JP2012005297A

JP2012005297A - Load driving device

Info

Publication number: JP2012005297A
Application number: JP2010139606A
Authority: JP
Inventors: Takayuki Kato; 考幸加藤
Original assignee: Honda Motor Co Ltd
Current assignee: Honda Motor Co Ltd
Priority date: 2010-06-18
Filing date: 2010-06-18
Publication date: 2012-01-05
Anticipated expiration: 2030-06-18
Also published as: JP5334920B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a load driving device capable of deriving reactor current without using a current sensor.SOLUTION: The load driving device includes: a converter which converts output voltage of a DC power source into DC voltage at a different level; an inverter which converts output voltage of the converter into AC voltage to be applied to a rotation type inductive load; a load current calculation unit which calculates load current which flows between the converter and the inverter based on a parameter relevant to the rotation type inductive load and a parameter relevant to the converter; and a reactor current calculation unit which calculates reactor current which flows to a reactor included in the converter based on the load current and the parameter relevant to the converter.

Description

本発明は、直流電源からの電力供給によって回転型誘導性負荷を駆動する負荷駆動装置に関する。 The present invention relates to a load driving device that drives a rotary inductive load by supplying power from a DC power supply.

図１４は、特許文献１に記載されたモータ駆動装置の構成を示す図である。図１４に示すモータ駆動装置１００では、制御装置３０が、直流電源Ｂから昇圧コンバータ１２へ流れるリアクトル電流ＩＬの絶対値を当該リアクトル電流ＩＬのリップル電流の絶対値と比較し、その比較結果に応じて、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフするキャリア周波数を変更して昇圧コンバータ１２を制御する。例えば、リアクトル電流ＩＬの絶対値がリップル電流の絶対値以下のとき、制御装置３０は、低下させたキャリア周波数により昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２をオン／オフする。したがって、昇圧コンバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２が共にオフ制御される時間であるデッドタイムの影響を低減できる。 FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of the motor driving device described in Patent Document 1. As illustrated in FIG. In motor drive device 100 shown in FIG. 14, control device 30 compares the absolute value of reactor current IL flowing from DC power supply B to boost converter 12 with the absolute value of the ripple current of reactor current IL, and according to the comparison result. Thus, the boost converter 12 is controlled by changing the carrier frequency for turning on / off the NPN transistors Q1 and Q2 of the boost converter 12. For example, when the absolute value of reactor current IL is equal to or smaller than the absolute value of ripple current, control device 30 turns on / off NPN transistors Q1, Q2 of boost converter 12 with the lowered carrier frequency. Therefore, it is possible to reduce the influence of dead time, which is the time during which both NPN transistors Q1 and Q2 of boost converter 12 are off-controlled.

特開２００４−１１２９０４号公報JP 2004-112904 A

上記説明したモータ駆動装置１００には、リアクトル電流ＩＬを検出するための電流センサ１１が設けられている必要がある。なお、リアクトル電流ＩＬの値は、上記説明した昇圧コンバータ１２の制御以外に、直流電源Ｂの保護等を目的とした過電流検知のためにも必要とされる。このように、モータ駆動装置１００にとって電流センサ１１は必要な構成要素であるが、装置の小型化及びコスト低減の点からは、電流センサ１１を用いずにリアクトル電流ＩＬの値が得られた方が好ましい。 The motor drive device 100 described above needs to be provided with a current sensor 11 for detecting the reactor current IL. Note that the value of the reactor current IL is required not only for the control of the boost converter 12 described above but also for overcurrent detection for the purpose of protecting the DC power supply B and the like. As described above, the current sensor 11 is a necessary component for the motor drive device 100. However, from the viewpoint of downsizing and cost reduction of the device, the value of the reactor current IL can be obtained without using the current sensor 11. Is preferred.

本発明の目的は、電流センサを用いずにリアクトル電流を導出可能な負荷駆動装置を提供することである。 An object of the present invention is to provide a load driving device capable of deriving a reactor current without using a current sensor.

上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の発明の負荷駆動装置は、直電電源（例えば、実施の形態での直流電源１２３）の出力電圧を異なるレベルの直流電圧に変換するコンバータ（例えば、実施の形態での昇圧コンバータ１０１）と、前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換して回転型誘導性負荷（例えば、実施の形態での電動機１２１）に印加するインバータ（例えば、実施の形態でのインバータ１０３）と、前記回転型誘導性負荷に関連するパラメータ及び前記コンバータに関連するパラメータに基づいて、前記コンバータと前記インバータの間を流れる負荷電流を算出する負荷電流算出部（例えば、実施の形態での負荷電力演算部１７５及び負荷電流演算部１７７）と、前記負荷電流及び前記コンバータに関連するパラメータに基づいて、前記コンバータに含まれるリアクトル（例えば、実施の形態でのリアクトルＬ）を流れるリアクトル電流を算出するリアクトル電流算出部（例えば、実施の形態でのリアクトル電流算出部１７９）と、を備えたことを特徴としている。 In order to solve the above-described problems and achieve the object, a load driving device according to a first aspect of the present invention provides a direct current power supply (for example, the direct current power supply 123 in the embodiment) with an output voltage of a different level. A converter (for example, a boost converter 101 in the embodiment) that converts to a voltage, and an output voltage of the converter is converted into an AC voltage and applied to a rotary inductive load (for example, the electric motor 121 in the embodiment). A load for calculating a load current flowing between the converter and the inverter based on an inverter (for example, the inverter 103 in the embodiment), a parameter related to the rotary inductive load, and a parameter related to the converter A current calculation unit (for example, load power calculation unit 175 and load current calculation unit 177 in the embodiment), the load current and the converter A reactor current calculation unit (for example, a reactor current calculation unit 179 in the embodiment) that calculates a reactor current flowing through a reactor (for example, the reactor L in the embodiment) included in the converter, based on a related parameter; It is characterized by having.

さらに、請求項２に記載の発明の負荷駆動装置では、前記リアクトル電流算出部で用いられる前記コンバータに関連するパラメータは、前記コンバータの出力電圧値又は前記コンバータに対する出力電圧の指令値、及び前記直流電源の出力電圧値であることを特徴としている。 Furthermore, in the load drive device according to claim 2, the parameters related to the converter used in the reactor current calculation unit are the output voltage value of the converter or the command value of the output voltage for the converter, and the direct current. It is characterized by the output voltage value of the power supply.

さらに、請求項３に記載の発明の負荷駆動装置では、前記コンバータの出力電圧の状態に応じて、前記コンバータの出力電圧値、前記コンバータに対する出力電圧の指令値、及び前記コンバータの出力電圧の補正値のいずれかを選択し、前記コンバータに関連するパラメータの１つとして前記負荷電流算出部及び前記リアクトル電流算出部に入力するパラメータ切替部（例えば、実施の形態での信号切替部２７１）を備えたことを特徴としている。 Further, in the load driving device according to claim 3, the output voltage value of the converter, the command value of the output voltage for the converter, and the correction of the output voltage of the converter according to the state of the output voltage of the converter A parameter switching unit (for example, the signal switching unit 271 in the embodiment) that selects one of the values and inputs it to the load current calculation unit and the reactor current calculation unit as one of the parameters related to the converter; It is characterized by that.

さらに、請求項４に記載の発明の負荷駆動装置では、前記パラメータ切替部は、前記コンバータの出力電圧値と前記コンバータに対する出力電圧の指令値の差分が第１所定値未満のときは、前記コンバータに対する出力電圧の指令値を選択することを特徴としている。 Furthermore, in the load driving device according to claim 4, when the difference between the output voltage value of the converter and the command value of the output voltage to the converter is less than a first predetermined value, the parameter switching unit The command value of the output voltage with respect to is selected.

さらに、請求項５に記載の発明の負荷駆動装置では、前記パラメータ切替部は、前記コンバータの出力電圧値と前記コンバータに対する出力電圧の指令値の偏差が前記第１所定値以上であって、前記コンバータの出力電圧の時間微分値が第２所定値以上のときは、前記コンバータの出力電圧の補正値を選択することを特徴としている。 Furthermore, in the load driving device according to claim 5, the parameter switching unit includes a deviation between an output voltage value of the converter and a command value of an output voltage for the converter that is equal to or greater than the first predetermined value, When the time differential value of the output voltage of the converter is greater than or equal to a second predetermined value, a correction value for the output voltage of the converter is selected.

さらに、請求項６に記載の発明の負荷駆動装置では、前記コンバータの出力電圧の補正値は、前記コンバータの出力電圧値と、前記コンバータの出力電圧の時間微分値に電圧補正係数を乗算した値との和であることを特徴としている。 Furthermore, in the load driving device of the invention according to claim 6, the correction value of the output voltage of the converter is a value obtained by multiplying the output voltage value of the converter and a time differential value of the output voltage of the converter by a voltage correction coefficient. It is the sum of

さらに、請求項７に記載の発明の負荷駆動装置では、前記負荷電流算出部に入力する前記補正値の導出時に用いられる電圧補正係数と、前記リアクトル電流算出部に入力する前記補正値の導出時に用いられる電圧補正係数は異なることを特徴としている。 Furthermore, in the load driving device according to the seventh aspect of the present invention, the voltage correction coefficient used when deriving the correction value to be input to the load current calculation unit and the correction value input to the reactor current calculation unit are derived. The voltage correction coefficient used is different.

さらに、請求項８に記載の発明の負荷駆動装置では、前記回転型誘導性負荷に関連するパラメータは、前記回転型誘導性負荷を駆動するためのｄ軸電流及びｑ軸電流、並びに、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧の各値であることを特徴としている。 Furthermore, in the load driving device of the invention according to claim 8, the parameters related to the rotary inductive load are d-axis current and q-axis current for driving the rotary inductive load, and d-axis. It is characterized by each value of voltage and q-axis voltage.

さらに、請求項９に記載の発明の負荷駆動装置では、前記回転型誘導性負荷に関連するパラメータは、前記回転型誘導性負荷の回転子の角速度、及び前記回転型誘導性負荷に対するトルク指令値であることを特徴としている。 Furthermore, in the load driving device according to the ninth aspect of the present invention, the parameters related to the rotary inductive load include an angular velocity of a rotor of the rotary inductive load and a torque command value for the rotary inductive load. It is characterized by being.

請求項１〜９に記載の発明の負荷駆動装置によれば、電流センサを用いずにリアクトル電流を導出できる。 According to the load driving device of the invention described in claims 1 to 9, the reactor current can be derived without using the current sensor.

第１の実施形態の負荷駆動装置を含むシステムを示す図The figure which shows the system containing the load drive device of 1st Embodiment. 第１の実施形態の負荷駆動装置が備える制御部１０５の内部構成の一例を示すブロック図The block diagram which shows an example of an internal structure of the control part 105 with which the load drive device of 1st Embodiment is provided. 第１の実施形態の負荷駆動装置が備える制御部１０５の内部構成の他の例を示すブロック図The block diagram which shows the other example of the internal structure of the control part 105 with which the load drive device of 1st Embodiment is provided. コンバータ１０１の昇圧率及び負荷電力Ｐ２に応じたコンバータ１０１の損失特性の一例を示すグラフThe graph which shows an example of the loss characteristic of the converter 101 according to the step-up rate of the converter 101 and the load electric power P2 リアクトル電流ＩＬに応じて異なるリアクトルＬのインダクタンスＬを示すグラフThe graph which shows the inductance L of the reactor L which changes according to the reactor current IL ２つの負荷が設けられた場合の第１の実施形態のシステム構成を示す図The figure which shows the system configuration | structure of 1st Embodiment when two loads are provided. ２つの負荷が設けられた場合の第１の実施形態のコンバータ制御部１０５Ｃの内部構成の一例を示すブロック図The block diagram which shows an example of an internal structure of the converter control part 105C of 1st Embodiment when two loads are provided ２つの負荷が設けられた場合の第１の実施形態のコンバータ制御部１０５Ｃの内部構成の他の例を示すブロック図The block diagram which shows the other example of the internal structure of the converter control part 105C of 1st Embodiment when two loads are provided. 第２の実施形態の負荷駆動装置が備える制御部２０５の内部構成の一例を示すブロック図The block diagram which shows an example of an internal structure of the control part 205 with which the load drive device of 2nd Embodiment is provided. 第２の実施形態の負荷駆動装置が備える制御部２０５の内部構成の他の例を示すブロック図The block diagram which shows the other example of the internal structure of the control part 205 with which the load drive device of 2nd Embodiment is provided. 信号切替部２７１が行う動作を示すフローチャートThe flowchart which shows the operation | movement which the signal switch part 271 performs. 出力電圧Ｖ２の取得タイミングと他のパラメータの取得タイミングの差分に対する電圧補正係数Ｋａ，Ｋｂの一例を示すグラフThe graph which shows an example of voltage correction coefficient Ka, Kb with respect to the difference of the acquisition timing of output voltage V2, and the acquisition timing of another parameter 昇降圧コンバータを含むシステムを示す図Diagram showing a system including a buck-boost converter 特許文献１に記載されたモータ駆動装置の構成を示す図The figure which shows the structure of the motor drive device described in patent document 1

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の負荷駆動装置を含むシステムを示す図である。第１の実施形態の負荷駆動装置は、力行駆動時には電動機として動作し、回生動作時には発電機として動作する回転型誘導性負荷（以下「電動機」という）１２１の運転を制御する装置である。 (First embodiment)
FIG. 1 is a diagram illustrating a system including a load driving device according to a first embodiment. The load drive device of the first embodiment is a device that controls the operation of a rotary inductive load (hereinafter referred to as “motor”) 121 that operates as an electric motor during power running drive and operates as a generator during regenerative operation.

図１に示すように、第１の実施形態の負荷駆動装置は、昇圧コンバータ（以下、単に「コンバータ」という）１０１と、平滑コンデンサ（以下、単に「コンデンサ」という）Ｃと、インバータ１０３と、制御部１０５と、電圧センサ１０７，１０９と、相電流センサ１１１ｕ，１１１ｗと、レゾルバ１１３とを備える。コンバータ１０１、コンデンサＣ及びインバータ１０３は、蓄電器等の直流電源１２３と電動機１２１の間に設けられている。なお、コンバータ１０１とインバータ１０３の間には、平滑のためのコンデンサＣが並列に設けられている。 As shown in FIG. 1, the load driving device of the first embodiment includes a boost converter (hereinafter simply referred to as “converter”) 101, a smoothing capacitor (hereinafter simply referred to as “capacitor”) C, an inverter 103, A control unit 105, voltage sensors 107 and 109, phase current sensors 111u and 111w, and a resolver 113 are provided. The converter 101, the capacitor C, and the inverter 103 are provided between a DC power source 123 such as a capacitor and an electric motor 121. A smoothing capacitor C is provided between the converter 101 and the inverter 103 in parallel.

コンバータ１０１は、上下２段に直列接続された２つのトランジスタと、各トランジスタと並列に接続された還流ダイオードと、直流電源１２３側（一次側）に設けられたリアクトルＬとを有する。コンバータ１０１は、トランジスタのスイッチング動作によって、直流電源１２３の出力電圧を昇圧する。また、電動機１２１が回生動作した際、コンバータ１０１は、トランジスタのスイッチング動作によってインバータ１０３の出力電圧を降圧する。 Converter 101 has two transistors connected in series in two upper and lower stages, a freewheeling diode connected in parallel with each transistor, and a reactor L provided on the DC power supply 123 side (primary side). Converter 101 boosts the output voltage of DC power supply 123 by a transistor switching operation. Further, when the electric motor 121 performs a regenerative operation, the converter 101 steps down the output voltage of the inverter 103 by a transistor switching operation.

コンデンサＣは、コンバータ１０１の出力電圧を平滑化する。また、電動機１２１が回生動作した際、コンデンサＣは、インバータ１０３の出力電圧を平滑化する。 Capacitor C smoothes the output voltage of converter 101. Further, when the electric motor 121 performs a regenerative operation, the capacitor C smoothes the output voltage of the inverter 103.

インバータ１０３は、上下２段に直列接続された各相に対応するトランジスタと、各トランジスタと並列に接続された還流ダイオードとを有する。インバータ１０３は、トランジスタのスイッチング動作によって、コンバータ１０１の出力電圧を３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）交流に変換する。また、電動機１２１が回生動作した際、インバータ１０３は、トランジスタのスイッチング動作によって、電動機１２１が発生した３相の交流電圧を直流に変換する。 Inverter 103 includes transistors corresponding to the respective phases connected in series in two upper and lower stages, and a free-wheeling diode connected in parallel with each transistor. Inverter 103 converts the output voltage of converter 101 into three-phase (U, V, W) alternating current by switching operation of the transistor. Further, when the electric motor 121 performs a regenerative operation, the inverter 103 converts the three-phase AC voltage generated by the electric motor 121 into a direct current by a switching operation of the transistor.

制御部１０５は、コンバータ１０１及びインバータ１０３を構成する各トランジスタのスイッチング動作を制御する。電圧センサ１０７は、直流電源１２３の出力電圧Ｖ１を検出する。電圧センサ１０９は、コンバータ１０１の出力電圧Ｖ２を検出する。相電流センサ１１１ｕ，１１１ｗは、インバータ１０３から出力されるｕ相電流Ｉｕ及びｗ相電流Ｉｗをそれぞれ検出する。レゾルバ１１３は、電動機１２１の回転子の電気角度を検出する。電圧センサ１０７，１０９、相電流センサ１１１ｕ，１１１ｗ及びレゾルバ１１３によって検出された値を示す信号は制御部１０５に送られる。また、コンバータ１０１に対する電圧指令値Ｖ２ｃ及びトルク指令値Ｔも、外部から制御部１０５に入力される。 The control unit 105 controls the switching operation of each transistor constituting the converter 101 and the inverter 103. The voltage sensor 107 detects the output voltage V 1 of the DC power supply 123. Voltage sensor 109 detects output voltage V 2 of converter 101. Phase current sensors 111u and 111w detect u-phase current Iu and w-phase current Iw output from inverter 103, respectively. The resolver 113 detects the electrical angle of the rotor of the electric motor 121. Signals indicating values detected by the voltage sensors 107 and 109, the phase current sensors 111u and 111w, and the resolver 113 are sent to the control unit 105. Further, a voltage command value V2c and a torque command value T for the converter 101 are also input to the control unit 105 from the outside.

図２は、第１の実施形態の負荷駆動装置が備える制御部１０５の内部構成の一例を示すブロック図である。図２に示すように、制御部１０５は、インバータ制御部１０５Ｉ及びコンバータ制御部１０５Ｃを有する。インバータ制御部１０５Ｉは、インバータ１０３を構成するトランジスタのスイッチングをＰＷＭ制御する。また、コンバータ制御部１０５Ｃは、コンバータ１０１を構成するトランジスタのスイッチングをＰＷＭ制御する。 FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of an internal configuration of the control unit 105 included in the load driving device according to the first embodiment. As shown in FIG. 2, the control unit 105 includes an inverter control unit 105I and a converter control unit 105C. The inverter control unit 105I performs PWM control of switching of the transistors constituting the inverter 103. Converter control unit 105 C performs PWM control of switching of transistors constituting converter 101.

インバータ制御部１０５Ｉは、角速度算出部１５１と、電流指令算出部１５３と、３相−ｄｑ変換部１５５と、電流ＦＢ制御部１５７と、ｄｑ−３相変換部１５９と、ＰＷＭ制御部１６１とを含む。インバータ制御部１０５Ｉには、トルク指令値Ｔ、電動機１２１の回転子の電気角度θの検出値、相電流センサ１１１ｕ，１１１ｗが検出したｕ相電流Ｉｕ及びｗ相電流Ｉｗの各値、及び電圧センサ１０９が検出したコンバータ１０１の出力電圧Ｖ２の値が入力される。 The inverter control unit 105I includes an angular velocity calculation unit 151, a current command calculation unit 153, a three-phase-dq conversion unit 155, a current FB control unit 157, a dq-3 phase conversion unit 159, and a PWM control unit 161. Including. The inverter control unit 105I includes a torque command value T, a detected value of the electrical angle θ of the rotor of the electric motor 121, each value of the u-phase current Iu and the w-phase current Iw detected by the phase current sensors 111u and 111w, and a voltage sensor. The value of the output voltage V2 of the converter 101 detected by 109 is input.

角速度算出部１５１は、電動機１２１の回転子の電気角度θの検出値を時間微分することによって、電動機１２１の回転子の角速度ωを算出する。角速度算出部１５１によって算出された角速度ωは、電流指令算出部１５３に入力される。電流指令算出部１５３は、トルク指令値Ｔと、電動機１２１の回転子の角速度ωとに基づいて、ｄ軸側の電機子（以下「ｄ軸電機子」という。）に流す電流（以下「ｄ軸電流」という。）の指令値Ｉｄ＿ｃ及びｑ軸側の電機子（以下「ｑ軸電機子」という。）に流す電流（以下「ｑ軸電流」という。）の指令値Ｉｑ＿ｃを算出する。 The angular velocity calculation unit 151 calculates the angular velocity ω of the rotor of the electric motor 121 by time differentiation of the detected value of the electric angle θ of the rotor of the electric motor 121. The angular velocity ω calculated by the angular velocity calculator 151 is input to the current command calculator 153. Based on the torque command value T and the angular velocity ω of the rotor of the electric motor 121, the current command calculation unit 153 is configured to supply a current (hereinafter referred to as “d-axis armature”) to the d-axis side armature (hereinafter referred to as “d-axis armature”). The command value Id_c of the “axis current”) and the command value Iq_c of the current (hereinafter referred to as “q-axis current”) flowing through the q-axis side armature (hereinafter referred to as “q-axis armature”) are calculated.

３相−ｄｑ変換部１５５は、相電流センサ１１１ｕ，１１１ｗが検出したｕ相電流Ｉｕ及びｗ相電流Ｉｗの各値と、電動機１２１の回転子の電気角度θの検出値とに基づいて３相−ｄｑ変換を行って、ｄ軸電流の検出値Ｉｄ＿ｓ及びｑ軸電流の検出値Ｉｑ＿ｓを算出する。電流ＦＢ制御部１５７は、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ＿ｃと検出値Ｉｄ＿ｓの偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流の指令値Ｉｑ＿ｃと検出値Ｉｑ＿ｓの偏差ΔＩｑが減少するよう、ｄ軸電機子の端子間電圧（以下「ｄ軸電圧」という。）の指令値Ｖｄ＿ｃ及びｑ軸電機子の端子間電圧（以下「ｑ軸電圧」という。）の指令値Ｖｑ＿ｃを決定する。 The three-phase-dq conversion unit 155 performs three-phase based on the values of the u-phase current Iu and the w-phase current Iw detected by the phase current sensors 111u and 111w and the detected value of the electrical angle θ of the rotor of the motor 121. -Dq conversion is performed to calculate a detected value Id_s of the d-axis current and a detected value Iq_s of the q-axis current. The current FB control unit 157 is configured to reduce the deviation ΔId between the d-axis current command value Id_c and the detection value Id_s and the deviation between the q-axis current command value Iq_c and the detection value Iq_s ΔIq. Hereinafter, a command value Vd_c of “d-axis voltage”) and a command value Vq_c of a terminal voltage of the q-axis armature (hereinafter referred to as “q-axis voltage”) are determined.

ｄｑ−３相変換部１５９は、電流ＦＢ制御部１５７によって決定されたｄ軸電圧の指令値Ｖｄ＿ｃ及びｑ軸電圧の指令値Ｖｑ＿ｃと、電動機１２１の回転子の電気角度θの検出値とに基づいてｄｑ−３相変換を行って、３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの各指令値を導出する。ＰＷＭ制御部１６１は、ｄｑ−３相変換部１５９が導出した３相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの各指令値に基づいて、インバータ１０３を構成するトランジスタのスイッチングをＰＷＭ制御する。 The dq-3 phase conversion unit 159 is based on the d-axis voltage command value Vd_c and the q-axis voltage command value Vq_c determined by the current FB control unit 157, and the detected value of the electrical angle θ of the rotor of the electric motor 121. Then, dq-3 phase conversion is performed to derive each command value of the three-phase voltages Vu, Vv, Vw. The PWM controller 161 performs PWM control of switching of the transistors constituting the inverter 103 based on the command values of the three-phase voltages Vu, Vv, and Vw derived by the dq-3 phase converter 159.

コンバータ制御部１０５Ｃは、ＦＦ制御部１７１と、ＦＢ制御部１７３と、負荷電力演算部１７５と、負荷電流演算部１７７と、リアクトル電流算出部１７９と、リップル電流算出部１８１と、デューティ補償部１８３と、ＰＷＭ制御部１８５と、過電流検知部１８７とを有する。コンバータ制御部１０５Ｃには、電圧センサ１０７が検出した直流電源１２３の出力電圧Ｖ１の値、電圧センサ１０９が検出したコンバータ１０１の出力電圧Ｖ２の値、及びコンバータ１０１に対する電圧指令値Ｖ２ｃが入力される。 Converter control unit 105C includes FF control unit 171, FB control unit 173, load power calculation unit 175, load current calculation unit 177, reactor current calculation unit 179, ripple current calculation unit 181 and duty compensation unit 183. And a PWM control unit 185 and an overcurrent detection unit 187. The value of the output voltage V1 of the DC power supply 123 detected by the voltage sensor 107, the value of the output voltage V2 of the converter 101 detected by the voltage sensor 109, and the voltage command value V2c for the converter 101 are input to the converter control unit 105C. .

ＦＦ制御部１７１には、電圧指令値Ｖ２ｃ及び直流電源１２３の出力電圧Ｖ１の検出値が入力される。ＦＦ制御部１７１は、コンバータ１０１が出力電圧Ｖ１を電圧指令値Ｖ２ｃに昇圧するためのデューティ（Duty_FF）を導出する。ＦＢ制御部１７３には、電圧指令値Ｖ２ｃと出力電圧Ｖ２の偏差（Ｖ２ｃ−Ｖ２）ΔＶ２を示す値、直流電源１２３の出力電圧Ｖ１の検出値、及びＦＦ制御部１７１が導出したデューティ（Duty_FF）が入力される。ＦＢ制御部１７３は、偏差ΔＶ２及び直流電源１２３の出力電圧Ｖ１に基づいて、ＦＦ制御部１７１が導出したデューティ（Duty_FF）を補正するための値（Duty_FB）を導出する。 The FF control unit 171 receives the voltage command value V2c and the detected value of the output voltage V1 of the DC power supply 123. The FF control unit 171 derives a duty (Duty_FF) for the converter 101 to boost the output voltage V1 to the voltage command value V2c. The FB control unit 173 includes a value indicating a deviation (V2c−V2) ΔV2 between the voltage command value V2c and the output voltage V2, a detected value of the output voltage V1 of the DC power supply 123, and a duty (Duty_FF) derived by the FF control unit 171. Is entered. The FB control unit 173 derives a value (Duty_FB) for correcting the duty (Duty_FF) derived by the FF control unit 171 based on the deviation ΔV2 and the output voltage V1 of the DC power supply 123.

負荷電力演算部１７５は、負荷電力Ｐ２を演算によって導出する。なお、負荷電力Ｐ２とは、電動機１２１に供給される又は電動機１２１から出力される電力である。負荷電力演算部１７５には、インバータ制御部１０５Ｉの電流ＦＢ制御部１５７が決定したｄ軸電圧の指令値Ｖｄ＿ｃ及びｑ軸電圧の指令値Ｖｑ＿ｃと、３相−ｄｑ変換部１５５が算出したｄ軸電流の検出値Ｉｄ＿ｓ及びｑ軸電流の検出値Ｉｑ＿ｓとが入力される。負荷電力演算部１７５は、以下に示す式（１）より負荷電力Ｐ２を算出する。
Ｐ２＝Ｖｄ＿ｃ×Ｉｄ＿ｓ＋Ｖｑ＿ｃ×Ｉｑ＿ｓ …（１） The load power calculation unit 175 derives the load power P2 by calculation. The load power P 2 is power that is supplied to the motor 121 or output from the motor 121. The load power calculation unit 175 includes the d-axis voltage command value Vd_c and the q-axis voltage command value Vq_c determined by the current FB control unit 157 of the inverter control unit 105I, and the d-axis calculated by the three-phase-dq conversion unit 155. The current detection value Id_s and the q-axis current detection value Iq_s are input. The load power calculation unit 175 calculates the load power P2 from the following equation (1).
P2 = Vd_c × Id_s + Vq_c × Iq_s (1)

なお、ｄ軸電流の検出値Ｉｄ＿ｓ及びｑ軸電流の検出値Ｉｑ＿ｓの代わりに、電流指令算出部１５３が算出したｄ軸電流の指令値Ｉｄ＿ｃ及びｑ軸電流の指令値Ｉｑ＿ｃを負荷電力演算部１７５に入力しても良い。この場合、負荷電力演算部１７５が負荷電力Ｐ２を算出する際に用いる式は以下の式（２）である。
Ｐ２＝Ｖｄ＿ｃ×Ｉｄ＿ｃ＋Ｖｑ＿ｃ×Ｉｑ＿ｃ …（２） The load power calculation unit 175 uses the d-axis current command value Id_c and the q-axis current command value Iq_c calculated by the current command calculation unit 153 instead of the d-axis current detection value Id_s and the q-axis current detection value Iq_s. May be entered. In this case, the formula used when the load power calculation unit 175 calculates the load power P2 is the following formula (2).
P2 = Vd_c × Id_c + Vq_c × Iq_c (2)

また、負荷電力演算部１７５は、図３に示すように、トルク指令値Ｔ、インバータ制御部１０５Ｉの角速度算出部１５１が算出した電動機１２１の回転子の角速度ω、及び電動機１２１の極対数Ｐｐに基づいて、以下に示す式（３）より負荷電力Ｐ２を算出しても良い。
Ｐ２＝ω×Ｔ／Ｐｐ …（３） Further, as shown in FIG. 3, the load power calculation unit 175 sets the torque command value T, the angular velocity ω of the rotor of the motor 121 calculated by the angular velocity calculation unit 151 of the inverter control unit 105I, and the pole pair number Pp of the motor 121. Based on this, the load power P2 may be calculated from the following equation (3).
P2 = ω × T / Pp (3)

負荷電流演算部１７７には、コンバータ１０１に対する電圧指令値Ｖ２ｃ、及び負荷電力演算部１７５が算出した負荷電力Ｐ２の値が入力される。負荷電流演算部１７７は、以下に示す式（４）より負荷電流Ｉ２を算出する。
Ｉ２＝Ｐ２／Ｖ２ｃ …（４） The load current calculation unit 177 receives the voltage command value V2c for the converter 101 and the value of the load power P2 calculated by the load power calculation unit 175. The load current calculation unit 177 calculates the load current I2 from the following equation (4).
I2 = P2 / V2c (4)

なお、電圧指令値Ｖ２ｃの代わりに、コンバータ１０１の出力電圧Ｖ２の検出値を負荷電流演算部１７７に入力しても良い。この場合、負荷電流演算部１７７は、以下に示す式（５）により負荷電流Ｉ２を算出する。
Ｉ２＝Ｐ２／Ｖ２ …（５） Instead of voltage command value V2c, the detected value of output voltage V2 of converter 101 may be input to load current calculation unit 177. In this case, the load current calculation unit 177 calculates the load current I2 by the following equation (5).
I2 = P2 / V2 (5)

このようにして算出された負荷電流Ｉ２の値は、コンバータ制御部１０５Ｃのリアクトル電流算出部１７９に入力される。 The value of the load current I2 calculated in this way is input to the reactor current calculation unit 179 of the converter control unit 105C.

リアクトル電流算出部１７９には、負荷電流演算部１７７が算出した負荷電流Ｉ２の値、コンバータ１０１の出力電圧Ｖ２の検出値及び直流電源１２３の出力電圧Ｖ１の検出値が入力される。リアクトル電流算出部１７９は、コンバータ１０１のリアクトルＬを流れるリアクトル電流ＩＬの平均値（以下、単に「リアクトル電流」という）を、以下に示す式（６）より算出する。 Reactor current calculation unit 179 receives the value of load current I2 calculated by load current calculation unit 177, the detected value of output voltage V2 of converter 101, and the detected value of output voltage V1 of DC power supply 123. Reactor current calculation unit 179 calculates an average value of reactor current IL flowing through reactor L of converter 101 (hereinafter simply referred to as “reactor current”) from equation (6) below.

上式（６）において、ηは、コンバータ１０１の効率を示すパラメータである。リアクトル電流算出部１７９は、コンバータ１０１の昇圧率（Ｖ２／Ｖ１）及び負荷電力Ｐ２（＝Ｉ２×Ｖ２）をインデックスとしたマップを用いてコンバータ１０１の効率ηを導出する。図４は、コンバータ１０１の昇圧率及び負荷電力Ｐ２に応じたコンバータ１０１の損失特性の一例を示すグラフである。リアクトル電流算出部１７９は、コンバータ１０１の効率ηを導出する際には、図４に示したグラフから生成されたマップを用いる。 In the above equation (6), η is a parameter indicating the efficiency of the converter 101. Reactor current calculation unit 179 derives efficiency η of converter 101 using a map with the boost rate (V2 / V1) of converter 101 and load power P2 (= I2 × V2) as indexes. FIG. 4 is a graph showing an example of the loss characteristic of converter 101 according to the boosting rate of converter 101 and load power P2. Reactor current calculation unit 179 uses a map generated from the graph shown in FIG. 4 when deriving efficiency η of converter 101.

リップル電流算出部１８１には、直流電源１２３の出力電圧Ｖ１の検出値が入力される。リップル電流算出部１８１は、リアクトル電流ＩＬに含まれるリップル電流Ｉｒを、以下に示す式（７）より算出する。 The detected value of the output voltage V 1 of the DC power supply 123 is input to the ripple current calculation unit 181. The ripple current calculation unit 181 calculates the ripple current Ir included in the reactor current IL from the following equation (7).

上式（７）において、Ｌは、コンバータ１０１のリアクトルＬのインダクタンスを示す。なお、リップル電流算出部１８１は、図５に示すように、リアクトル電流ＩＬに応じてインダクタンスＬを補正しても良い。Ｔ_Ｌｏは、図１に示したコンバータ１０１を構成する２つのトランジスタの内、コレクタがリアクトルＬに接続されたトランジスタがオン状態とされる時間である。 In the above equation (7), L represents the inductance of the reactor L of the converter 101. Note that the ripple current calculation unit 181 may correct the inductance L according to the reactor current IL as shown in FIG. T _Lo is the time during which the transistor whose collector is connected to the reactor L among the two transistors constituting the converter 101 shown in FIG. 1 is turned on.

デューティ補償部１８３には、リアクトル電流算出部１７９が算出したリアクトル電流ＩＬ及びリップル電流算出部１８１が算出したリップル電流Ｉｒが入力される。デューティ補償部１８３は、リアクトル電流ＩＬの絶対値とリップル電流Ｉｒの絶対値の比較結果に応じて、ＦＢ制御部１７３が導出したデューティ（Duty_FB）によってＦＦ制御部１７１が導出したデューティ（Duty_FF）を補正することによって得られたデューティｕ_Ｓを補償するための補償項ｕ_Ｃを導出する。 The duty compensation unit 183 receives the reactor current IL calculated by the reactor current calculation unit 179 and the ripple current Ir calculated by the ripple current calculation unit 181. The duty compensator 183 uses the duty (Duty_FF) derived by the FF controller 171 by the duty (Duty_FB) derived by the FB controller 173 according to the comparison result of the absolute value of the reactor current IL and the absolute value of the ripple current Ir. A compensation term u _C for compensating the duty u _S obtained by the correction is derived.

ＰＷＭ制御部１８５は、補償前のデューティｕ_Ｓをデューティ補償部１８３が導出した補償項ｕ_Ｃによって補償したデューティ（Duty）に基づいて、コンバータ１０１を構成するトランジスタのスイッチングをＰＷＭ制御する。 The PWM control unit 185 performs PWM control of switching of the transistors constituting the converter 101 based on the duty (Duty) obtained by compensating the pre-compensation duty u _S by the compensation term u _C derived by the duty compensation unit 183.

過電流検知部１８７には、リアクトル電流算出部１７９が算出したリアクトル電流ＩＬが入力される。過電流検知部１８７は、リアクトル電流ＩＬに基づいて、過電流を検知する。 The reactor current IL calculated by the reactor current calculation unit 179 is input to the overcurrent detection unit 187. The overcurrent detection unit 187 detects an overcurrent based on the reactor current IL.

以上説明したように、本実施形態のシステムによれば、コンバータ１０１におけるデッドタイムの影響を低減するためのデューティ補償や過電流検知等のために用いられるリアクトル電流ＩＬが、電流センサの検出によってではなく演算によって導出される。したがって、当該システムにおける電流センサの数を減らすことができるため、当該システムに含まれる負荷駆動装置の小型化及びコスト低減を実現できる。また、デューティ補償や過電流検知等を従来と同様に行える。 As described above, according to the system of the present embodiment, the reactor current IL used for duty compensation and overcurrent detection for reducing the influence of the dead time in the converter 101 is not detected by the detection of the current sensor. Rather than being calculated. Therefore, since the number of current sensors in the system can be reduced, it is possible to reduce the size and cost of the load driving device included in the system. Further, duty compensation, overcurrent detection, and the like can be performed in the same manner as before.

なお、図１に示したシステムでは、コンバータ１０１にとっての負荷が一組のインバータ１０３及び電動機１２１であるが、図６に示すように、複数の負荷が設けられたシステムであっても本発明を適用可能である。例えば２つの負荷が設けられた場合、制御部１０５には、図６に示すように、負荷の数と同数の２つのインバータ制御部１０５Ｉが設けられる。また、コンバータ制御部１０５Ｃには、図７及び図８に示すように、負荷の数と同数の２つの負荷電力演算部１７５が設けられる。 In the system shown in FIG. 1, the load for the converter 101 is a set of the inverter 103 and the electric motor 121. However, as shown in FIG. 6, the present invention can be applied even to a system provided with a plurality of loads. Applicable. For example, when two loads are provided, the control unit 105 is provided with two inverter control units 105I having the same number as the number of loads, as shown in FIG. Further, as shown in FIGS. 7 and 8, the converter control unit 105C is provided with two load power calculation units 175 having the same number as the number of loads.

（第２の実施形態）
図９及び図１０は、第２の実施形態の負荷駆動装置が備える制御部２０５の内部構成の例を示すブロック図である。なお、図９及び図１０において、図２及び図３と共通する構成要素には同じ参照符号が付されている。図９及び図１０に示すように、第２の実施形態では、制御部２０５を構成するコンバータ制御部２０５Ｃが信号切替部２７１を備えた点が第１の実施形態とは異なる。 (Second Embodiment)
9 and 10 are block diagrams illustrating an example of an internal configuration of the control unit 205 included in the load driving device according to the second embodiment. 9 and 10, the same reference numerals are given to the same components as those in FIGS. 2 and 3. As shown in FIGS. 9 and 10, the second embodiment is different from the first embodiment in that a converter control unit 205 C constituting the control unit 205 includes a signal switching unit 271.

信号切替部２７１には、コンバータ１０１に対する電圧指令値Ｖ２ｃ及びコンバータ１０１の出力電圧Ｖ２の検出値が入力される。信号切替部２７１は、出力電圧Ｖ２の状態に応じて、電圧指令値Ｖ２ｃ、出力電圧Ｖ２の検出値及び後述する出力電圧Ｖ２の補正値のいずれかを、負荷電流演算部１７７及びリアクトル電流算出部１７９に入力する。 The signal switching unit 271 receives the voltage command value V2c for the converter 101 and the detected value of the output voltage V2 of the converter 101. Depending on the state of the output voltage V2, the signal switching unit 271 selects one of a voltage command value V2c, a detection value of the output voltage V2, and a correction value of the output voltage V2 described later, a load current calculation unit 177, and a reactor current calculation unit. 179.

図１１は、信号切替部２７１が行う動作を示すフローチャートである。図１１に示すように、信号切替部２７１は、電圧指令値Ｖ２ｃと出力電圧Ｖ２の値の差分の絶対値（｜Ｖ２ｃ−Ｖ２｜）と所定のしきい値Ｖ２ｓｈを比較する（ステップＳ１０１）。当該絶対値がしきい値Ｖ２ｓｈ未満のときは、電圧指令値Ｖ２ｃに対して誤差の小さな出力電圧Ｖ２が出力されているため、信号切替部２７１は、負荷電流演算部１７７及びリアクトル電流算出部１７９に電圧指令値Ｖ２ｃを入力する（ステップＳ１０３）。電圧指令値Ｖ２ｃと出力電圧Ｖ２を比較すると電圧指令値Ｖ２ｃの方がノイズは小さいため、ステップＳ１０３が行われた場合、負荷電流演算部１７７及びリアクトル電流算出部１７９は、ノイズの小さい値を算出できる。 FIG. 11 is a flowchart illustrating an operation performed by the signal switching unit 271. As shown in FIG. 11, the signal switching unit 271 compares the absolute value (| V2c−V2 |) of the difference between the voltage command value V2c and the output voltage V2 with a predetermined threshold value V2sh (step S101). When the absolute value is less than the threshold value V2sh, since the output voltage V2 having a small error with respect to the voltage command value V2c is output, the signal switching unit 271 includes the load current calculation unit 177 and the reactor current calculation unit 179. Is input with the voltage command value V2c (step S103). When the voltage command value V2c and the output voltage V2 are compared, the voltage command value V2c has a smaller noise. Therefore, when step S103 is performed, the load current calculation unit 177 and the reactor current calculation unit 179 calculate a value with a small noise. it can.

一方、前記絶対値がしきい値Ｖ２ｓｈ以上のときは、電圧指令値Ｖ２ｃに対する誤差が小さくない出力電圧Ｖ２が出力されている。このときはステップＳ１０５に進み、信号切替部２７１は、出力電圧Ｖ２の時間微分値（ｄＶ２／ｄｔ）と所定のしきい値ｄＶ２ｓｈを比較する。当該時間微分値がしきい値ｄＶ２ｓｈ未満のときは出力電圧Ｖ２の変動量が小さいため、信号切替部２７１は、負荷電流演算部１７７及びリアクトル電流算出部１７９に出力電圧Ｖ２の値を入力する（ステップＳ１０７）。 On the other hand, when the absolute value is equal to or greater than the threshold value V2sh, an output voltage V2 that is not small in error with respect to the voltage command value V2c is output. At this time, the process proceeds to step S105, and the signal switching unit 271 compares the time differential value (dV2 / dt) of the output voltage V2 with a predetermined threshold value dV2sh. When the time differential value is less than the threshold value dV2sh, the amount of fluctuation of the output voltage V2 is small, so the signal switching unit 271 inputs the value of the output voltage V2 to the load current calculation unit 177 and the reactor current calculation unit 179 ( Step S107).

一方、前記時間微分値がしきい値ｄＶ２ｓｈ以上のときは出力電圧Ｖ２の変動量が小さくない。このとき、信号切替部２７１は、出力電圧Ｖ２の補正値Ｖ２ａを出力する（ステップＳ１０９）。なお、出力電圧Ｖ２の補正値Ｖ２ｋは、以下に示す式（８）によって表される。 On the other hand, when the time differential value is equal to or greater than the threshold value dV2sh, the fluctuation amount of the output voltage V2 is not small. At this time, the signal switching unit 271 outputs the correction value V2a of the output voltage V2 (step S109). The correction value V2k of the output voltage V2 is expressed by the following equation (8).

なお、上式（８）において、Ｋは、電圧補正係数を示すパラメータである。但し、負荷電流演算部１７７が行う演算で用いられる出力電圧Ｖ２以外のパラメータは、リアクトル電流算出部１７９が行う演算で用いられる出力電圧Ｖ２以外のパラメータと異なる。したがって、負荷電流演算部１７７に出力する補正値の算出に用いられる電圧補正係数Ｋａ及びリアクトル電流算出部１７９に出力する補正値の算出に用いられる電圧補正係数Ｋｂはそれぞれ異なる。 In the above equation (8), K is a parameter indicating a voltage correction coefficient. However, parameters other than the output voltage V2 used in the calculation performed by the load current calculation unit 177 are different from parameters other than the output voltage V2 used in the calculation performed by the reactor current calculation unit 179. Therefore, the voltage correction coefficient Ka used for calculation of the correction value output to the load current calculation unit 177 and the voltage correction coefficient Kb used for calculation of the correction value output to the reactor current calculation unit 179 are different.

電圧補正係数Ｋａは、出力電圧Ｖ２の取得タイミングと、負荷電力Ｐ２の導出に根本的に必要なｕ相電流Ｉｕ及びｗ相電流Ｉｗ、並びに、電動機１２１の回転子の電気角度θの取得タイミングとを合わせるための係数である。また、電圧補正係数Ｋｂは、出力電圧Ｖ２の取得タイミングと、出力電圧Ｖ１の取得タイミングとを合わせるための係数である。図１２は、出力電圧Ｖ２の取得タイミングと他のパラメータの取得タイミングの差分に対する電圧補正係数Ｋａ，Ｋｂの一例を示すグラフである。図１２の横軸は、他のパラメータの取得タイミングに対する出力電圧Ｖ２の取得タイミングの時間差を示す。当該時間差の符号が正であれば、出力電圧Ｖ２の取得タイミングの方が遅いことを示す。 The voltage correction coefficient Ka includes the acquisition timing of the output voltage V2, the acquisition timing of the u-phase current Iu and the w-phase current Iw fundamentally necessary for the derivation of the load power P2, and the electrical angle θ of the rotor of the motor 121. It is a coefficient for adjusting. The voltage correction coefficient Kb is a coefficient for matching the acquisition timing of the output voltage V2 with the acquisition timing of the output voltage V1. FIG. 12 is a graph showing an example of voltage correction coefficients Ka and Kb with respect to the difference between the acquisition timing of the output voltage V2 and the acquisition timing of other parameters. The horizontal axis of FIG. 12 shows the time difference of the acquisition timing of the output voltage V2 with respect to the acquisition timing of other parameters. If the sign of the time difference is positive, it indicates that the acquisition timing of the output voltage V2 is later.

このように、電圧指令値Ｖ２ｃに対する出力電圧Ｖ２の誤差が大きく、かつ、出力電圧Ｖ２の変動量が大きいときには、出力電圧Ｖ２の取得タイミングと、負荷電流演算部１７７及びリアクトル電流算出部１７９で用いられる出力電圧以外の各パラメータの取得タイミングとを合わせているため、実際に近いリアクトル電流Ｌを算出できる。 Thus, when the error of the output voltage V2 with respect to the voltage command value V2c is large and the fluctuation amount of the output voltage V2 is large, the acquisition timing of the output voltage V2, the load current calculation unit 177, and the reactor current calculation unit 179 are used. Since the acquisition timing of each parameter other than the output voltage is matched, the reactor current L close to the actual can be calculated.

以上説明したように、本実施形態のシステムによれば、リアクトル電流ＩＬの算出に必要とされる負荷電流Ｉ２の演算及びリアクトル電流ＩＬの演算を行う際に用いられるパラメータの１つである出力電圧Ｖ２の状態に応じて、実際に近いリアクトル電流Ｌを算出できる。 As described above, according to the system of the present embodiment, the output voltage which is one of the parameters used when calculating the load current I2 and the calculation of the reactor current IL required for calculating the reactor current IL. An actual reactor current L can be calculated according to the state of V2.

なお、本実施形態も、第１の実施形態と同様に、図６に示した複数の負荷が設けられたシステムに適用可能である。また、上記第１及び第２の実施形態では昇圧コンバータ１０１を例に説明したが、図１３に示す昇降圧コンバータ２０１又は降圧コンバータであっても良い。 Note that this embodiment is also applicable to a system provided with a plurality of loads shown in FIG. 6, as in the first embodiment. In the first and second embodiments, the step-up converter 101 has been described as an example. However, the step-up / down converter 201 or the step-down converter illustrated in FIG. 13 may be used.

１２１回転型誘導性負荷（電動機）
１２３直流電源
１０１昇圧コンバータ
Ｃ平滑コンデンサ
１０３インバータ
１０５，２０５制御部
１０７，１０９電圧センサ
１１１ｕ，１１１ｗ相電流センサ
１１３レゾルバ
Ｌリアクトル
１０５Ｉインバータ制御部
１０５Ｃ，２０５Ｃコンバータ制御部
１５１角速度算出部
１５３電流指令算出部
１５５３相−ｄｑ変換部
１５７電流ＦＢ制御部
１５９ｄｑ−３相変換部
１６１ＰＷＭ制御部
１７１ＦＦ制御部
１７３ＦＢ制御部
１７５負荷電力演算部
１７７負荷電流演算部
１７９リアクトル電流算出部
１８１リップル電流算出部
１８３デューティ補償部
１８５ＰＷＭ制御部
１８７過電流検知部
２７１信号切替部
２０１昇降圧コンバータ 121 Rotating inductive load (motor)
123 DC power supply 101 step-up converter C smoothing capacitor 103 inverter 105, 205 control unit 107, 109 voltage sensor 111u, 111w phase current sensor 113 resolver L reactor 105I inverter control unit 105C, 205C converter control unit 151 angular velocity calculation unit 153 current command calculation unit 155 3-phase-dq converter 157 Current FB controller 159 dq-3 phase converter 161 PWM controller 171 FF controller 173 FB controller 175 Load power calculator 177 Load current calculator 179 Reactor current calculator 181 Ripple current calculator 183 Duty compensation unit 185 PWM control unit 187 Overcurrent detection unit 271 Signal switching unit 201 Buck-boost converter

Claims

直電電源の出力電圧を異なるレベルの直流電圧に変換するコンバータと、
前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換して回転型誘導性負荷に印加するインバータと、
前記回転型誘導性負荷に関連するパラメータ及び前記コンバータに関連するパラメータに基づいて、前記コンバータと前記インバータの間を流れる負荷電流を算出する負荷電流算出部と、
前記負荷電流及び前記コンバータに関連するパラメータに基づいて、前記コンバータに含まれるリアクトルを流れるリアクトル電流を算出するリアクトル電流算出部と、
を備えたことを特徴とする負荷駆動装置。 A converter that converts the output voltage of the direct power supply into a DC voltage of a different level;
An inverter that converts the output voltage of the converter into an alternating voltage and applies it to a rotating inductive load;
A load current calculation unit that calculates a load current flowing between the converter and the inverter based on a parameter related to the rotary inductive load and a parameter related to the converter;
A reactor current calculation unit that calculates a reactor current flowing through a reactor included in the converter based on the load current and a parameter related to the converter;
A load driving device comprising:

請求項１に記載の負荷駆動装置であって、
前記リアクトル電流算出部で用いられる前記コンバータに関連するパラメータは、前記コンバータの出力電圧値又は前記コンバータに対する出力電圧の指令値、及び前記直流電源の出力電圧値であることを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to claim 1,
The load driving device characterized in that the parameters related to the converter used in the reactor current calculation unit are an output voltage value of the converter or a command value of an output voltage to the converter and an output voltage value of the DC power supply. .

請求項１又は２に記載の負荷駆動装置であって、
前記コンバータの出力電圧の状態に応じて、前記コンバータの出力電圧値、前記コンバータに対する出力電圧の指令値、及び前記コンバータの出力電圧の補正値のいずれかを選択し、前記コンバータに関連するパラメータの１つとして前記負荷電流算出部及び前記リアクトル電流算出部に入力するパラメータ切替部を備えたことを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to claim 1 or 2,
According to the output voltage state of the converter, one of the output voltage value of the converter, the command value of the output voltage for the converter, and the correction value of the output voltage of the converter is selected, and parameters related to the converter are selected. One of the load driving devices is provided with a parameter switching unit that inputs to the load current calculation unit and the reactor current calculation unit.

請求項３に記載の負荷駆動装置であって、
前記パラメータ切替部は、
前記コンバータの出力電圧値と前記コンバータに対する出力電圧の指令値の差分が第１所定値未満のときは、前記コンバータに対する出力電圧の指令値を選択することを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to claim 3,
The parameter switching unit
A load driving device that selects an output voltage command value for the converter when a difference between an output voltage value of the converter and a command value of an output voltage for the converter is less than a first predetermined value.

請求項３又は４に記載の負荷駆動装置であって、
前記パラメータ切替部は、
前記コンバータの出力電圧値と前記コンバータに対する出力電圧の指令値の偏差が前記第１所定値以上であって、前記コンバータの出力電圧の時間微分値が第２所定値以上のときは、前記コンバータの出力電圧の補正値を選択することを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to claim 3 or 4,
The parameter switching unit
When the deviation between the output voltage value of the converter and the command value of the output voltage for the converter is not less than the first predetermined value and the time differential value of the output voltage of the converter is not less than the second predetermined value, A load driving device, wherein a correction value of an output voltage is selected.

請求項３又は５に記載の負荷駆動装置であって、
前記コンバータの出力電圧の補正値は、前記コンバータの出力電圧値と、前記コンバータの出力電圧の時間微分値に電圧補正係数を乗算した値との和であることを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to claim 3 or 5, wherein
The load driving device according to claim 1, wherein the correction value of the output voltage of the converter is a sum of the output voltage value of the converter and a value obtained by multiplying a time differential value of the output voltage of the converter by a voltage correction coefficient.

請求項６に記載の負荷駆動装置であって、
前記負荷電流算出部に入力する前記補正値の導出時に用いられる電圧補正係数と、前記リアクトル電流算出部に入力する前記補正値の導出時に用いられる電圧補正係数は異なることを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to claim 6,
A voltage drive coefficient used when deriving the correction value input to the load current calculation unit is different from a voltage correction coefficient used when deriving the correction value input to the reactor current calculation unit. .

請求項１〜７のいずれか一項に記載の負荷駆動装置であって、
前記回転型誘導性負荷に関連するパラメータは、前記回転型誘導性負荷を駆動するためのｄ軸電流及びｑ軸電流、並びに、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧の各値であることを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to any one of claims 1 to 7,
The parameters related to the rotary inductive load are d-axis current and q-axis current for driving the rotary inductive load, and values of d-axis voltage and q-axis voltage. Load drive device.

請求項１〜７のいずれか一項に記載の負荷駆動装置であって、
前記回転型誘導性負荷に関連するパラメータは、前記回転型誘導性負荷の回転子の角速度、及び前記回転型誘導性負荷に対するトルク指令値であることを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to any one of claims 1 to 7,
The parameter related to the rotary inductive load is an angular velocity of a rotor of the rotary inductive load and a torque command value for the rotary inductive load.