JP2012005297A - Load driving device - Google Patents
Load driving device Download PDFInfo
- Publication number
- JP2012005297A JP2012005297A JP2010139606A JP2010139606A JP2012005297A JP 2012005297 A JP2012005297 A JP 2012005297A JP 2010139606 A JP2010139606 A JP 2010139606A JP 2010139606 A JP2010139606 A JP 2010139606A JP 2012005297 A JP2012005297 A JP 2012005297A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- converter
- output voltage
- load
- value
- driving device
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
Description
本発明は、直流電源からの電力供給によって回転型誘導性負荷を駆動する負荷駆動装置に関する。 The present invention relates to a load driving device that drives a rotary inductive load by supplying power from a DC power supply.
図14は、特許文献1に記載されたモータ駆動装置の構成を示す図である。図14に示すモータ駆動装置100では、制御装置30が、直流電源Bから昇圧コンバータ12へ流れるリアクトル電流ILの絶対値を当該リアクトル電流ILのリップル電流の絶対値と比較し、その比較結果に応じて、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフするキャリア周波数を変更して昇圧コンバータ12を制御する。例えば、リアクトル電流ILの絶対値がリップル電流の絶対値以下のとき、制御装置30は、低下させたキャリア周波数により昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフする。したがって、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2が共にオフ制御される時間であるデッドタイムの影響を低減できる。
FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of the motor driving device described in Patent Document 1. As illustrated in FIG. In
上記説明したモータ駆動装置100には、リアクトル電流ILを検出するための電流センサ11が設けられている必要がある。なお、リアクトル電流ILの値は、上記説明した昇圧コンバータ12の制御以外に、直流電源Bの保護等を目的とした過電流検知のためにも必要とされる。このように、モータ駆動装置100にとって電流センサ11は必要な構成要素であるが、装置の小型化及びコスト低減の点からは、電流センサ11を用いずにリアクトル電流ILの値が得られた方が好ましい。
The
本発明の目的は、電流センサを用いずにリアクトル電流を導出可能な負荷駆動装置を提供することである。 An object of the present invention is to provide a load driving device capable of deriving a reactor current without using a current sensor.
上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項1に記載の発明の負荷駆動装置は、直電電源(例えば、実施の形態での直流電源123)の出力電圧を異なるレベルの直流電圧に変換するコンバータ(例えば、実施の形態での昇圧コンバータ101)と、前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換して回転型誘導性負荷(例えば、実施の形態での電動機121)に印加するインバータ(例えば、実施の形態でのインバータ103)と、前記回転型誘導性負荷に関連するパラメータ及び前記コンバータに関連するパラメータに基づいて、前記コンバータと前記インバータの間を流れる負荷電流を算出する負荷電流算出部(例えば、実施の形態での負荷電力演算部175及び負荷電流演算部177)と、前記負荷電流及び前記コンバータに関連するパラメータに基づいて、前記コンバータに含まれるリアクトル(例えば、実施の形態でのリアクトルL)を流れるリアクトル電流を算出するリアクトル電流算出部(例えば、実施の形態でのリアクトル電流算出部179)と、を備えたことを特徴としている。
In order to solve the above-described problems and achieve the object, a load driving device according to a first aspect of the present invention provides a direct current power supply (for example, the direct
さらに、請求項2に記載の発明の負荷駆動装置では、前記リアクトル電流算出部で用いられる前記コンバータに関連するパラメータは、前記コンバータの出力電圧値又は前記コンバータに対する出力電圧の指令値、及び前記直流電源の出力電圧値であることを特徴としている。 Furthermore, in the load drive device according to claim 2, the parameters related to the converter used in the reactor current calculation unit are the output voltage value of the converter or the command value of the output voltage for the converter, and the direct current. It is characterized by the output voltage value of the power supply.
さらに、請求項3に記載の発明の負荷駆動装置では、前記コンバータの出力電圧の状態に応じて、前記コンバータの出力電圧値、前記コンバータに対する出力電圧の指令値、及び前記コンバータの出力電圧の補正値のいずれかを選択し、前記コンバータに関連するパラメータの1つとして前記負荷電流算出部及び前記リアクトル電流算出部に入力するパラメータ切替部(例えば、実施の形態での信号切替部271)を備えたことを特徴としている。
Further, in the load driving device according to claim 3, the output voltage value of the converter, the command value of the output voltage for the converter, and the correction of the output voltage of the converter according to the state of the output voltage of the converter A parameter switching unit (for example, the
さらに、請求項4に記載の発明の負荷駆動装置では、前記パラメータ切替部は、前記コンバータの出力電圧値と前記コンバータに対する出力電圧の指令値の差分が第1所定値未満のときは、前記コンバータに対する出力電圧の指令値を選択することを特徴としている。 Furthermore, in the load driving device according to claim 4, when the difference between the output voltage value of the converter and the command value of the output voltage to the converter is less than a first predetermined value, the parameter switching unit The command value of the output voltage with respect to is selected.
さらに、請求項5に記載の発明の負荷駆動装置では、前記パラメータ切替部は、前記コンバータの出力電圧値と前記コンバータに対する出力電圧の指令値の偏差が前記第1所定値以上であって、前記コンバータの出力電圧の時間微分値が第2所定値以上のときは、前記コンバータの出力電圧の補正値を選択することを特徴としている。 Furthermore, in the load driving device according to claim 5, the parameter switching unit includes a deviation between an output voltage value of the converter and a command value of an output voltage for the converter that is equal to or greater than the first predetermined value, When the time differential value of the output voltage of the converter is greater than or equal to a second predetermined value, a correction value for the output voltage of the converter is selected.
さらに、請求項6に記載の発明の負荷駆動装置では、前記コンバータの出力電圧の補正値は、前記コンバータの出力電圧値と、前記コンバータの出力電圧の時間微分値に電圧補正係数を乗算した値との和であることを特徴としている。 Furthermore, in the load driving device of the invention according to claim 6, the correction value of the output voltage of the converter is a value obtained by multiplying the output voltage value of the converter and a time differential value of the output voltage of the converter by a voltage correction coefficient. It is the sum of
さらに、請求項7に記載の発明の負荷駆動装置では、前記負荷電流算出部に入力する前記補正値の導出時に用いられる電圧補正係数と、前記リアクトル電流算出部に入力する前記補正値の導出時に用いられる電圧補正係数は異なることを特徴としている。 Furthermore, in the load driving device according to the seventh aspect of the present invention, the voltage correction coefficient used when deriving the correction value to be input to the load current calculation unit and the correction value input to the reactor current calculation unit are derived. The voltage correction coefficient used is different.
さらに、請求項8に記載の発明の負荷駆動装置では、前記回転型誘導性負荷に関連するパラメータは、前記回転型誘導性負荷を駆動するためのd軸電流及びq軸電流、並びに、d軸電圧及びq軸電圧の各値であることを特徴としている。 Furthermore, in the load driving device of the invention according to claim 8, the parameters related to the rotary inductive load are d-axis current and q-axis current for driving the rotary inductive load, and d-axis. It is characterized by each value of voltage and q-axis voltage.
さらに、請求項9に記載の発明の負荷駆動装置では、前記回転型誘導性負荷に関連するパラメータは、前記回転型誘導性負荷の回転子の角速度、及び前記回転型誘導性負荷に対するトルク指令値であることを特徴としている。 Furthermore, in the load driving device according to the ninth aspect of the present invention, the parameters related to the rotary inductive load include an angular velocity of a rotor of the rotary inductive load and a torque command value for the rotary inductive load. It is characterized by being.
請求項1〜9に記載の発明の負荷駆動装置によれば、電流センサを用いずにリアクトル電流を導出できる。 According to the load driving device of the invention described in claims 1 to 9, the reactor current can be derived without using the current sensor.
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(第1の実施形態)
図1は、第1の実施形態の負荷駆動装置を含むシステムを示す図である。第1の実施形態の負荷駆動装置は、力行駆動時には電動機として動作し、回生動作時には発電機として動作する回転型誘導性負荷(以下「電動機」という)121の運転を制御する装置である。
(First embodiment)
FIG. 1 is a diagram illustrating a system including a load driving device according to a first embodiment. The load drive device of the first embodiment is a device that controls the operation of a rotary inductive load (hereinafter referred to as “motor”) 121 that operates as an electric motor during power running drive and operates as a generator during regenerative operation.
図1に示すように、第1の実施形態の負荷駆動装置は、昇圧コンバータ(以下、単に「コンバータ」という)101と、平滑コンデンサ(以下、単に「コンデンサ」という)Cと、インバータ103と、制御部105と、電圧センサ107,109と、相電流センサ111u,111wと、レゾルバ113とを備える。コンバータ101、コンデンサC及びインバータ103は、蓄電器等の直流電源123と電動機121の間に設けられている。なお、コンバータ101とインバータ103の間には、平滑のためのコンデンサCが並列に設けられている。
As shown in FIG. 1, the load driving device of the first embodiment includes a boost converter (hereinafter simply referred to as “converter”) 101, a smoothing capacitor (hereinafter simply referred to as “capacitor”) C, an
コンバータ101は、上下2段に直列接続された2つのトランジスタと、各トランジスタと並列に接続された還流ダイオードと、直流電源123側(一次側)に設けられたリアクトルLとを有する。コンバータ101は、トランジスタのスイッチング動作によって、直流電源123の出力電圧を昇圧する。また、電動機121が回生動作した際、コンバータ101は、トランジスタのスイッチング動作によってインバータ103の出力電圧を降圧する。
Converter 101 has two transistors connected in series in two upper and lower stages, a freewheeling diode connected in parallel with each transistor, and a reactor L provided on the
コンデンサCは、コンバータ101の出力電圧を平滑化する。また、電動機121が回生動作した際、コンデンサCは、インバータ103の出力電圧を平滑化する。
Capacitor C smoothes the output voltage of
インバータ103は、上下2段に直列接続された各相に対応するトランジスタと、各トランジスタと並列に接続された還流ダイオードとを有する。インバータ103は、トランジスタのスイッチング動作によって、コンバータ101の出力電圧を3相(U,V,W)交流に変換する。また、電動機121が回生動作した際、インバータ103は、トランジスタのスイッチング動作によって、電動機121が発生した3相の交流電圧を直流に変換する。
制御部105は、コンバータ101及びインバータ103を構成する各トランジスタのスイッチング動作を制御する。電圧センサ107は、直流電源123の出力電圧V1を検出する。電圧センサ109は、コンバータ101の出力電圧V2を検出する。相電流センサ111u,111wは、インバータ103から出力されるu相電流Iu及びw相電流Iwをそれぞれ検出する。レゾルバ113は、電動機121の回転子の電気角度を検出する。電圧センサ107,109、相電流センサ111u,111w及びレゾルバ113によって検出された値を示す信号は制御部105に送られる。また、コンバータ101に対する電圧指令値V2c及びトルク指令値Tも、外部から制御部105に入力される。
The
図2は、第1の実施形態の負荷駆動装置が備える制御部105の内部構成の一例を示すブロック図である。図2に示すように、制御部105は、インバータ制御部105I及びコンバータ制御部105Cを有する。インバータ制御部105Iは、インバータ103を構成するトランジスタのスイッチングをPWM制御する。また、コンバータ制御部105Cは、コンバータ101を構成するトランジスタのスイッチングをPWM制御する。
FIG. 2 is a block diagram illustrating an example of an internal configuration of the
インバータ制御部105Iは、角速度算出部151と、電流指令算出部153と、3相−dq変換部155と、電流FB制御部157と、dq−3相変換部159と、PWM制御部161とを含む。インバータ制御部105Iには、トルク指令値T、電動機121の回転子の電気角度θの検出値、相電流センサ111u,111wが検出したu相電流Iu及びw相電流Iwの各値、及び電圧センサ109が検出したコンバータ101の出力電圧V2の値が入力される。
The inverter control unit 105I includes an angular
角速度算出部151は、電動機121の回転子の電気角度θの検出値を時間微分することによって、電動機121の回転子の角速度ωを算出する。角速度算出部151によって算出された角速度ωは、電流指令算出部153に入力される。電流指令算出部153は、トルク指令値Tと、電動機121の回転子の角速度ωとに基づいて、d軸側の電機子(以下「d軸電機子」という。)に流す電流(以下「d軸電流」という。)の指令値Id_c及びq軸側の電機子(以下「q軸電機子」という。)に流す電流(以下「q軸電流」という。)の指令値Iq_cを算出する。
The angular
3相−dq変換部155は、相電流センサ111u,111wが検出したu相電流Iu及びw相電流Iwの各値と、電動機121の回転子の電気角度θの検出値とに基づいて3相−dq変換を行って、d軸電流の検出値Id_s及びq軸電流の検出値Iq_sを算出する。電流FB制御部157は、d軸電流の指令値Id_cと検出値Id_sの偏差ΔId及びq軸電流の指令値Iq_cと検出値Iq_sの偏差ΔIqが減少するよう、d軸電機子の端子間電圧(以下「d軸電圧」という。)の指令値Vd_c及びq軸電機子の端子間電圧(以下「q軸電圧」という。)の指令値Vq_cを決定する。
The three-phase-
dq−3相変換部159は、電流FB制御部157によって決定されたd軸電圧の指令値Vd_c及びq軸電圧の指令値Vq_cと、電動機121の回転子の電気角度θの検出値とに基づいてdq−3相変換を行って、3相電圧Vu,Vv,Vwの各指令値を導出する。PWM制御部161は、dq−3相変換部159が導出した3相電圧Vu,Vv,Vwの各指令値に基づいて、インバータ103を構成するトランジスタのスイッチングをPWM制御する。
The dq-3
コンバータ制御部105Cは、FF制御部171と、FB制御部173と、負荷電力演算部175と、負荷電流演算部177と、リアクトル電流算出部179と、リップル電流算出部181と、デューティ補償部183と、PWM制御部185と、過電流検知部187とを有する。コンバータ制御部105Cには、電圧センサ107が検出した直流電源123の出力電圧V1の値、電圧センサ109が検出したコンバータ101の出力電圧V2の値、及びコンバータ101に対する電圧指令値V2cが入力される。
FF制御部171には、電圧指令値V2c及び直流電源123の出力電圧V1の検出値が入力される。FF制御部171は、コンバータ101が出力電圧V1を電圧指令値V2cに昇圧するためのデューティ(Duty_FF)を導出する。FB制御部173には、電圧指令値V2cと出力電圧V2の偏差(V2c−V2)ΔV2を示す値、直流電源123の出力電圧V1の検出値、及びFF制御部171が導出したデューティ(Duty_FF)が入力される。FB制御部173は、偏差ΔV2及び直流電源123の出力電圧V1に基づいて、FF制御部171が導出したデューティ(Duty_FF)を補正するための値(Duty_FB)を導出する。
The
負荷電力演算部175は、負荷電力P2を演算によって導出する。なお、負荷電力P2とは、電動機121に供給される又は電動機121から出力される電力である。負荷電力演算部175には、インバータ制御部105Iの電流FB制御部157が決定したd軸電圧の指令値Vd_c及びq軸電圧の指令値Vq_cと、3相−dq変換部155が算出したd軸電流の検出値Id_s及びq軸電流の検出値Iq_sとが入力される。負荷電力演算部175は、以下に示す式(1)より負荷電力P2を算出する。
P2=Vd_c×Id_s+Vq_c×Iq_s …(1)
The load
P2 = Vd_c × Id_s + Vq_c × Iq_s (1)
なお、d軸電流の検出値Id_s及びq軸電流の検出値Iq_sの代わりに、電流指令算出部153が算出したd軸電流の指令値Id_c及びq軸電流の指令値Iq_cを負荷電力演算部175に入力しても良い。この場合、負荷電力演算部175が負荷電力P2を算出する際に用いる式は以下の式(2)である。
P2=Vd_c×Id_c+Vq_c×Iq_c …(2)
The load
P2 = Vd_c × Id_c + Vq_c × Iq_c (2)
また、負荷電力演算部175は、図3に示すように、トルク指令値T、インバータ制御部105Iの角速度算出部151が算出した電動機121の回転子の角速度ω、及び電動機121の極対数Ppに基づいて、以下に示す式(3)より負荷電力P2を算出しても良い。
P2=ω×T/Pp …(3)
Further, as shown in FIG. 3, the load
P2 = ω × T / Pp (3)
負荷電流演算部177には、コンバータ101に対する電圧指令値V2c、及び負荷電力演算部175が算出した負荷電力P2の値が入力される。負荷電流演算部177は、以下に示す式(4)より負荷電流I2を算出する。
I2=P2/V2c …(4)
The load
I2 = P2 / V2c (4)
なお、電圧指令値V2cの代わりに、コンバータ101の出力電圧V2の検出値を負荷電流演算部177に入力しても良い。この場合、負荷電流演算部177は、以下に示す式(5)により負荷電流I2を算出する。
I2=P2/V2 …(5)
Instead of voltage command value V2c, the detected value of output voltage V2 of
I2 = P2 / V2 (5)
このようにして算出された負荷電流I2の値は、コンバータ制御部105Cのリアクトル電流算出部179に入力される。
The value of the load current I2 calculated in this way is input to the reactor
リアクトル電流算出部179には、負荷電流演算部177が算出した負荷電流I2の値、コンバータ101の出力電圧V2の検出値及び直流電源123の出力電圧V1の検出値が入力される。リアクトル電流算出部179は、コンバータ101のリアクトルLを流れるリアクトル電流ILの平均値(以下、単に「リアクトル電流」という)を、以下に示す式(6)より算出する。
Reactor
上式(6)において、ηは、コンバータ101の効率を示すパラメータである。リアクトル電流算出部179は、コンバータ101の昇圧率(V2/V1)及び負荷電力P2(=I2×V2)をインデックスとしたマップを用いてコンバータ101の効率ηを導出する。図4は、コンバータ101の昇圧率及び負荷電力P2に応じたコンバータ101の損失特性の一例を示すグラフである。リアクトル電流算出部179は、コンバータ101の効率ηを導出する際には、図4に示したグラフから生成されたマップを用いる。
In the above equation (6), η is a parameter indicating the efficiency of the
リップル電流算出部181には、直流電源123の出力電圧V1の検出値が入力される。リップル電流算出部181は、リアクトル電流ILに含まれるリップル電流Irを、以下に示す式(7)より算出する。
The detected value of the output voltage V 1 of the
上式(7)において、Lは、コンバータ101のリアクトルLのインダクタンスを示す。なお、リップル電流算出部181は、図5に示すように、リアクトル電流ILに応じてインダクタンスLを補正しても良い。TLoは、図1に示したコンバータ101を構成する2つのトランジスタの内、コレクタがリアクトルLに接続されたトランジスタがオン状態とされる時間である。
In the above equation (7), L represents the inductance of the reactor L of the
デューティ補償部183には、リアクトル電流算出部179が算出したリアクトル電流IL及びリップル電流算出部181が算出したリップル電流Irが入力される。デューティ補償部183は、リアクトル電流ILの絶対値とリップル電流Irの絶対値の比較結果に応じて、FB制御部173が導出したデューティ(Duty_FB)によってFF制御部171が導出したデューティ(Duty_FF)を補正することによって得られたデューティuSを補償するための補償項uCを導出する。
The
PWM制御部185は、補償前のデューティuSをデューティ補償部183が導出した補償項uCによって補償したデューティ(Duty)に基づいて、コンバータ101を構成するトランジスタのスイッチングをPWM制御する。
The
過電流検知部187には、リアクトル電流算出部179が算出したリアクトル電流ILが入力される。過電流検知部187は、リアクトル電流ILに基づいて、過電流を検知する。
The reactor current IL calculated by the reactor
以上説明したように、本実施形態のシステムによれば、コンバータ101におけるデッドタイムの影響を低減するためのデューティ補償や過電流検知等のために用いられるリアクトル電流ILが、電流センサの検出によってではなく演算によって導出される。したがって、当該システムにおける電流センサの数を減らすことができるため、当該システムに含まれる負荷駆動装置の小型化及びコスト低減を実現できる。また、デューティ補償や過電流検知等を従来と同様に行える。
As described above, according to the system of the present embodiment, the reactor current IL used for duty compensation and overcurrent detection for reducing the influence of the dead time in the
なお、図1に示したシステムでは、コンバータ101にとっての負荷が一組のインバータ103及び電動機121であるが、図6に示すように、複数の負荷が設けられたシステムであっても本発明を適用可能である。例えば2つの負荷が設けられた場合、制御部105には、図6に示すように、負荷の数と同数の2つのインバータ制御部105Iが設けられる。また、コンバータ制御部105Cには、図7及び図8に示すように、負荷の数と同数の2つの負荷電力演算部175が設けられる。
In the system shown in FIG. 1, the load for the
(第2の実施形態)
図9及び図10は、第2の実施形態の負荷駆動装置が備える制御部205の内部構成の例を示すブロック図である。なお、図9及び図10において、図2及び図3と共通する構成要素には同じ参照符号が付されている。図9及び図10に示すように、第2の実施形態では、制御部205を構成するコンバータ制御部205Cが信号切替部271を備えた点が第1の実施形態とは異なる。
(Second Embodiment)
9 and 10 are block diagrams illustrating an example of an internal configuration of the
信号切替部271には、コンバータ101に対する電圧指令値V2c及びコンバータ101の出力電圧V2の検出値が入力される。信号切替部271は、出力電圧V2の状態に応じて、電圧指令値V2c、出力電圧V2の検出値及び後述する出力電圧V2の補正値のいずれかを、負荷電流演算部177及びリアクトル電流算出部179に入力する。
The
図11は、信号切替部271が行う動作を示すフローチャートである。図11に示すように、信号切替部271は、電圧指令値V2cと出力電圧V2の値の差分の絶対値(|V2c−V2|)と所定のしきい値V2shを比較する(ステップS101)。当該絶対値がしきい値V2sh未満のときは、電圧指令値V2cに対して誤差の小さな出力電圧V2が出力されているため、信号切替部271は、負荷電流演算部177及びリアクトル電流算出部179に電圧指令値V2cを入力する(ステップS103)。電圧指令値V2cと出力電圧V2を比較すると電圧指令値V2cの方がノイズは小さいため、ステップS103が行われた場合、負荷電流演算部177及びリアクトル電流算出部179は、ノイズの小さい値を算出できる。
FIG. 11 is a flowchart illustrating an operation performed by the
一方、前記絶対値がしきい値V2sh以上のときは、電圧指令値V2cに対する誤差が小さくない出力電圧V2が出力されている。このときはステップS105に進み、信号切替部271は、出力電圧V2の時間微分値(dV2/dt)と所定のしきい値dV2shを比較する。当該時間微分値がしきい値dV2sh未満のときは出力電圧V2の変動量が小さいため、信号切替部271は、負荷電流演算部177及びリアクトル電流算出部179に出力電圧V2の値を入力する(ステップS107)。
On the other hand, when the absolute value is equal to or greater than the threshold value V2sh, an output voltage V2 that is not small in error with respect to the voltage command value V2c is output. At this time, the process proceeds to step S105, and the
一方、前記時間微分値がしきい値dV2sh以上のときは出力電圧V2の変動量が小さくない。このとき、信号切替部271は、出力電圧V2の補正値V2aを出力する(ステップS109)。なお、出力電圧V2の補正値V2kは、以下に示す式(8)によって表される。
On the other hand, when the time differential value is equal to or greater than the threshold value dV2sh, the fluctuation amount of the output voltage V2 is not small. At this time, the
なお、上式(8)において、Kは、電圧補正係数を示すパラメータである。但し、負荷電流演算部177が行う演算で用いられる出力電圧V2以外のパラメータは、リアクトル電流算出部179が行う演算で用いられる出力電圧V2以外のパラメータと異なる。したがって、負荷電流演算部177に出力する補正値の算出に用いられる電圧補正係数Ka及びリアクトル電流算出部179に出力する補正値の算出に用いられる電圧補正係数Kbはそれぞれ異なる。
In the above equation (8), K is a parameter indicating a voltage correction coefficient. However, parameters other than the output voltage V2 used in the calculation performed by the load
電圧補正係数Kaは、出力電圧V2の取得タイミングと、負荷電力P2の導出に根本的に必要なu相電流Iu及びw相電流Iw、並びに、電動機121の回転子の電気角度θの取得タイミングとを合わせるための係数である。また、電圧補正係数Kbは、出力電圧V2の取得タイミングと、出力電圧V1の取得タイミングとを合わせるための係数である。図12は、出力電圧V2の取得タイミングと他のパラメータの取得タイミングの差分に対する電圧補正係数Ka,Kbの一例を示すグラフである。図12の横軸は、他のパラメータの取得タイミングに対する出力電圧V2の取得タイミングの時間差を示す。当該時間差の符号が正であれば、出力電圧V2の取得タイミングの方が遅いことを示す。
The voltage correction coefficient Ka includes the acquisition timing of the output voltage V2, the acquisition timing of the u-phase current Iu and the w-phase current Iw fundamentally necessary for the derivation of the load power P2, and the electrical angle θ of the rotor of the
このように、電圧指令値V2cに対する出力電圧V2の誤差が大きく、かつ、出力電圧V2の変動量が大きいときには、出力電圧V2の取得タイミングと、負荷電流演算部177及びリアクトル電流算出部179で用いられる出力電圧以外の各パラメータの取得タイミングとを合わせているため、実際に近いリアクトル電流Lを算出できる。
Thus, when the error of the output voltage V2 with respect to the voltage command value V2c is large and the fluctuation amount of the output voltage V2 is large, the acquisition timing of the output voltage V2, the load
以上説明したように、本実施形態のシステムによれば、リアクトル電流ILの算出に必要とされる負荷電流I2の演算及びリアクトル電流ILの演算を行う際に用いられるパラメータの1つである出力電圧V2の状態に応じて、実際に近いリアクトル電流Lを算出できる。 As described above, according to the system of the present embodiment, the output voltage which is one of the parameters used when calculating the load current I2 and the calculation of the reactor current IL required for calculating the reactor current IL. An actual reactor current L can be calculated according to the state of V2.
なお、本実施形態も、第1の実施形態と同様に、図6に示した複数の負荷が設けられたシステムに適用可能である。また、上記第1及び第2の実施形態では昇圧コンバータ101を例に説明したが、図13に示す昇降圧コンバータ201又は降圧コンバータであっても良い。
Note that this embodiment is also applicable to a system provided with a plurality of loads shown in FIG. 6, as in the first embodiment. In the first and second embodiments, the step-up
121 回転型誘導性負荷(電動機)
123 直流電源
101 昇圧コンバータ
C 平滑コンデンサ
103 インバータ
105,205 制御部
107,109 電圧センサ
111u,111w 相電流センサ
113 レゾルバ
L リアクトル
105I インバータ制御部
105C,205C コンバータ制御部
151 角速度算出部
153 電流指令算出部
155 3相−dq変換部
157 電流FB制御部
159 dq−3相変換部
161 PWM制御部
171 FF制御部
173 FB制御部
175 負荷電力演算部
177 負荷電流演算部
179 リアクトル電流算出部
181 リップル電流算出部
183 デューティ補償部
185 PWM制御部
187 過電流検知部
271 信号切替部
201 昇降圧コンバータ
121 Rotating inductive load (motor)
123
Claims (9)
前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換して回転型誘導性負荷に印加するインバータと、
前記回転型誘導性負荷に関連するパラメータ及び前記コンバータに関連するパラメータに基づいて、前記コンバータと前記インバータの間を流れる負荷電流を算出する負荷電流算出部と、
前記負荷電流及び前記コンバータに関連するパラメータに基づいて、前記コンバータに含まれるリアクトルを流れるリアクトル電流を算出するリアクトル電流算出部と、
を備えたことを特徴とする負荷駆動装置。 A converter that converts the output voltage of the direct power supply into a DC voltage of a different level;
An inverter that converts the output voltage of the converter into an alternating voltage and applies it to a rotating inductive load;
A load current calculation unit that calculates a load current flowing between the converter and the inverter based on a parameter related to the rotary inductive load and a parameter related to the converter;
A reactor current calculation unit that calculates a reactor current flowing through a reactor included in the converter based on the load current and a parameter related to the converter;
A load driving device comprising:
前記リアクトル電流算出部で用いられる前記コンバータに関連するパラメータは、前記コンバータの出力電圧値又は前記コンバータに対する出力電圧の指令値、及び前記直流電源の出力電圧値であることを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to claim 1,
The load driving device characterized in that the parameters related to the converter used in the reactor current calculation unit are an output voltage value of the converter or a command value of an output voltage to the converter and an output voltage value of the DC power supply. .
前記コンバータの出力電圧の状態に応じて、前記コンバータの出力電圧値、前記コンバータに対する出力電圧の指令値、及び前記コンバータの出力電圧の補正値のいずれかを選択し、前記コンバータに関連するパラメータの1つとして前記負荷電流算出部及び前記リアクトル電流算出部に入力するパラメータ切替部を備えたことを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to claim 1 or 2,
According to the output voltage state of the converter, one of the output voltage value of the converter, the command value of the output voltage for the converter, and the correction value of the output voltage of the converter is selected, and parameters related to the converter are selected. One of the load driving devices is provided with a parameter switching unit that inputs to the load current calculation unit and the reactor current calculation unit.
前記パラメータ切替部は、
前記コンバータの出力電圧値と前記コンバータに対する出力電圧の指令値の差分が第1所定値未満のときは、前記コンバータに対する出力電圧の指令値を選択することを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to claim 3,
The parameter switching unit
A load driving device that selects an output voltage command value for the converter when a difference between an output voltage value of the converter and a command value of an output voltage for the converter is less than a first predetermined value.
前記パラメータ切替部は、
前記コンバータの出力電圧値と前記コンバータに対する出力電圧の指令値の偏差が前記第1所定値以上であって、前記コンバータの出力電圧の時間微分値が第2所定値以上のときは、前記コンバータの出力電圧の補正値を選択することを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to claim 3 or 4,
The parameter switching unit
When the deviation between the output voltage value of the converter and the command value of the output voltage for the converter is not less than the first predetermined value and the time differential value of the output voltage of the converter is not less than the second predetermined value, A load driving device, wherein a correction value of an output voltage is selected.
前記コンバータの出力電圧の補正値は、前記コンバータの出力電圧値と、前記コンバータの出力電圧の時間微分値に電圧補正係数を乗算した値との和であることを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to claim 3 or 5, wherein
The load driving device according to claim 1, wherein the correction value of the output voltage of the converter is a sum of the output voltage value of the converter and a value obtained by multiplying a time differential value of the output voltage of the converter by a voltage correction coefficient.
前記負荷電流算出部に入力する前記補正値の導出時に用いられる電圧補正係数と、前記リアクトル電流算出部に入力する前記補正値の導出時に用いられる電圧補正係数は異なることを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to claim 6,
A voltage drive coefficient used when deriving the correction value input to the load current calculation unit is different from a voltage correction coefficient used when deriving the correction value input to the reactor current calculation unit. .
前記回転型誘導性負荷に関連するパラメータは、前記回転型誘導性負荷を駆動するためのd軸電流及びq軸電流、並びに、d軸電圧及びq軸電圧の各値であることを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to any one of claims 1 to 7,
The parameters related to the rotary inductive load are d-axis current and q-axis current for driving the rotary inductive load, and values of d-axis voltage and q-axis voltage. Load drive device.
前記回転型誘導性負荷に関連するパラメータは、前記回転型誘導性負荷の回転子の角速度、及び前記回転型誘導性負荷に対するトルク指令値であることを特徴とする負荷駆動装置。 The load driving device according to any one of claims 1 to 7,
The parameter related to the rotary inductive load is an angular velocity of a rotor of the rotary inductive load and a torque command value for the rotary inductive load.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010139606A JP5334920B2 (en) | 2010-06-18 | 2010-06-18 | Load drive device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2010139606A JP5334920B2 (en) | 2010-06-18 | 2010-06-18 | Load drive device |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2012005297A true JP2012005297A (en) | 2012-01-05 |
JP5334920B2 JP5334920B2 (en) | 2013-11-06 |
Family
ID=45536628
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2010139606A Expired - Fee Related JP5334920B2 (en) | 2010-06-18 | 2010-06-18 | Load drive device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5334920B2 (en) |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0937559A (en) * | 1995-07-17 | 1997-02-07 | Hitachi Ltd | Control of power converter |
WO2004114511A2 (en) * | 2003-06-05 | 2004-12-29 | Toyota Motor Co Ltd | Motor drive device, vehicle using the same, and computer-readable recording medium containing a program for causing a computer to execute control of voltage conversion |
WO2008139518A1 (en) * | 2007-04-27 | 2008-11-20 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion system |
JP2010022136A (en) * | 2008-07-10 | 2010-01-28 | Nissan Motor Co Ltd | Controller and controlling method of dc/dc converter |
-
2010
- 2010-06-18 JP JP2010139606A patent/JP5334920B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0937559A (en) * | 1995-07-17 | 1997-02-07 | Hitachi Ltd | Control of power converter |
WO2004114511A2 (en) * | 2003-06-05 | 2004-12-29 | Toyota Motor Co Ltd | Motor drive device, vehicle using the same, and computer-readable recording medium containing a program for causing a computer to execute control of voltage conversion |
WO2008139518A1 (en) * | 2007-04-27 | 2008-11-20 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion system |
JP2010022136A (en) * | 2008-07-10 | 2010-01-28 | Nissan Motor Co Ltd | Controller and controlling method of dc/dc converter |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP5334920B2 (en) | 2013-11-06 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US10008970B2 (en) | Control apparatus for AC motor | |
JP4706324B2 (en) | Control device for motor drive system | |
US9294019B2 (en) | Method and apparatus for controlling power converter with inverter output filter | |
US9998058B2 (en) | Control apparatus for AC motor | |
US8963479B2 (en) | Power conversion device for a rotary electric machine | |
US8310197B2 (en) | Control device for electric motor drive device | |
EP2731260B1 (en) | Inverter control device and inverter control method | |
CN109874397B (en) | Control device for power converter | |
US9166513B2 (en) | Inverter apparatus, method of controlling inverter apparatus, and electric motor drive system | |
JP6428248B2 (en) | Motor control device | |
JP2010268626A (en) | Power supply and electric vehicle equipped with the same | |
US10523128B1 (en) | Reactive AFE power control | |
JP2015109770A (en) | Motor driving device | |
JP5354036B2 (en) | Vehicle and vehicle control method | |
JP2011004561A (en) | Motor controller | |
JP5204463B2 (en) | Motor control device | |
JP5888074B2 (en) | Power converter | |
JP2015126641A (en) | Controller of motor | |
JP2008228431A (en) | Drive controller for alternating-current motor | |
JP5407553B2 (en) | Motor control device | |
JP5525747B2 (en) | Converter control device | |
JP5334920B2 (en) | Load drive device | |
JP5392361B2 (en) | Vehicle and vehicle control method | |
JP5686110B2 (en) | Control device for AC electric machine drive system | |
JP5246446B2 (en) | Load control device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20120827 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20120904 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20130409 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20130604 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20130702 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20130730 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 5334920 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |