JP2011530269A - 改善された過渡電流能力を有する昇圧dc/dc電圧コンバータ - Google Patents
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Abstract
Description
本出願は、各々が2007年8月8日に出願された、出願番号11/890,818および出願番号11/890,956の一部継続であり、その全体は参照によりここに引用される。
本発明は、DC/DC変換および電圧調整の使用のためのスイッチング電源の設計、動作および性能に関し、さらにそのようなコンバータにおいて用いられる半導体要素に関する。具体的には、本発明は、昇圧DC/DC変換、つまり、出力電圧が入力電圧を超過する場合に着目し、特に、出力電圧が最小入力電圧よりも十分に大きいDC/DC変換に直目する。
前述の電圧調整器のうち、誘導型スイッチングコンバータは、電流、入力電圧、および出力電圧の最も広い範囲にわたって、優れた性能を達成することができる。誘導型スイッチングコンバータには2つの主なタイプがあり、単巻きインダクタを利用するものは、典型的には非絶縁コンバータと称され、変圧器および複巻きインダクタを用いるものは、典型的には絶縁コンバータと称される。これらのうち、単巻き、非絶縁誘導型スイッチングコンバータは、サイズ、効率、およびバッテリ寿命が重要である携帯製品に典型的に用いられる。
コンバータが昇圧コンバータであるか降圧コンバータであるかにかかわらず、従来技術のコンバータは、ドロップアウトと称される問題に悩まされる。具体的には、入力電圧および出力電圧が、お互い、数百ミリボルトの範囲内、すなわちVout≒Vin±200mvに達すると、コンバータの調整能力に苦しむ。調整能力の喪失は、一過的または反復的な誤動作(glitch)や出力電圧の不連続性、出力電圧におけるリップルの増加、あるいは、ある狭い電圧幅における調整の完全な喪失のいずれかのような、様々な態様で現れ得る。これらの状況においては、コンバータは、調整の「ドロップアウト」を引き起こす。
切換型インダクタコンバータの代替はチャージポンプ、すなわちスイッチおよびキャパシタのみを用いた反復的な電荷再分配、つまりクロックまたは発振器によって駆動されるキャパシタネットワークの継続的な充放電を通した電圧転換(voltage translation)を実行する電圧変換回路である。いかなる数のフライングキャパシタおよびMOSFETスイッチングネットワークを利用する、多くの種類の先行技術のチャージポンプが存在するが、このタイプのコンバータは、昇圧または降圧のいずれかに予め設定され得るけれども、昇圧および降圧の両方の変換を行なうようには予め設定され得ない。
要約すると、先行技術のDC/DCコンバータおよび電圧調整器は、以下の表に要約されるような多くの制限に悩まされる。
Vin≒VOUTのとき、および狭いパルスの問題による100%に到達するデューティファクタのときのドロップアウトの悩みに加えて、誘導型ブーストコンバータは、デューティファクタがゼロに到達するときにも制限される。そのような状況においては、ブーストコンバータの高倍率で入力電圧を昇圧する能力は、極めて狭い高電流パルスにより制限され、効率が低下するとともに過渡電流に対して調整する能力を制限する。
本発明に従うDC/DC電圧コンバータにおいては、誘導型スイッチング電圧コンバータを含むプレ調整器の出力端子は、チャージポンプを含むポストコンバータの入力端子に結合される。プレ調整器は、降圧(バック)コンバータまたは昇圧(ブースト)コンバータのいずれかを含み得る。ポストコンバータは、整数倍チャージポンプまたは分数倍チャージポンプのいずれかを含み得る。プレ調整器の入力端子は、DC/DC電圧コンバータの入力端子であり、ポストコンバータの出力端子は、DC/DC電圧コンバータの出力端子である。
高効率DC/DCコンバータおよびスイッチングレギュレータの新しいファミリーが、出願番号11/890,818、11/890,941、11/890,956、11/890,994に開示され、それらの全ては2007年8月8日に出願され、参照によってここに引用される。これらのコンバータは、動的な昇降圧変換、および、広範囲の動作状態にわたって、モード切換え、不安定性のような複雑さを伴わない大きな電圧変換率を可能とする特徴を有する。
出願番号11/890,818および11/890,956に開示されたLCXUコンバータのファミリーにおいては、一般的なトポロジは、バッテリまたは電圧源51と、インダクタ53を伴うスイッチング電圧プレ調整器50Aと、中間電圧Vyまで充電される中間リザーバキャパシタ54とを備える、図3Aに示されるようなコンバータ50によって表わされ得る。インダクタ53の接続によって、プレ調整器50Aは、昇圧コンバータまたは降圧コンバータのいずれかを含み得る。
ここで、DはバックコンバータにおけるメインスイッチングMOSFETのデューティファクタである。ポストコンバータは、回路50,80の伝達関数を有し、それらは以下の式によって与えられる電圧伝達関数を有する。
ここで、n>1、すなわち、ダブラーポストコンバータ50Bの場合はn=2であり、または分数倍ポストコンバータ80Bの場合にはn=1.5である。これらの項を組み合わせると、全体のLCDU伝達関数は、以下の式によって与えられる。
1.5または2のようなnの値、および5%から95%の範囲のDが与えられると、このコンバータファミリーの電圧変換率VOUT/Vbattは、降圧動作については1より小さく、昇圧動作については1より大きく、または、VOUT≒Vbattのときには1または1の近くで動作する。LCDUコンバータは、動作モードを変更することなくこの広いレンジをカバーすることができ、1の電圧変換状態においてでさえも、モードの過渡状態中の不安定性および悪い性能に悩まされる従来の先行技術のバック・ブーストコンバータに優る大きな利益を提供する。
ここで、n>1、すなわち、ダブラーポストコンバータ50Bの場合はn=2であり、または分数倍ポストコンバータ80Bの場合にはn=1.5である。これらの項を組み合わせて、全体のLCUUの伝達関数は以下の式によって与えられる。
LCXUコンバータのファミリーにおいては、ポストコンバータから出力キャパシタへのエネルギ転送は、プレ調整器と1つまたはより多くのフライングキャパシタとの直列結合を含む。たとえば、図3Aに示されるダブラータイプLCXUコンバータ50を参照して、出力キャパシタ60の充電中は、コンバータ50は、プレ調整器50Aを表す理想的な要素である、電圧源66に直列のフライングキャパシタ60を有する回路70(図3C)に示されるように振舞う。電流(2)が、出力キャパシタ60の充電中に流れ、キャパシタ60に並列に取り付けられた負荷に電流を供給する。交互サイクル中、フライングキャパシタ55が充電されているときは、出力キャパシタ60は負荷によって要求される電流を供給しなければならない。
開示されたLCXUコンバータが固定周波数降圧動作について適合される場合、プレ調整器段は、伝達特性Vy=DVbattを示す。したがって、図6Aの等価回路120に示されるように、充電フェーズの期間中、LCDUコンバータは、従属電圧源121を用いて、過渡電流(1)によってフライングキャパシタ122を電圧Vyまで充電する。電荷転送フェーズの期間中、図6Bの等価回路125に示されるように、充電されたフライングキャパシタ122は、入力電圧源127の電圧Vbattの上に電気的に積み上げられる。結果として、電流(2)が流れて、その最終値VOUTまで出力キャパシタ126を充電する。電圧源127およびフライングキャパシタ122は直列接続されるので、電圧VOUTは、VOUTおよびVyの和となる。
本明細書で開示されたLCDUコンバータの実施形態の、入力電圧に対する出力電圧の等価伝達率は、以下の式によって与えられる。
開示されたLCXUコンバータが固定周波数昇圧(または、正確にはアップアップ(up-up))動作について適合された場合、プレ調整器段は、Vy=Vbatt/(1−D)となる伝達特性を示す。したがって、図7Aの等価回路170に示されるように、充電フェーズ期間中、LCUUコンバータは、従属電圧源171を用いて、過渡電流(1)によって電圧Vyまでフライングキャパシタ172を充電する。電荷転送フェーズ期間中は、図7Bの等価回路175に示されるように、充電されたフライングキャパシタ172は、入力電圧源173の電圧Vbattの上に電気的に積み上げられ、それによって、電流(2)が流れて出力キャパシタ174をその最終電圧VOUTまで充電する。フライングキャパシタ172および電圧源173は直列接続されているので、電圧VOUTは、VbattおよびVyの和となる。
前述のように、分数倍LCXUコンバータにおいては、コンバータから出力キャパシタへのエネルギ転送は、プリ調整器と、1つまたはより多くのフライングキャパシタとの直列結合を含む。たとえば、図4Aを再び参照して、出力キャパシタ94の充電期間中は、分数倍型LCXUコンバータ80は、プレ調整器80Aを表わす理想的な要素である、電圧源96に直列のフライングキャパシタ85,86とともに、等価回路95(図4B)に示されるような態様で動作する。図4Cに示されるように、出力キャパシタ94の充電期間中は、電流(2)が、電圧源96の上に積み上げられたフライングキャパシタ85,86の並列結合から流れて、出力キャパシタ94に並列に接続された負荷に電流を供給する。充電フェーズ期間中は、フライングキャパシタ85,86が充電されると、出力キャパシタ94は負荷によって要求される電流を供給しなければならない。
回路300は、MOSFET90,91が電圧Vyに接続されるコンバータ80とはトポロジ的に異なっている。コンバータ300においては、MOSFET90,91はMOSFET310,311に置き換えられ、それらは、中間電圧Vyではなく入力電圧Vbattに接続される。コンバータ300の動作原理は、図8Bの等価回路320に示されるように、直列接続されたフライングキャパシタ305,306を電圧Vyまで充電することを表わすことによって示され得、ここで従属電圧源321は、プレ調整器300Aの出力および充電されたキャパシタ304を表わす。フライングキャパシタ305,306の充電期間中、コンバータ80におけるフライングキャパシタ85,86の充電と同じ態様で、キャパシタ305,306の各々が電圧Vy/2に到達するまで、過渡電流(1)が流れる。
開示されたLCXUコンバータが固定周波数降圧動作について適合された場合、プレ調整器段は、伝達特性Vy=DVbattを示す。したがって、図9Aの等価回路350に示されるように、充電フェーズ期間中は、LCDUコンバータは従属電圧源351を使用して、過渡電流(1)によってフライングキャパシタ352,353を電圧Vy/2まで充電する。電荷転送フェーズ355期間中は、図9Bの等価回路355に示されるように、充電されたフライングキャパシタ352,353は並列に接続され、この並列結合は入力電圧源356の電圧Vbattの上に電気的に積み上げられる。結果として、電流(2)が流れて、出力キャパシタ357を最終電圧VOUTまで充電する。電圧源356およびフライングキャパシタ3532,353の並列結合が直列に接続されるので、電圧VOUTは、VbattとVy/2との和になる、
開示されたLCXUコンバータが固定周波数昇圧(または、正確にはアップアップ)動作について適合された場合、プレ調整器段は、Vy=Vbatt/(1−D)となる伝達特性を示す。したがって、図10Aの等価回路400に示されるように、充電フェーズ期間中は、LCUUコンバータは、従属電圧源401を用いて、過渡電流(1)によって電圧VyまたはVbatt/2(1−D)までフライングキャパシタ402,403の各々を充電する。電荷転送フェーズ期間中は、図10Bの等価回路405に示されるように、充電されたフライングキャパシタ402,403は並列に接続され、その並列結合は、入力電圧源406の電圧Vbattの上に電気的に積み上げられ、それによって、電流(2)が流れて出力キャパシタ407をその最終電圧VOUTまで充電する。フライングキャパシタ402,403の並列結合および電圧源406は直列接続されているので、電圧VOUTは、VbattおよびVyの和となる。
Claims (26)
- DC/DC電圧コンバータであって、
誘導型スイッチング電圧コンバータを含むプレ調整器を備え、
前記プレ調整器は、入力端子および出力端子を有し、
前記DC/DC電圧コンバータは、
チャージポンプを含むポストコンバータをさらに備え、
前記ポストコンバータは、前記プレ調整器の出力端子に結合された第1の入力端子、および前記プレ調整器の前記入力端子に結合された第2の入力端子を有する、DC/DC電圧コンバータ。 - 前記チャージポンプは、キャパシタを含み、
前記ポストコンバータの前記第1の入力端子は、第1のスイッチを通して前記キャパシタの第1の端子に結合され、
前記ポストコンバータの前記第2の入力端子は、第2のスイッチを通して前記キャパシタの第2の端子に結合される、請求項1に記載のDC/DC電圧コンバータ。 - 前記キャパシタの前記第1の端子は、第3のスイッチを通して前記コンバータの出力端子に結合され、
前記キャパシタの前記第2の端子は、第4のスイッチを通して接地に結合される、請求項2に記載のDC/DC電圧コンバータ。 - 前記第1、第2、第3および第4のスイッチの各々は、MOSFETを含む、請求項3に記載のDC/DC電圧コンバータ。
- 前記チャージポンプは、少なくとも2つのキャパシタを含み、
前記ポストコンバータの前記第1の入力端子は、第1のスイッチを通して、第1のキャパシタの第1の端子に結合され、
前記ポストコンバータの前記第2の入力端子は、第2のスイッチを通して、前記第1のキャパシタの第2の端子に結合され、
前記第1のキャパシタの前記第2の端子は、第3のスイッチを通して、第2のキャパシタの第1の端子に結合され、
前記ポストコンバータの前記第2の入力端子は、第4のスイッチを通して、前記第2のキャパシタの第2の端子に結合される、請求項1に記載のDC/DC電圧コンバータ。 - 前記第1のキャパシタの前記第1の端子は、第5のスイッチを通して、前記コンバータの出力端子に結合され、
前記第2のキャパシタの前記第2の端子は、第6のスイッチを通して接地に結合される、請求項5に記載のDC/DC電圧コンバータ。 - 前記第2のキャパシタの前記第1の端子は、第7のスイッチを通して、前記コンバータの前記出力端子に結合される、請求項6に記載のDC/DC電圧コンバータ。
- 前記第1、第2、第3、第4、第5、第6および第7のスイッチの各々は、MOSFETを含む、請求項7に記載のDC/DC電圧コンバータ。
- 前記プレ調整器は、前記プレ調整器の入力端子における電圧を昇圧するように適合される、請求項1に記載のDC/DC電圧コンバータ。
- 前記ポストコンバータは、前記ポストコンバータの入力端子における電圧を2倍にするように適合される、請求項9に記載のDC/DC電圧コンバータ。
- 前記ポストコンバータは、前記ポストコンバータの入力端子における電圧を、1.5の係数と掛け合わせるように適合される、請求項9に記載のDC/DC電圧コンバータ。
- 前記プレ調整器は、前記プレ調整器の前記入力端子における電圧を降圧するように適合される、請求項1に記載のDC/DC電圧コンバータ。
- 前記ポストコンバータは、前記ポストコンバータの入力端子における電圧を2倍にするように適合される、請求項12に記載のDC/DC電圧コンバータ。
- 前記ポストコンバータは、前記ポストコンバータの入力端子における電圧を、1.5の係数と掛け合わせるように適合される、請求項12に記載のDC/DC電圧コンバータ。
- DC入力電圧をDC出力電圧に変換する方法であって、
中間電圧を生成するために、インダクタの第1の端子を、前記DC入力電圧と接地との間で繰り返し切換えるステップと、
少なくとも1つのキャパシタを充電するために、前記中間電圧を使用するステップと、
反復的に、前記少なくとも1つのキャパシタの第1の端子を前記DC入力電圧に接続するとともに、前記少なくとも1つのキャパシタの第1の端子を前記DC入力電圧から切り離し、それによって前記キャパシタの第2の端子に前記DC出力電圧を生成するステップとを備える、方法。 - 出力キャパシタを提供するステップと、
前記少なくとも1つのキャパシタの前記第1の端子が前記DC入力電圧に接続されるときに、前記少なくとも1つのキャパシタの前記第2の端子を前記出力キャパシタに接続するステップと、
前記少なくとも1つのキャパシタの前記第1の端子が前記DC入力電圧から切り離されるときに、前記少なくとも1つのキャパシタの前記第2の端子を前記出力キャパシタから切り離すステップとをさらに備える、請求項15に記載の方法。 - 前記中間電圧が、前記少なくとも1つのキャパシタを充電するために用いられる間、前記インダクタの前記第1の端子は、前記DC入力電圧に接続される、請求項16に記載の方法。
- 前記中間電圧が前記少なくとも1つのキャパシタを充電するために用いられる間、前記インダクタを磁化するステップをさらに備える、請求項16に記載の方法。
- 前記少なくとも1つのキャパシタの前記第2の端子が前記出力キャパシタに接続され、かつ前記少なくとも1つのキャパシタの前記第1の端子が前記DC入力電圧に接続されている間、前記インダクタの前記第1の端子は前記DC入力電圧に接続される、請求項16に記載の方法。
- 前記少なくとも1つのキャパシタの前記第2の端子が前記出力キャパシタに接続され、かつ前記少なくとも1つのキャパシタの前記第1の端子が前記DC入力電圧に接続されている間、前記インダクタを磁化するステップをさらに備える、請求項16に記載の方法。
- DC入力電圧をDC出力電圧に変換する方法であって、
前記DC入力電圧にインダクタの第1の端子を接続するステップと、
中間電圧を生成するために、反復的に、インダクタの第2の端子を接地に接続するとともに、インダクタの前記第2の端子を接地から切り離すステップと、
少なくとも1つのキャパシタを充電するために、前記中間電圧を使用するステップと、
反復的に、前記少なくとも1つのキャパシタの第1の端子を前記DC入力電圧に接続するとともに、前記少なくとも1つのキャパシタの前記第1の端子を前記DC入力電圧から切り離し、それによって、前記キャパシタの第2の端子において前記DC出力電圧を生成する、方法。 - 出力キャパシタを提供するステップと、
前記少なくとも1つのキャパシタの前記第1の端子が前記DC入力電圧に接続されるときに、前記少なくとも1つのキャパシタの前記第2の端子を前記出力キャパシタに接続するステップと、
前記少なくとも1つのキャパシタの前記第1の端子が前記DC入力電圧から切り離されるときに、前記少なくとも1つのキャパシタの前記第2の端子を前記出力キャパシタから切り離すステップとをさらに備える、請求項21に記載の方法。 - 前記中間電圧が、前記少なくとも1つのキャパシタを充電するために用いられる間、前記インダクタの前記第2の端子は接地に接続される、請求項22に記載の方法。
- 前記中間電圧が、前記少なくとも1つのキャパシタを充電するために用いられる間、前記インダクタを磁化するステップをさらに備える、請求項22に記載の方法。
- 前記少なくとも1つのキャパシタの前記第2の端子が前記出力キャパシタに接続され、かつ前記少なくとも1つのキャパシタの前記第1の端子が前記DC入力電圧に接続されている間、前記インダクタの前記第2の端子は接地に接続される、請求項22に記載の方法。
- 前記少なくとも1つのキャパシタの前記第2の端子が前記出力キャパシタに接続され、かつ前記少なくとも1つのキャパシタの前記第1の端子が前記DC入力電圧に接続されている間、前記インダクタを磁化するステップをさらに備える、請求項22に記載の方法。
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