JP2011259192A - マルチバイブレータ回路および電圧変換回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】第1のFET21および第2のFET22と、負荷としての第1の抵抗R21および第2の抵抗R22と、第2のFET22ゲートと電源電圧源との間に接続された第3の抵抗R23と、第1のFET21のゲートと電源電圧源との間に接続された第4の抵抗R24と、第1のFET21のドレインと第2のFET22のゲート間に接続された第1のキャパシタC21と、第2のFET22ドレインと第1のFET21のゲート間に接続され第2のキャパシタC22と、第1のFET21のゲートと接地電位との間に接続されたダイオード接続した第3のFET23と、第2のFET22のゲートと接地電位との間に接続されたダイオード接続した第4のFET24とを有する。
【選択図】図3
Description
マルチバイブレータ回路10は、第1のエンハスメント型電界効果トランジスタ(FET)11、第2のFET12、第1の抵抗R11、第2の抵抗R12、第3の抵抗R13、第4の抵抗R14、第1のキャパシタC11、および第2のキャパシタC12を有する。
マルチバイブレータ回路10は、ノードND11,ND12,ND13,ND14、ノードND11に接続された出力端子TOUT11、およびノードND12に接続された出力端子TOUT12を有する。
第1のFET11のドレインがノードND11に接続され、第2のFET12のドレインがノードND12に接続されている。
第1のFET11のゲートがノードND14に接続され、第2のFET12のゲートがノードND13に接続されている。
第1の抵抗R11が電源電圧VDDの供給源SVDDとノードND11間に接続され、第2の抵抗R12が電源電圧VDDの供給源SVDDとノードND12間に接続されている。
第3の抵抗R13が電源電圧VDDの供給源SVDDとノードND13間に接続され、第4の抵抗R14が電源電圧VDDの供給源SVDDとノードND14間に接続されている。
第1のキャパシタC11がノードND11とノードND13間に接続され、第2のキャパシタC12がノードND12とノードND14間に接続されている。
この問題を解決したマルチバイブレータ回路が特許文献1に提案されている。
すなわち、マルチバイブレータ回路10Aでは、第3の抵抗R13が第1のFET11のゲートとドレイン間に接続され、第4の抵抗R14が第2のFET12のゲートとドレイン間に接続されている。
この構成をとることにより、第1のFET11のゲート電圧が論理「H(High)」となった場合には、第2の抵抗R12、第2のキャパシタC12、第3の抵抗R13およびオン状態の第1のFET11を介して、電源から接地側へ電流が流れる。
また、第2のFET12のゲート電圧が論理値Hとなった場合には、第1の抵抗R11、第1のキャパシタC11、第4の抵抗R14およびオン状態の第2のFET12を介して、電源から接地側へ電流が流れる。
これにより、第1のFET11および第2のFET12は、ゲート電圧が次第に低下するようになっている。
このため、ゲート電圧が論理値HからL(Low)となる際に確実にピンチオフ電圧とすることができ、低電流、低電圧での安定、確実な発振が確保される。
このため、このマルチバイブレータ回路を適用した電圧変換回路(DC‐DCコンバータ)等では発振周波数によって出力電圧のバラツキが発生するため、安定した特性取得が困難となり、許容されるFETバラツキ範囲が狭くなるという不利益がある。
なお、説明は以下の順序で行う。
1.第1の実施形態(マルチバイブレータ回路の第1の構成例)
2.第2の実施形態(マルチバイブレータ回路の第2の構成例)
3.第3の実施形態(高周波スイッチ回路の構成例)
図3は、本発明の第1の実施形態に係るマルチバイブレータ回路を示す図である。
マルチバイブレータ回路20は、第1の抵抗R21、第2の抵抗R22、第3の抵抗R23、第4の抵抗R24、第5の抵抗R25、第6の抵抗R26、第7の抵抗R27、第8の抵抗R28、第1のキャパシタC211、および第2のキャパシタC22を有する。
マルチバイブレータ回路20は、ノードND21,ND22,ND23,ND24、ノードND21に接続された出力端子TOUT21、およびノードND22に接続された出力端子TOUT22を有する。
第1のFET21のドレインがノードND21に接続され、第2のFET22のドレインがノードND22に接続されている。
第1のFET21のゲートがノードND24に接続され、第2のFET22のゲートがノードND23に接続されている。
第1の抵抗R21が電源電圧VDDの供給源SVDDとノードND21間に接続され、第2の抵抗R22が電源電圧VDDの供給源SVDDとノードND22間に接続されている。
第3の抵抗R23が電源電圧VDDの供給源SVDDとノードND23間に接続され、第4の抵抗R24が電源電圧VDDの供給源SVDDとノードND24間に接続されている。
第1のキャパシタC21がノードND21とノードND23間に接続され、第2のキャパシタC22がノードND22とノードND24間に接続されている。
第4のFET24のドレインが第2のFET22のゲートおよびノードND23に接続され、自身のゲートとドレイン間が第6の抵抗R26を介して接続され、ソースが第8の抵抗R28を介して接地電位GNDに接続されている。
同様に、第2のFET22のゲート部に、第6の抵抗R26でゲートとドレインが接続され、ダイオード接続された第4のFET24が接続されている。
そして、ダイオード接続される第3のFET23および第4のFET24は、第1のFET21および第2のFET22と同一特性を有する。
これにより、マルチバイブレータ回路20は、FETの特性、たとえば閾値バラツキによる発振周波数を安定させている。
たとえば、第5の抵抗R25および第6の抵抗R26の抵抗値は第3の抵抗R23および第4の抵抗R24の抵抗値の1/20程度である。
第7の抵抗R27および第8の抵抗R28の抵抗値は第3の抵抗R23および第4の抵抗R24の抵抗値の1/15程度である。
第4のFET24、第6の抵抗R26、および第8の抵抗R28により第2のバイアス回路BIAS22が形成されている。
そして、第1のバイアス回路BIAS21と第2のバイアス回路BIAS22は、同じ該当部は同じ定数で構成される。
第5の抵抗R25は第3のFET23のゲートへの電流の流れを抑制するために配置され、第6の抵抗は第4のFET24のゲートへの電流の流れを抑制するために配置されている。
第7の抵抗R27は第1のバイアス回路BIAS21のバイアス調整用に配置され、第8の抵抗R28は第2のバイアス回路BIAS22のバイアス調整用に配置されている。
これにより、キャパシタC21,C22への充電電圧をFET特性によって可変させ発振周波数を安定化させる特徴を有している。
また、ゲート電圧が負電圧に遷移時にはダイオード特性バイアス回路は逆方向動作となるため、絶縁状態とすることにより、負電圧からのRC積分回路動作時には、バイアス回路BIAS21,BIAS22による影響をなくすことを特徴としている。
図4(A)〜(D)は、本実施形態に係るマルチバイブレータ回路の動作を説明するための図である。
図4(A)は第1のFET21のゲート電圧をVg1、図4(B)は第1のFET21のドレイン電圧(第1の出力信号)OSC1を示している。図4(C)は第2のFET22のゲート電圧Vg2を、図4(D)は第2のFET22のドレイン電圧OSC2を示している。
なお、第1のFET21のゲート電圧Vg1はその後、第2のFET22のドレイン電圧OSC2の立上がりによってキャパシタC22を通じて急峻に上昇するが、バイアス回路BIAS21による順方向電流によって次第に降下する。
ここで、遷移直前の第2のFET22のゲート電圧Vg2はバイアス回路BIAS22により、ダイオード接続の順方向成分Vfと第8の抵抗R28の抵抗成分により分圧されている。このとき、Vg2<OUT21を維持し、第1のキャパシタC21の充電電圧(Vc21)を大きくなるようにしている。ただし、発振開始当初は十分に充電されていないため、落ち込みは少ない。
ここで、遷移後の第2のFET22のゲート電圧Vg2は−Vc21であり、バイアス回路BIAS22のダイオード接続による逆方向特性により絶縁状態となっている。このときの積分動作は第3の抵抗R23と第1のキャパシタC21で行われ、バイアス回路BIAS222による影響は軽微である。
なお、第2のFET22のゲート電圧Vg2はその後、第1のFET21のドレイン電圧OSC1立上がりによって第1のキャパシタC21を通じて急峻に上昇するが、バイアス回路BIAS22による順方向電流によって次第に降下する。
ここで、遷移前の第1のFET21のゲート電圧Vg1はバイアス回路BIAS21により、ダイオード接続の順方向成分Vfと第7の抵抗成分により分圧されており、Vg1<OUT22を維持し、第2のキャパシタC22の充電電圧(Vc22)は大きい。
ここで、遷移後の第1のFET21のゲート電圧Vg1は−Vc22になっており、バイアス回路BIAS21のダイオード接続による逆方向特性により絶縁状態となっており、積分動作は第4の抵抗R24と第2のキャパシタC22で行われている。
図5は、第1のキャパシタC11の両端の電圧推移を示す図であって、図4(B)の第1のFET21のドレイン電圧OSC1と図4(C)の第2のFET22の電圧画像を重ね合わせて示す図である。
第1のキャパシタC21のノードND23(第2のFET22のゲート)に接続された他端側の電位(電圧)は、バイアス回路BIAS22の分圧により次第に電圧降下していく。
この切り替わる直前の第1のFET21のドレイン電圧OSC1と第2のFET22のゲート電圧Vg2の電位差は第1のキャパシタC21に充電されている電圧と見なされる。
切り替わり後、第1のFET21のドレイン電圧OSC1は接地電位GNDレベルに、第2のFET22のゲート電圧Vg2は、充電されている電圧分、マイナス側に降下する。
なお、着実に第2のFET22の閾値電圧Vthよりも低くなるように、第1のキャパシタC21の充電電圧を設定可能となる。
すなわち、第2のキャパシタC22のノードND22(第1のFET22のドレイン)に接続された一端側の電位(電圧)は、第2のFET22がオフ時、第2の抵抗R22と第2のキャパシタC22の時定数で上昇する。
第2のキャパシタC22のノードND24(第1のFET21のゲート)に接続された他端側の電位(電圧)は、バイアス回路BIAS21の分圧により次第に電圧降下していく。
この切り替わる直前の第2のFET22のドレイン電圧OSC2と第1のFET21のゲート電圧Vg1の電位差は第2のキャパシタC22に充電されている電圧と見なされる。
切り替わり後、第2のFET22のドレイン電圧OSC2は接地電位GNDレベルに、第1のFET21のゲート電圧Vg1は、充電されている電圧分、マイナス側に降下する。
なお、着実に第1のFET21の閾値電圧Vthよりも低くなるように、第2のキャパシタC22の充電電圧を設定可能となる。
図7は、図6の特性を有するFETを用いた際のバイアス回路の電圧-電流特性を示す図である。
このため、FETの閾値Vthが変動した際には、バイアス電圧もVthに依存した変動をする。
上記の<3>および<6>の動作時、キャパシタC21、C22への印加電圧は閾値Vthが小さい場合は大きく、閾値Vthが大きい場合は小さくなる。
この印加電圧の違いは、上記の<4>および<7>の動作時の第2のFET22のゲート電圧Vg2および第1のFET21のゲート電圧Vg1の遷移する負電圧値に現れる。
このとき、閾値Vthが小さい場合は、遷移する負電圧値は大きく、閾値Vthが大きい場合は小さくなる。
ここで、RC積分回路は、発振周波数は、第3の抵抗R23と第1のキャパシタC21、並びに、第4の抵抗R24と第2のキャパシタC22により形成される。
本実施形態においては、バイアス回路BIAS21,BIAS22にダイオード接続したFETを用いることで、FETの閾値Vth特性差による負電圧−FET Vthの電圧差を抑え込むことで、発振周波数の安定を実現している。
ここで、第1の比較例(1)として図1のマルチバイブレータ回路10を適用し、第2の比較例(2)として図2のマルチバイブレータ回路10Aを適用した。
図8(A)が第1の比較例(1)のシミュレーション結果を、図8(B)が第2の比較例(2)のシミュレーション結果を、図8(C)が本実施形態に係るマルチバイブレータ回路(本回路)のシミュレーション結果を、それぞれ示している。
図8(A)〜(C)において、横軸がFETの閾値Vthを、縦軸が発振周波数をそれぞれ示している。
図9(A)が第1の比較例(1)のシミュレーション結果を、図9(B)が第2の比較例(2)のシミュレーション結果を、図9(C)が本実施形態に係るマルチバイブレータ回路(本回路)のシミュレーション結果を、それぞれ示している。
図9(A)〜(C)において、横軸がFETの閾値Vthを、縦軸が消費電流をそれぞれ示している。
図10は、本発明の第2の実施形態に係るマルチバイブレータ回路を示す図である。
マルチバイブレータ回路20Aは、第1のFET21および第2のFET22のソース、第7の抵抗R27および第8の抵抗R28の接地側端子と接地電位GNDとの間にスイッチとして機能する第5のFET25を配置したことにある。
第5のFET25のソースが接地電位GNDに接続され、ドレインが第1のFET21および第2のFET22のソース、並びに第7の抵抗R27および第8の抵抗R28の接地側端子に接続されている。
そして、第5のFET25のゲートが、第9の抵抗R29を介してイネーブル信号ENが供給される制御端子TCに接続されている。
マルチバイブレータ回路20Aによれば、動作時のみ第5のFET25をオンさせ、非動作時には第5のFET25をオフさせることが可能で、さらなる低消費電力化を図ることが可能である。
図11は、本発明の第3の実施形態に係る高周波スイッチ回路の構成例を示すブロック図である。
図11の高周波スイッチ回路100は、発振回路部110、チャージポンプ回路部120、レベルシフト回路部130、ロジック回路部140、およびスイッチ回路部150を有する。
図11の高周波スイッチ回路100においては、上述した第1または第2の実施形態のマルチバイブレータ回路20,20Aが発振回路部110として適用される。
発振回路部110の発振周波数をもとに、チャージポンプ回路部120にて、端末から供給される電源電圧VDDと異なる電圧Vcpを生成(昇圧電力もしくは負電源)し、電圧Vcpをレベルシフト回路部130に供給する。
レベルシフト回路部130で、ロジック回路部140からのレベルシフト制御信号をもとにスイッチ回路部150に電圧Vcpを供給する。
図12の発振回路部110は、第1の実施形態に係る図3のマルチバイブレータ回路20が適用されている。
図12においては、理解を容易にするために、発振回路部110の各構成素子を図3と同一符号をもって表している。
だだし、第1のFET21および第2のFET22は、それぞれ2つのFETを縦続接続して構成されている。機能的には、すでに説明したマルチバイブレータ回路20と同様である。
なお、図12において、FET31〜33は2つのFETを縦続接続して示しているが、以下では一つのFETとして説明する。
ダイオードD31のアノードが抵抗R31を介してノードND31に接続され、カソードがダイオードD32のアノードに接続され、その接続点によりノードND32が形成されている。
ダイオードD32のカソードがダイオードD33のアノードに接続され、その接続点によりノードND33が形成されている。ダイオードD33のカソードがダイオードD34のアノードに接続され、その接続点によりノードND34が形成されている。ダイオードD34のカソードが出力ノードND35に接続されている。
キャパシタC31の一端側がノードND32に接続され、他端側がFET31のドレインに接続され、その接続点によりノードND36が形成されている。
キャパシタC32の一端側がノードND33に接続され、他端側がFET32のドレインに接続され、その接続点によりノードND37が形成されている。
キャパシタC33の一端側がノードND34に接続され、他端側がFET33のドレインに接続され、その接続点によりノードND38が形成されている。
FET31〜33のソースが接地電位に接続されている。奇数段のFET31,33のゲートには抵抗R35を介して正相のクロックCLKが供給され、偶数段のFET32のゲートには抵抗R36を介して逆相のクロック/CLKが供給される。
出力ノードND35と接地電位GNDとの間にキャパシタC34が接続されている。
また、ノードND36が抵抗R32を介してノードND31に接続され、ノードND37が抵抗R33を介してノードND31に接続され、ノードND38が抵抗R34を介してノードND31に接続されている。
このような構成を有するチャージポンプ回路部120は、図12および図13に示すような、ディックソン型のチャージポンプ回路として機能する。
クロックCLK、/CLKにより縦続接続されたダイオードD31〜D33のカソード側のノードND32〜ND34がたたき上げおよび下げが繰り返される。これにより、ノードND32〜ND34の電位が徐々に昇圧されて出力ノードND35から昇圧された電圧Vcpが出力される。
チャージポンプ回路の段数をnとすると、生成されるチャージポンプ電圧Vcpは次式で与えられる。
Claims (10)
- ソースが接地電位に接続された第1の電界効果トランジスタと、
ソースが接地電位に接続された第2の電界効果トランジスタと、
上記第1の電界効果トランジスタのドレインと電源電圧の供給源との間に接続された第1の抵抗と、
上記第2の電界効果トランジスタのドレインと電源電圧の供給源との間に接続された第2の抵抗と、
上記第2の電界効果トランジスタのゲートと電源電圧の供給源との間に接続された第3の抵抗と、
上記第1の電界効果トランジスタのゲートと電源電圧の供給源との間に接続された第4の抵抗と、
上記第1の電界効果トランジスタのドレインと上記第2の電界効果トランジスタのゲート間に接続され、上記第3の抵抗と積分回路を形成する第1のキャパシタと、
上記第2の電界効果トランジスタのドレインと上記第1の電界効果トランジスタのゲート間に接続され、上記第4の抵抗と積分回路を形成する第2のキャパシタと、
上記第1の電界効果トランジスタのゲートと接地電位との間に接続されたダイオード接続した第3の電界効果トランジスタと、
上記第2の電界効果トランジスタのゲートと接地電位との間に接続されたダイオード接続した第4の電界効果トランジスタと
を有するマルチバイブレータ回路。 - 上記第3の電界効果トランジスタのゲートとドレイン間の接続経路に第5の抵抗が接続され、当該第3の電荷効果トランジスタのドレインが上記第1の電界効果トランジスタのゲートに接続されている
請求項1記載のマルチバイブレータ回路。 - 上記第4の電界効果トランジスタのゲートとドレイン間の接続経路に第5の抵抗が接続され、当該第4の電荷効果トランジスタのドレインが上記第2の電界効果トランジスタのゲートに接続されている
請求項1または2記載のマルチバイブレータ回路。 - 上記第3の電界効果トランジスタのソースと接地電位との間に接続されたバイアス調整用の第7の抵抗を有する
請求項1から3のいずれか一に記載のマルチバイブレータ回路。 - 上記第4の電界効果トランジスタのソースと接地電位との間に接続されたバイアス調整用の第8の抵抗を有する
請求項1から4のいずれか一に記載のマルチバイブレータ回路。 - 正相のクロックおよび当該正相のクロックと逆相にクロックを生成するマルチバイブレータ回路を含む発振回路部と、
上記発振回路部により供給される正相及び逆相のクロックに応じて供給される電圧と異なる電圧を生成する出力する電圧生成部と、を有し、
上記発振回路部の上記マルチバイブレータ回路は、
ソースが接地電位に接続された第1の電界効果トランジスタと、
ソースが接地電位に接続された第2の電界効果トランジスタと、
上記第1の電界効果トランジスタのドレインと電源電圧の供給源との間に接続された第1の抵抗と、
上記第2の電界効果トランジスタのドレインと電源電圧の供給源との間に接続された第2の抵抗と、
上記第2の電界効果トランジスタのゲートと電源電圧の供給源との間に接続された第3の抵抗と、
上記第1の電界効果トランジスタのゲートと電源電圧の供給源との間に接続された第4の抵抗と、
上記第1の電界効果トランジスタのドレインと上記第2の電界効果トランジスタのゲート間に接続され、上記第3の抵抗と積分回路を形成する第1のキャパシタと、
上記第2の電界効果トランジスタのドレインと上記第1の電界効果トランジスタのゲート間に接続され、上記第4の抵抗と積分回路を形成する第2のキャパシタと、
上記第1の電界効果トランジスタのゲートと接地電位との間に接続されたダイオード接続した第3の電界効果トランジスタと、
上記第2の電界効果トランジスタのゲートと接地電位との間に接続されたダイオード接続した第4の電界効果トランジスタと、を含む
電圧変換回路。 - 上記第3の電界効果トランジスタのゲートとドレイン間の接続経路に第5の抵抗が接続され、当該第3の電荷効果トランジスタのドレインが上記第1の電界効果トランジスタのゲートに接続されている
請求項6記載の電圧変換回路。 - 上記第4の電界効果トランジスタのゲートとドレイン間の接続経路に第5の抵抗が接続され、当該第4の電荷効果トランジスタのドレインが上記第2の電界効果トランジスタのゲートに接続されている
請求項6または7記載の電圧変換回路。 - 上記第3の電界効果トランジスタのソースと接地電位との間に接続されたバイアス調整用の第7の抵抗を有する
請求項6から8のいずれか一に記載の電圧変換回路。 - 上記第4の電界効果トランジスタのソースと接地電位との間に接続されたバイアス調整用の第8の抵抗を有する
請求項6から9のいずれか一に記載の電圧変換回路。
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