係る送信回路１００による処理の流れを説明する。図７は、実施例１に係る送信回路１００による処理の流れの例を示すフローチャートである。なお、以下では、ＰＡ１０２の電源電圧制御に係る処理について説明する。 [Processing Flow by Transmission Circuit According to First Embodiment]
Next, the flow of processing performed by the transmission circuit 100 according to the first embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 7 is a flowchart illustrating an example of a flow of processing performed by the transmission circuit 100 according to the first embodiment. In the following, processing related to power supply voltage control of the PA 102 will be described.

例えば、図７に示すように、ＢＰＦ１０６は、ＰＡ１０２による出力がある場合に（ステップＳ１０１肯定）、方向性結合器１０３を介してＰＡ１０２によって出力された信号から２次高調波を取り出す（ステップＳ１０２）。なお、ＢＰＦ１０６は、ＰＡ１０２による出力がない場合に（ステップＳ１０１否定）、該ＰＡ１０２による出力待ちの状態になる。 For example, as shown in FIG. 7, when there is an output from the PA 102 (Yes in Step S101), the BPF 106 extracts the second harmonic from the signal output by the PA 102 via the directional coupler 103 (Step S102). . If there is no output from the PA 102 (No at Step S101), the BPF 106 waits for an output from the PA 102.

そして、検波器１０７は、ＢＰＦ１０６によって取り出された２次高調波のレベルを抽出する（ステップＳ１０３）。また、差分回路１０８は、ＲＦ信号出力レベル設定値と判定値との差分を出力する（ステップＳ１０４）。なお、検波器１０７による出力と差分回路１０８による出力とについては、その処理順序を問わない。 Then, the detector 107 extracts the level of the second harmonic extracted by the BPF 106 (step S103). The difference circuit 108 outputs the difference between the RF signal output level setting value and the determination value (step S104). Note that the processing order of the output from the detector 107 and the output from the difference circuit 108 does not matter.

続いて、比較器１０９は、検波器１０７によって出力された検波器出力と、差分回路１０８によって出力された差分回路出力とを比較する（ステップＳ１０５）。比較器１０９による比較では、検波器出力の方が大きい場合にＰＡ１０２の電源電圧を上げるように制御され、差分回路出力の方が大きい場合にＰＡ１０２の電源電圧を下げるように制御される。その後、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、比較器１０９によるＰＡ１０２に対する電源電圧制御に従って、該ＰＡ１０２の電源電圧を制御する（ステップＳ１０６）。 Subsequently, the comparator 109 compares the detector output output by the detector 107 with the difference circuit output output by the difference circuit 108 (step S105). In the comparison by the comparator 109, control is performed to increase the power supply voltage of the PA 102 when the detector output is larger, and control is performed to decrease the power supply voltage of the PA 102 when the output of the differential circuit is larger. Thereafter, the DC / DC converter 110 controls the power supply voltage of the PA 102 in accordance with the power supply voltage control for the PA 102 by the comparator 109 (step S106).

［実施例１による効果］
上述したように、送信回路１００は、ＰＡ１０２の出力信号から２次高調波を抽出し、高周波信号の出力レベルの設定値と主信号及び高周波信号のレベル差に相当する判定値との差分を求める。そして、送信回路１００は、求められた差分と２次高調波とが同一になるようにＰＡ１０２の電源電圧を制御する。この結果、送信回路１００は、出力電力のみに基づいてＰＡの電源電圧を制御するためにＡＣＬＲの仕様に対して余裕を持たせることを要する従来技術と比較して、送信回路におけるＰＡの電力効率をより改善することができる。 [Effects of Example 1]
As described above, the transmission circuit 100 extracts the second harmonic from the output signal of the PA 102 and obtains the difference between the set value of the output level of the high-frequency signal and the determination value corresponding to the level difference between the main signal and the high-frequency signal. . Then, the transmission circuit 100 controls the power supply voltage of the PA 102 so that the obtained difference and the second harmonic are the same. As a result, the transmission circuit 100 has a power efficiency of the PA in the transmission circuit as compared with the prior art that requires a margin for the ACLR specification in order to control the power supply voltage of the PA based only on the output power. Can be improved more.

また、送信回路１００は、ＡＣＬＲの仕様を満たすようにＰＡ１０２の電源電圧を制御するので、ＡＣＬＲ最適化のためのマッチングが不要であるとともに、これにより回路構成についてより簡素化を実現することができる。また、送信回路１００は、ＡＣＬＲ最適化のためのマッチングを要する従来技術と比較して、マッチングが不要になるので広帯域化を実現することができる。 In addition, since the transmission circuit 100 controls the power supply voltage of the PA 102 so as to satisfy the ACLR specification, matching for ACLR optimization is not necessary, and thus, the circuit configuration can be further simplified. . In addition, since the transmission circuit 100 does not require matching as compared with the conventional technique that requires matching for ACLR optimization, the transmission circuit 100 can realize a wide band.

ところで、上記実施例１では、２次高調波を用いてＰＡの電源電圧を制御する場合を説明したが、さらにＮ次高調波を用いてＰＡの電源電圧を制御することもできる。そこで、実施例２では、Ｎ次高調波を用いてＰＡの電源電圧を制御する場合を説明する。 In the first embodiment, the case where the power supply voltage of the PA is controlled using the second harmonic has been described. However, the power supply voltage of the PA can also be controlled using the Nth harmonic. In the second embodiment, a case where the power supply voltage of the PA is controlled using the Nth harmonic will be described.

［実施例２に係る送信回路の構成］
図８を用いて、実施例２に係る送信回路の構成を説明する。図８は、実施例２に係る送信回路の構成例を示す図である。なお、図８では、実施例１に係る送信回路１００と同様の構成や機能を有するブロックについては同一の符号を付している。以下では、実施例１に係る送信回路１００と同一の処理についてはその説明を省略する。 [Configuration of Transmitter Circuit According to Second Embodiment]
The configuration of the transmission circuit according to the second embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission circuit according to the second embodiment. In FIG. 8, blocks having the same configuration and function as those of the transmission circuit 100 according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals. Hereinafter, the description of the same processing as that of the transmission circuit 100 according to the first embodiment is omitted.

例えば、図８に示すように、送信回路２００は、ＡＧＣアンプ１０１と、ＰＡ１０２と、方向性結合器１０３と、検波器１０４と、比較器１０５とを有する。加えて、送信回路２００は、ＢＰＦ１０６と、検波器１０７と、差分回路１０８と、比較器２０９と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０とを有する。さらに、送信回路２００は、ＢＰＦ２１１と、検波器２１２と、差分回路２１３と、比較器２１４と、ワイヤード・オア（Wired OR）回路２１５とを有する。また、送信回路２００は、携帯電話機等の移動通信端末２０００に含まれる。 For example, as illustrated in FIG. 8, the transmission circuit 200 includes an AGC amplifier 101, a PA 102, a directional coupler 103, a detector 104, and a comparator 105. In addition, the transmission circuit 200 includes a BPF 106, a detector 107, a difference circuit 108, a comparator 209, and a DC / DC converter 210. Furthermore, the transmission circuit 200 includes a BPF 211, a detector 212, a difference circuit 213, a comparator 214, and a wired OR circuit 215. Transmission circuit 200 is included in mobile communication terminal 2000 such as a mobile phone.

上記構成において、比較器２０９は、例えば、差分回路１０８による出力を示す差分回路出力と、検波器１０７による出力を示す検波器出力とを比較し、より大きい方を出力する。ＢＰＦ２１１は、例えば、方向性結合器１０３を介してＰＡ１０２から出力された信号について所定範囲の周波数を通過させる。かかる所定範囲の周波数は、例えば、Ｎ次高調波（Ｎは自然数）である。 In the above configuration, for example, the comparator 209 compares the difference circuit output indicating the output from the difference circuit 108 with the detector output indicating the output from the detector 107, and outputs the larger one. For example, the BPF 211 passes a predetermined range of frequencies for the signal output from the PA 102 via the directional coupler 103. The frequency within the predetermined range is, for example, an Nth order harmonic (N is a natural number).

検波器２１２は、例えば、ＢＰＦ２１１によって通過させられた所定範囲の周波数の信号から元の信号波を復元する。つまり、検波器２１２は、ＰＡ１０２による出力レベルを抽出する。差分回路２１３は、例えば、高周波信号の出力レベルの設定値と、主信号及び高周波信号のレベル差であるＤＵに相当する判定値との差分を出力する。つまり、差分回路２１３による出力は、Ｎ次高調波レベルに相当する。 For example, the detector 212 restores the original signal wave from a signal having a frequency within a predetermined range passed by the BPF 211. That is, the detector 212 extracts the output level from the PA 102. For example, the difference circuit 213 outputs a difference between a set value of the output level of the high-frequency signal and a determination value corresponding to DU that is a level difference between the main signal and the high-frequency signal. That is, the output from the difference circuit 213 corresponds to the Nth harmonic level.

比較器２１４は、例えば、差分回路２１３による出力を示すＮ次用差分回路出力と、検波器２１２による出力を示すＮ次用検波器出力とを比較し、より大きい方を出力する。ワイヤード・オア回路２１５は、例えば、比較器２０９による出力と比較器２１４による出力とを比較して、より大きい方の出力に基づいてＰＡ１０２の電源電圧を制御する信号を出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０は、例えば、ワイヤード・オア回路２１５によって出力された信号に基づいて、ＰＡ１０２の電源電圧を制御する。 For example, the comparator 214 compares the N-th order difference circuit output indicating the output from the difference circuit 213 with the N-th order detector output indicating the output from the detector 212 and outputs the larger one. For example, the wired OR circuit 215 compares the output from the comparator 209 with the output from the comparator 214 and outputs a signal for controlling the power supply voltage of the PA 102 based on the larger output. For example, the DC / DC converter 210 controls the power supply voltage of the PA 102 based on a signal output from the wired OR circuit 215.

ここで、図９Ａ及び図９Ｂを用いて、Ｎ次高調波によるＩＭ（Inter Modulation）を説明する。図９Ａ及び図９Ｂは、Ｎ次高調波によるＩＭを説明する図である。一般的な送信回路では、図９Ａの円で示すように、Ｎ次高調波によって発生するＩＭに起因してスプリアス放射線等の仕様を満足できない場合がある。加えて、一般的な送信回路では、図９Ｂの円で示すように、２次高調波レベルを一定に保つ制御が行なわれないために、ＡＣＬＲの仕様を満足できない場合がある。 Here, IM (Inter Modulation) based on the Nth harmonic will be described with reference to FIGS. 9A and 9B. FIG. 9A and FIG. 9B are diagrams for explaining IM by the Nth harmonic. In a general transmission circuit, as indicated by a circle in FIG. 9A, there are cases where specifications such as spurious radiation cannot be satisfied due to IM generated by the Nth harmonic. In addition, in a general transmission circuit, as shown by a circle in FIG. 9B, control for keeping the second harmonic level constant is not performed, and therefore, the ACLR specification may not be satisfied.

このことを鑑みて、送信回路２００では、２次高調波に影響されるＡＣＬＲの仕様と、Ｎ次高調波に起因して発生するＩＭによるスプリアス放射等の仕様との両方を満足する制御を行なう。すなわち、送信回路２００は、Ｎ次高調波レベルがＩＭに起因して発生するスプリアス放射線等の仕様を満たせないレベルを出力する場合に、ＢＰＦ２１１〜ワイヤード・オア回路２１５の制御ブロックでＰＡ１０２の電源電圧を制御する。さらに、送信回路２００は、２次高調波によりＡＣＬＲの仕様が満たせないレベルを出力する場合に、ＢＰＦ１０６〜差分回路１０８、比較器２０９及びワイヤード・オア回路２１５の制御ブロックでＰＡ１０２の電源電圧を制御する。 In view of this, the transmission circuit 200 performs control that satisfies both the specifications of the ACLR that is affected by the second harmonic and the specifications such as the spurious emission due to the IM generated due to the Nth harmonic. . That is, the transmission circuit 200 outputs the power supply voltage of the PA 102 in the control block of the BPF 211 to the wired OR circuit 215 when the Nth-order harmonic level outputs a level that does not satisfy the specifications such as spurious radiation generated due to IM. To control. Further, the transmission circuit 200 controls the power supply voltage of the PA 102 by the control block of the BPF 106 to the difference circuit 108, the comparator 209, and the wired OR circuit 215 when outputting a level that does not satisfy the ACLR specification due to the second harmonic. To do.

図１０を用いて、ワイヤード・オア回路２１５の動作を説明する。図１０は、ワイヤード・オア回路２１５の動作を説明する図である。なお、図１０では、実線はワイヤード・オア回路２１５による出力を示し、破線は比較器２０９による出力を示し、一点鎖線は比較器２１４による出力を示している。 The operation of the wired OR circuit 215 will be described with reference to FIG. FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of the wired OR circuit 215. In FIG. 10, the solid line indicates the output by the wired OR circuit 215, the broken line indicates the output by the comparator 209, and the alternate long and short dash line indicates the output by the comparator 214.

例えば、図１０の実線で示すように、ワイヤード・オア回路２１５は、ＡＣＬＲやスプリアス放射等の仕様を満たすように、比較器２０９による２次高調波と比較器２１４によるＮ次高調波とで大きい方を選択して、ＰＡ１０２の電源電圧を上げる。なお、ワイヤード・オア回路２１５は、図８に示すようにダイオードを利用している。これらの結果、送信回路２００は、ＡＣＬＲとＮ次高調波で発生するスプリアス放射との両方の仕様を満たしつつ、ＰＡ１０２の効率をより改善することができる。 For example, as shown by the solid line in FIG. 10, the wired OR circuit 215 is large in the second harmonic by the comparator 209 and the Nth harmonic by the comparator 214 so as to satisfy the specifications such as ACLR and spurious radiation. Is selected to increase the power supply voltage of the PA 102. The wired OR circuit 215 uses a diode as shown in FIG. As a result, the transmission circuit 200 can further improve the efficiency of the PA 102 while satisfying the specifications of both ACLR and spurious radiation generated in the Nth harmonic.

［実施例２に係る送信回路による処理フロー］
次に、図１１を用いて、実施例２に係る送信回路２００による処理の流れを説明する。図１１は、実施例２に係る送信回路２００による処理の流れの例を示すフローチャートである。なお、以下では、ＰＡ１０２の電源電圧制御に係る処理について説明する。 [Processing Flow by Transmission Circuit According to Second Embodiment]
Next, the flow of processing performed by the transmission circuit 200 according to the second embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 11 is a flowchart illustrating an example of a flow of processing performed by the transmission circuit 200 according to the second embodiment. In the following, processing related to power supply voltage control of the PA 102 will be described.

例えば、図１１に示すように、ＢＰＦ１０６及びＢＰＦ２１１は、ＰＡ１０２による出力がある場合に（ステップＳ２０１肯定）、方向性結合器１０３を介してＰＡ１０２によって出力された信号から２次高調波及びＮ次高調波を取り出す（ステップＳ２０２）。なお、ＢＰＦ１０６及びＢＰＦ２１１は、ＰＡ１０２による出力がない場合に（ステップＳ２０１否定）、該ＰＡ１０２による出力待ちの状態になる。 For example, as shown in FIG. 11, when there is an output from the PA 102 (Yes in Step S201), the BPF 106 and the BPF 211 have a second harmonic and an Nth harmonic from the signal output by the PA 102 via the directional coupler 103. A wave is extracted (step S202). Note that when there is no output from the PA 102 (No in step S201), the BPF 106 and the BPF 211 are in a state of waiting for output from the PA 102.

そして、検波器１０７及び検波器２１２は、ＢＰＦ１０６及びＢＰＦ２１１によって取り出された２次高調波レベル及びＮ次高調波レベルを抽出する（ステップＳ２０３）。また、差分回路１０８及び差分回路２１３は、ＲＦ信号出力レベル設定値と判定値との差分を出力する（ステップＳ２０４）。なお、検波器１０７及び検波器２１２による出力と、差分回路１０８及び差分回路２１３による出力とについては、その処理順序を問わない。 Then, the detector 107 and the detector 212 extract the second harmonic level and the Nth harmonic level extracted by the BPF 106 and the BPF 211 (step S203). Further, the difference circuit 108 and the difference circuit 213 output the difference between the RF signal output level setting value and the determination value (step S204). Note that the processing order of the outputs from the detector 107 and the detector 212 and the outputs from the difference circuit 108 and the difference circuit 213 is not limited.

続いて、比較器１０９及び比較器２１４は、検波器１０７及び検波器２１２によって出力された検波器出力及びＮ次用検波器出力と、差分回路１０８及び差分回路２１３によって出力された差分回路出力及びＮ次用差分回路出力とを比較する。このとき、比較器１０９及び比較器２１４は、検波器出力及びＮ次用検波器出力と、差分回路出力及びＮ次用差分回路出力とのそれぞれについて、より大きい方を出力する（ステップＳ２０５）。 Subsequently, the comparator 109 and the comparator 214 include the detector output and the Nth-order detector output output by the detector 107 and the detector 212, the difference circuit output output by the difference circuit 108 and the difference circuit 213, and The N-order differential circuit output is compared. At this time, the comparator 109 and the comparator 214 output the larger one of the detector output and the Nth order detector output, and the difference circuit output and the Nth order difference circuit output (step S205).

その後、ワイヤード・オア回路２１５は、比較器２０９及び比較器２１４によって出力された２次高調波とＮ次高調波とを比較して、より大きい方を選択してＰＡ１０２の電源電圧を上げる旨の信号を出力する（ステップＳ２０６）。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１０は、ワイヤード・オア回路２１５によるＰＡ１０２に対する電源電圧制御に従って、該ＰＡ１０２の電源電圧を制御する（ステップＳ２０７）。 After that, the wired OR circuit 215 compares the second harmonic output by the comparator 209 and the comparator 214 with the Nth harmonic, selects the larger one, and increases the power supply voltage of the PA 102. A signal is output (step S206). Then, the DC / DC converter 210 controls the power supply voltage of the PA 102 in accordance with the power supply voltage control for the PA 102 by the wired OR circuit 215 (step S207).

［実施例２による効果］
上述したように、送信回路２００は、ＡＣＬＲとＮ次高調波で発生するスプリアス放射との仕様を満たさない方を基準にしてＰＡ１０２の電源電圧を制御するので、両方の仕様を満たしつつ該ＰＡ１０２の電力効率をより改善することができる。 [Effects of Example 2]
As described above, the transmission circuit 200 controls the power supply voltage of the PA 102 based on the direction that does not satisfy the specifications of the ACLR and the spurious radiation generated by the Nth harmonic, so that both specifications of the PA 102 are satisfied. The power efficiency can be further improved.

ところで、上記実施例１では、ＲＦ信号出力レベル設定値と主信号及び高周波信号のレベル差に相当する判定値とを用いてＰＡの電源電圧を制御する場合を説明したが、ＲＦ信号出力レベル設定値とチャネル情報に基づいた判定値とを用いることもできる。そこで、実施例３では、ＲＦ信号出力レベル設定値とチャネル情報に基づいた判定値とを用いてＰＡの電源電圧を制御する場合を説明する。 In the first embodiment, the case where the power supply voltage of the PA is controlled using the RF signal output level setting value and the determination value corresponding to the level difference between the main signal and the high frequency signal has been described. It is also possible to use a value and a determination value based on channel information. In the third embodiment, a case where the power supply voltage of the PA is controlled using the RF signal output level setting value and the determination value based on the channel information will be described.

［実施例３に係る送信回路の構成］
図１２を用いて、実施例３に係る送信回路の構成を説明する。図１２は、実施例３に係る送信回路の構成例を示す図である。なお、図１２では、実施例１に係る送信回路１００と同様の構成や機能を有するブロックについては同一の符号を付している。以下では、実施例１に係る送信回路１００と同一の処理についてはその説明を省略する。 [Configuration of Transmitter Circuit According to Third Embodiment]
The configuration of the transmission circuit according to the third embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission circuit according to the third embodiment. In FIG. 12, blocks having the same configuration and functions as those of the transmission circuit 100 according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals. Hereinafter, the description of the same processing as that of the transmission circuit 100 according to the first embodiment is omitted.

例えば、図１２に示すように、送信回路３００は、ＡＧＣアンプ１０１と、ＰＡ１０２と、方向性結合器１０３と、検波器１０４と、比較器１０５とを有する。加えて、送信回路３００は、ＢＰＦ１０６と、検波器１０７と、判定値ＭＡＰ３１６と、差分回路３０８と、比較器３０９と、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１０とを有する。また、送信回路３００は、携帯電話機等の移動通信端末３０００に含まれる。 For example, as illustrated in FIG. 12, the transmission circuit 300 includes an AGC amplifier 101, a PA 102, a directional coupler 103, a detector 104, and a comparator 105. In addition, the transmission circuit 300 includes a BPF 106, a detector 107, a determination value MAP 316, a difference circuit 308, a comparator 309, and a DC / DC converter 310. Transmission circuit 300 is included in mobile communication terminal 3000 such as a mobile phone.

上記構成において、判定値ＭＡＰ３１６は、例えば、チャネルに対する判定値を保持し、チャネル情報に基づいて判定値を切り替える。装置要求にチャネル依存がある場合には、例えば、ＰＨＳ（Personal Handyphone System）帯等にＰＡ１０２の歪み成分が漏れによって仕様割れを起こすことがある。よって、判定値ＭＡＰ３１６は、チャネルについて、ＰＡ１０２の歪み成分により仕様割れを起こさせないための判定値をＭＡＰ化している。 In the above configuration, the determination value MAP 316 holds, for example, a determination value for a channel and switches the determination value based on channel information. When the device request has channel dependence, for example, a distortion component of the PA 102 may break due to leakage in a PHS (Personal Handyphone System) band or the like. Therefore, the determination value MAP 316 is converted into a MAP for the channel so as not to cause specification breakage due to the distortion component of the PA 102.

差分回路３０８は、例えば、高周波信号の出力レベルの設定値と、判定値ＭＡＰ３１６によって出力されたチャネル情報に基づいた判定値との差分を出力する。比較器３０９は、例えば、差分回路３０８による出力を示す差分回路出力と、検波器１０７による出力を示す検波器出力とを比較する。 The difference circuit 308 outputs, for example, the difference between the set value of the output level of the high frequency signal and the determination value based on the channel information output by the determination value MAP 316. For example, the comparator 309 compares the difference circuit output indicating the output from the difference circuit 308 with the detector output indicating the output from the detector 107.

そして、比較器３０９は、検波器出力の方が大きい場合に、ＰＡ１０２の電源電圧を上げる旨の信号を出力する。つまり、比較器３０９は、差分回路出力よりも検波器出力の方が大きい場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１０の制御電圧を上げることによって検波器１０７の出力を下げ、検波器出力と差分回路出力とが同一になるように制御する。 The comparator 309 outputs a signal to increase the power supply voltage of the PA 102 when the detector output is larger. In other words, when the detector output is larger than the difference circuit output, the comparator 309 decreases the output of the detector 107 by increasing the control voltage of the DC / DC converter 310, and the detector output and the difference circuit output. Are controlled to be the same.

一方、比較器３０９は、差分回路出力の方が大きい場合に、ＰＡ１０２の電源電圧を下げる旨の信号を出力する。つまり、比較器３０９は、検波器出力よりも差分回路出力の方が大きい場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１０の制御電圧を下げることによって検波器１０７の出力を上げ、検波器出力と差分回路出力とが同一になるように制御する。ＤＣ／ＤＣコンバータ３１０は、例えば、比較器３０９によって出力された信号に基づいて、ＰＡ１０２の電源電圧を制御する。 On the other hand, the comparator 309 outputs a signal to lower the power supply voltage of the PA 102 when the difference circuit output is larger. That is, the comparator 309 increases the output of the detector 107 by lowering the control voltage of the DC / DC converter 310 when the difference circuit output is larger than the detector output, and the detector output and the difference circuit output Are controlled to be the same. The DC / DC converter 310 controls the power supply voltage of the PA 102 based on the signal output from the comparator 309, for example.

［実施例３に係る送信回路による処理フロー］
次に、図１３を用いて、実施例３に係る送信回路３００による処理の流れを説明する。図１３は、実施例３に係る送信回路３００による処理の流れの例を示すフローチャートである。なお、以下では、ＰＡ１０２の電源電圧制御に係る処理について説明する。 [Processing Flow by Transmission Circuit According to Third Embodiment]
Next, the flow of processing performed by the transmission circuit 300 according to the third embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 13 is a flowchart illustrating an example of a flow of processing performed by the transmission circuit 300 according to the third embodiment. In the following, processing related to power supply voltage control of the PA 102 will be described.

例えば、図１３に示すように、ＢＰＦ１０６は、ＰＡ１０２による出力がある場合に（ステップＳ３０１肯定）、方向性結合器１０３を介してＰＡ１０２によって出力された信号から２次高調波を取り出す（ステップＳ３０２）。なお、ＢＰＦ１０６は、ＰＡ１０２による出力がない場合に（ステップＳ３０１否定）、該ＰＡ１０２による出力待ちの状態になる。 For example, as shown in FIG. 13, when there is an output from the PA 102 (Yes at Step S301), the BPF 106 extracts the second harmonic from the signal output by the PA 102 via the directional coupler 103 (Step S302). . When there is no output from the PA 102 (No at Step S301), the BPF 106 waits for an output from the PA 102.

そして、検波器１０７は、ＢＰＦ１０６によって取り出された２次高調波のレベルを抽出する（ステップＳ３０３）。また、差分回路３０８は、ＲＦ信号出力レベル設定値と、判定値ＭＡＰ３１６から得られるチャネル情報に基づいた判定値との差分を出力する（ステップＳ３０４）。なお、検波器１０７による出力と差分回路３０８による出力とについては、その処理順序を問わない。 Then, the detector 107 extracts the level of the second harmonic extracted by the BPF 106 (step S303). Further, the difference circuit 308 outputs a difference between the RF signal output level setting value and the determination value based on the channel information obtained from the determination value MAP 316 (step S304). Note that the processing order of the output from the detector 107 and the output from the difference circuit 308 is not limited.

続いて、比較器３０９は、検波器１０７によって出力された検波器出力と、差分回路３０８によって出力された差分回路出力とを比較する（ステップＳ３０５）。比較器３０９による比較では、検波器出力の方が大きい場合にＰＡ１０２の電源電圧を上げるように制御され、差分回路出力の方が大きい場合にＰＡ１０２の電源電圧を下げるように制御される。その後、ＤＣ／ＤＣコンバータ３１０は、比較器３０９によるＰＡ１０２に対する電源電圧制御に従って、該ＰＡ１０２の電源電圧を制御する（ステップＳ３０６）。 Subsequently, the comparator 309 compares the detector output output by the detector 107 with the difference circuit output output by the difference circuit 308 (step S305). In the comparison by the comparator 309, the power supply voltage of the PA 102 is controlled to be increased when the detector output is larger, and the power supply voltage of the PA 102 is controlled to be lowered when the difference circuit output is larger. Thereafter, the DC / DC converter 310 controls the power supply voltage of the PA 102 in accordance with the power supply voltage control for the PA 102 by the comparator 309 (step S306).

［実施例３による効果］
上述したように、送信回路３００は、装置要求にチャネル依存がある場合に、チャネル情報に基づいた判定値を用いて切り替えるので、ＰＡの歪み成分の漏れによる仕様割れを防止しつつ、ＰＡの電力効率を改善することができる。 [Effects of Example 3]
As described above, the transmission circuit 300 switches using the determination value based on the channel information when the device request depends on the channel, so that the PA power can be reduced while preventing the breakdown of the specification due to the leakage of the distortion component of the PA. Efficiency can be improved.

さて、これまで本願に開示する送信回路の実施例について説明したが、上述した実施例以外にも種々の異なる形態にて実施されてよいものである。そこで、（１）Ｎ次高調波とチャネル情報、（２）装置の構成、において異なる実施例を説明する。 Although the embodiments of the transmission circuit disclosed in the present application have been described so far, the present invention may be implemented in various different forms other than the embodiments described above. Therefore, different embodiments will be described in (1) Nth-order harmonics and channel information, and (2) device configuration.

（１）Ｎ次高調波とチャネル情報
上記実施例２では、２次高調波、Ｎ次高調波及び設定値を用いてＰＡ１０２の電源電圧を制御し、上記実施例３では、２次高調波及びチャネル情報に基づいた設定値を用いてＰＡ１０２の電源電圧を制御する場合を説明した。これらから、本願では、２次高調波、Ｎ次高調波及びチャネル情報に基づいた設定値を適宜組み合わせて実施することもできる。 (1) Nth-order harmonic and channel information In the second embodiment, the power supply voltage of the PA 102 is controlled using the second-order harmonic, the Nth-order harmonic, and the set value. The case where the power supply voltage of the PA 102 is controlled using the setting value based on the channel information has been described. Accordingly, in the present application, the setting values based on the second harmonic, the Nth harmonic, and the channel information can be combined as appropriate.

（２）装置の構成
また、上記文書中や図面中等で示した処理手順、制御手順、具体的名称、各種のデータやパラメタ等を含む情報については、特記する場合を除いて任意に変更することができる。例えば、比較器１０９、比較器２０９、比較器２１４及び比較器３０９等に入力される差分回路出力と検波器出力とは、入力タイミングの順序は問わない。 (2) Device configuration Information including processing procedures, control procedures, specific names, various data and parameters shown in the above documents and drawings, etc. may be changed arbitrarily unless otherwise specified. Can do. For example, the order of the input timings of the difference circuit output and the detector output input to the comparator 109, the comparator 209, the comparator 214, the comparator 309, and the like does not matter.

また、図示した送信回路１００等の各構成要素は、機能概念的なものであり、必ずしも物理的に図示の如く構成されていることを要しない。すなわち、各装置の分散・統合の具体的形態は、図示のものに限られず、その全部又は一部を各種の負担や使用状況などに応じて、任意の単位で機能的または物理的に分散・統合することができる。例えば、ＡＧＣアンプ１０１、検波器１０４及び比較器１０５等は、必ずしも図示した構成でなくても良く、ＰＡ１０２に対する電圧制御に関係する構成要素以外は図示のものに限られない。 The constituent elements such as the transmission circuit 100 shown in the figure are functionally conceptual, and need not be physically configured as shown. In other words, the specific form of distribution / integration of each device is not limited to the one shown in the figure, and all or a part thereof may be functionally or physically distributed or arbitrarily distributed in arbitrary units according to various burdens or usage conditions. Can be integrated. For example, the AGC amplifier 101, the detector 104, the comparator 105, and the like do not necessarily have the illustrated configuration, and are not limited to the illustrated components other than the components related to the voltage control for the PA 102.

１００送信回路
１０１ＡＧＣアンプ
１０２ＰＡ
１０３方向性結合器
１０４検波器
１０５比較器
１０６ＢＰＦ
１０７検波器
１０８差分回路
１０９比較器
１１０ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０００移動通信端末 100 Transmission Circuit 101 AGC Amplifier 102 PA
103 Directional coupler 104 Detector 105 Comparator 106 BPF
107 detector 108 difference circuit 109 comparator 110 DC / DC converter 1000 mobile communication terminal

Claims

方向性結合器を介して増幅器から出力された信号について所定範囲の周波数を通過させるフィルタと、
前記フィルタによって通過させられた所定範囲の周波数の信号から元の信号波を復元する検波器と、
高周波信号の出力レベルの設定値と、主信号及び高周波信号のレベル差に相当する判定値との差分を出力する差分回路と、
前記差分回路による出力を示す差分回路出力と、前記検波器による出力を示す検波器出力とを比較して、検波器出力の方が大きい場合に前記増幅器の電源電圧を上げる旨の信号を出力し、差分回路出力の方が大きい場合に前記増幅器の電源電圧を下げる旨の信号を出力する比較器と、
前記比較器によって出力された信号に基づいて、前記増幅器の電源電圧を制御する電源電圧制御部と
を有することを特徴とする送信回路。 A filter that passes a predetermined range of frequencies for the signal output from the amplifier via the directional coupler;
A detector for restoring an original signal wave from a signal having a predetermined range of frequencies passed by the filter;
A difference circuit that outputs a difference between a set value of the output level of the high-frequency signal and a determination value corresponding to a level difference between the main signal and the high-frequency signal;
The difference circuit output indicating the output from the difference circuit is compared with the detector output indicating the output from the detector, and a signal to increase the power supply voltage of the amplifier is output when the detector output is larger. A comparator that outputs a signal to reduce the power supply voltage of the amplifier when the difference circuit output is larger;
A transmission circuit comprising: a power supply voltage control unit that controls a power supply voltage of the amplifier based on a signal output by the comparator.

前記電源電圧制御部は、前記主信号と前記高周波信号とのレベル差を一定に保つように、前記増幅器の電源電圧を制御することを特徴とする請求項１に記載の送信回路。 2. The transmission circuit according to claim 1, wherein the power supply voltage control unit controls a power supply voltage of the amplifier so as to keep a level difference between the main signal and the high-frequency signal constant.

前記フィルタは、前記増幅器から出力された信号のうち２次高調波について所定範囲の周波数を通過させ、
前記比較器は、前記差分回路出力と前記検波器出力とを比較して、より大きい方を出力し、
前記増幅器から出力された信号のうちＮ次高調波（Ｎは自然数）について所定範囲の周波数を通過させるＮ次用フィルタと、
前記Ｎ次用フィルタによって通過させられた所定範囲の周波数の信号から元の信号波を復元するＮ次用検波器と、
前記設定値と、前記判定値と同一のＮ次用判定値との差分を出力するＮ次用差分回路と、
前記Ｎ次用差分回路による出力を示すＮ次用差分回路出力と、前記Ｎ次用検波器による出力を示すＮ次用検波器出力とを比較して、より大きい方を出力するＮ次用比較器と、
前記比較器による出力と前記Ｎ次用比較器による出力とを比較して、より大きい方の出力に基づいて前記増幅器の電源電圧を制御する信号を出力する論理回路と、
をさらに有し、
前記電源電圧制御部は、前記論理回路によって出力された信号に基づいて、前記増幅器の電源電圧を制御することを特徴とする請求項１に記載の送信回路。 The filter passes a frequency in a predetermined range for the second harmonic of the signal output from the amplifier,
The comparator compares the difference circuit output and the detector output, and outputs the larger one,
An Nth order filter that passes a predetermined range of frequencies of Nth harmonics (N is a natural number) among the signals output from the amplifier;
An N-order detector for restoring an original signal wave from a signal in a predetermined range of frequencies passed by the N-order filter;
An N-th order differential circuit that outputs a difference between the set value and the same N-th order determination value as the determination value;
The N-th order comparison circuit that outputs the larger one by comparing the N-th order difference circuit output that indicates the output from the N-th order difference circuit and the N-order detector output that indicates the output from the N-th order detector. And
A logic circuit that compares the output from the comparator with the output from the N-th order comparator and outputs a signal for controlling the power supply voltage of the amplifier based on the larger output;
Further comprising
The transmission circuit according to claim 1, wherein the power supply voltage control unit controls a power supply voltage of the amplifier based on a signal output by the logic circuit.

前記差分回路は、高周波信号の出力レベルの設定値と、チャネル情報に基づいた判定値との差分を出力することを特徴とする請求項１に記載の送信回路。 The transmission circuit according to claim 1, wherein the difference circuit outputs a difference between a set value of an output level of the high-frequency signal and a determination value based on channel information.

方向性結合器を介して増幅器から出力された信号について所定範囲の周波数を通過させるフィルタと、
前記フィルタによって通過させられた所定範囲の周波数の信号から元の信号波を復元する検波器と、
高周波信号の出力レベルの設定値と、主信号及び高周波信号のレベル差に相当する判定値との差分を出力する差分回路と、
前記差分回路による出力を示す差分回路出力と、前記検波器による出力を示す検波器出力とを比較して、検波器出力の方が大きい場合に前記増幅器の電源電圧を上げる旨の信号を出力し、差分回路出力の方が大きい場合に前記増幅器の電源電圧を下げる旨の信号を出力する比較器と、
前記比較器によって出力された信号に基づいて、前記増幅器の電源電圧を制御する電源電圧制御部と
を有する送信回路を含むことを特徴とする移動通信端末。 A filter that passes a predetermined range of frequencies for the signal output from the amplifier via the directional coupler;
A detector for restoring an original signal wave from a signal having a predetermined range of frequencies passed by the filter;
A difference circuit that outputs a difference between a set value of the output level of the high-frequency signal and a determination value corresponding to a level difference between the main signal and the high-frequency signal;
The difference circuit output indicating the output from the difference circuit is compared with the detector output indicating the output from the detector, and a signal to increase the power supply voltage of the amplifier is output when the detector output is larger. A comparator that outputs a signal to reduce the power supply voltage of the amplifier when the difference circuit output is larger;
A mobile communication terminal comprising: a transmission circuit including: a power supply voltage control unit configured to control a power supply voltage of the amplifier based on a signal output from the comparator.