JP2011247610A - インピーダンス検出回路およびインピーダンス検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な調整で寄生容量の影響を除去することができるインピーダンス検出回路およびインピーダンス検出方法を提供することである。
【解決手段】本発明にかかるインピーダンス検出回路は、検出回路１０、補正回路２０、減算回路３０、および交流信号発生器４０を有する。検出回路１０は、被測定容量Ｃｓが一端に接続される信号線５０の他端と接続された反転入力端子、信号線５０の少なくとも一部を覆うシールド線５１および交流信号発生器４０の出力と接続された非反転入力端子、および出力端子を備える演算増幅器ＡＭＰ１と、演算増幅器ＡＭＰ１の出力端子と反転入力端子との間に接続された帰還抵抗Ｒ２と、を有する。補正回路２０は、抵抗Ｒ３および可変容量Ｃｖを備え、可変容量Ｃｖの容量値を調整することで演算増幅器ＡＭＰ１から出力された検出信号Ｓ７を補正する。
【選択図】図２

Description

本発明はインピーダンス検出回路およびインピーダンス検出方法に関し、特に寄生容量の影響を除去することができるインピーダンス検出回路およびインピーダンス検出方法に関する。

近年、電子機器等のシステムの高度化に伴い、容量センサーなどインピーダンスを検出する回路が広く使用されている。そのため、様々な箇所に搭載して使用できるように、小型で調整が簡単で、更に外部環境によらず正確にインピーダンスを検出することができるインピーダンス検出回路が望まれている。

図８は、特許文献１に開示されているインピーダンス検出回路を説明するための回路図である。図８に示す特許文献１にかかるインピーダンス検出回路は、被測定容量１３０の未知の静電容量Ｃｓを対応の（すなわち、Ｃｓに比例する）電圧に変換するように動作する。図８において、インピーダンス検出回路は、検出回路１３１と位相補償回路１３２と振幅補償回路１３３と減算回路１３４と交流信号発生器１３５とから構成される。

検出回路１３１は被測定容量１３０の容量Ｃｓを検出するための回路である。検出回路１３１は、電圧利得が閉ループ利得よりも極めて大きく、ほぼ無限大であるように見える演算増幅器１４１を有する。演算増幅器１４１の出力端子と反転入力端子（−）との間には帰還抵抗１４２が接続され、演算増幅器１４１に負帰還がかけられる。演算増幅器１４１の非反転入力端子（＋）には交流信号発生器１３５から出力される駆動信号が印加される。演算増幅器１４１の反転入力端子（−）には、一端が被測定容量１３０の一方の電極と接続された信号線１４３の他端が接続される。被測定容量１３０の他方の電極は、接地されるか、一定の直流バイアスＶｈが印加されるか、または非接地である。

外部からのノイズ等の不要信号が信号線１４３に誘導されるのを防止するために、信号線１４３の周囲はシールド線１４４によって包囲される。シールド線１４４は接地されず、演算増幅器１４１の非反転入力端子（＋）と接続される。

なお、図８の符号Ｃｐは信号線１４３のシールドされていない部分、すなわち信号線が露出されている部分に生じる寄生容量であり、これを介して周囲の交流信号が反転入力端子（−）に印加される可能性がある。

演算増幅器１４１には帰還抵抗１４２を介して負帰還がかかっており、演算増幅器１４１はその電圧利得の方が閉ループ利得よりも極めて大きく、電圧利得はほぼ無限大であるように見えるので、演算増幅器１４１の両入力端子間はイマジナリショートの状態にある。すなわち、演算増幅器１４１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）との間の電位差は実質的にゼロである。したがって、信号線１４３とシールド線１４４とは同じ電位（いわゆる電圧）にあるので、信号線１４３とシールド線１４４との間に生じる浮遊容量（寄生容量）をキャンセルすることができる。このことは信号線１４３の長さに関係なく成立し、さらに信号線１４３の移動や折り曲げ等に関係なく成立する。

位相補償回路１３２は、交流信号発生器１３５から出力される駆動信号の位相を補償するための回路である。位相補償回路１３２は演算増幅器１５１を含み、演算増幅器１５１の出力端子と反転入力端子（−）との間には、抵抗値がＲ_１の帰還抵抗１５２が接続される。演算増幅器１５１の反転入力端子（−）には、交流信号発生器１３５から出力される駆動信号が抵抗値Ｒ_１の抵抗１５３を介して供給される。また、この駆動信号は抵抗値Ｒ_ｉ２の可変抵抗１５４を介して演算増幅器１５１の非反転入力端子（＋）にも供給される。この非反転入力端子（＋）は容量Ｃ_２のコンデンサ１５５を介して接地される。

振幅補償回路１３３は、交流信号発生器１３５からの駆動信号の振幅を補償するための回路である。振幅補償回路１３３は、演算増幅器１６１を含み、演算増幅器１６１の出力端子と反転入力端子（−）との間には、抵抗値Ｒ_ｆ３の帰還抵抗１６２が接続される。演算増幅器１６１の反転入力端子（−）には、抵抗値Ｒ_ｉ３の抵抗１６３を介して位相補償回路の出力電圧、すなわち演算増幅器１５１の出力電圧Ｖ_２が印加され、非反転入力端子（＋）は接地される。さらに、演算増幅器１６１の出力Ｖ_３は、抵抗値Ｒ_ｉ１の抵抗１４５を介して演算増幅器１４１の反転入力端子（−）に供給される。更に付け加えると、静電容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐとによって発生する電流は、帰還抵抗１４２に向かって流れるが、このとき、付加されているＣｐの分の電流を打ち消すように、振幅補償回路１３３の出力から抵抗１４５を介して調整された電流が帰還抵抗１４２に流れ込んでいる。

減算回路１３４は、検出回路１３１の出力から交流信号発生器１３５の出力を引き去るための回路である。減算回路１３４は、演算増幅器１７１を含み、演算増幅器１７１の出力端子と反転入力端子（−）との間には、抵抗値がＲ_１の帰還抵抗１７２が接続される。演算増幅器１７１の反転入力端子（−）には、抵抗値Ｒ_１の抵抗１７３を介して検出回路１３１の出力、すなわち演算増幅器１４１の出力Ｖ_１が印加され、非反転入力端子（＋）には、抵抗値Ｒ_１の抵抗１７４を介して交流信号発生器１３５の出力が印加される。この非反転入力端子（＋）には、抵抗値Ｒ_１の抵抗１７５を介して直流バイアスＶｈが印加される。

交流信号発生器１３５から出力される駆動信号は、交流信号Ｖｄｖと直流バイアスＶｈとの和であるが、直流バイアスＶｈはゼロであってもよい。以下、図８に示すインピーダンス検出回路の動作を説明する。検出回路１３１の演算増幅器１４１の反転入力端子と被測定容量１３０を形成する電極の一方とを結ぶ信号線１４３はシールド線１４４によって包囲されてシールドされている。しかし、被測定容量１３０が接続されていないときであっても、このインピーダンス検出回路の出力、すなわち演算増幅器１７１の出力Ｖｏｕｔの位相は、交流信号Ｖｄｖの位相から僅かではあるがシフトする。これは、信号線１４３のシールドされていない部分に生じる寄生容量Ｃｐが残留するためである。

したがって、こうした位相シフトをキャンセルするために、交流信号Ｖｄｖの位相及び振幅を位相補償回路１３２及び振幅補償回路１３３でそれぞれ調整してから、調整後の信号すなわち演算増幅器１６１の出力Ｖ_３を、抵抗１４５を介して検出回路１３１の演算増幅器１４１の反転入力端子に帰還させる。

この場合、交流信号Ｖｄｖの角周波数をωとすると、位相補償回路１３２の出力Ｖ_２は下記のように表される。

振幅補償回路１３３の出力Ｖ_３は下記のように表される。

検出回路１３１の出力Ｖ_１は下記のように表される。

減算回路１３４の出力Ｖｏｕｔは下記のように表される。

ここで、Ｐ及びＱは下記のとおりである。

したがって、抵抗１５４の抵抗値Ｒ_ｉ２及び抵抗１６３のＲ_ｉ３を寄生容量Ｃｐに依存して調整することにより、Ｐ＝０及びＱ＝０の条件を実現することができる。被測定容量１３０の静電容量Ｃｓを測定する際には、被測定容量１３０を接続する前に、これらの抵抗値Ｒ_ｉ２及びＲ_ｉ３の調整を行う。この条件においては、抵抗１５４の抵抗値Ｒ_ｉ２及び抵抗１６３のＲ_ｉ３は次の式を満たすよう調整される。

その結果、減算回路３４の出力Ｖｏｕｔは次のようになる。

この式（９）は、減算回路１３４の出力Ｖｏｕｔの振幅が、寄生容量Ｃｐに影響されることなく、被測定容量１３０の静電容量Ｃｓに比例することを示している。

以上で説明したように、図８に示すインピーダンス検出回路においては、２つの可変抵抗の値を調整することにより、寄生容量Ｃｐに影響されず且つ被測定容量１３０の静電容量Ｃｓに比例する値を持つ出力信号を得ることができる。

特開２００２−３５０４７７号公報

図８に示した特許文献１に開示されているインピーダンス検出回路では、寄生容量の影響により検出回路１３１の演算増幅器１４１の反転入力端子に入力される信号の位相が、演算増幅器１４１の非反転入力端子に入力される原信号に対して遅れる。このため、図８に示したインピーダンス検出回路では、位相補償回路１３２と振幅補償回路１３３を用いて、非反転入力端子に入力される原信号の位相と振幅を調整している。つまり、位相補償回路１３２と振幅補償回路１３３を用いて調整した後の信号（演算増幅器１６１の出力）を検出回路１３１の演算増幅器１４１の反転入力端子に帰還させることで位相遅れを打ち消し、寄生容量の影響を除去している。

このとき、図８に示したインピーダンス検出回路では、位相補償回路１３２の可変抵抗１５４と振幅補償回路１３３の可変抵抗１６２の２つを調整する必要があり、調整が煩雑になるという問題がある。

本発明にかかるインピーダンス検出回路は、交流信号を発生する交流信号発生器と、 被測定容量が一端に接続される信号線の他端と接続された反転入力端子、前記信号線の少なくとも一部を覆うシールド線および前記交流信号発生器の出力と接続された非反転入力端子、および出力端子を備える第１の演算増幅器と、当該第１の演算増幅器の前記出力端子と前記反転入力端子との間に接続された第１の帰還抵抗と、を有する検出回路と、一端が前記第１の演算増幅器の出力端子と接続され、他端が第１のノードと接続された第１の抵抗と、一端が前記第１のノードと電気的に接続された可変容量とを備えると共に、前記可変容量の容量値を調整することで前記第１の演算増幅器から出力された検出信号を補正し、補正後の検出信号を前記第１のノードから出力する補正回路と、前記補正回路から出力された補正後の検出信号から前記第１の演算増幅器の反転入力端子に入力される信号を減算する減算回路と、を有する。

本発明にかかるインピーダンス検出回路では、第１の抵抗と可変容量とを備える補正回路を有し、この補正回路の可変容量のみを調整することで第１の演算増幅器から出力された検出信号を補正することができる。よって、補正回路の可変容量のみを調整することによって寄生容量の影響を除去することができるので、インピーダンス検出回路の調整が簡単になる。

本発明にかかるインピーダンス検出方法は、交流信号を発生する交流信号発生器と、 被測定容量が一端に接続される信号線の他端と接続された反転入力端子、前記信号線の少なくとも一部を覆うシールド線および前記交流信号発生器の出力と接続された非反転入力端子、および出力端子を備える第１の演算増幅器と、当該第１の演算増幅器の前記出力端子と前記反転入力端子との間に接続された第１の帰還抵抗と、を有する検出回路と、一端が前記第１の演算増幅器の出力端子と接続され、他端が第１のノードと接続された第１の抵抗と、一端が前記第１のノードと電気的に接続された可変容量とを備え、補正後の検出信号を前記第１のノードから出力する補正回路と、前記補正回路から出力された補正後の検出信号から前記第１の演算増幅器の反転入力端子に入力される信号を減算する減算回路と、を有するインピーダンス検出回路を用いて被測定容量のインピーダンスを検出するインピーダンス検出方法であって、前記補正回路の可変容量の容量値を調整することで、前記第１の演算増幅器から出力された検出信号の位相を遅らせると共に、当該検出信号の振幅を減衰させる。

本発明にかかるインピーダンス検出方法では、第１の抵抗と可変容量とを備える補正回路の可変容量のみを調整することで第１の演算増幅器から出力された検出信号を補正することができる。よって、補正回路の可変容量のみを調整することによって寄生容量の影響を除去することができるので、インピーダンス検出回路の調整が簡単になる。

本発明により簡単な調整で寄生容量の影響を除去することができるインピーダンス検出回路およびインピーダンス検出方法を提供することができる。

実施の形態１にかかるインピーダンス検出回路を示すブロック図である。 実施の形態１にかかるインピーダンス検出回路を示す回路図である。 実施の形態１にかかるインピーダンス検出回路を示す回路図である。 実施の形態２にかかるインピーダンス検出回路を示すブロック図である。 実施の形態２にかかるインピーダンス検出回路を示す回路図である。 実施の形態３にかかるインピーダンス検出回路を示す回路図である。 実施の形態４にかかるインピーダンス検出回路を示す回路図である。 特許文献１に開示されているインピーダンス検出回路を示す回路図である。

実施の形態１
以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。
図１は、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路（インピーダンス−電圧変換回路）を示すブロック図である。本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路は、インピーダンスの値に比例した電圧を出力ＶＯＵＴとして得ることができる回路である。図１に示すインピーダンス検出回路は、検出回路１０、補正回路２０、減算回路３０、および交流信号発生回路４０を有する。また、図２は本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路の具体的な構成を示す回路図である。以下、図１、図２を用いてインピーダンス検出回路の各構成について詳細に説明する。

交流信号発生器４０は、交流信号である正弦波信号Ｓ１を生成し出力する。交流信号発生器４０から出力される正弦波信号Ｓ１は、交流信号成分Ｖｄｖと交流信号振幅の中点電位Ｖｃとの合成信号である。

検出回路１０は、反転入力端子（−）、非反転入力端子（＋）、および出力端子を備える演算増幅器ＡＭＰ１（第１の演算増幅器）と、帰還抵抗Ｒ２（第１の帰還抵抗）とを含む。演算増幅器ＡＭＰ１の出力端子と反転入力端子（−）との間には帰還抵抗Ｒ２が接続される。そして、演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）には信号線５０を介して被測定容量Ｃｓが接続される。また、演算増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子（＋）は、交流信号発生器４０の出力と接続されており、非反転入力端子（＋）には正弦波信号Ｓ１が供給される。

被測定容量Ｃｓの一方の電極は信号線５０に接続され、他方の電極は直流バイアス電位Ｖｈに接続される。ここで、直流バイアス電位Ｖｈは、接地電位、特定のＤＣ電圧、またはＨｉＺ状態である。信号線５０の少なくとも一部は、外部からのノイズの影響を防ぐためにシールド線５１で覆われている。シールド線５１は、交流信号発生器４０の出力および演算増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子（＋）と接続されている。

演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）の両端子間はイマジナリショートの状態にある。よって、演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）との間の電位差は実質的にゼロとなり、信号線５０にも交流信号発生器４０からの正弦波信号Ｓ１に対応する信号が流れる。このとき、シールド線５１が直流電位にバイアスされていると、信号線５０とシールド線５１との間に寄生容量が発生する。しかし、本実施の形態では、シールド線５１も交流信号発生器４０の出力と接続されており、シールド線５１には正弦波信号Ｓ１が供給されるので、信号線５０とシールド線５１との間には寄生容量は発生しない。

通常、信号線５０が長くなると信号線５０に寄生する容量も大きくなる。しかし、本実施の形態のように、信号線５０がシールド線５１に覆われている場合は、上記理由により信号線５０とシールド線５１との間に寄生容量が発生しないので、信号線５０の長さに起因する寄生容量は無視することができる。一方、信号線５０の一部にはシールド５１が設けられていない露出されている部分が存在する。この信号線５０が露出されている部分には寄生容量Ｃｐが発生する。

補正回路２０は、検出回路１０で検出される容量の中から寄生容量Ｃｐの影響を取り除くための回路である。補正回路２０は、抵抗Ｒ３（第１の抵抗）と可変容量Ｃｖとを含む。抵抗Ｒ３の一端は演算増幅器ＡＭＰ１の出力端子と接続され、他端はノード２５（第１のノード）と接続されている。可変容量Ｃｖの一端はノード２５と接続され、他端は接地電位に接続されている。つまり、補正回路２０は抵抗Ｒ３の一端において検出回路１０の演算増幅器ＡＭＰ１から出力された検出信号Ｓ７を入力する。また、補正回路２０は抵抗Ｒ３の他端と可変容量Ｃｖの一端とが接続されるノード２５から補正後の検出信号Ｓ６を出力する。

減算回路３０は、補正回路２０から出力された補正後の検出信号Ｓ６から、検出回路１０の演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）に入力される信号（負帰還検出信号）Ｓ５を減算した信号ＶＯＵＴを出力する。

図２に示すように、例えば減算回路３０は演算増幅器ＡＭＰ２（第４の演算増幅器）と４個の抵抗Ｒ８〜Ｒ１１とを含み構成される。演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子と反転入力端子（−）との間には帰還抵抗Ｒ１１（第２の帰還抵抗）が接続される。また、演算増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子（＋）には、補正回路２０からの出力信号である補正後の検出信号Ｓ６が抵抗Ｒ８（第６の抵抗）を介して供給される。演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子（−）には、検出回路１０からの出力信号である負帰還検出信号Ｓ５が抵抗Ｒ９（第７の抵抗）を介して供給される。また、演算増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子（＋）と交流信号振幅の中点電位Ｖｃと同じ電位との間に抵抗Ｒ１０（第８の抵抗）が接続されている。なお、減算回路３０には入力信号である負帰還検出信号Ｓ５を供給する代わりに、正弦波信号Ｓ１を供給してもよい。

次に、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路の動作について説明する。
交流信号発生器４０は、交流信号である正弦波信号Ｓ１を生成し出力する。交流信号発生器４０から出力される正弦波信号Ｓ１は、交流信号成分Ｖｄｖと交流信号振幅の中点電位Ｖｃとの合成信号である。すなわち、正弦波信号Ｓ１は、交流信号振幅の中点電位ＶｃのＤＣ電圧レベルを中心に交流信号成分Ｖｄｖが振動している信号である。本実施の形態にかかわるインピーダンス検出回路では、ＤＣ電圧レベルでは被測定容量Ｃｓに充放電電流が流れないので容量値を検出することができない。よって、正弦波信号Ｓ１は交流信号成分Ｖｄｖだけ考慮すればよい。以下では、交流信号Ｖｄｖの角周波数をωとしてインピーダンス検出回路の動作について説明する。

なお、図２には各ノード電位Ｖ４〜Ｖ９を示している。ノード電位Ｖ４は、検出回路１０の演算増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子（＋）の電位を示している。ノード電位Ｖ５はノード１５の電位、つまり演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）の電位を示している。ノード電位Ｖ６は、演算増幅器ＡＭＰ１の出力端子の電位を示している。ノード電位Ｖ７はノード２５の電位、つまり補正回路２０の抵抗Ｒ３と可変容量Ｃｖの接続交点の電位を示している。ノード電位Ｖ８は、減算回路３０の演算増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子（＋）の電位を示している。ノード電位Ｖ９は、演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子（−）の電位を示している。

また、図３は、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路の動作を説明するための回路図である。図２と図３の異なる点は、図３の回路図では電流の流れｉ１〜ｉ６を追加し、減算回路３０の抵抗Ｒ８〜Ｒ１１を全て同一の抵抗値を持つ抵抗Ｒ８に置き換え、交流信号振幅の中点電位Ｖｃを接地電位とした点である。以下では、図３を用いて本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路の動作について説明する。ここで、被測定容量Ｃｓの直流バイアス電位Ｖｈは接地電位とする。

図３に示すインピーダンス検出回路の検出回路１０において、演算増幅器ＡＭＰ１の出力端子と反転入力端子（−）は帰還抵抗Ｒ２を介して閉ループで閉じられているので、演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）はイマジナリショート状態にある。よって、演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）との間の電位差は実質的にゼロとなり、信号線５０にも交流信号発生器４０からの正弦波信号Ｓ１に対応する信号が流れる。したがって、被測定容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐに交流信号成分Ｖｄｖが印加されることになる。被測定容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐの合成インピーダンスをＲｓｐとし、被測定容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐで消費される電流を電流ｉ１とすると、ノード電位Ｖ５は以下の式（１０）で表される。

帰還抵抗Ｒ２の両端の電位はノード電位Ｖ６とノード電位Ｖ５であるので、帰還抵抗Ｒ２に流れる電流を電流ｉ２とすると、オームの法則より以下の式（１１）が導き出される。

補正回路２０の可変容量ＣｖのインピーダンスをＲｖとし、可変容量Ｃｖで消費される電流を電流ｉ４とすると、ノード電位Ｖ７は以下の式（１２）で表される。

抵抗Ｒ３の両端の電位はノード電位Ｖ６とノード電位Ｖ７であるので、抵抗Ｒ３に流れる電流を電流ｉ５とすると、オームの法則より以下の式（１３）で表される。

減算回路３０の交流信号振幅の中点電位Ｖｃ端子と、補正回路２０のノード２５（ノード電位Ｖ７）との間にある２つの抵抗Ｒ８に流れる電流をｉ６とすると、交流信号振幅の中点電位Ｖｃ端子は接地電位なので、ノード電位Ｖ７は以下の式（１４）で表される。

減算回路３０の演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子（ＶＯＵＴ）と検出回路１０のノード１５（ノード電位Ｖ５）との間にある２つの抵抗Ｒ８に流れる電流をｉ３とすると、ノード電位Ｖ５と検出信号ＶＯＵＴの電位差はオームの法則より以下の式（１５）で表される。

そして、検出回路１０のノード１５と補正回路２０のノード２５に対して、それぞれキルヒホッフの第一法則を適用すると、ノード１５では以下の式（１６）の関係式が成り立ち、ノード２５では以下の式（１７）の関係式が成り立つ。

減算回路３０の演算増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子（＋）のノード電位Ｖ８は、以下の式（１８）で表される。

減算回路３０の演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子（−）のノード電位Ｖ９は、以下の式（１９）で表される。

また、演算増幅器ＡＭＰ２の出力端子と反転入力端子（−）は抵抗Ｒ８を介して閉ループで閉じられているので、演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）はイマジナリショート状態にある。よって、演算増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）との間の電位差は実質的にゼロである。したがって、ノード電位Ｖ８とノード電位Ｖ９は等しいので以下の式（２０）の関係が成り立つ。

式（１７）に、式（１２）と式（１４）を代入すると、以下の式（２１）が成り立つ。

式（１３）に、式（１１）と式（２１）を代入すると、以下の式（２２）が成り立つ。

式（１４）と式（２０）とから、電流ｉ３は以下の式（２３）のように表すことができる。

式（１６）に式（１０）と式（２３）代入すると、以下の式（２４）が成り立つ。

式（２２）に式（２４）を代入して、ノード電位Ｖ７を導き出すと以下の式（２５）で表される。

減算回路３０の出力信号ＶＯＵＴは、ノード電位Ｖ７からノード電位Ｖ５を減算した信号であるので、出力信号ＶＯＵＴは以下の式（２６）で表される。

交流信号Ｖｄｖの各周波数をωとすると、被測定容量Ｃｓと寄生用容量Ｃｐの合成インピーダンスＲｓｐは以下の式（２７）で表される。

また、可変容量ＣｖのインピーダンスＲｖは以下の式（２８）で表される。

また、交流信号発生器４０から正弦波信号Ｓ１、つまり交流信号Ｖｄｖが出力され、検出回路１０の演算増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子（＋）に供給される。演算増幅器ＡＭＰ１の出力端子と反転入力端子（−）は帰還抵抗Ｒ２を介して閉ループで閉じられているので、演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）はイマジナリショート状態にある。よって、ノード１５（ノード電位Ｖ５）にも交流信号Ｖｄｖが印加されるので、ノード電位Ｖ５は交流信号Ｖｄｖと等しくなる。したがって、式（２６）のノード電位Ｖ５を交流信号Ｖｄｖに置き換え、さらに、式（２６）に式（２７）と式（２８）を代入すると、出力信号ＶＯＵＴは以下の式（２９）のようになる。

また、検出回路１０の帰還抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３を同じ値にして、可変容量Ｃｖを寄生容量Ｃｐと同じ値に調整すれば、出力信号ＶＯＵＴは以下の式（３０）のようになる。

式（３０）では、寄生容量Ｃｐを含む項が分母に含まれるので、出力信号ＶＯＵＴは寄生容量Ｃｐの影響を受ける。しかし、被測定容量Ｃｓが大きい場合は出力信号ＶＯＵＴが被測定容量Ｃｓに比例するので、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路は、本発明の目的である被測定容量に比例した電圧を得ることができるインピーダンス検出回路となる。

また、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路を使用する際は、最初に被測定容量Ｃｓを信号線５０に接続しない状態、つまり寄生容量Ｃｐの影響だけを受けている状態で検出回路１０を動作させる。そして、この状態で補正回路２０の可変容量Ｃｖを調整して、ノード２５の電位（ノード電位Ｖ７）とノード１５の電位（ノード電位Ｖ５）を等しくする。ノード電位Ｖ７とノード電位Ｖ５が等しいか否かは、減算回路３０の出力信号ＶＯＵＴをモニターすることで判断することができる。

すなわち、出力信号ＶＯＵＴとして、交流信号成分を含まない信号、つまりＤＣ電圧レベルである交流信号振幅の中点電位Ｖｃが出力されていれば、ノード電位Ｖ７とノード電位Ｖ５が等しいと判断することができる。このようにして補正回路２０の可変容量Ｃｖを調整し、その後、信号線５０に被測定容量Ｃｓを接続し測定を行なえば、寄生容量Ｃｐの影響を受けずに正確に測定することができる。なお、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路は、容量値の検出だけではなく抵抗値の検出も可能である。

以上で説明した本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路では、検出回路１０の演算増幅器ＡＭＰ１の出力端子と反転入力端子（−）との間に帰還抵抗Ｒ２が接続され、閉ループが形成されている。また、非測定容量Ｃｓや寄生容量Ｃｐが演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）に接続されている。

ここで、演算増幅器ＡＭＰ１の検出信号Ｓ７は、帰還抵抗Ｒ２を通過して演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）に供給される。また、反転入力端子（−）には被測定容量Ｃｓや寄生容量Ｃｐが接続されている。よって、演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）に入力される信号は演算増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子（＋）に入力される原信号に対して位相が遅れる。

しかし、演算増幅器ＡＭＰ１は閉ループを形成しているので、演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）はイマジナリショート状態にある。よって、演算増幅器ＡＭＰ１は、反転入力端子（−）の位相と原信号の位相とが同じになるように動作する。つまり、演算増幅器ＡＭＰ１の検出信号Ｓ７の位相を原信号の位相に対して進めることで、演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）に入力される信号の位相と非反転入力端子（＋）に入力される原信号の位相を同相とすることができる。

一方、被測定容量Ｃｓや寄生容量Ｃｐをインピーダンスとして見ると、被測定容量Ｃｓおよび寄生容量Ｃｐのインピーダンスと帰還抵抗Ｒ２との比により演算増幅器ＡＭＰ１から出力された検出信号Ｓ７の振幅が増加する。よって、寄生容量Ｃｐの影響により、検出回路１０の演算増幅器ＡＭＰ１から出力される検出信号Ｓ７は、原信号に対して位相が進み、さらに振幅が増加する。

そこで、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路では、補正回路２０を用いて演算増幅器ＡＭＰ１の検出信号Ｓ７の位相を遅らせると共に、検出信号Ｓ７の振幅を減衰させている。すなわち、補正回路２０は、演算増幅器ＡＭＰ１の検出信号Ｓ７の位相を信号線５０に生じた寄生容量Ｃｐの容量値に応じて進んだ分だけ遅らせると共に、演算増幅器ＡＭＰ１の検出信号Ｓ７の振幅を信号線５０に生じた寄生容量Ｃｐの容量値に応じて増加した分だけ減衰させている。

具体的には、補正回路２０では抵抗Ｒ３と可変容量Ｃｖを用いて、検出回路１０の演算増幅器ＡＭＰ１から出力された検出信号Ｓ７に対して寄生容量Ｃｐの影響分だけ位相を遅らせて、さらに振幅を減衰させた信号を生成している。

そして、減算回路３０で、補正回路２０から出力された補正後の検出信号Ｓ６から、検出回路１０から出力された負帰還検出信号Ｓ５を減算することで、被測定容量Ｃｓの容量値に応じた出力電圧ＶＯＵＴを得ることができる。

以上で説明したように、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路は、補正回路２０の可変容量Ｃｖのみを調整することによって寄生容量の影響を除去することができると共に、被測定容量Ｃｓの静電容量に比例した信号を出力することができる。

すなわち、特許文献１に開示されているインピーダンス検出回路では、寄生容量の影響を除去するために２箇所の可変抵抗を調整する必要があった。特許文献１に開示されているインピーダンス検出回路では、寄生容量の影響により検出回路１３１の演算増幅器１４１の反転入力端子に入力される信号の位相が、検出回路１３１の演算増幅器１４１の非反転入力端子に入力される信号（原信号）に対して遅れる。このため、図８に示したインピーダンス検出回路では、非反転入力端子に入力される信号（原信号）に対して進んだ位相をもつ信号を生成し、この信号を検出回路１３１の演算増幅器１４１の反転入力端子に帰還させることで位相遅れを打ち消し、寄生容量の影響を除去している。

検出回路１３１では寄生容量の影響により０〜９０度の範囲で位相遅れが発生する。よって、位相遅れを打ち消すためには０〜９０度位相が進んだ信号を生成する必要がある。しかし、現実的には位相が進んだ信号を生成することはできない。ここで、検出回路１３１の演算増幅器１４１の非反転入力端子に入力される原信号は交流信号である。したがって、位相が２７０〜３６０度遅れた信号は、０〜９０度位相が進んだ信号と同じである。

しかし、１つの演算増幅器では０〜１８０度の範囲の位相遅れを有する信号しか生成することができない。そこで、図８に示したインピーダンス検出回路では２７０〜３６０度の範囲の位相遅れを有する信号を生成するために、位相補償回路１３２の演算増幅器１５１で位相を９０〜１８０度の範囲で遅らせ、振幅補償回路１３３の演算増幅器１６１で出力を反転（位相を１８０度遅らせる）させて、２７０〜３６０度の位相遅れを有する信号を生成している。

また、寄生容量の大きさにより発生する位相遅れが異なるので、図８に示したインピーダンス検出回路の位相補償回路１３２では任意の寄生容量の大きさに対応出来ように可変抵抗１５４を用いて、０〜１８０度の範囲内で任意の位相遅れの信号を生成できるようにしている。また、位相補償回路１３２で用いている抵抗１５２、抵抗１５３の抵抗値が同じなら、位相補償回路１３２の出力信号の振幅と演算増幅器１５１の反転入力端子に入力される信号（原信号）の振幅は同一である。

しかし、実際は製造ばらつきなどにより抵抗１５２の値と抵抗１５３の値はばらつく。つまり、位相補償回路１３２の出力信号の振幅は演算増幅器１５１の反転入力端子に入力される信号（原信号）の振幅に対して、減衰または増幅される。

そこで、特許文献１に開示されているインピーダンス検出回路では、振幅が減衰または増幅された信号を元に戻せるように、振幅補償回路１３３の可変抵抗１６２を調整して、任意に振幅が調整出来るようにしている。

このように、特許文献１に開示されているインピーダンス検出回路では、可変抵抗２箇所の調整が必要であった。

これに対して本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路では、補正回路２０の可変容量Ｃｖのみを調整することによって、被測定容量Ｃｓの静電容量に比例した信号を出力することができる。よって、本発明により簡単な調整で寄生容量の影響を除去することができるインピーダンス検出回路およびインピーダンス検出方法を提供することができる。

また、特許文献１にかかるインピーダンス検出回路では、寄生容量の影響を取り除く為に、位相補償回路１３２と振幅補償回路１３３で合計２個の演算増幅器を使用していた。しかし、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路では、寄生容量の影響を取り除くための補正回路２０に演算増幅器を使用せず、抵抗と容量だけで構成することができるため回路規模を小さくすることができる。

また、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路では補正回路２０に演算増幅器を使用していないので、消費電力も低減することができる。さらに、補正回路２０において使用される素子数が少ないので、補正回路を安価に作製することができる。また、調整箇所が１箇所なので製品出荷時の試験コストも削減でき、また調整時間を短くすることができる。

実施の形態２
次に、本発明の実施の形態２について説明する。図４は、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路（インピーダンス−電圧変換回路）を示すブロック図である。本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路は、補正回路２０から出力された補正後の検出信号Ｓ６および検出回路１０から出力された負帰還検出信号Ｓ５を、バッファ回路６０を介して減算回路３０に供給している点が、実施の形態１にかかるインピーダンス検出回路と異なる。これ以外は、実施の形態１にかかるインピーダンス検出回路と同様であるので重複した説明は省略する。

図５は、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路を示す回路図である。図５では、図４に示したバッファ回路６０の具体的な回路構成を示している。
バッファ回路６０は、演算増幅器ＡＭＰ３（第２の演算増幅器）と演算増幅器ＡＭＰ４（第３の演算増幅器）とを含み構成される。演算増幅器ＡＭＰ３と演算増幅器ＡＭＰ４は共に、出力端子と反転入力端子（−）とが接続された、いわゆるボルテージフォロワ構成となっている。

演算増幅器ＡＭＰ３の非反転入力端子（＋）には、補正回路２０から出力された補正後の検出信号Ｓ６が供給される。また、演算増幅器ＡＭＰ３の出力信号はバッファ後の補正検出信号Ｓ８となり、減算回路３０に供給される。
演算増幅器ＡＭＰ４の非反転入力端子（＋）には、検出回路１０から出力された負帰還検出信号Ｓ５が供給される。また、演算増幅器ＡＭＰ４の出力信号はバッファ後の負帰還検出信号Ｓ９となり、減算回路３０に供給される。

本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路においてバッファ回路６０を追加した理由は、実施の形態１の回路構成では式（３０）で示したように減算回路３０の抵抗Ｒ８、Ｒ９の影響により出力信号ＶＯＵＴの振幅が減衰してしまう場合があるからである。
よって、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路のように、バッファ回路６０を減算回路３０の手前に挿入することで、減算回路３０の抵抗Ｒ８〜Ｒ１１の影響を除去することができる。

次に、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路の動作について説明する。
本実施の形態においても、交流信号発生器４０は交流信号である正弦波信号Ｓ１を生成し出力する。交流信号発生器４０から出力される正弦波信号Ｓ１は、交流信号成分Ｖｄｖと交流信号振幅の中点電位Ｖｃとの合成信号である。すなわち、正弦波信号Ｓ１は、交流信号振幅の中点電位ＶｃのＤＣ電圧レベルを中心に交流信号成分Ｖｄｖが振動している信号である。本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路では、ＤＣ電圧レベルでは被測定容量Ｃｓに充放電電流が流れないので容量値を検出することができない。よって、正弦波信号Ｓ１は交流信号成分Ｖｄｖだけ考慮すればよい。以下では、交流信号Ｖｄｖの角周波数をωとしてインピーダンス検出回路の動作について説明する。

図５に示すインピーダンス検出回路の検出回路１０において、演算増幅器ＡＭＰ１の出力端子と反転入力端子（−）は帰還抵抗Ｒ２を介して閉ループで閉じられているので、演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）はイマジナリショート状態にある。よって、演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）との間の電位差は実質的にゼロとなり、信号線５０にも交流信号発生器４０からの正弦波信号Ｓ１に対応する信号が流れる。したがって、被測定容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐに交流信号成分Ｖｄｖが印加されることになる。被測定容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐの合成インピーダンスをＲｓｐとすると、合成インピーダンスＲｓｐは式（２７）のように表される。

そして、被測定容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐとで消費される電流を電流ｉ１とすると、ノード１５の電圧Ｖ５は以下の式（３１）で表される。

式（３１）を電流ｉ１の式で表すと以下の式（３２）のようになる。

また、帰還抵抗Ｒ２に電流ｉ１が流れ、帰還抵抗Ｒ２の両端のノード電位はノード電位Ｖ６およびノード電位Ｖ５であるので、オームの法則より以下の式（３３）が成立する。

式（３３）をノード電位Ｖ６の式で表すと以下の式（３４）のようになる。

可変容量ＣｖのインピーダンスをＲｖとすると、ノード２５の電位Ｖ７は以下の式（３５）で表すことができる。

また、可変容量ＣｖのインピーダンスＲｖは式（２８）のように表すことができる。
式（３５）に式（２８）と式（３４）を代入すると、ノード電位Ｖ７は以下の式（３６）で表される。

実際の減算回路３０の出力電圧ＶＯＵＴはノード電位Ｖ７からノード電位Ｖ５を減算し、交流信号振幅の中点電位Ｖｃを足した値で表される。しかし、ＤＣ成分では容量を電圧に変換することができないのでＤＣ成分を無視すると、出力電圧ＶＯＵＴはノード電位Ｖ７からノード電位Ｖ５を減算した値となる。よって、出力電圧ＶＯＵＴは以下の式（３７）で表される。

ここで、式（３７）の点線で囲まれた部分に注目し、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３を同じ値にして、可変容量Ｃｖを寄生容量Ｃｐと同じ値に調整して、ノード電位Ｖ５を交流信号成分Ｖｄｖに置き換えると、出力電圧ＶＯＵＴは以下の式（３８）で表すことができる。

式（３８）と実施の形態１で説明した式（３０）を比べると、分母がＲ２／Ｒ８だけ小さくなっている。よって、本実施の形態では、出力電圧ＶＯＵＴの振幅は実施の形態１の場合と比べて大きくなる。また、式（３８）からもわかるように、バッファ回路６０を減算回路３０の手前に挿入することで、減算回路３０の抵抗Ｒ８〜Ｒ１１の影響を除去することができる。

そして、本実施の形態においても、寄生容量Ｃｐを含む項が分母に含まれるので、出力信号ＶＯＵＴは寄生容量Ｃｐの影響を受ける。しかし、被測定容量Ｃｓが大きい場合は出力信号ＶＯＵＴが被測定容量Ｃｓに比例するので、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路においても、本発明の目的である被測定容量に比例した電圧を得ることができるインピーダンス検出回路となる。

以上で説明したように、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路では、補正回路２０から出力された補正後の検出信号Ｓ６および検出回路１０から出力された負帰還検出信号Ｓ５を、バッファ回路６０を介して減算回路３０に供給している。これにより、出力電圧ＶＯＵＴの振幅を実施の形態１の場合と比べて大きくすることができる。よって、
被測定容量の容量値が小さい場合であっても、出力電圧ＶＯＵＴのレベルを大きくすることができるので、被測定容量の容量値をより正確に検出することができる。また、バッファ回路６０を減算回路３０の手前に挿入することで、減算回路３０の抵抗Ｒ８〜Ｒ１１の影響を除去することができる。

実施の形態３
次に、本発明の実施の形態３について説明する。図６は、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路（インピーダンス−電圧変換回路）を示すブロック図である。本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路は、検出回路１０のノード１５と被測定容量Ｃｓとの間にフィルター回路７０を挿入して信号線が受ける外的ノイズの影響を除去している点と、補正回路２０のノード２５と接続される補正用フィルター回路８を設けている点が、実施の形態１にかかるインピーダンス検出回路と異なる。これ以外は、実施の形態１にかかるインピーダンス検出回路と同様であるので重複した説明は省略する。

一般的に、被測定容量Ｃｓを測定する測定環境は様々であり、外部からのノイズの影響を受ける測定環境でも被測定容量Ｃｓを正しく測定しなければならない。本実施の形態では、このように外部からのノイズの影響がある場合においても被測定容量Ｃｓを測定することができるインピーダンス検出回路について説明する。

フィルター回路７０は、容量Ｃ４（第１の容量）、容量Ｃ５（第２の容量）と抵抗Ｒ４（第２の抵抗）、抵抗Ｒ５（第３の抵抗）を含み構成される。容量Ｃ４は、一端が被測定容量Ｃｓの一端および抵抗Ｒ４の一端と接続され、他端が接地電位に接続されている。抵抗Ｒ４は、一端が被測定容量Ｃｓの一端および容量Ｃ４の一端と接続され、他端が容量Ｃ５の一端および抵抗Ｒ５の一端（第２のノード７５）と接続されている。容量Ｃ５は、一端が抵抗Ｒ４の他端および抵抗Ｒ５の一端（ノード７５）と接続され、他端が接地電位に接続されている。抵抗Ｒ５は、一端が抵抗Ｒ４の他端および容量Ｃ５の一端（ノード７５）と接続され、他端がノード１５と接続されている。

フィルター回路８０は、容量Ｃ６（第３の容量）、可変容量Ｃ７、および抵抗Ｒ６（第４の抵抗）、抵抗Ｒ７（第５の抵抗）を含み構成される。容量Ｃ６は、一端が抵抗Ｒ６の一端（第３のノード８５）と接続され、他端が接地電位に接続されている。抵抗Ｒ６は、一端が容量Ｃ６の一端（ノード８５）と接続され、他端が可変容量Ｃ７の一端および抵抗Ｒ７の一端（第４のノード８６）と接続されている。可変容量Ｃ７は、一端が抵抗Ｒ６の他端および抵抗Ｒ７の一端（ノード８６）と接続され、他端が接地電位に接続されている。抵抗Ｒ７は、一端が抵抗Ｒ６の他端および可変容量Ｃ７の一端（ノード８６）と接続され、他端がノード２５と接続されている。

本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路では、寄生容量Ｃｐの影響は無視できるほど小さいと仮定し、寄生容量Ｃｐの影響は受けないとする。
本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路においても被測定容量Ｃｓを測定する電極や、シールド線５１に覆われていない信号線５０の部分は、ノイズの影響を受け易い。よって、外部からのノイズの影響を受ける測定環境でも被測定容量Ｃｓの容量値を正しく測定するために、検出回路１０の演算増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子（−）と被測定容量Ｃｓとの間にフィルター回路７０を挿入して測定する場合がある。

しかし、フィルター回路７０を挿入すると、フィルター回路７０のインピーダンスも被測定容量Ｃｓに加算されて測定されてしまう。よって、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路では、補正回路２０のノード２５にフィルター回路７０と同様な構成の補正用フィルター回路８０を接続することで、フィルター回路７０のインピーダンスの影響を除去している。

なお、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路の動作等については、フィルター回路７０の合成インピーダンスを、実施の形態１における寄生容量Ｃｐのインピーダンスに置き換えることで説明することができるので、重複した説明は省略する。つまり、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路においても、可変容量Ｃ７を調整することで演算増幅器ＡＭＰ１から出力された検出信号Ｓ７を補正することができる。

本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路では、寄生容量Ｃｐの影響だけではなく、外的ノイズを除去するために意図的に挿入されたフィルター回路などの影響（すなわち、信号線５０に付加された検出対象以外のインピーダンス成分の全て）を、補正回路２０を用いることで除去することができる。なお、本実施の形態においても、実施の形態１で説明したインピーダンス検出回路と同様の効果を得ることができる。

実施の形態４
次に、本発明の実施の形態４について説明する。図７は、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路（インピーダンス−電圧変換回路）を示すブロック図である。本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路は、補正回路２０から出力された補正後の検出信号Ｓ６および検出回路１０から出力された負帰還検出信号Ｓ５を、バッファ回路６０を介して減算回路３０に供給している点、検出回路１０のノード１５と被測定容量Ｃｓとの間にフィルター回路７０を挿入して信号線が受ける外的ノイズの影響を除去している点、および補正回路２０のノード２５と接続される補正用フィルター回路８を設けている点が実施の形態１にかかるインピーダンス検出回路と異なる。

すなわち、本実施の形態にかかるインピーダンス検出回路は実施の形態２にかかるインピーダンス検出回路および実施の形態３にかかるインピーダンス検出回路を組み合わせた構成である。本実施の形態にかかる各構成要素、動作、効果等は実施の形態１乃至３にかかるインピーダンス検出回路と同様であるので重複した説明は省略する。

以上、本発明を上記実施形態に即して説明したが、上記実施形態の構成にのみ限定されるものではなく、本願特許請求の範囲の請求項の発明の範囲内で当業者であればなし得る各種変形、修正、組み合わせを含むことは勿論である。

１０ 検出回路
１５、２５ ノード
２０ 補正回路
３０ 減算回路
４０ 交流信号発生器
５０ 信号線
５１ シールド線
６０ バッファ回路
７０ フィルター回路
８０ 補正フィルター回路
ＡＭＰ１〜ＡＭＰ４ 演算増幅器
Ｒ１〜Ｒ１１ 抵抗
Ｖ４〜Ｖ９ ノード電位
Ｃｓ 被測定容量
Ｃｐ 寄生容量
Ｃｖ 可変容量
Ｓ１ 正弦波信号
Ｓ５ 負帰還検出信号
Ｓ６ 補正後の検出信号
Ｓ７ 検出信号
Ｓ８ バッファ後の補正検出信号
Ｓ９ バッファ後の負帰還検出信号

Claims (12)

1. 交流信号を発生する交流信号発生器と、
   被測定容量が一端に接続される信号線の他端と接続された反転入力端子、前記信号線の少なくとも一部を覆うシールド線および前記交流信号発生器の出力と接続された非反転入力端子、および出力端子を備える第１の演算増幅器と、当該第１の演算増幅器の前記出力端子と前記反転入力端子との間に接続された第１の帰還抵抗と、を有する検出回路と、
   一端が前記第１の演算増幅器の出力端子と接続され、他端が第１のノードと接続された第１の抵抗と、一端が前記第１のノードと電気的に接続された可変容量とを備えると共に、前記可変容量の容量値を調整することで前記第１の演算増幅器から出力された検出信号を補正し、補正後の検出信号を前記第１のノードから出力する補正回路と、
   前記補正回路から出力された補正後の検出信号から前記第１の演算増幅器の反転入力端子に入力される信号を減算する減算回路と、
   を有するインピーダンス検出回路。
2. 前記補正回路は、前記第１の演算増幅器から出力された検出信号の位相を遅らせると共に、当該検出信号の振幅を減衰させる、請求項１に記載のインピーダンス検出回路。
3. 前記補正回路は、前記第１の演算増幅器から出力された検出信号の位相を前記信号線に生じた寄生容量の容量値に応じて進んだ分だけ遅らせると共に、前記第１の演算増幅器から出力された検出信号の振幅を前記信号線に生じた寄生容量の容量値に応じて増加した分だけ減衰させる、請求項１に記載のインピーダンス検出回路。
4. 前記減算回路は、前記第１の演算増幅器の反転入力端子に入力される信号および前記補正回路から出力された補正後の検出信号をバッファ回路を介して入力する、請求項１乃至３のいずれか一項に記載のインピーダンス検出回路。
5. 前記バッファ回路は、
   非反転入力端子に前記補正回路から出力された補正後の検出信号が入力され、出力端子と反転入力端子とが接続されたボルテージフォロワ構成の第２の演算増幅器と、
   非反転入力端子に前記第１の演算増幅器の反転入力端子に入力される信号が入力され、出力端子と反転入力端子とが接続されたボルテージフォロワ構成の第３の演算増幅器と、
   を有する請求項４に記載のインピーダンス検出回路。
6. 前記検出回路の第１の帰還抵抗の抵抗値と前記補正回路の第１の抵抗の抵抗値とが同一であり、前記可変容量の容量値と寄生容量の容量値とが同一である、請求項１乃至５のいずれか一項に記載のインピーダンス検出回路。
7. 前記第１の演算増幅器の反転入力端子と前記信号線との間に第１のフィルター回路を更に備え、
   前記補正回路は、前記第１のノードに接続され、前記可変容量を含み、且つ前記第１のフィルター回路と同一特性を備える第２のフィルター回路を有する、請求項１乃至６のいずれか一項に記載のインピーダンス検出回路。
8. 前記第１のフィルター回路は、
   一端が前記信号線の他端に接続され、他端が第２のノードに接続された第２の抵抗と、
   一端が前記第２の抵抗の一端に接続され、他端が接地電位と接続された第１の容量素子と、
   一端が前記第２のノードに接続され、他端が前記第１の演算増幅器の反転入力端子に接続された第３の抵抗と、
   一端が前記第２のノードに接続され、他端が接地電位と接続された第２の容量素子と、を備え、
   前記第２のフィルター回路は、
   一端が第３のノードに接続され、他端が第４のノードに接続された第４の抵抗と、
   一端が前記第３のノードと接続され、他端が接地電位と接続された第３の容量素子と、
   一端が前記第４のノードに接続され、他端が前記第１のノードに接続された第５の抵抗と、
   一端が前記第４のノードに接続され、他端が接地電位と接続された前記可変容量と、を備える、請求項７に記載のインピーダンス検出回路。
9. 前記減算回路は、
   第４の演算増幅器と、
   前記第４の演算増幅器の出力端子と反転入力端子との間に接続された第２の帰還抵抗と、
   一端が前記第４の演算増幅器の非反転入力端子と接続され、他端に前記補正後の検出信号が供給される第６の抵抗と、
   一端が前記第４の演算増幅器の反転入力端子と接続され、他端に前記第１の演算増幅器の反転入力端子に入力される信号が供給される第７の抵抗と、
   前記第４の演算増幅器の非反転入力端子と前記交流信号の中点電位と同じ電位との間に接続された第８の抵抗と、
   を備える、請求項１乃至８のいずれか一項に記載のインピーダンス検出回路。
10. インピーダンス検出回路を用いて被測定容量のインピーダンスを検出するインピーダンス検出方法であって、
    前記インピーダンス検出回路は、
    交流信号を発生する交流信号発生器と、
    被測定容量が一端に接続される信号線の他端と接続された反転入力端子、前記信号線の少なくとも一部を覆うシールド線および前記交流信号発生器の出力と接続された非反転入力端子、および出力端子を備える第１の演算増幅器と、当該第１の演算増幅器の前記出力端子と前記反転入力端子との間に接続された第１の帰還抵抗と、を有する検出回路と、
    一端が前記第１の演算増幅器の出力端子と接続され、他端が第１のノードと接続された第１の抵抗と、一端が前記第１のノードと電気的に接続された可変容量とを備え、補正後の検出信号を前記第１のノードから出力する補正回路と、
    前記補正回路から出力された補正後の検出信号から前記第１の演算増幅器の反転入力端子に入力される信号を減算する減算回路と、を有し、
    前記補正回路の可変容量の容量値を調整することで、前記第１の演算増幅器から出力された検出信号の位相を遅らせると共に、当該検出信号の振幅を減衰させる、
    インピーダンス検出方法。
11. 前記被測定容量のインピーダンスを測定する前に、前記被測定容量が前記信号線の一端に接続されていない状態で、前記第１のノードにおける電位と前記第１の演算増幅器の反転入力端子の電位とが等しくなるように前記可変容量を調整する、請求項１０に記載のインピーダンス検出方法。
12. 前記減算回路の出力信号が交流成分を含まないように前記可変容量を調整する、請求項１１に記載のインピーダンス検出方法。
    

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